JP5817546B2 - 磁気軸受制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、真空ポンプや血液循環装置などに用いられるセンサレス磁気軸受の磁気軸受制御装置に関する。

一般的に、磁気軸受装置は、被支持軸を磁気吸引する電磁石と被支持軸の変位を検出する変位センサとを備え、変位センサの変位信号に基づく制御信号を制御演算回路により発生し、ＰＷＭ電流アンプによりその制御信号を増幅して電流を電磁石に供給するように構成されている。

これに対し、近年、コストダウン及び装置全体の小型化を図るために、変位センサを省略した構成の磁気軸受装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。この磁気軸受装置においては、ＰＷＭ制御電流を生成するためのキャリア信号とは別の信号をセンシング信号をＰＷＭ制御電流に重畳して電磁石に流し、センシング信号の変化量から電磁石のインダクタンスが変化を求めるようにしている。

特開平６−３１３４２６号公報

ところで、上述したセンサレスの磁気軸受装置では、電磁石を流れるＰＷＭ制御電流にＰＷＭスイッチング成分、制御電流成分、センシング信号成分、その他の回路ノイズが混在している。そのため、それぞれの必要帯域を取り出すＢＰＦを通過させ、復調処理、増幅を行って被支持軸の位置信号を検出するようにしているが、センシング信号のＳ／Ｎ比の向上が課題となっている。

請求項１の発明に係る磁気軸受制御装置は、被支持体を挟んで対向配置された一対の電磁石の電磁石電流を計測して、その計測結果に基づいて被支持体の位置検出信号を出力する位置検出回路と、位置検出信号と指令位置信号とを比較し、被支持体を指令位置に非接触支持するための電磁石電流制御信号を出力する制御信号生成回路と、電磁石毎に設けられ、電磁石電流制御信号に基づく電磁石電流を対応する電磁石に供給する電磁石電源回路と、を備え、電磁石電源回路は、電磁石毎に設けられて電磁石電流制御信号を増幅する信号増幅器と、所定周波数のセンシング信号を発生するセンシング信号発生器と、センシング信号を信号増幅器で増幅された電磁石電流制御信号に重畳する加算器と、センシング信号が重畳された電磁石電流制御信号と所定のＰＷＭキャリア信号とを比較してＰＷＭ信号を形成し、該ＰＷＭ信号に基づく電磁石電流を対応する電磁石コイルに供給するパルス幅変調型電力増幅器と、パルス幅変調型電力増幅器から供給される電磁石電流を検出し、その検出信号から前記センシング信号の周波数より高い周波成分を除去した信号を、信号増幅器に入力される電磁石電流制御信号にフィードバックする電流フィードバック回路と、を有することを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１に記載の磁気軸受制御装置において、センシング信号発生器は、センシング信号をＰＷＭキャリア信号と同期して発生することを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項２に記載の磁気軸受制御装置において、一対の電磁石電源回路の各々に設けられたパルス幅変調型電力増幅器に対してＰＷＭキャリア信号を供給する一つのキャリア信号発生器を備えるとともに、一対の電磁石電源回路に設けられた各々のセンシング信号発生器に代えて、一つの共用センシング信号発生器を設け、共用センシング信号発生器で発生されたセンシング信号を一対の電磁石電源回路にそれぞれ供給するようにしたものである。
請求項４の発明は、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の磁気軸受制御装置において、位置検出回路は、一対の電磁石の各電磁石コイルの両端間電圧をそれぞれ計測し、該計測結果に基づいて被支持体の位置検出信号を出力すること特徴とする。
請求項５の発明は、請求項４に記載の磁気軸受制御装置において、位置検出回路は、計測した一対の電磁石コイルの両端間電圧の差分信号を生成する差分回路と、差分信号が入力され、キャリア信号の周波数を中心周波数とするバンドエリミネイトフィルタと、バンドエリミネイトフィルタを通過した信号が入力され、センシング信号の周波数を中心周波数とするバンドパスフィルタと、を備え、バンドパスフィルタを通過した信号の大きさを位置検出信号として出力することを特徴とする。
請求項６の発明は、請求項４に記載の磁気軸受制御装置において、位置検出回路は、計測した一対の電磁石コイルの両端間電圧をそれぞれパルス状のデジタル信号として取り込み、取り込んだ前記一対のパルス状デジタル信号の差分を取ってパルス状差分信号を生成する差分回路と、パルス状差分信号のパルス幅を検出するカウンタと、を備え、パルス幅を位置検出信号として出力することを特徴とする。

本発明によれば、センシング信号を用いるセンサレス式の軸受制御装置において、センシング信号のＳ／Ｎ比のさらなる向上を図ることができる。

磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。 ５軸制御型磁気軸受を模式的に示した図である。 磁気軸受制御回路の詳細を示すブロック図である。 ＰＷＭアンプの詳細を示す図である。 ＰＷＭ信号生成回路に入力される制御信号と生成されるＰＷＭ信号との関係を説明する図である。 センシング信号Ｓ2を重畳しなかった場合の、スイッチング信号Ｓ5と電磁石コイルに流れる電流Ｉｍとを示したものである。 センシング信号Ｓ2を重畳した場合の制御信号Ｓ3、ＰＷＭ信号Ｓ5、電磁石電流Ｉmを示したものである。 電磁石制御ループの部分のブロック図を示す図である。 信号Ｖsrcを基準にしたブロック図である。 図９の各候補点での検出信号の大きさを示す図である。 電流検出抵抗を用いて計測した場合の電圧振幅を示す図である。 電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端を計測した場合の電圧振幅を示す図である。 検出方式によるＳ／Ｎ比とノイズレベルを示す図。 位置フィードバック系の変形例を示すブロック図である。 ＸＯＲ論理回路７１０の入出力の関係を示す図である。 ＸＯＲ論理回路７１０に入力される信号と、ＸＯＲ論理回路７１０から出力される信号とを示す図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図１は、磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。ターボ分子ポンプは図１に示すポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動するためのコントロールユニット（不図示）とを備えている。ポンプユニット１に接続されるコントロールユニットには、磁気軸受制御部、モータ６を回転駆動するためのモータ駆動制御部等が備えられている。

ロータ３０は、５軸制御型磁気軸受を構成するラジアル磁気軸受５１，５２およびアキシャル磁気軸受５３によって非接触支持される。磁気軸受によって回転自在に磁気浮上されたロータ３０は、モータ６により高速回転駆動される。モータ６には、例えば、ＤＣブラシレスモータが用いられる。ロータ４の回転数は回転数センサ２３によって検出される。

