JP2005344874A - 磁気軸受装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 回路規模の縮小化および低コスト化を図ることができる磁気軸受装置の提供。
【解決手段】 センサ回路２Ｂからの差分信号は、Ａ／Ｄコンバータ３０１によりデジタル値に変換された後にＤＳＰ３０７に入力される。そのときのサンプリング周波数は、搬送波周波数の４／３倍または４／５倍に設定される。デジタル化された差分信号は２つに分岐され、一方には正弦波離散値演算部３２０からの正弦波離散値信号が乗算され、他方には余弦波離散値演算部３２１からの余弦波離散値信号が乗算される。乗算後の各信号は、それぞれローパスフィルタ演算部３１５でフィルタリングされてから２乗算演算部３２２で２乗される。そして、各２乗算結果は和算部３２３で加え合わされ、平方根演算部３２４で平方根演算された後にゲインオフセット補正が行われる。励磁アンプに対する制御信号は、このゲインオフセット補正された信号に基づいて生成される。
【選択図】 図４

Description

本発明は、ターボ分子ポンプや工作機械などに使用する磁気軸受装置に関する。

低振動で高速回転が要求されるターボ分子ポンプや工作機械などにおいては、軸受けとして磁気軸受が用いられることが多い。回転体の場合には、一般的に５軸制御型の磁気軸受が用いられる。５軸制御型の磁気軸受では、ラジアル方向に４軸制御が行われ、アキシャル方向に１軸制御が行われる。各軸には電磁石と回転体の変位を検出する変位センサがそれぞれ設けられており、変位センサにはインダクタンス式センサが多く用いられる。通常、ラジアル軸には対向型が、アキシャル軸には非対向型のものが使用される。変位センサには搬送波が印加され、回転体とのギャップ変化によるセンサ部のインピーダンス変化により搬送波が振幅変調される。そして、この振幅変調された信号を復調して得られた変位信号を用いて電磁石の励磁電流を制御している（例えば、特許文献１参照）。

アキシャル軸の変位センサの場合には、対向型でないためセンサ部や信号ラインの浮遊容量の変化によってセンサ信号のオフセット値が変化する。特に、磁気軸受装置とコントローラとを接続するケーブルを変更すると、ケーブルの浮遊容量変化によってオフセット値が大きく変化する傾向があるので、交換の度にオフセット調整を行う必要があった。そのため、このようなオフセット調整作業を省略できるように、搬送波の周波数を低く設定する傾向にある。

特開平６−３１３４２６号公報

しかしながら、搬送波の周波数を低く設定した場合、振幅変調波から搬送波の基本波および高調波を除去してセンサ信号をフィルタリングする際に、センサ信号の必要帯域に対して搬送波の周波数が比較的接近した状況となる。そのため、磁気浮上制御性が低下しないように、必要帯域の位相遅れを極力避けるとともに、フィルタリングに関してローパスフィルタに代えてノッチフィルタを多数使用する必要があった。その結果、回路規模の増大を招くという欠点があった。

請求項１の発明による磁気軸受装置は、被支持体を非接触支持する電磁石と、電磁石に励磁電流を供給する励磁アンプと、搬送波を生成する搬送波生成手段と、搬送波を被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号として出力するセンサと、センサ信号の周波数帯域が、サンプリング周波数の１／２倍よりも高くかつサンプリング周波数よりも低くなるようなサンプリング周波数、または、サンプリング周波数よりも高くかつサンプリング周波数の３／２倍よりも低くなるようなサンプリング周波数で、センサ信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、搬送波周波数の４／３倍または４／５倍の周波数を有するサンプリング周波数で、センサ信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、デジタル値に変換されたセンサ信号に基づいてデジタル演算処理により復調する復調演算手段と、復調演算手段の演算結果に基づいて励磁アンプを制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１に記載の磁気軸受装置において、サンプリング周波数を、搬送波の周波数の４／３倍または４／５倍に設定したものである。
請求項３の発明は、請求項１または２に記載の磁気軸受装置において、復調演算手段は、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、デジタル値に変換されたセンサ信号と正弦波離散値とを乗算する乗算部と、乗算部の乗算結果にローパス演算処理を行うローパス演算部とを備え、搬送波生成手段は、乗算部で乗算される正弦波離散値とデジタル値に変換されたセンサ信号とがほぼ同位相となるように、正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部と、その位相シフトされた正弦波離散値をＤ／Ａ変換して搬送波を生成するＤ／Ａ変換部とを備え、制御手段は、ローパス演算部の演算結果に基づいて励磁アンプを制御することを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１または２に記載の磁気軸受装置において、搬送波生成手段は、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、正弦波離散値をＤ／Ａ変換して搬送波を生成するＤ／Ａ変換部とを備え、復調演算手段は、正弦波離散値と前記デジタル値に変換されたセンサ信号とがほぼ同位相となるように、正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部と、位相シフト演算部により位相シフトされた正弦波離散値とデジタル値に変換されたセンサ信号とを乗算する乗算部と、乗算部の乗算結果にローパス演算処理を行うローパス演算部とを備え、制御手段は、ローパス演算部の演算結果に基づいて励磁アンプを制御することを特徴とする。

本発明によれば、センサ信号をデジタル変換するときのサンプリング周波数を搬送波周波数の４／３倍または４／５倍の周波数とすることにより、エリアシングの影響を受けることなくサンプリングすることができ、デジタル演算処理の規模を小さくすることができる。

