CN103967829B - 磁性轴承装置及真空泵 - Google Patents

Abstract

本发明是关于一种磁性轴承装置及真空泵，可实现磁性轴承控制中的移位信息的信噪比提升。磁性轴承装置包括：正弦波离散值生成部，生成正弦波离散值；数模转换器，对正弦波离散值进行数模转换而生成载波信号；传感器，根据转子轴的支撑位置来对载波信号进行调制并输出调制波信号；模数转换器，以满足fc＝(n+1/2)·fs(n为0以上的整数)的取样频率(fs)，且以与正弦波离散值同步的规定时序(最大波峰位置附近及最小波峰位置附近)，对调制波信号进行模数转换；及解调运算部，基于最大波峰位置附近的数据值(d1)及最小波峰位置附近的数据值(d2)，而输出通过d3＝(d1‑d2)/2而计算出的值(d3)作为解调运算结果。

Description

磁性轴承装置及真空泵

技术领域

本发明涉及一种磁性轴承(magnetic bearing)装置、及具备磁性轴承装置的真空泵(pump)。

背景技术

如磁性轴承型涡轮(turbo)分子泵般在利用磁性轴承装置非接触支撑旋转体(转子(rotor))的装置中，为了使转子悬浮维持在规定的目标位置，而基于转子的悬浮位置与目标位置的偏差(移位)，实时(real time)地反馈控制(feedback control)电磁铁的磁吸引力(电磁铁电流)。

关于移位的检测，利用专用的移位传感器进行检测的方式占主流，但近年来，为了小型化、低价格化及提升可靠性，无传感器型(sensorless type)(自传感型(self sensingtype))的装置正在实用化，该装置省略专用传感器，并且使产生悬浮控制力的电磁铁不仅具有现有的致动器(actuator)功能，也兼具传感(sensing)功能(电感(inductance)方式)。

电感方式中，对专用传感器或电磁铁线圈(coil)施加高频载波(传感器载波(sensor carrier))，利用因悬浮间隙(gap)所引起的电感变化对传感器载波进行振幅调制，并对其进行解调，由此获得悬浮间隙信号(移位信号)。在解调处理时，多考虑有应用数字(digital)技术而利用模数(Analog to Digital，AD)转换器(converter)对调制波信号进行同步取样(sampling)来获取的方式，即无需导致产生延迟的平滑处理的直接(direct)方式。关于直接方式的传感，例如已知有专利文献1～专利文献3中记载的技术。

专利文献1中记载的技术为具备专用传感器的构成，将对调制波信号进行取样时的传感器载波频率fc与取样频率fs的关系设为fs＝2fc或fs＝fc/n(n为自然数)。由于对专用传感器仅施加传感器载波信号电压，因此通常信号的信噪比(Signal to Noise ratio，S/N)良好。然而，例如在如为了使搭载有磁性轴承的装置小型化而将电磁铁与专用传感器配置得极其接近等般、因对电磁铁进行激磁的控制电流而产生的磁通对专用传感器线圈的信号产生影响的情况下，担忧因磁通的影响而导致在利用转子移位而调制的信号成分中混入控制电流成分(噪声(noise)成分)。

因此，通常利用设置在模数转换器前的带通滤波器(band-pass filter)(以传感器载波频率fc为中心的带通滤波器)而过滤大部分噪声成分，但为了完全去除噪声成分，必须使带通滤波器的Q值进一步变大而窄频带化。然而，如果使带通滤波器窄频带化，则解调的移位信号会自原本的信号大幅延迟而导致磁性轴承控制本身恶化，所以应用时存在限度。因此，模数转换器的输入信号中会残留噪声成分，也会在解调信号中产生噪声的影响。因此，在解调的转子移位信号中，会混入实际上未移位(振动)的振动成分，直接反馈其移位信息而进行悬浮控制。其结果，存在转子因噪声成分而强制振动，其反作用力传递至定子(stator)侧而成为装置产生振动的原因的情况。

专利文献2中记载的技术涉及专用传感器及无传感器这两种类型。关于具有专用传感器的类型，利用数字处理产生在fs＝2fc的条件下的每个取样时间使码反转 而得的方波信号，并自数模(Digital to Signal，DA)转换器输出，将该方波信号设为传感器载波信号而利用传感器以移位信号(转子移位)进行调制，使其调制波以相同频率fs(＝2fc)与波峰时序(peak timing)同步而获取。在解调处理中，使利用模数转换器获取的信号数据在每一次取样均码反转(在传感器载波的最小波峰时码反转)来进行处理，因此与专利文献1中记载的发明的情况同样地存在产生振动的问题。

另外，在无传感器类型的情况下，将传感器载波信号重叠在电磁铁驱动电流信号而自数模转换器输出，经由功率放大器(power amplifier)而对电磁铁进行激磁。在电磁铁线圈中对重叠的传感器载波信号进行振幅调制。因此，提取包含移位信号成分的振幅调制信号，与具有专用传感器的情况同样地进行与传感器载波同步的解调处理。然而，在无传感器类型的情况下，代替专用传感器而利用电磁铁传感移位信号，因此不仅重叠的传感器载波信号的调制信号，控制电流信号也以同等以上的信号电平(level)混合。因此，混入在振幅调制信号中的控制电流成分(噪声成分)变得比专用传感器类型的情况更多。

专利文献3中记载的技术涉及无传感器类型，使传感用传感器载波成分重叠在对电磁铁进行激磁的驱动电流。基本的信号处理与专利文献2中记载的技术相同，但在以下方面不同。即，以逆相位关系对以夹持转子的方式对向而相向的一对电磁铁的各者施加重叠的传感器载波(载波)。由此，可自控制电流成分高效率地分离并提取包含移位信号成分的振幅调制信号。然而，因与专利文献2的无传感器类型的情况相同的原因，存在噪声混入移位调制信号的问题。

[背景技术文献]

[专利文献]

[专利文献1]日本专利特开2006-308074号公报

[专利文献2]日本专利特开2000-60169号公报

[专利文献3]日本专利特开2001-177919号公报

发明内容

本发明的目的在于提供一种磁性轴承装置及真空泵，可实现磁性轴承控制中的移位信息的S/N比提升

本发明的目的是采用以下技术方案来实现的。本发明的优选的实施方式中的磁性轴承装置是利用电磁铁而非接触支撑被支撑体，且包括：正弦波离散值生成部，通过数字运算处理而生成正弦波离散值；载波生成部，基于正弦波离散值而生成载波信号；移位检测部，根据被支撑体的支撑位置来对载波信号进行调制并输出调制波信号；模数转换部，当将载波信号的频率设为fc时，以满足fc＝(n+1/2)·fs(其中，n为0以上的整数)的取样频率fs，且以与正弦波离散值同步的规定时序，将调制波信号模数转换为数字信号；解调运算部，基于模数转换后的数字信号进行解调运算；及控制部，基于解调运算部的解调运算结果而控制电磁铁的电流，从而控制被支撑体的支撑位置；且规定时序为取样时序成为载波信号的最大波峰位置附近的时序及成为最小波峰位置附近的时序，解调运算部在将于最大波峰位置附近取样的数字信号的数据值设为d1，且将在最小波峰位置附近取样的数字信号的数据值设为d2时，输出通过d3＝(d1-d2)/2而计算出的值d3作为解调运算结果。

本发明的目的还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的磁性轴承装置，其中所述最大波峰位置附近设定为以所述最大波峰位置为中心的载波周期(1/fc)的1/4周期的相位范围，且所述最小波峰位置附近设定为以所述最小波峰位置为中心的载波周期(1/fc)的1/4周期的相位范围。

前述的磁性轴承装置，其中所述解调运算部在每次取样所述数据值d1、所述数据值d2时，输出基于利用该取样而获得的数据值、与利用其之前的取样而获得的数据值的所述值d3。