ロータ３０には、排気機能部として、複数段の回転翼３２と円筒状のネジロータ３１とが形成されている。一方、固定側には、排気機能部として、軸方向に対して回転翼３２と交互に配置された複数段の固定翼３３と、ネジロータ３１の外周側に設けられたネジステータ３９が設けられている。各固定翼３３は、それぞれ一対のスペーサリング３５によって軸方向上下から挟持されている。

ベース２０には排気ポート２２が設けられ、この排気ポート２２にバックポンプが接続される。ロータ３０を磁気浮上させつつモータ６により高速回転駆動することにより、吸気口２１側の気体分子は排気ポート２２側へと排気される。

図２は５軸制御型磁気軸受を模式的に示した図であり、ロータ３０に設けられたロータシャフト４の回転軸Ｊがｚ軸に一致するように示した。図１に示したラジアル磁気軸受５１は、ｘ軸に関する一対の電磁石５１ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５１ｙとを備えている。同様に、ラジアル電磁石５２も、ｘ軸に関する一対の電磁石５２ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５２ｙとを備えている。また、アキシャル磁気軸受５３は、ロータ４の下端に設けられたディスク４１をｚ軸に沿って挟むように対向して配設される一対の電磁石５３ｚを備えている。

図３は図２に示した磁気軸受を制御するための磁気軸受制御装置の一部を示す図であって、５軸の内の１軸、具体的には一対の電磁石５１ｘに関する磁気軸受制御回路の詳細を示したものである。一対の電磁石５１ｘを電磁石５１xP、５１xMとすると、それらはシャフト４を間に挟むように配置されている。５００ａは電磁石５１xPの電磁石コイルであり、５００ｂは電磁石５１xMの電磁石コイルである。

電磁石５１xPに対しては制御回路６１ａが設けられ、電磁石５１xMに対しては制御回路６１ｂが設けられている。制御回路６１ａには比較回路６１０、増幅器６１１、加算器６１２、ＰＷＭアンプ６１３、ローパスフィルタ６１４、電流検出抵抗６１５が設けられている。図３では詳細な記載は省略したが、制御回路６１ｂも制御回路６１ａと同様の構成となっている。

各制御回路６１ａ，６１ｂの各ＰＷＭアンプ６１３には、ＰＷＭ変調を行うためのキャリア信号がキャリア信号発生器６３１からそれぞれ入力される。各制御回路６１ａ，６１ｂの各加算器６１２には、位置検出のためのセンシング信号がセンシング信号発生器６３２からそれぞれ入力される。キャリア信号発生器６３１およびセンシング信号発生器６３２には、キャリア信号とセンシング信号とを同期させるための同期信号が同期回路６３３から入力される。

また、位置フィードバック系として、差動増幅器６２０ａ，６２０ｂ、差動増幅器６２１、バンドエリミネイトフィルタ６２２、バンドパスフィルタ６２３、ピーク検波回路６２４が設けられている。ピーク検波回路６２４から出力された位置信号（変位信号）は比較回路６３０に入力される。比較回路６３０は、位置信号と支持位置コマンドＳ0とを比較し、それらの差分に基づく電流制御信号Ｓ01を出力する。この電流制御信号Ｓ01は制御回路６１ａおよび制御回路６１ｂの各比較回路６１０へ入力される。

ところで、本実施の形態の磁気軸受装置は、ＰＷＭ制御電流にセンシング信号を重畳する形式のセンサレス磁気軸受装置であって、被支持軸（シャフト４）の変位（中立位置からの位置変化）による電磁石のインダクタンス変化をセンシング信号の変化として検出し、センシング信号の変化を位置変動の検出信号として使用するものである。

位置検出信号のＳ／Ｎ比向上のためには、次のような手法が適用される。第１番目の手法としては、インダクタンス変化に伴うセンシング信号の変化が大きくなるようにセンシング信号の周波数を選択する。インダクタンス変化に伴うセンシング信号の変化は、センシング信号の周波数が低いほど大きくなり、変位検出には有利である。ただし、機械的な共振を避けるためには、あまり低い周波数を使用できない。例えば、一般的なターボ分子ポンプにおいては、１０ＫＨｚ以下のセンシング信号を用いることは難しい。以下の説明では、センシング信号の周波数（センシング周波数）を１０ＫＨｚとして説明するが、１０〜１２ＫＨｚ程度に設定するのが好ましい。

２番目の手法としては、重畳するセンシング信号の振幅を大きくして、位置変動に伴うセンシング信号の変調度を大きくする。センシング信号が重畳された電流制御信号をキャリア信号と比較してＰＷＭ変調する際に、デューティ比が１００％を超えるような変調をかけることはできない。そのため、センシング信号の大きさの限界は、ＰＷＭの変動も考えると数Ｖ_ｐ−ｐ（実際には１．５〜２Ｖ_ｐ−ｐ程度）となる。

３番目の手法としては、検出抵抗を大きくして信号強度を大きくする。ただし、センサレスの系では、センシング信号の検出素子（抵抗）がＰＷＭ制御電流の検出素子と兼用されるため、検出抵抗を大きくすることができない。通常、数Ω以下（実際には０．５〜１Ω）であり、数十mA以下のセンシング電流に対して、数十mV程度の信号強度を得るのが限界である。一方、ＰＷＭ制御電流はアンペアオーダであって数Ｖの信号を出力することになる。

４番目の手法としては、センシング周波数のみを選択して検出する検出回路（例えば１０ＫＨｚの共振回路）を設ける。ただし、周波数の選択性を大きくするほど（Ｑ値を大きくするほど、例えば１０以上）、センシング信号の応答性が悪くなり、シャフト４の位置変化に対して、応答が遅れる。Ｑ値を小さく取るとセンシング信号近傍周波数のノイズ成分も選択して検出することなりＳ／Ｎ比の向上に貢献しない。

本実施の形態では、位置検出信号のＳ／Ｎ比のさらなる向上のために、上述した手法に加えて、以下のような対策（１），（２）を講じる。それによって、磁気軸受をより高精度に制御することができる。
（１）制御系の制御ループを積極的に利用し、制御系においてセンシング信号が最も大きく増幅される回路位置でセンシング信号を検出し、そのセンシング信号を被支持軸（シャフト４）の位置信号とする。
（２）センシング信号をキャリア信号に同期させることにより、センシング信号近傍でのビート周波数を排除し、センシング信号に対するノイズを低減しＳ／Ｎ比のさらなる向上を図る。

