JP6695541B2 - 磁気軸受制御装置および真空ポンプ - Google Patents

Description

本発明は、磁気軸受制御装置および真空ポンプに関する。

磁気軸受式ターボ分子ポンプのように回転体を磁気軸受で非接触支持する装置においては、ロータを所定の目標位置に浮上させるために、ロータの浮上位置と目標位置との偏差（変位）に基づいて電磁石の磁気吸引力を（すなわち、電磁石電流を）リアルタイムで制御している。ロータの変位の検出に関しては、専用の変位センサにて検出する方式のものと、変位センサを使用しないセルフセンシング方式とがある。セルフセンシング方式では、電磁石に従来のアクチュエータ機能（磁気浮上吸引力の発生）だけでなく、センシング機能も兼用させている。

いずれの方式においてもセンシング機能はインダクタンス方式であって、センサコイルまたは電磁石コイルに高周波搬送波（センサキャリア）を印加し、浮上ギャップによるインダクタンス変化でセンサキャリアを振幅変調し、それを復調することによって浮上ギャップ信号（変位信号）を得ている。復調処理においては、デジタル技術を適用して、ＡＤコンバータで変調波信号を同期サンプリングして取り込む方式、すなわち、遅延発生の起因となる平滑処理を不要とするダイレクト方式が知られている。

一方、磁気吸引力を発生するアクチュエータ機能は、電磁石コイルにＰＷＭアンプからのスイッチング電圧を印加することにより、励磁電流を供給する構成とされている。特に、セルフセンシング方式の場合には、電磁石はアクチュエータ機能だけでなくセンシング機能も有しており、電磁石電流を検出することにより回転体の浮上位置情報（変位情報）を取得するようにしている。ＰＷＭアンプは電圧駆動であり、励磁電流値を制御するためには、電磁石を流れている電流を検出してその値をフィードバックする制御が必要である。

ところで、ＰＷＭアンプの場合、スイッチングタイミングでサージ電圧等に起因するスパイク状のノイズが電磁石電流に発生するので、検出された電流信号にはノイズが重畳するという問題がある。また、このスパイク状のノイズは、グランドライン電流を介して他軸の電流信号検出あるいは変位信号検出にも重畳する。

このようなスパイク状のノイズが変位信号や電流信号に重畳する場合には、フィルタを適用してノイズ低減処理が施される。しかし、ノイズ低減効果と信号の時間遅延による制御安定性の劣化がトレードオフするため、簡単にフィルタリング処理を施すことはできない。ノイズ低減処理が不十分で浮上制御信号にノイズが重畳していると、それが電磁石で振動力に変換され振動発生の大きな原因となる。

そのため、特許文献１に記載の発明では、励磁アンプのＰＷＭ制御のデューティの可変範囲に制限を設けるという対策を施している。すなわち、スイッチング後に発生する過渡的なスパイクノイズが低減するまでの時間を確保するために、デューティに制限を設けた。これにより、ＰＷＭキャリア信号のオンデューティ区間（またはオフデューティ区間）の長さが、電磁石電流に生じるスパイクノイズ減衰特性に基づく所定時間幅よりも常に長くなるようにＰＷＭ制御を行い、オンデューティ区間（またはオフデューティ区間）の開始タイミングから所定時間幅が経過した後のタイミングにて、電流検出信号をＡＤコンバータへ同期サンプリングにて取り込むようにしている。

特開２０１４−１３７１１６号公報

しかしながら、ターボ分子ポンプのロータに外部から外乱力が作用するとロータが浮上目標位置から変位するので、地震などの異常な状況においては、ロータ軸がタッチダウンベアリングへ接触する程度まで変位が大きくなる場合がある。そのような場合、タッチダウン回避のための瞬発的に大きな電磁石力を作用させて、浮上目標位置へロータを復帰させる動作能力が磁気軸受に要求される。そのため、ＰＷＭ駆動で電流を増加させるオン区間を可能な限りフルデューティまで広げる必要がある。しかし、オン区間をフルデューティ付近まで広げると、オン区間の立ち上がり直前のタイミングで電流検出を行った場合でもノイズの影響を避けることができない。このように、従来は、外乱対応性能とノイズ影響の低減とを両立させることが難しかった。

