CN110159584B - 磁悬浮控制装置以及真空泵 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够实现兼顾应对扰动优异的动作与降低尖峰噪声混入的影响的磁悬浮控制装置以及真空泵。关于进行磁悬浮控制的控制部(44)包括生成基于电流检测信号(Ip)、电流检测信号(Im)相对于电流设定信号(iset)的偏差(Δ2)的电压相当信号(V1)及基于电流设定信号(iset)的电压相当信号(V2)的电流控制部417p、电流控制部417m，且控制部(44)包括对电压相当信号(V1)及电压相当信号(V2)的任一者进行选择的切换开关SW2，基于由切换开关(SW2)所选择的电压相当信号来对励磁放大器(43)进行PWM控制。

Description

磁悬浮控制装置以及真空泵

技术领域

本发明涉及一种磁悬浮控制装置以及真空泵。

背景技术

在如磁轴承式涡轮分子泵那样利用磁轴承对旋转体进行非接触支撑的磁悬浮控制装置中，为了使转子悬浮于规定的目标位置，会基于转子的悬浮位置与目标位置的偏差(位移)来对电磁铁的磁吸引力(即，对电磁铁电流)进行实时控制。关于转子的位移的检测，有利用专用的位移传感器进行检测的方式，及不使用位移传感器的自传感方式。自传感方式中，使电磁铁不仅具有之前的致动器功能(产生磁悬浮吸引力)，还兼具传感功能。

任一种方式中传感功能都是电感方式，对传感器线圈或电磁铁线圈施加高频载波(传感器载波)，利用悬浮间隙的电感变化对传感器载波进行振幅调制，并对其进行解调，由此获得悬浮间隙信号(位移信号)。在解调处理中，已知有应用数字技术，利用模拟数字(analog-to-digital，AD)转换器(AD转换器)对调制波信号进行同步采样来取入的方式，即，不需要导致延迟产生的平滑处理的直接方式。

另一方面，设为如下构成：产生磁吸引力的致动器功能是通过对电磁铁线圈施加来自脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)放大器(PWM放大器)的开关电压，来供给电磁铁电流。尤其，在自传感方式的情况下，电磁铁不仅具有致动器功能还具有传感功能，通过对电磁铁电流进行检测来取得旋转体的悬浮位置信息(位移信息)。PWM放大器为电压驱动，为了控制电磁铁电流值，需要检测在电磁铁中流动的电流并对其值进行反馈的控制。

然而，在PWM放大器的情况下，在开关时序，在电磁铁电流中产生由浪涌(surge)电压等引起的尖峰状的噪声，因此有噪声重叠在经检测的电流信号中的问题。另外，此尖峰状的噪声也经由接地线电流而重叠于另一轴的电流信号检测或位移信号检测。

在此种尖峰状的噪声重叠于位移信号或电流信号的情况下，应用滤波器来实施噪声降低处理。但是，因权衡噪声降低效果与由信号的时间延迟而导致的控制稳定性的劣化，故无法实施简单的滤波处理。若因噪声降低处理不充分而在悬浮控制信号中重叠有噪声，则噪声利用电磁铁转化为振动力而成为振动产生的重要原因。

因此，在专利文献1记载的发明中，实施有对励磁放大器的PWM控制的占空比的可变范围设置限制的对策。即，为了确保直到在开关后产生的瞬变的尖峰噪声下降为止的时间，而对占空比设置限制。由此，以PWM载波信号的接通占空比区间(或断开占空比区间)的长度一直比基于电磁铁电流中产生的尖峰噪声的衰减特性的规定时间宽度长的方式进行PWM控制，从接通占空比区间(或断开占空比区间)的开始时序起至经过规定时间宽度后的时序，以同步采样的方式将电流检测信号取入至AD转换器。

[现有技术文献]

[专利文献]

[专利文献1]日本专利特开2014-137116号公报

发明内容

[发明所要解决的问题]

但是，在专利文献1记载的发明中，实现了降低尖峰噪声朝电流检测信号的混入，但也无法在尖峰噪声的振幅衰减完全变成0的时序进行检测。

另外，存在如下情况：当扰动力从外部作用于已悬浮的转子时，转子从规定的悬浮位置偏离而移位，在地震等异常的状况下，会移位过大至与接地轴承接触的程度。此时，为了避免接地而需要使瞬时的大的电磁铁力作用而使转子恢复至规定的悬浮位置的动作能力，因此必须使利用PWM驱动而使电流增加的接通占空比区间尽可能地扩展至满占空比。进而，为了提高扰动应对性(高速应答性)而将电流控制器整体的增益设定得比反馈增益大(1000～100000倍左右)，从而变得容易产生由所述噪声重叠导致的振动。

如此，之前的课题在于兼顾应对扰动优异的动作与降低尖峰噪声混入的影响。

[解决问题的技术手段]

本发明的优选形态的磁悬浮控制装置检测从励磁放大器朝使被支撑体磁悬浮的电磁铁供给的励磁电流，并根据基于被支撑体悬浮位置相对于悬浮目标位置的悬浮位置偏差信息的电流设定信号与励磁电流检测信号，来对所述励磁放大器进行PWM控制，且所述磁悬浮控制装置包括：控制信号生成部，生成基于所述励磁电流检测信号相对于所述电流设定信号的电流偏差信息的第1励磁电流控制信号，以及基于所述电流设定信号的第2励磁电流控制信号；以及选择部，具有：第1切换部，选择所述第1励磁电流控制信号及所述第2励磁电流控制信号的任一者；或第2切换部，选择将所述第1励磁电流控制信号与所述第2励磁电流控制信号相加所得的第3励磁电流控制信号及所述第2励磁电流控制信号的任一者，且基于由所述选择部所选择的励磁电流控制信号，来对所述励磁放大器进行PWM控制。

进而优选的形态中，所述电流偏差信息是对所述电流设定信号乘以第1增益值而得的电流设定相乘信号与对所述励磁电流检测信号乘以所述第1增益值而得的电流检测相乘信号的差即电流偏差信号，所述控制信号生成部中，使对所述电流偏差信号乘以比所述第1增益值大的第2增益值所得的信号通过包含积分器与比例增益器的电流控制器，生成作为所述第1励磁电流控制信号的第1电压相当信号，且使对所述电流设定信号乘以第3增益值所得的信号通过包含第2传递函数的传递函数部，生成作为所述第2励磁电流控制信号的第2电压相当信号，所述第2传递函数能够抵消包含所述电磁铁的电气常数的第1传递函数，所述选择部具有所述第1切换部，且基于所述第1切换部所选择的励磁电流控制信号对所述励磁放大器进行PWM控制。

