JP6387863B2 - 磁気軸受装置 - Google Patents

Description

本発明は、磁気軸受装置に関する。

磁気軸受型ターボ分子ポンプのように回転体を磁気軸受装置で非接触支持する装置においては、ロータを所定の目標位置に浮上させるために、ロータの浮上位置と目標位置との偏差（変位）に基づいて電磁石の磁気吸引力を（すなわち、電磁石電流を）リアルタイムで制御している。ロータの変位の検出に関しては、専用の変位センサにて検出する方式のものと、変位センサを使用しないセンサレス方式（セルフセンシング方式とも呼ばれる）とがある。センサレス方式では、電磁石に従来のアクチュエータ機能（磁気浮上吸引力の発生）だけでなく、センシング機能も兼用させている。

いずれの方式においてもセンシング機能はインダクタンス方式であって、センサコイルまたは電磁石コイルに高周波搬送波（センサキャリア）を印加し、浮上ギャップによるインダクタンス変化でセンサキャリアを振幅変調し、それを復調することによって浮上ギャップ信号（変位信号）を得ている。復調処理においては、デジタル技術を適用して、ＡＤコンバータで変調波信号を同期サンプリングして取り込む方式、すなわち、遅延発生の起因となる平滑処理を不要とするダイレクト方式が知られている。

一方、磁気吸引力を発生するアクチュエータ機能は、電磁石コイルにＰＷＭアンプからのスイッチング電圧を印加することにより、励磁電流を供給する構成とされている。特に、センサレス方式の場合には、電磁石はアクチュエータ機能だけでなくセンシング機能も有しており、電磁石電流を検出することにより回転体の浮上位置情報（変位情報）を取得するようにしている。ＰＷＭアンプは電圧駆動であり、励磁電流値を制御するためには、電磁石を流れている電流を検出してその値をフィードバックする制御が必要である。

ところで、ＰＷＭアンプの場合、スイッチングタイミングでサージ電圧等に起因するスパイク状のノイズが電磁石電流に発生するので、検出された電流信号にはノイズが重畳するという問題がある。また、このスパイク状のノイズは、グランドライン電流を介して他軸の電流信号検出あるいは変位信号検出にも重畳する。

このようなスパイク状のノイズが変位信号や電流信号に重畳する場合には、フィルタを適用してノイズ低減処理が施される。しかし、ノイズ低減効果と信号の時間遅延による制御安定性の劣化がトレードオフするため、簡単にフィルタリング処理を施すことはできない。ノイズ低減処理が不十分で浮上制御信号にノイズが重畳していると、それが電磁石で振動力に変換され振動発生の大きな原因となる。

そのため、特許文献１に記載の発明では、励磁アンプのＰＷＭ制御のデューティの可変範囲に制限を設けるという対策を施している。すなわち、スイッチング後に発生する過渡的なスパイクノイズが低減するまでの時間を確保するために、デューティに制限を設けた。これにより、ＰＷＭキャリア信号のオンデューティ区間（またはオフデューティ区間）の長さが、電磁石電流に生じるスパイクノイズ減衰特性に基づく所定時間幅よりも常に長くなるようにＰＷＭ制御を行い、オンデューティ区間（またはオフデューティ区間）の開始タイミングから所定時間幅が経過した後のタイミングにて、電流検出信号をＡＤコンバータへ同期サンプリングにて取り込むようにしている。

さらに、ＰＷＭキャリア信号の周波数ｆpwm、センサキャリア信号の周波数ｆc、およびＡＤサンプリングの周波数ｆsが整数倍の関係に設定されている。そして、そのような設定において、複数軸の電磁石の電流検出信号および和信号（変位相当の検出信号）を同時一括してＡＤサンプリングするようにしている。

特開２０１４−１３７１１６号公報

しかしながら、特許文献１に記載の発明では、複数信号を一括取込する方式のＡＤコンバータが必要であり、また、ＰＷＭ制御のデューティ可変範囲を必要以上に制限してしまうおそれがあった。

本発明の好ましい実施形態による磁気軸受装置は、複数の制御軸の各々に設けられ、回転軸に対して対向配置された対を成す電磁石と、前記各電磁石と前記回転軸との間に吸引力を発生させるための電磁石電流を、前記電磁石のそれぞれに供給する複数の励磁アンプと、前記電磁石電流を検出して電流検出信号を出力する複数の電流センサと、前記回転軸の浮上位置変化を検出するための搬送波信号を生成する搬送波生成部と、前記浮上位置変化に基づいて前記搬送波信号を変調し、変調信号を出力する変位センサと、前記電流検出信号および前記変調信号を予め定められたＡＤサンプリング期間においてＡＤサンプリングして前記浮上位置変化に関する変位情報を取得し、該変位情報に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する制御部と、を備える。そして、前記励磁アンプをＰＷＭ制御することにより発生する電流ノイズの継続時間をＴdとし、ＰＷＭキャリア信号の周期をＴpwmとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ上限をＴonuとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ下限をＴonlとしたときに、前記ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から前記時間Ｔdが経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonu）が経過した時点との間の第１ＡＤサンプリング期間と、前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonl＋Ｔd）が経過した時点と前記周期Ｔpwmの完了時点との間の第２ＡＤサンプリング期間とを有する。
本発明の好ましい他の実施形態による磁気軸受装置は、複数の制御軸の各々に設けられ、回転軸に対して対向配置された対を成す電磁石と、前記回転軸の浮上位置変化を検知するための搬送波信号が重畳された電磁石電流を、前記電磁石にそれぞれ供給する複数の励磁アンプと、前記電磁石電流を検出して電流検出信号を出力する複数の電流センサと、前記対を成す電磁石に関する各前記電流検出信号を加算して和信号を取得する和信号取得部と、前記電流検出信号および前記和信号を予め定められたＡＤサンプリング期間においてＡＤサンプリングして、前記浮上位置変化に関する変位情報を取得し、該変位情報に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する制御部と、を備える。そして、前記励磁アンプをＰＷＭ制御することにより発生する電流ノイズの継続時間をＴdとし、ＰＷＭキャリア信号の周期をＴpwmとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ上限をＴonuとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ下限をＴonlとしたときに、前記ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から前記時間Ｔdが経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonu）が経過した時点との間の第１ＡＤサンプリング期間と、前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔon l＋Ｔd）が経過した時点と前記周期Ｔpwmの完了時点との間の第２ＡＤサンプリング期間とを有する。
さらに好ましい実施形態では、前記ＡＤサンプリングにおける取込最小時間をＴminとしたとき、前記第１ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から前記時間Ｔdが経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔd＋Ｔmin）が経過した時点との間の期間に設定され、前記第２ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔmin）が経過した時点と前記周期Ｔpwmの完了時点との間の期間に設定される。
さらに好ましい実施形態では、前記第１ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から前記周期Ｔpwmの１０％が経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から前記周期Ｔpwmの４０％が経過した時点との間の期間に設定され、前記第２ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から前記周期Ｔpwmの７０％が経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から前記周期Ｔpwmの９０％が経過した時点との間の期間に設定される。
さらに好ましい実施形態では、前記ＰＷＭキャリア信号の周波数をｆpwmとし、前記搬送波信号の周波数をｆcとし、前記ＡＤサンプリングの周波数をｆsとしたときに、前記ｆpwm，ｆcおよびｆsが、Ｎ≧Ｍ＞１である整数Ｍ，Ｎに対してｆpwm＝Ｍ・ｆs＝Ｎ・ｆcを満足し、時間間隔が時間（Ｔd＋Ｔmin）以下であって、かつ、整数Ｌに対してＴpwm＝Ｌ・Ｔsnplを満足する時間間隔Ｔsnpl毎に、前記ＡＤサンプリングを行うためのサンプリングタイミングが設定される。
さらに好ましい実施形態では、前記ＰＷＭキャリア信号におけるオンデューティの時間幅が（Ｔd＋Ｔmin）以下または（Ｔpwm−Ｔd−Ｔmin）以上である頻度を取得する取得部と、前記頻度が所定の頻度閾値を超えると警報を発する警報部と、を備える。
さらに好ましい実施形態では、値の異なる複数の前記頻度閾値が保持されている保持部を備え、前記複数の頻度閾値のいずれかが択一的に設定される。