本発明の好ましい実施形態による磁気軸受制御装置は、励磁アンプからロータを磁気浮上させる磁気軸受へ供給される励磁電流をセンサにより検出し、浮上目標位置に対するロータ浮上位置の偏差に基づく電流設定信号と前記センサの励磁電流検出信号とに基づいて、前記励磁アンプをＰＷＭ制御するための電圧相当信号を生成する磁気軸受制御装置において、前記電流設定信号と励磁電流検出信号との差である電流偏差信号および前記電流設定信号に基づいて、前記電圧相当信号を生成する。
さらに好ましい実施形態では、前記電圧相当信号は、前記電流偏差信号に一定の第１ゲイン値を乗算した信号を、時間積分値を出力する積分器と比例倍値を出力する比例ゲイン器とから成る電流制御器に通過させて生成される第１電圧相当信号と、前記電流設定信号を、前記磁気軸受の電磁石の電気定数から成る伝達関数を相殺するように設定された伝達関数部に通過させて生成される第２電圧相当信号と、を加算混合した信号である。
さらに好ましい実施形態では、前記電流偏差信号に一定の第１ゲイン値を乗算した信号を時間積分値を出力する積分器に通過させて生成される信号と、前記電流設定信号とを加算混合し、前記加算混合した信号を、前記磁気軸受の電磁石の電気定数から成る伝達関数を相殺するように設定された伝達関数部に通過させて前記電圧相当信号を生成する。
さらに好ましい実施形態では、前記電流設定信号に代えて、前記電流設定信号に０．５から１までの一定の第２ゲイン値を乗算したものを用いる。
さらに好ましい実施形態では、前記電流偏差信号は、前記電流設定信号に所定の第３ゲイン値を乗算した信号と前記励磁電流検出信号に前記第３ゲイン値を乗算した信号との差として算出され、前記第１ゲイン値は前記第３ゲイン値の１０倍以上１０００倍以下に設定される。
さらに好ましい実施形態では、前記伝達関数部の伝達関数には、前記電磁石の電気定数に基づいて設定されるインダクタンス相当値および抵抗相当値が含まれ、
前記インダクタンス相当値は、前記電磁石のインダクタンスの０．１倍以上１０倍以下に設定され、前記抵抗相当値は、前記電磁石の抵抗の０．１倍以上１０倍以下に設定され、前記インダクタンス相当値と前記抵抗相当値との比（インダクタンス相当値）／（抵抗相当値）は、前記インダクタンスと前記抵抗との比（インダクタンス）／（抵抗）の０．１倍以上１０倍以下に設定される。
本発明の好ましい実施形態による真空ポンプは、ポンプロータを磁気浮上支持する磁気軸受と、前記ポンプロータを回転駆動するモータと、前記磁気軸受を制御する前記磁気軸受制御装置と、を備える。

本発明によれば、外乱対応性能とノイズ影響の低減とを両立させることが可能となる。

図１は、変位センサ方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す図である。 図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。 図３は、制御軸１軸分の磁気軸受電磁石を示す模式図である。 図４は、励磁アンプの一例を示す図である。 図５は、磁気軸受制御に関する機能ブロック図である。 図６は、ノイズ発生と電流検出タイミングを説明する図である。 図７は、従来の構成におけるノイズ重畳の影響を説明する図である。 図８は、伝達関数ブロック図の一例を示す図である。 図９は、伝達関数ブロック図の他の例を示す図である。 図１０は、伝達関数(Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊)のボード線図である。 図１１は、式（１）に示す伝達関数のボード線図である。 図１２は、式（２）に示す伝達関数のボード線図である。 図１３は、式（３）に示す伝達関数のボード線図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図１は、変位センサ方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す図である。ターボ分子ポンプは、ポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動制御するコントロールユニットとにより構成されている。なお、図１では、コントロールユニットの図示を省略した。

ロータ３に設けられたロータ軸５は、ラジアル方向の磁気軸受４Ａ，４Ｂおよびアキシャル方向の磁気軸受４Ｃによって非接触支持される。磁気軸受４Ｃは、ロータ軸５の下部に固定されたスラストディスク１０を軸方向に挟むように配置されている。ロータ軸５の浮上位置の変位は、ラジアル方向の変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１，５０ｘ２，５０ｙ２，とアキシャル方向の変位センサ５１によって検出される。変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１，５０ｘ２，５０ｙ２，５１には、センサコアにコイルを巻き回した構成のインダクタンス式変位センサが用いられている。

磁気軸受によって回転自在に磁気浮上されたロータ３は、モータ４２により高速回転駆動される。モータ４２にはブラシレスＤＣモータ等が用いられる。なお、図１では、模式的にモータ４２と記載しているが、より詳細には、符号４２で示した部分はモータステータを構成し、ロータ軸５側にモータロータが設けられている。

