KR20200075019A

KR20200075019A - 사용자 클러스터를 통하여 분배형 무선 시스템들의 송신을 조정하는 시스템 및 방법

Info

Publication number: KR20200075019A
Application number: KR1020207017049A
Authority: KR
Inventors: 안토니오 포렌자; 에릭 린드스콕; 스텝헨 지. 펄맨
Original assignee: 리어덴 엘엘씨
Priority date: 2010-11-01
Filing date: 2011-10-31
Publication date: 2020-06-25
Also published as: FI3557782T3; JP2013543348A; CA2816556A1; RU2013125496A; TW201225563A; AU2017213585B2; AU2017272221A1; AU2018241100B2; JP6641512B2; WO2012061325A9; KR20170016016A; KR102125039B1; JP5957000B2; SG10202111030TA; AU2011323559A2; EP4373041A2; JP2020074541A; BR112013010642A2; JP2019146175A; SG10201508965PA

Abstract

시스템 및 방법은 사용자 클러스터링을 통해 분배형 무선 시스템들의 송신을 조정하는 것에 설명된다. 예를 들면, 본 발명의 일 실시예에 따른 방법은: 베이스 송수신기 스테이션들(BTS들)의 복수의 분배형 입력 분배형 출력을 가진 분배형 안테나와 타겟 사용자 사이에서 링크 품질을 측정하는 단계; 사용자 클러스터를 정의하기 위해 링크 품질 측정을 사용하는 단계; 정의된 사용자 클러스터 내의 각각의 DIDO 안테나와 각각의 사용자 사이의 채널 상태 정보(CSI)를 측정하는 단계; 및 상기 사용자 클러스터 내의 DIDO 안테나들과 상기 DIDO 안테나들에 의해 도달 가능한 사용자 사이에서, 측정된 CSI를 기반으로 하여 데이터 송신을 프리코딩하는 단계를 포함한다.

Description

사용자 클러스터를 통하여 분배형 무선 시스템들의 송신을 조정하는 시스템 및 방법{SYSTEMS AND METHODS TO COORDINATE TRANSMISSIONS IN DISTRIBUTED WIRELESS SYSTEMS VIA USER CLUSTERING}

관련 문헌

본 출원은 동시 계류중인 다음의 미국 특허 출원의 부분 계속 출원이다:

2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "Interference Management, Handoff, Power Control And Link Adaptation In Distributed-Input Distributed-Output (DIDO) Communication Systems"인 미국 출원 번호 12/802,988

2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Adjusting DIDO Interference Cancellation Based On Signal Strength Measurements"인 미국 출원 번호 12/802,976

2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Managing Inter-Cluster Handoff Of Clients Which Traverse Multiple DIDO Clusters"인 미국 출원 번호 12/802,974

2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Managing Handoff Of A Client Between Different Distributed-Input-Distributed-Output (DIDO) Networks Based On Detected Velocity Of The Client"인 미국 출원 번호 12/802,989

2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Power Control And Antenna Grouping In A Distributed-Input-Distributed-Output (DIDO) Network"인 미국 출원 번호 12/802,958

2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Link adaptation In DIDO Multicarrier Systems"인 미국 출원 번호 12/802,975

2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For DIDO Precoding Interpolation In Multicarrier Systems"인 미국 출원 번호 12/802,938

2009년 12월 3일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Distributed Antenna Wireless Communications" 인 미국 출원 번호 12/630,627

2008년 6월 20일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Distributed Input-Distributed Output Wireless Communications"인 미국 출원 번호 12/143,503;

2007년 8월 20일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method for Distributed Input Distributed Output Wireless Communications"인 미국 출원 번호 11/894,394;

2007년 8월 20일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and method for Distributed Input-Distributed Wireless Communications"인 미국 출원 번호 11/894,362;

2007년 8월 20일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Distributed Input-Distributed Output Wireless Communications"인 미국 출원 번호 11/894,540;

2005년 10월 21일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Spatial-Multiplexed Tropospheric Scatter Communications"인 미국 출원 번호 11/256,478;

2004년 4월 2일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Enhancing Near Vertical Incidence Skywave ("NVIS") Communication Using Space-Time Coding"인 미국 출원 번호 10/817,731.

종래 기술의 다중 사용자 무선 시스템들은 단지 단일 베이스 스테이션 또는 여러 개의 베이스 스테이션들을 포함할 수 있다.

다른 WiFi 액세스 포인트들이 없는 영역에서 광대역 유선 인터넷 연결에 부착된 단일 WiFi 베이스 스테이션(예를 들면, 2.4 GHz 802.11b, g 또는 n 프로토콜 이용)(예를 들면, 시골 내의 DSL에 부착된 WiFi 액세스 포인트)은 전송 범위 내에 있는 하나 이상의 사용자에 의해 공유된 단일 베이스 스테이션인, 상대적으로 간단한 다중 사용자 무선 시스템의 예이다. 사용자가 무선 액세스 포인트와 동일한 공간에 있게 되는 경우, 사용자는 통상적으로 약간의 전송 혼란(예를 들면, 마이크로웨이브 오븐과 같은 2.4GHz 간섭으로부터의 패킷 손실이 있지만, 다른 WiFi 디바이스들과 공유하는 스펙트럼으로부터의 패킷 손실은 없음)에 있는 고속 링크를 경험할 수 있다. 사용자가 사용자와 WiFi 액세스 포인트 간의 경로에서 약간의 방해가 있거나 매체로부터 떨어져 있는 경우, 사용자는 매체-속도 링크를 경험할 가능성이 있을 것이다. 사용자가 WiFi 액세스 포인트의 범위의 에지에 이르는 경우, 사용자는 저속 링크를 경험하게 될 것이고, 채널로의 변화가 이용 가능한 레벨 미만으로 떨어진 신호 SNR을 초래하는 경우에는 주기적인 드롭 아웃(periodic drop-outs)을 당할 수 있다. 그리고, 최종적으로, 사용자가 WiFi 베이스 스테이션이 범위를 넘는 경우, 사용자는 링크를 전혀 가질 수 없을 것이다.

다수의 사용자가 WiFi 베이스 스테이션을 동시에 접근할 시에, 이용 가능한 데이터 처리량은 이들 사이에서 공유된다. 서로 다른 사용자들은 통상적으로 주어진 시간에서 WiFi 베이스 스테이션 상의 서로 다른 처리량 요구를 가질 수 있지만, 그러나 총합의 처리량 요구가 WiFi 베이스 스테이션으로부터 사용자까지 이용 가능한 처리량을 초과할 시에, 일부 또는 모든 사용자들은 구하는 것보다 적은 데이터 처리량을 수신할 것이다. WiFi 액세스 포인트가 매우 많은 사용자 간에서 공유되는 극단적인 상황에서, 각 사용자에 대한 처리량은 천천히 다운되어 느리게 처리되거나 저하될 수 있고, 각 사용자에 대한 데이터 처리량은 예를 들면 데이터 처리량이 전혀 없는 오랜 주기에 의해 분리된 버스트(bursts)에 이르게 될 수 있고, 이때 상기 데이터 처리량이 전혀 없는 오랜 주기 동안에는 다른 사용자가 제공받는 시간이다. 이러한 "초피(choppy)" 데이터 전송은 미디어 스트림과 같은 특정 적용물에 손상을 줄 수 있다.

사용자가 많이 있는 상황에서 부가적인 WiFi 베이스 스테이션들을 추가시키는 것은 단지 하나의 지점까지만 도움을 줄 수 있을 것이다. 미국의 2.4GHz ISM 대역 내에서, WiFi에 대해 사용될 수 있는 3 개의 비-간섭 채널들이 있으며, 그리고 동일한 통신 가능 구역(coverage area)에서의 3 개의 WiFi 베이스 스테이션들이 서로 다른 비-간섭 채널을 사용하기 위해 각각 구성되는 경우, 다수의 사용자 간의 통신 가능 구역의 총 처리량은 3 팩터까지 증가될 것이다. 그러나, 이를 넘을 경우, 동일한 통신 가능 구역에서 보다 많은 WiFi 베이스 스테이션들을 추가하는 것은 총 처리량을 증가시킬 수 없을 것인데, 이는 WiFi 베이스 스테이션이 WiFi 베이스 스테이션 간에서 이용 가능한 동일 스펙트럼을 공유하기 시작하여 스펙트럼을 사용할 시에 "턴 발생(taking turns)"에 의해 시분할 다중 접속(TDMA)을 효과적으로 이용할 수 있기 때문이다. 이러한 상황은 인구 밀도가 높은 통신 가능 구역, 예를 들면, 다중-거주 유닛들(multi-dwelling units) 내에서 종종 볼 수 있다. 예를 들면, WiFi 어댑터가 있는 큰 아파트 빌딩의 사용자는 동일 통신 가능 구역에 있는 다른 사용자에게 제공하는 다수의 다른 간선 WiFi 네트워크들(예를 들면, 다른 아파트에서)로 인해 매우 형편없는 처리량을 경험할 수 있는데, 이는 사용자의 액세스 포인트가 베이스 스테이션에 접근하는 클라이언트 디바이스와 동일한 공간에 있는 경우에도 그러하다. 링크 품질이 그러한 상황에서 양호할 것처럼 보이지만, 사용자는 동일 주파수 대역에 동작하는 이웃 WiFi 어댑터들로부터 간섭을 받게 되어 사용자에 대한 유효 처리량을 감소시킬 수 있다.

WiFi 등의 허가를 받지 않은 스펙트럼 및 허가를 받은 스펙트럼 둘 다를 포함하는 현재 다중 사용자 무선 시스템들은 여러 제한을 받는다. 이는 통신 가능 구역, 다운링크(downlink, DL) 데이터율 및 업링크(uplink, UL) 데이터율을 포함한다. 다음 발생 무선 시스템들, 예를 들면, WiMAX 및 LTE의 주요 목적은 다수의-입력 다수의-출력(MIMO) 기술을 통해 통신 가능 구역, 및 DL 및 UL 데이터율을 개선시키는 것에 있다. MIMO는 링크 품질(보다 넓은 커버리지(coverage)를 초래함) 또는 데이터율(모든 사용자에 대해 다수의 비-간섭 공간 채널들을 생성함)을 개선하기 위해 무선 링크의 송수신 측면들에서 다수의 안테나들을 사용한다. 그러나, 충분한 데이터율이 모든 사용자에게 이용 가능한 경우(특히, 용어 "사용자" 및 "클라이언트"는 본원에서 교환에서 사용됨), 다중 사용자 MIMO(MU-MIMO) 기술들에 따라서, (단일 사용자보다는 오히려) 다수의 사용자들에게 비-간섭 채널들을 생성하기 위해 채널 공간 다이버시티을 사용하는 것이 바람직할 수 있다. 예를 들면, 다음 참조문을 참조한다:

G. Caire and S. Shamai, "On the achievable throughput of a multiantenna Gaussian broadcast channel," IEEE Trans. Info.Th., vol. 49, pp. 1691-1706, July 2003.

P. Viswanath and D. Tse, "Sum capacity of the vector Gaussian broadcast channel and uplink-downlink duality," IEEE Trans. Info. Th., vol. 49, pp. 1912-1921, Aug. 2003.

S. Vishwanath, N. Jindal, and A. Goldsmith, "Duality, achievable rates, and sum-rate capacity of Gaussian MIMO broadcast channels," IEEE Trans. Info. Th., vol. 49, pp. 2658-2668, Oct. 2003.

W. Yu and J. Cioffi, "Sum capacity of Gaussian vector broadcast channels," IEEE Trans. Info. Th., vol. 50, pp. 1875-1892, Sep. 2004.

M. Costa, "Writing on dirty paper," IEEE Transactions on Information Theory, vol. 29, pp. 439-441, May 1983.

M. Bengtsson, "A pragmatic approach to multi-user spatial multiplexing," Proc. of Sensor Array and Multichannel Sign.Proc. Workshop, pp. 130-134, Aug. 2002.

K.-K. Wong, R. D. Murch, and K. B. Letaief, "Performance enhancement of multiuser MIMO wireless communication systems," IEEE Trans. Comm., vol. 50, pp. 1960-1970, Dec. 2002.

M. Sharif and B. Hassibi, "On the capacity of MIMO broadcast channel with partial side information," IEEE Trans. Info.Th., vol. 51, pp. 506-522, Feb. 2005.

예를 들면, MIMO 4x4 시스템들(즉, 4 개의 송신 및 4 개의 수신 안테나들), 10MHz 대역폭, 16-QAM 변조 및 순방향 에러 정정(FEC) 코딩(3/4 비율을 가짐)(3bps/Hz의 스펙트럼 효율 제공)에서, 모든 사용자에 대한 물리적인 층에서의 달성 가능한 이상적인 피크 데이터율은 4x30Mbps = 120Mbps이며, 이러한 데이터율은 정의된 높은 비디오 콘텐츠(단지 ~10Mbps 만을 필요로 함)를 전달하기 위해 필요한 것보다 많은 것이다. 4 개의 송신 안테나들, 4 명의 사용자들 및 사용자당 단일 안테나를 가진 MU-MIMO 시스템들에 있어서, 이상적인 시나리오들(즉, 독립적으로 동등하게 분포된 i.i.d., 채널들)에서, 다운링크 데이터율은 4 명의 사용자들에 걸쳐 공유될 수 있고, 채널 공간 다이버시티는 사용자에게 4 개의 병렬적인 30Mbps 데이터 링크를 생성하기 위해 사용될 수 있다.

서로 다른 MU-MIMO 기법은 예를 들면, 3GPP, "Multiple Input Multiple Output in UTRA", 3GPP TR 25.876 V7.0.0, Mar. 2007; 3GPP, "Base Physical channels and modulation", TS 36.211, V8.7.0, May 2009; 및 3GPP, "Multiplexing and channel coding", TS 36.212, V8.7.0, May 2009에서 기술된 바와 같이, LTE 표준 부분으로서 제안되어 왔다. 그러나, 이러한 기법은 단지 4 개의 송신 안테나들을 가진 DL 데이터율에서 2X 개선점까지만을 제공할 수 있다. ArrayComm 등의 회사에 의한 표준 및 소유권이 있는 셀룰라 시스템들에서의 MU-MIMO 기술들의 실질적인 실행(예를 들면, ArrayComm, "Field-proven results", http://www.arraycomm.com/serve.php?page=proof 참조)은 공간 분할 다중 접속(space division multiple access, SDMA)을 통하여 DL 데이터율의 ~3X 증가(4 개의 송신 안테나들을 가짐) 까지를 제공하여 왔다. 셀룰라 네트워크들의 MU-MIMO 기법들의 주요 제한점은 송신 측면에서의 공간 다이버시티의 부족이다. 공간 다이버시티는 무선 링크에서 안테나 공간 및 다중 경로 각도 확산(multipath angular spread)의 안테나의 기능이다. MU-MIMO 기술들을 사용하는 셀룰라 시스템들에서, 베이스 스테이션에서의 송신 안테나들은 통상적으로 함께 클러스터링되고, 안테나 지지 구조물(물리적으로 높든 작든 간에 본원에서는 "타워"라 함) 상에 제한된 실제 영역(real estate)으로 인해, 그리고 타워가 위치할 곳의 제한점으로 인해 단지 하나 또는 2 개의 파장을 멀리 위치시킨다. 게다가, 다중 경로 각도 확산은, 셀 타워가 보다 넓은 커버리지를 제공하기 위해 장애물 상으로 통상적으로 높이 위치하기 때문에(10 미터 이상) 낮다.

셀룰라 시스템 배치에 대한 다른 실질적인 사항은 셀룰라 안테나 위치에 대한 제한된 장소 이용 가능성 및 과도한 비용(예를 들면, 안테나 장소에 대한 국한된 제한점(municipal restrictions), 실제 영역의 비용, 물리적인 방해물 등으로 인함), 및 송신기로의 네트워크 연결성(본원에서는 "백홀(backhaul)" 이라 함)의 비용 및/또는 이용 가능성을 포함한다. 나아가, 셀룰라 시스템들은 종종, 벽들, 선반, 바닥, 가구 및 다른 장애물로부터의 손실로 인해 빌딩 깊숙이 위치한 클라이언트들에게 이르는데 어려움이 있다.

실제로, 광역 네트워크 무선에 대한 셀룰라 구조물의 전체 개념은 동일 주파수를 사용하여 송신기들(베이스 스테이션들 또는 사용자) 간의 간섭을 방지하기 위해, 셀룰라 타워의 다소 강한 위치, 인접한 셀 간의 주파수 교체, 및 빈번한 섹터화를 예상할 수 있다. 그 결과, 주어진 셀의 주어진 섹터는 셀 섹터의 사용자 모두 간에 DL 및 UL 스펙트럼의 공유 차단화(shared block)에 이르게 되고, 그 후, 셀 섹터는 시간 도메인에서만 주로 이러한 사용자 간에서 공유된다. 예를 들면, 시분할 다중 접속(TDMA) 및 코드 분할 다중 접속(CDMA) 둘 다에 기반한 셀룰라 시스템들은 시간 도메인에서 사용자 간에서 스펙트럼을 공유한다. 상기와 같은 셀룰라 시스템들이 섹터화에 덮어 씌워지게 됨으로써, 2-3X 공간 도메인 이익은 달성될 수 있을 것이다. 그리고, 그 후, 상기와 같은 셀룰라 시스템들이 상술된 것 등의 MU-MIMO 시스템에 덮어 씌워지게 됨으로써, 또 다른 2-3X 공간 도메인 이익은 달성될 수 있다. 그러나, 셀룰라 시스템의 셀 및 섹터들이 통상적으로 타워가 위치할 종종 지정된 고정 위치들에 있는 경우, 상기와 같은 제한된 이점은 주어진 시간에서 사용자 밀도(또는 데이터율 요구)가 타워/섹터 위치와 양호하게 일치하지 않을 시에 사용하기 어렵다. 셀룰라 스마트 폰 사용자는, 종종 사용자가 걱정이 전혀 없이 폰으로 통화를 하거나 웹 페이지를 다운로딩할 수 있고, 그 후에, 새로운 위치로 운전을 한 후(또는 걸은 후) 갑자기 음성 품질이 떨어지거나 웹 페이지 속도가 나오지 않거나, 또는 심지어 연결 전체가 안되는 경우를 인식하게 되는 날을 종종 결과적으로 경험하게 된다. 그러나, 서로 다른 날에서, 사용자는 각 위치에 정확히 반대되는 일들을 겪을 수 있다. 환경적인 조건이 동일하다고 하면, 사용자가 경험을 하게 될 것은, 사용자 밀도(또는 데이터율 요구)의 가변성이 높지만 주어진 위치에서 사용자 간의 공유되는 이용 가능한 총 스펙트럼(이로 인한 종래 기술의 기술들을 사용한 총 데이터율)이 대부분 고정된다는 사실이다.

나아가, 종래 기술의 셀룰라 시스템들은 서로 다른 인접한 셀들의 서로 다른 주파수의 사용, 통상적으로 3 개의 서로 다른 주파수의 사용에 따라 달라진다. 주어진 스펙트럼의 양에 있어서, 이는 이용 가능한 데이터율을 3X까지 감소시킨다.

이로써, 요약하면, 종래 기술의 셀룰라 시스템들은 셀룰라화(cellularization)로 인해 스펙트럼 이용에서 3X를 잃을 수 있고, 섹터화(sectorization)를 통한 3X에 의해 그리고 MU-MIMO 기술들을 통한 3X 이상에 의해 스펙트럼 이용을 개선시킬 수 있고, 넷(net) 3*3/3 = 3X 잠재적인 스펙트럼 이용을 초래한다. 그 후, 이러한 대역폭은 사용자가 주어진 시간에 속해 있는 어느 셀의 어느 섹터에 기반하여, 시간 도메인에서 사용자 간에서 통상적으로 분할될 수 있다. 주어진 사용자의 데이터율 요구가 사용자의 위치와 통상적으로 무관하지만, 이용 가능한 데이터율이 사용자와 베이스 스테이션 간의 링크 품질에 따라 변화되는 사실로 인해 초래하는 비효율적인 면이 추가로 있다. 예를 들면, 셀룰라 베이스 스테이션로부터의 추가적인 사용자는 통상적으로 베이스 스테이션에 근접한 사용자보다 낮은 데이터율 이용 가능성을 가질 수 있다. 데이터율이 통상적으로 주어진 셀룰라 섹터에서 사용자 모두에게 공유되기 때문에, 이와 같은 결과로 인해 모든 사용자는 링크 품질이 형편없고 멀리 있는 사용자(예를 들면, 셀의 에지 상에 있음)로부터 높은 데이터율 요구에 의해 영향을 받을 수 있는데, 이는 상기와 같은 사용자가 동일한 양의 데이터율을 요구하고, 여전하게 데이터율을 얻기 위해 공유된 스펙트럼을 보다 많이 소비하기 때문이다.