前述的磁性轴承装置，其中所述解调运算部在每次取样所述数据值d1、所述数据值d2中的任一者时，输出基于利用该取样而获得的数据值、与利用其之前的取样而获得的数据值的所述值d3。本发明的目的还采用以下技术方案来实现的。本发明的优选的另一实施方式中的磁性轴承装置包括：一对电磁铁，设置在多个控制轴的各者，且相对于旋转轴而对向配置；载波生成部，生成用以侦测旋转轴的悬浮位置变化的载波信号；多个激磁放大器，基于重叠有载波信号的电磁铁控制信号来控制施加至各电磁铁的电压.而将电磁铁电流供给至电磁铁的各者；多个电流传感器，检测电磁铁电流；调制波信号生成部，基于与对向配置的一对电磁铁相对应地设置的一对电流传感器的检测信号，而生成包含悬浮位置变化信息的调制波信号；模数转换部，当将载波信号的频率设为fc时，以满足fc＝(n+1/2)·fs(其中，n为0以上的整数)的取样频率fs，且以与载波信号同步的规定时序，将调制波信号模数转换为数字信号；解调运算部，基于模数转换后的数字信号进行解调运算；控制部，基于解调运算部的解调运算结果而生成电磁铁控制信号，从而控制旋转轴的悬浮位置；且规定时序为取样时序成为载波信号的最大波峰位置附近的时序及成为最小波峰位置附近的时序，解调运算部在将于最大波峰位置附近取样的数字信号的数据值设为d1，且将在最小波峰位置附近取样的数字信号的数据值设为d2时，输出通过d3＝(d1-d2)/2而计算出的值d3作为解调运算结果。

本发明的目的还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的磁性轴承装置，其中所述最大波峰位置附近设定为以最大波峰位置为中心的载波周期(1/fc)的1/4周期的相位范围，最小波峰位置附近设定为以最小波峰位置为中心的载波周期(1/fc)的1/4周期的相位范围。

前述的磁性轴承装置，其中所述解调运算部在每次取样数据值d1、数据值d2时，输出基于利用该取样而获得的数据值、与利用其之前的取样而获得的数据值的所述值d3。

前述的磁性轴承装置，其中所述解调运算部在每次取样数据值d1、d2中的任一者时，输出基于利用该取样而获得的数据值、与利用其之前的取样而获得的数据值的值d3。

本发明的目的又采用以下技术方案来实现的。本发明的优选的实施方式中的真空泵包括：泵转子，形成有排气功能部；电动机，旋转驱动泵转子；及磁性轴承装置，磁悬浮支撑泵转子的旋转轴。

借由上述技术方案，本发明的磁性轴承装置及真空泵至少具有下列优点及有益效果：根据本发明，可实现磁性轴承控制中的移位信息的S/N比提升。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1是表示具备移位传感器方式的磁性轴承装置的磁性轴承型涡轮分子泵的概略构成的图。

图2是表示控制单元(control unit)的概略构成的方框图。

图3是表示五轴控制型磁性轴承的构成的方框图。

图4是表示激磁放大器36的构成的图。

图5是详细地表示传感器71x～传感器73与传感器电路33a～传感器电路33e的图。

图6是表示与轴向(axial)传感器73相关的控制区块的一例的图。

图7的(a)、(b)、(c)、(d)、(e)是表示信号波形的一例的图。

图8(a)、图8(b)是定性地表示取样及解调处理的图。

图9(a)、图9(b)是表示取样及解调处理的另一例的图。

图10(a)、图10(b)是表示取样及解调处理的另一例的图。

图11是说明取样时序的图。

图12是表示五轴控制型磁性轴承的构成的另一例的方框图。

图13是表示无传感器方式的磁性轴承型涡轮分子泵的控制单元的概略构成的方框图。

图14是说明无传感器方式的情况的控制部44的磁性轴承控制的方框图。

图15是表示各阶段(a)～阶段(g)中的信号波形的一例的图。

图16是表示无传感器方式的情况下的另一构成的图。

【主要元件符号说明】

3：转子 3a：旋转叶片

3b：圆筒部 4：转子轴

4a：推力盘 20：基座

21：泵外壳 21a：进气口

21c：固定凸缘 22：固定叶片

23：垫圈 24：螺杆定子

25：排气埠 26a、26b：机械轴承

27：电动机 28：旋转传感器

29：传感器靶 30：数字控制电路

31、35、413p、413m：数模转换器

32、205：滤波器

33、33a～33e：传感器电路

34、34A、34B、400、400p、400m：模数转换器

36、36p、36m：激磁放大器

37A～37E、204：相位偏移电路

40：直流电电源 41：逆变器

44：控制部 51～53：磁性轴承

51x：X1轴电磁铁 51y：Y1轴电磁铁

52x：X2轴电磁铁 52y：Y2轴电磁铁

53z：电磁铁 71、72：径向传感器

71x：X1轴传感器 71y：Y1轴传感器

72x：X2轴传感器

72y：Y2轴传感器 73：轴向传感器

101A、101B：电流传感器 202：增益调整部

203：差动放大器 301：脉宽调制控制信号

302：电流信号 303：脉宽调制闸极驱动信号

304：电磁铁电流信号 305：传感器载波信号

306：传感器信号 310、406：解调运算部

311：控制运算部 312：相位偏移运算部

313：正弦波离散值生成部 401p、401m：闸极信号生成部

403p、403m：低通滤波器 405：带通滤波器

406：解调运算部 407：磁悬浮控制器

409P、409m：信号处理运算部 410p、410m：放大器控制器

411：传感器载波生成电路 412p、412m：脉宽调制运算部

414：加法部 500：磁性轴承电磁铁

ch1～ch5：输入部 d：固定值

d1、d2：数据值 d3：运算结果

fc：载波频率 fs：取样频率

ib：偏压电流 ic、icp、icm：悬浮控制电流

is、isp、ism：传感器载波成分

r：噪声成分 D10、D11：二极管

Ip、Im：电流 M1、M2、M3、M4：取样点

S11、S12、S13、S14：最大波峰时序

S21、S22、S23、S24：最小波峰时序

S31、S32、S33、S34、S35、S36、S37、S38：输出时序

SW10、SW11：开关元件 Tc：载波周期

W：振动波形

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的一种磁性轴承装置及真空泵的具体实施方式、结构、特征及其功效，详细说明如后。

以下，参照附图对用在本发明的实施方式进行说明。

-第1实施方式-

图1是表示具备移位传感器方式的磁性轴承装置的磁性轴承型涡轮分子泵的概略构成的图。涡轮分子泵包括泵单元1、及驱动控制泵单元1的控制单元。此外，在图1中，省略控制单元的图示。

转子轴4是由径向(radial)方向的磁性轴承51、52及轴向方向的磁性轴承53非接触支撑。磁性轴承53是以在轴向夹持固定在转子轴4的下部的推力盘(thrust disc)4a的方式配置。转子轴4的悬浮位置通过作为移位传感器的径向传感器71、径向传感器72及轴向传感器73而检测。传感器71～传感器73使用在传感器芯(sensor core)卷绕有线圈的构成的电感式移位传感器。

通过磁性轴承而旋转自如地磁悬浮的转子3，通过电动机27高速旋转驱动。电动机27使用无刷直流电动机(Brushless Direct Current Motor)等。此外，在图1中，示意性地记载为电动机27，但更详细而言，以符号27表示的部分构成电动机定子，在转子轴4侧设置有电动机转子。

转子3的旋转通过旋转传感器28而检测。在通过电动机27旋转驱动的转子轴4的下端设置有传感器靶(sensor target)29。传感器靶29与转子轴4一体地旋转。上述的轴向移位传感器73及旋转传感器28配置在与传感器靶29的下表面对向的位置。在磁性轴承未工作时，转子轴4由紧急用的机械轴承(mechanical bearing)26a、机械轴承26b支撑。

在转子3形成有构成旋转侧排气功能部的多级旋转叶片3a与圆筒部3b。另一方面，在固定侧设置有作为固定侧排气功能部的固定叶片22与螺杆定子(screw stator)24。多级固定叶片22与旋转叶片3a相对于轴向而交替地配置。螺杆定子24隔开规定的间隙而设置在圆筒部3b的外周侧。

