WO2010021082A1 - 電力用半導体素子の駆動回路 - Google Patents

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WO2010021082A1
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power supply
semiconductor element
power semiconductor
voltage
power
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PCT/JP2009/003419
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中山靖
中川良介
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三菱電機株式会社
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
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    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Definitions

  • the present invention relates to a power semiconductor element drive circuit, and more particularly to a power semiconductor element drive circuit having a function of preventing a power semiconductor element from malfunctioning due to voltage fluctuation dV / dt.
  • a self-extinguishing power semiconductor element such as an insulated gate bipolar transistor (IGBT)
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the gate voltage rises due to the parasitic capacitance associated with the gate of the power semiconductor element.
  • the gate voltage exceeds a predetermined threshold voltage
  • the power semiconductor element is erroneously turned on, an arm short circuit occurs, and the power semiconductor element is destroyed.
  • a negative voltage is applied between the gate and the emitter when the power semiconductor element is in an off state.
  • the voltage fluctuation dV / dt is applied in a state where the power supply voltage of the gate drive circuit is not established, the switching operation of the power semiconductor element may malfunction.
  • a self-powered drive circuit that supplies the drive power of a semiconductor element from the main circuit of the power converter
  • the switching operation of the semiconductor element malfunctions until the power supply voltage of the gate drive circuit is established after the main power is turned on.
  • a resistor and a P-channel FET (Field Effect Transistor) or an N-channel FET are connected between the gate and emitter of the semiconductor element.
  • the P-channel FET or N-channel FET is turned on to limit the rise of the gate voltage, thereby causing a malfunction of the switching operation of the semiconductor element.
  • Patent Document 1 has a description that a normally-on semiconductor element is used, a specific circuit diagram is not shown.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and responds to a voltage fluctuation dV / dt at high speed while suppressing power consumption with a simple circuit configuration, and malfunction of a power semiconductor element.
  • a power semiconductor element drive circuit having a prevention function is obtained.
  • a drive circuit for a power semiconductor element includes a control circuit for controlling on / off of the power semiconductor element, a DC power supply for supplying a voltage between control terminals of the power semiconductor element, and a control terminal for the power semiconductor element
  • the switching element is turned on when the power supply voltage of the DC power supply is lowered, or the voltage between the control terminals of the power semiconductor element is reduced when the power supply voltage of the DC power supply is reduced. It is turned on when it rises, and the control terminals of the power semiconductor element are short-circuited.
  • the switching element connected between the control terminals of the power semiconductor element is turned on when the power supply voltage of the DC power supply decreases, or the power supply voltage of the DC power supply is Since it is turned on when the voltage between the control terminals of the power semiconductor element rises in a lowered state and the control terminals of the power semiconductor element are short-circuited, the voltage fluctuation dV / It is possible to respond to dt at high speed and to prevent malfunction of the power semiconductor element.
  • Embodiment 1 of this invention It is a circuit diagram which shows the structure of the drive circuit of the semiconductor element for electric power in Embodiment 1 of this invention. It is a circuit diagram which shows the structure of the drive circuit of the semiconductor element for electric power in Embodiment 2 of this invention. It is a circuit diagram which shows the structure of the drive circuit of the semiconductor element for electric power in Embodiment 3 of this invention. It is a circuit diagram which shows the structure of the drive circuit of the semiconductor element for electric power in Embodiment 4 of this invention. It is a circuit diagram which shows the structure of the drive circuit of another power semiconductor element in Embodiment 4 of this invention. It is a circuit diagram which shows the structure of the drive circuit of the semiconductor element for electric power in Embodiment 5 of this invention. It is a circuit diagram which shows the structure of the drive circuit of the semiconductor element for electric power in Embodiment 6 of this invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a drive circuit for a power semiconductor element in the first embodiment for carrying out the present invention.
  • a drive circuit 100 for a power semiconductor element includes a control circuit 3, a MOSFET for turning on (Metal Oxide Field Effect Transistor) 4, a MOSFET for turning off 5, gate resistors 6 and 7, a first DC power supply 8, and a second DC power supply 8.
  • the drive circuit 100 is connected to an IGBT 1 that is a power semiconductor element.
  • the IGBT 1 includes diodes connected in parallel.
  • the control circuit 3 controls on / off of the IGBT 1 that is a power semiconductor element, and controls the on-MOSFET 4 and the off-MOSFET 5 according to the control signal 2 from the outside.
  • the on MOSFET 4 is connected to the gate of the IGBT 1 through the gate resistor 6, and the off MOSFET 5 is connected to the gate of the IGBT 1 through the gate resistor 7.
  • a charge / discharge current flows through the gate resistor 6 to the gate of the IGBT 1 to turn on the IGBT 1.
  • the control circuit 3 turns off the on MOSFET 4 and turns on the off MOSFET 5
  • a charge / discharge current flows through the gate resistor 7 to the gate of the IGBT 1 to turn off the IGBT 1.
  • the first DC power supply 8 and the second DC power supply 9 constitute a DC power supply that supplies a voltage between the control terminals of the IGBT 1.
  • the first DC power supply 8 supplies a positive voltage between the gate and the emitter between the control terminals of the IGBT 1 when the IGBT 1 is in the ON state
  • the second DC power supply 9 is connected between the control terminals of the IGBT 1 with the IGBT 1 in the OFF state.
  • a negative voltage is supplied between a gate and an emitter.
  • the second DC power supply 9 is connected to the emitter of the IGBT 1.
  • the ON MOSFET 4 is turned OFF and the OFF MOSFET 5 is turned ON by the control circuit 3.
  • a negative voltage ⁇ Ve is applied between the ⁇ emitters by the power supply voltage Ve of the second DC power supply 9.
  • a dV / dt malfunction prevention circuit 10 is connected between the gate and emitter of the IGBT 1.
  • the dV / dt malfunction prevention circuit 10 includes a normally-on element n-channel JFET (Junction Field Effect Transistor) 11 and a diode provided to prevent reverse current from flowing from the emitter side to the gate side of the IGBT 1. 12.
  • the JFET 11 is a switching element connected between the gate and emitter of the IGBT 1 (between the control terminals of the power semiconductor element).
  • the gate (control terminal) of the JFET 11 is connected to the GND of the drive circuit 100 on the negative side of the second DC power supply 9, the source of the JFET 11 is connected to the emitter of the IGBT 1, and the drain of the JFET 11 is connected to the IGBT 1 through the diode 12. Connected to the gate.
  • the diode 12 is connected in series to the JFET 11 and is connected between the gate and emitter of the IGBT 1.
  • the anode of the diode 12 is connected to the gate of the IGBT 1, and the cathode of the diode 12 is connected to the JFET 11.
  • the operation of the drive circuit 100 will be described.
  • a normal state that is, in a state where the power supply voltage of the second DC power supply 9 is established
  • the voltage fluctuation dV / dt is applied to the IGBT 1 during, for example, a recovery operation of a diode connected in parallel to the IGBT 1 during the OFF period of the IGBT 1.
  • the negative voltage ⁇ Ve is applied between the gate and the emitter of the IGBT 1.
  • the gate-emitter voltage of the IGBT 1 is increased, the gate-emitter voltage is suppressed to be equal to or lower than the threshold voltage of the IGBT 1, so that the IGBT 1 is not turned on by mistake.
  • a negative voltage ⁇ Ve is applied between the gate and source of JFET 11, and the absolute value
  • the JFET 11 is turned off, and no current flows through the dV / dt malfunction prevention circuit 10. For this reason, the switching operation of the IGBT 1 in a normal state is not affected.
  • of the negative voltage ⁇ Ve applied between the gate and the emitter of the IGBT 1 decreases.
  • of the threshold voltage Vgs (off) of the JFET 11 the JFET 11 is turned on. That is, the JFET 11 is turned on when the power supply voltage of the second DC power supply 9 which is a DC power supply is lowered. As a result, the JFET 11 short-circuits between the gate and the emitter of the IGBT 1.
  • the power semiconductor element drive circuit of the present invention it is not necessary to provide a separate drive circuit or power source for driving the JFET 11, and a simple circuit configuration suppresses the malfunction of the IGBT 1 due to the voltage fluctuation dV / dt. can do. Moreover, since no current flows in the dV / dt malfunction prevention circuit 10 including the JFET 11 at the normal time, the power consumption of the drive circuit 100 can be suppressed. Further, when the power supply voltage of the second DC power supply 9 decreases and the absolute value
  • the circuit configuration of the dV / dt malfunction prevention circuit 10 shown in the present embodiment is merely an example, as long as the malfunction prevention function due to the voltage fluctuation dV / dt is satisfied, the JFET 11 can be used in multiple parallels, or for current limitation.
  • a resistor having a low impedance that does not cause the IGBT 1 to malfunction even by application of the voltage fluctuation dV / dt may be connected to the gate or drain of the JFET 11.
  • the JFET 11 is used as a normally-on element. However, it may be replaced with, for example, a depletion type MOSFET as long as the function is satisfied.
  • FIG. FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a power semiconductor element drive circuit according to the second embodiment for carrying out the present invention.
  • the drive circuit for the power semiconductor element of this embodiment is different from that of Embodiment 1 in that the dV / dt malfunction prevention circuit includes a current amplification stage.
  • the current amplifying stage amplifies the source current of the JFET in response to a case where the gate capacity of the power semiconductor element is large and the current capacity of the normally-on JFET is insufficient, and a dV / dt malfunction prevention circuit
  • This is an amplifier circuit that increases the current flowing through the. 2
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same or corresponding parts, and this is common throughout the entire specification.
