JP4466526B2 - 磁気軸受装置 - Google Patents

Description

本発明は、ターボ分子ポンプや工作機械などに用いられる磁気軸受装置に関する。

高速回転が要求されるターボ分子ポンプや工作機械などにおいては、磁気軸受装置が用いられることが多い。磁気軸受装置では、回転体の変位を変位センサで検出し、その検出結果を電磁石の励磁電流制御にフィードバックしている。変位センサにはインダクタンス式センサが多く用いられており、変位センサに搬送波を印加し、回転体とのギャップ変化によるインピーダンス変化によりその搬送波を振幅変調している。そして、振幅変調された信号をＡ／Ｄ変換した後に復調処理し、復調により得られた変位信号を用いて電磁石の励磁電流を制御する（例えば、特許文献１参照）。

特開２００４−１４４２９１号公報

ところで、Ａ／Ｄ変換される変調波信号の周波数は、搬送波周波数をfc、回転体の変位信号の周波数帯域をfrとするとfc−fr〜fc＋frである。この範囲内でfrの帯域として最も大きなものは２frになる。一般的に、アナログ信号をサンプリング周波数fsにてＡ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換する場合、エリアッシング（aliasing）の発生を防止するには、サンプリング定理から４fr＜fsを満たす必要がある。そのため、frはfs／４に制限されてしまい、使用しているＤＳＰ（Digital Signal Processor ）の処理能力によってはfrをあまり大きく取れないことがあり、高域特性が悪くなってしまう。

これを解決するためには、サンプリング周波数fsを高くしたり、搬送波周波数fcを高くしたりする等の対策が考えられるが、ＤＳＰにかかる処理が増えるために高周波動作のＤＳＰが必要となり、コストアップ要因となってしまう。また、従来のデジタル復調を行った場合、復調処理の際に信号の減衰が生じてＳ／Ｎが低下し、被支持体である回転体に振動が生じる場合があった。

請求項１の発明は、被支持体を電磁石により非接触支持する磁気軸受装置に適用され、搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、被支持体の支持位置に応じて搬送波信号を変調して変調波信号を出力する検出手段と、搬送波信号の周波数をfc、サンプリング周波数をfsとしたときに、fc＝ｎ・fs（ただし、ｎは自然数）またはfc＝fs／２を満たすサンプリング周波数fsで検出手段から出力された変調波信号をデジタル信号へと変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力されるデジタル信号に基づいて電磁石の励磁電流を制御し、被支持体の支持位置を制御する制御手段とを備えた磁気軸受装置において、搬送波生成手段に、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、正弦波離散値をＤ／Ａ変換して搬送波信号を生成するＤ／Ａ変換部とを設けるとともに、正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部を備え、位相シフト演算部による位相シフト演算結果に基づいて、Ａ／Ｄ変換手段で変調波信号をデジタル信号へ変換するタイミングを変調波信号の包絡線とほぼ一致させるようにしたものである。
請求項２の発明は、被支持体を電磁石により非接触支持する磁気軸受装置に適用され、搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、被支持体の支持位置に応じて搬送波信号を変調して変調波信号を出力する検出手段と、搬送波信号の周波数をfc、サンプリング周波数をfsとしたときに、fc＝ｎ・fs（ただし、ｎは自然数）またはfc＝fs／２を満たすサンプリング周波数fsで検出手段から出力された変調波信号をデジタル信号へと変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力されるデジタル信号に基づいて電磁石の励磁電流を制御し、被支持体の支持位置を制御する制御手段とを備えた磁気軸受装置において、磁気軸受装置は制御軸を複数有する多軸制御型磁気軸受装置であって、検出手段は、複数の制御軸毎に搬送波信号を変調して変調信号をそれぞれ出力し、Ａ／Ｄ変換手段は、（ａ）検出手段から出力される各変調波信号を搬送波信号と同期してＡ／Ｄ変換を行うとともに、（ｂ）複数の変調波信号の中の２つの変調信号については、一方をその変調波信号内の搬送波周波数で変化する搬送波成分が最大となるタイミングにほぼ同期させてサンプリングし、他方をその変調波信号内の搬送波成分が最小となるタイミングにほぼ同期させてサンプリングする様にしたものである。
請求項３の発明は、被支持体を電磁石により非接触支持する磁気軸受装置に適用され、搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、被支持体の支持位置に応じて搬送波信号を変調して変調波信号を出力する検出手段と、搬送波信号の周波数をfc、サンプリング周波数をfsとしたときに、fc＝ｎ・fs（ただし、ｎは自然数）またはfc＝fs／２を満たすサンプリング周波数fsで検出手段から出力された変調波信号をデジタル信号へと変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力されるデジタル信号に基づいて電磁石の励磁電流を制御し、被支持体の支持位置を制御する制御手段とを備えた磁気軸受装置において、磁気軸受装置は制御軸を複数有する多軸制御型磁気軸受装置であって、検出手段は、複数の制御軸毎に搬送波信号を変調して変調信号をそれぞれ出力し、Ａ／Ｄ変換手段は、検出手段から出力される各変調波信号を搬送波信号と同期してＡ／Ｄ変換を行うとともに、変調波信号内の搬送波周波数で変化する搬送波成分が最大または最小となる位相を中心とした搬送波周期の１／４の位相範囲内でサンプリングするようにしたものである。
請求項４の発明は、請求項２または３に記載の磁気軸受装置において、搬送波生成手段は、互いに位相の異なる同一周波数の複数の搬送波信号を生成し、検出手段は、複数の制御軸毎に複数の搬送波信号のいずれか一つを変調して変調信号をそれぞれ出力する。
請求項５の発明は、請求項４に記載の磁気軸受装置において、搬送波生成手段が、デジタル処理により正弦波離散値を生成する正弦波離散値生成部と、正弦波離散値生成部で生成された正弦波離散値をＤ／Ａ変換して搬送波信号を生成するＤ／Ａ変換手段と、搬送波信号の位相をシフトする位相シフト回路を少なくとも一つ有する位相シフト手段とを備えるようにしたものである。
請求項６の発明は、請求項４に記載の磁気軸受装置において、搬送波生成手段が、デジタル処理により正弦波離散値を生成する正弦波離散値生成部と、正弦波離散値生成部で生成された正弦波離散値をＤ／Ａ変換して搬送波信号を生成する複数のＤ／Ａ変換手段とを備えるようにしたものである。
請求項７の発明は、請求項２または３に記載の磁気軸受装置において、Ａ／Ｄ変換手段を複数設け、検出手段から出力されて搬送波成分が同一位相となっている複数の変調波信号を、それぞれ異なるＡ／Ｄ変換手段に入力して同一タイミングでＡ／Ｄ変換するようにしたものである。