各固定叶片22隔着垫圈(spacer ring)23而载置在基座(base)20上。当通过螺栓(bolt)将泵外壳(casing)21的固定凸缘(flange)21c固定在基座(base)20时，叠层的垫圈23被夹持在基座20与泵外壳21之间，从而固定叶片22被定位。在基座20设置有排气埠(port)25，在该排气埠25连接有增压泵(back pump)。使转子3一面磁悬浮一面通过电动机27高速旋转驱动，由此进气口21a侧的气体分子向排气埠25侧排出。

图2是表示控制单元的概略构成的方框图。来自外部的交流电(alternatingcurrent，AC)输入，通过设置在控制单元的直流电(direct current，DC)电源40而自交流转换为直流。直流电电源40分别生成逆变器(inverter)41用电源、激磁放大器36用电源、及控制部44用电源。

对电动机27供给电流的逆变器41具备多个开关(switching)元件。通过利用控制部44来控制这些开关元件的接通断开(on off)，而驱动电动机27。

图2所示的10个磁性轴承电磁铁500表示设置在各磁性轴承51、磁性轴承52、磁性轴承53的磁性轴承电磁铁。在图1所示的涡轮分子泵使用的磁性轴承为五轴控制型磁性轴承，径向的磁性轴承51、磁性轴承52分别为双轴的磁性轴承，分别具备两对(四个)磁性轴承电磁铁500。另外，轴向的磁性轴承53为单轴磁性轴承，具备一对(两个)磁性轴承电磁铁500。对磁性轴承电磁铁500供给电流的激磁放大器36设置在10个磁性轴承电磁铁500的各者，在控制单元合计具备10个激磁放大器36。

控制电动机27的驱动及磁性轴承的驱动的控制部44，例如包含现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)等数字运算器及其周边电路。关于电动机控制，自控制部44对逆变器41输入用以对设置在逆变器41的多个开关元件进行接通断开控制的脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制信号301，自逆变器41对控制部44输入与电动机27相关的相电压及与相电流相关的信号302。关于磁性轴承控制，自控制部44对各激磁放大器36输入用以对激磁放大器36所包含的开关元件进行接通断开控制的脉宽调制闸极(gate)驱动信号303，自各激磁放大器36对控制部44输入与各磁性轴承电磁铁500相关的电磁铁电流信号304。另外，自控制部44对各传感器电路33输入传感器载波信号(载波信号)305，自各传感器电路33对控制部44输入通过移位来调制的传感器信号306。

图3是表示五轴控制型磁性轴承的构成的方框图。在图3中，数字控制电路30、数模转换器31、滤波器(filter)32、模数转换器34(34A、34B)及数模转换器35与图2的控制部44相对应。径向磁性轴承51具备X1轴电磁铁51x与Y1轴电磁铁51y，径向磁性轴承52具备X2轴电磁铁52x与Y2轴电磁铁52y。电磁铁51x、电磁铁51y、电磁铁52x、电磁铁52y分别包含夹持转子4而对向的一个电磁铁500(参照图2)。轴向磁性轴承53的电磁铁53z包含一对磁性轴承电磁铁500。另一方面，径向传感器71与X1轴电磁铁51x及Y1轴电磁铁51y对应地具备X1轴传感器71x及Y1轴传感器71y。同样地，径向传感器72与X2轴电磁铁52x及Y2轴电磁铁52y对应地具备X2轴传感器72x及Y2轴传感器72y。

如上所述，径向传感器71(71x、71y)、径向传感器72(72x、72y)及轴向传感器73为电感式的移位传感器，利用因间隙移位的变化而产生的传感器部阻抗(impedance)的变化，将间隙移位转换为电信号。利用数模转换器31而将利用数字控制电路30生成的频率fc的传感器载波信号转换为模拟信号，并经由滤波器32而施加至各传感器71x、传感器71y、传感器72x、传感器72y及传感器73。

对各传感器71x、传感器71y、传感器72x、传感器72y及传感器73施加的传感器载波信号(载波信号)，根据因间隙移位而产生的传感器部阻抗变化而进行振 幅调制。该已振幅调制的调制波信号(传感器信号)经由各传感器电路33a～传感器电路33e而输入至模数转换器34A、模数转换器34B。此外，X1轴及X2轴的传感器信号输入至模数转换器34A，Y1轴、Y2轴及Z轴的传感器信号输入至另一模数转换器34B。来自各传感器电路33a～传感器电路33e的模拟信号通过模数转换器34A、模数转换器34B而依序转换为数字值，并输入至数字控制电路30。

在数字控制电路30中，基于预先存储的磁悬浮控制常数与已转换为数字值的位置信息而计算应流至各电磁铁51x、电磁铁51y、电磁铁52x、电磁铁52y、53的电磁铁电流.并输出电磁铁电流控制信号。电磁铁电流控制信号在通过数模转换器35而转换为模拟值后输入至激磁放大器36。此外，在图3中仅记载有一个激磁放大器36，但实际上如图2所示，设置有与磁性轴承电磁铁500的数量(10个)相当的数量的激磁放大器36，且自各激磁放大器36对各电磁铁500供给电磁铁电流。

图4是表示与各磁性轴承电磁铁500相对应地设置的激磁放大器36的构成的图。激磁放大器36是将串联连接开关元件与二极管(diode)者进而并联连接两个而成者。磁性轴承电磁铁500连接在开关元件SW10与二极管D10的中间、和开关元件SW11与二极管D11的中间之间。

开关元件SW10、开关元件SW11基于来自控制部44的脉宽调制闸极驱动信号303而进行接通断开(导通、切断)控制。开关元件SW10、开关元件SW11同时接通断开，在两者均接通的情况下电磁铁电流如实线箭头所示般流动，而在两者皆断开的情况下电磁铁电流如虚线箭头所示般流动。接通时的电流值利用电流传感器101A测量，断开时的电流值利用电流传感器101B测量。在电流传感器101A、电流传感器101B使用例如分流电阻(shuntresistor)，且使用分流电阻的电压作为电流检测信号。

图5是详细地表示图3中的各轴的传感器71x～传感器73与传感器电路33a～传感器电路33e的图。径向方向的X1轴传感器71x、Y1轴传感器71y、X2轴传感器72x、Y2轴传感器72y成为相同构成，在来自一对传感器的输出信号之间获取差分。另一方面，关于轴向传感器73，来自传感器的输出信号在与使传感器载波信号通过增益(gain)调整部202及相位偏移(shift)电路204所得的信号之间进行差分运算。

图6是表示图3、图5所示的与轴向传感器73(z轴向)相关的控制区块的一例的图。利用数字控制电路30的正弦波离散值生成部313生成的正弦波离散值通过数模转换器31而转换为模拟信号，并将该模拟信号输出至滤波器32。输出的传感器载波信号中包含谐波而成为梯状，因此通过利用包含低通滤波器(low pass filter)或带通滤波器等的滤波器32进行滤波，而获得平滑的传感器载波信号。该传感器载波信号通过电阻R而施加至串联连接的传感器73。自滤波器32输出的传感器载波信号Fcarrier(t)若将传感器载波频率设为fc则由下式(1)表示。

Fcarrier(t)＝Asin(2πfct)…(1)

施加至轴向传感器73的该传感器载波信号，通过根据转子轴4的位置而变化的阻抗变化来进行振幅调制，而成为振幅调制波FAM(t)。此处，如果将位置信息信号设为Fsig(t)，则振幅调制波FAM(t)如下式(2)所示。此外，φ为与传感器载波信号的相位差。

FAM(t)＝(A+Fsig(t))sin(2πfct+φ)…(2)

