CN105650116B - 基于pwm信号移相控制的低成本自传感电磁轴承 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承。PWM移相控制的开关功率放大器两路输出端分别连接到PWM移相控制的开关功率放大器和开关功率放大器的，PWM移相控制的开关功率放大器和开关功率放大器的驱动输出端连接到电磁轴承本体，PWM移相控制的开关功率放大器的反馈输出端连接到电磁轴承转子位移估计及控制电路。本发明通过对电流型PWM开关功率放大器的PWM信号进行移相控制，实现了各路线圈电流检测信号“有效数据采集窗口”的合理时序排布，进而实现高速模数转换器的多路复用，可显著降低系统硬件的冗余，降低系统的成本和复杂度。

Description

基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承

技术领域

本发明涉及一种自传感电磁轴承，适用于机电系统中需要使用电磁轴承但希望大幅降低成本或避免外置位移传感器安装以节省空间的场合。

背景技术

主动电磁轴承具有无摩擦、无需润滑、无污染、转速高等优点，近年来在航空航天、飞轮储能、涡轮透平机械、高速机床等领域发展很快。在有传感器主动电磁轴承系统中，为了实现系统的闭环反馈控制，必须在转子的各个自由度分别装配独立的位移传感器进行转子位置信号的实时检测。位移传感器的昂贵价格使得系统的成本难以降低，也增加了装配、维护的成本。此外，安装位移传感器所需的空间要求制约了电磁轴承尺寸的优化，传感器和执行器的位置不同也使得控制更为复杂。

自传感电磁轴承是近年来为解决上述问题而提出的新型电磁轴承。通过利用电磁轴承的电磁线圈的电感大小随转子位置改变而变化的特性，可以使得电磁线圈在产生电磁力的同时实现转子位移估计的功能，从而避免独立位置传感器的使用，实现主动电磁轴承的自传感运行。电磁轴承普遍使用开关功率放大器驱动其电磁线圈，此时线圈电流中将包含由于功率器件通断产生的高频电流纹波，利用电流纹波变化率与线圈电感的相关性，可以通过测量电流纹波的斜率变化进行转子位移的估计，实现自传感电磁轴承，称为“直接电流测量法”。这种方法的动态特性好，但是需要多路高速模数转换器对各线圈电流进行采样，且受涡流效应的影响(在开关功率放大器中开关器件的通断时刻附近，线圈电流中开关纹波的变化率主要受涡流的影响，与线圈电感的相关性降低，难以用于转子位移估计)，各路模数转换器采集的数据只有部分可用于转子位移估计，实际造成了系统硬件资源的大量冗余，导致了系统成本和复杂度升高。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承，以克服现有技术的部分缺陷。

本发明的发明构思是：针对使用“直接电流测量法”实现的自传感电磁轴承中硬件资源的冗余问题，通过对开关功率放大器PWM信号的移相控制，避免采集涡流效应导致的线圈电流开关纹波中的无效数据，同时进行各路线圈电流检测信号“有效数据采集窗口”的合理时序排布，实现高速模数转换器的多路复用，进而显著减少系统硬件的冗余，降低系统的成本和复杂度。

为实现上述目的，本发明所采取的技术方案是：

本发明包括开关功率放大器、电磁轴承本体、PWM移相控制的开关功率放大器和电磁轴承转子位移估计及控制电路，PWM移相控制的开关功率放大器和开关功率放大器的驱动输出端连接到电磁轴承本体，PWM移相控制的开关功率放大器的反馈输出端连接到电磁轴承转子位移估计及控制电路。

PWM移相控制的开关功率放大器和开关功率放大器各通道产生PWM信号输出驱动电流到电磁轴承本体控制其运转；电磁轴承转子位移估计及控制电路接收来自PWM移相控制的开关功率放大器所有通道的PWM信号及输出的驱动电流检测信号，对转子位移进行自传感估计，并产生控制信号发送给PWM移相控制的开关功率放大器和开关功率放大器；开关功率放大器接收来自电磁轴承转子位移估计及控制电路的控制信号，每个通道输出一路线圈电流驱动电磁轴承本体中的一路线圈负载；电磁轴承本体接收来自PWM移相控制的开关功率放大器和开关功率放大器的驱动电流，驱动电磁轴承本体中的线圈负载；所述的PWM移相控制的开关功率放大器输出各路通道的驱动电流分别连接到电磁轴承本体中每个轴承每个自由度的一个线圈负载上。