モータ４２によって回転駆動されるロータ軸５の下端には、センサターゲット２９が設けられている。上述したアキシャル方向の変位センサ５１は、センサターゲット２９の下面と対向する位置に配置されている。磁気軸受が動作していないときには、ロータ軸５は非常用のメカニカルベアリング２６ａ，２６ｂによって支持される。

ロータ３には、回転側排気機能部を構成する複数段の回転翼３ａと円筒部３ｂとが形成されている。一方、固定側には、固定側排気機能部である固定翼２２とネジステータ２４とが設けられている。複数段の固定翼２２は、軸方向に対して回転翼３ａと交互に配置されている。ネジステータ２４は、円筒部３ｂの外周側に所定のギャップを隔てて設けられている。

各固定翼２２は、スペーサリング２３を介してベース２０上に載置される。ポンプケーシング２１の固定フランジ２１ｃをボルトによりベース２０に固定すると、積層されたスペーサリング２３がベース２０とポンプケーシング２１との間に挟持され、固定翼２２が位置決めされる。ベース２０には排気ポート２５が設けられ、この排気ポート２５にバックポンプが接続される。ロータ３を磁気浮上させつつモータ４２により高速回転駆動することにより、吸気口２１ａ側の気体分子は排気ポート２５側へと排気される。

図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＤＣ電源４０によって交流から直流に変換される。ＤＣ電源４０は、インバータ４１用の電源、励磁アンプ４３用の電源、制御部４４用の電源をそれぞれ生成する。

モータ４２に電流を供給するインバータ４１には、複数のスイッチング素子が備えられている。これらのスイッチング素子のオンオフを制御部４４によって制御することにより、モータ４２が駆動される。

上述したように、ロータ軸５を磁気浮上支持する磁気軸受は、ラジアル方向に４軸、アキシャル方向に１軸の５軸制御型磁気軸受である。各軸毎に一対の磁気軸受電磁石が設けられているので、図２に示すように１０個の磁気軸受電磁石４５が設けられている。磁気軸受電磁石４５に電流を供給する励磁アンプ４３は、１０個の磁気軸受電磁石４５のそれぞれに設けられている。

モータ４２の駆動および磁気軸受の駆動を制御する制御部４４は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のデジタル演算器とその周辺回路により構成される。モータ制御に関しては、インバータ４１に設けられている複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４１が、制御部４４からインバータ４１へ入力される。また、インバータ４１から制御部４４へは、モータ４２に関する相電圧および相電流に関する信号４４２が入力される。

磁気軸受制御に関しては、制御部４４から各励磁アンプ４３へ、励磁アンプ４３に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭゲート駆動信号４４３が入力される。また、各励磁アンプ４３から制御部４４へは、各磁気軸受電磁石４５の電流値に関する電流検出信号４４４が入力される。

各変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１，５０ｘ２，５０ｙ２，５１には、センサ回路３３がそれぞれ設けられている。制御部４４から各センサ回路３３には、センサキャリア信号（搬送波信号）３０５が入力される。各センサ回路３３から制御部４４には、ロータ軸の変位により変調されたセンサ信号３０６が入力される。

図３は、制御軸１軸分の磁気軸受電磁石４５を示す模式図である。２個の磁気軸受電磁石４５ｍ，４５ｐがロータ軸５を挟むように対向配置されている。Ｊはロータ軸５を磁気浮上させる際の浮上目標位置である。上述したように、各磁気軸受電磁石４５ｍ，４５ｐに対して、励磁アンプ４３がそれぞれ設けられている。

図３のようにロータ軸５が変位ｄだけ磁気軸受電磁石４５ｐに近づいて、磁気軸受電磁石４５ｐとロータ軸５とのギャップが変化すると、そのギャップ変化は一対の変位センサ５０ｘ１ｍ、５０ｘ１ｐによって検出される。そして、検出された変位に応じて磁気軸受電磁石４５ｐの励磁電流を減少させるとともに、反対側の磁気軸受電磁石４５ｍの励磁電流を増加させる。その結果、ロータ軸５は、浮上目標位置Ｊに対する実際の浮上位置の偏差が小さくなるように、磁気軸受電磁石４５ｍの方向に引き寄せられる。