本発明によれば、搬送波信号の周波数をfc、サンプリング周波数をfsとしたときに、fc＝ｎ・fs（ただし、ｎは自然数）またはfc＝fs／２を満たすサンプリング周波数fsでＡ／Ｄ変換することにより、従来必要であった復調処理を省くことができ、高域特性を改善するとともに軸受制御に関する演算処理量を従来よりも低減することができる。また、搬送波信号と同期してＡ／Ｄ変換する際に、請求項２の発明のように変調波信号を搬送波成分が最大や最小となるタイミングにほぼ同期させてサンプリングしたり、請求項３の発明のように搬送波成分が最大または最小となる位相を中心とした搬送波周期の１／４の位相範囲でサンプリングすることで、Ｓ／Ｎ比の低下を抑えることができる。

以下、図を参照して本発明を実施するための最良の形態について説明する。図１は磁気軸受式ターボ分子ポンプのポンプ本体１の概略構成を示す断面図である。以下では、本発明を磁気軸受式ターボ分子ポンプの磁気軸受装置に適用した場合を例に説明する。図１に示した磁気軸受式ターボ分子ポンプは５軸制御型磁気軸受を備えており、複数段の回転翼２１が形成されたロータ４は、ラジアル磁気軸受を構成する電磁石５１，５２と、アキシャル磁気軸受を構成する電磁石５３とによって非接触支持される。

ケーシング２０の内部には、各回転翼２１に対して交互に配設される回転翼２３が、軸方向（図示上下方向）に複数段設けられている。磁気軸受にはラジアル電磁石５１，５２とアキシャル電磁石５３に対応して、ロータ４の浮上位置を検出するためのラジアルセンサ７１，７２およびアキシャルセンサ７３が設けられている。レセプタクル２５にはポンプ本体１とコントローラ（不図示）とを接続するケーブルが接続され、ポンプ本体１はそのコントローラにより駆動制御される。ロータ４を電磁石５１，５２，５３により非接触支持しつつモータ６により回転駆動することによって、ポンプ作用が発生する。

２７，２８は非常用のメカニカルベアリングであり、ロータ４が磁気浮上していないときには、ロータ４はこれらのベアリング２７，２８により支持される。ベアリング２７はロータ４のラジアル方向の２軸（ｘ軸およびｙ軸）の運動を非常時に拘束し、ベアリング２８はラジアル方向の２軸（ｘ軸およびｙ軸）とアキシャル方向の１軸（ｚ軸）を拘束する。

図２は５軸制御型磁気軸受の制御ブロック図である。ラジアル電磁石５１はX1軸電磁石５１ｘとY1軸電磁石５１ｙとを備えており、ラジアル電磁石５２はX2軸電磁石５２ｘおよびY2軸電磁石５２ｙとを備えている。電磁石５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙは、各々がロータ４を挟んで対向する一つの電磁石で構成されている。一方、センサ７１は、X1軸電磁石５１ｘおよびY1軸電磁石５１ｙに対応してX1軸センサ７１ｘおよびY1軸センサ７１ｙを備えている。同様に、センサ７２は、X2軸電磁石５２ｘおよびY2軸電磁石５２ｙに対応してX2軸センサ７２ｘおよびY2軸センサ７２ｙを備えている。

センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙおよび７３はインダクタンス式のセンサであり、ギャップ変位の変化によるセンサ部インピーダンスの変化を利用して、ギャップ変位を電気信号に変換している。デジタル制御回路３０で生成された周波数ｆｃの搬送波信号は、Ｄ／Ａコンバータ３１でアナログ信号に変換され、フィルタ３２を介して各センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙおよび７３に印加される。

各センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙおよび７３に印加された搬送波信号は、ギャップ変位により生じるセンサ部インピーダンス変化に応じて振幅変調される。この振幅変調された変調波信号（以下、単に振幅変調波と呼ぶ）は各センサ回路３３ａ〜３３ｅを介してＡ／Ｄコンバータ３４に入力される。各センサ回路３３ａ〜３３ｅからのアナログ信号はＡ／Ｄコンバータ３４により順にデジタル値へと変換され、デジタル制御回路３０へと入力される。