WiFi(예를 들면, 802.11b, g, 및 n)에 의해 사용되는 것 및 White Spaces Coalition에 의해 제안된 것 등의 제안된 다른 스펙트럼 공유 시스템들은 스펙트럼을 매우 비효율적으로 공유하는데, 이는 사용자 범위 내의 베이스 스테이션들에 의한 동시 전송이 간섭을 초래하기 때문이며, 예를 들면, 시스템들이 충돌 방지 및 공유 프로토콜(collision avoidance and sharing protocols)을 이용하기 때문이다. 이러한 스펙트럼 공유 프로토콜은 시간 도메인 내에 있고, 이로써, 다수의 간섭 베이스 스테이션들 및 사용자가 있을 시에, 각 베이스 스테이션 그 자체가 스펙트럼을 효율적으로 이용하든 간에, 베이스 스테이션들은 서로 간에 스펙트럼의 시간 도메인을 집합적으로 공유하는데 제한이 있다. 다른 종래 기술의 스펙트럼 공유 시스템들은 이와 유사하게 베이스 스테이션들(타워 또는 작은 크기의 베이스 스테이션들 상에 안테나들을 가진 셀룰라 베이스 스테이션들, 예를 들면 WiFi 액세스 포인트들(AP들)) 간의 간섭을 완화시키기 위해 유사한 방법에 의존한다. 이러한 방법은 간섭 범위를 제한하기 위한 베이스 스테이션으로부터 송신 제한 전력, 간섭 영역을 좁히기 위한 빔형성(beamforming)(합성 또는 물리적 수단을 통함), 스펙트럼의 시간-도메인 멀티플레싱 및/또는 사용자 디바이스, 베이스 스테이션 또는 그 둘 다 상에서 다수의 클러스터링 안테나들을 가진 MU-MIMO 기술들을 포함한다. 그리고, 오늘날 적소에 또는 계획된 곳에 고급식 셀룰라 네트워크가 있는 경우, 이러한 다수의 기술들은 자주 동시에 사용된다.

그러나, 고급식 셀룰라 시스템들이 스펙트럼을 이용하는 단일 사용자에 비해 스펙트럼 이용에서 단지 약 3X 증가를 달성할 수 있을 조차도 이러한 사실에 의해 분명한 것은, 이러한 기술들 모두가 주어진 통신 가능 영역에 대해 공유한 사용자 간의 총 데이터율을 증가시키는 것이 거의 없다는 것이다. 특히, 사용자와 관련되어 통신 가능 구역 크기가 주어질 시에, 사용자 증가에 따르기 위해 주어진 스펙트럼 양 내에서 이용 가능한 데이터율의 크기를 조정하는 것은 점점 어려워진다. 예를 들면, 셀룰라 시스템들을 이용하여, 주어진 영역 내에서 총 데이터율을 증가시키기 위해, 통상적으로 셀들은 보다 작은 셀들로 하위분할된다(subdivided)(종종 나노-셀(nano-cells) 또는 펨토 셀(femto-cells)이라 함). 상기와 같은 작은 셀들은 "데드 존(dead zones)"을 최소로 가진 커버리지를 제공하고, 동일 주파수를 사용하여 근방의 셀들 간의 간섭을 피하기 위해, 타워가 위치될 수 있는 곳, 그리고 타워가 양호한 구조 패턴으로 위치되어야 하는 요건에 제한이 있는 경우에 비용이 많이 들 수 있다. 기본적으로, 통신 가능 구역은 계획되어야 하고, 타워들 또는 베이스 스테이션들이 있는 이용 가능한 위치들은 식별되어야 하고, 그 후, 이러한 제약이 있는 경우, 셀룰라 시스템의 설계자들은 최선을 다해 구현해야 한다. 물론, 사용자 데이터율 요구가 시간에 따라 커지는 경우, 제약이 따른 환경 내에서 다시 작업을 한다면, 셀룰라 시스템의 설계자들은 통신 가능 구역을 다시 재맵핑하고, 타워 또는 베이스 스테이션들에 대한 위치들을 찾아야 한다. 그리고 매우 종종, 양호한 해결책이 간단하게 나타나 있지 않아, 데드 존 또는 통신 가능 구역에서의 총 데이터율 성능의 부적절화를 초래한다. 다시 말해, 동일 주파수를 이용하는 타워 또는 베이스 스테이션들 간의 간섭을 방지하기 위해 셀룰라 시스템의 물리적은 강한 위치 요건은 셀룰라 시스템 설계의 상당한 어려움 및 제약을 만들어 내고, 종종 사용자 데이터율 및 커버리지 요건을 만족시킬 수 없다.

이른바 종래 기술의 "연동식(cooperative)" 및 "인지식(cognitive)" 라디오 시스템들은 라디오 내의 지능적인 알고리즘을 사용함으로써, 주어진 영역의 스펙트럼 이용을 증가시키기 위해 추구되어 왔고, 그 결과 이들은 서로 간의 간섭을 최소화시킬 수 있었고, 그리고/또는 이들은 채널이 깨끗해질 때까지 기다리기 위해 다른 스펙트럼 사용에 대해 잠재적으로 "주목(listen)"할 수 있었다. 상기와 같은 시스템들은 상기와 같은 스펙트럼의 스펙트럼 이용을 증가시키는 노력으로, 특히 허가되지 않은 스펙트럼의 사용에 대해 제안되었다.

모바일 애드 혹 네트워크(mobile ad hoc network, MANET)( http://en.wikipedia.org/wiki/ Mobile ad hoc network 참조)는 피어 대 피어 통신(peer-to-peer communications)을 제공하기 위해 연동식 자가 구성 네트워크(cooperative self-configuring network)의 예이고, 셀룰라 인프라구조 없이 라디오 간의 통신을 구축하기 위해 사용될 수 있고, 충분한 저-전력 통신을 이용하여, 서로 범위를 벗어난 동시 송신 간의 간섭을 잠재적으로 완화시킬 수 있다. 다수의 라우팅 프로토콜은 MANET 시스템들에 대해 제안되고 실행되어 왔지만(넓은 분류 범위에서 다수의 라우팅 프로토콜의 목록에 대한 http://en.wikipedia.org/wiki/List of ad-hoc routing protocols 참조), 그러나 이들 간의 공통 주제는 이들이 특정 효율 또는 신뢰성이 있는 패러다임의 목적을 추구하기 위해, 이용 가능한 스펙트럼 내에서 송신기 간섭을 줄이기 위한 방식으로, 라우팅(예를 들면, 반복) 전송에 대한 모든 기술들이 있다는 점이다.

모든 종래 기술의 다중 사용자 무선 시스템들은 베이스 스테이션들과 다수의 사용자들 간의 스펙트럼의 동시 이용을 가능케 하기 위한 기술들을 사용함으로써, 주어진 통신 가능 구역 내에서 스펙트럼 이용을 개선시키는 것을 추구한다. 특히, 이러한 모든 경우에 있어서, 베이스 스테이션들과 다수의 사용자들 간의 스펙트럼의 동시 이용에 대해 사용된 기술들은 다수의 사용자들에 대한 파형 간의 간섭을 완화시킴으로써, 다수의 사용자에 의해 스펙트럼의 동시 사용을 달성할 수 있다. 예를 들면, 3 명의 사용자 중 한 명에게 전달할 서로 다른 주파수를 사용한 3 개의 베이스 스테이션들 각각의 경우에서, 3 개의 송신이 서로 다른 3 개의 주파수에 있기 때문에 간섭은 완화된다. 베이스 스테이션으로부터 서로 다른 3 명의 사용자(사용자 각각은 베이스 스테이션에 대해 180도 떨어져 있음)까지의 섹터화의 경우에서, 간섭은, 빔형성이 3 개의 송신을 임의의 사용자에 중첩되지 못하도록 하기 때문에 완화된다.

상기와 같은 기술들이 MU-MIMO와 함께 증가될 시에, 예를 들면, 각각의 베이스 스테이션은 4 개의 안테나들을 가지고, 그 후에 이는 주어진 통신 가능 구역에서 사용자에게 4 개의 비-간섭 공간 채널들을 생성함으로써 4의 팩터로 다운링크 처리량을 증가시키는 잠재력을 가진다. 그러나, 일부 기술이 서로 다른 통신 가능 구역에서 다수의 사용자로의 다수의 동시 송신 간의 간섭을 완화시키기 위해 사용되어야 하는 경우가 여전히 있다.

그리고, 이전에 논의된 바와 같이, 상기와 같은 종래 기술의 기술들(예를 들면 셀룰라화, 섹터화)은 통상적으로 다중 사용자 무선 시스템 비용 및/또는 배치 유연성의 증가로 단지 고통을 받는 것이 아니라, 상기 기술들은 통상적으로 주어진 통신 가능 구역에서 총 처리량의 물리적이거나 실제적인 제한에 따라 운영된다. 예를 들면, 셀룰라 시스템에서, 작은 셀을 생성하기 위해, 보다 많은 베이스 스테이션들을 설치하기 위한, 충분히 이용 가능한 위치들이 있지 않을 수 있다. 그리고 MU-MIMO 시스템에서, 각각의 베이스 스테이션 위치의 공간에 클러스터링된 안테나가 있는 경우, 제한된 공간 다이버시티는 보다 많은 안테나들이 베이스 스테이션에 부가될 시의 처리량의 결과로 점근적으로 줄어들게 된다.

그리고, 추가로, 사용자 위치 및 밀도가 예측할 수 없는 다중 사용자 무선 시스템들의 경우에서, 이는 예측할 수 없는(갑작스런 변화가 빈번하게 발생됨) 처리량을 초래하고 사용자에게 불편함을 주며, 그리고 일부 적용(예를 들면, 예측 가능한 처리량에 필요한 서비스 전달)을 비현실적이고 품질을 떨어트리게 한다. 이로써, 종래 기술의 다중 사용자 무선 시스템들은 사용자에게 예측 가능하고 그리고/또는 고-품질 서비스를 제공할 수 있는 성능과 관련한 바람직한 것들을 여전하게 남겨두고 있다.

시간에 따라 종래 기술의 다중 사용자 무선 시스템들에 대해 개선되어 왔던 기이한 정교성 및 복잡성에도 불구하고, 공통 주제가 있다: 송신은 서로 다른 베이스 스테이션들(또는 애드 혹 송수신기들) 간에서 분배되고, 서로 다른 베이스 스테이션들로부터 RF 파형 송신을 방지하고, 그리고/또는 주어진 사용자의 수신기에서 서로 다른 애드 혹 송수신기가 서로 간섭하지 못하도록 구조화되고 그리고/또는 제어된다.

또한 표현을 바꾸어 말하면, 간주되는 바와 같이, 사용자가 동시에 하나 이상의 베이스 스테이션 또는 애드 혹 송수신기로부터 송신을 받는 경우, 다수의 동시 송신으로부터 간섭은 사용자에게 신호의 SNR 및/또는 대역폭을 감소시킬 수 있고, 이때 상기 신호의 SNR 및/또는 대역폭이 매우 충분한 경우에는 사용자가 수신할 잠재적인 데이터(또는 아날로그 정보) 모두 또는 일부를 손실시킬 수 있다.

이로써, 다중 사용자 무선 시스템에서, 동시에 동일 주파수로 송신하는 다수의 베이스 스테이션들 또는 애드 혹 송수신기로부터 사용자에게 상기와 같은 간섭을 방지 또는 완화시키기 위해서, 하나 이상의 스펙트럼 공유 접근법 등을 사용할 필요가 있다. 베이스 스테이션들의 물리적 위치들(예를 들면 셀룰라화)을 제어하는 것, 베이스 스테이션들 및/또는 애드 혹 송수신기들의 전력 출력, 빔형성/섹터화, 및 시간 도메인 멀티플레싱을 제한하는 것(예를 들면, 제한 송신 범위)을 포함하여 상기와 같은 간섭을 방지하기 위한 종래 기술의 접근법이 다수 개 있다. 요약하면, 이러한 스펙트럼 공유 시스템들 모두는, 동일 주파수로 동시에 송신하는 다수의 베이스 스테이션들 및/또는 애드 혹 송수신기들이 동일 사용자에 의해 수신될 시에 최종적인 간섭으로 인해 영향받는 사용자에게 데이터 처리량을 감소시키거나 파괴시키는 다중 사용자 무선 시스템들의 제한점을 해결하는 것을 추구한다. 다중 사용자 무선 시스템에서 사용자의 큰 백분율 또는 사용자 모두가 다수의 베이스 스테이션들 및/또는 애드 혹 송수신기들로부터 간섭을 받는 경우(예를 들면, 다중 사용자 무선 시스템의 구성요소의 기능 불량인 경우), 다중 사용자 무선 시스템의 총 처리량이 급적으로 감소되거나, 심지어 기능이 비정상적으로 되는 상황이 일어날 수 있다.

종래 기술의 다중 사용자 무선 시스템들은 무선 네트워크들에게 복잡성을 부가하고 제한점을 만들어 놓으며, 그리고 주어진 사용자의 경험(예를 들면, 이용 가능한 대역폭, 지연 편차, 예측 가능성, 신뢰성)이 영역에 속한 다른 사용자들에 의한 스펙트럼의 이용에 의해 영향을 받는 상황을 빈번하게 초래할 수 있다. 다수의 사용자들에 의해 공유된 무선 스펙트럼 내의 총 대역폭에 대한 증가 요구, 및 주어진 사용자에 대한 다중 사용자 무선 네트워크 신뢰성, 예측 가능성 및 낮은 지연 편차에 의존할 수 있는 적용물의 증가 성장이 주어진다면, 명백한 바와 같이, 종래 기술의 다중 사용자 무선 기술은 많은 제한점으로 인해 고통받을 수 있다. 실제로, 특정 유형의 무선 통신에 적합한 스펙트럼의 제한된 이용 가능성으로(예를 들면, 빌딩 벽을 관통하는데 효율적인 파장), 종래 기술의 무선 기술들이 신뢰 가능하고, 예측 가능하고 저-지연 편차인 대역폭에 대한 증가 요구를 충족시키는데 충분하지 않은 경우가 있을 수 있다.

본 발명에 관련된 종래 기술은 다중 사용자 시나리오들의 널 스티어링(null-steering)에 대한 빔형성 시스템들 및 방법을 기술한다. 빔형성은 안테나 어레이에 공급된 신호(즉, 빔형성 가중치)의 위상 및/또는 진폭을 역동적으로 조정함으로써, 수신된 신호-대-잡음비(SNR)를 최대화시키고, 이로 인해 사용자 방향으로 에너지를 강화시키기 위해 본래 고안되었다. 다중 사용자 시나리오에서, 빔형성은 간섭원을 억제하고 신호-대-간섭-플러스-잡음비(SINR)를 최대화시키기 위해 사용될 수 있다. 예를 들면, 빔형성이 무선 링크의 수신기에서 사용될 시에, 가중치는 간섭원의 방향으로 널을 생성하기 위해 연산된다. 빔형성이 다중 사용자 다운링크 시나리오들의 송신기에서 사용될 시에, 가중치는 사용자 간의 간섭을 사전 해제하고 모든 사용자에게 SINR을 최대화시키기 위해 계산된다. BD 프리코딩 등의 다중 사용자 시스템들에 대한 대안적인 기술들은 다운링크 방송 채널의 처리량을 최대화시키기 위해 프리코딩 가중치들을 연산한다. 참조로 본원에 병합된 동시 계속 출원은 상술된 기술들을 설명한다(특정 인용에 대해서는 동시 계속 출원 참조).