  • the aspect of the component which appears in the whole specification is an illustration to the last, and is not limited to these description.
  • the gate of the JFET 11 that is a normally-on element is connected to the GND of the drive circuit 110, and the drain of the JFET 11 is connected to the gate of the IGBT 1 through the diode 12. Is the same as in the first embodiment.
  • the dV / dt malfunction prevention circuit 30 is additionally provided with a current amplification npn transistor 13, a diode 14, and a resistor 15 that constitute an amplifier circuit.
  • the npn transistor 13 is a normally-off switching element that is connected between the gate and emitter of the IGBT 1 and amplifies the current flowing through the JFET 11.
  • the source of JFET 11 is connected to the emitter of IGBT 1 through resistor 15.
  • the source of the JFET 11 is also connected to the base that is the control terminal of the current amplification npn transistor 13.
  • the emitter of npn transistor 13 is connected to the emitter of IGBT 1, and the collector of npn transistor 13 is connected to the gate of IGBT 1 via diode 14.
  • the JFET 11 When the absolute value
  • voltage fluctuation dV / dt is applied to IGBT 1 in this state, the gate voltage of IGBT 1 rises, a current flows through the base of npn transistor 13, and npn transistor 13 is turned on. That is, the npn transistor 13 is turned on when the gate voltage, which is the voltage between the control terminals of the IGBT 1, rises while the power supply voltage of the second DC power supply 9, which is a DC power supply, is lowered.
  • the gate-emitter of the IGBT 1 is short-circuited, an increase in the gate voltage of the IGBT 1 is suppressed, and a malfunction in which the IGBT 1 is erroneously turned on can be prevented.
  • the npn transistor 13 Since the npn transistor 13 is provided, the current flowing through the dV / dt malfunction prevention circuit 30 is amplified as compared with the dV / dt malfunction prevention circuit 10 shown in the first embodiment. Therefore, even when the gate capacitance of the IGBT 1 is large. , The malfunction of the IGBT 1 can be prevented. Note that the absolute value
  • of the base-emitter voltage Vbe of the npn transistor 13 is set to the threshold value Vgs (off of the JFET 11). ) Is set lower than the absolute value
  • the npn transistor 13 is used as a current amplification transistor, but an n-channel MOSFET may be used.
  • of the threshold voltage Vth between the gate and the source of the MOSFET is set to be lower than the absolute value
  • the configuration of the dV / dt malfunction prevention circuit 30 described in the present embodiment is an example for amplifying the source current of the JFET 11, and it is sufficient that the dV / dt malfunction prevention circuit satisfies the function.
  • the JFET 11 and the npn transistor 13 may be used in parallel, the npn transistor 13 may be connected in Darlington, and the gate and drain of the JFET 11 and the collector and base of the npn transistor 13 are used for current limiting.
  • a resistor may be connected.
  • the current is amplified by the npn transistor 13 and the like, so that the control terminal (gate terminal) of the IGBT 1 Even when the JFET 11 alone is insufficient and the current capacity is insufficient, it is possible to prevent a malfunction in which the IGBT 1 is erroneously turned on.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the drive circuit for the power semiconductor element according to the third embodiment for carrying out the present invention.
  • the drive circuit for the power semiconductor element of this embodiment is different from that of Embodiment 2 in that a pnp transistor is provided as a current amplification transistor of the dV / dt malfunction prevention circuit.
  • the dV / dt malfunction prevention circuit 40 is provided with a current amplification pnp transistor 16, a diode 14, and a resistor 15 that constitute an amplifier circuit.
  • the gate of the JFET 11 that is a normally-on element is connected to the GND of the drive circuit 120, the source of the JFET 11 is connected to the emitter of the IGBT 1, and the drain of the JFET 11 is a resistor 15 And connected to the gate of the IGBT 1 via the diode 12.
  • the drain of the JFET 11 is also connected to the base that is the control terminal of the pnp transistor 16.
  • the pnp transistor 16 is a normally-off switching element that is connected between the gate and emitter of the IGBT 1 and amplifies the current flowing through the JFET 11.
  • the emitter of the pnp transistor 16 is connected to the gate of the IGBT 1 via the diode 14, and the collector of the pnp transistor 16 is connected to the emitter of the IGBT 1.
  • the anode of the diode 12 is connected to the gate of the IGBT 1, but the anode of the diode 12 is connected to the positive side of the first DC power supply 8 or the diode 12 is not installed.
  • the resistor 15 may be connected to the positive electrode side of the first DC power supply 8.
  • the collector of the pnp transistor 16 is connected to the emitter of the IGBT 1, the collector of the pnp transistor 16 may be connected to the GND of the drive circuit 120.
  • the pnp transistor 16 Since the pnp transistor 16 is provided, the current flowing through the dV / dt malfunction prevention circuit 40 is amplified as compared with the dV / dt malfunction prevention circuit 10 shown in the first embodiment. Therefore, even when the gate capacitance of the IGBT 1 is large. , The malfunction of the IGBT 1 can be prevented.
  • the feature of using the pnp transistor 16 instead of the npn transistor as a current amplification transistor will be described.
  • the base-emitter voltage of the npn transistor is also applied between the source and gate of the JFET 11, so that the threshold voltage Vgs ( off)) must be set higher than the absolute value
  • the voltage applied between the gate and source of the JFET 11 is only the negative voltage ⁇ Ve due to the power supply voltage of the second DC power supply 9.
  • of the threshold voltage Vgs (off) is changed to the absolute value
  • of the threshold voltage Vgs (off) of the JFET 11 is obtained from the absolute value
  • the configuration of the dV / dt malfunction prevention circuit 40 described in the present embodiment is an example for amplifying the source current of the JFET 11, and it is sufficient that the dV / dt malfunction prevention circuit satisfies the function.
  • the JFET 11 and the pnp transistor 16 may be used in parallel, the pnp transistor 16 may be Darlington connected, and the gate and drain of the JFET 11 and the collector and base of the pnp transistor 16 are used for current limiting.
  • a resistor may be connected.
  • the current is amplified by the pnp transistor 16 and the like, so that the control terminal (gate terminal) of the IGBT 1 Even when the JFET 11 alone is insufficient and the current capacity is insufficient, it is possible to prevent a malfunction in which the IGBT 1 is erroneously turned on.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a drive circuit for a power semiconductor element in the fourth embodiment for carrying out the present invention.
  • the drive circuit for the power semiconductor element of this embodiment is different from that of Embodiment 1 in that it includes a power supply voltage detection circuit.
  • the IGBT1 when the power supply voltage of the DC power supply in the drive circuit is reduced due to a power failure or the like, the IGBT1 is connected by short-circuiting the gate-emitter of the IGBT1 using a JFET, a transistor, or a MOSFET. It prevents the malfunction that turns on accidentally. However, a power failure or the like may occur when the IGBT 1 is turned on, and the power supply voltage of the DC power supply may be lowered. In this case, if the dV / dt malfunction prevention circuit operates faster than turning off the IGBT 1 via the gate resistor, there is a possibility that the gate-emitter of the IGBT 1 is short-circuited and the IGBT 1 is rapidly turned off.
  • the power semiconductor element drive circuit has a function of normally turning off the IGBT 1 before the dV / dt malfunction prevention circuit operates.
  • a power supply voltage detection circuit 17 is added to the power semiconductor element drive circuit 130 in addition to the power semiconductor element drive circuit 100 described in the first embodiment. Even if the dV / dt malfunction prevention circuit other than those shown in the first to third embodiments has a function of suppressing an increase in the gate voltage of the IGBT in a state where the power supply voltage of the DC power supply is lowered, for example, no Even in a circuit using a normally-off element without using a marly-on element, the function of avoiding rapid IGBT turn-off is satisfied.
  • the power supply voltage detection circuit 17 is composed of, for example, a comparator and is connected to the positive side of the second DC power supply 9 in order to detect the power supply voltage of the second DC power supply 9.
  • the voltage detection level of the power supply voltage detection circuit 17 is set so that a voltage drop can be detected when the power supply voltage of the second DC power supply 9 drops by ⁇ V.
  • ⁇ V is a predetermined power supply voltage drop detected by the power supply voltage detection circuit 17.
  • the voltage detection level of the power supply voltage detection circuit 17 is set higher than the voltage at which the dV / dt malfunction prevention circuit 10 starts to operate.
  • the power supply voltage detection circuit 17 goes to the control circuit 3.
  • the off signal is output, and the control circuit 3 controls the on MOSFET 4 and the off MOSFET 5 to turn off the IGBT 1 or maintain the IGBT 1 in the off state. Since such an operation is performed, the IGBT 1 can be normally turned off before the dV / dt malfunction prevention circuit 10 operates even when the power supply voltage of the second DC power supply 9 decreases due to a power failure or the like.
  • of the threshold voltage Vgs (off) of the JFET 11 is
  • the voltage detection level is set so as to satisfy the relationship of Vgs
  • the difference between the power supply voltage Ve and the threshold voltage Vgs (off) at which the JFET 11 serving as the switching element is turned on is the amount of decrease in the power supply voltage of the second DC power supply 9 at which the JFET 11 is turned on.
  • means that the power supply voltage decrease amount of the second DC power supply 9 in which the JFET 11 is turned on is equal to the predetermined power supply voltage decrease amount detected by the power supply voltage detection circuit 17. To make it smaller.