以下、図を参照して本発明を実施するための最良の形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は本発明による磁気軸受装置の第１の実施の形態を示す図であり、磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。ポンプ本体１に設けられたケーシング２０の内部には、複数段のロータ翼２１およびネジ溝部２２が形成されたロータ４と、ロータ翼２１に対して交互に配設されるステータ翼２３と、上記ネジ溝部２２と対向するように配設される筒状部材２４とが設けられている。ロータ４を非接触支持する電磁石５はラジアル磁気軸受を構成する電磁石５１，５２とアキシャル磁気軸受を構成する電磁石５３とを有し、これらは５軸制御型磁気軸受を構成している。

これらのラジアル電磁石５１，５２とアキシャル電磁石５３に対応して、ラジアル変位センサ７１，７２およびアキシャル変位センサ７３が設けられている。レセプタクル２５にはポンプ本体１とコントローラ（不図示）とを接続するケーブルが接続され、ポンプ本体１はそのコントローラにより駆動制御される。ロータ４を電磁石５１，５２，５３により非接触支持しつつモータ６により回転駆動すると、吸気口フランジ２０側のガスは矢印Ｇ１のように背圧側（空間Ｓ１）に排気され、背圧側に排気されたガスは排気口フランジ２６に接続された補助ポンプによりポンプ外に排出される。

２７，２８は非常用のメカニカルベアリングであり、ロータ４が磁気浮上していないときには、ロータ４はこれらのベアリング２７，２８により支持される。ベアリング２７はロータ４のラジアル方向の２軸（ｘ軸およびｙ軸）の運動を非常時に拘束し、ベアリング２８はラジアル方向の２軸（ｘ軸およびｙ軸）とスラスト方向の１軸（ｚ軸）を拘束する。

図２は５軸制御型磁気軸受の概念図であり、ロータ４の回転軸Ｊがｚ軸に一致するように示した。図１に示したラジアル電磁石５１は、ｘ軸に関する一対の電磁石５１ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５１ｙとを備えている。同様に、ラジアル電磁石５２も、ｘ軸に関する一対の電磁石５２ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５２ｙとを備えている。また、アキシャル電磁石５３は、ロータ４の下端に設けられたディスク４１をｚ軸に沿って挟むように対向して配設される一対の電磁石５３ｚを備えている。図１の変位センサ７１，７２に関しても、電磁石５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙに対応してそれぞれ一対のラジアル変位センサで構成されている。これら５組の電磁石５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙ，５３および変位センサ７１〜７３により５軸制御型磁気軸受が構成されている。

図３は磁気軸受装置の磁気浮上制御系の基本構成を示すブロック図であり、磁気軸受部分に関してはラジアル方向の一軸のみを示した。電磁石５としては一対のラジアル電磁石５１ｘを示し、変位センサ７としては電磁石５１ｘに対応したラジアル変位センサ７１ｘを示す。変位センサ７はインダクタンス式のセンサであり、ギャップ変位の変化によるセンサ部インピーダンスの変化を利用して、ギャップ変位を電気信号に変換している。ロータ４のセンサ対向面は強磁性体または導体で構成される。

ポンプ本体１を駆動するコントローラには、センサ回路２、制御回路３、励磁アンプ８が設けられている。制御回路３は、Ａ／Ｄコンバータ３０１、Ｄ／Ａコンバータ３０２、演算部であるＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）３０７、ＲＯＭ３０４やＲＡＭ３０５等を有する記憶部３０６を備えている。変位センサ７にはセンサ回路２により数十ｋＨｚの搬送波が印加され、ギャップ変位により生じるセンサ部インピーダンス変化に応じて搬送波を振幅変調する。この振幅被変調波（ＡＭ波）は、センサ信号としてセンサ回路２を介して制御回路３に入力される。ラジアル変位センサ７１ｘの場合には、センサ回路２において各変位センサ７１ｘからのセンサ信号の差分が演算され、その差分成分がセンサ信号として制御回路３に入力される。

制御回路３に入力されたアナログセンサ信号は、Ａ／Ｄコンバータ３０１によりデジタル値に変換され、ＤＳＰ３０７に入力される。記憶部３０６には予め磁気浮上制御定数がインプットされており、ＤＳＰ３０７は変位センサ７の出力と制御定数とに基づいて電磁石５に流すべき励磁電流を算出する。例えば、ロータ４の浮上位置が適正位置よりも左側にずれている場合には、右側の電磁石５１ｘの励磁電流を大きくして適正位置となるように制御する。このときの電流制御量はＰＩＤ演算により算出される。ＤＳＰ３０７からは供給すべき励磁電流に応じた制御信号が出力され、その制御信号はＤ／Ａコンバータ３０２によりアナログ値に変換された後に励磁アンプ８に入力される。

一般的に、アナログ信号をＡ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換して演算処理を行う場合には、エリアッシングの発生を防止するために、サンプリング定理に基づきサンプリング周波数をＡ／Ｄコンバータに入力される信号の最大周波数の２倍以上に設定される。従来の磁気軸受装置の場合にもこの考え方が適用されており、サンプリング周波数ｆ_ｓはｆ_ｓ＞２（ｆ_ｃ＋ｆ_ｒ）のように設定される。ここで、ｆ_ｃ＋ｆ_ｒはＡ／Ｄコンバータに入力されるセンサ信号の最大周波数であり、ｆ_ｃは搬送波周波数、ｆ_ｒはロータ変位による変調周波数である。