在更优选的形态中，所述电流偏差信息是对所述电流设定信号乘以第1增益值而得的电流设定相乘信号与对所述励磁电流检测信号乘以所述第1增益值而得的电流检测相乘信号的差即电流偏差信号，所述控制信号生成部中，使对所述电流偏差信号乘以比所述第1增益值大的第2增益值所得的信号通过积分器，生成作为所述第1励磁电流控制信号的第1电流相当信号，且对所述电流设定信号乘以第3增益值，生成作为所述第2励磁电流控制信号的第2电流相当信号，所述选择部具有所述第1切换部，且使由所述第1切换部所选择的励磁电流控制信号通过包含第2传递函数的传递函数部，生成电压相当信号，并基于所生成的所述电压相当信号对所述励磁放大器进行PWM控制，所述第2传递函数能够抵消包含所述电磁铁的电气常数的第1传递函数。

在更优选的形态中，所述电流偏差信息是对所述电流设定信号乘以第1增益值而得的电流设定相乘信号与对所述励磁电流检测信号乘以所述第1增益值而得的电流检测相乘信号的差即电流偏差信号，所述控制信号生成部中，使对所述电流偏差信号乘以具有所述第1增益值的10倍以上1000倍以下的大小的第2增益值所得的信号通过包含积分器与比例增益器的电流控制器，生成作为所述第1励磁电流控制信号的第1电压相当信号，且使对所述电流设定信号乘以第3增益值所得的信号通过包含第2传递函数的传递函数部，生成作为所述第2励磁电流控制信号的第2电压相当信号，所述第2传递函数能够抵消包含所述电磁铁的电气常数的第1传递函数，所述选择部具有所述第2切换部，且基于所述第2切换部所选择的励磁电流控制信号对所述励磁放大器进行PWM控制。

在更优选的形态中，所述电流偏差信息是对所述电流设定信号乘以第1增益值而得的电流设定相乘信号与对所述励磁电流检测信号乘以所述第1增益值而得的电流检测相乘信号的差即电流偏差信号，所述控制信号生成部中，使对所述电流偏差信号乘以具有所述第1增益值的10倍以上1000倍以下的大小的第2增益值所得的信号通过积分器，生成作为所述第1励磁电流控制信号的第1电流相当信号，且对所述电流设定信号乘以第3增益值，生成作为所述第2励磁电流控制信号的第2电流相当信号，所述选择部具有所述第2切换部，且使由所述第2切换部选择的励磁电流控制信号通过包含第2传递函数的传递函数部，生成电压相当信号，并基于所生成的所述电压相当信号对所述励磁放大器进行PWM控制，所述第2传递函数能够抵消包含所述电磁铁的电气常数的第1传递函数。

在更优选的形态中，所述第2传递函数中包含基于所述电磁铁的电气常数而设定的电感相当值及电阻相当值，所述电感相当值设定为所述电磁铁的电感的0.1倍以上10倍以下，所述电阻相当值设定为所述电磁铁的电阻的0.1倍以上10倍以下，所述电感相当值与所述电阻相当值的比(电感相当值)/(电阻相当值)设定为所述电感与所述电阻的比(电感)/(电阻)的0.1倍以上10倍以下。

本发明的优选形态的真空泵包括：磁轴承，具有对泵转子进行磁悬浮支撑的电磁铁；励磁放大器，对所述电磁铁供给励磁电流；马达，旋转驱动所述泵转子；以及根据上述形态中所述的磁悬浮控制装置，对所述励磁放大器进行PWM控制。

[发明的效果]

根据本发明，能够实现兼顾应对扰动优异的动作与降低尖峰噪声混入的影响。

附图说明

图1是表示包括位移传感器方式的磁轴承装置的磁轴承式涡轮分子泵的概略构成的图。

图2是表示控制器的概略构成的框图。

图3是表示控制轴1个轴的磁轴承电磁铁的示意图。

图4是表示励磁放大器的一例的图。

图5是关于本发明的磁轴承控制的功能框图。

图6是关于现有的磁轴承控制的功能框图。

图7是说明噪声产生与电流检测时序的图。

图8是关于现有的情况下的励磁电流控制的传递函数框图。

图9是表示第1实施方式的传递函数框图的图，且表示第1状态。

图10是表示第1实施方式的传递函数框图的图，且表示第2状态。

图11是表示变形例的图。

图12是传递函数(L*S+R*)的伯德图。

图13是式(1)所示的传递函数的伯德图。

图14是式(2)所示的传递函数的伯德图。

图15是式(3)所示的传递函数的伯德图。

图16是表示第2实施方式的传递函数框图的图，且表示第1状态。

图17是表示第2实施方式的传递函数框图的图，且表示第2状态。

图18是在第2实施方式中将PI控制的部分分解成I控制+(L*S+R*)的形式时的传递函数框图。

[符号的说明]

1：泵本体

3：转子

4A、4B、4C：磁轴承

5：转子轴

42：马达

43：励磁放大器

44：控制部

45：磁轴承电磁铁

416：悬浮控制器

417m、417p：电流控制器

420：切换控制器

424：传递函数部

500：装置控制器

I1、I2：电流相当信号

V、V1、V2：电压相当信号

SW1～SW3：切换开关

具体实施方式

第1实施方式

以下，参照图式对用以实施本发明的第1实施方式进行说明。图1是表示包括位移传感器方式的磁轴承装置的磁轴承式涡轮分子泵的概略构成的图。涡轮分子泵由泵本体1及驱动控制泵本体1的控制器构成。再者，图1中，省略了控制器的图示。

设于转子3上的转子轴5由径向上的磁轴承4A、磁轴承4B及轴向上的磁轴承4C非接触支持。磁轴承4C以在轴向上隔着固定于转子轴5的下部的推力盘10的方式配置。转子轴5的悬浮位置的位移是利用径向上的位移传感器50x1、位移传感器50y1、位移传感器50x2、位移传感器50y2，以及轴向上的位移传感器51来检测。位移传感器50x1、位移传感器50y1、位移传感器50x2、位移传感器50y2、位移传感器51中使用有在传感器芯上卷绕有线圈的构成的电感式位移传感器。

