JP5673564B2 - センサレス磁気浮上式真空ポンプおよびセンサレス磁気浮上装置 - Google Patents

Description

本発明は、センサレスの磁気浮上式真空ポンプおよび磁気浮上装置に関するものであり、特にセンサレスの磁気軸受式ターボ分子ポンプに関する。

重畳方式のセンサレス磁気浮上装置によりロータを磁気浮上させるターボ分子ポンプでは、磁気浮上用電磁石の駆動電流に、磁気浮上制御の対象となる周波数帯域よりも高い周波数の搬送波を重畳し、この搬送波の変調信号電圧値や電流値などから電磁石とロータとの距離を測定するようにしている（例えば、特許文献１参照）。

特開平６−３１３４２６号公報

ところで、搬送波に対するコイル特性（例えば、インダクタンスによる損失、インダクタンスに対する分布容量）を良くするとともに搬送波電流を大きくするためにコイル巻数を減らすと、所望の磁気浮上力を得られない等の磁気浮上制御への影響が問題となる。その場合、所望の磁気浮上力を得るために電磁石電流を大きくしなければならず、磁気浮上に必要な電力が大きくなってしまうという問題が生じる。半導体製造装置等においては真空ポンプが複数台設けられているため、真空ポンプの電力増加は半導体製造装置全体の電力増加を招き、省エネルギーの観点から好ましくない。

逆に、小さい電磁石電流で被支持体を浮上させようとした場合、電磁石コイルの巻数を多くする必要がある。しかし、電磁石コイルの巻数を多くすると、搬送波電流成分（搬送波信号に対応する電流成分）が小さくなって搬送波を利用した被支持体の位置測定が難しくなる。また、高い周波数におけるコイル特性の悪化が無視できなくなる。

請求項１の発明に係るセンサレス磁気浮上式真空ポンプは、排気機能部が形成されたロータと、ロータを回転駆動するモータと、磁気力によりロータを磁気浮上させる電磁石と、ロータを磁気浮上させるための磁気浮上制御電流成分および該磁気浮上制御電流成分よりも高周波数帯域であってロータの浮上位置を検出するための搬送波電流成分を含む電磁石電流を、電磁石に供給する電磁石駆動回路と、搬送波電流成分を検出してロータの浮上位置信号を生成する浮上位置検出回路と、浮上位置信号に基づいて磁気浮上制御電流成分の電流指令を電磁石駆動回路に入力する磁気浮上制御回路と、を備え、電磁石は、一対の磁極を有するコアと、コアに巻回された主コイルと、コアの第１の磁極に巻回された第１の副コイル、コアの第２の磁極に巻回された第２の副コイルおよびコンデンサの直列回路とを有して、主コイルと直列回路とを並列接続したものであり、第１および第２の磁極はそれぞれ複数の分割磁極に分割され、第１の副コイルは、主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように第１の磁極の複数の分割磁極の各々に巻回された複数の分割副コイルから成り、第２の副コイルは、主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように第２の磁極の複数の分割磁極の各々に巻回された複数の分割副コイルから成ることを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１に記載のセンサレス磁気浮上式真空ポンプにおいて、第１の副コイルは、第１分割副コイルと該第１分割副コイルとは逆巻に巻回された第２分割副コイルとを同一個数ずつ有すると共に、第１分割副コイルと第２分割コイルとが交互に直列接続され、第２の副コイルは、第３分割副コイルと該第３分割副コイルとは逆巻に巻回された第４分割副コイルとを同一個数ずつ有すると共に、第３分割副コイルと第４分割コイルとが交互に直列接続されていることを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１または２に記載のセンサレス磁気浮上式真空ポンプにおいて、コンデンサの容量Ｃは、主コイルのインダクタンスをＬ_Ｍ、磁気浮上制御電流成分の周波数をｆ_１、搬送波電流成分の周波数をｆ_２としたときに、式「（１／２πｆ_１Ｃ）＞２πｆ_１Ｌ_Ｍ」および式「（１／２πｆ_２Ｃ）＜２πｆ_２Ｌ_Ｍ」を満足するように設定されている。
請求項４の発明は、請求項３に記載のセンサレス磁気浮上式真空ポンプにおいて、第１の副コイルと第２の副コイルとを直列接続したもののインダクタンスを、主コイルのインダクタンスと同等もしくは小さく設定したものである。
請求項５の発明は、請求項３または４に記載のセンサレス磁気浮上式真空ポンプにおいて、周波数ｆ_２と周波数ｆ_１の比ｆ_２／ｆ_１をＡとしたとき、周波数ｆ_１におけるコンデンサのインピーダンスＺ_Ｃ１および第１の副コイルと第２の副コイルとを直列接続したもののインピーダンスＺ_Ｓ１を、式「Ｚ_Ｃ１＜Ａ^２・Ｚ_Ｓ１」を満足するように設定したものである。
請求項６の発明に係るセンサレス磁気浮上装置は、磁気力により被支持体を磁気浮上させる電磁石と、被支持体を磁気浮上させるための磁気浮上制御電流成分および該磁気浮上制御電流成分よりも高周波数帯域であって被支持体の浮上位置を検出するための搬送波電流成分を含む電磁石電流を、電磁石に供給する電磁石駆動回路と、搬送波電流成分を検出して被支持体の浮上位置信号を生成する浮上位置検出回路と、浮上位置信号に基づいて磁気浮上制御電流成分の電流指令を電磁石駆動回路に入力する磁気浮上制御回路と、を備え、電磁石は、一対の磁極を有するコアと、コアに巻回された主コイルと、コアの第１の磁極に巻回された第１の副コイル、コアの第２の磁極に巻回された第２の副コイルおよびコンデンサの直列回路とを有して、主コイルと直列回路とを並列接続したものであり、第１および第２の磁極はそれぞれ複数の分割磁極に分割され、第１の副コイルは、主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように第１の磁極の複数の分割磁極の各々に巻回された複数の分割副コイルから成り、第２の副コイルは、主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように第２の磁極の複数の分割磁極の各々に巻回された複数の分割副コイルから成ることを特徴とする。
請求項７の発明は、請求項６に記載のセンサレス磁気浮上装置において、第１の副コイルは、第１分割副コイルと該第１分割副コイルとは逆巻に巻回された第２分割副コイルとを同一個数ずつ有すると共に、第１分割副コイルと第２分割コイルとが交互に直列接続され、第２の副コイルは、第３分割副コイルと該第３分割副コイルとは逆巻に巻回された第４分割副コイルとを同一個数ずつ有すると共に、第３分割副コイルと第４分割コイルとが交互に直列接続されているものである。
請求項８の発明は、請求項７に記載のセンサレス磁気浮上装置において、コンデンサの容量Ｃは、主コイルのインダクタンスをＬ_Ｍ、磁気浮上制御電流成分の周波数をｆ_１、搬送波電流成分の周波数をｆ_２としたときに、式「（１／２πｆ_１Ｃ）＞２πｆ_１Ｌ_Ｍ」および式「（１／２πｆ_２Ｃ）＜２πｆ_２Ｌ_Ｍ」を満足するように設定されている。