図４は、各磁気軸受電磁石４５に対応して設けられている励磁アンプ４３の一例を示す図である。励磁アンプ４３は、一般に、ＰＷＭ制御に基づいて駆動される。本実施の形態では、ＰＷＭ制御回路で最も一般的な２象限タイプの励磁アンプ４３を例に説明する。２象限タイプの励磁アンプ４３は、図４に示すように２個のスイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１を備え、そのスイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１を同時にオンオフすることで２象限駆動される。ここで、２象限とは、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１のオンオフで、電磁石コイルに流れる励磁電流は常に１方向のままであるのに対して、ＤＣ電源からの電流方向の正負が逆転する動作を表現している。

図４に示すように、励磁アンプ４３は、スイッチング素子とダイオードとを直列接続したものを、ＤＣ電源に対して２つ並列接続したものである。磁気軸受電磁石４５は、スイッチング素子ＳＷ１０およびダイオードＤ１０の中間と、スイッチング素子ＳＷ１１およびダイオードＤ１１の中間との間に接続される。

スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１には、制御部４４からＰＷＭゲート駆動信号４４３が入力される。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１を同時にオンすると、実線矢印で示すように電流が流れ、同時にオフすると破線矢印で示すように電流が流れる。オン時の電流値は電流センサ１０１Ａにより計測され、オフ時の電流値は電流センサ１０１Ｂにより計測される。電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂには例えばシャント抵抗が用いられ、シャント抵抗の電圧を電流検出信号として用いる。電流検出信号４４４は制御部４４に入力される。このとき、２つの電流検出信号を直接入力するケース（図示）、あるいは、両電流検出信号を平均化回路で平均処理し１信号にした上で入力するケース（不図示）があるがいずれでも良い。

図５は、制御部４４の磁気軸受制御に関する機能ブロック図であって、制御軸５軸の内の１軸分（例えば、図３に示す１軸分）について示したものである。制御軸１軸分には一対の磁気軸受電磁石４５ｐ、４５ｍが設けられており、各磁気軸受電磁石４５ｐ、４５ｍに対して励磁アンプ４３（４３ｐ、４３ｍ）がそれぞれ設けられている。図示していないが、図５の励磁アンプ４３ｐ、４３ｍには電磁石電流を検出する電流センサ（図４に示す電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂ）が各々設けられており、各の励磁アンプ４３ｐ、４３ｍからはそれぞれ電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍが出力される。なお、図５においては、説明をシンプルにするため、上述した１信号化した電流信号（図４不図示のケース）の構成として示している。

センサキャリア生成回路４１１で生成されたセンサキャリア信号（デジタル信号）はデジタル信号からアナログ信号に変換された後、位相調整用のフィルタ回路を通して一対の変位センサ５０ｘ１ｍ、５０ｘ１ｐに印加される。変位センサ５０ｘ１ｍ、５０ｘ１ｐで変調されたセンサ信号は差動アンプ５０１により差分が取られ、その差分信号はバンドパスフィルタ５０２でフィルタ処理された後にＡＤコンバータ４１３によりＡＤサンプリングされる。

復調演算部４１４では、サンプリングデータに基づいて復調演算が行われる。ゲイン・オフセット調整部４１５では、復調された信号に対してゲイン調整およびオフセット調整が行われる。一般的に、ロータ軸５の浮上目標位置Ｊは変位センサ５０ｘ１ｍ、５０ｘ１ｐの中間位置に設定され、その場合、ゲイン・オフセット調整部４１５から出力される変位信号は、浮上目標位置Ｊに対するロータ浮上位置の偏差を表している。

浮上制御器４１６では、ゲイン・オフセット調整部４１５から出力された信号に基づいて比例制御、積分制御および微分制御、位相補正、その他の制御補償を行い、浮上制御電流設定を生成する。そして、Ｐ側の制御には、生成された浮上制御電流設定を逆符号としたものにバイアス電流設定量を加算したものが電流設定信号ｉsetとして用いられ、Ｍ側の制御には、生成された浮上制御電流設定にバイアス電流設定量を加算したものが電流設定信号ｉsetとして用いられる。ここで、電流設定信号ｉsetは、Ｐ側、Ｍ側で上述の通り互いに異なる値になるが、以下においても説明をシンプルにするため、Ｐ側、Ｍ側で区別せずにｉsetで表す。