デジタル制御回路３０では、予め記憶された磁気浮上制御定数とデジタル値へと変換された位置情報とに基づいて各電磁石５１ｘ、５１ｙ、５２ｘ、５２ｙ、５３に流すべき励磁電流を算出し、励磁電流制御信号を出力する。励磁電流制御信号はＤ／Ａコンバータ３５によりアナログ値に変換された後に励磁アンプ３６に入力される。なお、図２では励磁アンプ３６は一つだけ記載されているが、実際には制御軸の数だけ設けられており、各励磁アンプから各電磁石５１ｘ、５１ｙ、５２ｘ、５２ｙ、５３へと励磁電流が供給される。

図３は、図２に示した制御ブロック図のアキシャルセンサ７３（ｚ軸方向）に関係する部分を詳細に示したものである。デジタル制御回路３０の正弦波離散値生成部３１３で生成された正弦波離散値はＤ／Ａコンバータ３１によりアナログ信号に変換され、そのアナログ信号はフィルタ３２へ出力される。出力された搬送波信号は高調波が含まれていて階段状になっているため、ローパスフィルタやバンドパスフィルタ等で構成されるフィルタ３２でフィルタリングすることにより、滑らかな搬送波信号が得られる。その搬送波信号は、抵抗Ｒを通して直列接続されたセンサ７３に印加される。フィルタ３２から出力される搬送波信号Ｆcarrier(t)は搬送波周波数をｆcとすれば次式（１）で表される。
Ｆcarrier(t)＝Ａsin(２πｆcｔ) …（１）

変位センサ７３に印加されたこの搬送波信号は、ロータ４の位置に応じて変化するインピーダンス変化により振幅変調されて振幅変調波Ｆ_ＡＭ(ｔ)となる。ここで、位置情報信号をＦsig(ｔ)とすると、振幅変調波Ｆ_ＡＭ(ｔ)は次式（２）のように表される。なお、φは搬送波信号との位相差である。
Ｆ_ＡＭ(ｔ)＝（Ａ＋Ｆsig(ｔ)）sin(２πｆcｔ＋φ) …（２）

図４は信号波形の一例を示したものであり、（ａ）は位置情報信号Ｆsig(ｔ)を示したものであり、（ｂ）は搬送波信号Ｆcarrier(t)を示している。図４（ｂ）の搬送波信号Ｆcarrier(t)を図４（ａ）の位置情報信号Ｆsig(ｔ)で変調すると、図４（ｃ）に示すような振幅変調波Ｆ_ＡＭ(ｔ)が得られる。この振幅変調波Ｆ_ＡＭ(ｔ)は変位センサ７３から差動アンプ２０３に入力される。

差動アンプ２０３には、振幅変調波Ｆ_ＡＭ(ｔ)とともに、次式（３）で表されるセンサ基準信号Ｆstd(ｔ)が入力され、これらの差分信号Ｆsub(ｔ)が差動アンプ２０３から出力される。センサ基準信号Ｆstd(ｔ)は、搬送波信号Ｆcarrier(t)をゲイン調整部２０２にてゲイン調整し、さらに位相シフト回路２０４で振幅変調波Ｆ_ＡＭ(ｔ)と同位相となるように位相調整することにより形成される。

センサ基準信号Ｆstd(ｔ)は図４（ｄ）に示すような波形となり、次式（４）に示す差分信号Ｆsub(ｔ)は図４（ｅ）のような波形となる。差動アンプ２０３から出力された差分信号Ｆsub(ｔ)は、フィルタ２０５において搬送波周波数ｆcを中心周波数とするバンドパス処理が施される。
Ｆstd(ｔ)＝Ｃsin(２πｆcｔ＋φ) …（３）
Ｆsub(ｔ)＝Ｆ_ＡＭ(ｔ)−Ｆstd(ｔ)
＝（Ａ＋Ｆsig(ｔ)−Ｃ）sin(２πｆcｔ＋φ) …（４）

フィルタ２０５からＡ／Ｄコンバータ３４に入力された差分信号Ｆsub(ｔ)は、Ａ／Ｄコンバータ３４によりデジタル値へと変換される。このデジタルサンプリングによりサンプリングされた離散化信号の周波数は、例えば、周波数ｆaの正弦波をサンプリング周波数ｆbでサンプリングすると、得られる離散化信号は周波数（ｆa−ｆb）を有する信号で表される。

なお、Ａ／Ｄコンバータ３４でデジタル変換する際には、正弦波離散値生成部３１３で生成された正弦波離散値に基づいてサンプリングするが、搬送波信号が変位センサ７３により変調されると位相がシフトする。そのため、そのシフトに応じて位相シフト演算部３１２で正弦波離散値を位相シフトしたものを、Ａ／Ｄコンバータ３４に入力する。Ａ／Ｄコンバータ３４では、変調波信号をデジタル信号へ変換するタイミングを、その変調波信号の包絡線とほぼ一致させるようにする。すなわち、搬送波成分の最大位置と同期させるようにする。

