WO2020189367A1

WO2020189367A1 - 制御装置、及び該制御装置を備えた真空ポンプ

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Publication number: WO2020189367A1
Application number: PCT/JP2020/009953
Authority: WO
Inventors: 敏明川島
Original assignee: エドワーズ株式会社
Priority date: 2019-03-15
Filing date: 2020-03-09
Publication date: 2020-09-24
Also published as: JP2020148308A; US20220170473A1; EP3940255A4; JP7164471B2; CN113474567B; EP3940255A1; KR20210138000A; CN113474567A

Abstract

【課題】電流制御量にノイズが混入しないことで振動や騒音の少ない磁気軸受が実現でき、回路の低コスト化、小型化を図った制御装置、及び該制御装置を備えた真空ポンプを提供する。【解決手段】定数記憶部１は、電磁石コイル１１１の抵抗値Ｒｍ、インダクタンス値Ｌｍ、サンプリング時間Ｔｓ等の定数値を記憶している。電流記憶部３は、電流制御回路１３７内のマイクロコンピュータで、定期的にサンプリングされた過去の電流指令値Ｉｒを記憶している。低周波フィードバック回路５は、入力された電流指令値Ｉｒと電流検出値ＩＬの直流成分や低周波成分の誤差を抑制するための信号を生成し出力する。出力電圧演算回路７は、入力された電流指令値Ｉｒ［ｎ＋１］、電流記憶部の記憶値Ｉｒ［ｎ］、定数記憶部の記憶値、低周波フィードバック回路５の信号をもとに、電磁石コイル１１１に指令通りの電流を流すための電圧を計算し、出力する。

Description

制御装置、及び該制御装置を備えた真空ポンプ

　本発明は制御装置、及び該制御装置を備えた真空ポンプに係わり、特に電流制御量にノイズが混入しないことで振動や騒音の少ない磁気軸受が実現でき、回路の低コスト化、小型化を図った制御装置、及び該制御装置を備えた真空ポンプに関する。

　磁気軸受は半導体製造工程や電子顕微鏡で使用されるターボ分子ポンプ等の回転機器に使用される。ターボ分子ポンプの磁気軸受の構成例に基づき、従来の磁気軸受励磁回路について説明する。

　磁気軸受の構成例としてターボ分子ポンプの断面図を図１１に示す。図１１において、ターボ分子ポンプは、ガスを排気するためのタービンブレードによる複数の回転翼１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ…を多段に備えた回転体１０３を備える。

　この回転体１０３を軸承するために、上側ラジアル方向電磁石１０５ａ、下側ラジアル方向電磁石１０７ａ及びアキシャル方向電磁石１０９ａを配設することにより磁気軸受が構成されている。また、上側ラジアル方向センサ１０５ｂ、下側ラジアル方向センサ１０７ｂ、アキシャル方向センサ１０９ｂを備える。

　上側ラジアル方向電磁石１０５ａ及び下側ラジアル方向電磁石１０７ａは、それぞれの横断面図を示す図１２のように構成された電磁石巻線により４個の電磁石が構成される。これらの４個の電磁石は、２個ずつ対向配置され、Ｘ軸方向及びＹ軸方向の２軸の磁気軸受を構成する。

　詳細には、隣接する２個のコア凸部にそれぞれ巻回された電磁石巻線１１１、１１１を１組として互いに逆極性に配置することにより一つの電磁石が形成される。この電磁石は、回転体１０３を挟んで対向するコア凸部の電磁石巻線１１３、１１３による電磁石と一つの対を構成し、それぞれが回転体１０３をＸ軸の正方向又は負方向に吸引する。

　また、Ｘ軸と直交するＹ軸方向においては、２個の電磁石巻線１１５、１１５と、これに対向する２個の電磁石巻線１１７、１１７についても、上記同様に、Ｙ軸方向について対向する電磁石として一つの対を構成する。

　アキシャル方向電磁石１０９ａ、１０９ａは、その縦断面図を示す図１３のように、回転体１０３のアーマチャ１０３ａを挟む２つの電磁石巻線１２１、１２３により、一つの対として構成される。各電磁石巻線１２１、１２３による２個の電磁石１０９ａ、１０９ａは、それぞれアーマチャ１０３ａを回転軸線の正方向又は負方向に吸引力を作用する。