본 발명의 목적은 사용자 클러스터를 통하여 분배형 무선 시스템들의 송신을 조정하는 시스템 및 방법을 제공하는 것에 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 베이스 송수신기 스테이션들(BTS들)의 복수의 분배형 입력 분배형 출력을 가진(distributed-input distributed-output, DIDO) 분배형 안테나와 타겟 사용자 사이에서 링크 품질을 측정하는 단계; 사용자 클러스터를 정의하기 위해 링크 품질 측정을 사용하는 단계; 정의된 사용자 클러스터 내의 각각의 DIDO 안테나와 각각의 사용자 사이의 채널 상태 정보(CSI)를 측정하는 단계; 및 상기 사용자 클러스터 내의 DIDO 안테나들과 상기 DIDO 안테나들에 의해 도달 가능한 사용자 사이에서, 측정된 CSI를 기반으로 하여 데이터 송신을 프리코딩하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 복수의 무선 사용자; 상기 복수의 무선 사용자와 함께 공존하는 다수의 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 통신 채널들을 구축하기 위해 복수의 안테나를 가진 복수의 베이스 송수신기 스테이션(BTS)을 포함하고, 상기 BTS 및/또는 무선 사용자는 이들 사이에서 통신 채널들의 링크 품질을 측정하고, 사용자 클러스터를 정의하기 위해 링크 품질 측정을 사용하고; 상기 BTS 및/또는 무선 사용자는 추가로, 정의된 사용자 클러스터 내의 각각의 DIDO 안테나와 각각의 사용자 사이의 채널 상태 정보(CSI)를 측정하며, 그리고 상기 사용자 클러스터 내의 DIDO 안테나들과 상기 DIDO 안테나들에 의해 도달 가능한 사용자 사이에서, 측정된 CSI를 기반으로 하여 데이터 송신을 프리코딩하는 분배형 무선 시스템의 송신 조정 시스템을 제공한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제로 RF 에너지를 가진 공간 위치를 생성하기 위해 라디오 주파수(RF) 신호를 전송하는 복수의 분배형 송신 안테나들을 포함한 시스템을 제공한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제로 RF 에너지를 가진 공간의 위치를 생성하기 위해 복수의 안테나로부터 라디오 주파수(RF) 신호를 전달하는 단계를 포함하는 기계식 실행 방법(machine-implemented method)을 제공한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 주요 DIDO 클러스터로부터 제 1 클라이언트의 신호 강도를 검출하는 단계; 간섭 DIDO 클러스터로부터 제 1 클라이언트의 간섭 신호 강도를 검출하는 단계; 상기 주요 DIDO 클러스터로부터의 신호 강도가 상기 간섭 DIDO 클러스터로부터의 간섭 신호 강도의 값에 대한 규정 값에 이를 경우, 상기 제 1 클라이언트의 하나 이상의 안테나와 상기 간섭 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테나 사이의 채널 상태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를 발생시키는 단계; 상기 제 1 클라이언트로부터 상기 간섭 DIDO 클러스터의 베이스 송수신기 스테이션(BTS)으로 상기 CSI를 전송하는 단계; 및 상기 제 1 클라이언트에서의 RF 간섭을 방지하기 위해, 상기 간섭 DIDO 클러스터의 BTS에서 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하는 DIDO 프리코딩을 실행하는 단계를 포함하는, 인접한 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클러스터들 사이의 간섭을 제거하기 위한 기계식 실행 방법을 제공한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, DIDO 통신 채널 상에서 제 1 클라이언트와 통신하는 주요 DIDO 클러스터; 상기 주요 DIDO 클러스터로부터 신호 강도를 검출하는 제 1 클라이언트; 및 상기 DIDO 통신 채널에 간섭하는 신호를 발생시키는 간섭 DIDO 클러스터를 포함하고, 상기 제 1 클라이언트는 상기 간섭 DIDO 클러스터로부터 간섭 신호 강도를 검출하고, 상기 주요 DIDO 클러스터로부터의 신호 강도가 상기 간섭 DIDO 클러스터로부터의 간섭 신호 강도의 값에 대한 규정 값에 이르는 경우, 상기 제 1 클라이언트는 상기 제 1 클라이언트의 하나 이상의 안테나와 상기 간섭 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테나 사이의 채널 상태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를 발생시키고, 상기 간섭 DIDO 클러스터의 베이스 송수신기 스테이션(BTS)에 상기 CSI를 송신하며, 그리고 상기 BTS는 상기 제 1 클라이언트에서의 RF 간섭을 방지하기 위해 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하는 DIDO 프리코딩을 실행하는 DIDO 클러스터들 간의 간섭 제거 시스템을 제공한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트가 제 1 DIDO 클러스터로부터 제 2 DIDO 클러스터로 이동하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트와의 통신을 조정하는 기계식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은: 상기 제 1 DIDO 클라이언트와 상기 제 1 DIDO 클러스터 사이의 신호 강도("S1"), 및 상기 제 1 DIDO 클라이언트와 상기 제 2 DIDO 클러스터 사이의 신호 강도("S2")를 검출하는 단계; S2가 S1에 비해 현저하게 낮은 제 1 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함한 제 1 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 1 DIDO 클러스터에서의 베이스 송수신기 스테이션들(BTS들) 중 적어도 하나의 BTS 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함하지 않는 제 2 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하는 단계; S2가 S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 1 임계치에 이르게 되는 제 2 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트의 하나 이상의 안테나와 제 2 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테나 사이의 채널 상태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를 발생시키는 단계로서, 이때 상기 제 2 DIDO 클러스터의 BTS는 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하는 DIDO 프리코딩을 실행하여 상기 제 1 DIDO 클라이언트에서의 RF 간섭을 방지하기 위해 CSI를 사용하는 발생 단계; S2가 S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 2 임계치에 이르게 되는 제 3 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함한 제 2 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 상기 제 1 DIDO 클라이언트의 하나 이상의 안테나와 제 1 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테나 사이의 채널 상태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를 발생시키는 단계로서, 이때 상기 제 1 DIDO 클러스터의 BTS는 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하는 DIDO 프리코딩을 실행하여 상기 제 1 클라이언트에서의 RF 간섭을 방지하기 위해 CSI를 사용하는 발생 단계; 및 S2가 S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 3 임계치에 이르게 되는 제 4 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함한 제 2 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 베이스 송수신기 스테이션들(BTS들) 중 적어도 하나의 BTS 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함하지 않는 제 1 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 1 DIDO 클러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트가 제 1 DIDO 클러스터로부터 제 2 DIDO 클러스터로 이동하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트와의 통신을 조정하는 시스템을 제공하고, 상기 시스템은: 상기 제 1 DIDO 클라이언트는, 상기 제 1 DIDO 클라이언트와 상기 제 1 DIDO 클러스터 사이의 신호 강도("S1"), 및 상기 제 1 DIDO 클라이언트와 상기 제 2 DIDO 클러스터 사이의 신호 강도("S2")를 검출하고; S2가 S1에 비해 현저하게 낮은 제 1 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트는 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함한 제 1 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 1 DIDO 클러스터에서의 베이스 송수신기 스테이션들(BTS들) 중 적어도 하나의 BTS 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함하지 않는 제 2 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고; S2가 S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 1 임계치에 이르게 되는 제 2 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트는 상기 제 1 DIDO 클라이언트의 하나 이상의 안테나와 제 2 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테나 사이의 채널 상태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를 발생시키고, 이때 상기 제 2 DIDO 클러스터의 BTS는 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하는 DIDO 프리코딩을 실행하여 상기 제 1 DIDO 클라이언트에서의 RF 간섭을 방지하기 위해 CSI를 사용하고; S2가 S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 2 임계치에 이르게 되는 제 3 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트는 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함한 제 2 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 상기 제 1 DIDO 클라이언트의 하나 이상의 안테나와 제 1 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테나 사이의 채널 상태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를 발생시키고, 이때 상기 제 1 DIDO 클러스터의 BTS는 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하는 DIDO 프리코딩을 실행하여 상기 제 1 클라이언트에서의 RF 간섭을 방지하기 위해 CSI를 사용하고; 그리고 S2가 S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 3 임계치에 이르게 되는 제 4 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트는 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함한 제 2 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 베이스 송수신기 스테이션들(BTS들) 중 적어도 하나의 BTS 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함하지 않는 제 1 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 1 DIDO 클러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 조정하는 기계식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은, DIDO 네트워크의 하나 이상의 안테나로부터 DIDO 클라이언트로 RF 에너지를 전송하는 단계; 상기 DIDO 클라이언트의 현재 속도를 추정하는 단계; 및 상기 추정된 클라이언트 속도에 기반하여 특정 DIDO 네트워크에 상기 클라이언트를 할당하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 조정하는 시스템을 제공하고, 상기 시스템은, RF 에너지를 DIDO 클라이언트로 전송하는 복수의 안테나들을 가진 DIDO 네트워크를 포함하고, 상기 DIDO 네트워크의 하나 이상의 베이스 스테이션 송수신기(BTS들) 및/또는 상기 DIDO 클라이언트는 상기 DIDO 클라이언트의 현재 속도를 추정하며, 그리고 BTS들 중 하나 이상의 BTS는 상기 추정된 클라이언트 속도에 기반하여 특정 DIDO 네트워크에 상기 클라이언트를 할당한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 조정하는 기계식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은 하나 이상의 DIDO 프리코딩된 데이터 스트림을 발생시키기 위해, 하나 이상의 데이터 스트림에 DIDO 가중치를 적용하는 단계; 상기 DIDO 프리코딩된 데이터 스트림이 전송되는 DIDO 통신 채널들에 관련된 입력 채널 품질 정보(CQI) 및/또는 채널 상태 정보(CSI)를 수신하는 단계; 상기 CQI 및/또는 CSI에 기반한 전력 스케일링 팩터를 판별하는 단계; 및 상기 DIDO 프리코딩된 데이터 스트림 각각에 상기 전력 스케일링 팩터를 적용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 조정하는 기계식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은 채널 상태 정보(CSI) 및/또는 채널 품질 정보(CQI)를 수신하는 단계; 상기 CSI 또는 CQI에 기반하여, 동일 클러스터 내에서 DIDO 안테나들의 그룹을 선택하는 단계; 및 상기 CSI 및/또는 CQI에 기반하여 각 그룹 내에 하나 이상의 DIDO 프리코딩된 데이터 스트림을 발생시키기 위해, DIDO 가중치를 적용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 복수의 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와 통신하는 기계식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은 제 1 복수의 DIDO 안테나 각각과 DIDO 클라이언트들 각각 간의 채널 상태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를 판별하는 단계; 제 1 복수의 DIDO 안테나 각각과 DIDO 클라이언트들 각각의 안테나들 간의 채널들 각각에 대해 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 프리코딩 가중치들을 판별하기 위해 상기 CSI를 사용하는 단계; 제 1 복수의 DIDO 안테나 각각과 DIDO 클라이언트들 각각의 안테나들 간의 링크 품질을 정의하는 링크 품질 메트릭들을 판별하기 위해 CSI 및 DIDO 프리코딩 가중치들을 사용하는 단계; 서로 다른 DIDO 클라이언트들에 대해 변조 코딩 설계들(MCS들)을 판별하기 위해, 링크 품질 메트릭들을 사용하는 단계; 및 상기 클라이언트들에 대해 판별된 MCS들을 사용하여, 상기 제 1 복수의 DIDO 안테나 각각으로부터 개별적인 DIDO 클라이언트들 각각으로 프리코딩된 데이터 스트림들을 전송하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 복수의 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 하기 위해, 직교 주파수-분할 다중(OFDM) 및 DIDO 프리코딩을 사용하는 DIDO 시스템에서 프리코딩 보간을 실행하는 기계식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋을 판별하기 위해 ODFM 톤들의 제 1 서브셋을 선택하는 단계; 상기 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋 사이를 보간함으로써, ODFM 톤들의 제 2 서브셋을 위해 프리코딩 가중치들의 제 2 서브셋을 얻는 단계; 및 데이터 스트림을 DIDO 클라이언트로 전송하기 전에, 상기 데이터 스트림을 프리코딩하기 위해, 상기 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋 및 상기 프리코딩 가중치들의 제 2 서브셋의 조합을 사용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 복수의 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 하기 위해, 직교 주파수-분할 다중(OFDM) 및 DIDO 프리코딩을 사용하는 DIDO 시스템에서 프리코딩 보간을 실행하는 시스템을 제공하고, 상기 시스템은 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋을 판별하기 위해 ODFM 톤들의 제 1 서브셋을 선택하는 동작; 상기 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋 사이를 보간함으로써, ODFM 톤들의 제 2 서브셋을 위해 프리코딩 가중치들의 제 2 서브셋을 얻는 동작; 및 데이터 스트림을 DIDO 클라이언트로 전송하기 전에, 상기 데이터 스트림을 프리코딩하기 위해, 상기 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋 및 상기 프리코딩 가중치들의 제 2 서브셋의 조합을 사용하는 동작;을 실행하기 위해, 프로그램 코드를 처리하는 프로세서를 포함한다.

본 발명의 보다 나은 이해는 다음 도면과 함께 상세한 설명으로부터 얻어질 수 있으며, 상기 도면에서:
도 1은 본 발명의 일 실시예에서, 이웃 DIDO 클러스터들에 의해 둘러싸인 주요 DIDO 클러스터를 도시한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에서 사용된 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 기술을 도시한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에서 사용된 시분할 다중 접속(TDMA) 기술을 도시한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에서 해결되는 서로 다른 유형의 간섭 구역들을 도시한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에서 사용된 프레임워크(framework)를 도시한다.
도 6은 간섭 구역에서 타겟 클라이언트 있어 SIR=10dB이라고 하면, SNR의 함수로서 SER을 도시한 그래프를 도시한다.
도 7은 2 개의 IDCI-프리코딩 기술로부터 도출된 SER를 나타낸 그래프를 도시한다.
도 8은 타겟 클라이언트가 주요 DIDO 클러스터로부터 간섭 클러스터로 이동하는 대표적인 시나리오를 도시한다.
도 9는 거리(D)의 함수로서 신호-대-간섭-플러스-잡음비(SINR)를 도시한다.
도 10은 플랫-페이딩 협대역 채널들에서 4-QAM 변조에 대한 3 개의 시나리오들의 심볼 에러율(SER) 성능을 도시한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 IDCI 프리코딩의 방법을 도시한다.
도 12는 주요 DIDO 클러스터들의 중심으로부터 떨어진 클라이언트의 거리의 함수로서 일 실시에의 SINR 변화를 도시한다.
도 13은 SER이 4-QAM 변조에 대해 도출되는 일 실시예를 도시한다.
도 14는 유한 상태 기계(finite state machine)가 핸드오프 알고리즘을 실행하는 본 발명의 일 실시예를 도시한다.
도 15는 쉐도잉(shadowing)이 있는 핸드오프 방식(strategy)의 일 실시예를 도시한다.
도 16은 도 93에 2 개 단계 사이에서 스위칭할 시의 히스테리시스 루프 메커니즘을 도시한다.
도 17은 DIDO 시스템가 전력 제어를 하는 일 실시예를 도시한다.
도 18은 4 개의 DIDO가 서로 다른 시나리오들로 4 개의 클라이언트들 및 안테나들에게 전송하는 경우에 SER 대 SNR를 도시한다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 전력의 서로 다른 값에 대해 RF 방사원으로부터 떨어진 거리의 함수로서 MPE 전력 밀도를 도시한다.
도 20a-b는 저-전력 및 고-전력 DIDO 분배형 안테나들의 서로 다른 분포를 도시한다.
도 21a-b는 도 20a 및 20b 각각의 구성에 대응하는 2 개의 전력 분포를 도시한다.
도 22a-b는 도 99a 및 99b 각각에 도시된 2 개의 시나리오들에 대한 비율 분포를 도시한다.
도 23은 전력 제어를 갖는 DIDO 시스템의 일 실시예를 도시한다.
도 24는 데이터를 전송하는 라운드-로빈 스케줄링 정책(Round-Robin scheduling policy)에 따라 모든 안테나 그룹들이 반복되는 방법의 일 실시예를 도시한다.
도 25는 미국 특허 제7,636,381호의 종래의 고유 모드(eigenmode) 선택에 대한 안테나 그룹화와 전력 제어의 언코딩된(uncoded) SER 성능과의 비교를 도시한다.
도 26a-c는 DIDO 안테나들과 클라이언트들 간의 무선 링크에 걸친 서로 다른 전력 레벨들을 해결하기 위해 BD 프리코딩이 프리코딩 가중치들을 역학적으로 조정하는 3 개의 시나리오들을 도시한다.
도 27은 DIDO 2x2 시스템들에 대한 지연 도메인 또는 즉각적인 PDP(상부 도면) 및 주파수 도메인(하부 도면)에 걸친 저주파 선택 채널들(β=1이라 함)의 진폭을 도시한다.
도 28은 클라이언트당 단일 안테나를 가진 DIDO 2x2에 대한 채널 행렬 주파수 응답의 일 실시예를 도시한다.
도 29는 DIDO 2x2에 대한 채널 행렬 주파수 응답의 일 실시예를 도시한 것으로, 이때 채널들에 대해 클라이언트당 단일 안테나가 고주파 선택도에 특징이 지어진다(예를 들면, β=0.1).
도 30은 서로 다른 QAM 계획(즉, 4-QAM, 16-QAM, 64-QAM)에 대한 대표적인 SER을 도시한다.
도 31은 링크 적응화(link adaptation, LA) 기술들을 실행하는 방법의 일 실시예를 도시한다.
도 32는 링크 적응화(LA) 기술들의 일 실시예의 SER 성능을 도시한다.
도 33은 DIDO 2x2 시스템들에 대한 OFDM 톤 인덱스(tone index)의 함수로서 식(28)의 행렬의 엔트리(entries)를 도시하고, 이때 N_FFT=64이고 L₀=8이다.
도 34는 L₀=8, M=N_t=2 송신 안테나들 및 가변 수(P)에 대해 SER 대 SNR를 도시한다.
도 35는 서로 다른 DIDO 순서 및 L₀=16에 대한 보간 방법의 일 실시예의 SER 성능을 도시한다.
도 36은 슈퍼-클러스터들, DIDO-클러스터들 및 사용자-클러스터들을 사용하는 시스템의 일 실시예를 도시한다.
도 37은 본 발명의 일 실시예에 따라 사용자 클러스터들을 가진 시스템을 도시한다.
도 38a-b는 본 발명의 일 실시예에 사용된 링크 품질 메트릭 임계치들(link quality metric thresholds)을 도시한다.
도 39-41은 사용자 클러스터들을 구축하는 링크 품질 행렬들의 예를 도시한다.
도 42는 클라이언트이 서로 다른 DIDO 클러스터들을 거쳐 이동하는 실시예를 도시한다.

상기의 종래 기술의 다수의 제한점을 극복하기 위한 하나의 해결책은 분배형 입력 분배형 출력(Distributed-input Distributed-output, DIDO) 기술의 실시예이다. DIDO 기술은 다음 특허 및 특허 출원에 기술되고, 이러한 모든 문헌은 본 특허의 양수인에게 양도되고 참조로 병합된다. 이러한 특허 및 출원은 "관련 특허 및 출원"으로서 본원에 집합적으로 때때로 언급된다:

2009년 12월 2일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Distributed Antenna Wireless Communications" 인 미국 출원 번호 12/630,627

2007년 8월 20일에 출원되고, 2009년 10월 6일에 등록되며, 발명 명칭이 "System and Method for Distributed Input Distributed Output Wireless Communication"인 미국 특허 번호 7,599,420;

2007년 8월 20일에 출원되고, 2009년 12월 15일에 등록되며, 발명 명칭이 "System and Method for Distributed Input Distributed Output Wireless Communication"인 미국 특허 번호 7,633,994;

2007년 8월 20일에 출원되고, 2009년 12월 22일에 등록되며, 발명 명칭이 "System and Method for Distributed Input Distributed Output Wireless Communication"인 미국 특허 번호 7,636,381;

2004년 7월 30일에 출원되고, 2008년 8월 26일에 등록되며, 발명 명칭이 "System and Method for Distributed Input Distributed Output Wireless Communication"인 미국 특허 번호 7,418,053;

본 특허 출원의 크기 및 복잡성을 줄이기 위해서, 관련된 특허 및 출원 일부의 개시물은 이하에서 명확하게 진술하지 않는다. 상세한 본원 개시물에 대한 관련된 특허 및 출원을 참조하시길 바랍니다.

특히, 이하의 섹션 I(관련 출원 번호인 12/802,988로부터의 개시물)는 본 출원의 양수인에게 양도된 종래 기술의 참조문 및 종래 기술의 출원을 의미하는 자체적인 말미(endnotes)를 이용한다. 말미 인용문들은 섹션 I의 끝에 나열된다(섹션 II 서두 바로 앞). 섹션 II의 인용문 사용은 섹션 I에 사용되어 겹친 인용문에 대해 숫자로 나타낸 지명을 가질 수 있고, 이러한 숫자 지명이 서로 다른 참조문을 식별할지라도 그러하다(섹션 II의 끝에 나열됨). 이로써, 특정 숫자 지명에 의해 식별된 참조문은, 숫자 지명이 사용된 섹션 내에 확인될 수 있다.

I. 관련 출원 번호인 12/802,988로부터의 개시물

1. 클러스터 간의 간섭을 제거하기 위한 방법

이하에서 개시된 것은 제로 RF 에너지를 갖는 공간의 위치를 생성하기 위해 복수의 분배형 송신 안테나들을 사용하는 무선 라디오 주파수(RF) 통신 시스템 및 방법이다. M 개의 송신 안테나들이 사용될 시에, 미리 정의된 위치들에서 제로 RF 에너지를 (M-1) 개의 지점들까지 생성할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 제로 RF 에너지의 지점들은 무선 디바이스들이고, 송신 안테나들은 송신기와 수신기 간의 채널 상태 정보(channel state information, CSI)를 인식할 수 있다. 일 실시예에서, CSI는 수신기들에서 연산되고, 송신기들로 다시 공급된다. 또 다른 실시예에서, 채널 가역성(channel reciprocity)이 이용된다 하면, CSI는 수신기들로부터 트레이닝(training)을 통하여 송신기에서 연산된다. 송신기들은 동시에 전송되는 간섭 신호를 판별하기 위해 CSI를 사용할 수 있다. 일 실시예에서, 블록 대각화(BD) 프리코딩은 제로 RF 에너지의 지점들을 발생시키기 위해 송신 안테나들에서 사용된다.

본원에서 기술된 시스템 및 방법은 상술된 종래의 송수신 빔형성(receive/transmit beamforming) 기술들과는 다르다. 사실, 수신 빔형성은 수신 측면(널-스티어링(null-steering)을 통함)에서 간섭을 억제하기 위해 가중치를 연산하는 반면, 본원에서 기술된 본 발명의 일부 실시예들은 "제로 RF 에너지"를 갖는 공간에서 하나 또는 다수의 위치들을 초래하는 간섭 패턴들을 생성하기 위해, 송신 측면에 가중치를 적용한다. 모든 사용자 또는 다운링크 처리량에 대해 신호 품질(또는 SINR)을 최대화하기 위해 설계된 종래의 송신 빔형성 또는 BD 프리코딩과는 달리, 본원에서 기술된 각각의 시스템 및 방법은 특정 조건들 하에서, 그리고/또는 특정 송신기들 하에서 신호 품질을 최소화시켜, 이로 인해 클라이언트 디바이스들(때때로, 본원에서 "사용자들"이라 함)에서 제로 RF 에너지의 지점들은 생성될 수 있다. 게다가, 분배형 입력 분배형 출력(DIDO) 시스템들(관련된 특허 및 출원에 기술된)의 정황에서, 공간에 분포된 송신 안테나들은, 서로 다른 사용자들에 대해 제로 RF 에너지 및/또는 최대 SINR의 다수의 지점들을 생성하기 위해 사용될 수 있는 높은 자유도(degrees of freedom)(즉, 높은 채널 공간 다이버시티)를 제공한다. 예를 들면, M 개의 송신 안테나들을 이용하여, RF 에너지를 (M-1) 개의 지점들까지 생성하는 것이 가능하다. 이와 달리, 실제적인 빔형성 또는 BD 다중 사용자 시스템들은 통상적으로 송신 측면에서 공간적으로 근접한 안테나들로 설계될 수 있고, 이때 상기 안테나들은 임의의 수의 송신 안테나들 M에 대해, 무선 링크에 걸쳐 제공받을 수 있는 동시 사용자 수를 제한시킨다.

시스템이 M 개의 송신 안테나들 및 K 명의 사용자들을 가지고, K < M이라 고려하자. 송신기가 M 개의 송신 안테나들과 K 명의 사용자들 간의 CSI

를 인식한다고 하자. 간단하게 보면, 모든 사용자는 단일 안테나를 갖추고 있다고 하지만, 그러나 동일한 방법은 사용자당 다수의 수신 안테나들로 확장될 수 있다. K 명의 사용자의 위치들에서 제로 RF 에너지를 생성하는 프리코딩 가중치들

은 다음 조건을 만족시키기 위해 연산된다.

여기서, 0^Kx1은 모든 제로 엔트리(zero entries)를 가진 벡터이며, H는 M 개의 송신 안테나들로부터 K 명의 사용자들까지 채널 벡터들

을 결합시킴으로써 얻어진 채널 행렬이며, 다음과 같다.

일 실시예에서, 채널 행렬(H)의 특이 값 분해(SVD)는 연산되고, 프리코딩 가중치(w)는 H의 널 서브스페이스(null subspace)(제로 특이 값(zero singular value)에 의해 식별됨)에 대응하는 우 특이 벡터(right singular vector)로 정의된다.