本発明によれば、ＡＤサンプリングに関して、複数信号を一括取込する方式のＡＤコンバータが不要となり、また、ＰＷＭ制御のデューティ可変範囲を必要以上に制限してしまうおそれがない。

図１は、磁気軸受型ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。 図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。 図３は、制御軸１軸分の磁気軸受電磁石を示す模式図である。 図４は、励磁アンプの構成を示す図である。 図５は、電磁石コイルへの印加電圧および電磁石コイルに流れる電流の一例を示す図である。 図６は、図５の符号Ｂで示す部分の拡大図である。 図７は、ＰＷＭ変調された電磁石電圧（ラインＬ１０）とスパイクノイズＣとの関係を説明する図である。 図８は、式（Ａ）〜（Ｄ）の範囲を説明する図である。 図９は、式（Ｃ）、（Ｄ）のように範囲を設定した場合の、サンプリングタイミングの一例を示す図である。 図１０は、電流検出信号のサンプリングタイミングを示す図である。 図１１は、和信号のサンプリングタイミングの一例を示す図である。 図１２は、制御部における磁気軸受制御の機能ブロック図である。 図１３は、第２の実施の形態における制御系のブロック図である。 図１４は、変位センサを設けた場合の磁気軸受制御の機能ブロック図である。 図１５は、変位センサ信号のサンプリングタイミングを示す図である。 図１６は、サンプリングタイミングを示す図である。 図１７は、本発明の第３の実施の形態を説明する図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は、本発明の第１の実施の形態の磁気軸受装置が適用されるターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。ターボ分子ポンプは、図１に示すポンプ本体１と、ポンプ本体１を駆動するコントロールユニット（不図示）と、を備えている。

ポンプ本体１は、回転翼４ａと固定翼６２とで構成されるターボポンプ段と、円筒部４ｂとネジステータ６４とで構成されるドラッグポンプ段（ネジ溝ポンプ）とを有している。ここではネジステータ６４側にネジ溝が形成されているが、円筒部４ｂ側にネジ溝を形成しても構わない。

回転翼４ａおよび円筒部４ｂはポンプロータ４に形成されている。ポンプロータ４はシャフト５に締結されている。ポンプロータ４とシャフト５とによって回転体ユニットＲが構成される。複数段の固定翼６２は、軸方向に対して回転翼４ａと交互に配置されている。各固定翼６２は、スペーサリング６３を介してベース６０上に載置される。ポンプケーシング６１の固定フランジ６１ｃをボルトによりベース６０に固定すると、積層されたスペーサリング６３がベース６０とポンプケーシング６１の係止部６１ｂとの間に挟持され、固定翼６２が位置決めされる。

シャフト５は、磁気軸受６７，６８，６９によって非接触支持される。磁気軸受６７，６８，６９は、５軸磁気軸受を構成している。磁気軸受６９を構成する電磁石は、シャフト５と一体に回転するロータディスク５５を軸方向に挟むように配置されている。後述するように磁気軸受６７，６８，６９は、センサキャリア成分が重畳された電磁石電流に基づいて浮上位置の変化を推定するセルフセンシングの磁気軸受である。

モータ４２は同期モータであり、本実施の形態では、ＤＣブラシレスモータが用いられている。モータ４２は、ベース６０に配置されるモータステータ４２ａと、シャフト５に設けられるモータロータ４２ｂとを有している。モータロータ４２ｂには、永久磁石が設けられている。磁気軸受が作動していない時には、シャフト５は非常用のメカニカルベアリング６６ａ，６６ｂによって支持される。

ベース６０の排気口６０ａには排気ポート６５が設けられ、この排気ポート６５にバックポンプが接続される。回転体ユニットＲを磁気浮上させつつモータ４２により高速回転駆動することにより、吸気口６１ａ側の気体分子は排気ポート６５側へと排気される。

図２は、制御系（コントロールユニット）の概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＤＣ電源４０によって交流から直流に変換される。ＤＣ電源４０は、インバータ４１用の電源、励磁アンプ４３用の電源、制御部４４用の電源をそれぞれ生成する。

モータ４２に電流を供給するインバータ４１には、複数のスイッチング素子が備えられている。これらのスイッチング素子のオンオフを制御部４４によって制御することにより、モータ４２が駆動される。

図２に示した１０個の磁気軸受電磁石４５は、各磁気軸受６７，６８，６９に設けられている磁気軸受電磁石を示している。上述したように、図１に示したターボ分子ポンプに用いられている磁気軸受は５軸制御型磁気軸受である。ラジアル方向の磁気軸受６７，６８は各々２軸の磁気軸受であって、それぞれが２対（４個）の磁気軸受電磁石４５を備えている。また、軸方向の磁気軸受６９は１軸の磁気軸受であって、１対（２個）の磁気軸受電磁石４５を備えている。磁気軸受電磁石４５に電流を供給する励磁アンプ４３は、１０個の磁気軸受電磁石４５のそれぞれに設けられている。

モータ４２の駆動および磁気軸受の駆動を制御する制御部４４は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のディジタル演算器とその周辺回路により構成され
る。モータ制御に関しては、制御部４４からインバータ４１へ、インバータ４１に設けられている複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４１が入力される。また、インバータ４１から制御部４４へは、モータ４２に関する相電圧および相電流に関する信号４４２が入力される。

磁気軸受制御に関しては、制御部４４から各励磁アンプ４３へ、励磁アンプ４３に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭゲート駆動信号４４３が入力される。また、各励磁アンプ４３から制御部４４へは、各磁気軸受電磁石４５の電流値に関する電流検出信号４４４が入力される。

図３は、磁気軸受６７，６８に備えられた制御軸１軸分の磁気軸受電磁石４５を示す模式図である。２個の磁気軸受電磁石４５が浮上中心軸（浮上目標位置）Ｊを挟むように対向配置されている。上述したように、各磁気軸受電磁石４５に対して、励磁アンプ４３がそれぞれ設けられている。図３では、Ｐ側（図示右側）の磁気軸受電磁石４５に近づくような変位ｄを正とする。変位が負側の磁気軸受電磁石４５をＭ側の磁気軸受電磁石４５と呼ぶことにする。

（電磁石電流Ｉp，Ｉmの説明）
本実施の形態における５軸制御型磁気軸受では、各磁気軸受電磁石４５の電磁石電流には、機能別で成分に分けると、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃおよび位置検出用のセンサキャリア成分の電流ｉｓが含まれている。Ｐ側の磁気軸受電磁石４５を流れる電流をＩp、Ｍ側の磁気軸受電磁石４５を流れる電流をＩmとすると、次式（１）のように表される。ｉspはＰ側のセンサキャリア成分で、ｉsmはＭ側のセンサキャリア成分である。ただし、ｉspとｉsmとは振幅が逆符号になっている。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉｃ＋ｉsp
Ｉm＝ｉｂ−ｉｃ＋ｉsm …（１）

バイアス電流ｉｂは直流あるいは極めて低い周波数帯であり、回転体ユニットＲに作用する重力との釣り合い力、浮上力の直線性改善、変位センシングのためのバイアス用として用いられる。