利用磁轴承而旋转自如地磁悬浮着的转子3由马达42高速旋转驱动。马达42中使用有无刷直流(direct current，DC)马达等。再者，图1中示意性地记载为马达42，但更详细而言，符号42所表示的部分构成马达定子，在转子轴5侧设置有马达转子。

在由马达42旋旋驱动的转子轴5的下端，设置有传感器靶29。所述轴向上的位移传感器51配置于与传感器靶29的下表面相向的位置。当磁轴承不运行时，转子轴5由应急用的机械轴承26a、机械轴承26b支撑。

在转子3上形成有构成旋转侧排气功能部的多层旋转叶片3a与圆筒部3b。另一方面，在固定侧设置有作为固定侧排气功能部的固定叶片22与螺杆定子24。多层的固定叶片22相对于轴向而与旋转叶片3a交替地配置。螺杆定子24隔开规定的间隙设置于圆筒部3b的外周侧。

各固定叶片22经由间隔圈23而载置于基座20上。当将泵外壳21的固定凸缘21c利用螺栓而固定于基座20时，经层叠的间隔圈23被夹持在基座20与泵外壳21之间，从而固定叶片22得以定位。在基座20上设置有排气口25，且此排气口25上连接有回收泵。一边使转子3磁悬浮一边利用马达42进行高速旋转驱动，由此使吸气口21a侧的气体分子朝向排气口25侧进行排气。

图2是表示控制器的概略构成的框图。来自外部的交流(Alternating current，AC)输入通过设置于控制器的DC电源40而从交流转换成直流。DC电源40分别生成逆变器41用的电源、励磁放大器43用的电源、控制部44用的电源。

在对马达42供给电流的逆变器41中，包括多个开关元件。由控制部44控制所述开关元件的接通断开，由此来驱动马达42。

如上所述，对转子轴5进行磁悬浮支撑的磁轴承是在径向上有4轴，在轴向上具有1轴的5轴控制型磁轴承。针对每个轴设有一对磁轴承电磁铁，因此如图2所示那样，设有10个磁轴承电磁铁45。对磁轴承电磁铁45供给电流的励磁放大器43设于10个磁轴承电磁铁45的各个上。

对马达42的驱动及磁轴承的驱动进行控制的控制部44例如由现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)等数字运算器及其周边电路构成。关于马达控制，用以对设于逆变器41的多个开关元件进行接通断开控制的PWM控制信号441从控制部44输入至逆变器41。另外，从逆变器41对控制部44输入与马达42有关的相电压及与相电流有关的信号442。

关于磁轴承控制，从控制部44对各励磁放大器43输入用以对励磁放大器43中包含的开关元件进行接通断开控制的PWM闸极驱动信号443。另外，从各励磁放大器43对控制部44输入与各磁轴承电磁铁45的电流值相关的电流检测信号444。

各位移传感器50x1、位移传感器50y1、位移传感器50x2、位移传感器50y2、位移传感器51中，分别设置有传感器电路33。从控制部44对各传感器电路33输入传感器载波信号(载波信号)305。从各传感器电路33对控制部44输入利用转子轴的位移而调制的传感器信号306。

图3是表示控制轴1个轴的磁轴承电磁铁45的示意图。两个磁轴承电磁铁45m、磁轴承电磁铁45p以夹着转子轴5的方式相向配置。J是使转子轴5磁悬浮时的悬浮目标位置。如上所述，针对各磁轴承电磁铁45m、磁轴承电磁铁45p而分别设有励磁放大器43(43m、43p)。

如图3所示，当转子轴5以位移d接近磁轴承电磁铁45p，磁轴承电磁铁45m、磁轴承电磁铁45p与转子轴5的间隙产生变化时，此间隙变化由一对位移传感器50x1m、位移传感器50x1p检测。而且，根据检测出的位移，使磁轴承电磁铁45p的励磁电流减少，并且使相反侧的磁轴承电磁铁45m的励磁电流增加。其结果，转子轴5被拉向磁轴承电磁铁45m的方向，以使实际的悬浮位置相对于悬浮目标位置J的偏差变小。

图4是表示对应于各磁轴承电磁铁45而设置的励磁放大器43的一例的图。励磁放大器43一般是基于PWM控制而被驱动。本实施方式中，在PWM控制电路中以最一般的2象限类型的励磁放大器43为例进行说明。如图4所示，2象限类型的励磁放大器43包括两个开关元件SW10、开关元件SW11，通过对所述开关元件SW10、开关元件SW11同时进行接通断开而进行2象限驱动。此处，所谓2象限是利用开关元件SW10、开关元件SW11的接通断开，与在电磁铁线圈中流动的励磁电流一直保持在一个方向的情况相对，表现来自DC电源的电流方向的正负反转的动作。

如图4所示，励磁放大器43是将两个开关元件与二极管串联连接而成者相对于DC电源而并联连接而成。磁轴承电磁铁45连接于开关元件SW10及二极管D10的中间与开关元件SW11及二极管D11的中间之间。

从控制部44对开关元件SW10、开关元件SW11输入PWM闸极驱动信号443。当将开关元件SW10、开关元件SW11同时接通时，电流如实线箭头所示那样流动，当同时断开时，电流如虚线箭头所示那样流动。接通时的电流值由电流传感器101A测量，断开时的电流值由电流传感器101B测量。电流传感器101A、电流传感器101B中例如使用分流电阻，并将分流电阻的电压用作电流检测信号。电流检测信号444被输入至控制部44。此时，具有直接输入两个电流检测信号的情况(图示)、或将两个电流检测信号利用平均化电路进行平均处理而成为一个信号后输入的情况(未图示)，无论哪种均可。