　また、上側ラジアル方向センサ１０５ｂ、下側ラジアル方向センサ１０７ｂは、上記電磁石１０５ａ、１０７ａと対応するＸＹ２軸に配置された４個のセンシングコイルからなり、回転体１０３の径方向変位を検出する。アキシャル方向センサ１０９ｂは回転体１０３の軸方向変位を検出する。これらセンサは、それぞれの検出信号を図示せぬ磁気軸受制御装置に送るように構成されている。

　これらのセンサ検出信号に基づき、磁気軸受制御装置がＰＩＤ制御等により上側ラジアル方向電磁石１０５ａ、下側ラジアル方向電磁石１０７ａ及びアキシャル方向電磁石１０９ａ、１０９ａを構成する計１０個の電磁石の吸引力を個々に調節することにより、回転体１０３を磁気浮上支持するように構成されている。

　次に、上述のように構成される磁気軸受の各電磁石を励磁駆動する磁気軸受励磁回路について説明する。電磁石巻線に流れる電流をパルス幅変調方式により制御（ＰＷＭ制御）する磁気軸受励磁回路の例を図１４に示す。

　図１４において、１個の電磁石を構成する電磁石巻線１１１は、その一端がトランジスタ１３１を介して電源１３３の正極に接続され、他端がトランジスタ１３２を介して電源１３３の負極に接続されている。

　そして、電流回生用のダイオード１３５のカソードが電磁石巻線１１１の一端に接続され、アノードが電源１３３の負極に接続されている。同様に、ダイオード１３６のカソードが電源１３３の正極に接続され、アノードが電磁石巻線１１１の他端に接続されている。電源１３３の正極と負極間には安定化のため電解コンデンサ１４１が接続されている。

　また、トランジスタ１３２のソース側には電流検出回路１３９が介設され、この電流検出回路１３９で検出された電流が制御回路１３７に入力されるようになっている。

　以上のように構成される励磁回路１１０は、電磁石巻線１１１に対応されるものであり、他の電磁石巻線１１３、１１５、１１７、１２１、１２３に対しても同じ励磁回路１１０が構成される。従って、５軸制御型磁気軸受の場合には、合計１０個の励磁回路１１０が電解コンデンサ１４１と並列に接続されている。

　かかる構成において、トランジスタ１３１、１３２の両方をｏｎすると電流が増加し、両方をｏｆｆすると電流が減少する。そして、どちらか１個ｏｎするとフライホイール電流が保持される。フライホイール電流を流すことで、ヒステリシス損を減少させ、消費電力を低く抑えることができる。

　そして、このフライホイール電流を電流検出回路１３９で測定することで電磁石巻線１１１を流れる電磁石電流ＩＬが検出可能である。制御回路１３７は、電流指令値と電流検出回路１３９による検出値とを比較してパルス幅変調による１周期内のパルス幅を決め、トランジスタ１３１、１３２のゲートに信号送出する。

　電流指令値が検出値より大きい場合には、図１５に示すように１周期Ｔｓ（例えばＴｓ＝４０μｓ）中で１回だけパルス幅時間Ｔｐに相当する時間分、トランジスタ１３１、１３２の両方をｏｎする。このとき電磁石電流ＩＬが増加する。

　一方、電流指令値が検出値より小さい場合には、図１６に示すように１周期Ｔｓ中で１回だけパルス幅時間Ｔｐに相当する時間分、トランジスタ１３１、１３２の両方をｏｆｆする。このとき電磁石電流ＩＬが減少する。

　磁気軸受制御装置は、回転体１０３の位置が目標位置からずれた場合、位置を修正するための電流指令値を生成し、制御回路１３７で電流検出値が電流指令値に等しくなるように電磁石電流をフィードバック制御している。電磁石１１１、１１３、１１５、１１７、１２１、１２３に対し、電流指令値に追従した電流を流すことで回転体１０３は目標位置に保持される。　

　ここに、特許文献１には電磁石電流を電流指令値に一致するように調整するための演算方法が記載されている。　

特開２０１４－２０９０１６号公報

　ところで、磁気軸受動作中は、上述したように電磁石パワーアンプやモータ駆動用のインバータが電力をＰＷＭ制御するために、多くのスイッチングノイズが発生している。このノイズは制御回路１３７の電流信号に混入し、電磁石電流にノイズ電流が流れ、望ましくない振動や騒音の原因になっている。そして、このノイズに低周波成分は少なく、ほとんどが高周波ノイズである。