浮上制御電流ｉｃは、シャフト５（すなわち回転体ユニットＲ）を所定位置に浮上させる制御力用として用いられる電流である。浮上制御電流ｉｃは浮上位置の変動に応じて変化するので、その周波数帯は直流から１ｋＨｚ程度となる。

センサキャリア成分ｉｓは、シャフト５の浮上位置変位（すなわち回転体ユニットＲの浮上位置変位）の検出に用いられる電流成分である。センサキャリア成分ｉｓには、浮上制御力の影響を極力抑えるべく、通常は数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ（１ｋＨｚ≪ｆc≪１００ｋＨｚ）の周波数帯における周波数が使用される。

一般に、産業用途の磁気軸受では、励磁アンプ４３として電圧制御型のＰＷＭアンプが適用される。すなわち、磁気軸受電磁石４５の電磁石コイルに印加される電圧を制御することで、電磁石電流の制御を行っている。

電磁石コイルに印加される電圧Ｖp、Ｖmの内の、センサキャリア成分ｖsp，ｖsmはそれぞれ逆位相で印加されるので、次式（２）のように表される。ただし、ωc＝２πｆcであって、ｆcはセンサキャリア周波数である。また、tは時間、ｖは一定振幅値である。
ｖsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ）
ｖsm＝ｖ×sin（ωc×ｔ） …（２）

ところで、磁気軸受電磁石４５とシャフト５との間のギャップ（図３参照）と電磁石コイルのインダクタンスとは反比例するので、Ｐ側電磁石コイルおよびＭ側電磁石コイルのインダクタンスＬp，Ｌmに関して、次式（３）が成り立つ。なお、Ｄはシャフト５が浮上中心軸（浮上目標位置）にある場合のギャップで、ｄは浮上目標位置からの変位である。Ａは定数である。
１／Ｌp＝Ａ×（Ｄ−ｄ）
１／Ｌm＝Ａ×（Ｄ＋ｄ） …（３）

センサキャリア成分に関して、電磁石コイルに印加される電圧と電磁石コイルを流れる電流との間には次式（４）に示すような関係がある。ただし、コイル抵抗は無視した。
ｖsp＝Ｌp×d（ｉsp）／dt
ｖsm＝Ｌm×d（ｉsm）／dt …（４）

上述した式（２），（３），（４）から、電磁石コイルを流れる電流のセンサキャリア成分ｉsp，ｉsmは次式（５）のように表される。なお、Ｂ＝v×Ａ／ωcである。このように、センサキャリア成分ｉsp，ｉsmは、変位ｄの時間変化により振幅変調される。一方、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃは周波数が低いため、変位変動の影響は無視できる。
ｉsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌp）
＝−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
ｉsm＝ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌm）
＝Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２） …（５）

以上の結果をまとめると、センサキャリア成分ｉsp，ｉsmを検波すれば、変位ｄの情報が得られる。Ｐ側およびＭ側の磁気軸受電磁石４５を流れるトータルの電流Ｉp，Ｉmは、次式（６）のように表される。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉｃ−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
Ｉm＝ｉｂ−ｉｃ＋Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２） …（６）

ここで、次式（７）のように、電流Ｉp，Ｉmの和信号（Ｉp＋Ｉm）を考える。この和信号（Ｉp＋Ｉm）をハイパスフィルタに通すと、和信号（Ｉp＋Ｉm）に含まれているバイアス成分（２×ｉｂ）が除去される。その結果、式（７）の右辺第２項が残り、和信号（Ｉp＋Ｉm）を変位信号として用いることができる。
Ｉp＋Ｉm＝２×ｉｂ＋２×Ｂ×ｄ×sin（ωc×ｔ−π／２） …（７）

（励磁アンプ４３）
図４は、各磁気軸受電磁石４５に対応して設けられている励磁アンプ４３の構成を示す図である。励磁アンプ４３は、直列接続されたスイッチング素子とダイオードとを直列接続したものを、さらに２つ並列接続したものである。磁気軸受電磁石４５は、スイッチング素子ＳＷ１０およびダイオードＤ１０の中間と、スイッチング素子ＳＷ１１およびダイオードＤ１１の中間との間に接続される。

スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１には、制御部４４からゲート信号（ゲート駆動電圧）として、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃおよびセンサキャリア成分ｉｓを制御するためのＰＷＭ制御信号（図２のＰＷＭゲート駆動信号４４３）が入力される。
スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１は同時にオンオフされ、両方ともオンの場合には実線矢印で示すように電流（上述した電流Ｉp，Ｉm）が流れ、両方ともオフの場合には破線矢印で示すように電流（上述した電流Ｉp，Ｉm）が流れる。オン時の電流値は電流センサ１０１Ａにより計測され、オフ時の電流値は電流センサ１０１Ｂにより計測される。電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂには例えばシャント抵抗が用いられ、シャント抵抗の電圧を電流検出信号として用いる。電流検出信号は制御部４４に入力される。

図５は、励磁アンプ４３による電磁石コイルへの印加電圧（ラインＬ１）および電磁石コイルに流れる電流（ラインＬ２）の一例を示す図である。２つのスイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１をオンすると、電圧が電磁石コイルに印加されて電流が増加する。また、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１をオフすると、ダイオードＤ１０，Ｄ１１の導通により電磁石コイルに逆電圧が印加され電流が減少する。そのため、電流ラインＬ２は、ＰＷＭキャリア１周期における電流の増加および減少と、より周期の長い正弦波的な変化との両方を示している。この正弦波的な変化が、センサキャリア成分の変化に相当している。

図６は、図５の符号Ｂで示す部分の拡大図である。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１をオン状態（上昇ライン）からオフ状態（下降ライン）にスイッチングした時、およびオフ状態（下降ライン）からオン状態（上昇ライン）にスイッチングした時に、サージ電圧等に起因するスパイク状のノイズＣが発生しているのが分かる。従来の磁気軸受装置においては、このノイズ成分の影響が、変位検出におけるＳ／Ｎ比低下を招いている。そこで、本実施の形態では、磁気軸受制御におけるノイズ成分の影響を抑えるために、以下に説明するような制御を行っている。

図７は、ＰＷＭ変調された電磁石電圧（ラインＬ１０）とスパイクノイズＣとの関係を説明する図である。ＰＷＭ変調された電磁石電圧は、ＰＷＭ制御信号のオン、オフに応じて電圧Ｈと電圧Ｌとの間で変化する矩形波電圧となる。ＴpwmはＰＷＭ変調の周期（ＰＷＭ周期）を示し、図７では、ＰＷＭ周期Ｔpwmの一周期における電圧変化を示している。ラインＬ２０は電流検出信号を示しており、符号Ｃ１，Ｃ２で示す部分がスパイクノイズである。スパイクノイズＣ１，Ｃ２は、矩形波電圧の立ち上がりタイミングＴ１（Ｌ→Ｈ）および立ち下がりタイミングＴ２（Ｈ→Ｌ）において発生する。

Ｔonは、矩形波電圧のオンデューティ区間の時間幅を示している。電磁石電流におけるＰＷＭ制御では、このオンデューティ区間の時間幅Ｔonを制御することによって、シャフト５を所望の浮上位置に保持している。図７（ａ）は、ターボ分子ポンプ（すなわち、磁気軸受装置）の受ける外部振動が小さい静粛環境にある場合のオンデューティ区間Ｔonの変動幅を示している。一方、図７（ｂ）は外部振動が大きい場合（非静粛環境）のオンデューティ区間Ｔonの変動幅を示している。