图5是关于本发明的磁轴承控制的功能框图。再者，图5中，表示了控制轴5个轴内的一个轴(例如，图3所示的一个轴)。如图3所示那样，对控制轴1个轴设有一对磁轴承电磁铁45p、磁轴承电磁铁45m，针对各磁轴承电磁铁45p、磁轴承电磁铁45m而分别设有励磁放大器43(43p、43m)。虽未图示，但图5的励磁放大器43p、励磁放大器43m中分别设有检测电磁铁电流的电流传感器(图4中所示的电流传感器101A、电流传感器101B)，从励磁放大器43p输出电流检测信号Ip，且从励磁放大器43m输出电流检测信号Im。再者，图5中，为了简化说明，以所述经1个信号化的电流信号(图4未图示的情况)的构成的形式进行了例示。

在传感器载波生成电路411所生成的传感器载波信号(数字信号)从数字信号转换成模拟信号后，通过相位调整用的滤波器电路(DAC+滤波器(相位用))而被施加至一对位移传感器50x1m、位移传感器50x1p。在位移传感器50x1m、位移传感器50x1p中经调制的传感器信号利用差动放大器501而获取差分，所述差分信号在经带通滤波器502(BPF)滤波处理后利用AD转换器413(ADC)进行AD采样。

在解调运算部414中基于采样数据来进行解调运算。增益·偏置调整部415中，对经解调的信号进行增益调整及偏置调整。一般来说，转子轴5的悬浮目标位置J(参照图3)被设定在位移传感器50x1m、位移传感器50x1p的中间位置。此种情况下，从增益·偏置调整部415输出的位移信号表示转子悬浮位置相对于悬浮目标位置J的偏差(以下，称为偏差Δ1)。

在悬浮控制器416中，基于从增益·偏置调整部415输出的位移信号(偏差Δ1)而进行比例控制、积分控制及微分控制、相位校正，以及其他控制补偿，从而生成悬浮控制电流设定。而且，在P侧的控制中，使对将所生成的悬浮控制电流设定设为反向而成者加上偏置电流设定量而成者用作电流设定信号iset，在M侧的控制中，将对所生成的悬浮控制电流设定加上偏置电流设定量而成者用作电流设定信号iset。此处，电流设定信号iset在P侧、M侧如上所述那样成为互不相同的值，但在下文中为了简化说明在P侧、M侧不加以区分都用iset表示。

本实施方式中，电流设定信号iset被分支为两个，一个被直接输入至电流控制器417p、电流控制器417m。经分支的电流设定信号iset的另一个减去由AD转换器400p(ADC)、AD转换器400m(ADC)所接受的电流检测信号Ip、电流检测信号Im，并将其减法结果(以下，称为偏差Δ2)输入至电流控制器417p、电流控制器417m。电流控制器417p、电流控制器417m基于所输入的电流设定信号iset与偏差Δ2，生成用以对励磁放大器43p、励磁放大器43m进行PWM控制的电压相当信号。PWM运算部412p(PWM)、PWM运算部412m(PWM)基于来自电流控制器417p、电流控制器417m的电压相当信号而生成PWM控制指令。

闸极信号生成部401p基于由PWM运算部412p所生成的PWM控制信号，对P侧的励磁放大器43p输出PWM闸极驱动信号443p。同样地，闸极信号生成部401m基于由PWM运算部412m所生成的PWM控制信号，对M侧的励磁放大器43m输出PWM闸极驱动信号443m。而且，基于PWM闸极驱动信号443p、PWM闸极驱动信号443m来对各励磁放大器43p、励磁放大器43m的开关元件SW10、开关元件SW11(参照图4)进行接通断开控制。

此处，使用图6、图7及图8对所述现有的磁轴承控制装置的课题进行说明。图6是表示关于现有的磁轴承控制的功能框图的图。电流设定信号iset减去由AD转换器400p、AD转换器400m所接收的电流检测信号Ip、电流检测信号Im，并将减去后的偏差Δ2输入至电流控制器417p、电流控制器417m。再者，其他的构成与图5所示的功能框图相同。

图7是说明伴随励磁放大器43p、励磁放大器43m的开关元件SW10、开关元件SW11的接通断开而产生的噪声的图。利用开关元件SW10、开关元件SW11的接通断开，对磁轴承电磁铁45施加如图7中的(b)所示那样的矩形电压。当开关元件SW10、开关元件SW11接通时施加H电压(输入DC电压)，当开关元件SW10、开关元件SW11断开时施加L电压(0V)。再者，Toff表示断开占空比区间，Ton表示接通占空比区间。Tpwm表示PWM载波的一个周期。

通常，关于重复电压，是利用金属氧化物半导体场效晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)等开关元件来进行高速地导通·断开动作，此时，在励磁电流中产生如图7中的(a)所示那样的尖峰状的噪声N，且此噪声重叠于励磁放大器43p、励磁放大器43m的电流传感器信号线中。因此，在专利文献1记载的发明中，在噪声的影响减小的时序T1、时序T2进行电流检测。

但是，当扰动力从外部作用至涡轮分子泵的悬浮体(转子)时，转子轴5从悬浮目标位置J移位，因此存在在地震等异常的状况下，转子轴5的位移变大至与接地轴承接触的程度的情况。在此种情况下，要求磁轴承具有使用以避免接地的瞬时的大的电磁铁力作用，而使转子轴5恢复至悬浮目标位置J的动作能力。因此，需要使利用PWM驱动而使电流增加的接通区间(成为H电压的区间)尽可能地扩展至满占空比。但是，如图7中的(b)的虚线所示那样当使接通区间扩展至接近满占空比附近时，即便在接通区间即将开始之前的时序T3进行电流检测也无法避免噪声N的影响。

图8是关于图6所示的现有情况下的励磁电流控制的传递函数框图。使用图8来说明现有的构成中的噪声重叠的影响。电流控制器(图6的电流控制器417p、电流控制器417m)包含PI控制，即比例(P)元素及积分(I)元素以极力降低与电流设定信号iset的稳态偏差。以前，利用反馈控制对励磁电流进行控制，并生成对电流设定信号iset乘以增益k所得的电流设定相乘信号iset·k与对电流检测信号Ip乘以规定的增益k所得的电流检测相乘信号Ip·k的差分即偏差Δ2。对此偏差Δ2乘以增益G，并使信号Δ2·G通过PI传递函数，由此生成电压相当信号V1。