　ここに、ノイズを低減するために、信号をグランドラインでシールドしたり、回路内にローパスフィルタを追加すると、回路が大型化し、コストも上昇してしまう。また、ローパスフィルタを強化すると、磁気軸受の制御が不安定になってしまう。

　また、最近は回路をコストダウンするために、電磁石電流を連続的に検出する高価な電流検出回路を用いず、スパイクノイズの多い電流検出抵抗のパルス電流を瞬間的にサンプリングする方式を採用している。
　このサンプリングする方式では、デジタル制御の低ノイズ化に必須のアンチエイリアシングローパスフィルタを使用することができないので、本質的に高度の低ノイズ化ができない。

　本発明はこのような従来の課題に鑑みてなされたもので、電流制御量にノイズが混入しないことで振動や騒音の少ない磁気軸受が実現でき、回路の低コスト化、小型化を図った制御装置、及び該制御装置を備えた真空ポンプを提供することを目的とする。

　このため本発明（請求項１）は制御装置の発明であって、回転体と、該回転体の半径方向位置又は軸方向位置を電磁石により制御する磁気軸受手段とを備えた制御装置において、前記電磁石に流す電流について過去に設定された少なくとも一つの第１の電流指令値を記憶する電流記憶部と、前記電磁石に流す電流について新たに設定された第２の電流指令値と前記電流記憶部より読み出された前記第１の電流指令値とに基づき前記電磁石に対し指令通りの電流を流すための電圧を演算し、前記電磁石に対し前記電圧を出力する出力電圧演算回路とを備えたことを特徴とする。

　ＡＣ高周波成分についてはオープンループで制御する。即ち、ＡＣ高周波成分の制御については電流検出値を用いず、第１の電流指令値と第２の電流指令値間の電流指令値の変化分から必要なアンプ出力を決定する。

　このように、高周波電流の制御量の計算に電流検出値を使用せず、計算による推定値を用いることで、電流制御量にノイズが混入しないため、振動や騒音の少ない磁気軸受が実現できる。高周波の電流を検出する必要が無いので、周波数応答性の低い安価な電流検出器が使用でき、またノイズ対策に必要な部品も削減できるので、低コストで小型な磁気軸受回路が実現できる。　
　更に、従来の制御方法では電流制御の誤差を抑制するため回路の電流制御ループのゲインを高くすると電流制御が高周波数で発振してしまうが、本方式では高周波をフィードバック制御しないので電流制御の発振はあり得ない。

　また、本発明（請求項２）は制御装置の発明であって、前記電磁石を流れる電流の制御に必要な定数値を記憶する定数記憶部を備え、該定数記憶部で記憶された定数値に基づき前記出力電圧演算回路による演算が行われることを特徴とする。

　定数記憶部を備えたことで、異なる容量の真空ポンプについてもその真空ポンプに特有の定数値を定数記憶部で変えるだけで済み、出力電圧演算回路による演算が共通化できる。

　更に、本発明（請求項３）は制御装置の発明であって、前記電磁石に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段で検出された電流と前記第１の電流指令値に基づき、若しくは、前記電流検出手段で検出された電流と前記第２の電流指令値に基づき、直流成分や低周波成分の誤差を抑制するための信号を生成し、前記出力電圧演算回路に対し前記信号を出力する低周波フィードバック回路とを備えたことを特徴とする。

　電磁石電流の目標変化量を推定値により制御していると、直流成分については、電流検出値と電流目標値にオフセット誤差が出てしまうので、電流検出値と電流目標値の誤差を積分器に通して電流の計算値に加算する。積分器は高周波のノイズを強力に減衰できるので、積分器を追加してもノイズはほとんど増加せずにオフセットを除去できる。　

　更に、本発明（請求項４）は制御装置の発明であって、前記電流検出手段で検出された電流と前記第１の電流指令値に基づき、若しくは、前記電流検出手段で検出された電流と前記第２の電流指令値に基づき、高周波成分の誤差を抑制するための信号を生成し、前記出力電圧演算回路に対し前記信号を出力する電流誤差補正回路を備えたことを特徴とする。