图7的(a)、(b)、(c)、(d)、(e)是表示信号波形的一例的图，图7的(a)表示位置信息信号Fsig(t)，图7的(b)表示传感器载波信号(载波信号)Fcarrier(t)。当利用图7的(a)的位置信息信号Fsig(t)对图7的(b)的传感器载波信号Fcarrier(t)进行调制时，获得如图7的(c)所示的振幅调制波FAM(t)。该 振幅调制波FAM(t)自移位传感器73输入至差动放大器203。

由下式(3)所表示的传感器基准信号Fstd(L)与振幅调制波FAM(t)一同输入至差动放大器203，这些信号的差分信号Fsub(t)是差动放大器203输出。传感器基准信号Fstd(t)是通过利用增益调整部202对载波信号Fcarrier(t)进行增益调整，进而利用相位偏移电路204以成为与振幅调制波FAM(t)同相位的方式进行相位调整而形成。

Fstd(t)＝Csin(2πfct+φ)…(3)

传感器基准信号Fstd(t)成为如图7的(d)所示的波形，下式(4)所示的差分信号Fsub(t)成为如图7的(e)的波形。在滤波器205中对自差动放大器203输出的差分信号Fsub(t)实施以载波频率(carrier frequency)fc为中心频率的带通处理。

Fsub(t)＝FAM(t)-Fstd(t)

＝(A+Fsig(t)-C)sin(2πfct+φ)…(4)

如此，自滤波器205输出的差分信号利用同步取样而自模数转换器34(34A、34B)获取至数字控制电路30中。此时，基于利用正弦波离散值生成部313生成的正弦波离散值而进行取样，但如果通过移位传感器73而对载波信号进行调制则相位会偏移。因此，将利用相位偏移运算部312根据该偏移而使正弦波离散值进行相位偏移所得的值，输入至模数转换器34。其后，利用解调运算部310而进行下述的解调运算输出d3的运算。将该运算结果输入至控制运算部311，在控制运算部311中进行电磁铁电流控制量的运算。

此外，在图3中，自数模转换器31输出与模数转换器34(34A、34B)同步地输出的传感器载波信号，但并不限定于此。例如，也能够以数字的形式对传感器载波正弦波信号暂时进行脉宽调制而以高/低(High/Low)信号的形式进行数字输出，并利用模拟低通滤波器去除脉宽调制成分而获得传感器载波信号。

图8(a)、图8(b)是定性地表示取样及解调处理的图。图8(a)表示本实施方式中的处理，图8(b)表示现有的处理。在图8(a)、图8(b)中，振动波形W表示输入至模数转换器34的信号(传感器信号)，r为噪声成分。例如，在因电磁铁电流产生的噪声的情况下成为频率比取样频率fs低的噪声成分，此处，为了观察定性影响而近似地设为直流噪声。另外，考虑调制波也简单地仅利用直流移位进行调制的情况。因此，噪声成分r固定，输入信号W的振幅也成为固定值d。即，输入至模数转换器34的信号如(直流调制)+(直流噪声)＝d×sin(2πfc×t)+r表示。

在本实施方式的情况下，当以同步取样进行获取时，根据fc＝(n+1/2)×fs的关系，以传感器载波的最大波峰时序(S11、S12、S13、S14、…)及最小波峰时序(S21、S22、S23、S24、…)进行获取。此外，fc为载波频率，fs为取样频率。图8(a)所示的例表示fc＝(n+1/2)×fs中n＝0的情况(fs＝2fc)。即，在载波频率fc的情况下的一半的周期1/(2×fc)(即两倍的频率2fc)的波峰时序进行取样。此处，将以最大波峰时序(S11、S12、S13、S14、…)获取的数据值设为d1(＝d+r)，将以最小波峰时序(S21、S22、S23、S24、…)获取的数据值设为d2(＝-d+r)。

图6的解调运算部310基于以最大波峰时序S11获取的取样数据值d1与以最小波峰时序S21获取的取样数据值d2，进行下式(5)所示的运算。图8(a)、图8(b)的箭头S31～箭头S34表示运算结果的输出时序，在图8(a)、图8(b)所示的例中，输出时序S31～输出时序S34设定为与最小波峰时序S21～最小波峰时序S24相同的时序。基于最大波峰时序S11及最小波峰时序S21的数据值d1、数据值 d2的运算结果d3，在输出时序S31(与最小波峰时序S21相同的时序)下作为解调运算输出而输出。

d3＝(d1-d2)/2…(5)

同样地，在输出时序S32(与最小波峰时序S22相同的时序)下，基于最大波峰时序S12的取样数据值d1与最小波峰时序S22的取样数据值d2的值d3作为解调运算输出而输出。如上所述，在输出时序(S33、S34、…)下，也输出同样的运算结果。输出时序(S31、S32、S33、S34…)设定为分别与最小波峰时序(S21、S22、S23、S24、…)相同的时序。自式(5)也可得知，在直流噪声的情况下噪声成分r被完全消除(cancel)。在图8(a)所示的例中调制波是利用直流移位而产生者，因此解调运算输出d3与振幅值d相等。

即，解调运算输出d3在载波频率fc(即周期1/fc)的信号波形的最小波峰时序(S21、S22、S23、S24、…)下输出。此外，也可将解调运算输出d3的输出时序(S31、S32、S33、S34…)设定为与最大波峰时序(S11、S12、S13、S14、…)相同的时序。例如，在以最大波峰时序S12输出解调运算输出d3的情况下，基于最小波峰时序S21的数据值d2与最大波峰时序S12的数据值d1而计算解调运算输出d3。

另一方面，在图8(b)中，与本实施方式不同，表示以fs＝fc且以最小波峰时序进行获取，并以最小波峰时序输出解调运算处理d3的情况。在该情况下，输出将取样的数据值d2(＝-d+r)进行正负反转所得的值-d2(＝d-r)作为解调运算输出d3。即，因噪声而产生的值r作为误差而包含在解调运算输出d3中。如此，因电磁铁电流(控制电流)而产生的低频率的混合噪声也作为解调信号而被获取。其结果，解调的转子移位信号(移位信息)中仍然混入有实际上未移位(振动)的振动成分，反馈该转子移位信号而进行磁悬浮控制，因此转子会因噪声成分而强制振动，其反作用力传递至泵外壳21而成为泵主体1振动的原因。

然而，在本实施方式中，当如上述般计算d3＝(d1-d2)/2时噪声成分r几乎被消除，因此可减少解调的转子移位信号中所包含的噪声，从而可防止泵振动。

在图8(a)所示的例中，表示以fs＝2×fc的取样频率fs对波峰值(最大波峰值及最小波峰值)进行取样，且在周期1/fc的波峰时序输出解调运算输出d3的情况，但取样时序及输出时序并不限定于此。图9(a)、图9(b)是表示取样周期与解调运算输出d3的输出周期相等的情况的图。此外，在图9(a)、图9(b)中，设为噪声成分r＝0而表示输入信号W，输入信号W示为d×sin(2πfc×t)。

图9(a)表示以fs＝2×fc对波峰值进行取样，并在与取样周期相同的周期1/(2×fc)的波峰时序输出解调运算输出d3的情况。通过以fs＝2×fc进行波峰值的取样，而获取传感器载波的最大波峰时序(S11、S12、S13、S14、…)的数据值d1及最小波峰时序(S21、S22、S23、S24、…)的数据值d2。然后，以输出时序(S31、S32、S33、S34、S35…)输出解调运算输出(d3＝(d1-d2)/2)。第奇数个输出时序(S31、S33、S35、S37、…)与最大波峰时序(S11、S12、S13、S14、…)为相同时序，第偶数个输出时序(S32、S34、S36、S38…)与最小波峰时序(S21、S22、S23、S24、…)为相同时序。

例如，在以与最小波峰时序S21为相同时序的输出时序S32输出解调运算输出d3的情况下，基于最大波峰时序S11的数据值d1与最小波峰时序S21的数据值d2而计算解调运算输出d3。另一方面，在以与最大波峰时序S12为相同时序的输出时序S33输出解调运算输出d3的情况下，基于最大波峰时序S12的数据值d1与最小波峰时序S21的数据值d2而计算解调运算输出d3。即，基于最近获取的2个数据值d1、数据值d2而计算解调运算输出d3。