  • the power supply voltage detection circuit 17 detects a decrease in the power supply voltage of the second DC power supply 9. Then, the power supply voltage detection circuit 17 outputs an off command to the control circuit 3, and the control circuit 3 turns off the IGBT 1.
  • the power supply voltage of the second DC power supply 9 decreases to the threshold voltage Vgs (off) of the JFET 11
  • the JFET 11 is turned on, and the gate voltage of the IGBT 1 increases even when the voltage fluctuation dV / dt is applied. Suppress.
  • the power supply voltage detection circuit 17 detects a drop in the power supply voltage of the second DC power supply 9.
  • the power supply voltage detection circuit 17 is connected to the positive side of the first DC power supply 8, and the first DC power supply 8 and the second DC power supply 9 are connected.
  • a drop in the power supply voltage may be detected.
  • the power supply voltage detection circuit 17 detects the voltage drop of the power supply voltage and before the IGBT 1 is turned off, the voltage detection level of the power supply voltage detection circuit 17 and the dV / dt are set so that the dV / dt malfunction prevention circuit 10 does not operate.
  • a voltage at which the dt malfunction prevention circuit 10 starts to operate (for example, the threshold voltage Vge (off) of the JFET 11) is set.
  • the dV / dt malfunction prevention circuit 10 may be set not to operate first. it can.
  • the power supply voltage detection circuit 17 detects when the power supply voltage of the first DC power supply 8 and the second DC power supply 9 decreases by ⁇ V.
  • the voltage detection level “Ve ⁇ V” is set so as to satisfy the relationship of
  • the rate of reduction between the first DC power source 8 and the second DC power source 9 may be determined.
  • the setting range of the voltage detection level of the voltage detection circuit 17 and the threshold voltage Vgs (off) of the JFET 11 may be widened.
  • the power supply voltage detection circuit 17 shown in the present embodiment is also added to the second and third embodiments. An effect can also be obtained.
  • the power supply voltage detection circuit 17 that detects a decrease in the voltage supplied from at least one of the first DC power supply 8 and the second DC power supply 9 is provided. Even when the power supply voltage of the DC power supply of the drive circuit 130 is reduced due to a power failure or the like, the power semiconductor element can be normally turned off by the power supply voltage detection circuit 17 before the switching element is turned on. It can prevent turning off at high speed.
  • FIG. FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a drive circuit for a power semiconductor element in the fifth embodiment for carrying out the present invention.
  • the drive circuit for the power semiconductor element of this embodiment is different from that of the fourth embodiment in that a normally-off element is used instead of a normally-on element in the dV / dt malfunction prevention circuit.
  • the dV / dt malfunction prevention circuit 50 using the normally-off element includes a power supply of the second DC power supply 9 between the base and emitter of the first npn transistor 18, the second npn transistor 19, and the first npn transistor 18.
  • the resistors 20 and 21 for dividing and inputting the voltage are connected in series between the gate and the emitter of the IGBT 1, and the collector of the first npn transistor 18 and the base of the second npn transistor 19 are connected to the connection point.
  • the resistors 22 and 23 are provided.
  • the drive circuit 150 In a normal state, that is, in a state where the power supply voltage of the second DC power supply 9 is established, the power supply voltage of the second DC power supply 9 is divided by resistors 20 and 21 between the base and emitter of the first npn transistor 18. The pressed voltage is applied, and the first npn transistor 18 is turned on. When the first npn transistor 18 is turned on, the base voltage of the second npn transistor 19 becomes a voltage equivalent to the GND of the drive circuit 150, the second npn transistor 19 is turned off, and normal switching operation of the IGBT 1 is performed. Does not affect.
  • the voltage detection level of the power supply voltage detection circuit 17 is set higher than the threshold value of the dV / dt malfunction prevention circuit 50.
  • the detection circuit 17 operates to turn off or maintain the IGBT 1.
  • the power supply voltage of the second DC power supply 9 further decreases, the base-emitter voltage of the first npn transistor 18 decreases and the first npn transistor 18 is turned off.
  • the voltage fluctuation dV / dt is applied and the gate voltage of the IGBT 1 rises, a current flows through the resistor 22 to the base of the second npn transistor 19 and the second npn transistor 19 is turned on.
  • the second npn transistor 19 When the second npn transistor 19 is turned on, the gate-emitter of the IGBT 1 is short-circuited, and an increase in the gate voltage of the IGBT 1 can be suppressed. That is, the second npn transistor 19 is turned on when the gate voltage, which is the voltage between the control terminals of the IGBT 1, increases a predetermined power supply voltage decrease amount detected by the power supply voltage detection circuit 17 as in the fourth embodiment. The amount of decrease in the power supply voltage of the second DC power supply 9 is made smaller.
  • a reverse current may flow through the second npn transistor 19.
  • the second npn transistor 19 and the IGBT 1 A reverse current preventing diode may be inserted between the gate and the gate. The reverse current preventing diode is inserted so that the cathode is on the second npn transistor 19 side.
  • the configuration of the dV / dt malfunction prevention circuit 50 described in the present embodiment is merely an example, and the dV / dt malfunction prevention circuit only needs to satisfy the function, and the second npn depends on the required current capacity.
  • the transistors 19 may be used in multiple parallels, the second npn transistor 19 may be Darlington-connected, and a current limiting resistor is provided to the gate and drain of the JFET 11 and the collector and base of the second npn transistor 19. You may connect.
  • the first npn transistor 18 when the first npn transistor 18 is in an on state and the IGBT 1 is also in an on state during normal operation, current continues to flow through the resistor 22. For this reason, in order to suppress the power consumption of the resistor 22, it is necessary to increase the resistance value of the resistor 22. Accordingly, since the base current of the second npn transistor 19 is reduced, it is effective to connect the second npn transistor 19 to the Darlington connection. Further, although an npn transistor is used in this embodiment, an n-channel MOSFET may be used instead of the npn transistor.
  • FIG. 6 shows an example in which the power supply voltage detection circuit 17 detects a decrease in the power supply voltage of the second DC power supply 9.
  • the power supply voltage detection circuit 17 is replaced with the first power supply voltage detection circuit 17. It may be connected between the positive electrode side of one DC power supply 8 and the GND of the drive circuit 150 to detect a voltage drop of the power supply voltage of the first DC power supply 8 and the second DC power supply 9 combined. Even in this case, the power supply voltage detection circuit 17 detects the voltage drop of the power supply voltage, and before the IGBT 1 is turned off, the voltage detection level of the power supply voltage detection circuit 17 and the dV / dt are set so that the dV / dt malfunction prevention circuit 50 does not operate. The voltage at which the dt malfunction prevention circuit 50 starts to operate is set.
  • the first and second npn transistors 18 and 19 which are normally-off elements are used in the dV / dt malfunction prevention circuit 50, malfunction of the IGBT 1 can be suppressed with a simple circuit configuration.
  • the power supply voltage detection circuit 17 is provided, the normally-off element of the dV / dt malfunction prevention circuit 50 can be used even when the power supply voltage of the DC power supply of the drive circuit 150 is reduced due to a power failure or the like during the ON period of the IGBT 1. Since the power semiconductor element can be normally turned off before turning on, it is possible to prevent the power semiconductor element from being turned off at high speed.
  • FIG. FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a drive circuit for a power semiconductor element according to the sixth embodiment for carrying out the present invention.
  • the drive circuit for the power semiconductor element of the present embodiment is that the DC power supply is composed of only the first DC power supply that supplies a positive voltage between the gate and emitter between the control terminals of the IGBT 1. And different.
  • the present embodiment is applied when the power semiconductor element does not malfunction even if a negative voltage is not applied between the gate and the emitter in the off state, such as when the voltage fluctuation dV / dt between the collector and the emitter is small. is there.
  • the power supply voltage detection circuit 17 is connected to the positive side of the first DC power supply 8 to detect a voltage drop of the first DC power supply 8.
  • the resistor 20 is connected not to the negative side of the first DC power supply 8 but to the positive side of the first DC power supply 8.
  • the dV / dt malfunction prevention circuit 60 using a normally-off element includes a power supply of the first DC power supply 8 between the base and emitter of the first npn transistor 18, the second npn transistor 19, and the first npn transistor 18.
  • the resistors 20 and 21 for dividing and inputting the voltage are connected in series between the gate and the emitter of the IGBT 1, and the collector of the first npn transistor 18 and the base of the second npn transistor 19 are connected to the connection point.
  • the resistors 22 and 23 are provided.
  • the drive circuit 160 In a normal state, that is, in a state where the power supply voltage of the first DC power supply 8 is established, the power supply voltage of the first DC power supply 8 is resisted via the resistor 20 connected to the positive side of the first DC power supply 8.
  • the voltage divided by 20 and 21 is applied between the base and emitter of the first npn transistor 18, and the first npn transistor 18 is turned on.
  • the collector-emitter voltage of the first npn transistor 18 to be lower than the base-emitter voltage at which the second npn transistor 19 is turned on, the second npn transistor 19 is turned off.
  • the normal switching operation of the IGBT 1 is not affected.
  • the voltage detection level of the power supply voltage detection circuit 17 is set higher than the threshold value of the dV / dt malfunction prevention circuit 60.
  • the detection circuit 17 operates to turn off or maintain the IGBT 1.