しかしながら、本発明では、サンプリング周波数ｆ_ｓを次式（１），（２）のように設定する。この場合のサンプリング周波数ｆ_ｓは、サンプリング定理により設定した場合よりも低い周波数となる。ターボ分子ポンプの場合、ロータ変位信号の周波数ｆ_ｒは比較的帯域が狭い範囲に限定されており、次式（１），（２）の条件を満たすようにサンプリング周波数ｆ_ｓを設定すると、エリアッシング（aliasing）を発生させずに演算処理の軽減化を図ることができる。
（ケース１）：（１／２）ｆ_ｓ＜ｆ_ｃ−ｆ_ｒ＜ｆ_ｃ＋ｆ_ｒ＜ｆ_ｓ …（１）
（ケース２）：ｆ_ｓ＜ｆ_ｃ−ｆ_ｒ＜ｆ_ｃ＋ｆ_ｒ＜（３／２）ｆ_ｓ …（２）

制御回路３では、入力されたセンサ信号に対して、上記サンプリング周波数ｆ_ｓで離散化が行われ、その後、復調、平滑の各処理が行われ、デジタル化された信号に基づいて各種演算処理が施される。上記のケース２の範囲は周波数０に関してケース１の範囲と対称になっており、例えば、ケース１を例にこれらの処理の概要を説明すると、以下のようになる。

（離散化処理）
Ａ／Ｄコンバータ３０１には周波数ｆ_ｃの搬送波が帯域を有する周波数ｆ_ｒで振幅変調された信号が入力されるので、Ａ／Ｄコンバータ３０１には（ｆ_ｃ−ｆ_ｒ）〜（ｆ_ｃ＋ｆ_ｒ）の帯域を有する信号が入力される。この信号をサンプリング周波数ｆｓで離散化すると、離散化された信号の周波数帯域はｆ_ｓ−（ｆ_ｃ−ｆ_ｒ）〜ｆ_ｓ−（ｆ_ｃ＋ｆ_ｒ）となる。これを書き換えると、（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）−ｆ_ｒ〜（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）＋ｆ_ｒとなる。そして、ケース１のように設定した場合、帯域の上端は（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）＋ｆ_ｒ＜（１／２）ｆ_ｓとなり、帯域の下端は０＜（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）−ｆ_ｒとなる。よって、折り返しの影響を受けることなく演算処理を行うことができる。

（復調処理）
上記の離散化された周波数帯域（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）−ｆ_ｒ〜（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）＋ｆ_ｒの信号に周波数（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）の正弦波を乗算することにより、復調が行われる。ここで、三角関数の公式から、２つの周波数成分（ｆ１，ｆ２）の乗算は、ｆ１＋ｆ２の周波数成分とｆ１−ｆ２の周波数成分の和に分解することができる。よって、復調処理により周波数帯域（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）−ｆ_ｒ〜（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）＋ｆ_ｒは、周波数帯域−ｆ_ｒ〜ｆ_ｒと周波数帯域２（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）−ｆ_ｒ〜２（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）＋ｆ_ｒとに分解される。

（平滑処理）
上述した２つの周波数帯域の内で最終的に利用されるのは周波数帯域−ｆ_ｒ〜ｆ_ｒの信号であり、周波数帯域２（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）−ｆ_ｒ〜２（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）＋ｆ_ｒは不要な周波数帯域の信号である。この不要周波数帯域の信号はローパスフィルタやバンドパスフィルタにより除去される。除去したい中心周波数は２（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）であり、直流付近（周波数０付近）を減衰させずに２（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）付近のみを除去する急峻なフィルタを構成する必要がある。

なお、上述した復調処理では、離散化された信号に周波数（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）の正弦波値をサンプリング周期Ｔ_ｓごとに乗算することになる。そのため、サンプリング周波数ｆ_ｓを次式（３）のように設定すると、ちょうど時間ｎＴ_ｓ毎に同一の値となるように正弦波離散値信号を生成すれば良く、演算処理をより容易に行うことができる。
｜ｆ_ｓ−ｆ_ｃ｜＝ｆ_ｓ／ｎ …（３）
ただし、ｎは整数である。

式（３）を満たすものとしては、ケース１の場合にはｆ_ｃ＝（２／３）ｆ_ｓ、ｆ_ｃ＝（３／４）ｆ_ｓ、ｆ_ｃ＝（４／５）ｆ_ｓ、ｆ_ｃ＝（５／６）ｆ_ｓ…等があるが、ｆ_ｓ／ｎが周波数範囲０〜（１／２）ｆ_ｓの中間（１／４）ｆ_ｓとなるｆ_ｃ＝（３／４）ｆ_ｓのときに、周波数ｆ_ｒを最も大きく取ることができる。また、ケース２の場合には、ｆ_ｃ＝（４／３）ｆ_ｓ、ｆ_ｃ＝（５／４）ｆ_ｓ、ｆ_ｃ＝（６／５）ｆ_ｓ、ｆｃ＝（７／６）ｆ_ｓ…等が式（３）を満たしているが、ｆ_ｓ／ｎが周波数範囲０〜（１／２）ｆ_ｓの中間（１／４）ｆ_ｓとなるｆ_ｃ＝（５／４）ｆ_ｓのときに、周波数ｆ_ｒを最も大きく取ることができる。すなわち、ｆ_ｃ＝（３／４）ｆ_ｓまたはｆ_ｃ＝（５／４）ｆ_ｓのようにサンプリング周波数ｆｓを設定するのが好ましい。