所述的PWM移相控制的开关功率放大器控制各通道的PWM信号的相位关系输出，所述开关功率放大器中各通道的PWM信号的相位关系不控制。

所述的PWM移相控制的开关功率放大器为多通道两电平电流型PWM开关功率放大器，所述的开关功率放大器为多通道两电平电流型PWM开关功率放大器。

所述电磁轴承转子位移估计及控制电路包括触发与定时电路,多路复选电路、高速A/D转换器、数字信号处理器和D/A转换器；触发与定时电路的输入端与所述PWM移相控制的开关功率放大器的移相PWM信号发生器的输出端相连，触发与定时电路的输出端分为两路分别连接到多路复选电路的一个输入端和数字信号处理器的一个输入端；多路复选电路的另一输入端与所述PWM移相控制的开关功率放大器的功放主电路的一组输出端相连，多路复选电路的输出端与高速A/D转换器的输入端相连；高速A/D转换器与数字信号处理器的另一个输入端连接，数字信号处理器的输出端连接到D/A转换器的输入端，D/A转换器的两路输出端分别连接到所述PWM移相控制的开关功率放大器的移相PWM信号发生器和开关功率放大器的输入端。

所述的触发与定时电路接收来自PWM移相控制的开关功率放大器所有通道的PWM信号并分别传送到多路复选电路和数字信号处理器；

所述的多路复选电路接收来自PWM移相控制的开关功率放大器向轴承发出的驱动电流检测信号和来自触发与定时电路的PWM信号经复选处理输出；

所述的高速A/D转换器接收来自多路复选电路的一路驱动电流检测信号，并对其进行采样和模拟/数字变换；

所述的数字信号处理器接收来自高速A/D转换器的驱动电流检测信号，对磁轴承的转子位移进行估计生成控制信号；

所述的D/A转换器接收数字信号处理器发送的控制信号进行数字/模拟变换。

所述PWM移相控制的开关功率放大器包括移相PWM信号发生器、功放主电路；所述移相PWM信号发生器的一组输入端与所述电磁轴承转子位移估计及控制电路的D/A转换器的一组输出端连接，另一组输入端与功放主电路的一组输出端连接，移相PWM信号发生器的输出端分别连接到功放主电路的输入端和所述电磁轴承转子位移估计及控制电路的触发与定时电路的一组输入端；功放主电路的另一组输出端与所述电磁轴承本体中的线圈负载对应连接。

所述开关功率放大器的输入端与所述电磁轴承转子位移估计及控制电路的D/A转换器的一组输出端相连，开关功率放大器的输出端与电磁轴承本体中的线圈负载对应连接。

所述电磁轴承本体的一组输入端与PWM移相控制的开关功率放大器的输出端相连，另一组输入端与开关功率放大器的相连。

所述的电磁轴承本体为主动电磁轴承本体或者电磁-永磁混合轴承本体。

所述电磁轴承转子位移估计及控制电路具体实施中可采用DSP、FGPA或其他能够实现相应功能的数字电路。

本发明基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承包括PWM移相控制的开关功率放大器、电磁轴承转子位移估计及控制电路、开关功率放大器和电磁轴承本体；所述PWM移相控制的开关功率放大器输出线圈电流用于驱动电磁轴承本体中的线圈负载，且线圈电流中开关电流纹波的相位可控；所述电磁轴承转子位移估计及控制电路接收PWM移相控制的开关功率放大器产生的线圈电流的电流检测信号，仅使用一路高速A/D转换器，在两个开关周期内实现对4路线圈电流检测信号的采样和模数转换，通过位移估计算法生成转子位移估计值，再根据转子位移估计值和磁轴承控制算法形成各路开关功率放大器所需的控制信号；所述开关功率放大器产生仅用于驱动电磁轴承本体的线圈电流；所述电磁轴承本体为4自由度径向电磁轴承及转子，通过控制对应角度磁极中线圈电流的大小控制转子受到的4个自由度上的电磁力大小，实现转子的悬浮。

进一步地，本发明所述PWM移相控制的开关功率放大器中移相载波信号的相位控制通过锁相环PLL等数字算法或其他可实现相应功能的模拟电路实现。

进一步地，本发明所述电磁轴承转子位移估计及控制电路中实现的位移估计算法为“电流直接测量法”，磁轴承控制算法为离散PID等闭环控制算法。

本发明的有益效果如下：

本发明与传统使用“直接电流检测法”方案的自传感电磁轴承相比，其优点在于：通过对开关功率放大器中PWM信号的移相控制，实现各路线圈电流检测信号“有效数据采集窗口”的合理时序排布，使得对4路线圈电流检测信号进行数据采集的硬件需求从四路高速模数转换器减少为一路。大幅提高了系统硬件的使用效率，降低了成本和复杂度。