  • the power supply voltage of the first DC power supply 8 further decreases, the base-emitter voltage of the first npn transistor 18 decreases and the first npn transistor 18 is turned off.
  • a current flows through the resistor 22 to the base of the second npn transistor 19 and the second npn transistor 19 is turned on.
  • the second npn transistor 19 is turned on, the gate-emitter of the IGBT 1 is short-circuited, and an increase in the gate voltage of the IGBT 1 can be suppressed.
  • a reverse current may flow through the second npn transistor 19.
  • the second npn transistor 19 and the IGBT 1 A reverse current preventing diode may be inserted between the gate and the gate. The reverse current preventing diode is inserted so that the cathode is on the second npn transistor 19 side.
  • the configuration of the dV / dt malfunction prevention circuit 60 described in the present embodiment is an example, and the dV / dt malfunction prevention circuit only needs to satisfy the function, and the second npn depends on the required current capacity.
  • the transistors 19 may be used in multiple parallels, the second npn transistor 19 may be Darlington-connected, and a current limiting resistor is provided to the gate and drain of the JFET 11 and the collector and base of the second npn transistor 19. You may connect.
  • the first and second npn transistors 18 and 19, which are normally-off elements, are used in the dV / dt malfunction prevention circuit 60 even if the DC power source is configured by only the first DC power source 1.
  • the malfunction of the IGBT 1 can be suppressed with a simple circuit configuration.
  • the normally-off element of the dV / dt malfunction prevention circuit 60 can be used even when the power supply voltage of the DC power supply of the drive circuit 160 is reduced due to a power failure or the like during the ON period of the IGBT 1. Since the power semiconductor element can be normally turned off before turning on, it is possible to prevent the power semiconductor element from being turned off at high speed.
  • the IGBT is used as the power semiconductor element.
  • the power semiconductor element shown in all the embodiments is applied to a voltage-driven power semiconductor element such as a MOSFET.
  • a drive circuit can be applied.
  • the drive circuits described in all the embodiments can be applied not only to Si but also to a wide gap semiconductor such as SiC. Note that a wide gap semiconductor such as SiC may have a low threshold voltage Vth and is likely to malfunction. Therefore, for power semiconductor elements manufactured using SiC or the like, the drive circuits described in all the embodiments are used. The effect that it can be used to prevent malfunction is further increased.
  • 1 IGBT power semiconductor element
  • 2 control signal 3 control circuit
  • 4 on MOSFET 5 off MOSFET
  • 6 gate resistance 8 first DC power supply
  • 9 second DC power supply 10, 30 , 40, 50, 60 dV / dt malfunction prevention circuit, 11 JFET, 12, 14 diode, 13 npn transistor, 15, 20-23 resistor, 16 pnp transistor, 17 power supply voltage detection circuit, 18 first npn transistor, 19 Second npn transistor, 100, 110, 120, 130, 140, 150, 160 drive circuit.

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Abstract

簡単な回路構成で、消費電力を抑えながら、電圧変動ｄＶ／ｄｔに対する高速応答が可能であり、電力用半導体素子の誤動作を防止することができる電力用半導体素子の駆動回路を得るために、電力用半導体素子のオンオフを制御する制御回路と、電力用半導体素子の制御端子間に電圧を供給する直流電源と、電力用半導体素子の制御端子間に接続されたスイッチング素子とを備え、スイッチング素子は、直流電源の電源電圧が低下した場合にオンし、または、直流電源の電源電圧が低下した状態で電力用半導体素子の制御端子間電圧が上昇した場合にオンし、電力用半導体素子の制御端子間を短絡させる。

Description

電力用半導体素子の駆動回路
　この発明は、電力用半導体素子の駆動回路に関するものであり、特に電圧変動ｄＶ／ｄｔによって、電力用半導体素子が誤動作することを防止する機能を有する電力用半導体素子の駆動回路に関する。
　従来の電力用半導体素子の駆動回路において、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧形の電力用半導体素子を用いる場合には、電力用半導体素子のコレクタ－エミッタ間に電圧変動ｄＶ／ｄｔが印加されると、電力用半導体素子のゲートに付随する寄生容量によって、ゲート電圧が上昇する。ゲート電圧が所定のしきい値電圧を超えると、電力用半導体素子が誤ってオンし、アーム短絡が発生し、電力用半導体素子が破壊するという問題が発生する。この問題を回避するために、電力用半導体素子がオフ状態でゲート－エミッタ間に負電圧を印加する方法がある。しかしながら、この方法ではゲート駆動回路の電源電圧が確立していない状態で電圧変動ｄＶ／ｄｔの電圧が印加されると、電力用半導体素子のスイッチング動作が誤動作する可能性がある。
　半導体素子の駆動電力を電力変換器の主回路から供給する電源自給式の駆動回路において、主電源投入後、ゲート駆動回路の電源電圧が確立するまでに、半導体素子のスイッチング動作が誤動作することを防止する方法がある。具体的には、ゲート駆動回路では半導体素子のゲートとエミッタとの間に抵抗とＰチャンネルＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはＮチャンネルＦＥＴとを接続する。そして、ゲート駆動回路の電源電圧が立ち上がる前にゲート電圧が上昇した場合には、ＰチャンネルＦＥＴまたはＮチャンネルＦＥＴをオンすることで、ゲート電圧の上昇を制限し、半導体素子のスイッチング動作の誤動作を防止する（例えば、特許文献１参照）。
特開平１０－２８５９０９号公報
　従来の電力用半導体素子の駆動回路では、ゲート駆動回路の電源電圧が立ち上がった後はＰチャンネルＦＥＴまたはＮチャンネルＦＥＴをオフ状態に保つために、常時、抵抗に電流を流し続ける必要があり、駆動回路の消費電力が増加するという問題があった。また、ゲート電圧が所定レベルに達したことを検出するためのレベル検出回路が必要であった。さらに、特許文献１では想定されていないが、駆動回路が運転中に停電が発生した場合には、フリーホイールダイオードのリカバリによって大きな電圧変動ｄＶ／ｄｔが電力用半導体素子に印加される場合があり、駆動回路には電圧変動ｄＶ／ｄｔに対する高速応答性が必要とされる。この問題を解決するために、例えば、ＮチャンネルＦＥＴに接続される抵抗の抵抗値を小さくすることが考えられるが、さらに消費電力が増加するという問題もあった。なお、特許文献１には、ノーマリーオンの半導体素子を用いるという記載があるものの、具体的な回路図については示されていない。
　この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、簡単な回路構成で、消費電力を抑えながら、電圧変動ｄＶ／ｄｔに対して高速に応答し、電力用半導体素子の誤動作防止機能を有する電力用半導体素子の駆動回路を得るものである。
　この発明に係る電力用半導体素子の駆動回路は、電力用半導体素子のオンオフを制御する制御回路と、電力用半導体素子の制御端子間に電圧を供給する直流電源と、電力用半導体素子の制御端子間に接続されたスイッチング素子とを備え、スイッチング素子は、直流電源の電源電圧が低下した場合にオンし、または、直流電源の電源電圧が低下した状態で電力用半導体素子の制御端子間電圧が上昇した場合にオンし、電力用半導体素子の制御端子間を短絡させることを特徴とするものである。