图9(b)表示在fc＝(n+1/2)×fs中设为n＝1的情况。在图9(b)中，以fs＝(2/3)×fc对波峰值进行取样，在与取样周期相同的周期1/((2/3)×fc)的波峰时序输出解调运算输出d3。即，在载波频率fc的三个周期中以两次的频率进行取样，获取最大波峰时序的数据值d1与最小波峰时序的数据值d2。然后，以取得数据值d1、数据值d2的时序输出解调运算输出d3。

例如，以与最小波峰时序S21为相同时序的输出时序S32，基于最大波峰时序S11的数据值d1与最小波峰时序S21的数据值d2而输出解调运算输出d3。另外，以与最大波峰时序S12为相同时序的输出时序S33，基于最大波峰时序S12的数据值d1与最小波峰时序S21的数据值d2而输出解调运算输出d3。

在图10(a)所示的例中，以fs＝2×fc对波峰值进行取样，在周期1/fc的最小波峰时序输出解调运算输出d3。解调运算输出d3是基于最近获取的2个数据值d1、数据值d2而计算出。与图9(a)所示的例进行比较，则解调运算输出d3的输出频率成为1/2。因此，在图10(a)所示的情况下实现运算负荷的减轻。另一方面，在图9(a)的情况下，可去除传感器信号中所包含的噪声中的更高频成分。

在图10(b)所示的例中，以fs＝(2/3)×fc对波峰值进行取样，在取样周期的两倍的周期1/(fc/3)的最小波峰时序输出解调运算输出d3。与图9(b)所示的例进行比较，则解调运算输出d3的输出频率成为1/2。因此，图10(b)所示的情况实现运算负荷的减轻。

如图8(a)、图8(b)、及图9(a)、图9(b)、及图10(a)、图10(b)所示，在本实施方式中，通过以fc＝(n+1/2)×fs的关系进行取样，而交替地获取传感器载波的最大波峰时序的数据值d1与最小波峰时序的数据值d2。然后，通过基于在输出时序的最近获取的数据值d1、数据值d2而输出解调运算输出d3，而几乎消除噪声成分r。通过基于该运算结果d3控制电磁铁电流，而可防止因噪声而产生的泵振动。

(关于五轴控制的说明)

此外，如图3所示的五轴控制型的磁性轴承装置般，在以相同频率将同相位的载波施加至五轴全体的传感器的情况下，在使用有相同构造的传感器的轴彼此，输入至模数转换器34(34A、34B)的传感器信号的载波成分成为同相位。在图5所示的例中，径向方向的X1轴传感器71x、Y1轴传感器71y、X2轴传感器72x、Y2轴传感器72y成为相同的构成，在来自设置在对向位置的一对传感器的输出信号之间获取差分。

另一方面，关于轴向方向的传感器73，如上述般来自传感器的输出信号在与传感器基准信号Fstd(t)之间进行差分运算。如此，由于在径向方向与轴向方向的传感方式不同，因此X1轴、Y1轴、X2轴及Y2轴与Z轴的相位大不同的情况居多。

如此，关于X1轴、Y1轴、X2轴及Y2轴，由于如图5所示般为相同构造，因此成为将同相位的信号输入至模数转换器34(34A、34B)。关于输入至设置在模数转换器的多个输入部中的一者的传感器信号，在与传感器载波的最大波峰位置及最小波峰位置同步地进行取样的情况下，对于以同相位输入至同一模数转换器的其他输入部的传感器信号，仅可在自最大波峰位置及最小波峰位置偏离的位置进行取样。因此，无法避免S/N比的降低。在图3所示的例中，由于使用两个模数转换器34A、模数转换器34B，因此如果在模数转换器34A、模数转换器34B的各输入部ch1中与最大波峰位置及最小波峰位置同步地进行取样，则模数转换器34A、模数转换器34B的各输入部ch2中的取样时序会自最大波峰位置及最小波峰位置偏离。

此外，如上所述，Z轴信号的相位与X1轴、Y1轴、X2轴及Y2轴信号的相位大不同，因此在输入至输入部ch1的Y1轴信号与输入至输入部ch3的Z轴信号这两 者，可与最大波峰位置及最小波峰位置同步地进行取样。

因此，以下使用图11，对即便取样时序偏离传感器载波的最大波峰位置或最小波峰位置，也可极力抑制因该偏离而导致的S/N比降低的方法进行说明。图11是表示与图9(a)、图9(b)所示的信号相同的输入信号(传感器信号)W的图。在该方法中，通过在以传感器载波的最大波峰位置及最小波峰位置为中心的规定相位范围中进行取样，而抑制S/N比的降低。此处将规定相位范围设为载波周期Tc(＝1/fc)的1/4以内、即以相位计为90deg以内。而且，在该范围内进行两次取样。

此处，将以模数转换器34A、模数转换器34B的最高取样速度进行取样的情况下的1秒钟的取样次数设为Nsamp。在该情况下，成为一次取样处理花费1/Ncamp秒。因此，若如图11所示般以Tc＞4/Nsamp的方式设定载波周期Tc，则可在范围Tc/4以内进行两次取样。

在图11所示的例中，在夹着最大波峰位置而左右对称的位置进行第1点M1、第2点M2的取样，进而在夹着最小波峰位置而对称的位置对第3点M3、第4点M4进行取样。然后，在模数转换器34A中，将第奇数个取样点(M1、M3)设为与X1轴相关的取样点，将第偶数个取样点(M2、M4)设为与X2轴相关的取样点。在模数转换器34B的X2轴及Y2轴也进行相同的处理。

通过进行所述取样，而可抑制信号电平的降低。于在范围Tc/4以内进行两次取样的情况下，例如即便于在最远离最大波峰位置、最小波峰位置的±45deg的位置进行取样的情况下，也可将信号电平的减少抑制为自最大波峰位置、最小波峰位置的值d向d·sin(45deg)＝0.707d的变化。

此外，也可如上所述具备2个模数转换器34A、模数转换器34B，代替进行如图11的取样处理而设为如图12所示的构成。在图12所示的例中，通过在传感器71x～传感器73的前级设置相位偏移电路37A～相位偏移电路37E，而使输入至1个模数转换器34的传感器载波信号的相位偏移。

在图12所示的方框图中，将自滤波器32输出的传感器载波信号分别输入至相位偏移电路37A～相位偏移电路37E。将利用相位偏移电路37A进行了相位偏移的传感器载波信号输入至X1轴传感器71x。同样地，将利用相位偏移电路37B～相位偏移电路37E进行了相位偏移的各传感器载波信号分别输入至传感器71y、传感器72x、传感器72y、传感器73。相位偏移电路37A～相位偏移电路37E的相位偏移量，以可对输入至模数转换器34的各输入部ch1～输入部ch5的传感器信号，与传感器载波的最大波峰位置及最小波峰位置同步地进行取样的方式分别设定。

此外，在图12所示的例中，设为在五轴全体设置相位偏移电路而相位调整最容易的构成，但并非必须设置在五轴全体。例如在X1轴及Y1轴直接输入自滤波器32输出的传感器载波信号，在X2轴及Y2轴输入使用相位偏移电路而使相位仅偏移90deg的传感器载波信号。关于X1轴、Y1轴、X2轴及Y2轴，可与传感器载波的最大波峰位置及最小波峰位置同步地进行取样。

-第2实施方式-

在上述第1实施方式中，对具备移位传感器方式的磁性轴承装置的磁性轴承型涡轮分子泵进行了说明，在第2实施方式中，对具备除原本的轴支撑功能还具备位置传感功能的磁性轴承装置的磁性轴承型涡轮分子泵进行说明。以下，将具备位置传感功能的自传感方式的磁性轴承装置称为无传感器方式的磁性轴承装置。在具备无传感器方式的磁性轴承装置的磁性轴承型涡轮分子泵中，省略图1所示的径向传感器71、径向传感器72及轴向传感器73。