　オープンループアンプでは、ＡＣ高周波成分は、電流検出値を用いず、電流指令値を用いて電流を制御するため、電流指令値と実際の電流の間に誤差が生じる場合がある。この誤差を削減するために電流誤差補正回路を備える。この電流誤差補正回路は、入力された電流指令値と電流検出値の高周波成分の誤差を抑制するための信号を生成し、この信号を出力する。

　このことにより、電流誤差補正回路は電磁石電流のノイズを増やすことなく、電流指令値と実際の電流検出値の誤差を抑制できる。

　更に、本発明（請求項５）は制御装置の発明であって、前記出力電圧演算回路では、前記電流記憶部より過去に設定された複数個の第１の電流指令値と前記第２の電流指令値とに基づき、前記電磁石に対し指令通りの電流を流すための電圧を演算し、前記電磁石に対し前記電圧を出力することを特徴とする。

　過去の複数の電流指令値を使用することでローパスフィルタ特性を持たせることができ、パルス幅の計算を安定させることができる。

　更に、本発明（請求項６）は制御装置の発明であって、前記電磁石と電源との間を断接するスイッチング素子を含む励磁回路と、前記スイッチング素子をパルス制御するパルス幅をタイミング毎に演算するパルス幅演算手段とを備え、前記電流記憶部には、前記電磁石に流れる電流について過去に設定された電流指令値Ｉｒ［ｎ］が保存され、前記パルス幅が、電磁石インダクタンスＬｍ、電磁石抵抗Ｒｍ、電源電圧Ｖｄ、サンプリング間隔Ｔｓ、電流検出値ＩＬ、電流の増減の極性を表す係数Ｐ［ｎ＋１］としたときに、前記電磁石に流れる電流について新たに設定された電流指令値Ｉｒ［ｎ＋１］と前記電流記憶部より読み出された前記電流指令値Ｉｒ［ｎ］とに基づき数８で演算されることを特徴とする。
　　［数８］

　更に、本発明（請求項７）は制御装置の発明であって、前記電磁石と電源との間を断接するスイッチング素子を含む励磁回路と、前記スイッチング素子をパルス制御するパルス幅をタイミング毎に演算するパルス幅演算手段とを備え、前記電流記憶部には、前記電磁石に流れる電流について過去に設定された電流指令値Ｉｒ［ｎ］が保存され、前記パルス幅が、電磁石インダクタンスＬｍ、電磁石抵抗Ｒｍ、電源電圧Ｖｄ、サンプリング間隔Ｔｓ、電流検出値ＩＬ、電流の増減の極性を表す係数Ｐ［ｎ＋１］、積分項Ｙｉ［ｎ］としたときに、前記電磁石に流れる電流について新たに設定された電流指令値Ｉｒ［ｎ＋１］と前記電流記憶部より読み出された前記電流指令値Ｉｒ［ｎ］とに基づき数９で演算されることを特徴とする。
　　［数９］

　更に、本発明（請求項８）は真空ポンプの発明であって、請求項１～７のいずれか１項に記載の制御装置を備えたことを特徴とする。

　以上説明したように本発明によれば、電磁石に流す電流について新たに設定された第２の電流指令値と電流記憶部より読み出された第１の電流指令値とに基づき電磁石に対し指令通りの電流を流すための電圧を演算し、電磁石に対しこの電圧を出力するように構成したので、高周波電流の制御量の計算に電流検出値を使用しない。このように計算による推定値を用いることで、電流制御量にノイズが混入しないため、振動や騒音の少ない磁気軸受が実現できる。高周波の電流を検出する必要が無いので、周波数応答性の低い安価な電流検出器が使用でき、またノイズ対策に必要な部品も削減できるので、低コストで小型な磁気軸受回路が実現できる。

ＰＷＭ制御のパルスとデューティの関係を示す簡略図ＰＷＭ制御のパルスと電磁石電流との関係を示すタイムチャート本発明の第１実施形態の全体ブロック図シミュレーションブロック図電流指令とノイズ電流に対する電磁石電流の応答特性のシミュレーション結果本発明の第３の実施形態の全体ブロック図図３の変形例図６の変形例（その１）図６の変形例（その２）図６の変形例（その３）ターボ分子ポンプの断面図ラジアル方向電磁石の横断面図アキシャル方向電磁石の縦断面図従来の磁気軸受励磁回路の例電流指令値が検出値より大きい場合の制御を示すタイムチャート電流指令値が検出値より小さい場合の制御を示すタイムチャート