송신 안테나들은 K 명의 사용자들의 위치들에서 제로 RF 에너지의 K 지점들을 생성하는 동안, RF 에너지를 전송하기 위해 상기에서 정의된 가중치 벡터를 사용하고, 그 결과 k^번째 사용자에 수신된 신호는 다음과 같이 주어진다.

여기서,

은 k^번째 사용자의 부가 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise, AWGN)이다.

일 실시예에서, 채널 행렬(H)의 특이 값 분해(SVD)는 연산되고, 프리코딩 가중치(w)는 H의 널 서브스페이스(제로 특이 값에 의해 식별됨)에 대응하는 우 특이 벡터로 정의된다.

또 다른 실시예에서, 무선 시스템은 DIDO 시스템이고, 제로 RF 에너지의 지점들은 서로 다른 DIDO 통신 가능 구역들 간의 클라이언트들에 대한 간섭을 사전 해제하기 위해(pre-cancel) 생성된다. 미국 출원 번호인 12/630,627에서, DIDO 시스템은 다음을 포함하여 기술된다:

● DIDO 클라이언트들

● DIDO 분배형 안테나들

● DIDO 베이스 송수신기 스테이션들(BTS)

● DIDO 베이스 스테이션 네트워크(BSN)

모든 BTS는 소위 DIDO 클러스터라 하는 주어진 통신 가능 구역에 서비스를 제공하는 다수의 분배형 안테나들에 연결되되, BSN을 통해 연결된다. 본 특허 출원에서, 인접한 DIDO 클러스터들 간의 간섭을 제거하는 시스템 및 방법을 기술한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 주요 DIDO 클러스터가 이웃 클러스터들로부터 간섭(또는 타겟 클라이언트)에 의해 영향을 받는 클라이언트(즉, 다중 사용자 DIDO 시스템에 의해 제공된 사용자 디바이스)를 관리한다고(host) 하자.

일 실시예에서, 이웃 클러스터들은 종래의 셀룰라 시스템들과 유사하게 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 기술들에 따라 서로 다른 주파수들에서 동작된다. 예를 들면, 주파수 재사용 팩터 3을 이용하여, 동일한 캐리어 주파수는 도 2에 도시된 바와 같이, 제 3 DIDO 클러스터마다 재사용된다. 도 2에서, 서로 다른 캐리어 주파수는 F₁, F₂ 및 F₃로 식별된다. 이러한 실시예가 일부 실행에서 사용될 수 있는 반면, 이러한 해결책은 스펙트럼 효율의 손실을 만들어 내는데, 이는 이용 가능한 스펙트럼이 다수의 하위 대역들(subbands)로 나누어지고, DIDO 클러스터들의 서브셋(subset)만이 동일 하위 대역들에서 동작하기 때문이다. 게다가, 이는 서로 다른 DIDO 클러스터들이 서로 다른 주파수에 연관되기 위해 복잡한 셀 플랜닝(cell planning)을 필요로 하여, 간섭을 방지한다. 종래 기술의 셀룰라 시스템들과 동일하게, 상기와 같은 셀룰라 플랜닝은 동일 주파수를 사용하여 클러스터들 간의 간섭을 피하기 위해, 안테나들의 특정 위치 및 송신 전력의 제한을 필요로 한다.

또 다른 실시예에서, 이웃 클러스터들은 동일 주파수 대역에서 동작하지만, 시분할 다중 접속(TDMA) 기술에 따라 서로 다른 시간 슬롯(time slots)에서도 동작한다. 예를 들면, 도 3에 도시된 바와 같이, DIDO 송신은 도시된 바와 같이, 특정 클러스터들에 대해 시간 슬롯들(T₁, T₂, 및 T₃)에서만 가능해진다. 시간 슬롯들은 서로 다른 클러스터들에 동일하게 할당될 수 있고, 그 결과 서로 다른 클러스터들은 라운드-로빈 정책에 따라 스케줄링된다. 서로 다른 클러스터들이 서로 다른 데이터율 요건에 의해 특징이 지어지는 경우(즉, 유효 범위 구역당 소수의 클라이언트들을 가진 지방부(rural areas)에서의 클러스터들과는 반대로 붐비는 도시 환경에서의 클러스터들), 서로 다른 우선 사항들은 서로 다른 클러스터들에 할당되고, 그 결과 보다 많은 시간 슬롯들이 큰 데이터율 요건들을 가진 클러스터들에게 할당된다. 본 발명의 일 실시예에서 상술된 바와 같이 TDMA가 사용되었지만, TDMA 접근법은 서로 다른 클러스터들에 걸쳐 시간 동기화를 필요로 할 수 있고, 낮은 스펙트럼 효율을 초래할 수 있는데, 이는 간섭 클러스터들이 동시에 동일 주파수를 사용할 수 없기 때문이다.

일 실시예에서, 모든 이웃 클러스터들은 동일 주파수 대역에서 동시에 전송하고 클러스터들에 걸쳐 공간적인 처리를 사용하여 간섭을 방지할 수 있다. 이러한 실시예에서, 다중(multi)-클러스터 DIDO 시스템은: (i) 동일 주파수 대역 내에서 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을 다수의 클라이언트들에게 전송하기 위해 주요 클러스터 내에서 종래의 DIDO 프리코딩을 사용하고(예를 들면, 7,599,420; 7,633,994; 7,636,381; 및 출원 번호인 12/143,503을 포함하여, 관련 특허 및 출원에 기술됨); (ii) 타겟 클라이언트들의 위치들에서 제로 라디오 주파수(RF) 에너지의 지점들을 생성함으로써, 도 4의 간섭 구역들(8010)에 위치한 클라이언트들에 대한 간섭을 방지하기 위해 이웃 클러스터들에서 간섭을 해제하는 DIDO 프리코딩을 사용한다. 타겟 클라이언트가 간섭 구역(410)에 위치한 경우, 이는 주요 클러스터(411)로부터의 데이터 스트림을 포함한 RF와 간섭 클러스터(412-413)로부터의 제로 RF 에너지의 총합을 수신하며, 이때 상기 간섭 클러스터로부터의 제로 RF 에너지는 주요 클러스터로부터의 데이터 스트림을 포함한 RF를 간단하게 할 수 있다. 이로써, 인접한 클러스터들은, 간섭을 받는 간섭 구역에서의 타겟 클라이언트들 없이 동시에 동일 주파수를 이용할 수 있다.

실제 시스템들에서, DIDO 프리코딩의 성능은 예를 들면 다음과 같은 서로 다른 팩터들에 의해 영향을 받을 수 있다: 채널 추정 에러 또는 도플러 효과(DIDO 분배형 안테나들에서 노후(obsolete) 채널 상태 정보 제공); 멀티캐리어 DIDO 시스템들에서 상호 변조 왜곡(intermodulation distortion, IMD); 시간 또는 주파수 오프셋. 이러한 효과의 결과로, 제로 RF 에너지의 지점들을 달성하기에는 비현실적일 수 있다. 그러나, 간섭 클러스터들로부터의 타겟 클라이언트에서 RF 에너지가 주요 클러스터로부터의 RF 에너지와 비교하여 무시할 정도가 되는 한, 타겟 클라이언트에서의 링크 성능은 간섭에 영향을 받지 않는다. 예를 들면, 클라이언트가 10^-6의 타겟 비트 에러율(bit error rate, BER)을 달성하기 위해 순방향 에러 정정(forward error correction, FEC) 코딩을 사용하여 4-QAM 성상(constellations)을 복조하도록 20dB 신호-대-잡음비(SNR)가 필요하다고 하자. 간섭 클러스터로부터 수신된 타겟 클라이언트에서의 RF 에너지가 주요 클러스터로부터 수신된 RF 에너지 20dB 미만인 경우, 간섭은 무시될 수 있고, 클라이언트는 미리 정의된 BER 타겟 내에서 성공적으로 데이터를 복조할 수 있다. 이로써, 본원에서 사용되는 바와 같이, 용어 "제로 RF 에너지"는, RF 신호를 간섭하는 RF 에너지가 제로라는 것을 반드시 의미하지는 않는다. 오히려, 이는 RF 에너지가 원하는 RF 신호의 RF 에너지에 대해 현저하게 낮아 그 결과 원하는 RF 신호가 수신기에서 수신될 수 있다는 것을 의미한다. 게다가, 원하는 RF 에너지에 대해 RF 에너지를 간섭하기 위해 원하는 특정 임계치들이 기술되었지만, 본 발명의 근본적인 원리는 특정 임계치 값에 제한되지는 않는다.

도 4에 도시된 바와 같이 서로 다른 유형의 간섭 구역들(8010)이 있다. 예를 들면, "유형 A" 존들(도 80에서 문자 "A"라 지칭함)은 단지 하나의 이웃 클러스터로부터 간섭에 의해 영향을 받는 반면, "유형 B" 존들(문자 "B"라 지칭함)은 2 개 또는 다수의 이웃 클러스터들로부터 간섭을 해결한다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에서 사용된 프레임워크를 도시한다. 점들은 DIDO 분배형 안테나들을 도시하고, 십자형은 DIDO 클라이언트들을 의미하고, 화살표는 RF 에너지의 전파 방향을 나타낸다. 주요 클러스터에서의 DIDO 안테나들은 상기 클러스터에서 프리코딩된 데이터 신호를 클라이언트들(MC 501)에게 전송한다. 이와 마찬가지로, 간섭 클러스터에서의 IDO 안테나들은 종래의 DIDO 프리코딩을 통하여 상기 클러스터 내에서 클라이언트들(IC 502)을 제공한다. 녹색 십자형(503)은 간섭 구역에서 타겟 클라이언트(TC 503)를 나타낸다. 주요 클러스터(511)에서 DIDO 안테나들은 종래의 DIDO 프리코딩을 통하여 타겟 클라이언트(흑색 화살표)로 프리코딩된 데이터 신호를 전송한다. 간섭 클러스터(512)에서의 DIDO 안테나들은 타겟 클라이언트(503) 방향(녹색 화살표)을 향하여 제로 RF 에너지를 생성하기 위해 프리코딩을 사용한다.

도 4의 간섭 구역(410A, B)에서의 타겟 클라이언트(k)에 수신된 신호는 다음과 같이 주어진다.

(1)

여기서, k=1,…,K이며, K는 간섭 구역(8010A, B)에서 클라이언트들의 수이며, U는 주요 DIDO 클러스터에서 클라이언트들의 수이고, C는 간섭 DIDO 클러스터들(412-413)의 수이며, 그리고 I_c는 간섭 클러스터(c)에서 클라이언트들의 수이다. 게다가,

는 클라이언트 디바이스들에 M 개의 송신 DIDO 안테나들 및 N 개의 수신 안테나들이 있다고 하면, 클라이언트(k)에서 수신 데이터 스트림들을 포함하는 벡터이고;

는 주요 DIDO 클러스터에서 클라이언트(k)로의 송신 데이터 스트림들의 벡터이고;

는 주요 DIDO 클러스터에서 클라이언트(u)로의 송신 데이터 스트림들의 벡터이고;

는 c^번째 간섭 DIDO 클러스터에서 클라이언트(i)로의 송신 데이터 스트림들의 벡터이고;

는 클라이언트(k)의 N 개의 수신 안테나들에서 부가 백색 가우시안 잡음(AWGN)의 벡터이고;

는 주요 DIDO 클러스터의 클라이언트(k)에서 M 개의 송신 DIDO 안테나들부터 N 개의 수신 안테나들까지의 DIDO 채널 행렬이고;

는 c^번째 간섭 DIDO 클러스터의 클라이언트(k)에서 M 개의 송신 DIDO 안테나들로부터 N 개의 수신 안테나들(t)까지의 DIDO 채널 행렬이고;

는 주요 DIDO 클러스터에서 클라이언트(k)에 대한 DIDO 프리코딩 가중치들의 행렬이고;

는 주요 DIDO 클러스터에서 클라이언트(u)에 대한 DIDO 프리코딩 가중치들의 행렬이며;

는 c^번째 간섭 DIDO 클러스터에서 클라이언트(i)에 대한 DIDO 프리코딩 가중치들의 행렬이다.

대부분의 손실 없이 표기를 간략하게 하기 위해, 모든 클라이언트들이 N 개의 수신 안테나들을 갖추고 있고, DIDO 클러스터마다 M 개의 DIDO 분배형 안테나들이 있고, M≥(N·U)이고 M≥(N·I_c),∀c=1,…,C이라고 하자. M이 클러스터에서 수신 안테나들의 총 수보다 큰 경우, 추가 송신 안테나들은 간섭 구역에서 타겟 클라이언트들에 대한 간섭을 사전 해제하기 위해, 또는 7,599,420; 7,633,994; 7,636,381; 및 출원 번호인 12/143,503을 포함하여 관련 특허 및 출원에 기술된 다이버시티 기법을 통해 동일 클러스터 내의 클라이언트들에 대해 링크 강화를 개선시키기 위해, 간섭을 사전 해제하기 위해 사용된다.

DIDO 프리코딩 가중치들은 동일한 DIDO 클러스터 내의 클라이언트 간의 간섭을 사전 해제하기 위해 연산된다. 예를 들면, 7,599,420; 7,633,994; 7,636,381; 및 출원 번호인 12/143,503을 포함하여 관련 특허 및 출원에 기술된 블록 대각화(BD) 프리코딩 및 [7]은 클라이언트 간의 간섭을 제거하기 위해 사용될 수 있고, 그 결과 다음 조건은 주요 클러스터에서 만족된다.

이때

(2)

이웃 DIDO 클러스터들의 프리코딩 가중치 행렬들은 다음 조건을 만족하도록 설계된다.

및

(3)

프리코딩 행렬들(W_c,i)을 연산하기 위해, 간섭 클러스터에서 M 개의 송신 안테나들로부터 I_c 클라이언트들까지, 이뿐 아니라 간섭 구역에서 클라이언트(k)까지 다운링크 채널은 추정되고 프리코딩 행렬은 간섭 클러스터에서 DIDO BTS에 의해 연산된다. BD 방법이 간섭 클러스터들에서 프리코딩 행렬들을 연산하기 위해 사용되는 경우, 다음의 유효 채널 행렬은 이웃 클러스터들에서 i^번째 클라이언트에 대한 가중치를 연산하기 위해 만들어진다.

(4)

여기서,

는 간섭 클러스터(c)에 대한

로부터 얻어진 행렬이며, i^번째클라이언트에 대응하는 행(rows)은 제거된다.

조건 (2) 및 (3)을 (1)로 대체하면, 타겟 클라이언트(k)에 대해 수신된 데이터 스트림들을 얻을 수 있고, 클러스터 내의 그리고 클러스터 간의 간섭은 제거된다.

(5)

이웃 클러스터들에서 연산된 (1)에서의 프리코딩 가중치들(W_c,i)은 이러한 클러스터들에서 모든 클라이언트들로 프리코딩된 데이터 스트림들을 전송하기 위해 설계되면서, 간섭 구역에서 타겟 클라이언트에 대한 간섭을 사전 해제한다. 타겟 클라이언트는 그의 주요 클러스터로부터 단지 프리코딩된 데이터를 수신한다. 서로 다른 실시예에서, 동일한 데이터 스트림은 다이버시티 이득을 얻기 위해 주요 및 이웃 클러스터들 둘 다로부터 타겟 클라이언트로 전송된다. 이 경우에, (5)의 신호 모델은 다음과 같이 표기된다.

(6)

여기서, W_c,k는 c^번째 클러스터에서의 DIDO 송신기로부터 간섭 구역에서의 타겟 클라이언트(k)까지의 DIDO 프리코딩 행렬이다. 특히, (6)의 방법은 이웃 클러스터들을 거쳐 시간 동기화를 필요로 하고, 이때 상기 동기화는 큰 시스템들에서 달성하기 복잡할 수 있지만, 그럼에도 불구하고 다이버시티 이득 이익이 실행 비용의 타당함을 보여주는 경우에는 실현 가능성이 높다.

신호-대-잡음비(SNR)의 함수로서 심볼 에러율(symbol error rate, SER) 면에서 제안된 방법의 성능을 평가하기 시작했다. 대부분의 손실 없이, 클라이언트당 단일 안테나를 가정한 다음의 신호 모델을 정의하고 (1)을 다음과 같이 새로 만들었다.

(7)

여기서, INR은 INR=SNR/SIR로 정의된 간섭-대-잡음비이고, SIR은 신호-대-간섭비이다.

도 6은 간섭 구역에서 타겟 클라이언트에 대해 SIR=10dB라 하면, SNR의 함수로 SER을 도시한다. 대부분의 손실 없이, 순방향 에러 정정(forwards error correction, FEC) 코딩 없이 4-QAM 및 16-QAM에 대해 SER을 측정했다. 언코딩된 시스템들에 대해서는 타겟 SER을 1 %로 고정했다. 이러한 타겟은 변조 순서에 따라 SNR의 서로 다른 값에 대응한다(즉, 4-QAM에 대해서는 SNR=20dB이고 16-QAM에 대해서는 SNR=28dB). 낮은 SER 타겟들은 SNR의 동일 값에 대해 만족될 수 있되, 코딩 이득으로 인해 FEC 코딩을 사용할 시에 그러하다. 클러스터당 2 개의 DIDO 안테나들 및 2 개의 클라이언트들(단일 안테나 각각이 갖추어짐)을 가진 2 개의 클러스터들(하나의 주요 클러스터 및 하나의 간섭 클러스터)의 시나리오를 고려한다. 주요 클러스터에서 클라이언트들 중 하나는 간섭 구역에 위치한다. 플랫-페이딩 협대역 채널(flat-fading narrowband channels)이라 하지만, 다음의 결과는 주파수 선택 멀티캐리어(OFDM) 시스템들까지 넓어질 수 있고, 각각의 서브캐리어는 플랫 페이딩을 받는다. 2 개의 시나리오들을 고려해보면: (i) 하나는 프리코딩 가중치들(w_c,i)이 간섭 구역에서 타겟 클라이언트를 해결함 없이 연산되는 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)이며; 그리고 (ii) 다른 하나는 타겟 클라이언트에 대해 IDCI를 해제하기 위해 가중치(w_c,i)를 연산함으로써 IDCI가 제거되는 것이다. 관측해 본 바와 같이, IDCI가 있을 시에, SER은 미리 정의된 타겟을 초과하여 높다. 이웃 클러스터에서 IDCI-프리코딩을 이용하여, 타겟 클라이언트에 대한 간섭은 제거되고, SER 타겟들은 SNR > 20dB이 되도록 이른다.

도 6은 (5)에서의 IDCI-프리코딩 결과물이다. 이웃 클러스터들에서 IDCI-프리코딩이 (6)에서와 같이 간섭 구역에서 타겟 클라이언트에 대해 데이터 스트림들을 프리코딩하기 위해 사용될 수도 있는 경우, 부가 다이버시티 이득이 얻어진다. 도 7은 2 개의 기술들로부터 도출된 SER을 비교하고 이때 2 개의 기술은 다음과 같다: (i) (5)에서의 IDCI-프리코딩을 사용한 "방법 1"; (ii) 이웃 클러스터들이 타겟 클라이언트로 프리코딩된 데이터 스트림도 송신하는 (6)에서의 IDCI-프리코딩을 사용한 "방법 2". 방법 2는, 타겟 클라이언트로 프리코딩된 데이터 스트림을 송신하기 위해 사용된 이웃 클러스터에서 DIDO 안테나들에 의해 제공된 부가 어레이 이득(additional array gain)으로 인한 종래의 IDCI-프리코딩에 비해 ~3dB 이득을 낸다. 보다 일반적으로, 방법 1에 대한 방법 2의 어레이 이득은 10*log10(C+1)에 비례하고, 여기서 C는 이웃 클러스터들의 수이고, 팩터 "1"은 주요 클러스터를 의미한다.

다음으로, 간섭 구역에 대해 타겟 클라이언트의 위치 함수로서 상기의 방법의 성능을 평가했다. 하나의 간단한 시나리오를 고려해보면, 타겟 클라이언트(8401)는 도 8에 도시된 바와 같이, 주요 DIDO 클러스터(802)로부터 간섭 클러스터(803)까지 이동한다. 주요 클러스터(802) 내의 모든 DIDO 안테나들(812)이 조건 (2)를 만족하기 위해 클러스터 내의 간섭을 해제하도록 BD 프리코딩을 사용한다고 하자. 클라이언트 디바이스(801)에서 단일 간섭 DIDO 클러스터, 단일 수신기 안테나를 가정해 보면, 주요 또는 간섭 클러스터에서 모든 DIDO 안테나들로부터 클라이언트까지의 경로 손실은 동일하다(즉, DIDO 안테나들은 클라이언트 주위의 원에 위치함). 경로 손실 지수 4를 가진 하나의 간단한 경로 손실 모델을 사용한다(통상적인 도시 환경과 같음)[11].