図４は、図３に示したセンサ回路２および制御回路３に設けられたＤＳＰ３０７の構成を示すブロック図であり、アキシャル軸制御系に関するものである。また、図５は図４における信号（ａ）〜（ｇ）および（ｌ）の一例を示す図である。図４において、センサ回路２には搬送波生成部２０１が設けられており、生成された搬送波は抵抗Ｒを通して直列接続された変位センサ７（７３）に印加される。

搬送波生成部２０１から出力される搬送波信号（ａ）は、図５に示すようにａ_１sin(２πｆ_ｃｔ)で表される。図５において横軸は時間およびサンプリングのタイミングｎＴ_ｓを表している。Ｔ_ｓはサンプリング周期であり、サンプリング周波数をｆ_ｓとするとＴ_ｓ＝１／ｆ_ｓである。また、ｆ_ｃおよびＴ_ｃはそれぞれ搬送波の周波数および周期であって、本実施の形態では、サンプリング周波数ｆ_ｓを上述した好ましい条件ｆ_ｃ＝３／４ｆ_ｓの場合について説明するが、上述した条件（１），（２）を満たすサンプリング周波数ｆ_ｓの全てに対して同様の議論が成り立つ。

搬送波信号（ａ）が変位センサ７に印加されるとインピーダンス変化により振幅変調され、信号（ｂ）のように位相ずれφを有するＡＭ波ａ_２sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)が変位センサ７から差動アンプ２０３に出力される。一方、搬送波生成部２０１で生成された搬送波信号ａ_１sin(２πｆ_ｃｔ)はゲイン補正部２０２にも入力され、このゲイン補正部２０２でゲイン補正されてａ_３sin(２πｆ_ｃｔ)となる。その後、位相シフト部２０４により上記位相ずれφと同じだけ位相シフトされた信号（ｃ）が搬送波基準信号として差動アンプ２０３に出力される。このとき、搬送波基準信号はａ_３sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)のように表される。ただし、ａ_３＜ａ_２またはａ_３＞ａ_２のように設定する。

変位センサ７のインダクタンスが大きい場合、ゲイン補正部２０２から出力される搬送波基準信号に対するセンサ出力信号（ＡＭ波）の位相ずれが大きくなり、そのまま差分を演算すると位相ずれの影響を大きく受ける。そのため、搬送波基準信号を位相シフト部２０４で位相シフトさせて、センサ信号との位相ずれがほぼゼロとなるようにする。

差動アンプ２０３では、変位センサ７で振幅変調された信号（ｂ）ａ_２sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)と位相シフト部２０４から入力された搬送波基準信号（ｃ）ａ_３sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)との差分信号を取得する。差分信号（ｄ）は、ａ_４sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)のように表される。ただし、ａ_４＝ａ_２−ａ_３である。

次に、ＤＳＰ３０７における復調演算の詳細について説明する。センサ回路２Ｂから出力された差分信号（ｄ）は、Ａ／Ｄコンバータ３０１によりデジタル値に変換される。このときのサンプリング周波数ｆ_ｓは上述したようにｆ_ｃ＝（３／４）ｆ_ｓのように設定される。Ａ／Ｄコンバータ３０１で離散化された信号の周波数は（ｆ_ｓ−ｆ_ｃ）となり、離散化された信号は周波数がｆ_ｓ／４へと低周波数化される。

図５の信号（ｅ）は、信号（ｄ）の各時刻ｎＴ_ｓ（ただし、ｎ＝０，１，２，…）における値をサンプリングして得られた離散値信号であり、次式（４）のように表される。
ａ_４sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ＋φ) …（４）
ここで、ｆ_ｃ＝（３／４）ｆ_ｓの関係があるので、Ｔ_ｓ＝３／（４ｆ_ｃ）を式（４）に代入すると式（５）のように変形できる。
ａ_４sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ＋φ)＝ａ_４sin(２πｆ_ｃ・３ｎ／（４ｆ_ｃ）＋φ)
＝ａ_４sin(３πｎ／２＋φ)
＝ａ_４sin(３πｎ／２＋φ＋６π)
＝ａ_４sin｛（３π／２）・（ｎ＋４）＋φ｝ …（５）

すなわち、離散値信号（ｅ）は周期４Ｔ_ｓを有していることがわかり、ａ_５sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・ｎＴ_ｓ＋φ’｝のように表される。このように、サンプリング周波数ｆ_ｓをｆ_ｃ＝（３／４）ｆ_ｓを満たすようにように設定することにより、サンプリング後の離散値信号をｆ_ｓ／４に低周波数化することができる。そのため、ＤＳＰ３０７では低周波数化された変調信号を復調処理すれば良いことになる。

その後、Ａ／Ｄコンバータ３０１から出力された差分信号は２つに分けられ、分岐された一方の差分信号には正弦波離散値演算部３２０からの正弦波離散値信号「（ｆ）＝sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・ｎＴ_ｓ｝」が乗算される。他方の差分信号には余弦波離散値演算部３２１からの余弦波離散値信号「（ｇ）＝sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・ｎＴ_ｓ−π／２｝＝−cos｛２π（ｆ_ｓ／４）・ｎＴ_ｓ｝」が乗算される。このとき、正弦波離散値信号（ｆ）および余弦波離散値信号（ｇ）と信号（ｅ）とは同期していなくても良い。