本実施形態では、電流設定信号ｉsetは２つに分岐され、一方は電流制御器４１７ｐ，４１７ｍに直接入力され、他方は、ＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれた電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍが減算され、その減算結果（以下では、電流偏差信号と呼ぶ）が電流制御器４１７ｐ，４１７ｍに入力される。電流制御器４１７ｐ，４１７ｍは、入力された電流設定信号ｉsetと電流偏差信号とに基づいて励磁アンプ４３ｐ、４３ｍをＰＷＭ制御するための電圧相当信号を生成する。ＰＷＭ演算部４１２ｐ，４１２ｍは、電流制御器４１７ｐ，４１７ｍからの電圧相当信号に基づいてＰＷＭ制御指令を生成する。

ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｐ側の励磁アンプ４３ｐにＰＷＭゲート駆動信号４４３ｐを出力する。同様に、ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｍ側の励磁アンプ４３ｍにゲート駆動信号４４３ｍを出力する。そして、ＰＷＭゲート駆動信号４４３ｐ，４４３ｍに基づいて各励磁アンプ４３ｐ，４３ｍのスイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１（図４参照）がオンオフ制御される。

ところで、励磁アンプ４３ｐ，４３ｍには、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１のオンオフによって図６（ｂ）に示すような矩形電圧が印加される。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１がオンのときにはＨ電圧（入力ＤＣ電圧）が印加され、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１がオフのときにはＬ電圧（０Ｖ）が印加される。なお、Ｔoffはオフデューティ区間を示し、Ｔonはオンデューティ区間を示す。Ｔpwmは、ＰＷＭキャリアの一周期を示す。

通常、繰り返し電圧はＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子により高速に導通・遮断動作が行われ、その際に、図５（ａ）に示すようなスパイク状のノイズＮが励磁電流に発生し、このノイズが励磁アンプ４３ｐ，４３ｍの電流センサ信号ラインに重畳することになる。そのため、特許文献１に記載の発明では、ノイズの影響が小さくなるタイミングＴ１，Ｔ２において電流検出を行うようにしている。

しかし、ターボ分子ポンプの浮上体（ロータ）に外部から外乱力が作用するとロータ軸５が浮上目標位置Ｊから変位するので、地震などの異常な状況においては、変位がタッチダウンベアリングへ接触する程度まで大きくなる場合がある。そのような場合、タッチダウン回避のための瞬発的に大きな電磁石力を作用させて、浮上目標位置Ｊへロータ軸５を復帰させる動作能力が磁気軸受に要求される。そのため、ＰＷＭ駆動で電流を増加させるオン区間（Ｈ電圧となる区間）を可能な限りフルデューティまで広げる必要がある。しかし、図６（ｂ）の破線のようにオン区間をフルデューティ付近まで広げると、オン区間の立ち上がり直前のタイミングＴ３で電流検出を行ってもノイズＮの影響を避けることができない。

従来の磁気軸受制御装置では、図５に示した電流制御器４１７ｐ，４１７ｍは、電流設定信号ｉsetから電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍを減算した電流偏差信号のみに基づいて電圧相当信号を生成している。図７は、従来の電流制御器の構成を示す伝達関数ブロック図である。図７を用いて従来の構成におけるノイズ重畳の影響を説明する。

電流制御器は、電流設定信号ｉsetとの定常偏差を極力低減するようにＰＩ制御、すなわち比例（Ｐ）要素および積分（Ｉ）要素から構成される。また、電流制御器全体のゲイン（Ｇ）がフィードバックラインのゲイン（Ｋ）に比べて大きく設定されている（Ｇ≫ｋ）。通常、Ｇはｋの１０００倍以上、場合によっては１０万倍程度まで大きく設定される。これにより、励磁アンプの閉ループゲインがフィードバックゲインの逆数値（１／ｋ）になる、一定ゲインのリニアアンプとみなすことができる。

電磁石に関する伝達関数１／（ＬＳ＋Ｒ）は応答が遅いので、上述のようにゲインＧを大きくすることで応答性を良くしている。なお、入力の電流設定信号ｉsetが概ねそのまま出力に相当するように、１／ｋを相殺するｋゲインが入力部に設けられる。

図７の従来構成において、電流検出信号ラインにノイズが重畳すると、重畳したノイズはゲインＧに比例して増幅されることになる。磁気軸受の励磁アンプには、電流設定信号ｉsetの急激な変化に対して高速応答性が求められると共に、定常偏差特性が求められる。これらの特性を得るために、ゲインＧは上述したように大きな値に設定される。そのため、大きなゲインＧによってノイズが大きく増幅されてしまう。増幅されたノイズは偏差信号に重畳され、ＰＩ伝達関数を通過して電圧信号（ＰＷＭ電圧）として電磁石に印加される。その結果、ノイズの影響により励磁電流による吸引力の変動でロータ軸５が振動し、その反作用でポンプ本体が振動することになる。