이하에서 분석은 경로 손실을 해결하기 위해 (7)을 연장한, 다음의 간단한 신호 모델에 기반한다.

(8)

여기서, 신호-대-간섭(SIR)은 SIR=((1-D)/D)⁴로 도출된다. IDCI를 모델링할 시에, 3 개의 시나리오들을 고려해볼 수 있는데, 다음과 같다: i) IDCI가 없는 이상적인 경우; ii) 조건 (3)을 만족하기 위해 간섭 클러스터에서 BD 프리코딩을 통해 사전 해제된 IDCI; iii) 이웃 클러스터에 의해 사전 해제되지 않은 IDCI.

도 9는 D의 함수로서 신호-대-간섭-플러스-잡음비(SINR)를 도시한다(즉, 타겟 클라이언트가 간섭 클러스터(8403)에서 주요 클러스터(802)로부터 DIDO 안테나들(813)을 향하여 이동할 경우). SINR은 (8)의 신호 모델을 사용하여 신호 전력 및 간섭 플러스 잡음 전력의 비로 도출된다. D_o=0.1이고 D=D_o인 경우 SNR=50dB로 추정된다. IDCI가 없는 경우, 무선 링크 성능은 단지 잡음에 의해서만 영향을 받고 SINR은 경로 손실로 인해 감소된다. IDCI가 있는 경우(즉, IDCI-프리코딩 없음), 이웃 클러스터에서 DIDO 안테나들로부터의 간섭은 SINR을 감소시키는데 기여한다.

도 10은 플랫-페이딩 협대역 채널들에서 4-QAM 변조에 대해 상기의 3 개의 시나리오들의 심볼 에러율(SER) 성능을 도시한다. 이러한 SER 결과물은 도 9의 SINR에 대응한다. 언코딩된 시스템들(즉, FEC 없음)에 대한 1%의 SER 임계치가 도 9에서 SINR 임계치(SINR_T=20dB)에 대응된다고 추정된다. SINR 임계치는 데이터 송신에 사용되는 변조 순서에 따라 달라진다. 높은 변조 순서는 통상적으로 동일한 타켓 에러율을 이루기 위해 높은 SINRT에 의해 특징이 지어진다. FEC를 이용하여, 낮은 타겟 SER은 코딩에 의한 동일한 SINR 값을 위해 다시 달성될 수 있다. 프리코딩이 없는 IDCI의 경우에서, 타겟 SER은 단지 범위 D < 0.25 내에서 달성된다. 이웃 클러스터에서 IDCI-프리코딩을 이용하여, 타겟 SER을 만족하는 범위는 D < 0.6 까지 확장된다. 상기 범위를 넘어서, SINR은 경로 손실로 인해 증가되고 SER 타겟은 만족되지 않는다.

IDCI 프리코딩에 대한 방법의 일 실시예는 도 11에 도시되고, 다음 단계로 구성된다:

● SIR 추정(1101): 클라이언트들은 주요 DIDO 클러스터(즉, 수신되고 프리코딩된 데이터에 기반함)로부터 신호 전력을 추정하고, 이웃 DIDO 클러스터들로부터 간섭-플러스-잡음 신호 전력을 추정한다. 단일-캐리어 DIDO 시스템들에서, 프레임 구조는 짧은 정적 기간(short periods of silence)으로 설계될 수 있다. 예를 들면, 정적 기간은 채널 상태 정보(CSI) 피드백 동안 채널 추정에 대한 트레이닝과 프리코딩된 데이터 송신 간에 정의될 수 있다. 일 실시예에서, 이웃 클러스터들로부터의 간섭-플러스-잡음 신호 전력은 주요 클러스터에서 DIDO 안테나들로부터 정적 기간 동안 측정된다. 실제 DIDO 멀티캐리어(OFDM) 시스템들에서, 널 톤(null tones)은 통상적으로 송수신 측면에서의 필터링으로 인해 밴드 에지의 감쇠 및 직류(DC) 오프셋을 방지하기 위해 사용된다. 멀티캐리어 시스템들을 사용하는 또 다른 실시예에서, 간섭-플러스-잡음 신호 전력은 널 톤으로부터 추정된다. 정정 팩터는 대역의 에지에서의 송수신 필터 감쇠를 보상하기 위해 사용될 수 있다. 주요 클러스터로부터의 신호-플러스-간섭-및-잡음 전력(P_S) 및 이웃 클러스터들(P_IN)로부터의 간섭-플러스-잡음 전력이 추정되면, 클라이언트는 다음과 같이 SINR을 연산한다.

(9)

대안적으로, SINR 추정은 무선 신호 전력을 측정하기 위해, 통상적인 무선 통신 시스템들에서 사용된 수신 신호 강도 인디케이션(received signal strength indication, RSSI)으로부터 도출된다.

관측한 바와 같이, (9)에서의 메트릭은 잡음과 간섭 전력 레벨 사이를 식별할 수 없다. 예를 들면, 간섭이 없는 환경에서, 쉐도잉(즉, 주요 클러스터에서 모든 DIDO 분배형 안테나들로부터 신호 전력을 감쇠시키는 장애물들 뒤)에 의해 영향을 받은 클라이언트들은 SINR이 낮게 추정될 수 있는데, 이들이 클러스터 간의 간섭에 의해 영향을 받지 않더라도 그러하다.

제안된 방법에 대해 보다 신뢰 가능한 메트릭은 다음과 같이 연산된 SIR이다.

(10)

여기서, P_N 잡음 전력이다. 실제 멀티캐리어 OFDM 시스템들에서, (10)에서의 잡음 전력(P_N)은 널 톤으로부터 추정되고, 이때 주요 및 이웃 클러스터들로부터 모든 DIDO 안테나들이 동일한 세트의 널 톤을 사용한다고 하자. 간섭-플러스-잡음 전력(P_IN)은 상술된 바와 같이, 정적 기간으로부터 추정된다. 최종적으로, 신호-플러스-간섭-및-잡음 전력(P_S)은 데이터 톤으로부터 도출된다. 이러한 추정으로부터, 클라이언트는 (10)의 SIR을 연산한다.

● 이웃 클러스터들에서의 채널 추정(1102-1103): (10)의 추정된 SIR이 도 11의 8702에서 미리 정의된 임계치(SIR_T) 미만이 된다고 판별된 경우, 클라이언트는 이웃 클러스터들로부터 트레이닝 신호에 주목하기(listening) 시작한다. 특히, SIRT는 데이터 송신에 사용되는 변조 및 FEC 코딩 기법(coding scheme)(MCS)에 따라 달라진다. 서로 다른 SIR 타겟들은 클라이언트의 MCS에 따라 정의된다. 서로 다른 클러스터들로부터 DIDO 분배형 안테나들이 시간 동기화가 될 시에(즉, 시간과 관련하여 동일한 초당 펄스(pulse-per-second, PPS)로 잠김), 클라이언트는 8703에서 이웃 클러스터들의 DIDO 안테나들에게 상기 클라이언트의 채널 추정치(estimates)를 전달하기 위해 트레이닝 시퀀스(training sequence)를 사용한다. 이웃 클러스터들에서 채널 추정에 대한 트레이닝 시퀀스는 주요 클러스터로부터의 트레이닝에 직교하도록 설계된다. 대안적으로, 서로 다른 클러스터들에서 DIDO 안테나들이 시간 동기화가 되지 않을 시에, 직교 시퀀스(양호한 상호 상관 속성(cross-correlation properties))은 서로 다른 DIDO 클러스터들에서 시간 동기화에 대해 사용된다. 클라이언트가 이웃 클러스터들의 시간/주파수 기준에 잠기게 되면, 채널 추정은 1103에서 실행된다.

● IDCI 프리코딩(1104): 채널 추정이 이웃 클러스터들의 DIDO BTS에서 이용 가능하다면, IDCI-프리코딩은 (3)의 조건을 만족하기 위해 연산된다. 이웃 클러스터들의 DIDO 안테나들은 이들의 클러스터에서 프리코딩된 데이터 스트림들을 단지 클라이언트들에게 전송하면서, 도 4의 간섭 구역(410)에서 클라이언트들에 대한 간섭을 사전 해제한다. 관측한 바와 같이, 클라이언트가 도 4의 B 간섭 구역(410) 유형에 위치하는 경우, 클라이언트에 대한 간섭은 다수의 클러스터들에 의해 발생되고, IDCI-프리코딩은 동시에 모든 이웃 클러스터들에 의해 실행된다.

핸드오프 방법

이하에서, 별도의 구역에 위치하거나 서로 다른 종류의 서비스(즉, 저- 또는 고-이동도 서비스)를 제공하는 분배형 안테나들에 의해 위치한 DIDO 클러스터들을 거쳐 이동하는 클라이언트들을 위한 서로 다른 핸드오프 방법을 기술한다.

a. 인접한 DIDO 클러스터들 간의 핸드오프

일 실시예에서, 상술된 클러스터 간의 간섭을 제거하기 위한 IDCI-프리코더(precoder)는 DIDO 시스템들에서 핸드오프 방법에 대한 기준치(baseline)로 사용된다. 셀룰라 시스템들에서 종래의 핸드오프는 서로 다른 베이스 스테이션들에 의해 제공된 셀들을 걸쳐 균일하게 스위칭하는 클라이언트들을 위해 구상되었다. DIDO 시스템들에서, 핸드오프는 클라이언트들이 하나의 클러스터로부터 또 다른 클러스터로 연결 손실 없이 이동하도록 한다.

DIDO 시스템들에 대한 핸드오프 방식의 일 실시예를 도시하기 위해, 다시 고려된 바와 같이 도 8의 예가 단지 2 개의 클러스터들(802 및 803)을 가진다고 하자. 클라이언트(801)가 주요 클러스터(C1)(802)로부터 이웃 클러스터(C2)(803)로 이동할 시에, 핸드오프 방법의 일 실시예는 역동적으로 서로 다른 클러스터들에서 신호 품질을 계산하고, 클라이언트에게 최저 에러율 성능을 제공하는 클러스터를 선택한다.

도 12는 클러스터들(C1)의 중심으로부터 떨어진 클라이언트의 거리의 함수로 SINR 변화를 도시한다. FEC 코딩이 없는 4-QAM 변조에 있어서, 타겟이 SINR=20dB라는 것을 고려한다. 원형으로 식별된 라인은, C1 및 C2 둘 다가 간섭 해제 없이 DIDO 프리코딩을 사용할 시에, C1의 DIDO 안테나들에 의해 제공된 타겟 클라이언트에 대해 SINR을 나타낸다. SINR은 이웃 클러스터로부터의 간섭 및 경로 손실로 인해 D의 함수로 감소된다. IDCI-프리코딩이 이웃 클러스터에서 실행될 시에, SINR 손실은 단지 경로 손실로 인한 것인데(삼각형 라인에 의해 도시됨), 이는 간섭이 완전하게 제거되었기 때문이다. 대칭적 행동(symmetric behavior)은, 클라이언트가 이웃 클러스터로부터 제공될 시에, 겪게 된다. 핸드오프 방식의 일 실시예는, 클라이언트가 C1으로부터 C2로 이동할 시에 알고리즘이 서로 다른 DIDO 기법들 간을 스위칭하여 미리 정의된 타켓을 초과하여 SINR을 유지하도록 정의된다.

도 12의 도면으로부터, 도 13에서 4-QAM 변조에 대한 SER을 도출할 수 있다, 관측된 바와 같이, 서로 다른 프리코딩 방식들 간을 스위칭함으로써, SER은 미리 정의된 타켓 내에 유지된다.

핸드오프 방식의 일 실시예는 다음과 같다.

● C1-DIDO 및 C2-DIDO 프리코딩: 클라이언트가 간섭 구역으로부터 멀리 떨어져 C1 내에 위치할 시에, 클러스터들(C1 및 C2) 둘 다는 종래의 DIDO 프리코딩으로 독립적으로 동작한다.

● C1-DIDO 및 C2-IDCI 프리코딩: 클라이언트가 간섭 구역을 향해 이동할 시에, 그의 SIR 또는 SINR는 저하된다. 타겟(SINR_T1)에 이를 시에, 타겟 클라이언트는 C2의 모든 DIDO 안테나들로부터 채널을 추정하기 시작하고, CSI를 C2의 BTS에 제공한다. C2의 BTS는 IDCI-프리코딩을 연산하고, C2의 모든 클라이언트들에게 전송하면서, 타겟 클라이언트에 대한 간섭을 방지한다. 타겟 클라이언트가 간섭 구역 내에 위치하는 한, C1 및 C2 둘 다에 그의 CSI를 연속적으로 제공할 수 있다.

● C1-IDCI 및 C2-DIDO 프리코딩: 클라이언트가 C2를 향해 이동할 시에, 그의 SIR 또는 SINR은 타겟에 다시 이를 때까지 감소한다. 이 지점에서 클라이언트는 이웃 클러스터로 스위칭하는 것을 결정한다. 이 경우에, C1은 IDCI-프리코딩을 이용하여 C1 방향을 향하여 제로 간섭을 생성하기 위해 타겟 클라이언트로부터 CSI를 사용하기 시작하는 반면, 이웃 클러스터는 종래의 DIDO-프리코딩을 위한 CSI를 사용한다. 일 실시예에서, SIR 추정치가 타겟에 이를 시에, 클러스터들(C1 및 C2)은 대안적으로 DIDO- 및 IDCI-프리코딩 기법 둘 다를 시도하여, 클라이언트가 양쪽 경우에서 SIR을 추정하도록 한다. 그 후, 클라이언트는 특정 에러율 성능 메트릭을 최대화시키기 위해 최적의 기법을 선택한다. 이러한 방법이 적용될 시에, 핸드오프 방식에 대한 교차 지점(cross-over point)은 도 12에서 삼각형 및 마름모를 가진 곡선들의 교차점에서 일어난다. 일 실시예는 (6)에 기술된 변형 IDCI-프리코딩 방법을 사용하고, 여기서 이웃 클러스터는 또한 프리코딩된 데이터 스트림을 타겟 클라이언트에 전송하여, 어레이를 다시 제공한다. 이러한 접근법을 이용하여, 핸드오프 방식은 간단하게 되는데, 이는 클라이언트가 교차 지점에서 양쪽 방식에 대해 SINR을 추정할 필요가 없기 때문이다.

● C1-DIDO 및 C2-DIDO 프리코딩: 클라이언트가 C2를 향해 간섭 존 외부로 이동할 시에, 주요 클러스터(C1)는 IDCI-프리코딩을 통하여 상기 타겟 클라이언트를 향하여 간섭을 사전 해제하는 것을 정지하고, C1에 남아 있는 모든 클라이언트들에 대해 종래의 DIDO-프리코딩으로 다시 가도록 스위칭된다. 본 핸드오프 방식의 이러한 최종 교차 지점은 타겟 클라이언트로부터 C1으로 불필요한 CSI 피드백을 피하기 위해 사용될 수 있고, 이로 인해, 피드백 채널 상의 오버헤드를 감소시킨다. 일 실시예에서, 제 2 타겟(SINR_T2)이 정의된다. SINR(또는 SIR)이 이러한 타켓를 초과하여 증가할 시에, 상기 방식은 C1-DIDO 및 C2-DIDO으로 스위칭된다. 일 실시예에서, 클러스터(C1)는 클라이언트가 SINR을 추정하도록, DIDO-과 IDCI-프리코딩 간을 교대로 유지시킨다. 그 후, 클라이언트는 위로부터 타겟(SINR_T1)에 보다 근접하게 접근하는 C1에 대한 방법을 선택한다.

상술된 방법은 실시간으로 서로 다른 기법들에 대한 SINR 또는 SIR 추정치를 연산하고 최적의 기법을 선택하도록 이들을 사용한다. 일 실시예에서, 핸드오프 알고리즘은 도 14에 도시된 유한 상태 기계(finite-state machine)에 기반하여 설계된다. 클라이언트는 그의 현재 상태의 트랙(track)을 유지하고, SINR 또는 SIR이 도 12에 도시된 미리 정의된 임계치들 미만 또는 초과하여 떨어질 시에 다음 단계로 스위칭된다. 상술된 바와 같이, 단계(1201)에서, 양쪽 클러스터들(C1 및 C2)은 독립적으로 종래의 DIDO 프리코딩으로 동작하고, 클라이언트는 클러스터(C1)에 의해 제공되고; 단계(1202)에서, 클라이언트는 클러스터(C1)에 의해 제공되고, C2의 BTS는 IDCI-프리코딩을 연산하고, 클러스터(C1)는 종래의 DIDO 프리코딩을 사용하여 동작하고; 단계(1203)에서, 클라이언트는 클러스터(C2)에 의해 제공되고, C1의 BTS는 IDCI-프리코딩을 연산하고 클러스터(C2)는 종래의 DIDO 프리코딩을 사용하여 동작하며; 그리고 단계(1204)에서, 클라이언트는 클러스터(C2)에 의해 제공되고, 양쪽 클러스터들(C1 및 C2)는 독립적으로 종래의 DIDO 프리코딩으로 동작한다.

쉐도잉 효과가 있는 경우, 신호 품질 또는 SIR은 도 14의 연이은 상태들 간의 반복되는 스위칭들로 인해 도 15에 도시된 바와 같이, 임계치들 주위에서 요동할 수 있다. 반복되는 변화 상태들이 원치 않는 효과를 나타내는데, 이는 송신 기법들 간의 스위칭을 가능케 하기 위해 클라이언트들과 BTS들 간의 제어 채널들 상에서 현저한 오버헤드를 초래하기 때문이다. 도 15는 쉐도잉이 있을 시에 핸드오프 방식의 일 예를 나타낸다. 일 실시예에서, 쉐도잉 계수는 분산 3 [3]을 가진 대수 정규 분포(log-normal distribution)에 따라 시뮬레이션된다. 이하에서, DIDO 핸드오프 동안 반복적인 스위칭 효과를 방지하기 위해 일부 방법을 정의한다.

본 발명의 일 실시예는 상태 스위칭 효과(state switching effects)에 대처하기 위해 히스테리시스 루프를 사용한다. 예를 들면, 도 14의 "C1-DIDO,C2-IDCI" 9302 상태와 "C1-IDCI,C2-DIDO" 9303 상태 간을 스위칭할 시에(또는 그 반대로), 임계치(SINR_T1)는 범위(A₁) 내에 조정될 수 있다. 이러한 방법은, 신호 품질이 SINRT1 주위에서 발진할 시에 상태들 간의 반복적인 스위칭들을 피한다. 예를 들면, 도 16은 도 14의 2 개의 상태들 간을 스위칭할 시에 히스테리시스 루프 메커니즘을 도시한다. 상태 B로부터 A로 스위칭되기 위해, SIR은 (SIR_T1+A₁/2)보다 커야 하지만, A로부터 B로 다시 스위칭되기 위해서는 (SIR_T1-A₁/2) 미만으로 떨어져야 한다.

서로 다른 실시예에서, 임계치(SINR_T2)는 도 14의 유한 상태 기계의 제 1 상태와 제 2 상태(또는 제 3 상태와 제 4 상태) 간의 반복적인 스위칭을 피하기 위해 조정된다. 예를 들면, 값 (A₂)의 범위는 임계치(SINR_T2)가 채널 조건 및 쉐도잉 효과에 따라 달라지는 범위 내에 선택되도록 정의될 수 있다.

일 실시예에서, 무선 링크 상에 기대된 쉐도잉의 분산에 따라 달라지고, SINR 임계치는 범위[SINR_T2, SINR_T2+A₂] 내에 역동적으로 조정된다. 대수 정규 분포의 분산은, 클라이언트가 그의 현재 클러스터로부터 이웃 클러스터로 이동할 시에, 수신 신호 강도(또는 RSSI)의 분산으로부터 추정될 수 있다.

상기 방법은 클라이언트가 핸드오프 방식을 작동시킨 경우이다. 일 실시예에서, 핸드오프 결정은 DIDO BTS들에 따르되, 다수의 BTS들을 거친 통신이 가능하다고 한 경우에 그러하다.