外部からターボ分子ポンプに振動が加わると、ポンプ内部の回転体Ｒの浮上位置が変化するため制御電流の変動振幅が大きくなる。そのため、図７（ｂ）に示すように、オンデューティの変動幅も大きくなる。図７において、二点鎖線は変動するオンデューティの上限（Ｔonuで示す）と下限（Ｔonlで示す）とを示したものである。静粛環境時においては、デューティ比（＝Ｔon／Ｔpwm）５０％前後の僅かな幅でオンデューティが変化する。一方、外部振動が大きい場合には、図７（ｂ）に示すようにオンデューティ変動幅が大きくなり、オフ（Ｌ）からオン（Ｈ）への立ち上がりタイミングＴ１は左右に大きく変動する。

符号ＳＴ１，ＳＴ２は電流検出信号のサンプリングタイミングを示している。図７（ａ）に示す静粛環境時には、サンプリングタイミングＳＴ１で電流検出信号をＡＤサンプリングすれば、スパイクノイズＣ２の影響の少ない電流検出信号を取得することができる。すなわち、サンプリングタイミングＳＴ１よりも前の立ち下がりタイミングＴ２で発生したスパイクノイズＣ２は、サンプリングタイミングＳＴ１になる前に十分に減衰している。また、最もオンデューティ時間幅の長いオンデューティ上限Ｔonuとなった場合でも、サンプリングタイミングＳＴ１が立ち上がりタイミングＴ１よりも時間的に後になることはない。そのため、立ち上がりタイミングＴ１におけるスパイクノイズは、サンプリングタイミングＳＴ１でＡＤサンプリングされる電流検出信号に影響を及ぼさない。

一方、外部振動が大きくてオンデューティ変動幅が長い場合には、図７（ｂ）に示すように、サンプリングタイミングＳＴ１がオンデューティ上限Ｔonu2における立ち上がりタイミングＴ１よりも時間的に後になる場合がある。図７（ｂ）に示す例では、立ち上がりタイミングＴ１で生じたスパイクノイズＣ１は、サンプリングタイミングＳＴ１においても十分に減衰していない。そのため、ＡＤサンプリングされる電流検出信号にスパイクノイズＣ１が影響することになる。なお、図７（ｂ）に示すオンデューティ上限Ｔonu2および下限Ｔonl2は、図７（ａ）のＴonu、Ｔonlに対してＴonu2＞Ｔonu、Ｔonl2＜Ｔonlとなっている。

図７（ｂ）のような状況は、例えば、地震などによる外乱が作用した場合に生じる。電磁石電流に重畳したスパイクノイズの影響が電流検出信号を介してフィードバックされると、それが電磁石において振動力に変換され、ポンプ振動が発生する原因となる。

ところで、地震などの一時的な振動が外部から作用して回転体Ｒが大きく変位し、所定浮上位置に復帰させる制御過程では、スパイクノイズの影響によるポンプ振動が一時的に大きくなっても、実用上問題にならない場合がる。例えば、ターボ分子ポンプが搭載される電子顕微鏡などの分析計測器においては、試料を観察するタイミングにおいて厳しい低振動状態が要求される。そのため、観察は外乱の無い静粛状態で行われ、外乱がある場合には観察は行われない。

すなわち、観察時には、ターボ分子ポンプの磁気軸受の励磁電流は、図７（ａ）に示すようにオンデューティ変動が小さな状態となっている。そのため、上述した特許文献１に記載のように、ＰＷＭ制御のデューティ可変範囲を制限して、スイッチングノイズの影響を常時低減しておく必要はない。

そこで、本実施の形態では、ＡＤサンプリングが次式（Ａ）を満足する区間内で行われるように、サンプリングタイミングＳＴ１を設定するようにした。それにより、少なくとも静粛環境においては、ＡＤサンプリングされた電流検出信号へのスパイクノイズの影響を防止することができる。なお、式（Ａ）におけるＴdは、スパイクノイズ発生からノイズ成分が減衰して影響が問題とならなくなるまでの時間（減衰時間）である。
Ｔd＜ＳＴ１＜Ｔpwm−Ｔonu …（Ａ）

なお、式（Ａ）は、オフデューティ区間でＡＤサンプリングを行う場合のサンプリングタイミングＳＴ１についての条件である。オンデューティ区間でＡＤサンプリングする場合のサンプリングタイミングＳＴ２としては、次式（Ｂ）を満足する区間内でＡＤサンプリングを行えば良い。
Ｔpwm−Ｔonl＋Ｔd＜ＳＴ２＜Ｔpwm …（Ｂ）

より好ましくは、式（Ａ）、（Ｂ）に代えて、次式（Ｃ）、（Ｄ）のようにサンプリングタイミングを設定するのが良い。なお、Ｔminは、ＡＤサンプリングの際のＡＤコンバータへ取り込みを行うための取込最小区間である。減衰時間Ｔdが経過した後の取込最小区間Ｔminにおいて信号を取り込めば、スパイクノイズの影響がほとんど無い信号を取り込むことができる。
Ｔd＜ＳＴ１＜Ｔd＋Ｔmin …（Ｃ）
Ｔpwm−Ｔmin＜ＳＴ２＜Ｔpwm …（Ｄ）

図８は、式（Ａ）〜（Ｄ）の範囲を説明する図である。例えば、オフデューティ区間のサンプリングタイミングＳＴ１を式（Ａ）の範囲内の時刻＝Ｔpwm−Ｔonuの近傍に設定した場合、実際のオンデューティ変動幅が静粛環境のオンデューティ変動幅よりも大きくなると、ＡＤサンプリングされた電流検出信号にスパイクノイズの影響が現れることになる。一方、式（Ｃ）の範囲に設定した場合には、非静粛環境と示すオンデューティ変動幅までオンデューティが変動しても、スパイクノイズの影響が現れない。

また、オンデューティ区間のサンプリングタイミングＳＴ２を式（Ｂ）の範囲内の時刻＝Ｔpwm−Ｔonl＋Ｔdの近傍に設定した場合も、実際のオンデューティ変動幅が静粛環境のオンデューティ変動幅よりも大きくなると、ＡＤサンプリングされた電流検出信号にスパイクノイズの影響が現れることになる。一方、式（Ｄ）の範囲に設定した場合には、非静粛環境と示すオンデューティ変動幅までオンデューティが変動しても、スパイクノイズの影響が現れることがない。

このように、式（Ａ）、（Ｂ）の範囲にサンプリングタイミングＳＴ１，ＳＴ２を設定した場合には、静粛環境ではスパイクノイズの影響を受けないが、静粛環境でない場合にはスパイクノイズの影響を受けやすくなる。一方、式（Ｃ）、（Ｄ）の範囲に設定した場合には、許容される外部振動の範囲が広くなる。その結果、外部振動により図８の非静粛環境で示すオンデューティ変動幅までオンデューティが変動しても、スパイクノイズの影響を受けることがない。

図９は、式（Ｃ）、（Ｄ）のように範囲を設定した場合の、サンプリングタイミングＳＴ１，ＳＴ２の一例を示す図である。ここで、ＰＷＭ周期Ｔpwm（ＰＷＭ周波数ｆpwm＝１／Ｔpwm）に対して、Ｔpwm＝ｎ×Ｔsnpl（ただし、ｎは正の整数）を満たす周期Ｔsnplを考える。そして、図９に示すように、ＰＷＭ周期Ｔpwmをｎ分割した周期Ｔsnpl上にサンプリングタイミングＳＴ１，ＳＴ２を設定する。