　この発明に係る電力用半導体素子の駆動回路は、電力用半導体素子の制御端子間に接続されたスイッチング素子が、直流電源の電源電圧が低下した場合にオンし、または、直流電源の電源電圧が低下した状態で電力用半導体素子の制御端子間電圧が上昇した場合にオンし、電力用半導体素子の制御端子間を短絡させるので、簡単な回路構成で、消費電力を抑えながら、電圧変動ｄＶ／ｄｔに対して高速に応答し、電力用半導体素子の誤動作を防止することができる。
この発明の実施の形態１における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態２における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態３における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態４における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態４における別の電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態５における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態６における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。
実施の形態１．
　図１は、この発明を実施するための実施の形態１における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。図１において、電力用半導体素子の駆動回路１００は、制御回路３、オン用ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）４、オフ用ＭＯＳＦＥＴ５、ゲート抵抗６，７、第一の直流電源８、第二の直流電源９、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０によって構成されている。駆動回路１００には、電力用半導体素子であるＩＧＢＴ１が接続されている。ＩＧＢＴ１は、並列接続されたダイオードを備えている。
　制御回路３は、電力用半導体素子であるＩＧＢＴ１のオンオフを制御するもので、外部からの制御信号２に従って、オン用ＭＯＳＦＥＴ４およびオフ用ＭＯＳＦＥＴ５を制御する。オン用ＭＯＳＦＥＴ４はゲート抵抗６を介してＩＧＢＴ１のゲートに接続され、オフ用ＭＯＳＦＥＴ５はゲート抵抗７を介してＩＧＢＴ１のゲートに接続されている。制御回路３がオン用ＭＯＳＦＥＴ４をオン、オフ用ＭＯＳＦＥＴ５をオフすることによって、ゲート抵抗６を介してＩＧＢＴ１のゲートに充放電電流が流れ、ＩＧＢＴ１をオンする。一方、制御回路３がオン用ＭＯＳＦＥＴ４をオフ、オフ用ＭＯＳＦＥＴ５をオンすることによって、ゲート抵抗７を介してＩＧＢＴ１のゲートに充放電電流が流れ、ＩＧＢＴ１をオフする。
　第一の直流電源８および第二の直流電源９は、ＩＧＢＴ１の制御端子間に電圧を供給する直流電源を構成している。第一の直流電源８は、ＩＧＢＴ１がオン状態でＩＧＢＴ１の制御端子間であるゲート－エミッタ間に正電圧を供給し、第二の直流電源９は、ＩＧＢＴ１がオフ状態でＩＧＢＴ１の制御端子間であるゲート－エミッタ間に負電圧を供給するものである。ＩＧＢＴ１がオン状態の場合には、制御回路３によってオン用ＭＯＳＦＥＴ４がオン、オフ用ＭＯＳＦＥＴ５がオフとなっているので、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間には、第一の直流電源８の電源電圧によって正電圧が印加される。ＩＧＢＴ１のエミッタには第二の直流電源９が接続されており、ＩＧＢＴ１がオフ状態の場合には、制御回路３によってオン用ＭＯＳＦＥＴ４がオフ、オフ用ＭＯＳＦＥＴ５がオンとなっているので、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間には、第二の直流電源９の電源電圧Ｖｅによって負電圧－Ｖｅが印加される。
　ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間にはｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０が接続されている。ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０は、ノーマリーオン素子であるｎチャンネルＪＦＥＴ（Ｊｕｎｃｔｉｏｎ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１１、および、ＩＧＢＴ１のエミッタ側からゲート側へ逆電流が流れることを防止するために設けられたダイオード１２によって構成されている。ＪＦＥＴ１１は、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間（電力用半導体素子の制御端子間）に接続されたスイッチング素子である。ＪＦＥＴ１１のゲート（制御端子）は第二の直流電源９の負極側である駆動回路１００のＧＮＤに接続され、ＪＦＥＴ１１のソースはＩＧＢＴ１のエミッタに接続され、ＪＦＥＴ１１のドレインはダイオード１２を介してＩＧＢＴ１のゲートに接続されている。ダイオード１２は、ＪＦＥＴ１１に対して直列接続され、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間に接続されている。ダイオード１２のアノードは、ＩＧＢＴ１のゲートに接続され、ダイオード１２のカソードは、ＪＦＥＴ１１に接続されている。
　次に、駆動回路１００の動作について説明する。正常状態、すなわち、第二の直流電源９の電源電圧が確立している状態では、ＩＧＢＴ１のオフ期間中に、例えばＩＧＢＴ１に並列接続されたダイオードのリカバリ動作等によってＩＧＢＴ１に電圧変動ｄＶ／ｄｔが印加された場合でも、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間には負電圧－Ｖｅが印加されている。このため、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間電圧が上昇したとしても、ゲート－エミッタ間電圧はＩＧＢＴ１のしきい値電圧以下に抑えられるので、ＩＧＢＴ１が誤ってオンすることはない。また、ＪＦＥＴ１１のゲート－ソース間には負電圧－Ｖｅが印加されており、ＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜を負電圧－Ｖｅの絶対値｜Ｖｅ｜より低く設定することによって、ＪＦＥＴ１１はオフとなり、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０には電流は流れない。このため、正常状態でのＩＧＢＴ１のスイッチング動作に影響を与えることはない。
　一方、異常状態、すなわち、停電等によって第二の直流電源９の電源電圧が低下すると、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間に印加される負電圧－Ｖｅの絶対値｜Ｖｅ｜が低下する。そして、負電圧－Ｖｅの絶対値｜Ｖｅ｜がＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜より低下するとＪＦＥＴ１１がオンする。つまり、直流電源である第二の直流電源９の電源電圧が低下した場合に、ＪＦＥＴ１１がオンする。この結果、ＪＦＥＴ１１は、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間を短絡する。このため、この状態でＩＧＢＴ１に電圧変動ｄＶ／ｄｔが印加されてもＩＧＢＴ１のゲート電圧の上昇が抑制され、ＩＧＢＴ１が誤ってオンする誤動作を防止することができる。
　本発明の電力用半導体素子の駆動回路では、ＪＦＥＴ１１を駆動するために別の駆動回路や電源等を設ける必要がなく、簡単な回路構成によって、電圧変動ｄＶ／ｄｔに起因するＩＧＢＴ１の誤動作を抑制することができる。また、正常時には、ＪＦＥＴ１１を含むｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０内に電流が流れることがないので、駆動回路１００の消費電力を抑えることができる。さらに、第二の直流電源９の電源電圧が低下し、負電圧－Ｖｅの絶対値｜Ｖｅ｜がＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜より低下した時点でＪＦＥＴ１１がオンするため、高速応答性が良く、ＩＧＢＴ１のゲート駆動用の電源の立上げ時のみならず、運転状態で停電が発生し、ダイオードのリカバリによる大きな電圧変動ｄＶ／ｄｔが印加された場合に対してもＩＧＢＴ１の誤動作を防止できる。
　本実施の形態に示したｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０の回路構成は一例であり、電圧変動ｄＶ／ｄｔによる誤動作防止の機能を満たしていれば良く、ＪＦＥＴ１１を多並列で用いたり、電流制限用に電圧変動ｄＶ／ｄｔの印加によってもＩＧＢＴ１が誤動作しない程度の低インピーダンスの抵抗をＪＦＥＴ１１のゲートまたはドレインに接続したりしても良い。また、本実施の形態ではノーマリーオン素子としてＪＦＥＴ１１を用いたが、その機能を満たしていれば良く、例えばディプレッション型ＭＯＳＦＥＴ等に置換えても良い。
　以上のように、ノーマリーオン素子をＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間に接続することという簡単な回路構成で、消費電力を抑えながら、電圧変動ｄＶ／ｄｔに対する高速応答が可能であり、電力用半導体素子の誤動作防止機能を有する電力用半導体素子の駆動回路を得ることができる。
実施の形態２．
　図２は、この発明を実施するための実施の形態２における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。本実施の形態の電力用半導体素子の駆動回路は、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路に電流増幅段を備えた点が実施の形態１と異なる。電流増幅段は、電力用半導体素子のゲート容量が大きく、ノーマリーオン素子であるＪＦＥＴの電流容量が不足するような場合に対応して、ＪＦＥＴのソース電流を増幅し、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路に流れる電流を大きくする増幅回路である。図２において、図１と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものであり、このことは明細書の全文において共通することである。また、明細書全文に表れている構成要素の態様は、あくまで例示であってこれらの記載に限定されるものではない。
　本実施の形態のｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路３０において、ノーマリーオン素子であるＪＦＥＴ１１のゲートが駆動回路１１０のＧＮＤに接続され、ＪＦＥＴ１１のドレインがダイオード１２を介してＩＧＢＴ１のゲートに接続される点は実施の形態１と同様である。そして、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路３０には、増幅回路を構成する電流増幅用のｎｐｎトランジスタ１３、ダイオード１４、および抵抗１５が追加されている。ｎｐｎトランジスタ１３は、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間に接続され、ＪＦＥＴ１１に流れる電流を増幅するノーマリーオフのスイッチング素子である。ＪＦＥＴ１１のソースは抵抗１５を介して、ＩＧＢＴ１のエミッタに接続される。また、ＪＦＥＴ１１のソースは電流増幅用のｎｐｎトランジスタ１３の制御端子であるベースにも接続されている。ｎｐｎトランジスタ１３のエミッタはＩＧＢＴ１のエミッタに、ｎｐｎトランジスタ１３のコレクタはダイオード１４を介してＩＧＢＴ１のゲートに接続されている。