图13是表示无传感器方式的磁性轴承型涡轮分子泵的控制单元的概略构成的方框图，且是与第1实施方式的图2对应的图。在具备无传感器方式的磁性轴承装 置的磁性轴承型涡轮分子泵的情况下，省略移位传感器用的传感器电路，代替此，重叠有传感用电流成分的电磁铁电流供给至各磁性轴承电磁铁500。

图14是控制部44中的磁性轴承控制的功能方框图，且是表示控制轴五轴中的一轴(例如X1轴)的图。如上所述，在控制轴一轴设置有一对(P侧及M侧)的磁性轴承电磁铁500，相对于各磁性轴承电磁铁500分别设置有激磁放大器36(36p、36m)。如图4所示，在激磁放大器36设置有检测电磁铁电流的电流传感器101A、电流传感器101B，自10个激磁放大器36分别输出电流检测信号。

闸极信号生成部401p基于利用脉宽调制运算部412p生成的脉宽调制控制信号，而生成用以驱动P侧的激磁放大器36p的开关元件的闸极驱动电压(闸极信号)。同样地，闸极信号生成部401m基于利用脉宽调制运算部412m生成的脉宽调制控制信号，而生成用以驱动M侧的激磁放大器36m的开关元件的闸极信号。

当基于闸极信号对各激磁放大器36(36p、36m)的开关元件进行接通断开控制时，对磁性轴承电磁铁500的电磁铁线圈施加电压而流过电流Ip、Im。自P侧的激磁放大器36p的电流传感器101A、电流传感器101B，输出流至P侧的磁性轴承电磁铁500的电流Ip的电流检测信号(以与电流相同的符号Ip表示)。另一方面，自M侧的激磁放大器36m的电流传感器101A、电流传感器101B，输出流至M侧的磁性轴承电磁铁500的电流Im的电流检测信号(以与电流相同的符号Im表示)。

流至各磁性轴承电磁铁500的电磁铁电流如果按功能来划分成分，则包含偏压(bias)电流ib、悬浮控制电流ic(t)及位置检测用传感器载波成分的电流is(p侧的isp、M侧的ism)。此处，流至对向的磁性轴承电磁铁500的电磁铁电流的各成分自磁悬浮控制的必要性及良好地检测位置信号(移位信号)的必要性来说，以偏压电流成为同符号，且悬浮控制电流及传感器载波成分成为相反符号的方式构成。因此，电流Ip及Im如下式(6)表示。其中，在式(6)中isp与ism的振幅成为相反符号，因此isp及ism的系数为正(plus)。

Ip＝ib+ic+isp

Im＝ib-ic+ism…(6)

偏压电流ib为直流或极低的频带，用作与作用在旋转体的重力的平衡力、悬浮力的直线性改善、用以进行移位传感的偏压用。

悬浮控制电流ic是用作使转子轴4悬浮在规定位置的控制力用的电流。悬浮控制电流ic根据悬浮位置的变动而变化，因此其频带成为自直流至1kHz级(order)。

传感器载波成分is是用于转子轴4的悬浮位置移位的检测的电流成分。对于传感器载波成分is，为了极力抑制悬浮控制力的影响，通常使用几kHz～几十kHz(1kHz≤fc≤100kHz)的频带中的频率。

通常，在产业用途的磁性轴承中，应用电压控制型的脉宽调制放大器作为激磁放大器36(36p、36m)。即，通过控制施加在磁性轴承电磁铁500的电磁铁线圈的电压，而进行电磁铁电流的控制。因此，偏压电流、悬浮控制电流及传感器载波成分的符号的决定是利用电压施加前的电压控制信号来生成符号关系。

施加至电磁铁线圈的电压Vp、Vm中的传感器载波成分vsp、传感器载波成分vsm分别以逆相位施加，因此如下式(7)所示。其中，ωc＝2πfc，fc为传感器载波频率。另外，t为时间，v为固定振幅值。

vsp＝＝-v×sin(ωc×t)

vsm＝v×sin(ωc×t)…(7)

如果转子轴4与磁性轴承电磁铁500之间的间隙(gap)大，则电磁铁线圈的电感值变小，如果间隙小则电感值变大。因此，如果对向的电磁铁线圈的一者的电感值变大，则另一者的电磁铁线圈的电感值变小。即，可通过对向的电磁铁线圈的 电感变化而获取间隙变化、即转子轴4的移位信息。

关于对向的P侧电磁铁线圈及M侧电磁铁线圈的电感Lp、电感Lm，近似地成立下式(8)。此外，D为转子轴4位于悬浮中心轴(悬浮目标位置)的情况下的间隙，式(8)中的d表示自悬浮目标位置的移位。A为常数。

1/Lp＝A×(D-d)

1/Lm＝A×(D+d)…(8)

此处，如果近似地忽略线圈电阻，则关于传感器载波成分，施加至电磁铁线圈的电压与流过电磁铁线圈的电流的关系可由下式(9)表示。

vsp＝Lp×d(isp)/dt

vsm＝Lm×d(ism)/dt…(9)

根据上述的式(7)、式(8)、式(9)，流过电磁铁线圈的电流的传感器载波成分isp、传感器载波成分ism如下式(10)所示。此外，B＝v×A/ωc。如此，传感器载波成分isp、传感器载波成分ism通过移位d的时间变化而进行振幅调制，因此若对其进行检波则获取移位信息。

isp＝-v×sin(ωc×t-π/2)/(ωc×Lp)

＝-B(D-d)×sin(ωc×t-π/2)

ism＝v×sin(ωc×t-π/2)/(ωc×Lm)

＝B(D+d)×sin(ωc×t-π/2)…(10)

流过P侧及M侧的磁性轴承电磁铁500的合计(total)的电流Ip、Im如下式(11)所示。

Ip＝ib+ic-B(D-d)×sin(ωc×t-π/2)

Im＝ib-ic+B(D+d)×sin(ωc×t-π/2)…(11)

如图14所示，在激磁放大器36p、激磁放大器36m检测出的电流信号Ip、电流信号Im，经由低通滤波器403p、低通滤波器403m而分别通过所对应的模数转换器400p、模数转换器400m来获取。另外，通过低通滤波器403p、低通滤波器403m的电流信号Ip、电流信号Im利用加法部414进行相加，并自加法部414输出和信号(Ip+Im)。其后，和信号(Ip+Im)经由以传感器载波频率fc为中心频率的带通滤波器405而输入至模数转换器400，并通过模数转换器400来获取。

模数转换器400基于利用传感器载波生成电路411生成的传感器载波信号(传感器载波成分)而以同步取样获取数据。然后，与第1实施方式的情况同样地，对于传感器载波信号的频率fc，以满足fc＝(n+1/2)fs的取样频率fs且在最大波峰位置及最小波峰位置(或最大波峰位置附近及最小波峰位置附近)进行取样。

通过模数转换器400而获取的和信号(Ip+Im)输入至解调运算部406。然后，在解调运算部406中，基于通过取样而获取的最大波峰位置的数据值d1与最小波峰位置的数据值d2，运算解调运算输出d3＝(d1-d2)/2。在磁悬浮控制器407中，基于来自解调运算部406的移位信息，并通过比例控制、积分控制及微分控制、相位修正等而生成悬浮控制电流设定。然后，在P侧的控制中，使用自偏压电流设定量减去悬浮控制电流设定而得者，在M侧的控制中，使用在偏压电流设定量加上悬浮控制电流设定而得者。

另一方面，通过模数转换器400p、模数转换器400m而获取的电流检测信号Ip、电流检测信号Im分别输入至所对应的信号处理运算部409P、信号处理运算部409m。信号处理运算部409P、信号处理运算部409m基于取样数据而运算与有助于悬浮控制力的电流成分(偏压电流ib、悬浮控制电流ic)相关的信息。例如，在模数转换器400p、模数转换器400m中以fs＝fc进行获取，对该获取的信号数据在信号处理运算部409P、信号处理运算部409m中以频率fs进行移动平均处理。