対策（１）について説明する。シャフト４は、一対の電磁石５１xP、５１xMによって互いに反対方向に吸引される。図３に示した制御回路６１ａ，６１ｂは、シャフト４がラジアル磁気軸受５１の中心位置に支持されるように、対応する電磁石コイル５００ａ，５００ｂに電流を供給する。比較回路６３０には、シャフト位置を中心位置に制御するための支持位置コマンドＳ0＝０が入力される。比較回路６３０は、上述したように、位置信号と支持位置コマンドＳ0とを比較し、それらの差分に基づく電流制御信号Ｓ01を出力する。比較回路６１０は、電流制御信号Ｓ01と電流フィードバック信号との差分を取り、その差分にオフセット信号Ｓoffsetを加算した信号Ｓ02を増幅器６１１に入力する。オフセット信号Ｓoffsetは、電磁石５１xP，５１xMによる所定の吸引力が働いた状態でシャフト４が中立位置に保持されるようにするためのものである。増幅器６１１は信号Ｓ02を増幅して電流制御信号Ｓ1を出力する。

図４はＰＷＭアンプ６１３の詳細を示す図である。ＰＷＭアンプ６１３は、ＰＷＭ信号生成回路６１３１と二象限駆動回路６１３２とを備えている。なお、Ｖｐは電源電圧である。加算器６１２において、電流制御信号Ｓ1にセンシング信号Ｓ2が重畳される。センシング信号Ｓ2が重畳された電流制御信号Ｓ3は、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に入力される。ＰＷＭ信号生成回路６１３１は、センシング信号S2が重畳された電流制御信号Ｓ3と、キャリア信号Ｓ4とを比較することにより、二象限駆動回路６１３２のスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２をオンオフするためのＰＷＭ信号Ｓ5を生成する。

キャリア信号発生器６３１とセンシング信号発生器６３２とには、同期回路６３３から同期信号が入力され、同期信号に合わせてキャリア信号Ｓ4およびセンシング信号Ｓ2の生成が開始される。また、キャリア信号発生器６３１から出力されたキャリア信号Ｓ4およびセンシング信号発生器６３２から出力されたセンシング信号Ｓ2は、反対側の電磁石５１xMの制御回路６１ｂにも入力される。このようにキャリア信号Ｓ4とセンシング信号Ｓ2とを同期した信号とすることにより、ノイズの低減を図ることができる。センシング信号Ｓ2としては、例えば、センシング周波数＝１０ＫＨｚの正弦波信号が入力される。ＰＷＭ変調のためのキャリア信号Ｓ4としては、例えば、キャリア周波数＝１００ＫＨｚのこぎり波信号が用いられる。

図５、６を参照して、電磁石電流Ｉmの制御について説明する。図５は、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に入力される電流制御信号Ｓ3と生成されるＰＷＭ信号Ｓ5との関係を説明する図である。なお、説明が簡単になるように、図５では、センシング信号Ｓ2がゼロの場合、すなわちセンシング信号Ｓ2を重畳しない場合を示している。そのため、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に入力される電流制御信号Ｓ3はＳ3＝Ｓ1となっており、図５では入力される電流制御信号を符号Ｓ1で示している。

図５（ａ）は、シャフト位置がラジアル磁気軸受５１の中心位置、すなわち中立位置にあるときの電流制御信号Ｓ1およびＰＷＭ信号Ｓ5を示したものである。支持位置コマンドＳ0の場合と同様に、電流制御信号Ｓ1もシャフト４を中立位置へ制御する信号であり、シャフト４が中立位置にある場合には電磁石電流Ｉmを変更せずにそのまま維持すればよい。そのため、増幅器６１２からは、キャリア信号Ｓ4の１／２の電圧値を有する電流制御信号Ｓ1が出力される（図５参照）。

ＰＷＭ信号生成回路６１３１では、電流制御信号Ｓ1とキャリア信号Ｓ4の電圧レベルを比較して、電流制御信号Ｓ1がキャリア信号Ｓ4以上の場合にはオン信号を出力し、電流制御信号Ｓ1がキャリア信号Ｓ4を下回る場合にはオフ信号を出力する。ＰＷＭ信号生成回路６１３１は、シャフト４が中立位置にある場合には、デューティ比（＝Ｔ１／Ｔ０）が５０％のＰＷＭ信号Ｓ5を出力するように設定されている。すなわち、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に位置コマンド信号Ｓ0＝０の時の制御信号Ｓ1が入力された場合には、ＰＷＭ信号生成回路６１３１内において制御信号Ｓ1をキャリア信号Ｓ4の電圧値の半分の電圧値を有する信号（図５の信号Ｓ1）に変換する。その変換した電流制御信号Ｓ1とキャリア信号Ｓ4と比較することにより、ＰＷＭ信号Ｓ5を生成する。

図５（ｂ）は、シャフト位置が中立位置から電磁石５１xPの方向に変動して、シャフト４が電磁石５１xPに近づいた場合の電流制御信号Ｓ1およびＰＷＭ信号Ｓ5を示したものである。図５（ｃ）は、図５（ｂ）の場合とは反対に、シャフト位置が中立位置から電磁石５１xMの方向に変動して、シャフト４が電磁石５１xMに近づいた場合の電流制御信号Ｓ1およびＰＷＭ信号Ｓ5を示したものである。

生成されたＰＷＭ信号Ｓ5は、図４に示す二象限駆動回路６１３２に入力される。ＰＷＭ信号Ｓ5がオンレベルの場合にはスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２がオン状態（閉状態）となる。ＰＷＭ信号Ｓ5がオフレベルの場合には、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２がオフ状態（開状態）となる。

図６は、図５（ａ）〜（ｃ）のＰＷＭ信号が二象限駆動回路６１３２に入力された場合の、電磁石コイル５００ａに流れる電磁石電流Ｉmを説明する図である。なお、電磁石５１xMについても同様であり、説明は省略する。すなわち、図６（ａ）はシャフト４が中立位置に保持されている場合の電磁石電流Ｉmを示し、図６（ｂ）はシャフト４が電磁石５１xP側に近づいた場合の電磁石電流Ｉmを示し、図６（ｃ）はシャフト４が電磁石５１xPから遠ざかった場合の電磁石電流Ｉmを示す。

先ず、ＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比が５０％の場合の図６（ａ）について説明する。ＰＷＭ信号Ｓ5がオンになると、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２がオン状態（閉状態）となる。スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２が閉状態になると電磁石コイル５００ａに電源電圧Ｖｐが印加される。その結果、電磁石電流Ｉmは図４の実線で示す矢印の方向に流れ、電磁石電流Ｉmは時間の経過と共に増加する。この電流直線の傾きは、電磁石コイル５００ａのインピーダンスＺｐ（すなわち、インダクタンス）が小さいほど大きい。