附图说明

图1为本发明轴承本体的电路原理框图；

图2为电磁轴承本体中第一磁轴承、第二磁轴承与相对转子的空间位置示意图；

图3为第一磁轴承的结构示意图；

图4为第二磁轴承的结构示意图；

图5为PWM移相控制的开关功率放大器1输出的线圈电压和电流的波形示意图和电磁轴承转子位移估计及控制电路中多路复选电路选通动作的时序示意图。

图中：PWM移相控制的开关功率放大器1、电磁轴承转子位移估计及控制电路2、开关功率放大器3、电磁轴承本体4、转子5、第一磁轴承6、第二磁轴承7、磁极铁心8、线圈负载9。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

本发明基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承主要包括PWM移相控制的开关功率放大器1、电磁轴承转子位移估计及控制电路2、开关功率放大器3和电磁轴承本体4。其中PWM移相控制的开关功率放大器1主要实现两个功能，一是接收来自电磁轴承转子位移估计及控制电路2的控制信号，并将控制信号放大为可以驱动电磁轴承本体4中线圈负载的功率信号，二是通过控制PWM信号的相位来控制线圈电流中开关电流纹波的相位，使其符合电磁轴承转子位移估计及控制电路2数据采集的时序要求。电磁轴承转子位移估计及控制电路2主要实现两个功能，一是通过一路高速A/D转换器对四路线圈电流检测信号进行数据采集，并通过“直接电流检测法”计算得到4路转子位移估计信号，二是根据4路转子位移估计信号通过磁轴承反馈控制算法计算得到8路控制信号，并控制信号输出给PWM移相控制的开关功率放大器1和开关功率放大器3。开关功率放大器3实现一个功能，即接收来自电磁轴承转子位移估计及控制电路2的控制信号，并将控制信号放大为可以驱动电磁轴承本体4中线圈负载的功率信号。电磁轴承本体4实现一个功能，将来自PWM移相控制的开关功率放大器1和开关功率放大器3输出的线圈电流通入对应线圈，产生在4个自由度上对转子的电磁力，调整转子的姿态。

在本发明中，PWM信号是指脉冲宽度可调制的定频率方波信号，PWM信号具有高电平、低电平两个状态，高电平持续时间和低电平持续时间的和为开关周期T_s。

在本发明中，“直接电流检测法”是一种基于最小二乘法的对线圈电流中开关纹波的变化率进行估计，并根据以此估计磁轴承转子位移变化的算法，算法输入为线圈电流的采样信号，输出为电磁轴承本体4中转子的位移估计信号。

在本发明中，高速A/D转换器的“高速”是指A/D转换器的采样率应大于100倍的PWM移相控制的开关功率放大器1中功率器件的开关频率，如开关频率为20kHz，则A/D转换器的采样率应大于20MHz。

在本发明中，实现电磁轴承本体4中转子在一个自由度(方向)上的位移控制需要两路线圈电流及一路转子位移估计信号。本发明中以电磁轴承本体4为四自由度径向电磁轴承为例，应有PWM移相控制的开关功率放大器1和开关功率放大器3均为四通道配置。

以下结合附图，以具体的实施例对本发明作进一步描述：

在图1所示的实施例中，本发明基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承包括PWM移相控制的开关功率放大器1、电磁轴承转子位移估计及控制电路2、开关功率放大器3和电磁轴承本体4。电磁轴承本体4包括转子5以及同轴套在转子5上的第一磁轴承6和第二磁轴承7，第一磁轴承6外周围有两个自由度的两组磁极铁心8，每组磁极铁心8对称安装，磁极铁心8上绕有线圈负载9，线圈负载9连接到功放的输出端。

PWM移相控制的开关功率放大器1包括移相PWM信号发生器1-1和功放主电路1-2。其中PWM信号发生器1-1接收来自电磁轴承转子位移估计及控制电路2的四路控制信号u_ca、u_cb、u_cc和u_cd和来自功放主电路1-2中电流传感器输出的线圈电流检测信号i_ma～i_md，并发送四路周期同为T_s的PWM信号u_ga、u_gb、u_gc和u_gd到功放主电路1-2和电磁轴承转子位移估计及控制电路2。其中PWM信号u_ga～u_gd满足如下关系：