　以下、本発明の第１の実施形態について説明する。
　電磁石１１１、１１３、１１５、１１７、１２１、１２３に対し、ＰＷＭ制御でパルス電圧を印加した場合の電磁石電流の変化量は、電磁石電流を直接検出しなくても、パルス電圧の電圧値、パルス幅、電磁石のインダクタンス値、抵抗値が分かっていれば、計算でほぼ推定できる。そこで、電流の目標変化量を計算する際、電流検出値を使用せず、計算による推定値を用いることで、電流検出信号に混入しているノイズの影響を受けないようにする。

　但し、電磁石電流の目標変化量を推定値により制御していると、直流成分については、電流検出値と電流目標値にオフセット誤差が出てしまうので、電流検出値と電流目標値の誤差を積分器に通して電流の計算値に加算する。積分器は高周波のノイズを強力に減衰できるので、積分器を追加してもノイズはほとんど増加せずにオフセットを除去できる。

　直流～ＡＣ低周波成分は、電流検出回路１３９の信号を用いてフィードバック制御する。直流～ＡＣ低周波成分には、強力なローパスフィルタを使用できるので、ノイズを強力に低減できる。一方、ＡＣ高周波成分は、電流検出値を用いず、電流指令値の変化分（Ｉｒ［ｎ＋１］－Ｉｒ［ｎ］）から必要なアンプ出力電圧のパルス幅を決定する。

　ここに、電磁石電圧Ｖｍ、電磁石インダクタンスＬｍ、電磁石抵抗Ｒｍ、電源電圧Ｖｄ、サンプリング間隔Ｔｓ、ＰＷＭ制御時のパルスＯＮデューティＤ、電磁石への電流指令値Ｉｒ、電流検出値ＩＬと定義する。キルヒホッフの法則によれば、電磁石巻線１１１を流れる電磁石電流ＩＬと電磁石電圧Ｖｍの間には、数１が成立する。

　　［数１］

　　図１にＰＷＭ制御のパルスとデューティの関係を簡略図で示す。１周期Ｔｓで、パルスＯＮ期間（Ｄ×Ｔｓ）の電流検出値ΔＩＬ_onは数２となる。

　　［数２］

一方、パルスＯＦＦ期間（（１－Ｄ）×Ｔｓ）の電流検出値ΔＩＬ_offは数３となる。

　　［数３］

　数２と数３より１周期Ｔｓの電流検出値ΔＩＬを算出すると数４となる。

　　［数４］

　数４よりデューティＤを計算すると数５となる。

　　［数５］

数５で、ＩＬの変化は緩やかなので、ＩＬに低周波成分の電流検出値を用いる。
ΔＩＬは次回の電流指令値Ｉｒ［ｎ＋１］と今回の電流指令値Ｉｒ［ｎ］の差とする。
従って、デューティＤの計算値は数６のようになる。

　　［数６］

　高周波成分については、電流指令と実電流にずれが生じるが大勢に影響ないと思われる。このように電流にずれが生じたとしても回転体１０３は位置フィードバックにより中心に浮上する。
一方、低周波成分は通常に制御されるので過電流等の問題は発生しない。

　ここで、電流の増減の極性を表す係数Ｐ［ｎ］を導入して式をまとめる。ΔＩＬを次回の電流指令値Ｉｒ［ｎ＋１］と今回の電流指令値Ｉｒ［ｎ］の差と置き換えると、オープンループで制御する計算式は、次のデューティＤが数７、次のパルス幅Ｔｐ［ｎ＋１］が数８のように表せる。

　　［数７］

　　［数８］

　次に直流とＡＣ低周波成分のフィードバック機能を追加して制御する計算式を完成させると、次のパルス幅Ｔｐ［ｎ＋１］は数９のように表せる。

　　［数９］

但し、Ｙｉ［ｎ］は、Ｋｉが積分係数として数１０の通りである。

　　［数１０］

　なお、従来技術との対比のため参考までに特許文献１に記載の数式を掲載し説明する。
　従来は、ΔＩＬを次回の電流指令値Ｉｒ［ｎ＋１］と今回の電流検出値ＩＬ［ｎ］と今回のパルス幅Ｔｐ［ｎ］で数１１のように表していた。