电流控制器整体的增益(G)设定得比反馈线的增益(k)大(G>>k)。通常，G是k的1000倍以上，并视情况设定得大至10万倍左右。由此，可看作励磁放大器的闭环增益成为反馈增益的倒数值(1/k)的，具有固定增益的线性放大器。关于电磁铁的传递函数1/(LS+R)的应答迟缓，因此如上所述通过增大增益G来改善应答性。再者，以输入的电流设定信号iset相当于大致直接输出的方式在输入部中设置有抵消1/k的k增益块。再者，在k＝1的情况下，k增益块可不明示。

在图8的现有构成中，当噪声重叠于反馈线的电流检测信号线时，重叠的噪声与增益G成比例地增大。对磁轴承的励磁放大器要求相对于电流设定信号iset的急剧的变化具有高速应答性，并要求稳态偏差特性。为了获得所述特性，增益G如上所述那样被设定为大的值。因此，因大的增益G而噪声大幅增大。经增大的噪声重叠于偏差信号，并通过PI传递函数而作为电压信号(PWM电压)被施加至电磁铁。其结果，因噪声的影响而由励磁电流导致的吸引力变动，从而转子轴5振动，并因转子轴5振动的反作用而泵本体产生振动。

本实施方式中，为了降低如上所述那样的噪声的影响，设为如下构成：如图5所示将电流设定信号iset分支为两个，将由经分支的一个电流设定信号iset与电流检测信号Ip、电流检测信号Im所生成的偏差Δ2输入至电流控制器417p、电流控制器417m，并且将经分支的另一个电流设定信号iset输入至电流控制器417p、电流控制器417m。

图9、图10是表示本实施方式(图5的构成的情况)的传递函数框图的图。在图9、图10所示的传递函数框图中，除了针对经分支的一个电流设定信号iset而设的反馈线以外，还设有使用经分支的另一个电流设定信号iset的前馈线，进而设有切换开关SW1、切换开关SW2。切换开关SW2包括两个开关，且连动地切换为图示上侧或图示下侧。图5所示的切换控制器420将切换开关SW1、切换开关SW2切换为图9所示的第1状态、及图10所示的第2状态。

在图9所示的第1状态中，切换开关SW1、切换开关SW2被切换至图示上侧，前馈线与求和点421的连接被断开，同时PI块与求和点421连接。其结果，从求和点421输出的电压相当信号V成为V＝V1，并基于此电压相当信号V＝V1而生成PWM电压。即，在图9所示的第1状态下，成为与图8的情况同样的反馈控制，且可获得与之前同样良好的稳态偏差特性。

另一方面，在图10所示的第2状态中，切换开关SW1、切换开关SW2被切换至图示下侧，前馈线与求和点421相连，同时PI块与求和点421的连接被断开，成为前馈控制。在第2状态下，对减法点422分别输入相同的电流检测相乘信号Ip·k，从而偏差Δ2被强制变为零。进而，与将SW2切换至图示下侧的处理相对应地，进行将PI块中的积分输出值重置为0值的处理(未图示)。因此，在前馈控制中将偏差Δ2维持为零，而能够防止在积分器中积分输出累积，也可消除积分输出值的残留，所以在从图10的第2状态(前馈控制)切换成图9的第1状态(反馈控制)时，能够防止悬浮位置偏移。

在第2状态的前馈控制中，对分支于前馈线侧的电流设定信号iset乘以规定的固定增益α。增益α被设为1附近的值。对电流设定信号iset乘以增益α所得的信号被输入至传递函数部424，并使其通过传递函数部424，由此生成第2电压相当信号V2。传递函数部424是至少包含可大致抵消包含电磁铁的电感L及电阻R的传递函数I/(LS+R)的传递函数(L*S+R*)的传递函数部。从求和点421输出的电压相当信号V成为V＝V2，并基于电压相当信号V2生成PWM电压。

如此，在图10所示的第2状态下，反馈线被断开，而仅成为前馈控制，因此即便噪声重叠于反馈线的电流检测信号线，也能够防止噪声对励磁电流的影响。其结果，能够防止因噪声的影响而导致的振动产生，并能应对装置侧的低振动要求。另外，能够高速地应答电流设定信号iset的急剧的变化。

再者，在图9、图10所示的构成中，切换开关SW2中设有两个开关，不仅进行前馈线的连接·断开，也进行PI块与求和点421的连接·断开，但也可仅通过切换开关SW1的切换来进行反馈控制的连接·断开，因此可省略PI块与求和点421之间的开关，而成为PI块与求和点421的连接状态。但是，此种情况下，与如图10的第2状态那样将切换开关SW1切换为图式下侧相对应地，进行将PI块的积分输出重置为0值的处理。由此，偏差Δ2被维持在零，因此不存在积分输出的累积，进而积分输出值的残存也成为零，因此反馈功能不发挥作用。

切换开关SW1、切换开关SW2利用来自图5的切换控制器420的切换信号S而被控制。切换控制器420根据涡轮分子泵的运转状况来输出切换信号S。例如，在如电子显微镜那样要求低振动的装置中，切换控制器420按照来自装置控制器的指令在低振动要求期间(例如，利用电子显微镜进行观察的期间)，对电流控制器417p、电流控制器417m输出将切换开关SW1、切换开关SW2切换成第2状态的切换信号S。另一方面，在不要求低振动的转子加减速时或施加有大的扰动力的状况下，对电流控制器417p、电流控制器417m输出将切换开关SW1、切换开关SW2切换成第1状态的切换信号S。

例如，切换控制器420根据马达驱动控制信号来判定是否为马达加减速运转状态，且基于从增益·偏置调整部415输出的偏差Δ1来判定是否为大扰动产生状况。能够通过偏差Δ1是否超过预先设定的阈值，来判定是否为大扰动产生状况。通常在图10的第2状态下进行控制，但当判定为转子加减速运转状态或大扰动产生状况时，切换为图9的第1状态。

另外，也可根据来自上级控制器即装置控制器500(参照图5)的指令来进行切换开关SW1、切换开关SW2的切换。例如，从装置控制器500对切换控制器420输入报知利用电子显微镜进行观察的信号，当切换控制器420未被输入报知信号的情况下，切换成第1状态，当切换控制器420被输入报知信号的情况下，切换成第2状态。