　次に、駆動回路１１０の動作について説明する。正常状態、すなわち、第二の直流電源９の電源電圧が確立した状態では、ＪＦＥＴ１１はオフしており、ｎｐｎトランジスタ１３もオフとなり、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路３０内に電流は流れない。異常状態、すなわち、停電等によって第二の直流電源９の電源電圧が低下すると、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間に印加される負電圧－Ｖｅの絶対値｜Ｖｅ｜が低下する。そして、負電圧－Ｖｅの絶対値｜Ｖｅ｜がＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜より低下するとＪＦＥＴ１１がオンする。この状態でＩＧＢＴ１に電圧変動ｄＶ／ｄｔが印加されると、ＩＧＢＴ１のゲート電圧が上昇し、ｎｐｎトランジスタ１３のベースに電流が流れ、ｎｐｎトランジスタ１３がオンする。つまり、直流電源である第二の直流電源９の電源電圧が低下した状態でＩＧＢＴ１の制御端子間電圧であるゲート電圧が上昇した場合に、ｎｐｎトランジスタ１３がオンする。これにより、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間が短絡され、ＩＧＢＴ１のゲート電圧の上昇が抑制され、ＩＧＢＴ１が誤ってオンする誤動作を防止できる。
　ｎｐｎトランジスタ１３を備えたことによって、実施の形態１に示したｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０に比べてｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路３０に流れる電流が増幅されるので、ＩＧＢＴ１のゲート容量が大きい場合でも、ＩＧＢＴ１の誤動作を防止することが出来る。なお、ＪＦＥＴ１１のしきい値Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜は、実施の形態１と同様に正常時の負電圧－Ｖｅの絶対値｜Ｖｅ｜より低く設定する必要があるが、本実施の形態ではｎｐｎトランジスタ１３がオンするベース－エミッタ間電圧ＶｂｅもＪＦＥＴ１１のソースに印加されるため、ｎｐｎトランジスタ１３のベース－エミッタ間電圧Ｖｂｅの絶対値｜Ｖｂｅ｜をＪＦＥＴ１１のしきい値Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜より低く設定する。
　本実施の形態において、電流増幅用のトランジスタとしてｎｐｎトランジスタ１３を用いたが、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いても良い。この場合には、ＭＯＳＦＥＴのゲート－ソース間のしきい値電圧Ｖｔｈの絶対値｜Ｖｔｈ｜をＪＦＥＴ１１のしきい値Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜より低く設定する。なお、本実施の形態において説明したｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路３０の構成はＪＦＥＴ１１のソース電流を増幅するための一例であり、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路がその機能を満たしていれば良く、必要な電流容量に応じてＪＦＥＴ１１やｎｐｎトランジスタ１３を多並列で用いても良いし、ｎｐｎトランジスタ１３をダーリントン接続しても良いし、ＪＦＥＴ１１のゲートやドレイン、ｎｐｎトランジスタ１３のコレクタやベースに電流制限用の抵抗を接続しても良い。
　以上のような構成によって、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間にノーマリーオン素子であるＪＦＥＴ１１のみを接続した場合に比べて、ｎｐｎトランジスタ１３等によって電流が増幅されるため、ＩＧＢＴ１の制御端子（ゲート端子）の容量が大きく、ＪＦＥＴ１１だけでは電流容量が不足する場合でも、ＩＧＢＴ１が誤ってオンする誤動作を防止することができる。
実施の形態３．
　図３は、この発明を実施するための実施の形態３における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。本実施の形態の電力用半導体素子の駆動回路は、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路の電流増幅用のトランジスタとしてｐｎｐトランジスタを備えた点が実施の形態２と異なる。ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路４０には、増幅回路を構成する電流増幅用のｐｎｐトランジスタ１６、ダイオード１４、および抵抗１５が設けられている。
　本実施の形態のｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路４０において、ノーマリーオン素子であるＪＦＥＴ１１のゲートが駆動回路１２０のＧＮＤに接続され、ＪＦＥＴ１１のソースがＩＧＢＴ１のエミッタに接続され、ＪＦＥＴ１１のドレインは抵抗１５およびダイオード１２を介してＩＧＢＴ１のゲートに接続されている。また、ＪＦＥＴ１１のドレインはｐｎｐトランジスタ１６の制御端子であるベースにも接続されている。ｐｎｐトランジスタ１６は、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間に接続され、ＪＦＥＴ１１に流れる電流を増幅するノーマリーオフのスイッチング素子である。ｐｎｐトランジスタ１６のエミッタはダイオード１４を介してＩＧＢＴ１のゲートに接続され、ｐｎｐトランジスタ１６のコレクタはＩＧＢＴ１のエミッタに接続されている。
　なお、本実施の形態では、ダイオード１２のアノードをＩＧＢＴ１のゲートに接続しているが、ダイオード１２のアノードを第一の直流電源８の正極側に接続したり、ダイオード１２を設置せずに、抵抗１５を第一の直流電源８の正極側に接続したりしても良い。また、ｐｎｐトランジスタ１６のコレクタをＩＧＢＴ１のエミッタに接続しているが、ｐｎｐトランジスタ１６のコレクタを駆動回路１２０のＧＮＤに接続しても良い。
　次に、駆動回路１２０の動作について説明する。正常状態、すなわち、第二の直流電源９の電源電圧が確立した状態では、ＪＦＥＴ１１はオフしており、ｐｎｐトランジスタ１６もオフとなり、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路４０内に電流は流れない。異常状態、すなわち、停電等により第二の直流電源９の電源電圧が低下すると、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間に印加される負電圧－Ｖｅの絶対値｜Ｖｅ｜が低下する。そして、負電圧－Ｖｅの絶対値｜Ｖｅ｜がＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜より低下するとＪＦＥＴ１１がオンする。この状態でＩＧＢＴ１に電圧変動ｄＶ／ｄｔが印加されると、ＩＧＢＴ１のゲート電圧が上昇し、ｐｎｐトランジスタ１６のベースに電流が流れ、ｐｎｐトランジスタ１６がオンする。つまり、直流電源である第二の直流電源９の電源電圧が低下した状態でＩＧＢＴ１の制御端子間電圧であるゲート電圧が上昇した場合に、ｐｎｐトランジスタ１６がオンする。これにより、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間が短絡され、ＩＧＢＴ１のゲート電圧の上昇が抑制され、ＩＧＢＴ１が誤ってオンする誤動作を防止できる。
　ｐｎｐトランジスタ１６を備えたことによって、実施の形態１に示したｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０に比べてｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路４０に流れる電流が増幅されるので、ＩＧＢＴ１のゲート容量が大きい場合でも、ＩＧＢＴ１の誤動作を防止することが出来る。
　ここで、電流増幅用のトランジスタとしてｎｐｎトランジスタに代えてｐｎｐトランジスタ１６を用いることの特長について説明する。実施の形態２のようにｎｐｎトランジスタ（またはｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ）を用いる場合には、ｎｐｎトランジスタのベース－エミッタ間電圧がＪＦＥＴ１１のソース－ゲート間にも印加されるので、ＪＦＥＴ１１のしきい値Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜を、ｎｐｎトランジスタ１３のベース－エミッタ間電圧Ｖｂｅの絶対値｜Ｖｂｅ｜またはＭＯＳＦＥＴのゲート－ソース間のしきい値電圧Ｖｔｈの絶対値｜Ｖｔｈ｜より高く設定する必要があった。しかしながら、本実施の形態のようにｐｎｐトランジスタ１６を用いる場合には、ＪＦＥＴ１１のゲート－ソース間に印加される電圧は第二の直流電源９の電源電圧による負電圧－Ｖｅのみとなり、ＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜を、ｎｐｎトランジスタ１３のベース－エミッタ間電圧Ｖｂｅの絶対値｜Ｖｂｅ｜またはＭＯＳＦＥＴのゲート－ソース間のしきい値電圧Ｖｔｈの絶対値｜Ｖｔｈ｜より高く設定する必要がない。単に正常時の第二の直流電源９の電源電圧による負電圧－Ｖｅに対して、ＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜を負電圧－Ｖｅの絶対値｜Ｖｅ｜より低く設定すればよく、広い範囲でしきい値を設定することができる。
　なお、本実施の形態において説明したｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路４０の構成はＪＦＥＴ１１のソース電流を増幅するための一例であり、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路がその機能を満たしていれば良く、必要な電流容量に応じてＪＦＥＴ１１やｐｎｐトランジスタ１６を多並列で用いても良いし、ｐｎｐトランジスタ１６をダーリントン接続しても良いし、ＪＦＥＴ１１のゲートやドレイン、ｐｎｐトランジスタ１６のコレクタやベースに電流制限用の抵抗を接続しても良い。
　以上のような構成によって、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間にノーマリーオン素子であるＪＦＥＴ１１のみを接続した場合に比べて、ｐｎｐトランジスタ１６等によって電流が増幅されるため、ＩＧＢＴ１の制御端子（ゲート端子）の容量が大きく、ＪＦＥＴ１１だけでは電流容量が不足する場合でも、ＩＧＢＴ１が誤ってオンする誤動作を防止することができる。
実施の形態４．
　図４は、この発明を実施するための実施の形態４における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。本実施の形態の電力用半導体素子の駆動回路は、電源電圧検知回路を備えた点が実施の形態１と異なる。