　　［数１１］

　ここに、次のデューティＤは数１２の通りであり、次のパルス幅Ｔｐ［ｎ＋１］は数１３の通りである。

　　［数１２］

　　［数１３］

制御の精度を向上するためフィードバックゲインＫＡ、インダクタンス補正ゲインＫＬ、積分項Ｙｉを追加した場合の次のパルス幅Ｔｐ［ｎ＋１］を算出する数式は数１４の通りである。

　　［数１４］

但し、積分項Ｙｉは数１０の通りである。
　即ち、図２のタイムチャートにおいて、従来は　次のパルス幅Ｔｐ［ｎ＋１］をＩｒ［ｎ＋１］とＩＬ［ｎ］とＴｐ［ｎ］から算出していた。これに対し本実施形態のオープンループアンプではＴｐ［ｎ＋１］をＩｒ［ｎ＋１］とＩｒ［ｎ］から算出している点で異なる。

　次に、数９及び数１０に基づき作成したブロック図について説明する。図３のブロック図において、定数記憶部１は、電磁石コイル１１１の抵抗値Ｒｍ、インダクタンス値Ｌｍ、サンプリング時間Ｔｓ等の定数値を記憶している。また、フィードバックゲインＫＡ等もこの定数記憶部１にて記憶する。電流記憶部３は、電流制御回路１３７内のマイクロコンピュータで、定期的にサンプリングされた過去の電流指令値Ｉｒを記憶している。低周波フィードバック回路５は、入力された電流指令値Ｉｒと電流検出値ＩＬの直流成分や低周波成分の誤差を抑制するための信号を生成し出力する。

　出力電圧演算回路７は、入力された電流指令値Ｉｒ［ｎ＋１］、電流記憶部の記憶値Ｉｒ［ｎ］、定数記憶部の記憶値、低周波フィードバック回路５の信号をもとに、電磁石コイル１１１に指令通りの電流を流すための出力電圧のパルス幅Ｔｐ［ｎ＋１］を計算し、Ｖｄ×Ｔｐ［ｎ＋１］／Ｔｓで算出される出力電圧を出力する。

　また、低周波フィードバック回路５の低周波制御にＰＩ制御を使用したときのシミュレーションブロック図を図４に示す。電流指令Ｉreferenceは増幅器１１で増幅される。また、この電流指令Ｉreferenceは、加算器１３において電磁石電流Ｉmagnetに対しノイズ電流Ｉnoiseの重畳された電流との間で偏差器１５で差が取られる。

　この偏差器１５の出力は積分器１７で積分された後、増幅器１９で増幅される。増幅器１１の出力信号と増幅器１９の出力信号は加算器２１で加算される。そして、この加算器２１の出力信号は補償器２３で電磁石１１１の抵抗とインダクタンスについて補正される。この補償器２３の出力信号が電磁石の等価器２９に入力されると電磁石電流が算出される。

　電流指令Ｉreferenceとノイズ電流Ｉnoiseに対する電磁石電流Ｉmagnetの応答特性のシミュレーション結果は図５に示す通りである。図５より分かるように、電流指令Ｉreferenceについてはノイズによる影響を何ら受けずにそのまま電磁石に対し出力される。一方、ノイズ成分については１～２ｋＨｚ未満の低周波領域では何も影響を受けずに、１～２ｋＨｚ以上の高周波領域では減衰されることが分かる。このことより、電磁石電流に現れるノイズ電流成分を積分器１７により非常に大きく減衰できることが分かる。　

　このように、高周波電流の制御量の計算に電流検出値を使用せず、計算による推定値を用いることで、電流制御量にノイズが混入しないため、振動や騒音の少ない磁気軸受が実現できる。高周波の電流を検出する必要が無いので、周波数応答性の低い安価な電流検出器が使用でき、またノイズ対策に必要な部品も削減できるので、低コストで小型な磁気軸受回路が実現できる。　

　更に、従来の制御方法では電流制御の誤差を抑制するため回路の電流制御ループのゲインを高くすると電流制御が高周波数で発振してしまうが、本方式では高周波をフィードバック制御しないので電流制御の発振はあり得ない。