Ｔsnplは、（Ｔd＋Ｔmin）程度、またはそれ以下の時間周期となるように設定される。例えば、Ｔdを１μｓ程度、Ｔminを０．５μｓ程度とすると、Ｔd＋Ｔmin＝１．５μｓとなる。ＰＷＭ周波数をｆpwm＝８０ｋＨｚとした場合、ｆsnpl＝８・ｆpwm（すなわち、Ｔpwm＝８・Ｔsnpl）に設定すると、ｆsnpl＝６４０ｋHzとなる。このときのＴnspl≒１．５６μｓとなり、ＴnsplはＴd＋Ｔmin＝１．５μｓと同程度となる。なお、図９において、φは、サンプリングタイミングＳＴ１，ＳＴ２が区間Ｔminに入るための位相調整量であり、Ｔmin程度の大きさである。

ＰＷＭ周波数ｆpwm、センサキャリア周波数ｆc、サンプリング周波数ｆsを、Ｎ≧Ｍ＞１である整数Ｍ，Ｎに対してｆpwm＝Ｍ・ｆs＝Ｎ・ｆcのように設定し、時間間隔が時間（Ｔd＋Ｔmin）以下であって、かつ、整数Ｌ（＞１）に対してＴpwm＝Ｌ・Ｔsnplを満足する時間間隔Ｔsnpl毎に、ＡＤサンプリングを行うためのサンプリングタイミングを設定するのが好ましい。このように設定することにより、ＡＤサンプリング点を全軸の信号（電流検出信号および和信号）をスパイクノイズの影響のないサンプリングタイミングに分散配置することができる。また、ＰＷＭ制御は全軸を同期させているので、周期Ｔpwmにおいてノイズ影響の無い区間が全軸で揃い、全ての軸でノイズ影響の無いＡＤサンプリングを行うことができる。

時間間隔を時間（Ｔd＋Ｔmin）以下とすることで、図８の区間（Ｃ），（Ｄ）のように設定した場合でも、スパイクノイズの影響を受けることなくＡＤサンプリングを行うことができる。さらに、ＡＤサンプリングのタイミングを全体的にφ（Ｔmin程度の大きさ）だけ調整可能とすることで、サンプリングタイミングＳＴ１，ＳＴ２を容易に区間Ｔmin内に設定することができる。

本実施の形態では、全軸の励磁アンプ４３のＰＷＭ周期の同期化を図った上で、図９に示すように、オフデューティ区間となる区間（Ａ）または区間（Ｃ）の同一タイミングおよびオンデューティ区間となる区間（Ｂ）または区間（Ｄ）の同一タイミングでＡＤサンプリングを行うようにした。

図１０，１１は、各電流検出信号および変位信号としての和信号の各サンプリングタイミングの一例を示す図である。図１０は電流検出信号のサンプリングタイミングを示す図であり、５軸（ｌx1，ｌy1，ｌx2，ｌy2，ｌz）の１０信号（ｌx1p，ｌx1m，ｌy1p，ｌy1m，ｌx2p，ｌx2m，ｌy2p，ｌy2m，ｌzp，ｌzm）について示したものである。図１１は、変位信号である各和信号（５信号）のサンプリングタイミングを示す図である。図１１のＸ１はｌx1p＋ｌx1m、Ｙ１はｌy1p＋ｌy1m、Ｘ２はｌx2p＋ｌx2m、Ｙ２はｌy2p＋ｌy2m、Ｚはｌzp＋ｌzmである。ここでは、１５信号に対して、アナログ−デジタル変換用のＡＤコンバータ（８チャンネル）を３つ使用する。３つのＡＤコンバータの内、電流検出信号用に２つ（ＡＤＣ１，ＡＤＣ２）を使用し、和信号用に１つ（ＡＤＣ３）を使用する。

なお、センサキャリア周波数ｆcは１０ｋＨｚであり、ＰＷＭ周波数ｆpwmおよびサンプリング周波数ｆsは、ｆpwm＝８ｆc、ｆs＝２ｆcのように整数倍の関係に設定されている。また、上述した周期Ｔsnplは、ＰＷＭ周期Ｔpwmを８分割した周期に設定されている。

図１０の上段には、周期Ｔpwmのノコギリ波およびオンオフデューティを示す矩形波形が記載されている。矩形波形におけるハッチングを施した領域は、オンデューティ変動幅を示している。黒丸で示すサンプリングタイミングは、ハッチングを施した領域を避けるように設定されている。周波数ｆpwm，ｆc，ｆｓ，ｆsnplは全軸で同期しているので、図１０では、１０信号に対してノコギリ波および矩形波形は一組のみ示した。

ＡＤサンプリングを行うサンプリングタイミングＳＴ１，ＳＴ２として使用できるサンプリングタイミングは周期Ｔc中に１６点（黒丸で示す）あるが、ＡＤＣ１における５信号（ｌx1p，ｌx1m，ｌy1p，ｌy1m，ｌzp）のＡＤサンプリングのサンプリングタイミングは、それらの１６点のいずれかに分散配置される。

図１０に示す例では、電流検出信号Ｉxlpは、左側から１番目と、それに対してＴs、２Ｔs、・・・・、だけ離れたサンプリングタイミングにおいてＡＤサンプリングが行われる。また、電流検出信号Ｉxlmについては、左側から３番目と、それに対してＴs、２Ｔs、・・・・、だけ離れたサンプリングタイミングにおいてＡＤサンプリングが行われる。周期ＴsnplはＰＷＭ周期Ｔpwmをｎ分割したものなので、特定のサンプリング点に対して、Ｔs後、２Ｔs後、・・・のサンプリング点は必ず存在する。ＡＤＣ２による５信号（ｌx2p，ｌx2m，ｌy2p，ｌy2m，ｌzm）のＡＤサンプリングも、ＡＤＣ１の場合と同様に行われる。

図１１は、和信号（Ｘ１、Ｙ１、Ｘ２、Ｙ２、Ｚ）のＡＤサンプリングを説明する図である。和信号の欄には、Ｘ軸の和信号、Ｙ軸の和信号およびＺ軸の和信号の波形を示した。式（７）からも分かるように、和信号の周波数はセンサキャリア成分の周波数ｆcと同じである。Ｙ軸の和信号はＸ軸の和信号に対して９０度だけ位相が異なっている。図１０の場合と同様に、５つの和信号はセンサキャリア周期Ｔc中の１６のサンプリングタイミングのいずれかに分散配置され、それらは一つのＡＤコンバータ（ＡＤＣ３）でＡＤサンプリングされる。

例えば、和信号Ｘ１の場合には、Ｘ軸の和信号波形上の黒丸で示すように、波形ピークから図示右側に周期Ｔsnplだけずれた位置のデータをＡＤサンプリングしている。一方、和信号Ｘ２の場合には、白丸で示すように、波形ピークから図示左側に周期Ｔsnplだけずれた位置のデータをＡＤサンプリングしている。和信号Ｙ１，Ｙ２についても同様である。和信号Ｚの場合には、波形ピークの位置のデータがＡＤサンプリングされる。

図１２は、制御部４４における磁気軸受制御の機能ブロック図であって、制御軸５軸の内の１軸分について示したものである。図３に示したように、制御軸１軸分には一対（Ｐ側およびＭ側）の磁気軸受電磁石４５が設けられており、各磁気軸受電磁石４５に対して励磁アンプ４３（４３ｐ、４３ｍ）がそれぞれ設けられている。図４に示したように励磁アンプ４３には電磁石電流を検出する電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂが設けられており、１０個の励磁アンプ４３からはそれぞれ電流検出信号が出力される。

ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｐ側の励磁アンプ４３ｐのスイッチング素子を駆動するためのゲート駆動電圧（ゲート信号）を生成する。同様に、ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｍ側の励磁アンプ４３ｍのスイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する。