本発明によれば、磁気浮上制御への影響を抑えつつ搬送波電流成分を大きくすることができる。

磁気浮上式ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。 ５軸制御型磁気軸受を模式的に示した図である。 磁気浮上装置を説明するためのブロック図である。 電磁石５１xPのコア５１２に巻回された電磁石コイル５１０の詳細を示す図である。 インピーダンスの大小関係を説明する図である。 電磁石コイル５１０を説明する図である。 リング状のコア５０を用いた場合の電磁石５１xP、５１xM、５１yP、５１yMを示す図である。 主コイルと副コイルとの間の相互インダクタンスを低減した構成の一例を示す図である。 磁極先端構造の変形例を説明する図である。 アキシャル磁気軸受５３を示す図である。 電磁石５３zの構造を示す図である。 電磁石コイル５３０と副コイル５３６，５３７との接続状態を説明する模式図である。

−第１の実施の形態−
以下、図を参照して本発明を実施するための第１の実施の形態について説明する。図１は、本発明によるセンサレス磁気浮上装置を適用した磁気浮上式ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。ターボ分子ポンプは図１に示すポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動するためのコントロールユニット（不図示）とを備えている。ポンプユニット１に接続されるコントロールユニットには、磁気軸受制御部、モータ６を回転駆動するためのモータ駆動制御部等が備えられている。

ロータ３０は、５軸制御型磁気軸受を構成するラジアル磁気軸受５１，５２およびアキシャル磁気軸受５３によって非接触支持される。磁気軸受によって回転自在に磁気浮上されたロータ３０は、モータ６により高速回転駆動される。モータ６には、例えば、ＤＣブラシレスモータが用いられる。ロータ３０の回転数は回転数センサ２３によって検出される。

ロータ３０には、排気機能部として、複数段の回転翼３２と円筒状のネジロータ３１とが形成されている。一方、固定側には、排気機能部として、軸方向に対して回転翼３２と交互に配置された複数段の固定翼３３と、ネジロータ３１の外周側に設けられた円筒状のネジステータ３９が設けられている。各固定翼３３は、それぞれ一対のスペーサリング３５によって軸方向上下から挟持されている。

ベース２０には排気ポート２２が設けられ、この排気ポート２２にバックポンプが接続される。ロータ３０を磁気浮上させつつモータ６により高速回転駆動することにより、吸気口２１側の気体分子は排気ポート２２側へと排気される。

図２は５軸制御型磁気軸受の構成を模式的に示した図であり、ロータ３０に設けられたロータシャフト４の軸芯Ｊがｚ軸に一致するように示した。図１に示したラジアル磁気軸受５１は、ｘ軸に関する一対の電磁石５１ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５１ｙとを備えている。同様に、ラジアル磁気軸受５２も、ｘ軸に関する一対の電磁石５２ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５２ｙとを備えている。また、アキシャル磁気軸受５３は、ロータシャフト４の下端に設けられたディスク４１をｚ軸に沿って挟むように対向して配設される一対の電磁石５３ｚを備えている。

図３は、図２に示した磁気軸受を制御する制御装置の一部を示す図であって、５軸の内の１軸、具体的には一対の電磁石５１ｘに関して示したものである。ここで、図３では、両検波回路６６ａ，６６ｂを通過させた後で差分器６７にて差動信号を得ているが、電流検出回路６２ａ，６２ｂからの信号を差分器６７にて差動信号を得た後に、検波回路にて検波するようにしても良い（図示せず）。一対の電磁石５１ｘを電磁石５１xP、５１xMとすると、それらはロータシャフト４を間に挟むように配置されている。電磁石５１xPおよび５１xMには、電磁石コイル５１０がそれぞれ巻回されている。本実施の形態は、電磁石コイル５１０の構成に特徴がある。電磁石コイル５１０の詳細については後述する。その他の構成については従来のセンサレス磁気浮上装置の場合と同様の内容となっており、ここでは詳細な説明は省略する。

電磁石５１xPには電磁石駆動回路６１ａから電磁石電流が供給され、電磁石５１xMには電磁石駆動回路６１ｂから電磁石電流が供給される。電磁石駆動回路６１ａ，６１ｂは同一構成となっている。本実施の形態の磁気浮上装置はセンサレス方式の磁気浮上装置であって、電磁石５１xP、５１xMに供給される電磁石電流には、電磁石５１xP、５１xMの磁気力によりロータ３０を所定位置に浮上させるための磁気浮上制御電流成分と、ロータシャフト４の浮上位置を検出するための搬送波電流成分とが含まれている。搬送波電流成分の周波数帯域は、磁気浮上制御電流成分の周波数帯域よりも高く設定されている。例えば、磁気浮上制御電流成分の周波数帯域を数ｋＨｚ（１〜２ｋＨｚ）、搬送波電流成分の周波数帯域を１０ｋＨｚのように設定する。

ロータシャフト４と電磁石５１xP、５１xMとのギャップＧが変化すると電磁石コイル５１０のインダクタンスが変化するので、本実施の形態の磁気浮上装置では、そのインダクタンス変化を搬送波電流成分の振幅変化として検出し、それをロータシャフト４の浮上位置制御に用いている。電磁石５１xP、５１xMを流れる電流は電流検出回路６２ａ，６２ｂによって検出される。各電流検出回路６２ａ，６２ｂから出力された電流検出信号は、それぞれ検波回路６６ａ，６６ｂに入力される。各検波回路６６ａ，６６ｂでは電流検出信号から搬送波電流成分を抽出し、その変調信号に基づいて位置信号を生成する。

差分器６７は、各検波回路６６ａ，６６ｂから出力された位置信号（ギャップ信号）の差分を生成する。例えば、ロータシャフト４が電磁石５１xPと電磁石５１xMとの中間位置、すなわち磁気軸受けの中心位置に浮上している場合には差分信号はゼロとなる。また、ロータシャフト４が電磁石５１xP側に近付いて差分信号が例えばマイナスの値となる場合、反対に電磁石５１xMに近付くとプラスの値となる。