　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
　次のパルス幅Ｔｐ［ｎ＋１］の計算に、直前の電流指令値Ｉｒ［ｎ］と次の電流指令値Ｉｒ［ｎ＋１］だけを用いると、直前の電流指令値Ｉｒ［ｎ］が変位センサから混入したノイズ信号等の影響で過敏に変化してパルス幅の計算結果が過敏に変動してしまう可能性が考えられる。その場合、過去の複数の電流指令値を使用することで、パルス幅の計算を安定させることができる。
例えば、数１５に示す通り、直前の電流指令値Ｉｒ［ｎ］とその前の電流指令Ｉｒ［ｎ－１］信号を用いてローパスフィルタ特性を持たせることができる。ここに、ａ１、ｂ０はローパスフィルタの係数である。

　　［数１５］

　第２実施形態のブロック図は図３と同様である。即ち、図３において、定数記憶部１に対しａ１、ｂ０を追加記憶し、また、電流記憶部３に対し複数の過去の電流指令値Ｉｒを記憶することで実現できる。

　更に、制御の精度を向上するためフィードバックゲインＫＡ、インダクタンス補正ゲインＫＬを導入した場合の次のパルス幅Ｔｐ［ｎ＋１］を算出する数式は数１６の通りである。

　　［数１６］

　フィードバックゲインＫＡは定数記憶部１に対し追加記憶する。
従来の制御に比べ、電流検出信号の位相遅れが問題にならないので、電流制御ゲインの直流電流に対応したインダクタンス補正ゲインＫＬの補正が不要あるいは容易になる。

　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
　オープンループアンプでは、ＡＣ高周波成分は、電流検出値を用いず、電流指令値を用いて電流を制御するため、電流指令値と実際の電流の間に誤差が生じる場合がある。この誤差を削減するために、図６に示すように電流誤差補正回路９を追加する。なお、図３と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。この電流誤差補正回路９は、入力された電流指令値と電流検出値の高周波成分の誤差を抑制するための信号を生成し、出力するようになっている。

　図６において、電流誤差補正回路９には電流指令値Ｉｒと電流検出値ＩＬが入力され、内部に記憶される。電流誤差補正回路９は電流誤差Ｉｅ［ｎ］＝Ｉｒ［ｎ］－ＩＬ［ｎ＋１］を監視する。そして、Ｉｅ［ｎ］をローパスフィルタ処理することで、ノイズを除去し、Ｉｅが＋傾向なのか－傾向なのかを判断する。Ｉｅが＋傾向のときは、電流が増えるように電流補正信号を出力電圧演算回路７に送る。同様に、Ｉｅが－傾向のときは、電流が減るように電流補正信号を出力電圧演算回路７に送る。それにより、電流誤差補正回路９は電磁石電流のノイズを増やすことなく、電流指令値Ｉｒと実際の電流検出値ＩＬの誤差を抑制できる。

　電流誤差補正回路９の具体的な実現方法の例は下記の通りである。
　電流誤差補正回路９は、一定期間、電流指令値Ｉｒと電流検出値ＩＬをモニタし、双方の高周波成分の信号に誤差が認められた場合、誤差を抑制するための信号を生成し、出力する。例えば、１分間、電流指令値Ｉｒと電流検出値ＩＬをそれぞれＦＦＴ変換し、アベレージングすることで、ノイズ成分の除去された平均化された電流値の周波数成分を抽出する。

　ここで例えば、ある周波数に対して抽出された電流指令値Ｉｒより電流検出値ＩＬの方が小さい場合、電流誤差補正回路９はその周波数の電流をより多く流すための信号を出力電圧演算回路７に送る。

　次に、本発明の第１～３の各実施形態の変形例について説明する。
低周波フィードバック回路５と電流誤差補正回路９の入力は、電流指令値（Ｉｒ［ｎ＋１］）と電流指令値（Ｉｒ［ｎ］）のどちらを接続しても正常に機能する。このため、以下に変形例の図を示す。

　　図７は、図３の変形例であり、低周波フィードバック回路５に対しＩｒ［ｎ＋１］を入力した例である。図８は図６の変形例であり、図６と異なるのは、電流誤差補正回路９に対しＩｒ［ｎ＋１］を入力した点である。図９もまた図６の変形例であり、図６と異なるのは、電流誤差補正回路９と低周波フィードバック回路５の両方に対してＩｒ［ｎ＋１］を入力した点である。