本実施の形態では、このようなノイズの影響を低減するために、図５に示すように電流設定信号ｉsetを２つに分岐し、分岐された一方の電流設定信号ｉsetと電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍとから生成される電流偏差信号を電流制御器４１７ｐ，４１７ｍに入力すると共に、分岐された他方の電流設定信号ｉsetを電流制御器４１７ｐ，４１７ｍに入力する構成とした。

図８は図５の構成の場合の伝達関数ブロック図であり、従来の場合の図７に対応するものである。分岐された一方の電流設定信号ｉsetは、一定のゲインｋが乗算された後に電流検出信号とゲインｋとの積が減算され、電流偏差信号ΔＩが生成される。この電流偏差信号ΔＩに対してゲインＧ１が乗算され、さらに、その信号をＰＩ伝達関数に通過させることで電圧相当信号ｖ１が生成される。

分岐された他方の電流設定信号ｉsetは、所定の一定ゲインαが乗算される。そして、ゲインαが乗算された信号を、電磁石のインダクタンスＬおよび抵抗Ｒを概ね相殺可能な微分係数Ｌ^＊、Ｒ^＊から構成される（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を含む伝達関数に通過させることで、第２の電圧相当信号ｖ２が生成される。その後、電圧相当信号ｖ１と電圧相当信号ｖ２とは混合加算され、混合信号ｖ＝ｖ１＋ｖ２を電圧相当信号としてＰＷＭ電圧が生成される。

図８において、ゲインＧ１は図７に示す従来のゲインＧの１／１０以下に設定される。すなわち、ゲインｋの１０倍以上、１０００倍以下の値に設定される。このように、ゲインＧ１をＧよりも小さくすることでノイズ重畳の影響を低減することができるので、ロータの振動が低減され、低振動な磁気軸受装置や磁気軸受式ターボ分子ポンプを提供することができる。

また、電圧相当信号ｖ２のように、分岐した電流設定信号ｉsetをＰＩ出力にダイレクトに加算することで高速応答性が可能となり、ノイズ影響低減のためにゲインＧ１の値を小さくしても、必要な高速性を確保することができる。一方で、従来のブロック機能（閉ループのブロック）を有しているので、定常偏差の低減機能も併せ持つことができる。

ターボ分子ポンプにおいては、通常、回転軸が重力方向に向くように正立姿勢で設置されることが多いが、直角方向（水平姿勢）や、その他の任意の方向に向けて設置されることがある。そのため、ロータ軸５を所定の浮上目標位置Ｊに浮上維持するために、重力方向と反対向きの力を発生させる電磁石に、バイアス電流以上の直流電流が流れることになる。

電磁石のコイルは、珪素鋼板を積層したコアなどの強磁性コア材に巻かれるため、コア材のＢＨカーブに従いインダクタンスが決まる。一般に、電流が大きい場合や温度が高い場合にはインダクタンスＬが小さくなり、抵抗Ｒは大きくなる傾向がある。そのため、（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を含む伝達関数は、励磁電流、周囲温度により適宜パラメータ値を変更して伝達関数１／（ＬＳ＋Ｒ）の効果を相殺することが原理的に可能である。ただし、冗長性を考慮して、Ｌ^＊はＬの０．１倍〜１０倍程度、Ｒ^＊はＲの０．１倍〜１０倍程度で、かつ、（Ｌ^＊／Ｒ^＊）が（Ｌ／Ｒ）の０．１倍以上１０倍以下であれば、同様の効果を発揮することができる。

また、αは１付近を目安とするが、ゲインＧ１の値が従来のＧよりも極端に低くなければ（例えば、１／１０程度）、０．５程度でも効果を発揮することができる。

（変形例１）
図９は上述した実施の形態の変形例１を示す図であり、図８の伝達関数ブロック図に対応するものである。図９に示す伝達関数ブロック図では、図８のＰＩ制御の部分をＩ制御＋（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）という形に分解した構造となっている。このような構成でも、図８に示す場合と同様の作用効果を奏することができる。