进而，另外，也可设为：当转子加减速时或大扰动时，切换成第1状态，并且从切换控制器420朝装置控制器500输出不可观测信号，若涡轮分子泵成为稳态旋转状态则切换成第2状态，并且从切换控制器420输出可观测信号。装置控制器500在输入有可观测信号的情况下，例如，将可利用电子显微镜进行观测的信号报知给电子显微镜的操作者。

(传递函数部424的说明)

通常，涡轮分子泵多以旋转轴朝向重力方向的方式以正立姿势进行设置，但也存在朝向直角方向(水平姿势)、或其他任意的方向进行设置的情况。在此种情况下，为了将转子轴5悬浮维持于规定的悬浮目标位置J，需使偏置电流以上的直流电流在产生与重力方向相反方向的力的电磁铁中流动。

电磁铁的线圈被卷绕在将硅钢板层叠而成的芯等强磁性的芯材上，因此根据芯材的BH曲线来决定电感。一般来说，在电流大的情况下或温度高的情况下，存在电感L变小，电阻R变大的倾向。因此，至少包含传递函数(L*S+R*)的传递函数部424在原理上来说，可根据励磁电流、周围温度来适宜变更参数值，从而抵消传递函数1/(LS+R)的效果。但是，考虑到冗余度，只要L*是L的0.1倍～10倍左右，R*是R的0.1倍～10倍左右，且(L*/R*)是(L/R)的0.1倍以上10倍以下，则发挥同样的效果。

(变形例)

图11是表示所述实施方式的变形例的图，且是表示对应于图9的框图的第1状态的图。再者，关于第2状态的框图省略了图示。图11中，设为将图9的PI控制的部分分解成I控制+(L*S+R*)的形式的结构。在I控制块与传递函数部424之间介隔切换开关SW2而设置有求和点423，从α增益块输出的电流相当信号I2与从I控制块输出的电流相当信号I1经由切换开关SW2而输入至求和点423。而且，使从求和点423输出的电流相当信号通过包含(L*S+R*)的传递函数部424，由此生成电压相当信号V。即便是如此构成，也能发挥与图9、图10所示的构成的情况同样的作用效果。

且说，在图9～图11中，包含(L*S+R*)的传递函数部424必须适当，例如，可将微分器+比例器的构成设为下式(1)～(3)那样的模拟微分器+比例器的构成。图12表示(L*S+R*)的伯德图(Bode diagram)。与此相对，图13是式(1)的情况下的伯德图，图14是式(2)的情况下的伯德图，图15是式(3)的情况下的伯德图。

(1)ωn2(L*S+R*)/(S2+2ξωnS+ωn2)其中，1/ωn<<L*/R*

(2)(L*S+R*)/(TnS+1)其中，Tn<<L*/R*

(3)L*S/(TnS+1)+R*其中，Tn<<L*/R*

本实施方式中，在图10所示的第2状态下，反馈控制被完全断开，因此存在应答性能的冗余度下降的情况。另外，电磁铁参数值R、电磁铁参数值L也有误差或使用状况下的变动，因此存在经励磁的电流值实际上相对于电流设定信号iset而偏离的情况。但是，因为将电流设定信号iset决定为用以使转子位置处于规定位置的悬浮控制的反馈控制系统的输出，因此只要为通常悬浮状态，即便直流值(主要为直流电流)有些许偏离，在悬浮运转上也不存在问题。即，只要在不存在被施加地震等来自外部的冲击力的情况，且为非加减速运转状态的固定速度的稳态运转，则在悬浮运转上不存在问题。

第2实施方式

图16、图17是说明本发明的第2实施方式的图。在第2实施方式中，将所述图9所示的P侧的框图替换为图16所示的框图，将图10所示的P侧的框图替换为图17所示的框图。图16、图17所示的框图在设置切换开关SW3来取代切换开关SW2，且将电流控制器整体的增益设为G1的方面与图9、图10所示的框图不同。

在第2实施方式中，将前馈线一直设为连接状态，通过切换切换开关SW1、切换开关SW3来切换为图16所示的反馈线也连接的第1状态、与图17所示的反馈线被断开而仅成为前馈控制的第2状态。顺便一说，在将图17所示的切换开关SW1、切换开关SW3切换为第2状态时，与将同10的切换开关SW1、切换开关SW2切换为第2状态时同样地，积分输出值被重置为0值。以下，将同时进行反馈控制与前馈控制的第1状态下的控制称为混合控制。

在第1实施方式中的第1状态(图9或图11所示的状态)下，进行反馈控制，因此与图8所示的之前的情况同样地容易受到噪声的影响。因此，在第2实施方式中，为了降低第1状态下的噪声的影响，取代反馈控制而在第1状态下进行如图16所示的混合控制。增益G1被设定为图8所示的之前的增益G的1/10以下。即，设定为增益k的10倍以上、1000倍以下的值。如此，通过将增益G1设得比G小，能够降低混合控制中的噪声重叠的影响。

即便在第2实施方式中，也在对涡轮分子泵特别要求低振动的状况下，设为图17所示的第2状态(前馈控制)，在除此以外的状况下，设为图16所示的第1状态(混合控制)。

在图16所示的第1状态下，切换开关SW1、切换开关SW3均被切换为图示上侧，利用包括反馈控制与前馈控制的混合控制对励磁电流进行控制。在混合控制中，如所述那样将增益G1设定为之前的增益G的1/10以下，因此能够降低反馈控制下的噪声影响，从而可设为低振动。进而，通过设置前馈线，并如电压相当信号V2那样，对作为PI输出的电压相当信号V1直接加上经分支的电流设定信号iset，可实现高速应答性。因此，即便为了降低噪声影响而使增益G1的值小于之前的增益G，也能够确保必要的高速性。另一方面，因具有与之前同样的反馈线，故也可兼具降低稳态偏差的功能。

另一方面，在图17所示的第2状态下，切换开关SW1、切换开关SW3均被切换为图示下侧，反馈线被断开而仅利用前馈控制对励磁电流进行控制。因此，与第1实施方式中的第2状态(前馈控制)的情况同样地，能够防止因噪声的影响而导致的振动产生，且能够应对装置侧的低振动要求，并且能够高速地应答电流设定信号iset的急剧的变化。