分岐された各信号（ｅ）に対する乗算部３１４の乗算結果（ｈ）および（ｉ）は次式のように表される。
（ｈ） ａ_５sin｛(πｆ_ｓ／２）・ｎＴ_ｓ＋φ’｝・sin｛(πｆ_ｓ／２）・ｎＴ_ｓ｝
＝｛ａ_５cosφ’−ａ_５cos(２π(ｆ_ｓ／２)・ｎＴ_ｓ＋φ’)｝／２
（ｉ） −ａ_５sin｛(πｆ_ｓ／２）・ｎＴ_ｓ＋φ’｝・cos｛(πｆ_ｓ／２）・ｎＴ_ｓ｝
＝−｛ａ_５sinφ’＋ａ_５sin(２π(ｆ_ｓ／２)・ｎＴ_ｓ＋φ’)｝／２

ローパスフィルタ演算部３１５は各信号（ｈ），（ｉ）に含まれる高調波成分、すなわち搬送波周波数の１／２周波数の信号を除去するものであり、各信号（ｈ），（ｉ）の低周波成分が信号（ｊ）、信号（ｋ）として抽出される。ここでは、低周波成分として直流成分を考えているので、信号（ｊ）は信号（ｈ）の直流成分（ａ_５cosφ’）／２であり、信号（ｋ）は信号（ｉ）の直流成分（−ａ_５sinφ’）／２である。

その後、信号（ｊ）および（ｋ）を２乗算演算部３２２でそれぞれ２乗し、各演算結果を和算部３２３で加え合わせる。さらに、その演算結果を平方根演算部３２４で処理すると、図５の信号（ｌ）に示すような信号ａ_５／２が得られる。その後、ゲイン・オフセット演算部３１６においてゲイン補正およびオフセット補正を行う。そして、制御演算部３１１では、補正後の信号に基づいて電磁石電流制御量の演算が行われる。

−第２の実施の形態−
上述した第１の実施の形態では、整流処理は差分信号と正弦波離散値信号および余弦波離散値信号とが非同期状態で行われたが、第２の実施形態では同期状態で整流処理を行うものについて説明する。図６は、図４と同様にアキシャル軸制御系に関するブロック図を示したものである。第２の実施の形態においても、サンプリング周波数ｆ_ｓは第１の実施の形態と同様に設定される。

図４に示した制御系では、センサ回路２Ｂの搬送波生成部２０１で生成された搬送波を変位センサ７に印加したが、第２の実施の形態ではＤＳＰ３０７の正弦波離散値生成部３２０で生成された正弦波離散値をＤ／Ａコンバータ３１３によりアナログ波に変換し、それを搬送波として変位センサ７に印加するようにした。

ＤＳＰ３０７の乗算部３１４では、Ａ／Ｄコンバータ３０１からの差分信号に正弦波離散値生成部３２０で生成した正弦波離散値を乗算することにより同期検波（整流）を行う。センサ出力信号と正弦波離散値生成部３２０で発生する正弦波との間には位相ずれがあるため、差分信号は正弦波と同相の成分と９０度遅れの二成分に分離される。そのため、符号情報を有した信号成分を取り出すためには、乗算時の差分信号の位相が正弦波の位相とほぼ同位相となるようにすれば良い。ここでは、センサ回路２Ｃに出力される搬送波の位相をＤＳＰ３０７の位相シフト演算部３１２でシフトさせて、乗算時の差分信号と正弦波離散値とが同位相となるようにする。

図７は、図６の各信号（ａ）〜（ｊ）の一例を示したものである。なお、以下では、サンプリング周波数ｆ_ｓをｆ_ｃ＝（３／４）ｆ_ｓのように設定した場合について説明する。図６の正弦波離散値生成部３２０からは、乗算部３１４に信号（ａ）が出力され、位相シフト演算部３１２には信号（ｂ）が出力される。

信号（ａ）は正弦波信号ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｔ＋φ)を時間間隔Ｔ_ｓでサンプリングしたものであり、ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ＋φ)と表される。周期Ｔ_ｓに対応するサンプリング周波数ｆ_ｓは、ｆ_ｃ＝（３／４）・ｆ_ｓを満たすように設定されている。一方、信号（ｂ）は正弦波信号ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｔ＋φ)を時間間隔Ｔ_ｓ／４でサンプリングしたものであり、ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｍＴ_ｓ／４＋φ)のように表される。いずれの信号（ａ），（ｂ）も、Ａ／Ｄコンバータ３０１のサンプリング周期Ｔ_ｓに対して周期４Ｔ_ｓを有する離散値信号となっている。なお、信号（ｂ）としては、正弦波信号ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｔ＋φ)を時間間隔Ｔ_ｓ／８などでサンプリングしたものを用いても良い。

信号（ｂ）を位相シフト演算部３１２で−φだけ位相シフトすると、位相シフト後の離散値信号（ｂ’）はａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｍＴ_ｓ／４)となる。この離散値信号（ｂ’）がＤ／Ａコンバータ３１３に入力されると、アナログ信号（ｃ）が出力される。信号（ｃ）の波形には高調波が含まれていて階段状になっている。そこで、この信号（ｃ）をローパスフィルタやバンドパスフィルタ等のフィルタ回路２０５でフィルタリングすることにより、信号（ｄ）に示すような滑らかな搬送波信号ａ_２sin(２πｆ_ｃｔ)が得られる。なお、ここではフィルタリングによる位相遅れは便宜上無視している。

搬送波信号「（ｄ）＝ａ_２sin(２πｆ_ｃｔ)」を変位センサ７に印加すると、ＡＭ波信号「（ｅ）＝ａ_３sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)」が得られる。この例では、搬送波信号に対するＡＭ波信号の位相ずれは＋φであって、位相シフト演算部３１２ではこの位相ずれ＋φに対応するように−φだけ位相シフトしている。そのため、ＡＭ波信号（ｅ）と上述した正弦波離散値信号（ａ）とは同位相となっている。