（変形例２）
図１０〜１３は、上述した実施の形態の変形例２を説明する図である。図８，９において（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を含む伝達関数はプロパーである必要があり、例えば、微分器＋比例器という構成を、次式（１）〜（３）のような疑似微分器＋比例器という構成としても良い。図１０は(Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊)のボード線図を示したものである。これに対して、図１１は式（１）の場合のボード線図、図１２は式（２）の場合のボード線図、図１３は式（３）の場合のボード線図である。
（１） ωn^２(Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊)／(Ｓ^２＋２ξωnＳ＋ωn^２) ただし、１／ωn≪Ｌ^＊／Ｒ^＊
（２） (Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊)／(ＴnＳ＋１) ただし、Ｔn≪Ｌ^＊／Ｒ^＊
（３） Ｌ^＊Ｓ／(ＴnＳ＋１)＋Ｒ^＊ ただし、Ｔn≪Ｌ^＊／Ｒ^＊

なお、上述した実施の形態では、変位センサによりロータ軸５の変位を検出する構成の磁気軸受装置を例に説明したが、変位センサを使用しないセルフセンシング方式の磁気軸受装置にも同様に適用することができる。セルフセンシング方式の場合、電磁石電流には、浮上制御電流およびバイアス電流に加えて変位検出用のセンサキャリア成分の電流も含まれる。センサキャリア成分はロータ変位により振幅変調されるので、これを検波することにより変位情報が得られる。そして、セルフセンシング方式の場合にはこの変位情報に基づいて、図７〜９の電流設定信号ｉsetが生成される。そのため、セルフセンシング方式の磁気軸受装置に適用した場合にも、上述した変位センサを用いる方式の場合と同様の作用効果を奏することができる。

上述した実施の形態は以下のような作用効果を奏する。
（１）図５のように励磁アンプ４３ｐ、４３ｍからロータを磁気浮上させる磁気軸受へ供給される励磁電流を電流センサ（不図示）により検出し、浮上目標位置に対するロータ浮上位置の偏差に基づく電流設定信号ｉsetと前記電流センサの電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍとに基づいて、励磁アンプ４３ｐ、４３ｍをＰＷＭ制御するための電圧相当信号を生成する磁気軸受制御装置において、電圧相当信号は、電流設定信号ｉsetと電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍとの差である電流偏差信号および電流設定信号ｉsetに基づいて生成される。

このように、電流偏差信号と電流設定信号ｉsetに基づいて電圧相当信号を生成することにより、上述したように外乱対応性能とノイズ影響の低減とを両立させることが可能となる。

（２）例えば、図８に示すように、電流偏差信号ΔＩに一定の第１ゲイン値Ｇ１を乗算した信号を、時間積分値を出力する積分器と比例倍値を出力する比例ゲイン器とから成る電流制御器ＰＩに通過させて生成される電圧相当信号ｖ１と、電流設定信号ｉsetを、磁気軸受の電磁石の電気定数から成る伝達関数（１／（ＬＳ＋Ｒ））を相殺するように設定された伝達関数部（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）に通過させて生成される電圧相当信号ｖ２と、を加算混合した信号ｖを電圧相当信号とするのが好ましい。電流センサラインに重畳するノイズの影響を低減するためにゲインＧ１を従来より小さくしても、電流設定信号ｉsetに基づく電圧相当信号ｖ２を加算混合することで、応答性を悪化させることなくノイズ影響の低減を図ることができる。

（３）また、図９に示すように、電流偏差信号ΔＩに一定の第１ゲイン値Ｇ１を乗算した信号を時間積分値を出力する積分器Ｉに通過させて生成される信号と、電流設定信号ｉsetとを加算混合し、加算混合した信号を、磁気軸受の電磁石の電気定数から成る伝達関数を相殺するように設定された伝達関数部（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）に通過させたものを、電圧相当信号ｖとしても良い。

（４）さらに、図８，９のように、電流設定信号ｉsetに０．５から１までの一定のゲイン値αを乗算することにより、ゲイン値αを調整することで、電磁石の電気定数から成る伝達関数（１／（ＬＳ＋Ｒ）を精度良く相殺させることができる。

（５）なお、電流偏差信号ΔＩは、電流設定信号ｉsetに所定のゲインｋを乗算した信号と電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍにゲインｋを乗算した信号との差として算出される場合、ゲインＧ１はゲインｋの１０倍以上１０００倍以下に設定するのが好ましい。