次に、ＰＷＭ信号Ｓ5がオフになると、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２がオフ状態（開状態）となる。このとき、電磁石コイル５００ａには電磁エネルギーが蓄積されているため、そのエネルギーの放電により、電磁石電流Ｉmは破線で示す矢印のように流れ、電磁石電流Ｉmは時間の経過と共に減少する。なお、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２のオン損失、ダイオードＤ１，Ｄ２の順方向損失、電磁石コイル５００ａの抵抗などの損失要因がゼロであれば、オンのときの電磁石電流Ｉmの傾きとオフのときの電磁石電流Ｉmの傾きとは等しくなる。そのため、図６（ａ）に示すようにＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比が５０％の場合には、電磁石コイル５００ａを流れる電磁石電流Ｉmの平均値（ある時間幅で平均した値）は一定となる。すなわち、中立位置が維持されることになる。

一方、シャフト４が電磁石５１xPに近付いた場合にはシャフト４を中立位置に戻すために、電磁石５１xPの吸引力を小さくし、電磁石５１xMの吸引力を大きくする。そのために、電磁石５１xPについては、図６（ｂ）に示すようにＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比を５０％よりも小さくし、電磁石５１xMについては、図６（ｃ）に示すようにデューティ比を５０％よりも大きくする。図６（ｂ）の場合、電磁石電流Ｉmが増加するオン状態よりも電磁石電流Ｉmが減少するオフ状態の方が時間間隔が長くなり、電磁石電流Ｉmは徐々に減少する。図６（ｃ）の場合には、電磁石電流Ｉmが減少するオフ状態よりも電磁石電流Ｉmが増加するオン状態の方が時間間隔が長いので、電磁石電流Ｉmは徐々に増加することになる。逆に、シャフト４が電磁石５１xPから遠ざかった場合には、上述の場合と反対の制御をする。

このように、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に入力される電流制御信号Ｓ3を変化させることによって、電磁石コイル５００ａに流れる電磁石電流Ｉmの増加・減少を制御し、シャフト４が中立位置に保持されるように制御する。このような制御は、支持位置コマンドＳ0と位置フィードバック系からの位置信号（変位信号）との差分に基づいて行われる。

図７は、センシング信号Ｓ2を重畳した場合の電流制御信号Ｓ3、ＰＷＭ信号Ｓ5、電磁石電流Ｉmを示したものである。図７（ａ）において、信号Ｓ3aはセンシング信号がＳ2aの場合を示し、信号Ｓ3bはセンシング信号がＳ2bの場合を示している。実線で示した信号Ｓ3aも破線で示した信号Ｓ3bもシャフト４が中立位置にある場合の電流制御信号Ｓ3に対応しているが、信号Ｓ3bにおけるセンシング信号Ｓ2bの振幅は、信号Ｓ3aにおけるセンシング信号Ｓ2aの振幅よりも大きくなっている。

シャフト４が中立位置にある場合、加算器６１２に入力される電流制御信号Ｓ1は、上述したようにキャリア信号Ｓ4の電圧値Ｖcの１／２の値となっている。図７（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に電流制御信号Ｓ3aが入力された場合に、ＰＷＭ信号生成回路６１３１から出力される電流制御信号Ｓ5および電磁石電流Ｉmを示したものである。図７（ｃ）は、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に電流制御信号Ｓ3bが入力された場合に、ＰＷＭ信号生成回路６１３１から出力される電流制御信号Ｓ5および電磁石電流Ｉmを示したものである。

いずれの電流制御信号Ｓ3a，Ｓ3bも正弦波形状をしているため、中立位置であっても、ＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比は周期的に大きくなったり小さくなったりする。その変化の周波数はセンシング周波数ｆsと等しい。ＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比が周期的に変化するため、デューティ比の変化に伴って電磁石コイル５００ａに流れる電磁石電流Ｉmも周期的に変動する。その周波数はセンシング周波数ｆsと等しい。

このように、電磁石電流Ｉmには、センシング周波数ｆsの成分、すなわち、センシング信号成分が含まれている。また、図７（ｂ）、図７（ｃ）からも分かるように、センシング信号Ｓ2の振幅が大きい電流制御信号Ｓ3bの場合の方が、周期的に変化する電磁石電流Ｉmの振幅が大きい。

電磁石コイル５００ａに流れる電磁石電流Ｉmの値は、電磁石コイル５００ａと直列に接続された電流検出抵抗６１５によって電圧信号として検出される。その電圧信号は、電磁石コイル５００ａを流れる電磁石電流Ｉmが、比較回路６１０から出力される電流制御信号S02が指示する通りの電流値となるように制御するための、電流フィードバック信号Ｓfとして、図３の比較回路６１０のマイナス端子に入力される。

［電流フィードバック系の特徴］
次に、本実施の形態における電流フィードバックの特徴について説明する。図７に示したように、電流検出抵抗６１５で検出された電圧信号には、センシング信号成分やキャリア信号成分が含まれている。電流フィードバック信号Ｓfのフィードバック経路には、キャリア周波数成分等の高周波成分を除去するためのローパスフィルタ６１４が設けられている。ローパスフィルタ６１４のカットオフ周波数ｆcは、センシング信号Ｓ2の周波数（センシング周波数）ｆsに対して、ｆc＞ｆsのように設定されている。そのため、比較回路６１０に入力される電流フィードバック信号Ｓfには、センシング信号成分が含まれていることになる。

このように、ローパスフィルタ６１４のカットオフ周波数ｆcをｆc＞ｆsのように設定し、電流フィードバック信号Ｓfにセンシング信号成分が含まれるようにする点が、本実施の形態の特徴の一つである。なお、従来は、センシング信号がカットされるようにｆc＜ｆsのように設定される。次に、このような構成とすることによる利点について説明する。

比較回路６１０では、電流制御信号Ｓ01とフィードバック信号Ｓfとの差分をとる。ここで、フィードバック信号Ｓfに含まれるセンシング信号成分に注目して考える。フィードバック信号Ｓfは比較回路６１０のマイナス端子に入力されるため、比較回路６１０から出力されるセンシング信号成分は符号が反転している。そのセンシング信号成分は、増幅器６１１で増幅された後に、加算器６１２において、センシング信号発生器６３２からのセンシング信号Ｓ2に加算される。

ここで、増幅器６１１から出力されるセンシング信号成分をＳ21とする。加算器６１２の出力から電流フィードバック系を通って加算器６１２の入力までの電流フィードバックループの増幅率をαとすれば、センシング信号成分Ｓ21はＳ21＝−αＳ2のように表すことができる。加算器６１２においてセンシング信号発生器６３２からのセンシング信号Ｓ2が加算されるので、加算器６１２から出力される信号のセンシング信号成分は（１−α）・Ｓ2のように表される。フィードバック制御においては増幅器６１１の増幅率は十分に大きいため、αは１よりも大きくなる。その結果、ＰＷＭアンプ６１３に入力されるセンシング信号成分（１−α）・Ｓ2の大きさ（振幅）は、センシング信号Ｓ2の振幅よりも大きくなる。