　図１０もまた図６の変形例であり、図６と異なるのは、低周波フィードバック回路５に対してＩｒ［ｎ＋１］を入力した点である。
　なお、本発明は、本発明の精神を逸脱しない限り種々の改変をなすことができ、上述した実施形態及び各変形例は、種々組み合わせることができる。

　１定数記憶部
　３電流記憶部
　５低周波フィードバック回路
　７出力電圧演算回路
　９電流誤差補正回路
１１、１９増幅器
１３、２１加算器
１５偏差器
１７積分器
２３補償器
２９等価器
１０３回転体
１１１、１１３、１１５、１１７、１２１、１２３電磁石
１３７制御回路
１３９電流検出回路

Claims

　回転体と、
該回転体の半径方向位置又は軸方向位置を電磁石により制御する磁気軸受手段とを備えた制御装置において、
前記電磁石に流す電流について過去に設定された少なくとも一つの第１の電流指令値を記憶する電流記憶部と、
前記電磁石に流す電流について新たに設定された第２の電流指令値と前記電流記憶部より読み出された前記第１の電流指令値とに基づき前記電磁石に対し指令通りの電流を流すための電圧を演算し、前記電磁石に対し前記電圧を出力する出力電圧演算回路とを備えたことを特徴とする制御装置。
　前記電磁石を流れる電流の制御に必要な定数値を記憶する定数記憶部を備え、
該定数記憶部で記憶された定数値に基づき前記出力電圧演算回路による演算が行われることを特徴とする請求項１記載の制御装置。
　前記電磁石に流れる電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段で検出された電流と前記第１の電流指令値に基づき、若しくは、前記電流検出手段で検出された電流と前記第２の電流指令値に基づき、直流成分や低周波成分の誤差を抑制するための信号を生成し、前記出力電圧演算回路に対し前記信号を出力する低周波フィードバック回路とを備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の制御装置。
　前記電流検出手段で検出された電流と前記第１の電流指令値に基づき、若しくは、前記電流検出手段で検出された電流と前記第２の電流指令値に基づき、高周波成分の誤差を抑制するための信号を生成し、前記出力電圧演算回路に対し前記信号を出力する電流誤差補正回路を備えたことを特徴とする請求項３に記載の制御装置。
　前記出力電圧演算回路では、前記電流記憶部より過去に設定された複数個の第１の電流指令値と前記第２の電流指令値とに基づき、前記電磁石に対し指令通りの電流を流すための電圧を演算し、前記電磁石に対し前記電圧を出力することを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の制御装置。
　前記電磁石と電源との間を断接するスイッチング素子を含む励磁回路と、
前記スイッチング素子をパルス制御するパルス幅をタイミング毎に演算するパルス幅演算手段とを備え、
前記電流記憶部には、前記電磁石に流れる電流について過去に設定された電流指令値Ｉｒ［ｎ］が保存され、
前記パルス幅が、
電磁石インダクタンスＬｍ、電磁石抵抗Ｒｍ、電源電圧Ｖｄ、サンプリング間隔Ｔｓ、電流検出値ＩＬ、電流の増減の極性を表す係数Ｐ［ｎ＋１］としたときに、前記電磁石に流れる電流について新たに設定された電流指令値Ｉｒ［ｎ＋１］と前記電流記憶部より読み出された前記電流指令値Ｉｒ［ｎ］とに基づき数８で演算されることを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
　　［数８］
　前記電磁石と電源との間を断接するスイッチング素子を含む励磁回路と、
前記スイッチング素子をパルス制御するパルス幅をタイミング毎に演算するパルス幅演算手段とを備え、
前記電流記憶部には、前記電磁石に流れる電流について過去に設定された電流指令値Ｉｒ［ｎ］が保存され、
前記パルス幅が、
電磁石インダクタンスＬｍ、電磁石抵抗Ｒｍ、電源電圧Ｖｄ、サンプリング間隔Ｔｓ、電流検出値ＩＬ、電流の増減の極性を表す係数Ｐ［ｎ＋１］、積分項Ｙｉ［ｎ］としたときに、前記電磁石に流れる電流について新たに設定された電流指令値Ｉｒ［ｎ＋１］と前記電流記憶部より読み出された前記電流指令値Ｉｒ［ｎ］とに基づき数９で演算されることを特徴とする請求項３に記載の制御装置。
　　［数９］
　請求項１～７のいずれか１項に記載の制御装置を備えたことを特徴とする真空ポンプ。