ここでは、Ａ／Ｄコンバータ３４におけるサンプリング周波数ｆsを、搬送波信号の周波数ｆcと等しくした場合について説明する。このとき、差分信号Ｆsub(ｔ)を周波数ｆcでサンプリングして得られる離散化センサ信号ｅ(ｔ)は、次式（５）のように表される。なお、Ｐ＝Ａ−Ｃ、Ｑ＝sinφであり、ＰもＱも定数になっている。
ｅ(ｔ)＝（Ａ＋Ｆsig(ｔ)−Ｃ）sin｛２π(ｆc−ｆc）ｔ＋φ｝
＝（Ａ＋Ｆsig(ｔ)−Ｃ）sinφ
＝ＱＰ＋ＱＦsig(ｔ) …（５）

式（５）からも分かるように、離散化センサ信号ｅ(ｔ)には搬送波が含まれておらず、復調演算処理を行う必要がないという特徴を有している。図４（ｆ）は離散センサ信号ｅ(ｔ)を示したものであり、この離散センサ信号ｅ(ｔ)をデジタル制御演算回路３０のゲイン・オフセット調整部３１０でオフセット調整およびゲイン調整することにより、元の位置情報信号Ｆsig(ｔ)を抽出することができる。図４（ｇ）はゲイン・オフセット調整後の離散化センサ信号ｅ(ｔ)を示したものであり、破線は位置情報信号Ｆsig(ｔ)を重ねて示したものである。制御演算部３１１では、抽出された位置情報信号Ｆsig(ｔ)に基づいて励磁電流制御量の演算が行われる。

上述した例では、ｆc＝ｆsとした場合について説明したが、サンプリング周波数ｆsと搬送波信号の周波数ｆcとの関係をｆc＝ｎ・ｆsと設定した場合にも、離散化後の信号に搬送波成分が含まれず同様に復調演算処理やフィルタ処理を省略することができる。差分信号Ｆsub(ｔ)をサンプリング周波数ｆsでサンプリングして得られる離散値信号は、ｔ＝ｍＴs（ただし、ｍ＝０，１，２，…）における値をサンプルすると考えれば次式のように表される。ただし、Ｔs＝１／ｆsである。
（Ａ＋Ｆsig(ｍＴs)−Ｃ）sin(２πｆc・ｍＴs＋φ)

ｆc＝ｎ・ｆsの場合を考えると、次式に示すように、結果はｆc＝ｆsの場合と同様になる。
（Ａ＋Ｆsig(ｍＴs)−Ｃ）sin(２πｆc・ｍＴs＋φ)
＝（Ａ＋Ｆsig(ｍＴs)−Ｃ）sin(２πｎ・ｆs・ｍ／ｆs＋φ)
＝（Ａ＋Ｆsig(ｍＴs)−Ｃ）sin(２πｎ・ｍ＋φ)
＝（Ａ＋Ｆsig(ｍＴs)−Ｃ）sinφ
＝ＱＰ＋ＱＦsig(ｍＴs)

図５は、このように搬送波信号と同期してサンプリングを行った場合のサンプリングタイミングを説明する図である。図５において、（ａ）は上述した位置情報信号Ｆsig(ｔ)に対応する変位信号であり、（ｂ）は搬送波信号を、（ｃ）は搬送波信号が位置情報信号により変調されたセンサ信号を示している。センサ信号は、搬送波周波数で変化する搬送波成分を有している。また、（ｄ）〜（ｅ）は、ｆc＝ｆsの場合（すなわち、ｎ＝１場合）のサンプリングされた離散値信号（丸印および三角印で示す）を示したものであり、それぞれサンプリング開始タイミングが異なる。

ｎ＝１の場合、搬送波成分の１周期Ｔc毎にサンプリングが行われ、図５の（ｄ）ではサンプリングタイミングは搬送波成分が最大となる位置と同期しており、（ｅ）では搬送波成分が最小となる位置と同期している。（ｅ）に示すサンプリングタイミングで取得される離散値信号は、信号の正負を反転するだけで（ａ）の変位信号を得ることができる。（ｆ）では、サンプリングタイミングは搬送波成分の最大位置および最小位置とずれた位置に同期している。

また、ｎ＝２の場合には搬送波成分の２周期毎にサンプリングが行われるので、図５の丸印および三角印に関して１つおきにサンプリングされる。さらに、ｎ＝３の場合には２つおきにサンプリングされ、ｎ＝４の場合には３つおきにサンプリングされる。ｎが５以上の場合にも同様に考えればよい。

一方、サンプリング周波数ｆsをｆc＝ｆs／２と設定した場合には、サンプリングされた離散値信号は次式のように表される。
（Ａ＋Ｆsig(ｍＴs)−Ｃ）sin(２πｆc・ｍＴs＋φ)
＝（Ａ＋Ｆsig(ｍＴs)−Ｃ）sin(π・ｍ＋φ)
この場合は、搬送波成分の１／２周期毎にサンプリングが行われ、搬送波成分の最大位置に同期するようにサンプリングを開始すれば、１回目は図５（ｅ）の丸印でサンプリングされ、２回目は図５（ｆ）の三角印の位置でサンプリングが行われる。すなわち、最大位置、最小位置、最大位置、最小位置、〜、の順にサンプリングが行われる。この場合、最小位置の離散値信号を上下反転させることにより図５（ｃ）に示すセンサ信号の包絡線、すなわち図５（ａ）の信号が得られることになる。