例えば、図７（ａ）の振幅の小さな信号Ｓ3aをセンシング信号発生器６３２からのセンシング信号Ｓ2と見なせば、図７（ａ）の振幅の大きな信号Ｓ3bをセンシング信号成分（１−α）・Ｓ2と見なすことができる。なお、（１−α）はマイナスの値なので、実際の係数センシング信号成分（１−α）・Ｓ2は、図７（ａ）の信号３ａに対して位相が１８０度ずれている。また、図７（ｂ）の信号Ｓ5を、電流フィードバックループにより増幅される前のセンシング信号Ｓ2によるＰＷＭ信号Ｓ5とすれば、図７（ｃ）の信号Ｓ5は増幅後のセンシング信号成分（１−α）・Ｓ2によるＰＷＭ信号Ｓ5と見なすことができる。

このように、電流フィードバック系を利用して電磁石電流Ｉmのセンシング信号成分をフィードバックすることにより、センシング信号成分が増幅器６１１により増幅される。その結果、図７（ｂ）、（ｃ）に示すように、センシング信号Ｓ2の場合に比べてセンシング信号成分（１−α）・Ｓ2の場合の方がＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比が大きく変化し、電磁石電流Ｉmの振幅もより大きくなる。

前述したように、シャフト４の位置が変動すると電磁石コイル５００ａのインダクタンス（すなわちインピーダンス）が変化して、そのインダクタンス変化は電磁石電流Ｉmの変化をもたらす。そのため、電磁石電流Ｉmの変化に伴ってセンシング信号成分も変化することになる。位置フィードバック系は、このセンシング信号成分の変化を検出し、それを位置変動の情報としてフィードバックしている。本実施の形態では、センシング信号成分を電流フィードバック系によりフィードバックすることにより、電磁石電流Ｉmに含まれるセンシング信号成分の増幅を図っているので、シャフト４の位置変動に伴うセンシング信号成分の大きさの変化も増大する。その結果、より大きな位置信号（変位信号）を得ることができ、Ｓ／Ｎ比の向上を図ることができる。

［位置フィードバック系の説明］
次に、位置フィードバックについて説明する。本実施の形態では、より大きな位置信号が検出できるように、図３に示すように電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧を検出する構成としている。なお、電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧を検出する理由については後述する。

電磁石コイル５００ａ，５００ｂのインダクタンス（すなわち、インピーダンス）は、シャフト４と電磁石５１xP，５１xMとのギャップが小さくなると大きくなり、ギャップが大きくなると小さくなる。そのため、例えば、シャフト４が電磁石５１xPに近づいた場合には、電磁石コイル５００ａのインダクタンスは大きくなり、反対側の電磁石コイル５００ｂのインダクタンスは小さくなる。

その結果、電磁石コイル５００ａを流れる電磁石電流Ｉmは小さくなり、電流フィードバック系でフィードバックされるセンシング信号成分も小さくなる。逆に、電磁石コイル５００ｂを流れる電磁石電流Ｉmは大きくなり、電流フィードバック系でフィードバックされるセンシング信号成分も大きくなる。例えば、図７（ａ）の信号Ｓ2aを電磁石コイル５００ａ側のセンシング信号成分に対応させた場合、信号Ｓ2bが電磁石コイル５００ａ側のセンシング信号成分に対応している。すなわち、電磁石コイル５００ａの両端間電圧である差動増幅器６２０ａの出力信号は、図７（ｂ）の信号Ｓ5と同様の波形の信号となる。一方、電磁石コイル５００ａの両端間電圧である差動増幅器６２０ｂの出力信号は、図７（ｃ）の信号Ｓ5と同様の波形の信号となる。

上述したように、本実施の形態では、センシング信号を電流フィードバック系で帰還させて増幅を図っているため、センシング信号成分の大きさは重畳されるセンシング信号Ｓ2の大きさよりも大きくなっている。シャフト４の位置が変動すると、位置変動は電磁石コイル５００ａ，５００ｂのインダクタンス変化を生じさせ、それは、電磁石電流Ｉmの変化をもたらす。電磁石電流Ｉmが変化すればセンシング信号成分の大きさも変化する。本実施の形態ではセンシング信号成分が増幅されているので、センシング信号成分の変化も増幅されることになる。その結果、センシング信号変化に対応して検出される電磁石コイル５００ａの両端間電圧の変化も大きくなる。

上述したように、差動増幅器６２０ａの出力である差動電圧は図７（ｂ）の信号Ｓ5と同様の波形の信号となっており、センシング信号成分の変化はデューティ比の変化として現れる。例えば、シャフト４が電磁石５１xPに近付いた場合にはデューティ比が小さくなり、逆に遠ざかった場合にはデューティ比が大きくなるような変化として計測される。

各差動増幅器６２０ａ，６２０ｂから出力された信号は、差動増幅器６２１において差分が取られる。差動増幅器６２１の出力信号をバンドエリミネイトフィルタ６２２に通すことによって、高周波成分であるキャリア周波数成分を除去し、さらに、バンドパスフィルタ６２３に通すことでセンシング周波数成分を選択し増幅する。その結果、センシング信号と同様の波形を有する信号が再現される。この信号をピーク検波回路６２４（例えば、ＡＭ検波回路）によってピーク検波することにより、位置信号（位置のフィードバック信号であって、中立位置からの変位量に対応する信号）とする。この位置信号は比較回路６３０のマイナス端子に入力される。

なお、バンドエリミネイトフィルタ６２２は、中心周波数をキャリア周波数に設定し、Ｑ値は約１００程度に設定する。バンドパスフィルタ６２３は、中心周波数をセンシング周波数に設定し、Ｑ値は約５程度に設定する。

［電流フィードバック系によるセンシング信号帰還の作用効果の説明］
本実施の形態では、センシング信号を電流フィードバック系を介して帰還させて増幅しているので、上述したようにＰＷＭ信号Ｓ5を生成する際のセンシング信号成分（帰還増幅後のセンシング信号）が大きくなる。センシング信号を大きくするという点だけを見れば、前述した２番目の手法である「重畳するセンシング信号の振幅を大きくして、位置変動に伴うセンシング信号の変調度を大きくする」ことと類似しているが、以下の点で大きく異なっている。