差分器６７から出力された差分信号は、磁気浮上制御回路６３にフィードバックされる。磁気浮上制御回路６３は、フィードバックされた差分信号と位置指令とに基づいて磁気浮上制御電流成分を制御するための電流指令信号を出力する。加算器６５ａでは、電流指令信号に、搬送波信号発生回路６４で生成された搬送波信号が加算（重畳）される。電磁石駆動回路６１ａは、加算処理された信号に基づく電磁石電流を電磁石５１xPに供給する。一方、反対側の電磁石５１xMに関する加算器６５ｂにおいても、磁気浮上制御回路６３から出力された電流指令信号と搬送波信号発生回路６４で生成された搬送波信号との加算が行われ、加算処理後の信号が電磁石駆動回路６１ｂに入力される。例えば、電磁石５１xPに対する電流指令信号が電流を増加させる指令である場合には、電磁石５１xMに対する電流指令信号は電流を減少させる指令となる。

ところで、従来のセンサレス磁気浮上装置では、電磁石電流を一つの電磁石コイル５１０に供給し、その電磁石電流に重畳された搬送波電流成分の変調信号を検出しているため、前述したような課題が生じる。そこで、本実施の形態では、電磁石コイル５１０を磁気浮上制御用の主コイルと浮上位置検出用の副コイルとで構成し、電磁石電流に含まれる磁気浮上制御電流成分は主コイルを流れるようにするとともに、搬送波電流成分は主コイルだけでなく副コイルにも流れるような構成とすることによって、磁気浮上制御への影響を抑えつつ搬送波電流成分を大きくするようにした。

まず、搬送波電流成分を大きくする構成について説明する。図４は、電磁石５１xPのコア５１２に巻回された電磁石コイル５１０の詳細を示す図である。なお、電磁石５１xMの電磁石コイル５１０も電磁石５１xPの場合と同様であり、ここでは電磁石５１xPを例に説明する。電磁石コイル５１０は、従来の主コイル５１０ａに加えて、副コイル５１０ｂとコンデンサ５１１とを直列接続した回路を備えている。コア５１２には主コイル５１０ａと副コイル５１０ｂとが巻回されており、副コイル５１０ｂとコンデンサ５１１との直列回路は、従来の主コイル５１０ａに対して並列に接続されている。

副コイル５１０ｂの巻数は主コイル５１０ａの巻数と同等以下に設定され、主コイル５１０ａおよび副コイル５１０ｂのインダクタンスＬ_Ｍ、Ｌ_Ｓは「Ｌ_Ｍ≧Ｌ_Ｓ」のように設定されている。さらに、コンデンサ５１１の容量Ｃは、コンデンサ５１１のインピーダンスが磁気浮上制御電流成分の周波数帯域では主コイル５１０ａのインピーダンスよりも大きく設定され、かつ、搬送波電流成分の周波数帯域では主コイル５１０ａのインピーダンスよりも小さくなるように設定される。すなわち、磁気浮上制御電流成分の周波数をｆ_１、搬送波電流成分の周波数をｆ_２としたとき、次式（１）および（２）を満足するように容量Ｃを設定する。
（１／２πｆ_１Ｃ）＞２πｆ_１Ｌ_Ｍ …（１）
（１／２πｆ_２Ｃ）＜２πｆ_２Ｌ_Ｍ …（２）

例えば、周波数ｆ_１＝１ｋＨｚで、周波数ｆ_２＝１０ｋＨｚであって、磁気浮上制御（ｆ_１＝１ｋＨｚ）時の主コイル５１０ａおよび副コイル５１０ｂのインピーダンスＺ_Ｍ１、Ｚ_Ｓ１が、Ｚ_Ｍ１＝Ｚ、Ｚ_Ｓ１＝０．７Ｚである場合について考えてみる。上記のようにｆ_２＝１０・ｆ_１なので、搬送波電流成分に対する主コイル５１０ａおよび副コイル５１０ｂのインピーダンスＺ_Ｍ２、Ｚ_Ｓ２は、Ｚ_Ｍ２＝１０Ｚ、Ｚ_Ｓ２＝７Ｚとなる。一方、周波数ｆ_１、ｆ_２のときのコンデンサ５１１のインピーダンスＺ_Ｃ１，Ｚ_Ｃ２は、Ｚ_Ｃ１＝１０Ｚ_Ｃ２の関係を有している。

そこで、周波数ｆ_１でのコンデンサ５１１のインピーダンスＺ_Ｃ１をＺ_Ｃ１＝５Ｚのように設定すると、Ｚ_Ｃ２＝０．５Ｚとなる。このとき、Ｚ_Ｃ１（＝５Ｚ）＞Ｚ_Ｍ１（＝Ｚ）であって、Ｚ_Ｃ２（＝０．５Ｚ）＜Ｚ_Ｍ２（＝１０Ｚ）となるので、上述の式（１）、（２）は満足されることになる。図５は、周波数ｆ_１におけるインピーダンスＺ_Ｍ１、Ｚ_Ｓ１、Ｚ_Ｃ１と、周波数ｆ_２におけるインピーダンスＺ_Ｍ２、Ｚ_Ｓ２、Ｚ_Ｃ２とを数直線上に示し、それらの大小関係を分かりやすく表示したものである。横軸はインピーダンスをＮ・Ｚと表したときのＮである。

図６（ａ）は電磁石コイル５１０の回路図であり、図６（ｂ）は搬送波電流成分に対する等価回路を示し、図６（ｃ）は磁気浮上制御電流成分に対する等価回路を示す。磁気浮上制御電流成分の周波数帯域（ｆ１）では、図５（ａ）に示すようにコンデンサ５１１のインピーダンスＺ_Ｃ１は主コイル５１０ａのインピーダンスＺ_Ｍ１よりも大きく設定されている。そのため、巻線回路は図６（ｃ）の等価回路でほぼ表されることができ、磁気浮上制御電流成分はコンデンサ５１１が設けられている副コイル５１０ｂのラインを殆ど流れない。よって、磁気浮上制御の周波数帯域（ｆ１）では、巻線回路の全体のインピーダンスＺ_Ｔは主コイル５１０ａのインピーダンスＺ_Ｍ（＝ｊωＬ_Ｍ）とほぼ等しくなる。

一方、搬送波電流成分の周波数ｆ_２を含む周波数帯域では、図５（ｂ）に示すようにコンデンサ５１１のインピーダンスＺ_Ｃ２は主コイル５１０ａのインピーダンスＺ_Ｍ２よりも小さく設定されているので、搬送波電流成分は主コイル５１０ａのラインおよび副コイル５１０ｂのラインの両方を流れることになる。さらに、搬送波電流成分の周波数帯域ではコンデンサ５１１のインピーダンスＺ_Ｃ２は副コイル５１０ｂのインピーダンスＺ_Ｓ２よりも小さいので、搬送波電流成分に対しては図６（ｂ）に示すような等価回路で考えることができる。