比較例として、サンプリング周波数ｆsを搬送波周波数ｆcの４／３倍に設定した場合を考える。ここでは、図６に示すような単純な正弦波（実線で示す）をサンプリングする場合について考察する。図６に示す正弦波信号をｆs＝（４／３）ｆcでＡ／Ｄ変換すると、図６の三角印Ｓ１の位置でサンプリングが行われる。サンプリングされた離散値信号は破線で示すような周期性を有しており、被サンプリング信号（実線で示す正弦波信号）の１／４の周波数となる。

この場合、Ａ／Ｄ変換後に復調演算処理が必要となり、被サンプリング信号の１／４周波数を有する正弦波をＡ／Ｄ変換されたデータに乗算する。このときの被サンプリング信号は次式（６）で表され、それをＡ／Ｄ変換した信号は式（７）のように表される。なお、Ｔsはサンプリング周期である。
Ｆsample(t)＝Ｋsin(２πｆcｔ＋ξ) …（６）
ＦADin＝Ｋsin｛２π(ｆs／４)・ｎＴs＋ξ’｝
＝Ｋsin｛π・ｎ／２＋ξ’｝ …（７）

このときの、復調乗算用正弦波信号Ｆdecodeを次式（８）とすると、復調処理後の信号Ｆdetectは次式（９）のようになる。
Ｆdecode＝Ｌsin｛２π(ｆs／４)・ｎＴs＋ξ’｝
＝Ｌsin｛（π／２）・ｎ＋ξ’｝ …（８）
Ｆdetect＝ＦADin×Ｆdecode
＝ＫＬsin_２｛（π／２）・ｎ＋ξ’｝
＝ＫＬ｛１−cos(πｎ＋ξ’)｝／２ …（９）

ここで、Ｌ＝Ｋ＝１、ξ’＝０の場合を考えると、Ｆsample(t)＝sin(２πｆcｔ)で振幅１の信号が、Ｆdetect＝１／２に減衰していることが分かる。なお、この処理の場合には、復調処理後にＤＣ成分（＝ＫＬ／２）を抽出するために、ローパスフィルタ処理が必要である。図６の場合、三角印Ｓ１の位置でサンプリングが行われるので、取り込んだ信号は０，−１，０，１，０，−１，０，１，０，…となる。これに同周波数の同期した信号を乗算すると０，１，０，１，０，１，０，１，…となり、これらの平均をとると信号は０．５に減衰する。

一方、本実施の形態のようにｆc＝ｆsでサンプリングを行った場合、図６の四角印Ｓ２の位置で信号がサンプリングされ、上述したように取り込んだ信号をそのまま位置情報の信号として用いることができる。このことは、図５の（ｄ）や（ｅ）からも分るように、搬送波周波数ｆcに対してサンプリング周波数ｆsをｆc＝ｎｆs（ｎ≠１）やｆc＝ｆs／２のように設定した場合も同様であって、搬送波成分の最大位置または最小位置と同期させてサンプリングを行うとＳ／Ｎ比の低下を招くことがない。

しかし、図５（ｆ）に示すようにサンプリング開始位置が搬送波成分の最大位置および最小位置とずれている場合には、信号のゲインが低下しており、これを最大位置同期復調の場合のゲインへと調整するとＳ／Ｎ比が低下する。このＳ／Ｎ比の低下は、サンプリングタイミングと搬送波最大位置との位相ずれが大きくなるほど大きくなり、搬送波最大位置から９０度位相がずれた位置では信号成分が全く検出されない状態となってしまう。

ところで、図２に示した５軸制御型の磁気軸受装置のように５軸全てに同一周波数で同位相の搬送波を各センサに印加した場合には、同一構造のセンサを用いた軸同士ではセンサ信号の搬送波成分が同位相となる。図７は、図２における各軸のセンサ７１ｘ〜７３とセンサ回路３３ａ〜３３ｅとを詳細に示したものである。ラジアル方向のX1軸センサ７１ｘ，Y1軸センサ７１ｙ，X2軸センサ７２ｘ，Y2軸センサ７２ｙは同一の構成となっており、一対のセンサからの出力信号の間で差分が取られる。

一方、アキシャル方向のセンサ７３に関しては、上述したようにセンサからの出力信号はセンサ基準信号Ｆstd(ｔ)との間で差分演算が行われる。このように、ラジアル方向とアキシャル方向とではセンシング方式が異なるため、X1軸，Y1軸，X2軸およびY2軸とZ軸とでは位相が大きく異なることが多い。そのため、Ａ／Ｄコンバータ３４では、Z軸の信号に関して搬送波成分の最大位置と同期してサンプリングし、さらのもう１軸についても最大位置と同期してサンプリングを行うことができる。

しかし、X1軸，Y1軸，X2軸およびY2軸に関しては、図７に示すように同一構造であるため同位相の信号がＡ／Ｄコンバータ３４に入力されることになる。そのため、X1軸，Y1軸，X2軸およびY2軸の全てを搬送波成分の最大位置または最小位置に同期してサンプリングすることができない。例えば、X1軸を最大位置、Y1軸を最小位置にそれぞれ同期してサンプリングした場合、その他のX2軸およびY2軸に関しては搬送波成分の最大位置および最小位置とはずれた位置でサンプリングされることになり、Ｓ／Ｎ比が低下してしまう。

そこで、このような問題を解決する方法について以下で説明する。
《第１の方法》
第１の方法では、位相の異なる複数種類の搬送波信号を生成して、それらを各センサに印加する。図８はその一例を示したブロック図であり、２つのＤ／Ａコンバータ３１Ａ，３１Ｂを設けて位相の異なる２種類の搬送波信号を生成するようにした。