（６）また、伝達関数部（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）の伝達関数には、電磁石の電気定数に基づいて設定されるインダクタンス相当値Ｌ^＊および抵抗相当値Ｒ^＊が含まれ、インダクタンス相当値Ｌ^＊は、電磁石のインダクタンスの０．１倍以上１０倍以下に設定され、抵抗相当値Ｒ^＊は、電磁石の抵抗の０．１倍以上１０倍以下に設定され、インダクタンス相当値Ｌ^＊と抵抗相当値Ｒ^＊との比（Ｌ^＊／Ｒ^＊）は、インダクタンスＬと抵抗Ｒとの比（Ｌ／Ｒ）の０．１倍以上１０倍以下に設定されるのが好ましい。

なお、上述した実施の形態では、真空ポンプである磁気軸受式ターボ分子ポンプを例に説明したが、本発明は真空ポンプに限らず、レーザ装置用ブロア等の磁気軸受式回転機械や、除振台等の磁気浮上式機械にも適用できる。

上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１…ポンプユニット、３…ロータ、４Ａ〜４Ｃ…磁気軸受、５…ロータ軸、３３…センサ回路、４２…モータ、４３，４３ｍ，４３ｐ…励磁アンプ、４４…制御部、４５，４５ｍ、４５ｐ…磁気軸受電磁石、５０ｘ１，５０ｘ２，５０ｙ１，５０ｙ２，５０ｘ１ｍ、５０ｘ１ｐ、５１…変位センサ、１０１Ａ，１０１Ｂ…電流センサ、ｉset…電流設定信号、ｖ，ｖ１，ｖ２…電圧相当信号、ΔＩ…電流偏差信号

Claims (7)

1. 励磁アンプからロータを磁気浮上させる磁気軸受へ供給される励磁電流をセンサにより検出し、浮上目標位置に対するロータ浮上位置の偏差に基づく電流設定信号と前記センサの励磁電流検出信号とに基づいて、前記励磁アンプをＰＷＭ制御するための電圧相当信号を生成する磁気軸受制御装置において、
   前記電流設定信号と励磁電流検出信号との差である電流偏差信号および前記電流設定信号に基づいて、前記電圧相当信号を生成する磁気軸受制御装置。
2. 請求項１に記載の磁気軸受制御装置において、
   前記電圧相当信号は、
   前記電流偏差信号に一定の第１ゲイン値を乗算した信号を、時間積分値を出力する積分器と比例倍値を出力する比例ゲイン器とから成る電流制御器に通過させて生成される第１電圧相当信号と、
   前記電流設定信号を、前記磁気軸受の電磁石の電気定数から成る伝達関数を相殺するように設定された伝達関数部に通過させて生成される第２電圧相当信号と、
   を加算混合した信号である、磁気軸受制御装置。
3. 請求項１に記載の磁気軸受制御装置において、
   前記電流偏差信号に一定の第１ゲイン値を乗算した信号を時間積分値を出力する積分器に通過させて生成される信号と、前記電流設定信号とを加算混合し、
   前記加算混合した信号を、前記磁気軸受の電磁石の電気定数から成る伝達関数を相殺するように設定された伝達関数部に通過させて前記電圧相当信号を生成する、磁気軸受制御装置。
4. 請求項２または請求項３に記載の磁気軸受制御装置において、
   前記電流設定信号に代えて、前記電流設定信号に０．５から１までの一定の第２ゲイン値を乗算したものを用いる、磁気軸受制御装置。
5. 請求項２または請求項３に記載の磁気軸受制御装置において、
   前記電流偏差信号は、前記電流設定信号に所定の第３ゲイン値を乗算した信号と前記励磁電流検出信号に前記第３ゲイン値を乗算した信号との差として算出され、
   前記第１ゲイン値は前記第３ゲイン値の１０倍以上１０００倍以下に設定される、磁気軸受制御装置。
6. 請求項２または請求項３に記載の磁気軸受制御装置において、
   前記伝達関数部の伝達関数には、前記電磁石の電気定数に基づいて設定されるインダクタンス相当値および抵抗相当値が含まれ、
   前記インダクタンス相当値は、前記電磁石のインダクタンスの０．１倍以上１０倍以下に設定され、
   前記抵抗相当値は、前記電磁石の抵抗の０．１倍以上１０倍以下に設定され、
   前記インダクタンス相当値と前記抵抗相当値との比（インダクタンス相当値）／（抵抗相当値）は、前記インダクタンスと前記抵抗との比（インダクタンス）／（抵抗）の０．１倍以上１０倍以下に設定される、磁気軸受制御装置。
7. ポンプロータを磁気浮上支持する磁気軸受と、
   前記ポンプロータを回転駆動するモータと、
   前記磁気軸受を制御する請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載の磁気軸受制御装置と、を備える真空ポンプ。

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