(1)每路PWM信号都包含检测周期和控制周期，检测周期和控制周期在时间上交替出现，持续时间均为T_s。在检测周期和控制周期内，PWM信号的占空比不同，以PWM信号u_ga为例，定义PWM信号的占空比α为，

式中T_on为一个周期T_s内PWM信号为高电平的持续时间。则在检测周期内，u_ga的占空比为0.5，在控制周期内，PWM信号u_ga的占空比α_a可表示为，

α_a＝0.5+K_p(u_ca-i_ma)+K_i∫(u_ca-i_ma)dt

式中K_p、K_i分别为比例积分控制律中的比例系数和积分系数，K_p和K_i均为大于0的常数，具体数值需通过实验调试确定，另外α_a有范围限制0≤α_a≤1。类似的，其余三路PWM信号u_gb、u_gc和u_gd在各自检测周期内的占空比均为0.5，在各自控制周期内的占空比α_b、α_c和α_d分别表示为，

α_b＝0.5+K_p(u_cb-i_mb)+K_i∫(u_cb-i_mb)dt

α_c＝0.5+K_p(u_cc-i_mc)+K_i∫(u_cc-i_mc)dt

α_d＝0.5+K_p(u_cd-i_md)+K_i∫(u_cd-i_md)dt

且有范围限制0≤α_b≤1，0≤α_c≤1，0≤α_d≤1。

(2)以u_ga为基准信号，设其检测周期初始时刻的相位为0度，则有u_gb对应时刻相对u_ga相位滞后90度，u_gc对应时刻相对u_ga相位滞后360度，u_gd对应时刻相对u_ga相位滞后450度。

功放主电路1-2包含四个相互独立的功率电路拓扑(如半桥、H桥拓扑等)，分别通过PWM信号u_ga、u_gb、u_gc和u_gd控制，并对应输出线圈电流i_a、i_b、i_c和i_d到电磁轴承本体4中的相应线圈。此外，功率主电路1-2中包含的电流传感器检测线圈电流i_a、i_b、i_c和i_d的大小，生成线圈电流检测信号i_ma、i_mb、i_mc和i_md并发送给移相PWM信号发生器和电磁轴承转子位移估计及控制电路2。

电磁轴承转子位移估计及控制电路2包括触发与定时电路2-1、多路复选电路2-2、高速A/D转换器2-3、数字信号处理器2-4、D/A转换器2-5。

其中触发与定时电路2-1接收来自PWM移相控制的开关功率放大器1的四路PWM信号u_ga～u_gd，检测各路PWM信号中检测周期开始时刻对应的上升沿，配合定时电路产生选通信号u_sel＝1、2、3或4，例如当触发与定时电路2-1检测到PWM信号u_ga的检测周期上升沿后，延时T_s/8后产生选通信号u_sel＝1。选通信号u_sel同时发送至多路复选电路2-2和数字信号处理器2-4。

多路复选电路2-2接收选通信号u_sel，允许从另一组输入端接收的4路线圈电流检测信号i_ma～i_md中的一路传输到高速A/D转换器2-3的输入端，具体对应关系为：当u_sel＝1时，线圈电流检测信号i_ma所在通道被选通，i_ma传输到高速A/D转换器2-3的输入端；当u_sel＝2时，线圈电流检测信号i_mb所在通道被选通，i_mb传输到高速A/D转换器2-3的输入端；当u_sel＝3时，线圈电流检测信号i_mc所在通道被选通，i_mc传输到高速A/D转换器2-3的输入端；当u_sel＝4时，线圈电流检测信号i_md所在通道被选通，i_md传输到高速A/D转换器2-3的输入端。

高速A/D转换器2-3接收多路复选电路2-2输出的线圈电流检测信号，对其进行高速采样并做A/D转换，得到的线圈电流数字信号发送至数字信号处理器2-4。

数字信号处理器2-4接收来自高速A/D转换器2-3的线圈电流数字信号和来自触发与定时电路2-1的选通信号u_sel，利用u_sel的值判断当前接收的线圈电流数字信号编号，并通过“直接电流测量法”求得四个自由度上的转子位移估计信号，进而可以通过离散PID控制等常用有传感器主动电磁轴承控制算法产生八路控制信号u_ca、u_cb、u_cc、u_cd、u_ce、u_cf、u_cg和u_ch。以u_ca的产生为例，具体过程如下，