なお、図５を参照すると、ｆ_２＝Ａ×ｆ_１の場合、Ｚ_Ｃ１＜Ａ^２×Ｚ_Ｓ１のように副コイル５１０ｂのインダクタンスＬ_Ｓおよびコンデンサ５１１の容量Ｃを設定すれば、Ｚ_Ｃ２＜Ｚ_Ｓ２を満足することが分かる。すなわち、コンデンサ５１１のインピーダンスを副コイル５１０ｂより小さくすることができ、巻線回路全体を図６（ｂ）に示すような等価回路で考えることができる。また、このように設定することで、式（１）、（２）を満足させつつ、巻線回路全体のインピーダンスをより小さく設定することができる。

図６（ｂ）の等価回路の場合、主コイル５１０ａと副コイル５１０ｂとの相互インダクタンスをＭとすると、巻線回路全体のインピーダンスＺ_Ｔは次式（３）で表すことができる。
Ｚ_Ｔ＝ｊω・（Ｌ_Ｍ×Ｌ_Ｓ−Ｍ^２）／（Ｌ_Ｍ＋Ｌ_Ｓ−２Ｍ） …（３）

通常、「Ｌ_Ｍ・Ｌ_Ｓ＞Ｍ^２」、「Ｌ_Ｍ＋Ｌ_Ｓ＞２Ｍ」が満足されるので、例えば、次式（４）のように設定した場合、巻線回路全体のインピーダンスＺ_Ｔは式（５）に示すような値となる。
Ｌ_Ｍ＝Ｌ、Ｌ_Ｓ＝０．７Ｌ、Ｍ＝０．８Ｌ …（４）
Ｚ_Ｔ＝０．６ｊωＬ …（５）

式（５）に示すように、本実施の形態では、搬送波電流成分に対する巻線回路全体のインピーダンスＺ_Ｔは、従来の主コイル単独の場合に比べて小さくなる。図４に示す電流検出回路６２ａでは、副コイル５１０ｂを流れる搬送波電流成分だけでなく主コイル５１０ａを流れる搬送波電流成分も検出され、両方の搬送波電流成分をロータ位置検出に用いることができる。すなわち、巻線全体のインピーダンスの変化から電磁石と浮上対象物との距離を測定することができる。このように、本実施の形態では、電磁石コイル５１０を流れる搬送波電流成分を従来よりも大きくすることができ、磁気浮上制御回路６３にフィードバックされる信号のＳ／Ｎ比を向上させることができる。

また、上述したように副コイル５１０ｂにはほぼ搬送波電流成分しか流れないので、副コイル５１０ｂは、主コイル５１０ａに比べて巻線の太さを細くすることができる。そのため、コア５１２に副コイル５１０ｂを巻くためのスペースを小さくできる。なお、図４からも分かるように、電磁石の部分では主コイル５１０ａと副コイル５１０ｂとの並列回路となっているが、ポンプ本体から大気側に引き出す部分においては、引き出し線は従来と同様に２本となっており真空−大気間の接続を行うためのコネクタを変更する必要がない。

なお、図４に示す電磁石５１xPではコの字型のコア５１２を用いているが、図７に示すようなリング状のコア５０を用いても良い。コア５０には内径側に突出する１対１組の磁極５０ａ，５０ｂが４組形成されており、各電磁石５１xP，５１xM，５１yP，５１yMはそれぞれ１対１組の磁極５０ａ，５０ｂを用いて構成されている。各磁極５０ａ，５０ｂには、主コイル５１０ａおよび副コイル５１０ｂがそれぞれ巻回されている。磁極５０ａおよび５０ｂの主コイル５１０ａは、破線５００で示すような磁束が生じるように直列接続されている。同様に、磁極５０ａおよび５０ｂの副コイル５１０ｂは、破線５００で示すような磁束が生じるように直列接続されている。

ところで、上述したように、図４に示す巻線回路の場合には、搬送波帯域においては巻線回路全体のインピーダンスＺ_Ｔが式（３）で表される。そのため、コア５１２と浮上対象物であるロータシャフト４との距離の変化に対するインピーダンスＺ_Ｔの変化率が、主コイル５１０ａのみを有する従来の構成のインピーダンスの変化率よりも小さくなり、位置検出の感度が低下してしまう。そこで、図８に示すような巻線回路構成とすることにより、搬送波電流成分を従来よりも大きくし、かつ、感度低下を防止するようにした。

図８は、主コイルと副コイルとの間の相互インダクタンスが低減されるような（ほぼゼロとなるような）構成の一例を示したものである。なお、図４に記載の要素と同一の要素には同一の符号を付した。図８に示す形態では、主コイルは直列接続された２つの分割主コイル５１０１，５１０２で構成され、副コイルは直列接続された４つの分割副コイル５１０３，５１０４，５１０５，５１０６で構成されている。分割主コイル５１０１，５１０２を直列接続したものは図４の主コイル５１０ａに対応し、分割副コイル５１０３，５１０４，５１０５，５１０６を直列接続したものは図４の副コイル５１０ｂに対応している。

各磁極５１２ａ，５１２ｂの先端には、先端部分を２分割するように溝が形成されている。その結果、磁極５１２ａの先端には分割磁極５１２３および５１２４が形成され、磁極５１２ａの先端には分割磁極５１２５および５１２６が形成されている。分割磁極５１２３には分割副コイル５１０３が巻回され、分割磁極５１２４には分割副コイル５１０４が巻回され、分割磁極５１２５には分割副コイル５１０５が巻回され、分割磁極５１２６には分割副コイル５１０６が巻回されている。

磁極５１２ａに設けられた２つの分割副コイル５１０３，５１０４は、実線で示すような磁束７１０ａが形成されるように直列接続されている。すなわち、分割副コイル５１０３，５１０４は、先端側から見て電流が互いに逆向きに流れるように巻回されている。分割磁極５１２３から出た磁束７１０ａは、ロータシャフト４に入った後に分割磁極５１２４へと入り、磁極５１２ａの中を通って分割副コイル５１０３へと戻る。言い換えると、磁束７１０ａは、分割磁極５１２３，ロータシャフト４および分割磁極５１２４を通り磁極５１２ａ内で閉じるような閉ループを形成している。

磁極５１２ｂに設けられた２つの分割副コイル５１０５，５１０６は、実線で示すような磁束７１０ｂが形成されるように直列接続されている。すなわち、分割副コイル５１０５，５１０６は、先端側から見て電流が互いに逆向きに流れるように巻回されている。分割磁極５１２５から出た磁束７１０ｂは、ロータシャフト４に入った後に分割磁極５１２６へと入り、磁極５１２ｂの中を通って分割副コイル５１０６へと戻る。言い換えると、磁束７１０ｂは、分割磁極５１２５，ロータシャフト４および分割磁極５１２６を通り磁極５１２ｂ内で閉じるような閉ループを形成している。