差動アンプ２０３には、搬送波信号（ｄ）をゲイン補正部２０２および位相シフト部２０４により処理して得られる搬送波基準信号「（ｆ）＝ａ_４sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)」と、変位センサ７からのＡＭ波信号（ｅ）とが入力される。差動アンプ２０３はそれらの差分信号「（ｇ）＝ａ_５sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)」をＡ／Ｄコンバータ３０１に出力する。Ａ／Ｄコンバータ３０１では、この差分信号（ｇ）をサンプリング周波数ｆ_ｓ（＝（４／３）ｆ_ｃ）でサンプリングする。その結果、上述した第１の実施の形態と同様に周期４Ｔ_ｓ（周波数ｆ_ｓ／４）の離散値信号「（ｈ）＝ａ_６sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・ｎＴ_ｓ＋φ’｝」が得られる。

乗算部３１４では、Ａ／Ｄコンバータ３０１からの差分信号離散値（ｈ）と正弦波離散値生成部３２０からの正弦波離散値信号（ａ）が乗算される。正弦波離散値信号（ａ）は正弦波信号ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｔ＋φ)をｎＴ_ｓのタイミングで、すなわちサンプリング周波数ｆ_ｓ（＝（４／３）ｆ_ｃ）でサンプリングしたものであるから、ｆ_ｓ／４に低周波数化されたａ_７sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・ｎＴ_ｓ＋φ’｝で表されることになる。よって乗算結果（ｉ）は次式のように表される。
（ｉ） ａ_６ａ_７sin^２｛２π（ｆ_ｓ／４）・ｎＴ_ｓ＋φ’｝
＝ａ_６ａ_７｛１−cos(２π(ｆ_ｓ／２)・ｎＴ_ｓ＋φ’)｝／２

信号（ｉ）をローパスフィルタ３１５に入力すると、ロータ変位信号を表す直流成分信号（ｊ）＝ａ_６ａ_７／２がローパスフィルタ３１５から出力される。その後、ゲイン・オフセット演算部３１６においてゲイン補正およびオフセット補正を行い、その補正後の信号に基づいて制御演算を行う。

なお、図６に示すブロック図では、位相シフト演算部３１２を正弦波離散値生成部３２０とＤ／Ａコンバータ３１３との間に設けたが、正弦波離散値生成部３２０と乗算部３１４との間に設けても良い。すなわち、正弦波離散値信号（ａ）を位相シフトすることにより、乗算時における差分信号（ｈ）と正弦波離散値信号（ａ）との位相を合わせるようにしても良い。

−第３の実施の形態−
図８および図９は第３の実施の形態における制御系のブロック図であり、５軸制御の全てについて示したものである。図８は各変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙ、７３とセンサ回路２Ｄとを示す図であり、図９は制御回路３Ｄを示したものである。ラジアル変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙは図２に示した各ラジアル電磁石５１ｘ、５１ｙ、５２ｘ、５２ｙに対応して設けられた変位センサである。

なお、図６に示したものと同一の部分には同一の符号を付し、ここでは異なる部分を中心に説明する。また、Ａ／Ｄコンバータ３０１におけるサンプリング周波数ｆ_ｓは、第１および第２の実施の形態と同様に設定される。以下では、ｆ_ｃ＝（３／４）ｆ_ｓに設定した場合について説明する。

図１０，１１は図８，９の各信号（ａ）〜（ｊ’）の一例を示したものである。上述した第２の実施の形態と同様に、正弦波離散値生成部３２０からは、搬送波生成に用いられる正弦波離散値信号（ａ）と復調用に用いられる正弦波離散値信号（ａ’）とが出力される。信号（ａ）は正弦波信号ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｔ)を時間間隔Ｔ_ｓ／４でサンプリングしたものであり、ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｍＴ_ｓ／４)と表される。

一方、信号（ａ’）は正弦波信号ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｔ)を時間間隔Ｔ_ｓでサンプリングしたものであり、ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ)と表される。ここで、ｆ_ｃ＝（３／４）・ｆ_ｓに設定されているので、３Ｔ_ｃ＝４Ｔ_ｓになっており、信号（ａ’）は次式に示すように変形できる。
（ａ’） ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ)＝ａ_１sin(２π・ｎＴ_ｓ／Ｔ_ｃ）
＝ａ_１sin(３π／２・ｎ）
すなわち、信号（ａ’）は周期４Ｔ_ｓを有する信号となっており、図１０の信号（ａ’）に示すように「−ａ_１sin(２π(ｆ_ｓ／４)・ｎＴ_ｓ)」のように表される。いずれの信号（ａ），（ａ’）も、Ａ／Ｄコンバータ３０１のサンプリング周期Ｔ_ｓに対して周期４Ｔ_ｓを有する離散値信号となっている。

正弦波離散値生成部３２０から搬送波用信号として出力された正弦波離散値信号（ａ）は、Ｄ／Ａコンバータ３１３によりアナログ信号（ｂ）に変換される。アナログ信号（ｂ）はフィルタ回路２０５によりフィルタ処理され、その結果、高調波が除去された搬送波信号（ｃ）＝ａ_２sin(２πｆ_ｃ・ｔ)が生成される。搬送波信号（ｃ）は、ラジアル変位センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙ，７３のそれぞれに入力される。