ここでは、説明を簡単にするために、以下のように仮定する。
・所定位置変動により電磁石電流Ｉmが１．２倍に変化する。
・加算器６１２から出力されるセンシング信号成分の大きさがＶsのとき、電磁石コイル両端間のセンシング信号電圧（両端間電圧の内のセンシング信号に関わる電圧）を、中立位置の場合にはＶ0(Vs)、所定位置変動の場合にはＶ1(Vs)と表す。この場合、所定位置変動時に電磁石電流Ｉmが１．２倍されるので、Ｖ1(Vs)＝１．２×Ｖ0(Vs)である。
・Ｖ1(Vs)＝Ｖs×Ｖ1(1)およびＶ0(Vs)＝Ｖs×Ｖ0(1)とする。
・電流フィードバックループによる増幅で加算器６１２に入力されるセンシング信号成分の大きさは、重畳するセンシング信号Ｓ2の大きさの（所定位置変動による電流変化）×１０倍に増幅される、とする。すなわち、中立位置では１０倍され、所定位置変動時には１２（＝１．２×１０）倍されるとする。

（ａ）センシング信号Ｓ2＝１とし、センシング信号のフィードバックを行わない場合
この場合、加算器６１２からＶs＝１が出力されるので、両端間電圧は、中立位置の場合にはＶ0(1)、所定位置変動の場合にはＶ1(1)となる。よって、所定位置変動による両端間電圧の変動ΔＶaは、ΔＶa＝Ｖ1(1)−Ｖ0(1)＝０．２×Ｖ0(1)となる。
（ｂ）センシング信号Ｓ2＝１とし、本実施の形態の場合
上述した仮定により、中立位置においては、加算器６１２からＶs＝９（＝１０−１）ののセンシング信号成分が出力されるので、両端間電圧はＶ0(9)＝９×Ｖ0(1)となる。所定位置変動時には、加算器６１２からＶs＝１１（＝１２−１）のセンシング信号成分が出力されるので、両端間電圧はＶ1(11)＝１１×Ｖ1(1)＝１３．２×Ｖ0(1)となる。よって、所定位置変動による両端間電圧の変動ΔＶbは、ΔＶb＝１３．２×Ｖ0(1)−９×Ｖ0(1)＝４．２×Ｖ0(1)となる。すなわち、所定位置変動による両端間電圧の変動はセンシング信号のフィードバックを行わない場合に比べて２１倍に増幅される。
（ｃ）センシング信号のフィードバックを行わない場合に前述した２番目の手法を適用し、センシング信号Ｓ2を１１と大きくした場合
この場合、加算器６１２からＶs＝１１が出力されるので、両端間電圧は、中立位置の場合にはＶ0(11)＝１１×Ｖ0(1)、所定位置変動時にはＶ1(11) ＝１１×Ｖ1(1)＝１３．２×Ｖ0(1)となる。よって、所定位置変動による両端間電圧の変動ΔＶcは、ΔＶc＝１３．２×Ｖ0(1)−１１×Ｖ0(1)＝２．２×Ｖ0(1)となる。

上述のように、フィードバックを行わない場合には、（ｃ）のように所定位置変動時に加算器６１２から出力される信号Ｖsを（ｂ）の場合と同じ大きさにしても、両端間電圧の変動は（ｂ）の場合の０．５２倍程度と小さい。さらに、センシング信号Ｓ2＝１１が２番目の手法において述べたセンシング信号の限界に近い場合には、両端間電圧の変動をΔＶc＝２．２×Ｖ0(1)よりも大きくすることができない。このように、本実施の形態では、位置変動時の両端間電圧の変動をより大きくすることができ、位置信号のＳ／Ｎ比の向上を図ることができる。

［位置信号計測位置についての説明］
次に、上述のようにセンシング信号を電流制御信号に重畳すると共に、そのセンシング信号を電流フィードバック系によりフィードバックして増幅する構成において、位置信号の計測をいずれの位置において行うのが好ましいかについて説明する。図８は、図３に示す回路の電磁石制御ループの部分のブロック図を示す図である。なお、図８では、信号の符号は図３に示したものを次のように書き換えている。電流指令としての電流制御信号Ｓ01はＶicmd、電流制御信号Ｓ02はＶ1’、重畳するセンシング信号Ｓ2はＶsrc、電流制御信号Ｓ3はＶerr、電磁石電流ＩmはＩmotとした。また、ローパスフィルタの出力をＶifbとした。伝達関数Ｋ2fbを記載したブロックは電流フィードバック信号の補償ゲインである。

図８に示したブロック図は、センシング信号を重畳する点、およびローパスフィルタのカットオフ周波数ｆcがセンシング周波数ｆsよりも大きく設定されている点を除けば、従来の一般的な磁気軸受制御装置と同様の構成のものである。図８に示したブロック図を、センシング信号Ｖsrc（＝Ｓ2）の大きさ（振幅）を検討するために、信号Ｖsrcを基準にしたブロック図に書き直したものが図９である。

図９の各候補点での検出信号の大きさを評価すると、図１０に示すような結果となった。なお、この評価においては、ＰＷＭアンプのゲイン定数Ｋpwmを４８／５、PWMデューティ比Ｄを０．６、電流フィードバック系のゲイン係数Ｋfb・Ｋfb2を２、電流検出抵抗６１５を０．５Ωとし、増幅器６１１のゲイン定数Ｋpを２２とした。そして、センシング電流として０．０１［Ａ］の電流が流れた場合について、検出信号Ｖs、信号増幅率を図１０に示した。従来のように図９の測定点２（電流検出抵抗による測定）で計測した場合の信号増幅率は０．５であるが、電磁石コイルの手前である測定点３’における増幅率は１２６．７と測定点２に比べて二桁以上大きくなっている。

図１０に示す結果から、本実施の形態のように電流フィードバック系でセンシング周波数をカットしないように構成した場合には、図９の候補点３’を選択するのが好ましい。すなわち、電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間の電圧を計測した場合に、最も信号強度が大きくなることが分かった。

図１１は従来のように計測に電流検出抵抗を用いた場合の検出信号のＳ／Ｎ比を示したもので、図１２は、電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端を計測した場合の検出信号のＳ／Ｎ比を示す。実線はシャフト４が電磁石から遠ざかった場合を示し、破線は逆に近付いた場合を示す。図１１，１２では１０ＫＨｚから僅かにずれたところピークが現れているが、ピーク位置は、シャフト４が電磁石に近付いた場合も遠ざかった場合も同様の位置（センシング周波数）となっている。

図１３に示すように、電流検出抵抗を用いる検出方式の場合には、ＳＮ比は約４３ｄＢとなり、１０ＫＨｚ近傍のピークの信号レベルは４０ｍＶp−p、ノイズレベルは−７５ｄＢＶとなる。一方、電磁石両端間電圧を計測する検出方式の場合には、ＳＮ比は約５５ｄＢとなり、１０ＫＨｚ近傍のピークの信号レベルは６８０ｍＶp−p、ノイズレベルは−６０ｄＢＶとなる。