간략하게 보면, 상기 방법은 FEC 코딩 및 4-QAM이 없이 도출된다. 보다 일반적으로 SINR 또는 SIR 임계치들은 서로 다른 변조 코딩 설계들(MCS들)에 대해 도출되고, 핸드오프 방식은 간섭 구역에서 각 클라이언트에 대해 다운링크 데이터율을 최적화시키기 위해 링크 적응화(예를 들면, 미국 특허 제7,636,381호 참조)와 결합하여 설계된다.

b. 저-도플러 DIDO 네트워크와 고-도플러 DIDO 네트워크 간의 핸드 오프

DIDO 시스템들은 다운링크 채널 상에서 데이터 스트림들을 프리코딩하기 위해 폐쇄 루프 전송 기법을 사용한다. 폐쇄 루프 기법들은 피드백 채널 상의 지연 편차(latency)에 의해 본질적으로 제약을 받는다. 실제 DIDO 시스템들에서, 연산 시간은 처리 전력을 높게 가진 송수신기들에 의해 감소될 수 있고, 기대되는 바와 같이, 대부분의 지연 편차는 DIDO BSN에 의해 도입되되, CSI 및 기저대역 프리코딩된 데이터가 BTS로부터 분배형 안테나들로 전달될 시에 그러하다. BSN은 DSL(digital subscriber lines), 케이블 모뎀들, 섬유 링들(fiber rings), T1 라인들(lines), 하이브리드 섬유 동축(hybrid fiber coaxial, HFC) 네트워크들, 및/또는 고정 무선 (예를 들면, WiFi)을 포함하지만 이에 제한되지 않은 다양한 네트워크 기술에 포함될 수 있다. 전용 섬유는 통상적으로 매우 큰 대역폰 및 잠재적으로 국부 영역에서 밀리세컨드보다 작은 낮은 지연편차를 가지지만, DSL 및 케이블 모뎀들보다 널리 배치되지는 않는다. 오늘날, DSL 및 케이블 모뎀 연결은 통상적으로 미국에서 10-25ms 내지의 라스트 마일 지연 편차(last-mile latency)를 가지지만, 이들은 매우 널리 배치된다.

BSN 상의 최대 지연 편차는 DIDO 프리코딩의 성능 저하 없이 DIDO 무선 링크 상에서 용인할 수 있는 최대 도플러 주파수를 판별한다. 예를 들면, [1]에서 제시된 바와 같이, 400MHz의 캐리어 주파수에서, 약 10 msec(즉, DSL)의 지연 편차를 가진 네트워크는 8mph(진행 속도,(running speed)) 까지 클라이언트들의 속도를 낼 수 있지만, 1 msec 지연 편차(즉, 섬유 링)를 가진 네트워크는 70mph(즉, 프리웨이 트래픽(freeway traffic))까지의 속도를 지원할 수 있다.

BSN 상에서 용인될 수 있는 최대 도플러 주파수에 따른 2 개 또는 다수의 DIDO 서브-네트워크들을 정의하였다. 예를 들면, DIDO BTS와 분배형 안테나들 간의 고-지연 편차 DSL 연결을 가진 BSN은 낮은 이동도 또는 고정된 무선 서비스(즉, 저-도플러 네트워크)를 단지 전달할 수 있는 반면, 저-지연 편차 섬유 링 상의 저-지연 편차 BSN은 높은 이동도(즉, 고-도플러 네트워크)를 용인할 수 있다. 관측한 바와 같이, 다수의 광대역 사용자들은 이들이 광대역을 사용할 시에 이동하지 않고, 나아가 대부분은 다수의 고속 물체가 이동하는 근방 영역(예를 들면, 고속도로 옆)에 위치되지 않을 가능성이 있는데, 이는 상기와 같은 위치들이 통상적으로 근무처에 있거나 움직이기 위한 장소를 덜 원하기 때문이다. 그러나, 고속(예를 들면, 고속도로의 차량 운전)에서 광대역을 사용할 수 있거나, 또는 고속 물체 근방(예를 들면, 고속도로 근방에 위치한 상점)에 있을 수 있는 광대역 사용자가 있다. 이러한 2 개의 서로 다른 사용자 도플러 시나리오들을 해결하기 위해, 일 실시예에서, 저-도플러 DIDO 네트워크는 넓은 구역에 걸쳐 퍼진 상대적으로 저전력(즉, 실내 또는 옥상에 설치된 1W 내지 100W)을 가진 통상적인 다수의 DIDO 안테나들을 구성하는 반면, 고-도플러 네트워크는 고전력 송신(즉, 옥상 또는 타워에 설치된 100W)을 가진 통상적인 소수의 DIDO 안테나들을 구성한다. 저-도플러 DIDO 네트워크는 통상적인 다수의 저-도플러 사용자를 제공하고, 저렴한 고-지연 편차 광대역 연결, 예를 들면 DSL 및 케이블 모뎀을 사용하여 통상적으로 낮은 연결 비용으로 그렇게 할 수 있다. 고-도플러 DIDO 네트워크는 통상적으로 소수의 고-도플러 사용자를 제공하고, 보다 비싼 저-지연 편차 광대역 연결, 예를 들면 섬유를 사용하여 통상적으로 높은 연결 비용으로 그렇게 할 수 있다.

서로 다른 유형의 DIDO 네트워크들(예를 들면, 저-도플러 및 고-도플러)에 걸친 간섭을 피하기 위해, 서로 다른 다수의 접속 기술들은 예를 들면 다음과 같은 것으로 사용될 수 있다: 시분할 다중 접속(TDMA), 주파수 분할 다중 접속(FDMA), or 코드 분할 다중 접속(CDMA).

이하에서, 서로 다른 유형의 DIDO 네트워크에 클라이언트들을 할당하고 이들 사이의 핸드오프를 가능케 하는 방법을 제안한다. 네트워크 선택은 각 클라이언트의 이동도의 유형에 기반한다. 클라이언트의 속도(v)는 다음 방정식 [6]에 따라 최대 도플러 쉬프트에 비례한다.

(11)

여기서 f_d는 최대 도플러 쉬프트이고, λ는 캐리어 주파수에 대응하는 파장이며, θ는 방향 송신기-클라이언트(direction transmitter-client)를 나타내는 벡터와 속도 벡터 간의 각도이다.

일 실시예에서, 모든 클라이언트의 도플러 쉬프트는 블라인드 추정 기술들(blind estimation techniques)을 통하여 계산된다. 예를 들면, 도플러 쉬프트(shift)는 RF 에너지를 클라이언트에게 전송하고, 도플러 레이더 시스템들과 유사한 반사 신호를 분석함으로써 추정될 수 있다.

또 다른 실시예에서, 하나 또는 다수의 DIDO 안테나들은 트레이닝 신호를 클라이언트에 전송한다. 이러한 트레이닝 신호에 기반하여, 클라이언트는 예를 들면, 채널 이득의 제로-교차율(zero-crossing rate)을 계산하는 등의 기술들을 사용하여, 또는 스펙트럼 분석을 실행함으로써 도플러 쉬프트를 추정한다. 관측한 바와 같이, 고정 속도(v) 및 클라이언트의 궤도에 있어서, (11)의 각속도(vsinθ)는 모든 DIDO 안테나로부터 클라이언트의 상대적인 거리에 따라 달라질 수 있다. 예를 들면, 이동하는 클라이언트의 근접한 DIDO 안테나들은 보다 멀리 떨어진 안테나들보다 큰 각속도 및 도플러 쉬프트를 제공한다. 일 실시예에서, 도플러 속도는 클라이언트와는 다른 거리에서 다수의 DIDO 안테나들로부터 추정되고 평균 가중 평균치 또는 표준 편차는 클라이언트의 이동도용 인디케이터로서 사용된다. 추정된 도플러 인디케이터(Doppler indicator)에 기반하여, DIDO BTS는 저- 또는 고-도플러 네트워크에 클라이언트를 할당할지를 결정한다.

도플러 인디케이터는 모든 클라이언트들에 대해 주기적으로 모니터링되고, BTS로 다시 전송된다. 하나 또는 다수의 클라이언트들이 이들의 도플러 속도(즉, 버스에서의 클라이언트 탑승 대 도보 또는 앉는 클라이언트)를 변화시킬 시에, 이러한 클라이언트들은 이들의 이동도 레벨을 용인할 수 있는 서로 다른 DIDO 네트워크에 역동적으로 재-할당된다.

저-속도 클라이언트들의 도플러가 고속 물체들 인근(예를 들면, 고속도로 근방)에 있게 됨에 따라 영향을 받을 수 있지만, 도플러는 통상적으로 움직임 그 자체에 있는 클라이언트들의 도플러보다 매우 적게 있다. 상기와 같이, 일 실시예에서, 클라이언트의 속도가 추정되고(예를 들면, GPS를 사용하여 클라이언트들 위치를 모니터링하는 등의 수단을 사용), 속도가 낮다면, 클라이언트는 저-도플러 네트워크에 할당되고, 속도가 높다면, 클라이언트는 고-도플러 네트워크에 할당된다.

전력 제어 및 안테나 그룹화 방법

전력 제어를 갖는 DIDO 시스템들의 블럭 다이어그램은 도 17에 도시된다. 모든 클라이언트(1,…,U)에 대한 하나 또는 다수의 데이터 스트림들(S_k)은 우선 DIDO 프리코딩에 의해 발생된 가중치로 곱해진다. 프리코딩된 데이터 스트림들은 입력 채널 품질 정보(channel quality information, CQI)에 기반하여, 전력 제어 유닛에 의해 연산된 전력 스케일링 팩터로 곱해진다. CQI는 클라이언트들로부터 DIDO BTS로 다시 공급되거나, 가령 상호 간의 업링크-다운링크 채널 가역성이라 하면 업링크 채널로부터 도출된다. 그 후, 서로 다른 클라이언트들에 대한 U 프리코딩된 스트림들은 M 개의 송신 안테나들 각각을 위한 M 개의 데이터 스트림들(t_m)로 결합되어 다중화된다. 최종적으로, 스트림들(t_m)은 디지털-아날로그 컨버터(DAC) 유닛, 라디오 주파수(RF) 유닛, 전력 증폭기(power amplifier, PA) 유닛으로 전송되고, 최종적으로 안테나들로 전송된다.

전력 제어 유닛은 모든 클라이언트들에 대해 CQI를 측정한다. 일 실시예에서, CQI는 평균 SNR 또는 RSSI이다. CQI는 경로 손실 또는 쉐도잉에 따라 달라지는 서로 다른 클라이언트들을 위해 변화된다. 전력 제어 방법은 서로 다른 클라이언트용 송신 전력 스케일링 팩터들(P_k)을 조정하고, 이들을 서로 다른 클라이언트들에 대해 발생된, 프리코딩된 데이터 스트림들과 곱한다. 특히, 하나 또는 다수의 데이터 스트림들은 클라이언트들의 수신 안테나들의 수에 따라 달라지는 모든 클라이언트에 대해 발생될 수 있다.

제안된 방법의 성능을 평가하기 위해서, 정의된 바와 같이, (5)에 기반한 다음의 신호 모델은 경로 손실 및 전력 제어 파라미터를 포함한다.

(12)

여기서 k=1,…,U이며, U는 클라이언트들의 수이고, SNR=P_o/N_o이며, 그리고 P_o는 평균 송신 전력이고, N_o는 잡음 전력이고, α_k는 경로 손실/쉐도잉 계수이다. 경로 손실/쉐도잉을 모델링하기 위해, 다음의 간단한 모델을 사용한다.

(13)

여기서, a=4는 경로 손실 지수이고, 경로 손실이 클라이언트들의 인덱스와 함께 증가된다고 하자(즉, 클라이언트들은 DIDO 안테나들로부터 떨어진 증가된 거리에 위치함).

도 18은 서로 다른 시나리오들에서 4 개의 DIDO 송신 안테나들 및 4 개의 클라이언트들을 가정한 SER 대 SNR을 도시한다. 이상적인 경우로 가정한 바와 같이, 모든 클라이언트들은 동일한 경로 손실을 가지고(즉, a=0), 모든 클라이언트들에 대해 P_k=1을 제공한다. 정사각형 표시는 클라이언트들이 서로 다른 경로 손실 계수를 가지고 전력 제어가 없는 경우를 의미한다. 점들을 가진 곡선은 전력 제어 계수가 P_k=1/α_k이 되도록 선택되는 동일 시나리오(경로 손실 있음)로부터 도출된다. 전력 제어 방법을 이용하여, 보다 많은 전력이 데이터 스트림들(보다 높은 경로 손실/쉐도잉을 겪는 클라이언트들에 대해 의도됨)에 할당되어, 전력 제어가 없는 경우에 비해 (이러한 특별한 시나리오에 대해) 9dB SNR 이득을 초래한다.

FCC(Federal Communications Commission)(및 다른 국제 규제 기관)은 전자기(EM) 복사에 인체의 노출을 제한시키기 위해, 무선 디바이스들로부터 송신될 수 있는 최대 전력의 한도를 정의한다. 2 개의 유형의 한도가 있다 [2]: i) 사람이 방어(fences), 경고, 또는 라벨을 통해 라디오 주파수(RF) 원을 완전히 인식하도록 하는 "점령/제어(occupational/controlled)" 한도; ii) 노출 상에 제어가 없는 "일반 대중/비제어(general population/uncontrolled)" 한도.

서로 다른 방출 레벨은 서로 다른 유형의 무선 디바이스들에 대해 정의된다. 일반적으로, [2]로 정의된 "모바일" 디바이스들의 FCC 카테고리에 대한 실내/실외 적용 품질에 사용된 DIDO 분배형 안테나들:

"사용자 인체로부터 또는 사람들에 인접하여 20 cm 이상 떨어져 유지되는 복사 구조물로 일반적으로 사용될 수 있는 고정 위치들과는 다른 데에서 사용되기 위해 설계된 송신 디바이스들"

"모바일" 디바이스들의 EM 방출은 mW/cm²로 표시된 최대 허용 노출(maximum permissible exposure, MPE)에 관해 측정된다. 도 19는 700MHz의 캐리어 주파수에서 송신 전력의 서로 다른 값들을 위해 RF 복사원으로부터 떨어진 거리의 함수로서 MPE 전력 밀도를 도시한다. 인체로부터 20 cm를 넘어 통상적으로 동작할 수 있는 디바이스들에 대해 FCC "비제어된" 한도를 충족시키기 위한 최대 허용 송신 전력은 1W이다.

덜 제한적인 전력 방출 한도는 "일반 대중"으로부터 멀리 있는 옥상 또는 빌딩 상에 설치된 송신기들을 위해 정의된다. 이러한 "옥상 송신기"에 대해, FCC는 유효 복사 전력(effective radiated power, ERP)과 관련하여 측정된 이용할 수 있는 방출 한도(looser emission limit)인 1000W를 정의한다.

상기의 FCC 한도에 기반하여, 일 실시예에서, 실제 시스템들에 대해 2 개 유형의 DIDO 분배형 안테나들을 정의한다:

● 저-전력 (LP) 송신기들: 높은 곳 어디에든 위치되고(즉, 실내 또는 실외), 최대 송신 전력은 1W이고, 소비자 등급 광대역(예를 들면 DSL, 케이블 모뎀, (Fibe To The Home, FTTH)) 백홀 연결성(backhaul connectivity)은 5Mbps이다.

● 고-전력 (HP) 송신기들: 약 10의 높이의 옥상 또는 빌딩에 장착된 안테나들이며, 송신 전력은 100W이고 상업 등급 광대역(예를 들면, 광 섬유 링) 백홀을 가짐(이때 효과적인 "무제한" 데이터율은 DIDO 무선 링크 상에 이용 가능한 처리량과 비교됨).

특히, DSL 또는 케이블 모뎀이 연결된 LP 송신기들은 저-도플러 DIDO 네트워크들을 위한 양호한 후보자인데(이전 섹션에서 기술됨), 이는 이들의 클라이언트들이 대부분 고정되거나 낮은 이동도를 가지기 때문이다. 상업상의 섬유가 연결된 HP 송신기들은 보다 높은 클라이언트의 이동도를 용인할 수 있고, 고-도플러 DIDO 네트워크들에 사용될 수 있다.

서로 다른 유형의 LP/HP 송신기들을 가진 DIDO 시스템들의 성능에 대한 실제 직관력(practical intuition)을 얻기 위해, 캐나다, 팔로 알토 시내(downtown Palo Alto)에 DIDO 안테나 설치를 하는 실제 경우를 고려해 본다. 도 20a는 팔로 알토의 N_LP=100의 저-전력 DIDO 분배형 안테나들의 임의적인 분포를 도시한다. 도 20b에서, 50 개의 LP 안테나들은 N_HP=50의 고-전력 송신기로 대체된다.

도 20a-b의 DIDO 안테나 분포에 기반하여, DIDO 기술을 사용하여 시스템들에 대해 팔로 알토의 커버리지 맵(coverage maps)을 도출했다. 도 21a 및 21b는 도 20a and 도 20b 각각의 구성에 대응하는 2 개의 전력 분포를 도시한다. 수신 전력 분포(dBm로 표기)는 700MHz의 캐리어 주파수에서 3GPP 표준[3]에 의해 정의된 도시 환경에 대한 경로 손실/쉐도잉 모델을 가정하여 도출되었다. 관측한 바와 같이, 50%의 HP 송신기를 사용하면, 선택 영역 상에서 보다 양호한 커버리지를 제공한다.

도 22a-b는 상기의 2 개의 시나리오들에 대한 비율 분포를 도시한다. 처리량(Mbps 표기)은 [4,5]에서 3GPP LTE(long-term evolution) 표준에 정의된 서로 다른 변조 코딩 설계들에 대한 전력 임계치들에 기반하여 도출된다. 총 이용 가능한 대역폭은 700MHz 캐리어 주파수에서 10MHz에 고정된다. 2 개의 서로 다른 주파수 할당량 계획이 고려된다: i) 단지 LP 스테이션들에 할당된 5MHz 스펙트럼; ii) 9MHz의 HP 송신기들 및 1MHz의LP 송신기들. 특히, 저 대역폭은 통상적으로 LP 스테이션들에 할당되되, 이들의 처리량이 제한된 DSL 백홀 연결로 인해 할당된다. 도 22a-b에서 도시된 바와 같이, 50%의 HP 송신기들을 사용할 시에, 비율 분포를 현저하게 증가시킬 수 있어, 도 22a의 2.4Mbps로부터 도 22b의 38Mbps까지 클라이언트당 평균 데이터율(average per-client data rate)을 상승시킨다.

다음으로, LP 스테이션들의 전력 송신을 제어하기 위해 알고리즘을 정의하고, 그 결과 보다 높은 전력은 주어진 시간에서 가능해지고, 이로 인하여 도 22b의 DIDO 시스템들의 다운링크 채널 상의 처리량을 증가시킨다. 관측한 바와 같이, 전력 밀도에 관한 FCC 한도는 [2]로서 시간에 대한 평균치에 기반하여 정의된다.

(14)

여기서,

은 MPE 평균 시간이고, t_n은 전력 밀도(S_n)를 가진 복사 노출 지속 시간이다. "제어된" 노출에 있어서, 평균 시간은 6 분인 반면, "비제어된" 노출에 있어서, 이는 30 분까지 증가된다. 그 후, 임의의 전력원은 (14)의 평균 전력 밀도가 "비제어된" 노출에 대해 30 분 평균치를 초과하는 FCC 한도를 만족하는 한, MPE 한도보다 큰 전력 레벨에서 전송이 되도록 한다.

이러한 분석에 기반하여, 안테나당 즉각적인 송신력(instantaneous per-antenna transmit power)을 증가시키면서, MPE 한도 미만으로 DIDO 안테나당 평균 전력을 유지시키기 위한 적합한 전력 제어 방법을 정의한다. 활성 클라이언트들보다 많은 송신 안테나들을 가진 DIDO 시스템들을 고려한다. 이는 DIDO 안테나들이 저렴한 무선 디바이스들(WiFi 액세스 포인트들과 유사함)로 고안될 수 있고 어느 곳이든 DSL, 케이블 모뎀, 광 섬유, 또는 다른 인터넷 연결이 있을 수 있는 경우라고 합리적으로 가정해보자.

안테나당 순응적인 전력 제어(adaptive per-antenna power control)를 가진 DIDO 시스템들의 프레임워크는 도 23에 도시된다. 멀티플렉서(234)로부터 나오는 디지털 신호의 진폭은 DAC 유닛들(235)로 전송되기 전에, 전력 스케일링 팩터들(power scaling factors)(S₁,...,S_M)로 역동적으로 조정된다. 전력 스케일링 팩터들은 CQI(233)에 기반한 전력 제어 유닛(232)에 의해 연산된다.

일 실시예에서, N_g DIDO 안테나 그룹들이 정의된다. 모든 그룹은 활성 클라이언트들(K)의 수만큼 많은 DIDO 안테나들을 적어도 포함한다. 주어진 시간에서, 단지 하나의 그룹은 MPE 한도

보다 큰 전력 레벨(S_o)로 클라이언트들에게 전송하는, N_a > K 활성 DIDO 안테나들을 가진다. 하나의 방법은 도 24에 도시된 라운드-로빈 스케줄링 정책에 따라 모든 안테나 그룹들에 걸쳐 반복한다. 또 다른 실시예에서, 서로 다른 스케줄링 기술들(즉, 비례공정 스케줄링(proportional-fair scheduling)[8])은 에러율 또는 처리량 성능을 최적화시키기 위해 클러스터 선택을 위해 사용된다.