ゲート信号に基づいて各励磁アンプ４３（４３ｐ、４３ｍ）のスイッチング素子がオンオフ制御されると、磁気軸受電磁石の電磁石コイルに電圧が印加され、電流Ｉp、Ｉmが流れる。Ｐ側の励磁アンプ４３ｐの電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからは、Ｐ側の磁気軸受電磁石に流れる電流Ｉpの電流値を検出し、検出結果である電流検出信号（電流と同様の符号Ｉpで示す）が出力される。一方、Ｍ側の励磁アンプ４３ｍの電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからは、Ｍ側の磁気軸受電磁石に流れる電流Ｉmの電流検出信号（電流と同様の符号Ｉmで示す）が出力される。

励磁アンプ４３ｐ，４３ｍから出力された電流検出信号Ｉp，Ｉmは、それぞれ対応するＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれる。また、電流検出信号Ｉp，Ｉmは加算部４１４により加算され、和信号（Ｉp＋Ｉm）が加算部４１４から出力される。その後、和信号（Ｉp＋Ｉm）は、センサキャリア周波数ｆcを中心周波数とするバンドパスフィルタ４０５を介してＡＤコンバータ４００に入力され、ＡＤコンバータ４００により取り込まれる。

ＡＤコンバータ４００は、センサキャリア生成回路４１１で生成されたセンサキャリア信号（センサキャリア成分）に基づいて同期サンプリングにてデータを取り込む。ＡＤコンバータ４００により取り込まれた和信号（Ｉp＋Ｉm）は、復調演算部４０６に入力される。復調演算部４０６では、サンプリングにより取り込まれたデータに基づいて復調演算を行って変位情報を取得する。磁気浮上制御器４０７では、復調演算部４０６からの変位情報に基づいて比例制御、積分制御および微分制御、位相補正等により浮上制御電流設定を生成する。Ｐ側の制御には、バイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算したものが用いられ、Ｍ側の制御には、バイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算したものが用いられる。

一方、ＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれた電流検出信号Ｉp，Ｉmは、それぞれ対応する移動平均演算部４０９ｐ，４０９ｍに入力される。移動平均演算部４０９ｐ，４０９ｍは、ＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにおいて取り込んだサンプリングデータ（ｌx1p，ｌx1m，ｌy1p，ｌy1m，ｌx2p，ｌx2m，ｌy2p，ｌy2m，ｌzp，ｌzm）を各々移動平均処理する。それにより、浮上制御力へ寄与する電流成分（バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃ）に関する情報が取得される。

移動平均演算部４０９ｐの演算結果は、アンプ制御器４１０ｐに通された後に、バイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算した結果に対して減算処理される。さらに、この減算処理結果に対してセンサキャリア生成回路４１１からのセンサキャリア成分（ｖ×sin（ωc×ｔ））が減算され、その減算結果に基づいてＰＷＭ制御信号がＰＷＭ演算部４１２ｐにおいて生成される。ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動電圧（ＰＷＭゲート信号）を生成する。

同様に、信号処理演算部４０９ｍの演算結果は、アンプ制御器４１０ｍに通された後に、バイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算した結果に対して減算処理される。さらに、この減算処理結果に対してセンサキャリア生成回路４１１からのセンサキャリア成分（ｖ×sin（ωc×ｔ））が加算され、その加算結果に基づいてＰＷＭ制御信号がＰＷＭ演算部４１２ｍにおいて生成される。ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動電圧を生成する。

上述したように、本実施の形態の磁気軸受装置は、複数の制御軸の各々に設けられ、回転軸に対して対向配置された対を成す磁気軸受電磁石４５と、回転軸の浮上位置変化を検知するための搬送波信号が重畳された電磁石電流を、磁気軸受電磁石４５に供給する複数の励磁アンプ４３と、電磁石電流を検出して電流検出信号Ｉm，Ｉpを出力する複数の電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂと、対を成す磁気軸受電磁石４５に関する各電流検出信号Ｉm，Ｉpを加算して和信号（Ｉm＋Ｉp）を取得する加算部４１４と、電流検出信号Ｉm，Ｉpおよび和信号（Ｉm＋Ｉp）を予め定められたＡＤサンプリング期間（図８の区間（Ａ）、（Ｂ））においてＡＤサンプリングして、浮上位置変化に関する変位情報を取得し、該変位情報に基づいて励磁アンプ４３をＰＷＭ制御する制御部４４と、を備え、励磁アンプ４３をＰＷＭ制御することにより発生する電流ノイズの継続時間をＴdとし、ＰＷＭキャリア信号の周期をＴpwmとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ上限をＴonuとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ下限をＴonlとしたときに、ＡＤサンプリング期間は、周期Ｔpwmの開始から時間Ｔdが経過した時点と周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonu）が経過した時点との間の第１ＡＤサンプリング期間（図８の区間（Ａ））と、周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonl＋Ｔd）が経過した時点と周期Ｔpwmの完了時点との間の第２ＡＤサンプリング期間（図８の区間（Ｂ））とを有する。

上記の構成とすることで、少なくとも静粛環境においては、スイッチングノイズの影響による振動発生を防止することができる。また、上記のようにＡＤサンプリング期間を設定することで、ＡＤサンプリング点を分散配置することが可能となり、一括データ取り込みが可能なＡＤコンバータを用いる必要がない。なお、従来のようなデューティ変動への制限を設けていないので、ＰＷＭ制御のデューティ可変範囲を必要以上に制限してしまうおそれがない。

さらに、ＡＤサンプリングにおける取込最小時間をＴminとしたとき、オフデューティ区間におけるサンプリング期間を、図８の区間（Ｃ）のように、周期Ｔpwmの開始から時間Ｔdが経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔd＋Ｔmin）が経過した時点との間の期間に設定し、オンデューティ区間におけるサンプリング期間を、図８の区間（Ｄ）のように、周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔmin）が経過した時点と周期Ｔpwmの完了時点との間の期間に設定するようにしても良い。

例えば、サンプリング期間を、周期Ｔpwmの開始から周期Ｔpwmの１０％が経過した時点と周期Ｔpwmの開始から周期Ｔpwmの４０％が経過した時点との間の期間、および、周期Ｔpwmの開始から周期Ｔpwmの７０％が経過した時点と周期Ｔpwmの開始から周期Ｔpwmの９０％が経過した時点との間の期間に設定する。このようにサンプリング期間を設定することで、静粛環境だけでなく、よりデューティ変動の大きな環境状態においても軸受自体の振動の発生を防止することができる。

−第２の実施の形態−
上述した第１の実施の形態では、電磁石電流にセンサキャリア信号を重畳し、電流検出信号Ｉp，Ｉmの和信号（Ｉp＋Ｉm）を変位信号として利用するセンサレス（セルフセンシング）方式の磁気軸受式ターボ分子ポンプを説明した。第２の実施の形態では、変位センサを設けてシャフト５の浮上位置の変位を検出する構成の磁気軸受式ターボ分子ポンプについて説明する。

図１３は制御系のブロック図であって、上述した図２に対応するものである。図２に示す構成要素と同一のものには同一の符号を付した。図１３に示すように、ポンプ本体には変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１，５０ｘ２，５０ｙ２，５１が設けられている。変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１は、ラジアル方向の磁気軸受６７（図１参照）の２軸に対応して設けられたものである。変位センサ５０ｘ２，５０ｙ２は、ラジアル方向の磁気軸受６８（図１参照）の２軸に対応して設けられたものである。変位センサ５１は、アキシャル方向の磁気軸受６９（１軸）に対応して設けられたものである。変位センサも、電磁石の場合と同様に１軸当たり一対のセンサで構成されている。

各変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１，５０ｘ２，５０ｙ２，５１には、センサ回路３３がそれぞれ設けられている。制御部４４から各センサ回路３３には、センサキャリア信号（搬送波信号）３０５が入力される。各センサ回路３３から制御部４４には、変位により変調されたセンサ信号３０６が入力される。その他の構成は、図２に示したものと同様であり、説明を省略する。