このような結果を踏まえて、本実施の形態では、図３に示すように、電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧を計測するような構成とした。

上述した図１１，１２は、センシング信号がキャリア信号と同期している場合を示したものである。ここで、センシング信号とキャリア信号同期との同期とは、PWMキャリア信号のクロック数に、重畳するセンシング信号の一周期を同期させることを意味する。例えば、図７に示すようなキャリア信号Ｓ4の周波数が100kHzで、生成したいセンシング信号の周波数を10kHzとした場合、キャリア信号をクロックと考えると、キャリア信号ののこぎり波の立ち下がりに同期するように、のこぎり波１０個分を一周期としたセンシング信号を生成させる。

一方、図示は省略するが、センシング信号とキャリア信号とが同期していない場合には、センシング周波数のピークの近傍に、センシング信号とキャリア信号とのビートによるピークが現れ、ノイズ振幅が大きくなる。ただし、ビートによるピークは、計測する瞬間ごとに異なる位置、振幅で計測される。

センシング信号はPWM変調されて電磁石に印加されるが、このセンシング信号の一周期がいくつのPWMパルスで変調されるかを考える。上述したセンシング信号の周波数が10kHz、PWM周波数（キャリア信号の周波数）が100kHzの場合には、10個のパルスで変調されることになる。センシング信号とキャリア信号とを同期させることで、キャリア信号ののこぎり波１０個毎に確実にセンシング信号の始点としているので、電磁石に印加されるセンシング信号の振幅は常に一定となる。

一方、センシング信号の始点がキャリア信号と非同期であった場合、変調時にセンシング信号の振幅がPWMパルス幅に正しく変換されず、その結果、復調されたセンシング信号の振幅は変動することになる。この振幅変動は復調信号に別の周波数成分として表れ、このような現象はビートと呼ばれる。

このように、センシング信号をPWMキャリア信号に同期せずに出力させると、センシング信号の側帯波周波数成分が現れ、Ｓ／Ｎ比を悪化させることになる。そこで、センシング信号とキャリア信号との同期を取ることで、側帯波周波数成分の改善を図り、Ｓ／Ｎ比を向上させるようにしている。

本実施の形態では、図３に示すように、キャリア信号発生器６３１とセンシング信号発生器６３２とを左右の電磁石で共用すると共に、キャリア信号発生器６３１とセンシング信号発生器６３２との同期も図るように構成している。それによって、ノイズが増大するのを防止でき、位置信号のＳ／Ｎ比の向上を図ることができる。もちろん、左右の電磁石でキャリア信号発生器６３１およびセンシング信号発生器６３２を独立に設ける構成であっても、左右で同期が取られていれば問題ない。ここでの同期とは、信号発生のタイミングに関する同期だけでなく、周波数の一致をも意味しており、発振器の素子ばらつきによる周波数ずれがあると、それがノイズ増大の要因となる。その場合、素子ばらつきによる周波数ずれが０．１％程度以内であれば、ほぼ同期と見なすことができる。

［変形例］
図１４は、位置フィードバック系の変形例を示すブロック図である。上述した例では、計測した信号をアナログ処理して位置信号としたが、変形例ではデジタル処理する場合を示した。図１４は、デジタル処理の概念を説明する図である。変形例では、電磁石コイル５００ａおよび５００ａの両端間電圧を出力する差動増幅器６２０ａ，６２０ｂの出力は、例えば、比較回路等を用いるなどして０、１の信号とされた後に、ＣＰＵ７００のＸＯＲ論理回路７１０に入力される。

ＸＯＲ論理回路７１０の入出力は図１５に示すような関係を有する。そのため、差分信号として、差動増幅器６２０ａ，６２０ｂから図１６（ａ）、（ｂ）に示すような信号Ａ，ＢがＸＯＲ論理回路７１０に入力されると、図１６（ｃ）に示すような信号ＡがＸＯＲ論理回路７１０から出力されることになる。この信号Ｃは、信号Ａと信号Ｂとの差分信号になっている。

この信号Ｃの立ち上がりから立ち下がりまでの時間を幅Δｔをデジタルカウンタ７２０でカウントすることにより、信号Ｃの幅が求まる。この幅を積算した値が位置信号となる。シャフト４が中立位置にある場合には、差動増幅器６２０ａ，６２９ｂから出力される信号は同一となるので、信号Ｃの幅は全てゼロとなり、シャフト４の中立位置からの変位を表す位置信号はゼロとなる。一方、シャフト４の位置が中立位置からずれると、そのズレ量に応じて信号Ｃの幅も大きくなる。電流フィードバックループによりセンシング信号成分が増幅されると、その増幅の大きさに応じて信号Ｃの幅も大きくなり、上述したようにＳ／Ｎ比の向上が図れる。さらに、変形例のようにデジタル処理することにより、位置信号に関するノイズの影響を低減することができるので、Ｓ／Ｎ比の更なる向上をはかることができる。

以上説明したように、本実施の形態の磁気軸受制御装置は、被支持体であるシャフト４を挟んで対向配置された一対の電磁石５１xP，５１xMの電磁石電流Ｉmを計測して、その計測結果に基づいてシャフト４の位置検出信号を出力する位置フィードバック系と、位置検出信号と指令位置信号である支持位置コマンドＳ0とを比較し、シャフト４を指令位置に非接触支持するための電流制御信号Ｓ01を出力する比較回路６３０と、電磁石５１xP，５１xM毎に設けられ、電流制御信号Ｓ01に基づく電磁石電流Ｉmを対応する電磁石に供給する制御回路６１ａ，６１ｂと、を備える。そして、制御回路６１ａ，６１ｂは、電磁石毎に設けられて電流制御信号Ｓ02を増幅する増幅器６１１と、所定周波数のセンシング信号Ｓ2を発生するセンシング信号発生器６３２と、センシング信号Ｓ2を増幅器６１１で増幅された電流制御信号Ｓ1に重畳する加算機６１２と、センシング信号Ｓ2が重畳された電流制御信号Ｓ3と所定のＰＷＭキャリア信号Ｓ4とを比較してＰＷＭ信号Ｓ5を形成し、該ＰＷＭ信号Ｓ5に基づく電磁石電流Ｉmを対応する電磁石コイル５００ａ，５００ｂに供給するＰＷＭアンプ６１３と、ＰＷＭアンプ６１３から供給される電磁石電流Ｉmを検出し、その検出信号をローパスフィルタ６１４に通すことによって、検出信号からセンシング信号Ｓ2の周波数より高い周波成分を除去した信号を、増幅器６１１に入力される電流制御信号Ｓ02にフィードバックする電流フィードバック系と、を有することを特徴とする。