在第2实施方式的情况下，α以1附近为基准，但只要将增益G1的值设定得比之前的G极端地低(例如，1/10左右)、即便是0.5左右也能够发挥效果。

另外，即便在第2实施方式下，也可与所述第1实施方式的变形例(参照图11)的情况同样地，设为如图18所示那样将PI控制的部分分解成I控制+(L*S+R*)的形式，在求和点423的后段设置包含(L*S+R*)的传递函数部424的构成。即便设为此种构成，也能够发挥与图16、图17所示的构成的情况同样的作用效果。

(C1)在所述第1及第2实施方式下，作为磁悬浮控制装置的控制部44包括生成根据电流检测信号Ip、电流检测信号Im相对于电流设定信号iset的偏差Δ2的第1励磁电流控制信号(例如，电压相当信号V1)及基于电流设定信号iset的第2励磁电流控制信号(例如，电压相当信号V2)的控制信号生成部即电流控制部417p、电流控制部417m，在第1实施方式的情况下，包括如图9、图10所示那样具有选择第1励磁电流控制信号及第2励磁电流控制信号的任一者的切换开关SW2的选择部(切换开关SW2及图5的切换控制器420所对应的)，在第2实施方式的情况下，包括如图16及图17所示那样具有选择将第1励磁电流控制信号与第2励磁电流控制信号相加而得的第3励磁电流控制信号及第2励磁电流控制信号的任一者的切换开关SW3的选择部(切换开关SW3及图5的切换控制器420所对应的)。而且，控制部44基于由选择部所选择的励磁电流控制信号对励磁放大器43进行PWM控制。

其结果，在选择了第1励磁电流控制信号或第3励磁电流控制信号的情况下，能够进行应对扰动优异的动作，在选择了第2励磁电流控制信号的情况下，能够进行降低尖峰噪声混入的影响的低振动的动作。

(C2)在为如图9、图10所示那样具有作为选择第1励磁电流控制信号及第2励磁电流控制信号的任一者的第1切换部的切换开关SW2的构成，且第1励磁电流控制信号及第2励磁电流控制信号为第1电压相当信号V1及第2电压相当信号V2的情况下，使对电流偏差信号即偏差Δ2乘以比第1增益值k大的第2增益值G所得的信号通过包含积分器与比例增益器的电流控制器而生成第1电压相当信号V1，且使对电流设定信号iset乘以第3增益值α所得的信号通过包含第2传递函数(L*S+R*)的传递函数部424，而生成第2电压相当信号V2，所述第2传递函数(L*S+R*)可抵消包含电磁铁的电气常数的第1传递函数1/(LS+R)。

(C3)在为如图11所示那样具有作为第1切换部的切换开关SW2的构成，且第1励磁电流控制信号及第2励磁电流控制信号是第1电流相当信号I1、及第2电流相当信号I2的情况下，使对电流偏差信号即偏差Δ2乘以比第1增益值k大的第2增益值G所得的信号通过积分器而生成第1电流相当信号I1，且对电流设定信号iset乘以第3增益值α而生成第2电流相当信号I2。使由切换开关SW2选择的电流相当信号I1、电流相当信号I2通过包含第2传递函数(L*S+R*)的传递函数部424，而生成电压相当信号V，并基于所生成的电压相当信号V而对励磁放大器43进行PWM控制，所述第2传递函数(L*S+R*)可抵消包含电磁铁的电气常数的第1传递函数1/(LS+R)。

(C4)在为如图16、图17所示那样具有第2切换部(切换开关SW3与求和点421相当)的构成，且第1励磁电流控制信号及第2励磁电流控制信号是第1电压相当信号V1、及第2电压相当信号V2的情况下，使对电流偏差信号即偏差Δ2乘以具有第1增益值k的10倍以上1000倍以下的大小的第2增益值G1所得的信号通过包含积分器与比例增益器的电流控制器而生成第1电压相当信号V1，使对电流设定信号iset乘以第3增益值α所得的信号通过包含第2传递函数(L*S+R*)的传递函数部424，而生成第2电压相当信号V2，所述第2传递函数(L*S+R*)可抵消包含电磁铁的电气常数的第1传递函数1/(LS+R)。

(C5)另外，在为如图18所示那样具有第2切换部(切换开关SW3与求和点421相当)的构成，且第1励磁电流控制信号及第2励磁电流控制信号是第1电流相当信号I1、及第2电流相当信号I2的情况下，使对电流偏差信号即偏差Δ2乘以具有第1增益值k的10倍以上1000倍以下的大小的第2增益值G1所得的信号通过积分器而生成第1电流相当信号I1，对电流设定信号iset乘以第3增益值α而生成第2电流相当信号I2。使由第2切换部选择的电流相当信号I1、电流相当信号I2通过包含第2传递函数(L*S+R*)的传递函数部424而生成第2电压相当信号V，所述第2传递函数(L*S+R*)可抵消包含电磁铁的电气常数的第1传递函数1/(LS+R)。

如此，通过使图16～图18中的增益G1比图9等中所示的增益G小，可降低噪声重叠的影响，因而可提供一种降低转子的振动、低振动的磁轴承装置或磁轴承式涡轮分子泵等。

(C6)进而，优选第2传递函数(L*S+R*)中包含基于电磁铁的电气定数而设定的电感相当值及电阻相当值，电感相当值被设定为电磁铁的电感的0.1倍以上10倍以下，电阻相当值被设定为电磁铁的电阻的0.1倍以上10倍以下，电感相当值与电阻相当值的比(电感相当值)/(电阻相当值)设定为电感与电阻的比(电感)/(电阻)的0.1倍以上10倍以下。至少包含传递函数(L*S+R*)的传递函数部424在原理上可根据励磁电流、周围温度适宜变更参数值而抵消传递函数1/(LS+R)的效果，但可如上所述那样通过设定电感相当值及电阻相当值，来获得同样的抵消效果。

再者，在所述实施方式中，以利用位移传感器来检测转子轴5的位移的构成的磁轴承装置为例进行了说明，但也同样适用于不使用位移传感器的自传感方式的磁轴承装置。在自传感方式的情况下，电磁铁电流中除了包含悬浮控制电流及偏置电流之外还包含位移检测用的传感器载波成分的电流。传感器载波成分利用转子位移而调制振幅，因此可通过对此进行检波，来获得位移信息。而且，在自传感方式的情况下，基于所述位移信息来生成电流设定信号iset。因此，在适用于自传感方式的磁轴承装置的情况下，也可发挥与使用所述位移传感器的方式的情况同样的作用效果。