Ｄ／Ａコンバータ３１Ａ，３１Ｂにはデジタル制御回路３０の正弦波離散値生成部３１３（図３参照）で生成された正弦波離散値が入力される。Ｄ／Ａコンバータ３１Ａからの搬送波信号は、フィルタ３２を介してＺ軸（アキシャル）センサ７３およびX1軸センサ７１ｘ，Y1軸センサ７１ｙに入力される。一方、Ｄ／Ａコンバータ３１Ｂからの搬送波信号は、フィルタ３２を介してX2軸センサ７２ｘ，Y2軸センサ７２ｙに入力される。

この場合、Ａ／Ｄコンバータ３４に入力されるX1軸およびY1軸のセンサ信号の搬送波成分は同位相となっており、また、X2軸およびY2軸のセンサ信号の搬送波成分も同位相となっている。しかし、X1軸，Y1軸とX2軸，Y2軸およびZ軸との間では位相がずれている。Ａ／Ｄコンバータ３４はチャンネル１〜５の順にサンプリングを行い、例えば、X1軸およびX2軸を搬送波成分の最大位置に同期させ、Y1軸およびY2軸を搬送波成分の最小位置に同期させることができる。Z軸についてはX1軸，Y1軸と位相がずれているので、それらとは独立して最大位置に同期させることができる。

なお、図８は、Ｄ／Ａコンバータ３１Ａ，３１Ｂの搬送波信号を各センサに入力する場合の一例を示したものであり、Ｄ／Ａコンバータ３１Ａ，３１Ｂと各センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙ，７３との対応は図８の場合に限定されない。

図８に示す例では、Ｄ／Ａコンバータを複数設けて位相の異なる搬送波信号を生成したが、図９に示すように位相シフト回路を用いて位相をずらすようにしても良い。図９に示すブロック図では、フィルタ３２から出力された搬送波信号は位相シフト回路３７Ａ〜３７Ｅにそれぞれ入力される。位相シフト回路３７Ａで移相シフトされた搬送波信号はX1軸センサ７１ｘに入力され、同様に、位相シフト回路３７Ｂ〜３７Ｅで位相シフトされた各搬送波信号はそれぞれセンサ７１ｙ，７２ｘ，７２ｙ，７３に入力される。

位相シフト回路３７Ａ〜３７Ｅにおける位相シフト量は、Ａ／Ｄコンバータ３４の各チャンネル１〜５に入力されたセンサ信号に対して搬送波成分の最大位置または最小位置に同期してサンプリングできるように各々設定される。その結果、例えば、チャンネル１，３，５に入力されたセンサ信号は搬送波成分の最大位置に同期してサンプリングし、チャンネル１，３，５に入力されたセンサ信号は搬送波成分の最小位置に同期してサンプリングすることができる。

なお、図９に示す例では、５軸の全てに位相シフト回路を設けて最も位相調整が容易な構成としたが、必ずしも５軸全てに設ける必要はない。例えばX1軸およびY1軸にはフィルタ３２から出力された搬送波信号を直接入力し、X2軸およびY2軸には位相シフト回路を用いて９０degだけ位相をずらした搬送波信号を入力する。X1，Y1，X2およびY2軸に関しては、搬送波成分の最大位置または最小位置に同期してサンプリングすることができる。

《第２の方法》
第２の方法では、Ａ／Ｄコンバータを複数とすることにより、各軸のセンサ信号を搬送波成分の最大位置や最小位置でサンプリングする。図１０は第２の方法の場合のブロック図であり、２つのＡ／Ｄコンバータ３４Ａ，３４Ｂを設けた。X1軸およびX2軸のセンサ信号はＡ／Ｄコンバータ３４Ａに入力され、Y1軸，Y2軸およびZ軸のセンサ信号は他方のＡ／Ｄコンバータ３４Ｂに入力される。

第２の方法の場合、Ａ／Ｄコンバータ３４Ａ，３４Ｂのチャンネル１に入力された信号同士およびチャンネル２に入力された信号同士を、それぞれ同じタイミングでサンプリングすることができる。例えば、上側のX1軸センサ７１ｘおよびY1軸センサ７１ｙは搬送波成分の最大位置に同期してサンプリングを行い、下側のX2軸センサ７２ｘおよびY2軸センサ７２ｙは搬送波成分の最小位置に同期してサンプリングを行う。また、Z軸センサ７３のセンサ信号は、Y1軸センサ７１ｙおよびY2軸センサ７２ｙのセンサ信号に対して位相がずれているので、チャンネル３のサンプリングタイミングを搬送波成分の最大位置や最小位置またはそれらの近傍位置とすることが可能である。

《第３の方法》
上述した第１の方法では、Ｄ／Ａコンバータを複数設けたり位相シフト回路を設けたりすることにより、センサ信号の搬送波成分の位相をずらすようにした。また、第２の方法では、Ａ／Ｄコンバータを複数設けることにより、同一位相の複数のセンサ信号を同一タイミングでサンプリングできるようにした。その結果、搬送波成分の最大位置や最小位置と同期してサンプリングすることが可能となり、Ｓ／Ｎ比の低下が防止できる。そこで、第３の方法では、サンプリングタイミングが搬送波成分の最大位置や最小位置とずれていても、ぞのズレによるＳ／Ｎ比の低下を極力抑える方法について説明する。