当u_sel＝1时，数字信号处理器2-4判定当前接收的来自高速A/D转换器2-3的信号为线圈电流检测信号i_ma的数字信号，在u_sel的值保持为1直到发生变化的时间段Δt(Δt＝T_s/4)内，数字信号处理器2-4接收并储存线圈电流检测信号i_ma的数字信号为长度为M的向量：i_da＝[i_ma(1),i_ma(2),i_ma(3),…i_ma(M)]，向量长度M由高速A/D转换器2-3的采样频率F_s和Δt决定：

M＝F_s·Δt

再定义时间向量：t_a＝[0,1/F_s,2/F_s…M/F_s]，就可通过最小二乘法获得线圈电流检测信号i_ma在时间段Δt内相对时间变化率的拟合值di_ma/dt：

设线圈电流i_a流过的线圈负载为线圈负载a，则已知di_ma/dt后，利用线圈负载a的电压平衡方程可求得改线圈负载的电感大小：

式中u_a为线圈负载两端的电压值(令V_s为移相控制的开关功率放大器1的直流母线电压，则当di/dt>0时，有u_a＝V_s，当di/d<0时，有u_a＝-V_s)，为向量i_da的平均值，R为电磁轴承本体4中线圈负载a的电阻值，L_a为线圈负载a的电感值。由于V_s和R为常值，在系统设计时就已确定。故若已知及其变化率di/dt，就可以通过上式求得线圈电感L_a。

接着利用转子气隙与线圈电感的关系，得到线圈负载a处的转子气隙估计值g_a：

上式中，μ₀为真空磁导率常数，N为线圈负载a的匝数，A_g为线圈负载a所在电磁轴承磁极的铁心等效截面积。

已知转子气隙估计值g_a，可以求得线圈负载a处的转子位移估计值x_a：

x_a＝g_0a-g_a

式中g_0a为线圈负载a处的转子气隙额定值。

最后，可以通过离散比例积分微分(PID)控制等常用有传感器主动电磁轴承控制算法产生控制信号u_ca，这里以离散PID控制算法为例说明：

上式中，u_ca0为控制信号u_ca的初始值，u_ca(k)为第k个控制时刻的控制信号u_ca的值，x_a(k)为当前控制时刻的转子位移估计值x_a的值，x_a(k-1)为第k-1个控制时刻的转子位移估计值x_a的值，K_Pa、K_Ia和K_Da分别为标准PID控制算法中的比例系数、积分系数和微分系数，为保证系统稳定，应有K_Pa>0，K_Ia>0，K_Da>0，K_Pa、K_Ia和K_Da的具体取值需使用常规PID控制算法的参数整定方法并结合实验调试获得。

类似上述过程，可以获得线圈负载b处的转子位移估计值x_b，线圈负载c处的转子位移估计值x_c和线圈负载d处的转子位移估计值x_d。其他七路控制信号的计算公式如下：

u_ce(k)＝2u_ca0-2u_ca(k)

u_cf(k)＝2u_cb0-2u_cb(k)

u_cg(k)＝2u_cc0-2u_cc(k)

u_ch(k)＝2u_cd0-2u_cd(k)

式中u_cb(k)、u_cc(k)、u_cd(k)、u_ce(k)、u_cf(k)、u_cg(k)和u_ch(k)分别为第k个控制时刻的控制信号u_cb、u_cc、u_cd、u_ce、u_cf、u_cg和u_ch的值，u_cb0、u_cc0、u_cd0、u_ce0、u_cf0、u_cg0和u_ch0分别为控制信号u_cb、u_cc、u_cd、u_ce、u_cf、u_cg和u_ch的初始值，x_b(k)、x_c(k)、x_d(k)、x_e(k)、x_f(k)、x_g(k)和x_h(k)为第k个控制时刻转子位移估计值x_b、x_c、x_d、x_e、x_f、x_g和x_h的值，x_b(k-1)、x_c(k-1)、x_d(k-1)、x_e(k-1)、x_f(k-1)、x_g(k-1)和x_h(k-1)为第k-1个控制时刻转子位移估计值x_b、x_c、x_d、x_e、x_f、x_g和x_h的值，K_Pb、K_Pc和K_Pd分别为标准PID控制算法中的比例系数，K_Ib、K_Ic和K_Id分别为标准PID控制算法中的积分系数，K_Db、K_Dc和K_Dd分别为标准PID控制算法中的微分系数。