再者，在所述实施方式中，以作为真空泵的磁轴承式涡轮分子泵为例进行了说明，但本发明并不限于真空泵，也适用于激光装置用鼓风机等磁轴承式旋转机械或除振台等磁悬浮式机械。

在所述中，对各种实施方式及变形例进行了说明，但本发明并不限定于所述内容。在本发明的技术思想的范围内考虑到的其他形态也包含在本发明的范围内。

Claims (7)

1.一种磁悬浮控制装置，其检测从励磁放大器朝使被支撑体磁悬浮的电磁铁供给的励磁电流，并根据基于被支撑体悬浮位置相对于悬浮目标位置的悬浮位置偏差信息的电流设定信号与励磁电流检测信号，来对所述励磁放大器进行脉冲宽度调制控制，所述磁悬浮控制装置的特征在于包括：

控制信号生成部，生成基于所述励磁电流检测信号相对于所述电流设定信号的电流偏差信息的第1励磁电流控制信号，以及基于所述电流设定信号的第2励磁电流控制信号；以及

选择部，包括：第1切换部，选择所述第1励磁电流控制信号及所述第2励磁电流控制信号的任一者；或第2切换部，选择将所述第1励磁电流控制信号与所述第2励磁电流控制信号相加所得的第3励磁电流控制信号及所述第2励磁电流控制信号的任一者，且

基于由所述选择部所选择的励磁电流控制信号，来对所述励磁放大器进行脉冲宽度调制控制。

2.根据权利要求1所述的磁悬浮控制装置，其特征在于，

所述电流偏差信息是对所述电流设定信号乘以第1增益值而得的电流设定相乘信号与对所述励磁电流检测信号乘以所述第1增益值而得的电流检测相乘信号的差即电流偏差信号，

所述控制信号生成部中，使对所述电流偏差信号乘以比所述第1增益值大的第2增益值所得的信号通过包含积分器与比例增益器的电流控制器，生成作为所述第1励磁电流控制信号的第1电压相当信号，且使对所述电流设定信号乘以第3增益值所得的信号通过包含第2传递函数的传递函数部，生成作为所述第2励磁电流控制信号的第2电压相当信号，所述第2传递函数能够抵消包含所述电磁铁的电气常数的第1传递函数，

所述选择部包括所述第1切换部，

基于由所述第1切换部所选择的励磁电流控制信号，来对所述励磁放大器进行脉冲宽度调制控制。

3.根据权利要求1所述的磁悬浮控制装置，其特征在于，

所述电流偏差信息是对所述电流设定信号乘以第1增益值而得的电流设定相乘信号与对所述励磁电流检测信号乘以所述第1增益值而得的电流检测相乘信号的差即电流偏差信号，

所述控制信号生成部中，使对所述电流偏差信号乘以比所述第1增益值大的第2增益值所得的信号通过积分器，生成作为所述第1励磁电流控制信号的第1电流相当信号，且对所述电流设定信号乘以第3增益值，生成作为所述第2励磁电流控制信号的第2电流相当信号，

所述选择部包括所述第1切换部，

使由所述第1切换部所选择的励磁电流控制信号通过包含第2传递函数的传递函数部，生成电压相当信号，并基于所生成的所述电压相当信号而对所述励磁放大器进行脉冲宽度调制控制，所述第2传递函数能够抵消包含所述电磁铁的电气常数的第1传递函数。

4.根据权利要求1所述的磁悬浮控制装置，其特征在于，

所述电流偏差信息是对所述电流设定信号乘以第1增益值而得的电流设定相乘信号与对所述励磁电流检测信号乘以所述第1增益值而得的电流检测相乘信号的差即电流偏差信号，

所述控制信号生成部中，使对所述电流偏差信号乘以具有所述第1增益值的10倍以上1000倍以下的大小的第2增益值所得的信号通过包含积分器与比例增益器的电流控制器，生成作为所述第1励磁电流控制信号的第1电压相当信号，且使对所述电流设定信号乘以第3增益值所得的信号通过包含第2传递函数的传递函数部，生成作为所述第2励磁电流控制信号的第2电压相当信号，所述第2传递函数能够抵消包含所述电磁铁的电气常数的第1传递函数，

所述选择部包括所述第2切换部，

基于由所述第2切换部所选择的励磁电流控制信号，来对所述励磁放大器进行脉冲宽度调制控制。

5.根据权利要求1所述的磁悬浮控制装置，其特征在于，

所述电流偏差信息是对所述电流设定信号乘以第1增益值而得的电流设定相乘信号与对所述励磁电流检测信号乘以所述第1增益值而得的电流检测相乘信号的差即电流偏差信号，

所述控制信号生成部中，使对所述电流偏差信号乘以具有所述第1增益值的10倍以上1000倍以下的大小的第2增益值所得的信号通过积分器，生成作为所述第1励磁电流控制信号的第1电流相当信号，且对所述电流设定信号乘以第3增益值，生成作为所述第2励磁电流控制信号的第2电流相当信号，

所述选择部包括所述第2切换部，

使由所述第2切换部所选择的励磁电流控制信号通过包含第2传递函数的传递函数部，生成电压相当信号，并基于所生成的所述电压相当信号而对所述励磁放大器进行脉冲宽度调制控制，所述第2传递函数能够抵消包含所述电磁铁的电气常数的第1传递函数。

6.根据权利要求2至5中任一项所述的磁悬浮控制装置，其特征在于，

所述第2传递函数中包含基于所述电磁铁的电气常数而设定的电感相当值及电阻相当值，且

所述电感相当值设定为所述电磁铁的电感的0.1倍以上10倍以下，

所述电阻相当值设定为所述电磁铁的电阻的0.1倍以上10倍以下，

所述电感相当值与所述电阻相当值的比设定为所述电感与所述电阻的比的0.1倍以上10倍以下。

7.一种真空泵，其特征在于包括：

磁轴承，具有对泵转子进行磁悬浮支撑的电磁铁；

励磁放大器，对所述电磁铁供给励磁电流；

马达，旋转驱动所述泵转子；以及

根据权利要求1至6中任一项所述的磁悬浮控制装置，对所述励磁放大器进行脉冲宽度调制控制。

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