　実施の形態１～３においては、停電等によって駆動回路内の直流電源の電源電圧が低下した場合には、ＪＦＥＴ、トランジスタ、またはＭＯＳＦＥＴを用いてＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間を短絡することによってＩＧＢＴ１が誤ってオンする誤動作を防止している。しかしながら、ＩＧＢＴ１がオン状態で停電等が発生して直流電源の電源電圧が低下することも起こりうる。この場合、ゲート抵抗を介してＩＧＢＴ１をオフするよりも早く、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路が動作すると、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間が短絡され、急速にＩＧＢＴ１がターンオフしてしまうという問題が発生する可能性がある。ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路に制限抵抗を設けることによって、急速なＩＧＢＴ１のターンオフを回避することも可能であるが、大きな電圧変動ｄＶ／ｄｔが印加された場合には、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路の動作が遅れる可能性もある。そこで、本実施の形態における電力用半導体素子の駆動回路は、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路が動作する前に、ＩＧＢＴ１を正常にターンオフする機能を追加したものである。
　図４において、電力用半導体素子の駆動回路１３０には、実施の形態１に示した電力用半導体素子の駆動回路１００に加えて、電源電圧検知回路１７が追加されている。なお、実施の形態１～３に示した以外のｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路であっても直流電源の電源電圧が低下した状態でＩＧＢＴのゲート電圧の上昇を抑制するという機能があれば、例えばノーマリーオン素子を用いずに、ノーマリーオフ素子を用いた回路であっても、急速なＩＧＢＴのターンオフを回避するという機能は満足する。
　電源電圧検知回路１７は例えばコンパレータ等によって構成され、第二の直流電源９の電源電圧を検知するために、第二の直流電源９の正極側に接続されている。電源電圧検知回路１７の電圧検知レベルは、第二の直流電源９の電源電圧がΔＶ低下した時点で電圧低下を検知できるように設定されている。ここで、ΔＶは電源電圧検知回路１７が検知する所定の電源電圧低下量である。また、電源電圧検知回路１７の電圧検知レベルは、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０が動作し始める電圧より高く設定されている。第二の直流電源９の電源電圧が電圧検知レベル以下に低下する、つまり、第二の直流電源９の電源電圧が所定の電源電圧低下量に達すると、電源電圧検知回路１７は制御回路３へオフ信号を出力し、制御回路３はＩＧＢＴ１をターンオフするか、または、ＩＧＢＴ１のオフ状態を維持するようにオン用ＭＯＳＦＥＴ４およびオフ用ＭＯＳＦＥＴ５を制御する。このような動作を行うので、停電等によって第二の直流電源９の電源電圧が低下した場合でも、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０が動作するより前にＩＧＢＴ１を正常にターンオフすることができる。
　ここで、実施の形態１に示したｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路を用いた場合における、電源電圧検知回路１７の電圧検知レベル「Ｖｅ－ΔＶ」の設定について説明する。ＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）の絶対値｜Ｖｇｓ｜に対して電源電圧検知回路１７の電圧検知レベル「Ｖｅ－ΔＶ」の絶対値｜Ｖｅ－ΔＶ｜が、｜Ｖｅ－ΔＶ｜＞｜Ｖｇｓ｜の関係を満たすように電圧検知レベルを設定する。ここで、電源電圧Ｖｅとスイッチング素子であるＪＦＥＴ１１がオンするしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）との差分が、ＪＦＥＴ１１がオンする第二の直流電源９の電源電圧の低下量となる。つまり、｜Ｖｅ－ΔＶ｜＞｜Ｖｇｓ｜の関係を満たすということは、電源電圧検知回路１７が検知する所定の電源電圧低下量をＪＦＥＴ１１がオンする第二の直流電源９の電源電圧の低下量より小さくすることである。
　このように設定することによって、ＩＧＢＴ１がオン状態で第二の直流電源９の電源電圧が低下した場合、第二の直流電源９の電源電圧が正常値ＶｅからΔＶ低下した時点で、電源電圧検知回路１７が第二の直流電源９の電源電圧の低下を検知する。そして、電源電圧検知回路１７が制御回路３にオフ指令を出力し、制御回路３がＩＧＢＴ１をターンオフする。次に、第二の直流電源９の電源電圧がＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）まで低下した時点でＪＦＥＴ１１がオン状態となり、電圧変動ｄＶ／ｄｔが印加されてもＩＧＢＴ１のゲート電圧の上昇を抑制する。
　なお、図４の電力用半導体素子の駆動回路１３０では、電源電圧検知回路１７が第二の直流電源９の電源電圧の低下を検知する例を示している。しかしながら、図５の電力用半導体素子の駆動回路１４０に示すように、電源電圧検知回路１７を第一の直流電源８の正極側に接続し、第一の直流電源８と第二の直流電源９とを合せた電源電圧の電圧低下を検知しても良い。この場合でも、電源電圧検知回路１７が電源電圧の電圧低下を検知し、ＩＧＢＴ１をターンオフする前に、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０が動作しないように電源電圧検知回路１７の電圧検知レベルとｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０が動作し始める電圧（例えば、ＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｅ（ｏｆｆ））を設定する。
　図５のように、第一の直流電源８の正極側で電圧検知を行うと、第一の直流電源８と第二の直流電源９のどちらの電源電圧がどのような割合で低下しているが不明であるが、第二の直流電源９の電源電圧のみが低下するという前提で電圧検知レベルを設定しておけば、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路１０が先に動作しないように設定することができる。例えば、第二の直流電源９の電源電圧のみが低下する場合、電源電圧検知回路１７は第一の直流電源８と第二の直流電源９とを合せた電源電圧がΔＶ低下した時点で検知するように、｜Ｖｅ－ΔＶ｜＞｜Ｖｇｓ｜の関係を満たすように電圧検知レベル「Ｖｅ－ΔＶ」を設定する。そして、直流電源の種類によっては停電が発生した場合に、第一の直流電源８と第二の直流電源９との低下の割合が決まる場合もあるので、その場合にはその低下の割合に応じて電圧検知回路１７の電圧検知レベルとＪＦＥＴ１１のしきい値電圧Ｖｇｓ（ｏｆｆ）との設定範囲を広げればよい。
　なお、実施の形態２、３に対しても、本実施の形態において示した電源電圧検知回路１７を加えることによって、実施の形態２、３で説明した効果に加え、本実施の形態で得られる効果も併せて得ることができる。
　以上のように第一の直流電源８および第二の直流電源９の少なくとも何れか一方から供給される電圧の低下を検知する電源電圧検知回路１７を備えたので、電力用半導体素子のオン期間中に停電等で駆動回路１３０の直流電源の電源電圧が低下した場合でも、スイッチング素子がオンするより前に、電源電圧検知回路１７によって電力用半導体素子を正常にオフできるため、電力用半導体素子を高速にターンオフすることを防ぐことができる。
実施の形態５．
　図６は、この発明を実施するための実施の形態５における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。本実施の形態の電力用半導体素子の駆動回路は、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路にノーマリーオン素子の代わりにノーマリーオフ素子を用いた点が実施の形態４と異なる。
　ノーマリーオフ素子を用いたｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路５０は、第一のｎｐｎトランジスタ１８、第二のｎｐｎトランジスタ１９、第一のｎｐｎトランジスタ１８のベース－エミッタ間に第二の直流電源９の電源電圧を分圧して入力するための抵抗２０，２１、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間に直列接続され、その接続点に第一のｎｐｎトランジスタ１８のコレクタおよび第二のｎｐｎトランジスタ１９のベースが接続されている抵抗２２，２３によって構成されている。
　駆動回路１５０の動作について説明する。正常状態、すなわち、第二の直流電源９の電源電圧が確立された状態では、第一のｎｐｎトランジスタ１８のベース－エミッタ間には第二の直流電源９の電源電圧を抵抗２０，２１で分圧した電圧が印加され、第一のｎｐｎトランジスタ１８がオン状態となる。第一のｎｐｎトランジスタ１８がオン状態になると、第二のｎｐｎトランジスタ１９のベース電圧は駆動回路１５０のＧＮＤ相当の電圧となり、第二のｎｐｎトランジスタ１９はオフ状態となり、ＩＧＢＴ１の通常のスイッチング動作に影響を与えない。
　停電等によって第二の直流電源９の電源電圧が低下した場合、電源電圧検知回路１７の電圧検知レベルをｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路５０のしきい値より高く設定しているので、まず、電源電圧検知回路１７が動作し、ＩＧＢＴ１をターンオフまたはオフ状態を維持する。そして、さらに第二の直流電源９の電源電圧が低下すると第一のｎｐｎトランジスタ１８のベース－エミッタ間電圧が低下し、第一のｎｐｎトランジスタ１８がオフする。この状態で電圧変動ｄＶ／ｄｔが印加されてＩＧＢＴ１のゲート電圧が上昇すると、抵抗２２を通して第二のｎｐｎトランジスタ１９のベースに電流が流れ、第二のｎｐｎトランジスタ１９がオンする。第二のｎｐｎトランジスタ１９がオンすることによって、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間が短絡され、ＩＧＢＴ１のゲート電圧の上昇を抑制することができる。つまり、実施の形態４と同様に電源電圧検知回路１７が検知する所定の電源電圧低下量を、ＩＧＢＴ１の制御端子間電圧であるゲート電圧が上昇した場合に、第二のｎｐｎトランジスタ１９がオンする第二の直流電源９の電源電圧の低下量より小さくしている。
　なお、第一および第二のｎｐｎトランジスタ１８，１９の特性や回路定数によっては第二のｎｐｎトランジスタ１９に逆電流が流れる場合があるため、そのような場合には第二のｎｐｎトランジスタ１９とＩＧＢＴ１のゲートとの間に逆電流防止用のダイオードを挿入すればよい。この逆電流防止用のダイオードは、カソードが第二のｎｐｎトランジスタ１９側になるように挿入する。
　なお、本実施の形態において説明したｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路５０の構成は一例であり、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路がその機能を満たしていれば良く、必要な電流容量に応じて第二のｎｐｎトランジスタ１９を多並列で用いても良いし、第二のｎｐｎトランジスタ１９をダーリントン接続しても良いし、ＪＦＥＴ１１のゲートやドレイン、第二のｎｐｎトランジスタ１９のコレクタやベースに電流制限用の抵抗を接続しても良い。