对数字信号处理器2-4生成的八路控制信号u_ca、u_cb、u_cc、u_cd、u_ce、u_cf、u_cg和u_ch，其中控制信号u_ca～u_cd通过D/A转换器2-5进行数字模拟转换后，发送给PWM移相控制的开关功率放大器1，分别用于控制线圈电流i_a～i_d的大小。控制信号u_ce～u_ch通过D/A转换器2-5进行数字模拟转换后，发送给开关功率放大器3，分别用于控制线圈电流i_g～i_h的大小。

电磁轴承本体4包括四自由度径向电磁轴承定子、转子和基座等，其中定子包含定子铁心和八个线圈负载：线圈负载a、线圈负载b、线圈负载c、线圈负载d、线圈负载e、线圈负载f、线圈负载g和线圈负载h。电磁轴承本体4接收来自PWM移相控制的开关功率放大器1输出的线圈电流i_a～i_d，并将线圈电流分别通入线圈负载a～线圈负载d。电磁轴承本体4接收来自开关功率放大器3输出的线圈电流i_e～i_h，并将线圈电流分别通入线圈负载e～线圈负载h。

如图2所示，为第一磁轴承6和第二磁轴承7在转子5轴向上的空间位置关系，第一磁轴承6和第二磁轴承7分别位于转子的轴向两端，提供对转子5在四个自由度上的控制。

如图3所示，为第一磁轴承6的结构示意图。第一磁轴承6由磁极AY+、磁极AY-、磁极AX+和磁极AX-组成，且各磁极均由磁极铁心8和线圈负载9构成。图3中转子上的坐标轴yA和xA分别表示垂直和水平方向的两个转子运动自由度，坐标轴中心转子质心重合。在坐标轴yA上，磁极AY+位于yA>0一侧且其中轴线位yA轴对齐，磁极AY-位于yA<0一侧且其中轴线与yA轴对齐。在坐标轴xA上，磁极Ax+位于xA>0一侧且中轴线与xA轴对齐，磁极AX-位于xA<0一侧且其中轴线位与xA轴对齐。磁极AY+、磁极AY-、磁极AX+和磁极AX-中的线圈负载分别对应图1中电磁轴承本体中的线圈负载a、线圈负载e、线圈负载f、线圈负载b。

如图4所示，第二磁轴承7由磁极BY+、磁极BY-、磁极BX+和磁极BX-组成，且均由磁极铁心8和线圈负载9构成。图4中转子5上的坐标轴yB和xB分别表示垂直和水平方向的两个转子运动自由度，坐标轴中心与转子质心重合。在坐标轴yB上，磁极BY+位于yB>0一侧且其中轴线位与yB轴对齐，磁极BY-位于yB<0一侧且其中轴线位与yB轴对齐。在坐标轴xB上，磁极Bx+位于xB>0一侧且中轴线与xB轴对齐，磁极BX-位于xB<0一侧且其中轴线位与xB轴对齐。磁极BY+、磁极BY-、磁极BX+和磁极BX-中的线圈负载分别对应图1中电磁轴承本体4中的线圈负载c、线圈负载g、线圈负载h、线圈负载d。

如图5所示，为PWM移相控制的开关功率放大器1输出的线圈电压u_a～u_d和线圈电流i_a～i_d的波形示意图和多路复选电路2-2选通信号u_sel的时序示意图。

图5中(a)为多路复选电路2-2接收的来自触发与定时电路2-1的选通信号u_sel的时序示意图，u_sel＝1表示仅允许线圈电流检测信号i_ma经过多路复选电路2-2传输到高速A/D转换器2-3，其他线圈电流检测信号i_mb～i_md不允许通过，依此类推。以PWM信号u_ga中一个检测周期的上升沿后的T_s/8为起始时刻，选通信号u_sel在时序上表现为u_sel＝1、2、1、2、3、4、3、4，每个值持续T_s/4，并以2T_s为周期重复上述u_sel的变化过程。

图5中(b)为PWM移相控制的开关功率放大器1通道a输出的线圈电压u_a、线圈电流i_a的波形示意图。由于PWM移相控制的开关功率放大器1为两电平电流型PWM开关功率放大器，PWM移相控制的开关功率放大器1输出的线圈电压u_a与PWM信号u_ga的波形变化趋势一致，即当u_ga为高电平时，u_a＝+V_s，当u_ga为低电平时，u_a＝-V_s，故在图(b)中不再画出PWM信号u_ga的波形，而以线圈电压u_a的波形等效代替。