図１１は、第３の方法によるサンプリングの概念を説明する図である。図１１は、図５（ａ）の変位信号がＤＣ成分のみの場合のセンサ信号を示す図である。センサ信号は搬送波信号と同一周波数を有する搬送波成分のみとなり、搬送波成分の最大位置・最小位置はセンサ信号の最大位置・最小位置に対応している。すなわち、サンプリングタイミングがセンサ信号の最大位置や最小位置からずれると、その位相ズレに応じてＳ／Ｎ比が低下する。

第３の方法では、搬送波成分の最大位置および最小位置を中心とした所定位相範囲においてサンプリングを行うことにより、Ｓ／Ｎ比の低下を抑えるようにした。ここでは、所定位相範囲として搬送波周期Ｔcの１／４以内（すなわち９０deg以内）とし、その範囲内でＡ／Ｄコンバータ３４で２点ずつサンプリングを行うようにした。

Ａ／Ｄコンバータ３４の最高サンプリングスピードでサンプリングを行った場合の、１秒間のサンプリング回数をＮsampとする。この場合、１サンプリングに１／Ｎsamp秒かかることになる。この時間１／Ｎsampは、周波数ｆcの搬送波周期１／ｆcのｆc／Ｎ倍になり、位相degで表すと（ｆc／Ｎ）・３６０degに対応する。搬送波周波数ＴcをＴc＞４／Ｎsampのように設定すれば、範囲Ｔc／４以内で２回サンプリングを行うことができる。

図１１に示す例では、最大位置を挟んで左右対称な位置で１点目M1（丸印）、２点目M2（三角印）のサンプリングを行い、さらに最小位置を挟んで対称な位置で３点目M3（四角印）、４点目M4（星印）をサンプリングする。この場合の信号レベルの低下は、sin（90−（ｆc／Ｎ）・180）となる。このように、範囲Ｔc／４以内でサンプリングを２回行った場合、最大位置・最小位置からもっとも離れた±４５degの位置でサンプリングが行われた場合でも、信号レベルの低下はsin（４５）＝０．７０７＝３dB程度の減少に抑えることができる。５軸の場合、X1，Y1，X2，Y2の各軸のサンプリングを図１１に示すような方法で行い、センサ構造が他の軸と異なるZ軸に関しては、構造の違いにより位相ズレが異なることを利用してほぼ最大位置や最小位置に同期させてサンプリングを行うようにする。

［変形例］
磁気軸受制御系を構成する場合、上述した第１〜３の方法のいずれか一つを採用することもできるし、複数の方法を併用して採用することもできる。例えば、第１の方法で説明したように、X2軸およびY2軸には位相シフト回路を用いて９０deg位相をずらした搬送波信号を入力する。そして、Z軸の位相がX1軸，Y1軸と同じであった場合には、X1軸，Y1軸に関しては第３の方法のように搬送波成分の最大位置を中心とするＴc／４周期の範囲内でサンプリングを行い、Z軸に関しては搬送波成分の最小位置に同期してサンプリングを行う。Z軸の位相がX2軸，Y2軸と同じであった場合にも同様に処理する。一方、Z軸の位相がX1軸，Y1軸ともX2軸，Y2軸とも異なっている場合には、Z軸に関しては搬送波成分の最大位置付近でサンプリングを行えば良い。その結果、５軸全ての軸において、最大のＳ／Ｎ比でＡ／Ｄ変換が可能となる。

以上説明した実施の形態と特許請求の範囲の要素との対応において、ロータ４は被支持体を、センサ７１〜７３，７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙおよびセンサ回路３３ａ〜３３ｅは検出手段を、デジタル制御回路３０および励磁アンプ３６は制御手段を、正弦波離散値生成部３１３，Ｄ／Ａコンバータ３１，３１Ａ，３１Ｂおよび位相シフト回路３７Ａ〜３７Ｅは搬送波生成手段をそれぞれ構成する。なお、以上の説明はあくまでも一例であり、発明を解釈する際、上記実施の形態の記載事項と特許請求の範囲の記載事項の対応関係に何ら限定も拘束もされない。

本発明による磁気軸受装置が適用される磁気軸受式ターボ分子ポンプのポンプ本体１の概略構成を示す断面図である。 ５軸制御型磁気軸受の制御ブロック図である。 図２に示した制御ブロック図のアキシャルセンサ７３（ｚ軸方向）に関係する部分を詳細に示したブロック図である。 信号波形の一例を示す図である。 サンプリングタイミングを説明する図である。 Ｓ／Ｎ比の向上を説明する図である。 図２における各軸のセンサ７１ｘ〜７３とセンサ回路３３ａ〜３３ｅとを詳細に示す図である。 第１の方法を説明するブロック図である。 位相シフト回路を用いて位相ずらしを行う場合の構成を示すブロック図である。 第２の方法を説明するブロック図である。 第３の方法を説明する図である。

符号の説明

１ ポンプ本体
４ ロータ
３０ デジタル制御回路
３１，３１Ａ，３１Ｂ，３５ Ｄ／Ａコンバータ
３３ａ〜３３ｅ センサ回路
３４，３４Ａ，３４ Ａ／Ｄコンバータ
３６ 励磁アンプ
３７Ａ〜３７Ｅ，２０４ 位相シフト回路
５１〜５３，５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙ，５３ｚ 電磁石
７１〜７３，７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙ センサ
３１３ 正弦波離散値生成部