(14)로부터 라운드-로빈 전력 할당을 생각해보면, 다음과 같은 모든 DIDO 안테나에 대한 평균 송신 전력을 도출한다.

(15)

여기서, t_o는 지속 시간이고, 상기 지속 시간에 걸쳐 안테나 그룹은 활성화되고, T_MPE=30 분은 FCC 가이드라인들[2]에 의해 정의된 평균 시간이다.

(15)의 비는 그룹의 듀티 팩터(duty factor, DF)이고, 상기 듀티 팩터는 모든 DIDO 안테나로부터 평균 송신 전력이 MPE 한도

를 만족시키도록 정의된다. 듀티 팩터는 다음에 정의된 바에 따라서 활성 클라이언트들의 수, 그룹 및 그룹당 활성 안테나들의 수에 따라 달라진다.

. (16)

전력 제어 및 안테나 그룹을 가진 DIDO 시스템들에서 얻어진 SNR 이득(dB)은 다음과 같은 듀티 팩터의 함수로 표기된다.

(17)

관측된 바와 같이, (17)의 이득은 모든 DIDO 안테나들을 거쳐 GdB 부가 송신 전력을 잃어가면서 달성된다.

일반적으로, 모든 N_g 그룹들의 모든 N_a로부터의 총 송신 전력은 다음과 같이 정의된다.

(18)

여기서, P_ij는 다음과 같이 주어진 안테나당 평균 송신력이다.

(19)

그리고, S_ij(t)는 j^번째 그룹 내의 i^번째 송신 안테나에 대한 전력 스펙트럼 밀도이다. 일 실시예에서, (19)의 전력 스펙트럼 밀도는 에러율 또는 처리량 성능을 최적화시키기 위해 모든 안테나에 대해 설계된다.

제안된 방법의 성능에 관한 일부 직관력을 얻기 위해, 주어진 통신 가능 구역에 400 개의 DIDO 분배형 안테나들이 있고, DIDO 시스템들에 걸쳐 제공된 무선 인터넷 서비스에 가입한 400 개의 클라이언트들이 있다고 고려한다. 모든 인터넷이 완전하게 이용 가능하도록 항상 연결될 가능성은 없다. 가정한 바와 같이, 10 %의 클라이언트들은 주어진 시간에서 무선 인터넷 연결을 사용하여 활성화될 수 있다. 그 후, 400 개의 DIDO 안테나들은 N_a=40 개의 안테나들 각각의 N_g=10 개의 그룹으로 나뉠 수 있고, 모든 그룹은 듀티 팩터 DF=0.1로 주어진 시간에서 K=40 개의 활성 클라이언트들을 제공한다. 이러한 송신 기법으로부터의 SNR 이득은 모든 DIDO 안테나들로부터 10dB 부가 송신 전력에 의해 제공된 G_dB=10log₁₀(1/DF)=10dB이다. 그러나, 관측한 바와 같이, 안테나당 평균 송신력은 일정하고 MPE 한도 내에 있게 된다.

도 25는 미국 특허 제7,636,381호에서 종래의 고유 모드 선택에 대한 안테나 그룹화와 상기의 전력 제어의 (언코딩된) SER 성능을 비교한다. 모든 기법은 4 개의 클라이언트들과 함께 BD 프리코딩을 사용하고, 각각의 클라이언트는 단일 안테나가 갖추어진다. SNR은 잡음 전력에 대한 송신 안테나당 전력 비율을 의미한다(즉, 안테나 송신당 SNR). DIDO 4x4로 나타낸 곡선은 4 개의 송신 안테나 및 BD 프리코딩을 가정한다. 정사각형을 가진 곡선은 고유 모드 선택을 가진 BD 및 2 개의 추가 송신 안테나들을 가진 SER 성능을 나타내고, 종래의 BD 프리코딩에 대해 (1% SER 타겟에서) 10dB SNR 이득을 제공한다. 안테나 그룹화 및 DF=1/10을 가진 전력 제어는 마찬가지로 동일 SER 타겟에서 10dB 이득을 제공한다. 관측한 바와 같이, 고유 모드 선택은 다이버시티 이득으로 인해 SER 곡선의 기울기를 변화시키는 반면, 본 전력 제어 방법은 증가된 평균 송신 전력으로 인해 SER 곡선을 좌측으로 이동시킨다(기울기를 동일하게 유지시킴). 비교를 위해, 큰 듀티 팩터(duty factor) DF=1/50를 가진 SER은 DF=1/10에 비해 부가적인 7dB 이득을 제공하기 위해 나타낸다.

특히, 본 전력 제어는 종래의 고유 모드 선택 방법보다 낮은 복잡성을 가질 수 있다. 사실, 모든 그룹의 안테나 ID는 룩업 테이블들(lookup tables)을 통하여 DIDO 안테나들 및 클라이언트들 중에서 사전 연산되고 공유될 수 있고, 그 결과 단지 K 채널 추정치는 주어진 시간에서 필요하게 된다. 고유 모드 선택에 있어서, (K+2) 채널 추정치는 연산되고, 부가 연산된 처리는 모든 클라이언트들에 대해 주어진 시간에서 SER을 최소화시키는 고유 모드를 선택하기 위해 요구된다.

다음으로, 일부 특정 시나리오들에서 CSI 피드백 오버헤드를 감소하기 위해 DIDO 안테나 그룹화를 포함하는 또 다른 방법을 기술한다. 도 26a는 하나의 시나리오를 도시하고, 여기서 클라이언트들(점들)은 다수의 DIDO 분배형 안테나들(십자형)에 의해 커버될 수 있는 하나의 영역에서 임의로 퍼지게 된다. 모든 송수신 무선 링크에 대한 평균 전력은 다음과 같이 연산될 수 있다.

(20)

여기서 H는 DIDO BTS에서 이용 가능한 채널 추정 행렬이다.

도 26a-c의 행렬들(A)은 1000 개의 예들에 대해 채널 행렬들을 평균화함으로써, 숫자로 표시되어 얻어진다. 2 개의 대안 시나리오들은 도 26b 및 도 26c 각각에서 나타나고, 클라이언트들은 DIDO 안테나들의 서브셋 주위에서 함께 그룹화되고, 멀리 떨어져 위치한 DIDO 안테나들로부터 무시할 정도의 전력을 수신한다. 예를 들면, 도 26b는 블록 대각화 행렬(A)를 제공하는 안테나들의 2 개의 그룹을 보여준다. 하나의 극단적인 시나리오는 모든 클라이언트가 하나의 송신기에만 매우 근접하게 위치하고, 송신기들은 서로 멀러 떨어져서 다른 모든 DIDO 안테나들로부터의 전력이 무시할 정도가 되는 경우이다. 이러한 경우에, DIDO 링크는 다수의 SISO 링크에서 악화되고, A는 도 26c와 같이 대각 행렬이다.

상기의 3 개의 모든 시나리오들에서, BD 프리코딩은 DIDO 안테나들과 클라이언트들 사이의 무선 링크들에 대해 서로 다른 전력 레벨을 해결하기 위해 역동적으로 프리코딩 가중치들을 조정한다. 그러나, DIDO 클러스터 내의 다수의 그룹들을 식별하고, 각 그룹 내에서 DIDO 프리코딩만을 동작시키는 것이 편리하다. 제안된 그룹화 방법은 다음의 이점을 제공한다:

● 연산 이득: DIDO 프리코딩은 클러스터의 모든 그룹 내에서만 연산된다. 예를 들면, BD 프리코딩이 사용되는 경우, 특이 값 분해(SVD)는 복잡성 O(n³)을 가지고, 여기서 n은 채널 행렬(H)의 최소 크기이다. H가 블록 대각화 행렬로 감소될 경우, SVD는 복잡성이 줄어든 모든 블럭에 대해 연산된다. 사실, 채널 행렬이 크기 n₁ 및 n₂를 가진 2 개의 블록 행렬들로 나눠져 n=n₁+n₂가 되는 경우, SVD의 복잡성은 단지 O(n₁ ³)+O(n₂ ³)<O(n³)이다. 극단적인 경우에서, H가 대각화 행렬인 경우, DIDO 링크는 다수의 SISO 링크들로 감소되고 어떠한 SVD 계산도 필요하지 않게 된다.

● 감소된 CSI 피드백 오버헤드: DIDO 안테나들 및 클라이언트들이 그룹들로 나뉠 시에, 일 실시예에서, CSI는 동일 그룹 내에서 단지 클라이언트들로부터 안테나들로 연산된다. TDD 시스템들에서, 채널 가역성을 생각해 보면, 안테나 그룹화는 채널 행렬(H)을 연산하기 위해 채널 추정치의 수를 감소시킨다. CSI가 무선 링크에 상에 다시 공급되는 FDD 시스템들에서, 안테나 그룹화는 DIDO 안테나들과 클라이언트들 간의 무선 링크 상에서 CSI 피드백 오버헤드를 더 감소시킨다.

DIDO 업링크 채널에 대한 다수의 접속 기술들

본 발명의 일 실시예에서, 서로 다른 다수의 기술들은 DIDO 업링크 채널에 대해 정의된다. 이러한 기술들은 업링크 상에서 클라이언트들로부터 DIDO 안테나들로 데이터 스트림들을 전송하거나 CSI를 피드백하기 위해 사용될 수 있다. 이하에서, 피드백 CSI 및 데이터 스트림들을 업링크 스트림들이라 한다.

● 다수의-입력 다수의-출력(MIMO): 업링크 스트림들은 개방 루프 MIMO 멀티플레싱 기법을 통해 클라이언트로부터 DIDO 안테나들로 전송된다. 이러한 방법은 모든 클라이언트들이 시간/주파수 동기화가 된다고 가정하자. 일 실시예에서, 클라이언트들 사이의 동기화는 다운링크로부터 트레이닝을 통해 달성되고 모든 DIDO 안테나들은 동일한 시간/주파수 기준 클럭으로 잠긴다고 하자. 특히, 서로 다른 클라이언트들에서 지연 속도의 변화는 MIMO 업링크 기법의 성능에 영향을 미치는 서로 다른 클라이언트들의 클럭들 사이에서 지터(jitter)를 발생시킬 수 있다. 클라이언트들이 MIMO 멀티플레싱 기법을 통해 업링크 스트림들을 전송한 후에, 수신 DIDO 안테나들은 공동-채널 간섭(co-channel interference)을 해제하고 업링크 스트림들 각각을 복조하기 위해 비-선형(즉, 최대 우도(likelihood), ML) 또는 선형(즉, 제로-포싱(zeros-forcing), 최소 평균 제곱 오차(minimum mean squared error)) 수신기를 사용할 수 있다.

● 시분할 다중 접속(TDMA): 서로 다른 클라이언트들은 서로 다른 시간 슬롯에 할당된다. 모든 클라이언트는 그의 업링크 스트림을 전송하되, 그의 시간 슬롯이 이용 가능할 경우에 그러하다.

● 주파수 분할 다중 접속(FDMA): 서로 다른 클라이언트들은 서로 다른 캐리어 주파수에 할당된다. 멀티캐리어(OFDM) 시스템들에서, 톤들의 서브셋들은 동시에 업링크 스트림들을 전송하는 서로 다른 클라이언트들에 할당됨으로써, 지연 편차를 감소킨다.

● 코드 분할 다중 접속(CDMA): 모든 클라이언트는 서로 다른 유사랜덤 시퀀스(pseudo-random sequence)에 할당되고 클라이언트들에 걸친 직교성(orthogonality)은 코드 도메인에 달성된다.

본 발명의 일 실시예에서, 클라이언트들은 DIDO 안테나들보다 매우 작은 전력으로 전송되는 무선 디바이스들이다. 이러한 경우에서, DIDO BTS는 업링크 SNR 정보에 기반한 클라이언트 서브-그룹들을 정의하고, 그 결과 서브-그룹에 걸친 간섭은 최소화된다. 모든 서브-그룹 내에서, 상기 다수의 접속 기술들은 시간, 주파수, 공간 또는 코드 도메인에서 직교 채널들을 생성하기 위해 사용되고, 이로 인해, 서로 다른 클라이언트들에 걸친 업링크 간섭을 피한다.

또 다른 실시예에서, 상술된 업링크 다수의 접속 기술들은 DIDO 클러스터 내의 서로 다른 클라이언트 그룹들을 정의하기 위해, 이전의 섹션에서 존재하는 안테나 그룹화 방법과 결합하여 사용된다.

DIDO 멀티캐리어 시스템들에서 링크 적응화에 대한 시스템 및 방법

무선 채널들의 시간, 주파수 및 공간 선택도를 사용하는 DIDO 시스템들용 링크 적응화 방법들은 미국 특하 제7,636,381호에 정의된다. 이하에서는 무선 채널들의 시간/주파수 선택도를 사용하는 멀티캐리어(OFDM) DIDO 시스템들에서 링크 적응화에 대한 본 발명의 실시예들을 기술한다.

[9]에서 살레-바렌주엘라 모델(Saleh-Valenzuela model) 또는 기하급수적으로 감소되는 전력 지연 프로파일(power delay profile, PDP)에 따른 레일레이 페이딩 채널들(Rayleigh fading channels)을 시뮬레이션한다.

간단하게 보면, 다음과 같이 정의된 다중 경로(multipath)(PDP)를 가진 단일-클러스터 채널을 가정한다.

(21)

여기서, n=0,…,L-1은 채널 탭(channel tap)의 인덱스이고, L은 채널 탭들의 수이며, 그리고 β=1/σ_DS는 PDP 지수이고, 상기 PDP 지수는 채널 지연 확산(channel delay spread)(σ_DS)에 반비례하는 채널 가간섭성 대역폭(channel coherence bandwidth)의 인디케이터이다. 낮은 값의 β는 주파수-플랫 채널들(frequency-flat channels)을 제공하는 반면, 높은 값의 β는 주파수 선택 채널들을 만들어 낸다. (21)의 PDP는 모든 L 채널 탭들에 대한 총 평균 전력이 통합되도록 표준화된다.

(22)

도 27은 DIDO 2x2 시스템들에 대한 지연 도메인 또는 즉각적인 PDP(상부 도면) 및 주파수 도메인(하부 도면)에 걸친 낮은 주파수 선택 채널들(β=1이라 함)의 진폭을 도시한다. 제 1 가입은 클라이언트를 제 2 가입은 송신 안테나를 나타낸다. 고주파 선택 채널들(β=0.1을 이용)은 도 28에 도시된다.

다음으로, 주파수 선택 채널들의 DIDO 프리코딩의 성능을 연구하였다. (2)의 조건을 만족하는 신호 모델이 (1)이라 하면, BD를 통해 DIDO 프리코딩 가중치들을 연산한다. 다음과 같은 (2)의 조건을 가진 (5)의 DIDO 수신 신호 모델을 새로 만들었다

(23)

H_ek =H_kW_k는 사용자(k)에 대한 유효 채널 행렬이다. DIDO 2x2에 있어서, 클라이언트당 단일 안테나를 이용하여, 유효 채널 행렬은 도 28의 고주파 선택도(예를 들면, β=0.1을 이용)에 의해 특징이 지어진 채널들에 대해 도 29에 도시된 주파수 응답으로 하나의 값으로 감소된다. 도 29의 연속선은 클라이언트 1을 의미하고, 반면에서, 점선은 클라이언트 2를 의미한다. 도 29의 채널 품질 메트릭에 기반하여, 변화하는 채널 조건에 따라 달라지는, 역동적으로 MCS를 조정하는 시간/주파수 도메인 링크 적응화(LA) 방법을 정의한다.

AWGN 및 레일레이 페이딩 SISO 채널들에서 서로 다른 MCS의 성능을 평가함으로써 시작된다. 간단하게 보면, FEC 코딩은 없지만, 다음의 LA 방법이 FEC를 포함하는 시스템들로 확장될 수 있다고 가정한다.

도 30은 서로 다른 QAM 기법(즉, 4-QAM, 16-QAM, 64-QAM)에 대해 SER을 도시한다. 일반적으로 손실 없이, 언코딩된 시스템들에 대해 타겟 SER이 1%라 하자. 상기 타겟 SER을 AWGN 채널에 만족시키기 위한 SNR 임계치들은 3 개의 변조 기법 각각에 대해 8dB, 15.5dB 및 22dB이다.

레일레이 페이딩 채널들에서, 공지된 바와 같이 상기의 변조 기법의 SER 성능은 AWGN [13]보다 형편없고, SNR 임계치들은 18.6dB, 27.3dB 및 34.1dB 각각이다. 관측한 바와 같이, DIDO 프리코딩은 다중 사용자 다운링크 채널을 병렬 SISO 링크들의 셋트로 변형시킨다. 이로써, SISO 시스템들에 대한 도 30에서와 동일한 SNR 임계치들은 클라이언트-바이(by)-클라이언트 기반에 의한 DIDO 시스템들을 위해 유지된다. 게다가, 즉각적인 LA가 실행되는 경우, AWGN 채널들의 임계치들이 사용된다.

DIDO 시스템들에 대해 제안된 LA 방법의 핵심 아이디어는 채널이 시간 도메인 또는 주파수 도메인(도 28에 도시)에서 딥 페이드(deep fades)를 겪어 링크 강화를 제공할 시에 저 MCS 순서를 사용하는 것이다. 이와 반대로, 채널이 큰 이득에 의해 특징이 지어질 시에, LA 방법은 스펙트럼 효율을 증가시키기 위해, 고 MCS 순서로 스위칭된다. 미국 특허 제7,636,381호에 비해 본 출원의 한가지 기여하는 것은 (23)에서 그리고 도 29에서 메트릭으로서 유효 채널 행렬을 사용하여 적응케 하는 것이다.

LA 방법들의 일반적인 프레임워크는 도 31에 도시되고 다음과 같이 정의된다:

● CSI 추정: 3171에서, DIDO BTS는 모든 사용자들로부터 CSI를 연산한다. 사용자들은 단일 또는 다수의 수신 안테나들로 갖추어질 수 있다.

● DIDO 프리코딩: 3172에서, BTS는 모든 사용자들로부터 DIDO 프리코딩 가중치들을 연산한다. 일 실시예에서, BD는 이러한 가중치를 연산하기 위해 사용된다. 프리코딩 가중치들은 톤-바이-톤(tone-by-tone) 기반에 의해 계산된다.

● 링크 품질 메트릭 계산: 3173에서, BTS는 주파수-도메인 링크 품질 메트릭을 연산한다. OFDM 시스템들에서, 메트릭들은 모든 톤에 대해 CSI 및 DIDO 프리코딩 가중치들로부터 계산된다. 본 발명의 일 실시예에서, 링크 품질 메트릭은 모든 OFDM 톤들에 대한 평균 SNR이다. 이러한 방법을 LA1(평균 SNR 성능에 기반함)로 정의한다. 또 다른 실시예에서, 링크 품질 메트릭은 (23)에서 유효 채널의 주파수 응답이다. 이러한 방법을 LA2(주파수 다이버시티(frequency diversity)를 사용하기 위해 톤-바이-톤 성능에 기반함)로 정의한다. 모든 클라이언트가 단일 안테나를 가지는 경우, 주파수-도메인 유효 채널은 도 29에 도시된다. 클라이언트들이 다수의 수신 안테나들을 가지는 경우, 링크 품질 메트릭은 모든 톤에 대해 유효 채널 행렬의 프로비니어스 놈(Frobenius norm)으로 정의된다. 대안적으로, 다수의 링크 품질 메트릭은 (23)에서 유효 채널 행렬의 특이 값으로서 모든 클라이언트에 대해 정의된다.

● 비트-로딩 알고리즘(bit-loading algorithm): 링크 품질 메트릭에 기반한 3174에서, BTS는 서로 다른 클라이언트들 및 서로 다른 OFDM 톤에 대해 MCS를 판별한다. LA1 방법에 있어서, 동일 MCS는 도 30에서 레일레이 페이딩 채널들을 위한 SNR 임계치들에 기반한 모든 클라이언트들 및 모든 OFDM 톤들에 대해 사용된다. LA2에 있어서, 서로 다른 MCS들은 채널 주파수 다이버시티을 사용하기 위해 서로 다른 OFDM 톤들에 할당된다.