電流フィードバック系によりフィードバックされたセンシング信号を含む電流制御信号は増幅器６１１により増幅され、センシング信号発生器６３２からのセンシング信号を重畳された後にＰＷＭアンプ６１３に入力される。このように、シャフト４の位置変動によるセンシング信号の変化が帰還増幅されてＰＷＭアンプ６１３に入力されるため、より大きな位置信号を位置フィードバック系によりフィードバックすることができる。その結果、位置信号のＳ／Ｎ比の向上を図ることができる。

また、センシング信号をＰＷＭキャリア信号と同期して発生することにより、位置信号に含まれるノイズ成分を低減することができ、Ｓ／Ｎ比のさらなる向上を図ることができる。

センシング信号とＰＷＭキャリア信号との同期を図るために、制御回路６１ａ，６１ｂの各々に設けられたＰＷＭアンプ６１３に対してキャリア信号Ｓ4を供給する一つのキャリア信号発生器６３１を備えるとともに、一つのセンシング信号発生器６３２で発生されたセンシング信号Ｓ2を制御回路６１ａ，６１ｂにそれぞれ供給するようにしても良い。

さらに、一対の電磁石５１xP，５１xMの各電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧をそれぞれ計測することでより大きな電圧を検出することができるので、より大きな位置信号を得ることができ、位置信号のＳ／Ｎ比の向上をさらに図ることができる。

電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧の差分信号を生成し、その差分信号からバンドエリミネイトフィルタ６２２によりキャリア信号の周波数を中心周波数とする信号成分を除去し、さらに、センシング信号の周波数を中心周波数とするバンドパスフィルタを通過させることにより、ノイズの少ない位置信号を得ることができる。

また、電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧をそれぞれパルス状のデジタル信号としてＣＰＵ７００に取り込み、取り込んだ一対のパルス状デジタル信号の差分を取ってパルス状差分信号を生成する差分回路と、デジタルカウンタ７２０でパルス状差分信号のパルス幅を検出して位置検出信号（位置信号）とすることにより、ノイズの少ない位置信号を得ることができる。

上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。上述した実施の形態では、磁気軸受式ターボ分子ポンプの磁気軸受制御装置を例に説明したが、磁気軸受式ターボ分子ポンプの磁気軸受に限らず、センシング信号を重畳する方式のセンサレス磁気軸受であれば種々のセンサレス磁気軸受の磁気軸受制御装置に適用することができる。

４：シャフト、５１，５２：ラジアル磁気軸受、５１ｘ，５１xP，５１xM，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙ：電磁石、５３：アキシャル磁気軸受、６１ａ，６１ｂ：制御回路、５００ａ，５００ｂ：電磁石コイル、６１０，６３０：比較回路、６１１：増幅器、６１２：加算器、６１３：ＰＷＭアンプ、６１４：ローパスフィルタ、６１５：電流検出抵抗、６２０ａ，６２０ｂ，６２１：差動増幅器、６２２：バンドエリミネイトフィルタ、６２３：バンドパスフィルタ、６２４：ピーク検波回路、６３１：キャリア信号発生器、６３２：センシング信号発生器、６３３：同期回路、７１０：ＸＯＲ論理回路、７２０：デジタルカウンタ、６１３１：ＰＷＭ信号生成回路、６１３２：二象限駆動回路

Claims (6)

1. 被支持体を挟んで対向配置された一対の電磁石の電磁石電流を計測して、その計測結果に基づいて前記被支持体の位置検出信号を出力する位置検出回路と、
   前記位置検出信号と指令位置信号とを比較し、前記被支持体を指令位置に非接触支持するための電磁石電流制御信号を出力する制御信号生成回路と、
   前記電磁石毎に設けられ、前記電磁石電流制御信号に基づく電磁石電流を対応する電磁石に供給する電磁石電源回路と、を備え、
   前記電磁石電源回路は、
   前記電磁石毎に設けられて前記電磁石電流制御信号を増幅する信号増幅器と、
   所定周波数のセンシング信号を発生するセンシング信号発生器と、
   前記センシング信号を前記信号増幅器で増幅された電磁石電流制御信号に重畳する加算器と、
   前記センシング信号が重畳された前記電磁石電流制御信号と所定のＰＷＭキャリア信号とを比較してＰＷＭ信号を形成し、該ＰＷＭ信号に基づく電磁石電流を対応する電磁石コイルに供給するパルス幅変調型電力増幅器と、
   前記パルス幅変調型電力増幅器から供給される電磁石電流を検出し、その検出信号から前記センシング信号の周波数より高い周波成分を除去した信号を、前記信号増幅器に入力される電磁石電流制御信号にフィードバックする電流フィードバック回路と、を有する磁気軸受制御装置。
2. 請求項１に記載の磁気軸受制御装置において、
   前記センシング信号発生器は、前記センシング信号を前記ＰＷＭキャリア信号と同期して発生することを特徴とする磁気軸受制御装置。
3. 請求項２に記載の磁気軸受制御装置において、
   前記一対の電磁石電源回路の各々に設けられたパルス幅変調型電力増幅器に対して前記ＰＷＭキャリア信号を供給する一つのキャリア信号発生器を備えるとともに、前記一対の電磁石電源回路に設けられた各々のセンシング信号発生器に代えて、一つの共用センシング信号発生器を設け、
   前記共用センシング信号発生器で発生されたセンシング信号を前記一対の電磁石電源回路にそれぞれ供給することを特徴とする磁気軸受制御装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の磁気軸受制御装置において、
   前記位置検出回路は、前記一対の電磁石の各電磁石コイルの両端間電圧をそれぞれ計測し、該計測結果に基づいて前記位置検出信号を出力すること特徴とする磁気軸受制御装置。
5. 請求項４に記載の磁気軸受制御装置において、
   前記位置検出回路は、
   前記計測した一対の電磁石コイルの両端間電圧の差分信号を生成する差分回路と、
   前記差分信号が入力され、前記キャリア信号の周波数を中心周波数とするバンドエリミネイトフィルタと、
   前記バンドエリミネイトフィルタを通過した信号が入力され、前記センシング信号の周波数を中心周波数とするバンドパスフィルタと、を備え、
   前記バンドパスフィルタを通過した信号の大きさを前記位置検出信号として出力することを特徴とする磁気軸受制御装置。
6. 請求項４に記載の磁気軸受制御装置において、
   前記位置検出回路は、
   前記計測した一対の電磁石コイルの両端間電圧をそれぞれパルス状のデジタル信号として取り込み、取り込んだ前記一対のパルス状デジタル信号の差分を取ってパルス状差分信号を生成する差分回路と、
   前記パルス状差分信号のパルス幅を検出するカウンタと、を備え、
   前記パルス幅を前記位置検出信号として出力することを特徴とする磁気軸受制御装置。

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