信号处理运算部409p的运算结果在通过放大器控制器410p之后，针对自偏压电流设定量减去悬浮控制电流设定所得的结果进行减法处理。进而，针对该减法处理结果，减去来自传感器载波生成电路411的传感器载波成分(v×sin(ωc×t))，基于该减法结果，在脉宽调制运算部412p中生成脉宽调制控制信号。闸极信号生成部401p基于利用脉宽调制运算部412p生成的脉宽调制控制信号而生成闸极驱动电压(脉宽调制闸极信号)。

另外，信号处理运算部409m的运算结果在通过放大器控制器410m之后，针对使偏压电流设定量加上悬浮控制电流设定所得的结果进行减法处理。进而，针对该减法处理结果，加上来自传感器载波生成电路411的传感器载波成分(v×sin(ωc×t))，基于该相加结果，在脉宽调制运算部412m生成脉宽调制控制信号。闸极信号生成部401m基于利用脉宽调制运算部412m生成的脉宽调制控制信号而生成闸极驱动电压。

此外，由于各轴的对向的磁性轴承电磁铁500存在特性偏差、或直角方向轴(例如相对于X1轴的Y1轴)间存在磁通的干扰，因此悬浮控制电流ic不会成为均相同。尤其，认为随着成为高频率则不一致变大。考虑到该情况，单独地将P侧的悬浮控制电流示为icp、将M侧的悬浮控制电流示为icm，则上述式(11)如下式(12)般表示。

Ip＝ib+icp-B(D-d)×sin(ωc×t-π/2)

Im＝ib-icm+B(D+d)×sin(ωc×t-π/2)…(12)

通过电流信号Ip、电流信号Im的和运算而获得的和信号(Ip+Im)可由下式(13)表示。此外，式(13)中的Δicpm为Δicpm＝icp-icm。

Ip+Im＝2×ib+Δicpm+2×B×d×sin(ωc×t-π/2)…(13)

如上所述，和信号(Ip+Im)是经由以传感器载波频率fc为中心频率的带通滤波器405来输入。然而，考虑到因滤波器而产生的信号延迟的影响，带通滤波器405的窄频带化也自然存在极限。因此，即便使和信号(Ip+Im)通过带通滤波器405，由重叠的控制电流成分所引起的噪声也会残留在模数转换器400的输入信号中。

因此，模数转换器400与第1实施方式中的模数转换器34(34A、34B)同样地构成，且进行与图8(a)、图8(b)、及图9(a)、图9(b)、及图10(a)、图10(b)所示的处理相同的取样处理。而且，在解调运算部406中，基于通过取样而获取的最大波峰位置的数据值d1与最小波峰位置的数据值d2，而运算解调运算输出d3＝(d1-d2)/2。

模数转换器400的输入信号为使式(13)所表示的信号(Ip+Im)通过带通滤波器405所得的信号，理想的是除调制波信号以外均应被截止(cut)，但如上所述，因与在悬浮控制中必不可少的防止信号延迟的折衷而导致无法充分过滤。因此，在图8(a)、图8(b)、及图9(a)、图9(b)、及图10(a)、图10(b)中的定性说明中，为方便起见而将式(13)的信号设为模数转换器400的输入信号。

在式(13)中，可认为偏压电流ib固定(直流)，在磁性轴承型涡轮分子泵的情况下，通常，悬浮控制电流ic为对移位信号进行比例-积分-微分(proportional-integral-derivative，PID)运算所得的信号，因此Δicpm的频带为自直流至与控制响应相关的2kHz左右的宽频带。另外，转子移位(转子轴4的移位)也依赖于转子尺寸，但在通常的磁性轴承型涡轮分子泵中，通常在直流～1kHZ左右成为与悬浮控制电流ic的频带相等或比其窄的频带。与这些相比，传感器载波频率fc高而为10kHz左右。因此，相对于传感器载波频率fc，悬浮控制电流ic及移位d的频率低而为该传感器载波频率fc的1/10左右，相对于传感器载波信 号的变化，悬浮控制电流ic及移位缓慢地变化。

另一方面，由模数转换器400获取时的取样频率fs，相对于悬浮控制电流ic或移位d而频率充分高，因此在相邻的取样时序，移位d及Δicpm的值的变化量小，另外，偏压电流ib固定。因此，图8(a)、图8(b)的最大波峰位置的数据值d1及最小波峰位置的数据值d2可如下式(14)般表示。其结果，与第1实施方式的情况同样地，当自这些数据值d1、数据值d2计算解调运算输出d3＝(d1-d2)/2时，成为d3＝d，因此通过使用解调运算输出d3，也可将直流以外的交流成分包含在内来消除悬浮控制电流成分。

d1≈ib+Δicpm+d

d2≈ib+Δicpm-d…(14)

图15是表示针对自图14的加法部414输出的信号的一连串处理的各阶段(下述各阶段(a)～阶段(g))中的信号波形的一例的图。此外，阶段(d)、阶段(e)、阶段(g)的各信号波形为图14的标注有符号(d)、符号(e)、符号(g)的部分的信号波形。此处，针对在对转子轴4沿某轴向以500Hz振动的情况下的移位进行解调时，在电流信号阶段混入有随机噪声(random noise)的情况，表示各阶段(a)～阶段(g)中的信号波形。

阶段(a)的信号表示转子轴4以500Hz强制振动时的移位。阶段(b)的信号表示以阶段(a)的移位来对传感器载波信号(10kHz)进行调制所得的调制波信号。阶段(c)的信号表示混合于阶段(b)的信号中的随机噪声成分。该随机噪声成分包含悬浮控制电流。

阶段(d)的信号表示图14的符号(d)的信号，且是阶段(b)的信号加上阶段(c)的信号所得的信号。阶段(e)的信号表示图14的符号(e)的信号，且是使阶段(d)的信号通过带通滤波器405而获得的信号。带通滤波器405是中心频率为fc、且Q值＝5的二次滤波器。

阶段(f)的信号表示以与本实施方式不同的条件进行模数转换器的获取及解调运算的情况下的解调运算输出。此处表示以fs＝fc＝10kHz获取最小波峰值，以fs＝fc且以最小波峰时序进行解调运算输出(图8(b)中应用的取样条件)所得的数据值。

阶段(g)的信号表示图14的符号(g)的信号，且是对阶段(e)的信号应用本实施方式的模数转换器400的获取、及解调运算部406的运算处理的情况下的信号。此处表示以fs＝2fc＝20kHz获取波峰值，以fs＝fc且以最小波峰时序进行解调运算输出(图8(a)中应用的取样条件及输出条件)所得的数据值。

在阶段(f)、阶段(g)的任一者的情况下，均获得作为被调制波的500Hz的正弦波输出作为解调输出，但阶段(f)的信号中，受随机噪声的影响而波形畸变(wave formaberration)多。与此相对，应用本发明的阶段(g)的信号获得接近500Hz的正弦波的波形。

在图14所示的例中，设为至针对激磁放大器36p、激磁放大器36m的脉宽调制控制信号生成为止进行数字处理的构成，但也可如图16所示般，设为自数模转换器413p、数模转换器413m输出包含重叠有传感器载波的偏压电流的控制电流的构成。

在图14的构成中，至脉宽调制控制信号生成为止进行数字处理，因此成为闸极信号的脉宽调制信号输出为H/L的二值信号。因此，并不限定于现有的数模转换器输出，进行数字输出的情况多。此外，在图14的说明中，设为以fs＝fc获取电流信号Ip、电流信号Im，并以频率fs对获取信号数据进行移动平均处理的构成，但关于电流信号Ip、电流信号Im的获取方法并不限定于此。

在上述的第2实施方式中，设为由模数转换器400获取和信号(Ip+Im)的构成，但并不限定于此，例如，本发明同样地也可应用于将式(7)所示的vsp、vsm的符号变更为相同符号(两者均为+v)而获取差信号(Ip-Im)的构成。