Claims (7)

1. 被支持体を電磁石により非接触支持する磁気軸受装置であって、
   搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、
   前記被支持体の支持位置に応じて前記搬送波信号を変調して変調波信号を出力する検出手段と、
   前記搬送波信号の周波数をfc、サンプリング周波数をfsとしたときに、fc＝ｎ・fs（ただし、ｎは自然数）またはfc＝fs／２を満たすサンプリング周波数fsで前記検出手段から出力された前記変調波信号をデジタル信号へと変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段から出力される前記デジタル信号に基づいて前記電磁石の励磁電流を制御し、前記被支持体の支持位置を制御する制御手段とを備えた磁気軸受装置において、
   前記搬送波生成手段に、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、前記正弦波離散値をＤ／Ａ変換して前記搬送波信号を生成するＤ／Ａ変換部とを設けるとともに、前記正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部を備え、
   前記位相シフト演算部による位相シフト演算結果に基づいて、前記Ａ／Ｄ変換手段で前記変調波信号をデジタル信号へ変換するタイミングを前記変調波信号の包絡線とほぼ一致させるようにしたことを特徴とする磁気軸受装置。
2. 被支持体を電磁石により非接触支持する磁気軸受装置であって、
   搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、
   前記被支持体の支持位置に応じて前記搬送波信号を変調して変調波信号を出力する検出手段と、
   前記搬送波信号の周波数をfc、サンプリング周波数をfsとしたときに、fc＝ｎ・fs（ただし、ｎは自然数）またはfc＝fs／２を満たすサンプリング周波数fsで前記検出手段から出力された前記変調波信号をデジタル信号へと変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段から出力される前記デジタル信号に基づいて前記電磁石の励磁電流を制御し、前記被支持体の支持位置を制御する制御手段とを備えた磁気軸受装置において、
   前記磁気軸受装置は制御軸を複数有する多軸制御型磁気軸受装置であって、
   前記検出手段は、前記複数の制御軸毎に前記搬送波信号を変調して変調信号をそれぞれ出力し、
   前記Ａ／Ｄ変換手段は、（ａ）前記検出手段から出力される各変調波信号を前記搬送波信号と同期してＡ／Ｄ変換を行うとともに、（ｂ）前記複数の変調波信号の中の２つの変調信号については、一方をその変調波信号内の前記搬送波周波数で変化する搬送波成分が最大となるタイミングにほぼ同期させてサンプリングし、他方をその変調波信号内の搬送波成分が最小となるタイミングにほぼ同期させてサンプリングすることを特徴とする磁気軸受装置。
3. 被支持体を電磁石により非接触支持する磁気軸受装置であって、
   搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、
   前記被支持体の支持位置に応じて前記搬送波信号を変調して変調波信号を出力する検出手段と、
   前記搬送波信号の周波数をfc、サンプリング周波数をfsとしたときに、fc＝ｎ・fs（ただし、ｎは自然数）またはfc＝fs／２を満たすサンプリング周波数fsで前記検出手段から出力された前記変調波信号をデジタル信号へと変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段から出力される前記デジタル信号に基づいて前記電磁石の励磁電流を制御し、前記被支持体の支持位置を制御する制御手段とを備えた磁気軸受装置において、
   前記磁気軸受装置は制御軸を複数有する多軸制御型磁気軸受装置であって、
   前記検出手段は、前記複数の制御軸毎に前記搬送波信号を変調して変調信号をそれぞれ出力し、
   前記Ａ／Ｄ変換手段は、前記検出手段から出力される各変調波信号を前記搬送波信号と同期してＡ／Ｄ変換を行うとともに、前記変調波信号内の前記搬送波周波数で変化する搬送波成分が最大または最小となる位相を中心とした搬送波周期の１／４の位相範囲内でサンプリングすることを特徴とする磁気軸受装置。
4. 請求項２または３に記載の磁気軸受装置において、
   前記搬送波生成手段は、互いに位相の異なる同一周波数の複数の搬送波信号を生成し、
   前記検出手段は、前記複数の制御軸毎に前記複数の搬送波信号のいずれか一つを変調して変調信号をそれぞれ出力することを特徴とする磁気軸受装置。
5. 請求項４に記載の磁気軸受装置において、
   前記搬送波生成手段は、デジタル処理により正弦波離散値を生成する正弦波離散値生成部と、前記正弦波離散値生成部で生成された正弦波離散値をＤ／Ａ変換して前記搬送波信号を生成するＤ／Ａ変換手段と、前記搬送波信号の位相をシフトする位相シフト回路を少なくとも一つ有する位相シフト手段とを備えたことを特徴とする磁気軸受装置。
6. 請求項４に記載の磁気軸受装置において、
   前記搬送波生成手段は、デジタル処理により正弦波離散値を生成する正弦波離散値生成部と、前記正弦波離散値生成部で生成された正弦波離散値をＤ／Ａ変換して前記搬送波信号を生成する複数のＤ／Ａ変換手段とを備えたことを特徴とする磁気軸受装置。
7. 請求項２または３に記載の磁気軸受装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換手段を複数設け、前記検出手段から出力されて搬送波成分が同一位相となっている複数の変調波信号を、それぞれ異なる前記Ａ／Ｄ変換手段に入力して同一タイミングでＡ／Ｄ変換することを特徴とする磁気軸受装置。

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