コア５１２の磁極５１２ａには分割主コイル５１０１が巻回され、磁極５１２ｂには分割主コイル５１０２が巻回されている。これら２つの分割主コイル５１０１，５１０２は、破線で示すような磁束７２０が形成されるように直列接続されている。分割主コイル５１０１，５１０２で形成される磁束７２０は、分割主コイル５１０１を出た後に分割副コイル５１０３，５１０４を通ってロータシャフト４に入り、その後、分割副コイル５１０５，５１０６および分割主コイル５１０２を通って分割主コイル５１０１へと戻るような磁路を形成している。

分割副コイル５１０３，５１０４に入る磁束７２０の向きは図８に示すように同一向きであるが、上述したように、分割副コイル５１０３，５１０４は電流が互いに逆向きに流れるように巻回されているので、磁束７２０の変化に対する誘導起電力は分割副コイル５１０３と分割副コイル５１０４とでは逆向きとなる。磁束７２０と分割副コイル５１０５，５１０６との関係についても同様である。よって、分割磁極５１２３，５１２４の磁路断面積を適切に設定することによって、分割副コイル５１０３，５１０４への磁束７２０の影響をゼロとすることができる。同様に、分割磁極５１２５，５１２６の磁路断面積を適切に設定することによって、分割副コイル５１０５，５１０６への磁束７２０の影響をゼロとすることができる。

すなわち、図８の構成では、分割主コイル５１０１，５１０２と分割副コイル５１０３，５１０４，５１０５，５１０６との間の相互インダクタンスＭをゼロにすることが可能となる。例えば、磁極５１２ａ，５１２ｂの先端部分における磁束７２０の磁束密度が一様である場合には、分割磁極５１２３，５１２４の断面積が等しくなり、かつ、分割磁極５１２５，５１２６の断面積が等しくなるように各磁極先端部を２分割すれば良い。

図８に示す構成の場合、図６のインダクタンスＬ_Ｍで示す主コイルは、図８の分割主コイル５１０１，５１０２の直列回路で置き換えられ、インダクタンスＬ_Ｓで示す副コイルは、分割副コイル５１０３，５１０４，５１０５，５１０６の直列回路で置き換えられる。そして、相互インダクタンスＭはＭ＝０となっている。

ここで、主コイルのみを設けている従来の構成、図４に示す構成、および図７に示す構成のそれぞれに関して、距離の変化に対するインピーダンスＺ_Ｔの変化率を比較する。なお、以下では、インピーダンスＺの絶対値（同じ記号Ｚを使用する）を用いて記載する。インピーダンスＺ（絶対値）とインダクタンスＬとの関係は、Ｚ＝ωＬ（ωは搬送波周波数×２π）であってインダクタンスＬに比例する。ここでは、ωを一定として扱うので、以下では、インピーダンスの変化の代わりにインダクタンスの変化で説明する。

次に、目標浮上位置にあるときのロータシャフト４と電磁石５１xPとの距離をＤとし、その状態からロータシャフト４が電磁石５１xPに近付いた場合の距離をＤ＋ｄn、逆に遠ざかった場合の距離をＤ＋ｄfとする。ここで、ｄnは負の値、ｄfは正の値とする。インダクタンスＬは、距離の１乗に逆比例するので、目標浮上位置におけるインダクタンスをＬ0とすると、距離（Ｄ＋ｄn）の場合のインダクタンスＬn、および距離（Ｄ＋ｄf）の場合のインダクタンスＬfは、次式（６）、（７）で表せる。
Ｌn＝Ｌ0×Ｄ／（Ｄ＋ｄn） …（６）
Ｌf＝Ｌ0×Ｄ／（Ｄ＋ｄf） …（７）

このとき、インダクタンスＬの距離の変化による変化率ΔＬは、次式（８）で表せる。また、自己インダクタンスＬ１の巻線と自己インダクタンスＬ２の巻線との間の相互インダクタンスＭは、次式（９）で表せる。ここで、結合度ｋは０〜１の値を取り、ｋは距離が近い（エアギャップが狭い）と大きくなり、逆に遠くなる（エアギャップが広い）と小さくなる傾向がある。
ΔＬ＝（Ｌn−Ｌf）／（Ｌn＋Ｌf） …（８）
Ｍ＝ｋ√（Ｌ１×Ｌ２） …（９）

以下では、一例として、Ｌ_Ｍ＝Ｌ，Ｌ_Ｓ＝ ０．７Ｌ、Ｍ＝０．８Ｌとしたときの、主コイルだけの場合のインダクタンス、Ｍ≠０の場合の主コイル＋副コイルのトータルのインダクタンス、Ｍ＝０の場合のトータルのインダクタンスのそれぞれについて、変化率を計算する。

（主コイルのみの場合）
主コイルのみを設けた従来の場合、距離（Ｄ＋ｄn）のときのインダクタンスＬn_Ｍ、および距離（Ｄ＋ｄf）のときのインダクタンスＬf_Ｍは、式（６）、（７）においてＬ0をＬ_Ｍで置き換えたものとなる。それらの式を式（８）に代入することにより、主コイルのみの場合のインダクタンスの変化率ΔＬ_Ｍは式（１０）のように表せる。
ΔＬ_Ｍ＝（Ｌn_Ｍ−Ｌf_Ｍ）／（Ｌn_Ｍ＋Ｌf_Ｍ）
＝｛Ｄ／（Ｄ＋ｄn）−Ｄ／（Ｄ＋ｄf）｝／｛Ｄ／（Ｄ＋ｄn）＋Ｄ／（Ｄ＋ｄf）｝
＝（ｄf−ｄn）／（２Ｄ＋ｄf＋ｄn） …（１０）

ここで、距離（Ｄ＋ｄn）および距離（Ｄ＋ｄf）における結合度ｋn、ｋfとしてｋn＝０．９８、ｋf＝０．９４を仮定し、Ｄ＝３５０×１０^−６(m)、ｄf＝１５０×１０^−６(m)、ｄn＝−１５０×１０^−６(m)とした場合、式（１０）よりΔＬ_Ｍ≒０．４３が得られる。

（主コイル＋副コイルのトータルのインダクタンスの場合）
主コイル＋副コイルのトータルのインダクタンスＬTは、式（１１）のように相互インダクタンスＭを含んでいる。なお、式（１１）ではＬ_Ｍ＝Ｌ，Ｌ_Ｓ＝ ０．７Ｌを用いて変形している。また、距離（Ｄ＋ｄn）および距離（Ｄ＋ｄf）における相互インダクタンスＭn、Ｍfは、式（９）およびＬ_Ｍ＝Ｌ，Ｌ_Ｓ＝ ０．７Ｌを用いると式（１２），（１３）のように表せる。
ＬT＝（Ｌ_Ｍ×Ｌ_Ｓ−Ｍ^２）／（Ｌ_Ｍ＋Ｌ_Ｓ−２Ｍ）
＝（０．７Ｌ^２−Ｍ^２）／（１．７Ｌ−２Ｍ） …（１１）
Ｍn＝√（０．７）・ｋn・Ｌ・Ｄ／（Ｄ＋ｄn） …（１２）
Ｍf＝√（０．７）・ｋf・Ｌ・Ｄ／（Ｄ＋ｄf） …（１３）