如以上所说明般，上述的第1实施方式的磁性轴承装置是由电磁铁500非接触支撑作为被支撑体的转子轴4者，且包括：正弦波离散值生成部313，通过数字运算处理而生成正弦波离散值；数模转换器31，对正弦波离散值进行数模转换而生成载波信号；传感器71～传感器73，根据转子轴4的支撑位置来对载波信号进行调制并输出调制波信号；模数转换部34a、模数转换部34b，在将载波信号的频率设为fc，且将取样频率设为fs时，以满足fc＝(n+1/2)·fs(其中，n为0以上的整数)的取样频率fs，且以与正弦波离散值同步的规定时序，将调制波信号模数转换为数字信号；解调运算部310，基于模数转换后的数字信号而进行解调运算；及控制部44，基于解调运算部310的解调运算结果来控制电磁铁500的电流，而控制转子轴4的支撑位置。

而且，规定时序设定为取样时序成为载波信号的最大波峰位置附近的时序及成为最小波峰位置附近的时序，解调运算部310输出基于在最大波峰位置附近取样的数据值d1、及在最小波峰位置附近取样的数据值d2并通过d3＝(d1-d2)/2而计算出的值d3作为解调运算结果。

其结果，可减少解调运算结果d3中所包含的噪声(因电磁铁电流而引起的噪声)，从而可实现磁性轴承控制中的移位信息(移位信号)的S/N比提升。另外，可防止反馈至悬浮控制的移位信息中混入电磁铁电流控制的振动成分，从而可防止作为被支撑体的转子轴4因噪声成分而强制振动。

另外，在无传感器式的磁性轴承装置中，也以满足fc＝(n+1/2)·fs(其中，n为0以上的整数)的取样频率fs，且以与利用传感器载波生成电路411生成的传感器载波信号(载波信号)同步的规定时序，将调制波信号模数转换为数字信号，并且将规定时序设为取样时序成为载波信号的最大波峰位置附近的时序、及成为最小波峰位置附近的时序，进而，将基于在最大波峰位置附近取样的数据值d1、及在最小波峰位置附近取样的数据值d2，并作为d3＝(d1-d2)/2来计算出的值d3设为解调运算结果，由此可实现磁性轴承控制中的移位信号的S/N比提升。

进而，如图11所示，也可将最大波峰位置附近设定为以最大波峰位置为中心的载波周期(1/fc)的1/4周期的相位范围，将最小波峰位置附近设定为以最小波峰位置为中心的载波周期(1/fc)的1/4周期的相位范围。通过以所述方式进行设定，而针对输入至同一模数转换器的双轴的输入信号，可实现S/N比提升。

作为输出值d3的时序，既可在每次取样数据值d1、数据值d2时输出，也可在每次取样数据值d1、数据值d2中的任一者时输出。

此外，以上的说明仅为一例，只要在不损害本发明的特征的范围内，本发明不受上述实施方式任何限定。例如，在上述的实施方式中以具有涡轮泵级与牵引泵(drag pump)级的涡轮分子泵为例进行了说明，但只要是利用磁性轴承装置支撑旋转体的构成的真空泵，则可同样地应用。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (9)

1.一种磁性轴承装置，由电磁铁非接触支撑被支撑体，包括：

正弦波离散值生成部，通过数字运算处理而生成正弦波离散值；

载波生成部，基于所述正弦波离散值而生成载波信号；

移位检测部，根据所述被支撑体的支撑位置来对所述载波信号进行调制并输出调制波信号；

控制部，基于控制所述电磁铁的电流，从而控制所述被支撑体的支撑位置；

所述磁性轴承装置的特征在于所述磁性轴承装置还包括：

模数转换部，在将所述载波信号的频率设为fc时，以满足fc＝(n+1/2)·fs的取样频率fs，其中n为0以上的整数，且以与所述正弦波离散值同步的规定时序，将所述调制波信号模数转换为数字信号；及

解调运算部，基于模数转换后的所述数字信号而进行解调运算；及

控制部基于所述解调运算部的解调运算结果而控制所述电磁铁的电流；且

所述规定时序是取样时序成为所述载波信号的最大波峰位置附近时序及成为最小波峰位置附近的时序，

所述解调运算部在将于所述最大波峰位置附近取样的所述数字信号的数据值设为d1，且将在所述最小波峰位置附近取样的所述数字信号的数据值设为d2时，输出通过d3＝(d1-d2)/2而计算出的值d3作为所述解调运算结果。

2.根据权利要求1所述的磁性轴承装置，其特征在于：

所述最大波峰位置附近设定为以所述最大波峰位置为中心的载波周期(1/fc)的1/4周期的相位范围，且

所述最小波峰位置附近设定为以所述最小波峰位置为中心的载波周期(1/fc)的1/4周期的相位范围。

3.根据权利要求1或2所述的磁性轴承装置，其特征在于：

所述解调运算部在每次取样所述数据值d1、所述数据值d2时，输出基于利用该取样而获得的数据值、与利用其之前的取样而获得的数据值的所述值d3。

4.根据权利要求1或2所述的磁性轴承装置，其特征在于：

所述解调运算部在每次取样所述数据值d1、所述数据值d2中的任一者时，输出基于利用该取样而获得的数据值、与利用其之前的取样而获得的数据值的所述值d3。

5.一种磁性轴承装置，其特征在于包括：

一对电磁铁，设置在多个控制轴的各者，且相对于旋转轴而对向配置；

载波生成部，生成用以侦测所述旋转轴的悬浮位置变化的载波信号；

多个激磁放大器，基于重叠有载波信号的电磁铁控制信号来控制施加至所述各电磁铁的电压，而将电磁铁电流供给至所述电磁铁的各者；

多个电流传感器，检测所述电磁铁电流；

调制波信号生成部，基于与所述对向配置的一对电磁铁相对应地设置的一对所述电流传感器的检测信号，而生成包含悬浮位置变化信息的调制波信号；

模数转换部，在将所述载波信号的频率设为fc时，以满足fc＝(n+1/2)·fs的取样频率fs，其中n为0以上的整数，且以与所述载波信号同步的规定时序，将所述调制波信号模数转换为数字信号；

解调运算部，基于模数转换后的所述数字信号来进行解调运算；及

控制部，基于所述解调运算部的解调运算结果而生成所述电磁铁控制信号，从而控制所述旋转轴的悬浮位置；且

所述规定时序为取样时序成为所述载波信号的最大波峰位置附近的时序及成为最小波峰位置附近的时序，

所述解调运算部在将于最大波峰位置附近取样的所述数字信号的数据值设为d1，且将在最小波峰位置附近取样的所述数字信号的数据值设为d2时，输出通过d3＝(d1-d2)/2而计算出的值d3作为所述解调运算结果。

6.根据权利要求5所述的磁性轴承装置，其特征在于：

所述最大波峰位置附近设定为以所述最大波峰位置为中心的载波周期(1/fc)的1/4周期的相位范围，且

所述最小波峰位置附近设定为以所述最小波峰位置为中心的载波周期(1/fc)的1/4周期的相位范围。

7.根据权利要求5或6所述的磁性轴承装置，其特征在于：

所述解调运算部在每次取样所述数据值d1、所述数据值d2时，输出基于利用该取样而获得的数据值、与利用其之前的取样而获得的数据值的所述值d3。

8.根据权利要求5或6所述的磁性轴承装置，其特征在于：

所述解调运算部在每次取样所述数据值d1、所述数据值d2中的任一者时，输出基于利用该取样而获得的数据值、与利用其之前的取样而获得的数据值的所述值d3。

9.一种真空泵，其特征在于包括：

泵转子，形成有排气功能部；

电动机，旋转驱动所述泵转子；及

根据权利要求1至5中任一项所述的磁性轴承装置，磁悬浮支撑所述泵转子的旋转轴。