図１４は、変位センサを設けた場合の磁気軸受制御の機能ブロック図である。上述した図１２の場合と同様に、制御軸５軸の内の１軸分について示したものである。センサキャリア生成回路４１１で生成されたセンサキャリア信号（デジタル信号）はデジタル信号からアナログ信号に変換された後、位相調整用のフィルタ回路を通して一対の変位センサ５００（例えば、一対の変位センサ５０ｘ１）に印加される。変位センサ５００で変調されたセンサ信号は差動アンプ５０１により差分が取られ、その差分信号はバンドパスフィルタ処理された後にＡＤコンバータ４１３によりＡＤサンプリングされる。

復調演算部４１４では、サンプリングデータに基づいて復調演算が行われる。さらに復調された信号に対してゲイン調整およびオフセット調整が行われる（ゲイン・オフセット調整部４１５）。磁気浮上制御器４１６では、ゲイン・オフセット調整部４１５から出力された信号（変位情報）に基づいて比例制御、積分制御および微分制御、位相補正等により浮上制御電流設定を生成する。図１２の場合と同様に、Ｐ側の制御には、バイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算したものが用いられ、Ｍ側の制御には、バイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算したものが用いられる。

図１５は、変位センサからの信号をＡＤコンバータ４１３でＡＤサンプリングする場合の、サンプリングタイミングを示す図である。センサキャリア周波数ｆcは１０ｋＨｚであり、ＰＷＭ周波数ｆpwmおよびサンプリング周波数ｆsは、ｆpwm＝８ｆc、ｆs＝２ｆcのように整数倍の関係に設定されている。また、上述した周期Ｔsnplは、ＰＷＭ周期Ｔpwmを８分割した周期に設定されている。なお、電流検出信号（ｌx1p，ｌx1m，ｌy1p，ｌy1m，ｌx2p，ｌx2m，ｌy2p，ｌy2m，ｌzp，ｌzm）については、図１０と同様のＡＤサンプリングが行われる。

図１５の中段に示すセンサ信号は、ＡＤコンバータ４１３に入力される５軸分の信号（差分後の信号）を示している。Ｘ１軸およびＹ１軸と示す信号は、変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１に対応するセンサ信号であり、Ｘ２軸およびＹ２軸と示す信号は変位センサ５０ｘ２，５０ｙ２に対応するセンサ信号であり、Ｚ軸と示す信号は変位センサ５１に対応するセンサ信号である。

サンプリング点（黒丸）は周期Ｔc中に１６点あるが、ＡＤＣ１（ＡＤコンバータ４１３）における５信号（Ｘ１，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ）のＡＤサンプリングは、それらの１６のサンプリング点のいずれかに分散配置される。例えば、センサ信号Ｘ１は、左側から１番目と、それに対してＴs、２Ｔs、・・・・、だけ離れたサンプリングタイミングにおいてＡＤサンプリングが行われる。また、センサ信号Ｙ１については、左側から５番目と、それに対してＴs、２Ｔs、・・・・、だけ離れたサンプリングタイミングにおいてＡＤサンプリングが行われる。

図１６は、センサキャリア周波数ｆc＝１０ｋＨｚ、ｆpwm＝８ｆc＝８０ｋＨｚ、ｆs＝２ｆc＝２０ｋＨｚのように設定し、周期ＴsnplをＴpwm＝２・Ｔsnplと設定した場合を示す。３つのＡＤコンバータＡＤＣ１、ＡＤＣ２，ＡＤＣ３には、８チャンネルのＡＤコンバータが用いられる。ＡＤコンバータＡＤＣ１では、変位センサ信号Ｘ１，Ｙ１および電流検出信号ｌx1p，ｌx1m，ｌy1p，ｌy1mがサンプリングされる。ＡＤコンバータＡＤＣ２では、変位センサ信号Ｘ２，Ｙ２および電流検出信号ｌx2p，ｌx2m，ｌy2p，ｌy2mがサンプリングされる。ＡＤコンバータＡＤＣ３では、変位センサ信号Ｚがサンプリングされる。

第２の形態の磁気軸受装置は、複数の制御軸の各々に設けられ、回転軸に対して対向配置された対を成す磁気軸受電磁石４５と、各磁気軸受電磁石４５と前記回転軸との間に吸引力を発生させるための電磁石電流を、磁気軸受電磁石４５のそれぞれに供給する複数の励磁アンプ４３と、電磁石電流を検出して電流検出信号Ｉm，Ｉpを出力する複数の電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂと、回転軸の浮上位置変化を検出するための搬送波信号（ＰＷＭキャリア信号）を生成する制御部４４と、浮上位置変化に基づいてＰＷＭキャリア信号を変調し、変調信号を出力する変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１，５０ｘ２，５０ｙ２，５１と、を備え、制御部４４は、電流検出信号Ｉm，Ｉpおよび変調信号を予め定められたＡＤサンプリング期間（図８の区間（Ａ）、（Ｂ））においてＡＤサンプリングして浮上位置変化に関する変位情報を取得し、該変位情報に基づいて励磁アンプ４３をＰＷＭ制御する。そして、励磁アンプ４３をＰＷＭ制御することにより発生する電流ノイズの継続時間をＴdとし、ＰＷＭキャリア信号の周期をＴpwmとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ上限をＴonuとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ下限をＴonlとしたときに、ＡＤサンプリング期間は、周期Ｔpwmの開始から時間Ｔdが経過した時点と周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonu）が経過した時点との間の第１ＡＤサンプリング期間（図８の区間（Ａ））と、周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonl＋Ｔd）が経過した時点と周期Ｔpwmの完了時点との間の第２ＡＤサンプリング期間（図８の区間（Ｂ））とを有する。

そのため、第２の実施の形態のように専用に変位センサを設ける構成の磁気軸受装置においても、上述した第１の実施の形態と同様の作用効果を奏することができる。

さらに、オフデューティ区間におけるサンプリング期間を、図８の区間（Ｃ）のように、周期Ｔpwmの開始から時間Ｔdが経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔd＋Ｔmin）が経過した時点との間の期間に設定し、オンデューティ区間におけるサンプリング期間を、図８の区間（Ｄ）のように、周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔmin）が経過した時点と周期Ｔpwmの完了時点との間の期間に設定するようにしても良い。

また、第１の実施の形態の場合と同様に、サンプリング期間を、周期Ｔpwmにおける１０％が経過した時点と４０％が経過した時点との間の期間、および、周期Ｔpwmにおける７０％が経過した時点と９０％が経過した時点との間の期間に設定することで、静粛環境だけでなく、よりデューティ変動の大きな環境状態においても軸受自体の振動の発生を防止することができる。

−第３の実施の形態−
図１７は、本発明の第３の実施の形態を説明する図である。前述したように、モータ４２の駆動制御にもＰＷＭ制御が用いられている。モータ４３は、磁気軸受と比べてより大電力で駆動される。本実施の形態では、モータ駆動系のスイッチングノイズがＧＮＤラインを介して磁気軸受制御系、特に、変位信号へ重畳されるのを防止することを目的としている。本実施の形態では、磁気軸受に関しては第２の実施の形態と同様に変位センサを用いる構成とした。