式（１１）に式（１２）のＭnを代入することで距離（Ｄ＋ｄn）でのインダクタンスＬTnが得られ、式（１１）に式（１３）のＭfを代入することで距離（Ｄ＋ｄf）でのインダクタンスＬTfが得られる。そのＬTn，ＬTfを式（８）のＬn，Ｌfに代入することで、トータルのインダクタンスＬTの変化率ΔＬTが得られる。そして、ｋn＝０．９８、ｋf＝０．９４、Ｄ＝３５０×１０^−６(m)、ｄf＝１５０×１０^−６(m)、ｄn＝−１５０×１０^−６(m)を用いてΔＬTを計算すると、ΔＬT≒０．２８が得られる。

また、相互インダクタンスＭがＭ＝０の場合には、式（１１）は式（１４）のようになるので、距離（Ｄ＋ｄn）および距離（Ｄ＋ｄf）におけるトータルのインダクタンスＬTn，ＬTfは次式（１５）、（１６）のようになる。その結果、変化率ΔＬTは、式（１７）に示すように、式（１０）と同一となり、ΔＬT≒０．４３が得られる。
ＬT＝（０．７／１．７）Ｌ …（１４）
ＬTn＝（０．７／１．７）Ｌ・Ｄ／（Ｄ＋ｄn） …（１５）
ＬTf＝（０．７／１．７）Ｌ・Ｄ／（Ｄ＋ｄf） …（１６）
ΔＬT＝（ＬTn−ＬTf）／（ＬTn＋ＬTf）
＝｛Ｄ／（Ｄ＋ｄn）−Ｄ／（Ｄ＋ｄf）｝／｛Ｄ／（Ｄ＋ｄn）＋Ｄ／（Ｄ＋ｄf）｝
＝（ｄf−ｄn）／（２Ｄ＋ｄf＋ｄn） …（１７）

このように、トータルのインダクタンスの変化率は、主コイルだけの場合（従来の場合）には０．４３であって、図４のように副コイル５１０ｂを設けた場合であってＭ≠０の場合には０．２８に減少する。すなわち、距離の変化に対する感度が低下する。しかし、図７のような構成にして副コイルと主コイルとの相互インダクタンスＭがゼロとなるようにすると、トータルのインダクタンスの変化率は主コイルだけの場合と同じ０．４３となり、感度低下を防止することができる。そして、副コイルを設けたことにより搬送波成分を従来よりも大きくすることができ、位置検出のＳ／Ｎ比の向上を図ることができる。

なお、図８に示した例では、図９（ａ）に示すように、磁極５１２ａ，５１２ｂの磁極先端部に形成する溝５１２０を、ロータシャフト４の軸方向に形成した。しかし、図９（ｂ）に示すように軸方向に直交する方向に溝５１２０を形成し、分割磁極５１２３と分割磁極５１２４、および分割磁極５１２５と分割磁極５１２６とが軸方向に並設されるようにしても良い。

−第２の実施の形態−
上述した第１の実施の形態では、本発明をラジアル磁気軸受に適用した場合について説明したが、第２の実施の形態ではアキシャル磁気軸受に適用した場合について説明する。図１０，１１はアキシャル磁気軸受５３の電磁石５３ｚの構造を説明する図であり、図１０は、図１のアキシャル磁気軸受５３の部分を拡大して示したものである。なお、アキシャル磁気軸受５３に設けられている変位センサについては図示を省略した。

図１０に示すように、ロータシャフト４の下部にはディスク４１が設けられ、そのディスク４１をアキシャル方向から挟むように一対の電磁石５３zが設けられている。電磁石５３zには、リング形状に形成された電磁石コイル５３０と、電磁石コイル５３０を収納するように形成されたコア（鉄心）５３１が設けられている。コア５３１には、ディスク４１と対向するする側に磁極５３４，５３５が形成されている。電磁石コイル５３０に電磁石電流を流すと、破線矢印で示すような磁束５３２が形成される。磁束５３２はコア５３１の磁極５３４からディスク４１内に入り、ディスク４１内を通った後にコア５３１の磁極５３５へと戻る。

図１１は電磁石５３zの構造を示したものであり、図１１（ａ）は平面図、図１１（ｂ）はＢ−Ｂ断面図である。電磁石５３zは円形状を成しており、磁極５３４および磁極５３５も円形（同心円）状をしている。磁極５３４，５３５は、円形状に並んだ複数個の分割磁極から構成されていおり、それぞれ副コイル５３６，５３７が巻回されている。

図１１に示した例では、磁極５３４は同一形状をした４つの分割磁極５３４ａ〜５３４ｄから構成され、磁極５３５は同一形状をした４つの分割磁極５３５ａ〜５３５ｄから構成されている。副コイル５３６は、直列接続された４つの分割副コイル５３６ａ〜５３６ｄから成る。分割副コイル５３６ａ〜５３６ｄは、対応する分割磁極５３４ａ〜５３４ｄにそれぞれ巻回されている。同様に、副コイル５３７は直列接続された４つの分割副コイル５３７ａ〜５３７ｄから成り、分割副コイル５３７ａ〜５３７ｄは対応する分割磁極５３５ａ〜５３５ｄにそれぞれ巻回されている。さらに、副コイル５３６と副コイル５３７とは直列接続されている。

図１２は、電磁石コイル５３０と副コイル５３６，５３７との接続状態を説明する模式図であり、磁極５３４，５３５を周方向に展開して示したものである。アキシャル磁気軸受５３の場合も、図８に示す巻線回路構成と同様の構造を有している。すなわち、電磁石コイル５３０が主コイル（分割主コイル５１０１，５１０２）に対応し、副コイル５３６，５３７が副コイル（分割副コイル５１０３〜５１０６）に対応している。

副コイル５３６を構成する偶数個の分割副コイル５３６ａ，５３６ｂ，５３６ｃ，５３６ｄは、奇数番目の分割副コイル（５３６ａ，５３６ｃ）と偶数番目の分割副コイル（５３６ｂ，５３６ｄ）とが互いに逆巻になっている。そのため、副コイル５３６によって形成される磁束３５８は、奇数番目の分割磁極→ディスク４１→偶数番目の分割磁極→磁極５３４→奇数番目の分割磁極のような経路をたどって閉ループを描いている。