各ラジアル変位センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙはロータ４を挟むように一対ずつ設けられており、各々に搬送波信号（ｃ）が入力される。そして、センサ信号の線形性を改善するために一対の変位センサ、例えば一対の変位センサ７１ｘの各々から出力される信号の差分がセンサ信号として用いられる。一対の変位センサ７１ｘの各々から出力されたＡＭ波信号は差動アンプ２０３に入力され、そこで差分信号が生成される。また、アキシャル変位センサ７３から出力されたＡＭ波信号（ｄ）＝ａ_３sin(２πｆ_ｃ・ｔ＋φ)については、図６で説明した場合と同様に処理され、差動アンプ２０３では搬送波基準信号（ｅ）＝ａ_４sin(２πｆ_ｃ・ｔ＋φ)とＡＭ波信号（ｄ）との差分処理が行われる。

差動アンプ２０３から出力された各差分信号は、それぞれフィルタ回路４００において搬送波周波数を中心周波数とするバンドパス処理が行われる。これにより、後続する検波処理におけるＳ／Ｎ比の向上を図ることができる。各フィルタ回路４００から出力された信号は、Ａ／Ｄコンバータ３０１（図９参照）によってデジタル値へと変換される。

図８に示すように、差動アンプ２０３からは、信号（ｅ）と信号（ｄ）との差分信号（ｆ）＝ａ_５sin(２πｆ_ｃ・ｔ＋φ)が出力される。信号（ｆ）はフィルタ回路４００のフィルタ処理を受けて、信号（ｆ’）＝ａ_６sin(２πｆ_ｃ・ｔ＋φ’)となる。信号（ｆ’）は、Ａ／Ｄコンバータ３０１によりサンプリング周波数ｆ_ｓでサンプリングされる。ラジアル変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙに関する各差分信号についても同様にフィルタ処理され、Ａ／Ｄコンバータ３０１によりサンプリング周波数ｆ_ｓ（＝（４／３）ｆ_ｃ）でサンプリングされる。

デジタル変換された各信号は、バンドパス処理やハイパス処理を行うフィルタ演算部３４１によって差分信号に含まれるオフセット分が除去される。乗算部３１４にはフィルタ演算部３４１から出力された信号（ｇ）、（ｇ’）と、位相シフト演算部４０１からの信号（ｈ），（ｈ’）とが入力され、乗算される。

各乗算部３１４に入力される差分信号は、正弦波離散値生成部３２０で生成された正弦波離散値信号に対して位相ずれが生じる。具体的には、（１）Ｄ／Ａ変換され、アナログフィルタを通過する過程、（２）各軸の変位センサに印加され、アナログ回路を通過する過程でそれぞれ発生する。さらに、センサ出力差分信号をＡ／Ｄコンバータ３０１でＡ／Ｄ変換するタイミングが各制御軸毎に異なるので、各制御軸間の相対的な位相ずれも生じる。

そのため、各軸に対応して設けられた位相シフト部演算４０１は、各差分信号の位相ずれに応じて正弦波離散値生成部３２０からの正弦波離散値をそれぞれ異なるシフト量で位相シフトすることになる。その結果、各軸に関して、差分信号と、それに乗算される正弦波離散値とがほぼ同位相となる。

例えば、Ａ／Ｄコンバータ３０１ではサンプリング周波数ｆ_ｓ（＝（４／３）ｆ_ｃ）でサンプリングが行われるため、サンプリングされた離散値信号は周期４Ｔ_ｓを有している。そのため、フィルタ演算部３４１から出力される信号（ｇ）も同様の周期性を有しており、ａ_７sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・ｎＴ_ｓ＋φ’｝のように表される。一方、信号（ｇ’）は、信号（ｇ）と比較した場合、Ａ／Ｄコンバータ３０１でＡ／Ｄ変換するタイミングがΔＴだけ異なっており、ａ_８sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・（ｎＴ_ｓ−ΔＴ）＋φ’｝のように表される。

このように、信号（ｇ）と信号（ｇ’）とは位相が異なるので、アキシャル変位センサ７３に関する位相シフト演算部４０１からはａ_９sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・ｎＴ_ｓ＋φ’｝のような正弦波離散値信号（ｈ）が出力されて、乗算部３１４で信号（ｇ）＝ａ_７sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・ｎＴ_ｓ＋φ’｝と乗算される。一方、ラジアル変位センサ７２ｙに関する位相シフト演算部４０１からはａ_１０sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・（ｎＴ_ｓ−ΔＴ）＋φ’｝のような正弦波離散値信号（ｈ’）が出力されて、乗算部３１４で信号（ｇ’）＝ａ_８sin｛２π（ｆ_ｓ／４）・（ｎＴ_ｓ−ΔＴ）＋φ’｝と乗算される。

乗算部３１４以後の各処理は、図６に示した処理手順と全く同一なので、ここでは説明を省略するが、第２の実施の形態と同様の演算により図１１に示すような信号（ｉ），（ｉ’）および信号（ｈ），（ｈ’）が得られる。

上述したように、本発明によれば、従来アナログ的に行ってきた整流処理、フィルタ処理、ゲイン・オフセット補正処理を、デジタル演算処理によりソフト的に行うようにしているため、回路規模の縮小が図れる。また、回路規模を増大することなく、搬送波周波数の低周波化を図ることができる。

さらに、本発明では、サンプリング周波数をｆ_ｓを上述した次式（１），（２）の条件を満たすように設定したことにより、エリアッシング（aliasing）を発生させずに演算処理の軽減化を図ることができる。すなわち、従来よりもサンプリング周波数ｆ_ｓを低くすることができるためＤＳＰ３０７内での演算処理の小規模に抑えることができ、ＤＳＰ３０７として処理能力の比較的低い安価なＤＳＰを用いることができる。