図１７は、ＡＤサンプリングの一例を示したものである。ここでは、磁気軸受制御系に関してはｆs＝２・ｆc＝２０ｋＨｚ、ｆpwm＝８・ｆc、ｆsnpl＝２・ｆpwmのように設定し、モータ駆動系のＰＷＭキャリア信号の周波数ｆpwm(motor)をｆpwm(motor)＝２・ｆc＝ｆsのように設定する。モータ駆動系のＰＷＭスイッチングタイミングは、図１７のＰＷＭキャリアの上下頂点間に位置し、その位置は出力状況に応じて変動する。そのため、そのスイッチングタイミングを避けてＰＷＭキャリアの上下頂点付近で、駆動制御に必要なモータ相電流（Ｉu，Ｉv，Ｉw）、モータ相電圧（Ｖu，Ｖv，Ｖw）の検出を行う。同様に、磁気軸受関係の信号も、大電力モータ駆動系のノイズの影響を避けるべくＡＤサンプリングタイミングを設定する。なお、センサレス（セルフセンシング）構成に対しては、専用の変位センサに関する変位信号を上述した和信号に置き換えればよい。

なお、上述した各実施形態において、ＰＷＭキャリア信号におけるオンデューティの時間幅が（Ｔd＋Ｔmin）以下または（Ｔpwm−Ｔd−Ｔmin）以上となるような大きな外乱が作用した場合、センサ信号および電流検出信号に常にノイズが影響し磁気軸受制御が不安定となるおそれがある。そこで、制御部４４において、ＰＷＭキャリア信号のオンデューティの時間幅が（Ｔd＋Ｔmin）以下または（Ｔpwm−Ｔd−Ｔmin）以上となる頻度（所定時間当たりの回数）を計測し、頻度が所定の頻度閾値を超えた場合に、警報信号を出力するようにしても良い。例えば、コントロールユニットに表示装置を設けて、警報信号が出力されるとその表示装置に警報表示を行う。また、警報信号をコントロールユニットから外部に出力されるような構成としても良い。頻度閾値としては、例えば、正規分布での２σ（約１０％）を目安とすれば良い。

また、制御部４４に値の異なる複数の頻度閾値を保持し、ポンプの使用状況に応じて複数の頻度閾値のいずれか一つを選択するようにしても良い。例えば、電子顕微鏡のように振動に厳しい装置にポンプを搭載する場合には、頻度閾値を小さめに設定する。

なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。例えば、図７で示したＰＷＭ制御信号のオンオフが逆論理の場合でも、図７の各オンデューティ時間をそれぞれオフデューティ時間に置き換えて同様に適用が可能である。また、例えば、上述した実施の形態ではターボ分子ポンプに搭載された磁気軸受装置を例に説明したが、ターボ分子ポンプに限らず種々の回転ポンプの磁気軸受装置や、ポンプ以外の磁気軸受装置にも同様に適用することができる。

１…ポンプ本体、５…シャフト、３３…センサ回路、４３…励磁アンプ、４４…制御部、４５…磁気軸受電磁石、５０ｘ１，５０ｙ１，５０ｘ２，５０ｙ２，５１，５００…変位センサ、６７，６８，６９…磁気軸受、１０１Ａ，１０１Ｂ…電流センサ、４００，４００ｍ、４００ｐ，４１３…ＡＤコンバータ、４１１…センサキャリア生成回路

Claims (7)

1. 複数の制御軸の各々に設けられ、回転軸に対して対向配置された対を成す電磁石と、
   前記各電磁石と前記回転軸との間に吸引力を発生させるための電磁石電流を、前記電磁石のそれぞれに供給する複数の励磁アンプと、
   前記電磁石電流を検出して電流検出信号を出力する複数の電流センサと、
   前記回転軸の浮上位置変化を検出するための搬送波信号を生成する搬送波生成部と、
   前記浮上位置変化に基づいて前記搬送波信号を変調し、変調信号を出力する変位センサと、
   前記電流検出信号および前記変調信号を予め定められたＡＤサンプリング期間においてＡＤサンプリングして前記浮上位置変化に関する変位情報を取得し、該変位情報に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する制御部と、を備え、
   前記励磁アンプをＰＷＭ制御することにより発生する電流ノイズの継続時間をＴdとし、ＰＷＭキャリア信号の周期をＴpwmとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ上限をＴonuとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ下限をＴonlとしたときに、
   前記ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から前記時間Ｔdが経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonu）が経過した時点との間の第１ＡＤサンプリング期間と、前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonl＋Ｔd）が経過した時点と前記周期Ｔpwmの完了時点との間の第２ＡＤサンプリング期間とを有する、磁気軸受装置。
2. 複数の制御軸の各々に設けられ、回転軸に対して対向配置された対を成す電磁石と、
   前記回転軸の浮上位置変化を検知するための搬送波信号が重畳された電磁石電流を、前記電磁石にそれぞれ供給する複数の励磁アンプと、
   前記電磁石電流を検出して電流検出信号を出力する複数の電流センサと、
   前記対を成す電磁石に関する各前記電流検出信号を加算して和信号を取得する和信号取得部と、
   前記電流検出信号および前記和信号を予め定められたＡＤサンプリング期間においてＡＤサンプリングして、前記浮上位置変化に関する変位情報を取得し、該変位情報に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する制御部と、を備え、
   前記励磁アンプをＰＷＭ制御することにより発生する電流ノイズの継続時間をＴdとし、ＰＷＭキャリア信号の周期をＴpwmとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ上限をＴonuとし、外乱の無い静粛環境条件でのＰＷＭキャリア信号のオンデューティ下限をＴonlとしたときに、
   前記ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から前記時間Ｔdが経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonu）が経過した時点との間の第１ＡＤサンプリング期間と、前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔonl＋Ｔd）が経過した時点と前記周期Ｔpwmの完了時点との間の第２ＡＤサンプリング期間とを有する、磁気軸受装置。
3. 請求項１または２に記載の磁気軸受装置において、
   前記ＡＤサンプリングにおける取込最小時間をＴminとしたとき、
   前記第１ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から前記時間Ｔdが経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔd＋Ｔmin）が経過した時点との間の期間に設定され、
   前記第２ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から時間（Ｔpwm−Ｔmin）が経過した時点と前記周期Ｔpwmの完了時点との間の期間に設定される、磁気軸受装置。
4. 請求項１または２に記載の磁気軸受装置において、
   前記第１ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から前記周期Ｔpwmの１０％が経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から前記周期Ｔpwmの４０％が経過した時点との間の期間に設定され、
   前記第２ＡＤサンプリング期間は、前記周期Ｔpwmの開始から前記周期Ｔpwmの７０％が経過した時点と前記周期Ｔpwmの開始から前記周期Ｔpwmの９０％が経過した時点との間の期間に設定される、磁気軸受装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の磁気軸受装置において、
   前記ＰＷＭキャリア信号の周波数をｆpwmとし、前記搬送波信号の周波数をｆcとし、前記ＡＤサンプリングの周波数をｆsとしたときに、前記ｆpwm，ｆcおよびｆsが、Ｎ≧Ｍ＞１である整数Ｍ，Ｎに対してｆpwm＝Ｍ・ｆs＝Ｎ・ｆcを満足し、
   時間間隔が時間（Ｔd＋Ｔmin）以下であって、かつ、整数Ｌに対してＴpwm＝Ｌ・Ｔsnplを満足する時間間隔Ｔsnpl毎に、前記ＡＤサンプリングを行うためのサンプリングタイミングが設定される、磁気軸受装置。
6. 請求項１乃至５のいずれか一項に記載の磁気軸受装置において、
   前記ＰＷＭキャリア信号におけるオンデューティの時間幅が（Ｔd＋Ｔmin）以下または（Ｔpwm−Ｔd−Ｔmin）以上である頻度を取得する取得部と、
   前記頻度が所定の頻度閾値を超えると警報を発する警報部と、を備える磁気軸受装置。
7. 請求項６に記載の磁気軸受装置において、
   値の異なる複数の前記頻度閾値が保持されている保持部を備え、
   前記複数の頻度閾値のいずれかが択一的に設定される、磁気軸受装置。
   

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