　また、本実施の形態において、正常時には第一のｎｐｎトランジスタ１８がオン状態であり、ＩＧＢＴ１もオン状態であると、抵抗２２に電流が流れ続ける。このため、抵抗２２での消費電力を抑えるためには抵抗２２の抵抗値を大きくする必要がある。これによって、第二のｎｐｎトランジスタ１９のベース電流が小さくなるため、第二のｎｐｎトランジスタ１９をダーリントン接続することは有効である。また、本実施の形態においてはｎｐｎトランジスタを用いたが、ｎｐｎトランジスタの代わりにｎチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
　また、図６において、電源電圧検知回路１７が第二の直流電源９の電源電圧の低下を検知する例を示しているが、実施の形態４にて説明したように電源電圧検知回路１７を第一の直流電源８の正極側と駆動回路１５０のＧＮＤとの間に接続し、第一の直流電源８と第二の直流電源９とを合せた電源電圧の電圧低下を検知しても良い。この場合でも、電源電圧検知回路１７が電源電圧の電圧低下を検知し、ＩＧＢＴ１をターンオフする前に、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路５０が動作しないように電源電圧検知回路１７の電圧検知レベルとｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路５０が動作し始める電圧を設定する。
　以上のように、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路５０にノーマリーオフ素子である第一および第二のｎｐｎトランジスタ１８，１９を用いたので、簡単な回路構成でＩＧＢＴ１の誤動作を抑制することができる。また、電源電圧検知回路１７を設けたことによって、ＩＧＢＴ１のオン期間中に停電等で駆動回路１５０の直流電源の電源電圧が低下した場合でも、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路５０のノーマリーオフ素子がオンするより前に、電力用半導体素子を正常にオフできるため、電力用半導体素子を高速にターンオフすることを防ぐことができる。
実施の形態６．
　図７は、この発明を実施するための実施の形態６における電力用半導体素子の駆動回路の構成を示す回路図である。本実施の形態の電力用半導体素子の駆動回路は、直流電源がＩＧＢＴ１の制御端子間であるゲート－エミッタ間に正電圧を供給する第一の直流電源のみで構成される点が実施の形態５と異なる。本実施の形態はコレクタ－エミッタ間の電圧変動ｄＶ／ｄｔが小さい場合等、オフ状態でゲート－エミッタ間に負電圧を印加しなくても電力用半導体素子が誤動作しない場合に適用されるものである。
　図７において、電源電圧検知回路１７を第一の直流電源８の正極側に接続し、第一の直流電源８の電圧低下を検知している。また、抵抗２０は第一の直流電源８の負極側ではなく、第一の直流電源８の正極側に接続されている。ノーマリーオフ素子を用いたｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路６０は、第一のｎｐｎトランジスタ１８、第二のｎｐｎトランジスタ１９、第一のｎｐｎトランジスタ１８のベース－エミッタ間に第一の直流電源８の電源電圧を分圧して入力するための抵抗２０，２１、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間に直列接続され、その接続点に第一のｎｐｎトランジスタ１８のコレクタおよび第二のｎｐｎトランジスタ１９のベースが接続されている抵抗２２，２３によって構成されている。
　駆動回路１６０の動作について説明する。正常状態、すなわち、第一の直流電源８の電源電圧が確立された状態では、第一の直流電源８の正極側に接続された抵抗２０を介して第一の直流電源８の電源電圧を抵抗２０，２１で分圧した電圧が、第一のｎｐｎトランジスタ１８のベース－エミッタ間に印加され、第一のｎｐｎトランジスタ１８がオン状態となる。ここで第一のｎｐｎトランジスタ１８のコレクタ－エミッタ間電圧を第二のｎｐｎトランジスタ１９がオン状態となるベース－エミッタ間電圧より低くなるように設定することにより、第二のｎｐｎトランジスタ１９はオフ状態となり、ＩＧＢＴ１の通常のスイッチング動作に影響を与えない。
　停電等によって第一の直流電源８の電源電圧が低下した場合、電源電圧検知回路１７の電圧検知レベルをｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路６０のしきい値より高く設定しているので、まず、電源電圧検知回路１７が動作し、ＩＧＢＴ１をターンオフまたはオフ状態を維持する。そして、さらに第一の直流電源８の電源電圧が低下すると第一のｎｐｎトランジスタ１８のベース－エミッタ間電圧が低下し、第一のｎｐｎトランジスタ１８がオフする。この状態で電圧変動ｄＶ／ｄｔが印加されてＩＧＢＴ１のゲート電圧が上昇すると、抵抗２２を通して第二のｎｐｎトランジスタ１９のベースに電流が流れ、第二のｎｐｎトランジスタ１９がオンする。第二のｎｐｎトランジスタ１９がオンすることによって、ＩＧＢＴ１のゲート－エミッタ間が短絡され、ＩＧＢＴ１のゲート電圧の上昇を抑制することができる。
　なお、第一および第二のｎｐｎトランジスタ１８，１９の特性や回路定数によっては第二のｎｐｎトランジスタ１９に逆電流が流れる場合があるため、そのような場合には第二のｎｐｎトランジスタ１９とＩＧＢＴ１のゲートとの間に逆電流防止用のダイオードを挿入すればよい。この逆電流防止用のダイオードは、カソードが第二のｎｐｎトランジスタ１９側になるように挿入する。
　なお、本実施の形態において説明したｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路６０の構成は一例であり、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路がその機能を満たしていれば良く、必要な電流容量に応じて第二のｎｐｎトランジスタ１９を多並列で用いても良いし、第二のｎｐｎトランジスタ１９をダーリントン接続しても良いし、ＪＦＥＴ１１のゲートやドレイン、第二のｎｐｎトランジスタ１９のコレクタやベースに電流制限用の抵抗を接続しても良い。
　以上のように、直流電源を第一の直流電源１のみで構成しても、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路６０にノーマリーオフ素子である第一および第二のｎｐｎトランジスタ１８，１９を用いたので、簡単な回路構成でＩＧＢＴ１の誤動作を抑制することができる。また、電源電圧検知回路１７を設けたことによって、ＩＧＢＴ１のオン期間中に停電等で駆動回路１６０の直流電源の電源電圧が低下した場合でも、ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路６０のノーマリーオフ素子がオンするより前に、電力用半導体素子を正常にオフできるため、電力用半導体素子を高速にターンオフすることを防ぐことができる。
　なお、全ての実施の形態において、電力用半導体素子としてＩＧＢＴを用いているが、例えばＭＯＳＦＥＴ等の電圧駆動型電力用半導体素子に対しても、全ての実施の形態で示した電力用半導体素子の駆動回路を適用することができる。また、半導体としてＳｉだけでなく、ＳｉＣ等のワイドギャップ半導体に対しても、全ての実施の形態で示した駆動回路を適用することができる。なお、ＳｉＣ等のワイドギャップ半導体はしきい値電圧Ｖｔｈが低い場合があり、誤動作しやすいので、ＳｉＣ等で作製した電力用半導体素子に対しては、全ての実施の形態で示した駆動回路を用いて誤動作を防止できるという効果が更に大きくなる。
　１　ＩＧＢＴ（電力用半導体素子）、２　制御信号、３　制御回路、４　オン用ＭＯＳＦＥＴ、５　オフ用ＭＯＳＦＥＴ、６，７　ゲート抵抗、８　第一の直流電源、９　第二の直流電源、１０，３０，４０，５０，６０　ｄＶ／ｄｔ誤動作防止回路、１１　ＪＦＥＴ、１２，１４　ダイオード、１３　ｎｐｎトランジスタ、１５，２０～２３　抵抗、１６　ｐｎｐトランジスタ、１７　電源電圧検知回路、１８　第一のｎｐｎトランジスタ、１９　第二のｎｐｎトランジスタ、１００，１１０，１２０，１３０，１４０，１５０，１６０　駆動回路。

Claims (10)

  1. 電力用半導体素子のオンオフを制御する制御回路と、
    前記電力用半導体素子の制御端子間に電圧を供給する直流電源と、
    前記電力用半導体素子の制御端子間に接続されたスイッチング素子とを備え、
    前記スイッチング素子は、前記直流電源の電源電圧が低下した場合にオンし、または、前記直流電源の電源電圧が低下した状態で前記電力用半導体素子の制御端子間電圧が上昇した場合にオンし、前記電力用半導体素子の制御端子間を短絡させることを特徴とする電力用半導体素子の駆動回路。
  2. 前記直流電源は、前記電力用半導体素子がオン状態で前記電力用半導体素子の制御端子間に正電圧を供給する第一の直流電源と、前記電力用半導体素子がオフ状態で前記電力用半導体素子の制御端子間に負電圧を供給する第二の直流電源とによって構成され、
    前記スイッチング素子は、前記第二の直流電源の電源電圧が低下した場合にオンし、または、前記第二の直流電源の電源電圧が低下した状態で前記電力用半導体素子の制御端子間電圧が上昇した場合にオンし、前記電力用半導体素子の制御端子間を短絡させることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体素子の駆動回路。
  3. 前記直流電源の電源電圧の低下を検知し、前記直流電源の電源電圧が所定の電源電圧低下量に達した場合に前記電力用半導体素子をオフする信号を前記制御回路へ出力する電源電圧検知回路を備え、
    前記所定の電源電圧低下量を前記スイッチング素子がオンする前記直流電源の電源電圧の低下量より小さく、または、前記所定の電源電圧低下量を前記電力用半導体素子の制御端子間電圧が上昇した場合に前記スイッチング素子がオンする前記直流電源の電源電圧の低下量より小さくしたことを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体素子の駆動回路。
  4. 前記スイッチング素子は、ノーマリーオン素子であることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体素子の駆動回路。
  5. 前記スイッチング素子は、ノーマリーオン素子であり、
    前記スイッチング素子の制御端子は、前記第二の直流電源の負極側に接続されたことを特徴とする請求項２に記載の電力用半導体素子の駆動回路。
  6. 前記スイッチング素子は、ノーマリーオフ素子であることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体素子の駆動回路。
  7. 前記電力用半導体素子の制御端子間に接続され、前記スイッチング素子に流れる電流を増幅する増幅回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体素子の駆動回路。
  8. 前記電力用半導体素子の制御端子間に前記スイッチング素子と直列にダイオードが挿入され、
    前記ダイオードは、アノード側が前記電力用半導体素子のゲート端子側となるように接続されたことを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体素子の駆動回路。
  9. 前記スイッチング素子のしきい値電圧の絶対値を、前記第二の直流電源の正常時の前記負電圧の絶対値より低く設定したことを特徴とする請求項２に記載の電力用半導体素子の駆動回路。
  10. 前記電力用半導体素子は、ＳｉＣ半導体であることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体素子の駆動回路。
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