また、上述した第３の実施の形態では、一つのＤ／Ａコンバータ３１３から出力された搬送波を各軸の変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙ、７３に印加し、正弦波離散値を位相シフトして変位センサ出力差分信号に乗算するようにしているので、Ｄ／Ａコンバータ３１３の数を削減することができ、回路のコストダウンが図れるとともに、回路規模の縮小も図れる。

なお、上述した実施の形態では、乗算部３１４で乗算される２つの信号がほぼ同位相となるように位相シフトしたが、同位相ではなくて逆位相（１８０degの位相ずれ）であっても良い。逆位相の場合、乗算結果に符号変換を施すことにより、同位相の場合と同一符号の値となる。

上述した実施の形態ではターボ分子ポンプの磁気軸受装置を例に説明したが、本発明は、工作機械や真空搬送装置等に用いられる磁気軸受装置にも適用することができる。さらに、５軸制御の磁気軸受装置に限らず、３軸制御などのように制御軸数が異なる場合にも適用することができる。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。

以上説明した実施の形態と特許請求の範囲の要素との対応において、ロータ４は被支持体を、ＤＳＰ３０７は復調演算手段を、制御演算部３１１は制御手段をそれぞれ構成する。

本発明による磁気軸受装置の第１の実施の形態を示す図であり、磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。 ５軸制御型磁気軸受の概念図である。 磁気浮上制御系の基本構成を示すブロック図である。 ＤＳＰ３０７の構成を示すブロック図である。 図４の信号（ａ）〜（ｇ）および（ｌ）の一例を示す図である。 第２の実施の形態を示すブロック図である。 図６の各信号（ａ）〜（ｊ）の一例を示したものである。 第３の実施の形態における制御系示すブロック図であり、各変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙ、７３とセンサ回路２Ｄとを示す。 第３の実施の形態における制御系示すブロック図であり、制御回路３Ｄを示す図である。 図８，９の各信号（ａ）〜（ｆ’）の一例を示したものである。 図９の各信号（ｇ）〜（ｊ’）の一例を示したものである。

符号の説明

１ ポンプ本体
２，２Ｂ，２Ｃ，２Ｄ センサ回路
３，３Ｃ，３Ｄ 制御回路
４ ロータ
５，５１〜５３，５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙ 電磁石
７，７１〜７３，７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙ 変位センサ
８ 励磁アンプ
２０１ 搬送波生成部
２０２ ゲイン補正部
２０３ 差動アンプ
２０４ 位相シフト部
２０５，４００ フィルタ回路
３０１ Ａ／Ｄコンバータ
３０２，３１３ Ｄ／Ａコンバータ
３０７ ＤＳＰ
３１１ 制御演算部
３１２，４０１ 位相シフト演算部
３１４ 乗算部
３１５ ローパスフィルタ演算部
３２０ 正弦波離散値演算部
３２１ 余弦波離散値演算部
３２２ ２乗算演算部
３２３ 和算部
３２４ 平方根演算部
３３１ 差分演算部
３４１ フィルタ演算部

Claims (4)

1. 被支持体を非接触支持する電磁石と、
   前記電磁石に励磁電流を供給する励磁アンプと、
   搬送波を生成する搬送波生成手段と、
   前記搬送波を前記被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号として出力するセンサと、
   前記センサ信号の周波数帯域が、サンプリング周波数の１／２倍よりも高くかつサンプリング周波数よりも低くなるようなサンプリング周波数、または、サンプリング周波数よりも高くかつサンプリング周波数の３／２倍よりも低くなるようなサンプリング周波数で、前記センサ信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記デジタル値に変換されたセンサ信号に基づいてデジタル演算処理により復調する復調演算手段と、
   前記復調演算手段の演算結果に基づいて前記励磁アンプを制御する制御手段とを備えたことを特徴とする磁気軸受装置。
2. 請求項１に記載の磁気軸受装置において、
   前記サンプリング周波数を、前記搬送波の周波数の４／３倍または４／５倍に設定したことを特徴とする磁気軸受装置。
3. 請求項１または２に記載の磁気軸受装置において、
   前記復調演算手段は、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、前記デジタル値に変換されたセンサ信号と前記正弦波離散値とを乗算する乗算部と、前記乗算部の乗算結果にローパス演算処理を行うローパス演算部とを備え、
   前記搬送波生成手段は、前記乗算部で乗算される前記正弦波離散値と前記デジタル値に変換されたセンサ信号とがほぼ同位相となるように、前記正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部と、その位相シフトされた正弦波離散値をＤ／Ａ変換して前記搬送波を生成するＤ／Ａ変換部とを備え、
   前記制御手段は、前記ローパス演算部の演算結果に基づいて前記励磁アンプを制御することを特徴とする磁気軸受装置。
4. 請求項１または２に記載の磁気軸受装置において、
   前記搬送波生成手段は、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、前記正弦波離散値をＤ／Ａ変換して前記搬送波を生成するＤ／Ａ変換部とを備え、
   前記復調演算手段は、前記正弦波離散値と前記デジタル値に変換されたセンサ信号とがほぼ同位相となるように、前記正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部と、前記位相シフト演算部により位相シフトされた正弦波離散値と前記デジタル値に変換されたセンサ信号とを乗算する乗算部と、前記乗算部の乗算結果にローパス演算処理を行うローパス演算部とを備え、
   前記制御手段は、前記ローパス演算部の演算結果に基づいて前記励磁アンプを制御することを特徴とする磁気軸受装置。

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