同様に、副コイル５３７を構成する偶数個の分割副コイル５３７ａ，５３７ｂ，５３７ｃ，５３７ｄは、奇数番目の分割副コイル（５３７ａ，５３７ｃ）と偶数番目の分割副コイル（５３７ｂ，５３７ｄ）とが互いに逆巻になっている。そして、副コイル５３７によって形成される磁束３５９は、奇数番目の分割磁極→ディスク４１→偶数番目の分割磁極→磁極５３５→奇数番目の分割磁極のような経路をたどって閉ループを描いている。

一方、主コイルである電磁石コイル５３０によって形成された磁束５３２は、磁極５３４（分割磁極５３４ａ〜５３４ｄ）→ディスク４１→磁極５３５（分割磁極５３５ａ〜５３５ｄ）→コア５３１→磁極５３４（分割磁極５３４ａ〜５３４ｄ）のような経路で閉ループを描いている。そのため、図８に示した巻線回路構成の場合と同様に、磁束５３０の変化に対する誘導起電力は、奇数番目の分割副コイル（５３６ａ，５３６ｃ）と偶数番目の分割副コイル（５３６ｂ，５３６ｄ）とでは逆向きとなる。また、磁束５３０と奇数番目の分割副コイル（５３７ａ，５３７ｃ）および偶数番目の分割副コイル（５３７ｂ，５３７ｄ）との関係についても同様である。その結果、分割副コイル５３６ａ，５３６ｃ，５３６ｂ，５３６ｄへの磁束５３０の影響、および、分割副コイル５３７ａ，５３７ｃ，５３７ｂ，５３７ｄへの磁束５３０の影響をゼロとすることが可能である。すなわち、電磁石コイル５３０と副コイル５３６，５３７との間の相互インダクタンスをゼロとすることができる。

（１）上述したように、本実施の形態では、磁気力により被支持体であるロータ３０を磁気浮上させる電磁石（例えば５１xP、５１xM）と、ロータ３０を磁気浮上させるための磁気浮上制御電流成分および該磁気浮上制御電流成分よりも高周波数帯域であってロータ３０の浮上位置を検出するための搬送波電流成分を含む電磁石電流を、電磁石に供給する電磁石駆動回路６１ａと、搬送波電流成分の変調信号を検出してロータ３０の浮上位置信号を生成する浮上位置検出回路（電流検出回路６２ａ，６２ｂ、検波回路６６ａ，６６ｂ、差分器６７）と、浮上位置信号に基づいて磁気浮上制御電流成分の電流指令を電磁石駆動回路６１ａに入力する磁気浮上制御回路６３と、を備える。電磁石は、図８に示すように一対の磁極５１２ａ，５１２ｂを有するコア５１２と、コア５１２に巻回された主コイル（５１０１，５１０２）と、コア５１２の第１の磁極５１２ａに巻回された第１の副コイル（５１０３，５１０４）、コア５１２の第２の磁極５１２ｂに巻回された第２の副コイル（５１０５，５１０６）およびコンデンサ５１１の直列回路とを有して、主コイル（５１０１，５１０２）と前記直列回路とを並列接続したものである。そして、第１の磁極５１２ａは複数の分割磁極５１２３，５１２４に、第２の磁極５１２ｂは複数の分割磁極５１２５，５１２６にそれぞれ分割されている。さらに、第１の副コイルは、主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように第１の磁極５１２ａの複数の分割磁極５１２３，５１２４の各々に巻回された複数の分割副コイル５１０３，５１０４から成り、第２の副コイルは、主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように第２の磁極５１２ｂの複数の分割磁極５１２５，５１２６の各々に巻回された複数の分割副コイル５１０５，５１０６から成る。

その結果、主コイル５１０ａの設定が従来のセンサレス磁気浮上装置やセンサレスでない磁気浮上装置の場合と同様の設定であっても、副コイル５１０ｂのラインに搬送波電流成分が流れることにより、搬送波電流成分を従来のセンサレス磁気浮上装置よりも大きくすることができる。

さらに、主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように第１および第２の副コイルを上述のような分割副コイル５１０４〜５１０６で構成したので、主コイルによる磁束と副コイルによる磁束とが干渉して位置検出の感度が低下するのを防止することができる。

（２）なお、上述した第１の実施の形態では１つの磁極に２つの分割磁極を形成し、第２の実施の形態では１つの磁極に４つの分割磁極を形成したが、分割数はこれらに限らない。すなわち、第１の副コイルや第２の副コイル（例えば、図１２の副コイル５３６，５３７）は、分割副コイルと該分割副コイルとは逆巻に巻回された分割副コイルとを同一個数ずつ有すると共に、それらの分割副コイルを交互に直列接続したものであれば良い。

（３）また、主コイルのインダクタンスをＬ_Ｍ、磁気浮上制御電流成分の周波数をｆ_１、搬送波電流成分の周波数をｆ_２としたとき、コンデンサ５１１の容量Ｃは、式「（１／２πｆ_１Ｃ）＞２πｆ_１Ｌ_Ｍ」および式「（１／２πｆ_２Ｃ）＜２πｆ_２Ｌ_Ｍ」を満足するように設定するのが好ましい。このような設定とすることにより、磁気浮上制御の周波数帯域では、浮上力に寄与する周波数ｆ_１の磁気浮上制御電流成分は、ほぼ主コイル５１０ａのみに流れ、従来と同じように磁気浮上制御を行うことができる。すなわち、磁気浮上制御への影響を抑えつつ搬送波電流成分を大きくすることができる。

（４）さらに、副コイル５１０ｂのインダクタンスは、主コイル５１０ａのインダクタンスと同等もしくは小さく設定されているので、副コイル５１０ｂの方が搬送波電流成分は大きくなる。

（５）また、周波数ｆ_２と周波数ｆ_１の比ｆ_２／ｆ_１をＡとしたとき、周波数ｆ_１におけるコンデンサ５１１のインピーダンスＺ_Ｃ１および副コイル５１０ｂのインピーダンスＺ_Ｓ１を「Ｚ_Ｃ１＜Ａ^２・Ｚ_Ｓ１」のように設定することで、周波数ｆ２において副コイルコイル（Ｌｓ）へのコンデンサＣの影響は小さくすることができる。

なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。例えば、上述した実施の形態ではラジアル磁気軸受を例に説明したが、アキシャル磁気軸受に対しても同様に適用することができる。また、ターボ分子ポンプに限らず、様々な装置に用いられるセンサレス磁気浮上装置にも適用することができる。また、制御回路の信号処理はアナログに限らず、デジタル演算処理でも適用できる。