如图5中(b)所示，PWM信号u_ga是周期为T_s的方波信号，分为检测周期和控制周期，在检测周期内u_ga的占空比为0.5，在控制周期内u_ga的占空比由来自电磁轴承转子位移估计及控制电路2的控制信号u_ca和来自功放主电路1-2中电流传感器输出的线圈电流检测信号i_ma决定。线圈电流i_a的波形如图中标示为虚线的三角波所示，i_a的变化规律由PWM信号u_ga决定，当u_ga为高电平时，线圈电压u_a为开关功率放大器的直流母线电压V_s，线圈电流上升，当u_ga为低电平时，线圈电压u_a为-V_s，线圈电流下降。高速A/D转换器2-3对线圈电流i_a的数据采集发生在u_ga的检测周期内，具体过程如下：在触发与定时电路2-1检测到PWM信号u_ga的一个检测周期的上升沿后，启动定时器，延时T_s/8后输出u_sel＝1，则多路复选电路允许线圈电流检测信号i_ma经过和传输到高速A/D转换器2-3，并保持这一状态直到u_sel的值改变；此外在触发与定时电路2-1检测到u_ga检测周期中的下降沿后，启动定时器，延时T_s/8后输出u_sel＝1，则多路复选电路允许线圈电流检测信号i_ma经过和传输到高速A/D转换器2-3，并保持这一状态直到u_sel改变。高速A/D转换器2-3对i_ma的采样时间段在图中i_a的波形上以加粗黑实线标出。

图5中(c)为PWM移相控制的开关功率放大器1通道b输出的线圈电压信号u_b、线圈电流i_b的波形示意图，分析方法与图(b)类似，不同点在于，由于PWM信号u_gb检测周期初始时刻(上升沿)的相位相对u_ga滞后90度(延时T_s/4)，因此高速A/D转换器2-3对线圈电流检测信号i_mb的采样时间段在时序上表现为相比图(b)中均延时T_s/4。

图5中(d)为PWM移相控制的开关功率放大器1通道c输出的线圈电压信号u_c、线圈电流i_c的波形示意图，分析方法与图(b)类似，不同点在于，由于PWM信号u_gc检测周期初始时刻(上升沿)的相位相对u_ga滞后360度(延时T_s)，因此高速A/D转换器2-3对线圈电流检测信号i_mc的采样时间段在时序上表现为相比图(b)中均延时T_s。

图5中(e)为PWM移相控制的开关功率放大器1通道b输出的线圈电压信号u_d、线圈电流i_d的波形示意图，分析方法与图(b)类似，不同点在于，由于PWM信号u_gd检测周期初始时刻(上升沿)的相位相对u_ga滞后450度(延时5T_s/4)，因此高速A/D转换器2-3对线圈电流检测信号i_md的采样时间段在时序上表现为相比图(b)中均延时5T_s/4。PWM信号u_gd当前检测周期结束后，PWM信号u_ga的下一个检测周期开始，则重复上述过程。

由上可见，本发明在保证自传感电磁轴承性能的前提下，只增加功能简单的辅助电路，就实现了用一路高速A/D转换器对四路线圈电流检测信号中可用于转子位移估计的有效数据的采集，可以有效降低系统成本和减少数字处理器硬件资源的占用，具有突出显著的技术效果。

Claims (9)

1.一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承，包括开关功率放大器(3)和电磁轴承本体(4)，其特征在于：还包括PWM移相控制的开关功率放大器(1)和电磁轴承转子位移估计及控制电路(2)，PWM移相控制的开关功率放大器(1)和开关功率放大器(3)的驱动输出端连接到电磁轴承本体(4)，PWM移相控制的开关功率放大器(1)的反馈输出端连接到电磁轴承转子位移估计及控制电路(2)；