１：ポンプユニット、４：ロータシャフト、３０：ロータ、５１，５２：ラジアル磁気軸受、５３：アキシャル磁気軸受、５０ａ，５０ｂ，５１２ａ，５１２ｂ、５３４，５３５：磁極、６１ａ，６１ｂ：電磁石駆動回路、６２ａ，６２ｂ：電流検出回路、６３：磁気浮上制御回路、６４：搬送波信号発生回路、６６ａ，６６ｂ：検波回路、５１０，５３０：電磁石コイル、５１０ａ：主コイル、５１０ｂ，５３６，５３７：副コイル、５１１：コンデンサ、５１２，５３１：コア、５３４ａ〜５３４ｄ，５３５ａ〜５３５ｄ，５１２３〜５１２６：分割磁極、５３６ａ〜５３６ｄ，５３７ａ〜５３７ｄ，５１０３〜５１０６：分割副コイル、５１０１，５１０２：分割主コイル

Claims (8)

1. 排気機能部が形成されたロータと、
   前記ロータを回転駆動するモータと、
   磁気力により前記ロータを磁気浮上させる電磁石と、
   前記ロータを磁気浮上させるための磁気浮上制御電流成分および該磁気浮上制御電流成分よりも高周波数帯域であって前記ロータの浮上位置を検出するための搬送波電流成分を含む電磁石電流を、前記電磁石に供給する電磁石駆動回路と、
   前記搬送波電流成分を検出して前記ロータの浮上位置信号を生成する浮上位置検出回路と、
   前記浮上位置信号に基づいて前記磁気浮上制御電流成分の電流指令を前記電磁石駆動回路に入力する磁気浮上制御回路と、を備え、
   前記電磁石は、一対の磁極を有するコアと、前記コアに巻回された主コイルと、前記コアの第１の前記磁極に巻回された第１の副コイル、前記コアの第２の前記磁極に巻回された第２の副コイルおよびコンデンサの直列回路とを有して、前記主コイルと前記直列回路とを並列接続したものであり、
   前記第１および第２の磁極はそれぞれ複数の分割磁極に分割され、
   前記第１の副コイルは、前記主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように前記第１の磁極の複数の分割磁極の各々に巻回された複数の分割副コイルから成り、
   前記第２の副コイルは、前記主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように前記第２の磁極の複数の分割磁極の各々に巻回された複数の分割副コイルから成ることを特徴とするセンサレス磁気浮上式真空ポンプ。
2. 請求項１に記載のセンサレス磁気浮上式真空ポンプにおいて、
   前記第１の副コイルは、第１分割副コイルと該第１分割副コイルとは逆巻に巻回された第２分割副コイルとを同一個数ずつ有すると共に、前記第１分割副コイルと前記第２分割コイルとが交互に直列接続され、
   前記第２の副コイルは、第３分割副コイルと該第３分割副コイルとは逆巻に巻回された第４分割副コイルとを同一個数ずつ有すると共に、前記第３分割副コイルと前記第４分割コイルとが交互に直列接続されていることを特徴とするセンサレス磁気浮上式真空ポンプ。
3. 請求項１または２に記載のセンサレス磁気浮上式真空ポンプにおいて、
   前記コンデンサの容量Ｃは、前記主コイルのインダクタンスをＬ_Ｍ、前記磁気浮上制御電流成分の周波数をｆ_１、前記搬送波電流成分の周波数をｆ_２としたときに、式「（１／２πｆ_１Ｃ）＞２πｆ_１Ｌ_Ｍ」および式「（１／２πｆ_２Ｃ）＜２πｆ_２Ｌ_Ｍ」を満足するように設定されていることを特徴とするセンサレス磁気浮上式真空ポンプ。
4. 請求項３に記載のセンサレス磁気浮上式真空ポンプにおいて、
   前記第１の副コイルと前記第２の副コイルとを直列接続したもののインダクタンスは、前記主コイルのインダクタンスと同等もしくは小さく設定されていることを特徴とするセンサレス磁気浮上式真空ポンプ。
5. 請求項３または４に記載のセンサレス磁気浮上式真空ポンプにおいて、
   前記周波数ｆ_２と前記周波数ｆ_１の比ｆ_２／ｆ_１をＡとしたとき、周波数ｆ_１における前記コンデンサのインピーダンスＺ_Ｃ１および前記第１の副コイルと前記第２の副コイルとを直列接続したもののインピーダンスＺ_Ｓ１は、式「Ｚ_Ｃ１＜Ａ^２・Ｚ_Ｓ１」を満足するように設定されていることを特徴とするセンサレス磁気浮上式真空ポンプ。
6. 磁気力により被支持体を磁気浮上させる電磁石と、
   前記被支持体を磁気浮上させるための磁気浮上制御電流成分および該磁気浮上制御電流成分よりも高周波数帯域であって前記被支持体の浮上位置を検出するための搬送波電流成分を含む電磁石電流を、前記電磁石に供給する電磁石駆動回路と、
   前記搬送波電流成分を検出して前記被支持体の浮上位置信号を生成する浮上位置検出回路と、
   前記浮上位置信号に基づいて前記磁気浮上制御電流成分の電流指令を前記電磁石駆動回路に入力する磁気浮上制御回路と、を備え、
   前記電磁石は、一対の磁極を有するコアと、前記コアに巻回された主コイルと、前記コアの第１の前記磁極に巻回された第１の副コイル、前記コアの第２の前記磁極に巻回された第２の副コイルおよびコンデンサの直列回路とを有して、前記主コイルと前記直列回路とを並列接続したものであり、
   前記第１および第２の磁極はそれぞれ複数の分割磁極に分割され、
   前記第１の副コイルは、前記主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように前記第１の磁極の複数の分割磁極の各々に巻回された複数の分割副コイルから成り、
   前記第２の副コイルは、前記主コイルとの相互インダクタンスがゼロとなるように前記第２の磁極の複数の分割磁極の各々に巻回された複数の分割副コイルから成ることを特徴とするセンサレス磁気浮上装置。
7. 請求項６に記載のセンサレス磁気浮上装置において、
   前記第１の副コイルは、第１分割副コイルと該第１分割副コイルとは逆巻に巻回された第２分割副コイルとを同一個数ずつ有すると共に、前記第１分割副コイルと前記第２分割コイルとが交互に直列接続され、
   前記第２の副コイルは、第３分割副コイルと該第３分割副コイルとは逆巻に巻回された第４分割副コイルとを同一個数ずつ有すると共に、前記第３分割副コイルと前記第４分割コイルとが交互に直列接続されていることを特徴とするセンサレス磁気浮上装置。
8. 請求項７に記載のセンサレス磁気浮上装置において、
   前記コンデンサの容量Ｃは、前記主コイルのインダクタンスをＬ_Ｍ 、前記磁気浮上制御電流成分の周波数をｆ_１、前記搬送波電流成分の周波数をｆ_２としたときに、式「（１／２πｆ_１Ｃ）＞２πｆ_１Ｌ_Ｍ」および式「（１／２πｆ_２Ｃ）＜２πｆ_２Ｌ_Ｍ」を満足するように設定されていることを特徴とするセンサレス磁気浮上装置。

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