PWM移相控制的开关功率放大器(1)和开关功率放大器(3)各通道产生PWM信号输出驱动电流到电磁轴承本体(4)控制其运转；电磁轴承转子位移估计及控制电路(2)接收来自PWM移相控制的开关功率放大器(1)所有通道的PWM信号及输出的驱动电流检测信号，对转子位移进行自传感估计，并产生控制信号发送给PWM移相控制的开关功率放大器(1)和开关功率放大器(3)；开关功率放大器(3)接收来自电磁轴承转子位移估计及控制电路(2)的控制信号，每个通道输出一路线圈电流驱动电磁轴承本体(4)中的一路线圈负载；电磁轴承本体(4)接收来自PWM移相控制的开关功率放大器(1)和开关功率放大器(3)的驱动电流，驱动电磁轴承本体(4)中的线圈负载；所述的PWM移相控制的开关功率放大器(1)输出各路通道的驱动电流分别连接到电磁轴承本体(4)中每个轴承每个自由度的一个线圈负载上。

2.根据权利要求1所述的一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承，其特征在于：所述的PWM移相控制的开关功率放大器(1)控制各通道的PWM信号的相位关系输出，所述开关功率放大器(3)中各通道的PWM信号的相位关系不控制。

3.根据权利要求1所述的一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承，其特征在于：所述的PWM移相控制的开关功率放大器(1)为多通道两电平电流型PWM开关功率放大器，所述的开关功率放大器(3)为多通道两电平电流型PWM开关功率放大器。

4.根据权利要求1所述的一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承，其特征在于：所述电磁轴承转子位移估计及控制电路(2)包括触发与定时电路(2-1),多路复选电路(2-2)、高速A/D转换器(2-3)、数字信号处理器(2-4)和D/A转换器(2-5)；

触发与定时电路(2-1)的输入端与所述PWM移相控制的开关功率放大器(1)的输出端相连，触发与定时电路(2-1)的输出端分为两路分别连接到多路复选电路(2-2)的一个输入端和数字信号处理器(2-4)的一个输入端；多路复选电路(2-2)的另一输入端与所述PWM移相控制的开关功率放大器(1)的一组输出端相连，多路复选电路(2-2)的输出端与高速A/D转换器(2-3)的输入端相连；高速A/D转换器(2-3)与数字信号处理器(2-4)的另一个输入端连接，数字信号处理器(2-4)的输出端连接到D/A转换器(2-5)的输入端，D/A转换器(2-5)的两路输出端分别连接到所述PWM移相控制的开关功率放大器(1)和开关功率放大器(3)的输入端。

5.根据权利要求4所述的一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承，其特征在于：所述电磁轴承转子位移估计及控制电路(2)中，

触发与定时电路(2-1)接收来自PWM移相控制的开关功率放大器(1)所有通道的PWM信号并分别传送到多路复选电路(2-2)和数字信号处理器(2-4)；

多路复选电路(2-2)接收来自PWM移相控制的开关功率放大器(1)向轴承发出的驱动电流检测信号和来自触发与定时电路(2-1)的PWM信号经复选处理输出；

高速A/D转换器(2-3)接收来自多路复选电路(2-2)的一路线圈电流检测信号，并对其进行采样和模拟/数字变换；

数字信号处理器(2-4)接收来自高速A/D转换器(2-3)的线圈电流检测信号，对磁轴承的转子位移进行估计生成控制信号；

D/A转换器(2-5)接收数字信号处理器(2-4)发送的控制信号进行数字/模拟变换。

6.根据权利要求1或4所述的一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承，其特征在于：所述PWM移相控制的开关功率放大器(1)包括移相PWM信号发生器(1-1)和功放主电路(1-2)；所述移相PWM信号发生器(1-1)的一组输入端与所述电磁轴承转子位移估计及控制电路(2)的一组输出端连接，另一组输入端与功放主电路(1-2)的一组输出端连接，移相PWM信号发生器(1-1)的输出端分别连接到功放主电路(1-2)的输入端和所述电磁轴承转子位移估计及控制电路(2)的一组输入端；功放主电路(1-2)的另一组输出端与所述电磁轴承本体(4)中的线圈负载对应连接。

7.根据权利要求1或4所述的一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承，其特征在于：所述开关功率放大器(3)的输入端与所述电磁轴承转子位移估计及控制电路(2)的一组输出端相连，开关功率放大器(3)的输出端与电磁轴承本体(4)中的线圈负载对应连接。

8.根据权利要求1或4所述的一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承，其特征在于：所述电磁轴承本体(4)的一组输入端与PWM移相控制的开关功率放大器(1)的输出端相连，另一组输入端与开关功率放大器(3)的输出端相连。

9.根据权利要求1所述的一种基于PWM信号移相控制的低成本自传感电磁轴承，其特征在于：所述的电磁轴承本体(4)为主动电磁轴承本体或者电磁-永磁混合轴承本体。