● 프리코딩된 데이터 송신: 3175에서, BTS는 비트-로딩 알고리즘로부터 얻어진 MCS를 사용하여, DIDO 분배형 안테나들로부터 클라이언트들로 프리코딩된 데이터 스트림들을 전송한다. 하나의 헤더는 톤이 서로 다른 MCS와 클라이언트들이 통신하기 위해 프리코딩된 데이터에 부착된다. 예를 들면, 8 개의 MCS들이 이용 가능하고 OFDM 심볼이 N=64 톤으로 정의되는 경우, log₂(8)*N=192 비트는 모든 클라이언트와 현재 MCS가 통신하도록 하는데 필요하다. 4-QAM(2 비트/심볼 스펙트럼 효율)이 이러한 비트를 심볼에 맵핑시키기 위해 사용된다고 하면, 단지 192/2/N=1.5 OFDM 심볼은 MCS 정보를 맵핑시키는데 필요하다. 또 다른 실시예에서, 다수의 서브캐리어들(또는 OFDM 톤들)은 하위 대역으로 그룹화되고, 동일 MCS는 제어 정보로 인해 오버헤드를 감소시키기 위해 동일 하위 대역의 모든 톤들에 할당된다. 게다가, MCS는 채널 이득(가간섭성 시간에 비례함)의 일시적인 변화에 기반하여 조정된다. 고정-무선 채널(낮은 도플러 효과에 의해 특징이 지어짐)에서, MCS는 채널 가간섭성 시간의 모든 부분에 대해 재계산되고, 이로 인해, 제어 정보에 필요한 오버헤드를 감소시킨다.

도 32는 상술된 LA 방법의 SER 성능을 도시한다. 비교를 위해, 레일레이 페이딩 채널들에서 SER 성능은 사용된 3 개의 QAM 기법 각각에 대해 도시된다. LA2 방법은 주파수 도메인에서 유효 채널의 변동에 MCS를 맞추고, 이로 인해, 스펙트럼 효율의 1.8bps/Hz 이득을 LA1에 비해 낮은 SNR(즉, SNR=20dB) 및 SNR(SNR > 35dB인 경우)에서의 15dB 이득을 제공한다.

멀티캐리어 시스템들에서 DIDO 프리코딩 보간을 위한 시스템 및 방법

DIDO 시스템들의 연산 복잡성은 중앙 프로세서 또는 BTS에서 대부분 국부화된다. 대부분의 비싼 연산 동작은 모든 클라이언트들의 CSI로부터 모든 클라이언트들에 대한 프리코딩 가중치들을 계산한다. BD 프리코딩이 사용될 시에, BTS는 시스템에서 클라이언트들의 수만큼 많은 특이 값 분해(SVD) 동작을 실행하여야 한다. 복잡성을 줄이기 위한 하나의 방식은 병렬 처리를 통한 것이며, 이때 SVD는 모든 클라이언트에 대해 별개의 프로세서에 관해 연산된다.

멀티캐리어 DIDO 시스템들에서, 각각의 서브캐리어는 플랫 페이딩 채널을 겪고, SVD는 모든 서브캐리어에 대한 모든 클라이언트를 위해 실행된다. 분명하게, 시스템의 복잡성은 서브캐리어의 수와 선형적으로 증가된다. 예를 들면, 1MHz 신호 대역폭을 가진 OFDM 시스템들에서, 주기적 전치 부호(cyclic prefix)(L₀)는, 큰 지연 확산 [3]을 가진 실외 도심의 마크로셀 환경에서 심볼 간의 간섭을 피하기 위해 적어도 8 개의 채널 탭들(taps)(즉, 8 마이크로초 기간)을 가져야 한다. OFDM 심볼을 발생시키기 위해 사용된 고속 푸리에 변환(FFT)의 크기(NFFT)는 데이터율의 손실을 줄이기 위해 다수의 L₀로 통상적으로 설정된다. NFFT=64인 경우, 시스템의 유효 스펙트럼 효율은 팩터 N_FFT/(N_FFT+L₀) = 89%에 의해 제한된다. NFFT의 보다 큰 값은 DIDO 프리코더에서 보다 높은 연산 복잡성을 잃어가면서, 보다 높은 스펙트럼 효율을 제공한다.

DIDO 프리코더에서의 연산 복잡성을 줄이기 위한 하나의 방식은 톤의 서브셋(파일롯 톤이라 함)에 대한 SVD 동작을 실행하여, 보간을 통해 남아있는 톤들에 대한 프리코딩 가중치들을 얻는 것이다. 가중치 보간은 클라이언트 간의 간섭을 초래하는 하나의 에러 소스(source of error)이다. 일 실시예에서, 최적의 가중치 보간 기술들은 클라이언트 간의 간섭을 줄이기 위해 사용되고, 멀티캐리어 시스템들에서 개선된 에러율 성능 및 낮은 연산 복잡성을 제공한다. M 개의 송신 안테나들, U 개의 클라이언트들 및 클라이언트당 N 개의 수신 안테나들을 가진 DIDO 시스템들에서, 다른 클라이언트들(u)에 제로 간섭을 보장하는 k^번째 클라이언트(W_k)의 프리코딩 가중치들에 대한 조건은 다음과 같이 (2)로부터 도출된다.

이때

(24)

여기서, H_u는 시스템에서 다른 DIDO 클라이언트들에 대응하는 채널 행렬들이다.

본 발명의 일 실시예에서, 가중치 보간 방법의 목적 함수(objective function)로 다음과 같이 정의된다.

(25)

여기서, θ_k는 사용자(k)에 대해 최적화되는 파라미터의 세트이고,

는 가중치 보간 행렬이며, 그리고

는 행렬의 프로비니어스 놈을 나타낸다. 최적화된 문제점은 다음과 같이 형성된다.

(26)

여기서, Θ_k는 최적화된 문제점의 실현 가능한 세트이고, θ_k,opt는 최적의 해결책이다.

(25)의 목적 함수는 하나의 OFDM 톤을 위해 정의된다. 본 발명의 또 다른 실시예에서, 목적 함수는 보간되는 OFDM 톤 모두에 대한 행렬들의 (25)에서 프로비니어스 놈의 선형 결합으로서 정의된다. 또 다른 실시예에서, OFDM 스펙트럼은 톤의 서브셋들로 나뉘어 지고, 최적의 해결책은 다음과 같이 주어진다.

(27)

여기서, n은 OFDM 톤 인덱스이고, A는 톤의 서브셋이다.

(25)에서의 가중치 보간 행렬(weight interpolation matrix)(W_k(θ_k))는 파라미터 세트(θ_k) 함수로 표시된다. 최적의 세트는 (26) 또는 (27)에 따라 판별되면, 최적의 가중치 행렬이 연산된다. 본 발명의 일 실시예에서, 주어진 OFDM 톤(n)의 가중치 보간 행렬은 파일럿 톤들의 가중치 행렬들의 선형 결합으로 정의된다. 단일 클라이언트를 가진 빔형성 시스템들에 대한 가중치 보간 함수의 일 예는 [11]에서 정의된다. DIDO 다중-클라이언트 시스템들d에서, 가중치 보간 행렬을 다음과 같이 쓴다.

(28)

여기서, 0≤ l ≤ (L₀-1), L₀는 파일럿 톤들의 수이고, c_n=(n-1)/N₀이며, N₀=N_FFT/L₀이다. 그 후, (28)의 가중치 행렬은 표준화되고, 그 결과 모든 안테나로부터 통합된 전력 송신을 보장하기 위해

이 된다. N=1(클라이언트당 단일 수신 안테나)인 경우, (28)의 행렬은 그의 놈에 대해 표준화되는 벡터가 된다. 본 발명의 일 실시예에서, 파일럿 톤들은 OFDM 톤의 범위 내에서 균일하게 선택된다. 또 다른 실시예에서, 파일럿 톤들은 보간 에러를 최소화하기 위해, CSI에 기반하여 적합하게 선택된다.

관측한 바와 같이, 이러한 특허 출원에서 제안된 것에 대해 [11]에서의 시스템 및 방법의 하나의 핵심적인 차이점은 목적 함수라는 점이다. 특히, [11]의 시스템들이 다수의 송신 안테나들 및 단일 클라이언트라 하면, 이에 대해 관련된 방법은 클라이언트를 위한 수신 SNR을 최대화시키도록 채널과 프리코딩 가중치와의 곱을 최대화시키기 위해 설계된다. 그러나, 이러한 방법은 다중-클라이언트 시나리오들에서 작동하지 않는데, 이는 보간 에러로 인해 클라이언트 간의 간섭을 제공하기 때문이다. 이와 달리, 본 방법은 클라이언트 간의 간섭을 최소화시키기 위해 설계되고, 이로 인해, 모든 클라이언트들에 대한 에러율 성능을 개선시킬 수 있다.

도 33은 DIDO 2x2 시스템들에 대한 OFDM 톤 인덱스의 함수로서, (28)에서의 행렬 엔트리를 도시하고, 이때 N_FFT=64이고 L₀=8이다. 채널 PDP는 β=1인 (21)인 모델에 따라 발생되고, 채널은 단지 8 개의 채널 탭들로 구성된다. 관측된 바와 같이, L₀은 채널 탭들의 수보다 크도록 선택되어야 한다. 도 33의 실선은 이상적인 함수를 나타내는 반면, 점선은 보간 함수이다. 보간 가중치는 (28)의 정의에 따라 파일럿 톤에 대해 이상적인 것과 일치한다. 남아있는 톤들에 대해 연산된 가중치는 단지 추정 에러로 인해 이상적인 경우에 근접하다.

가중치 보간 방법를 실행하기 위한 하나의 방식은 (26)에서의 실현 가능한 셋트(Θ_k)에 대한 철저한 조사를 통하는 것이다. 상기 조사의 복잡성을 줄이기 위해, 실현 가능한 세트를 P 값으로 균일하게 정량화하되, 범위 [0,2π]로 정량화한다. 도 34는 L₀=8, M=N_t=2 개의 송신 안테나들 및 가변 수인 P에 대한 SER 대 SNR을 도시한다. 양자화 레벨(quantization levels)의 수가 증가됨에 따라서, SER 성능은 개선된다. 관측된 바와 같이, P=10인 경우는 조사 수가 감소됨으로 인해, 연산 복잡성이 매우 낮도록 P=100인 성능에 이른다.

도 35는 서로 다른 DIDO 순서 및 L₀=16에 대한 보간 방법의 SER 성능을 도시한다. 클라이언트들의 수가 송신 안테나들의 수와 동일하다고 하고, 모든 클라이언트에는 단일 안테나가 갖추어져 있다고 하자. 클라이언트들의 수가 증가됨에 따라서, SER 성능은 가중치 보간 에러에 의해 생성된 클라이언트 간의 간섭을 증가시킴으로 인해 저하되다.

본 발명의 또 다른 실시예에서, (28) 것과는 다른 가중치 보간 함수가 사용된다. 예를 들면, 선형 예측 자기 회귀 모델(linear prediction autoregressive models)[12]은 채널 주파수 상관 관계의 추정에 기반하여, 서로 다른 OFDM 톤들에 걸쳐 가중치를 보간하기 위해 사용될 수 있다.

참조문

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II. 본 출원의 개시물

이하에 개시된 것은 주어진 사용자들에게 무선 링크들을 생성하면서, 다른 사용자들에게 간섭을 억제하기 위해 연동적으로 동작하는 복수의 분배형 송신 안테나들을 사용한 무선 라디오 주파수 (RF) 통신 시스템 및 방법이다. 서로 다른 송신 안테나들에 대한 조정(coordination)은 사용자-클러스터링을 통하여 가능해진다. 사용자 클러스터는 송신 안테나들의 서브셋이고, 상기 송신 안테나들의 신호는 주어진 사용자(즉, 잡음 또는 간섭 레벨 상의 수신된 신호 강도)에 의해 신뢰성있게 검출될 수 있다. 시스템에서 모든 사용자는 그 자신의 사용자-클러스터를 정의한다. 동일 사용자-클러스터 내의 송신 안테나들에 의해 전송된 파형은 타켓 사용자의 위치에서의 RF 에너지를 생성하기 위해, 그리고 이러한 안테나들에 의해 도달할 수 있는 다른 사용자의 위치에서의 제로 RF 간섭의 지점을 생성하기 위해 시종 일관하여 결합된다.

한 명의 사용자-클러스터 내의 M 개의 송신 안테나들을 가진 시스템 및 이러한 M 개의 안테나들에 의해 이를 수 있는 K 명의 사용자를 고려해 보자. 이때 K≤M이다. 송신기가 M 개의 송신 안테나들과 K 명의 사용자 사이에서 CSI

를 인식한다고 하자. 간단하게 하기 위해, 모든 사용자가 단일 안테나를 갖춘다고 하지만, 이와 동일한 방법은 사용자당 다수의 수신 안테나들로 확장될 수 있다. M 개의 송신 안테나들로부터 K 명의 사용자들까지 채널 벡터

들 결합함으로써 얻어진 채널 행렬(H)을 다음과 같이 고려해보자.

사용자 k 명에게 RF 에너지를 생성하고, 다른 K-1 명의 모든 사용자에게는 제로 RF 에너지를 생성하는 프리코딩 가중치들

은 다음 조건을 만족시키기 위해 연산된다.

여기서,

는 k-번째 행렬(H) 행을 제거함으로 얻어진 사용자 k 명의 유효 채널 행렬이고, 0^Kx1은 모든 제로 엔트리를 갖는 벡터이다.

일 실시예에서, 무선 시스템은 DIDO 시스템이고, 사용자 클러스터링은 타겟 사용자에게 무선 통신 링크를 생성하면서, 사용자-클러스터 내에 위치한 안테나들에 의해 이를 수 있는 다른 사용자에게 간섭을 해제하기 위해 사용된다. 미국 출원 번호인 12/630,627에서, DIDO 시스템는 다음을 포함하여 기술한다:

● DIDO 클라이언트들: 하나 또는 다수의 안테나들이 갖추어진 사용자 단말기;

● DIDO 분배형 안테나들: 프리코딩된 데이터 스트림들을 다수의 사용자들에게 전송하기 위해 연동적으로 동작하여 사용자 간의 간섭을 억제하는 송수신기 스테이션들;

● DIDO 베이스 송수신기 스테이션들(BTS): DIDO 분배형 안테나들에게 프리코딩된 파형을 발생시키는 중앙 프로세서;

● DIDO 베이스 스테이션 네트워크(BSN): BTS와 DIDO 분배형 안테나들을 연결시키거나 다른 BTS들을 연결시키는 유선 백홀(wired backhaul).

DIDO 분배형 안테나들은 BTS들 또는 DIDO 클라이언트들의 위치에 대해 이들의 공간적인 분포에 따라 서로 다른 서브셋들로 그룹화된다. 도 36에 도시된 바와 같이, 3 개의 유형의 클러스터들을 정의한다:

● 슈퍼-클러스터 3640: 이는 모든 BTS들과 각각의 사용자 간의 라운드 트립 지연 편차()가 DIDO 프리코딩 루프의 통제 내에 있도록 하나 또는 다수의 BTS들에 연결된 DIDO 분배형 안테나들의 세트이다;

● DIDO-클러스터 3641: 이는 동일한 BTS에 연결된 DIDO 분배형 안테나들의 세트이다. 슈퍼-클러스터가 단지 하나의 BTS를 포함할 시에, 그의 정의는 DIDO-클러스터와 일치한다;

● 사용자-클러스터 3642: 이는 주어진 사용자에게 프리코딩된 데이터를 연동적으로 전송하는 DIDO 분배형 안테나들의 세트이다.

예를 들면, BTS들은 BSN을 통해 DIDO 분배형 안테나들에, 그리고 다른 BTS들에 연결되는 국부적인 허브들(local hubs)이다. BSN은 DSL(digital subscriber lines), ADSL, VDSL [6], 케이블 모뎀들, 섬유 링들, T1 라인들, 하이브리드 섬유 동축(HFC) 네트워크들, 및/또는 고정 무선(예를 들면, WiFi)을 포함하지만 이에 제한되지 않은 다양한 네트워크 기술에 포함될 수 있다. 동일한 슈퍼-클러스터 내의 모든 BTS들은 라운드 트립 지연 편차가 DIDO 프리코딩 루프 내에 있도록 BSN을 통하여 DIDO 프리코딩에 관한 정보를 공유한다.

도 37에서, 점은 DIDO 분배형 안테나들을 나타내고, 십자형은 사용자들이며, 그리고 점선은 사용자들을 위한 사용자-클러스터들(U1 및 U8) 각각을 나타낸다. 이하에서 개시된 방법은 타겟 사용자(U1)에게 통신 링크를 생성하면서, 사용자-클러스터의 내부 또는 외부에 있는 다른 사용자(U2-U8)에게는 제로 RF 에너지의 지점을 생성하기 위해 설계된다.

유사한 방법을 [5]에서 제안하였고, 제로 RF 에너지의 지점은 DIDO 클러스터들 간의 중첩 영역(overlapping regions)에서 간섭을 제거하기 위해 생성된다. 추가 안테나들은 DIDO 클러스터 내에서 클라이언트들에게 신호를 전송하면서, 클러스터 간의 간섭을 억제하는데 필요하다. 본 출원에서 제안된 방법의 일 실시예는 DIDO-클러스터 간의 간섭을 제거하기 위해 시도되지 않는 것이다; 오히려, 클러스터가 클라이언트(즉, 사용자-클러스터)에게 묶여 있고, 어떠한 간섭도 근방의 다른 클라이언트에게 발생되지 않는다는 것(또는 무시할 정도의 간섭)을 보장한다고 하자.

제안된 방법과 결합되는 하나의 아이디어는 사용자-클러스터로부터 충분히 먼 사용자가 큰 경로 손실로 인해 송신 안테나들로부터 복사에 의해 영향을 받지않는다는 것이다. 사용자-클러스터에 근접하거나 상기 사용자-클러스터 내에 있는 사용자들은 프리코딩으로 인해 간섭이 없는 신호를 수신한다. 게다가, 부가 송신 안테나들은 조건 K≤M이 만족하도록 사용자-클러스터에 부가될 수 있다(도 37에 도시됨)

사용자 클러스터링을 사용하는 방법의 일 실시예는 다음 단계로 구성된다:

a. 링크 품질 측정: 모든 DIDO 분배형 안테나 및 모든 사용자 간의 링크 품질은 BTS에게 보고한다. 링크 품질 메트릭은 신호-대-잡음비(SNR) 또는 신호-대-간섭-플러스-잡음비(SINR)로 구성된다. 일 실시예에서, DIDO 분배형 안테나들은 트레이닝 신호를 전송하고, 사용자들은 상기 트레이닝 신호에 기반하여 수신된 신호 품질을 추정한다. 트레이닝 신호는 시간, 주파수 또는 코드 도메인에 직교하도록 설계되고, 그 결과 사용자들은 서로 다른 송신기들에 대해 구별할 수 있다. 대안적으로, DIDO 안테나들은 하나의 특정 주파수(즉, 비콘 채널(beacon channel))에서 협대역 신호(즉, 단일 톤)를 전송하고, 사용자들은 그 비콘 신호에 기반하여 링크 품질을 추정한다. 하나의 임계치는 도 38a에 도시된 바와 같이, 데이터를 성공적으로 복조하기 위해 잡음 레벨 상에서 최소 신호 진폭(또는 전력)으로 정의된다. 이러한 임계치 미만의 링크 품질 메트릭 값은 제로라고 하자. 링크 품질 메트릭은 한정된 수으 비트에 대해 양자화되고, 송신기로 다시 공급된다.

서로 다른 실시예에서, 트레이닝 신호 또는 비콘은 사용자로부터 전송되고, 링크 품질은 업링크(UL) 경로 손실과 다운링크(DL) 경로 손실 간의 가역성을 가정하고 DIDO 송신 안테나들(도 38b와 같음)에서 추정된다. 특히 경로 손실 가역성은 UL 및 DL 주파수 대역들이 상대적으로 가까워질 시에, 시분할 복신(time division duplexing, TDD) 시스템들(동일 주파수에서의 UL 및 DL 채널들을 가짐) 및 주파수 분할 복신(frequency division duplexing, FDD) 시스템들에서 현실적 가정(realistic assumption)이다.

링크 품질 메트릭에 관한 정보는 도 37에 도시된 바와 같이 BSN을 통하여 서로 다른 BTS에 걸쳐 공유되고, 그 결과 모든 BTS들은 서로 다른 DIDO 클러스터들에 걸친 모든 안테나/사용자 연결 간의 링크 품질을 파악한다.

b. 사용자-클러스터들의 정의: DIDO 클러스터들에서 모든 무선 링크의 링크 품질 메트릭들은 BSN을 통해 모든 BTS들에 걸쳐 공유된 링크 품질 행렬에 대한 엔트리이다. 도 37의 시나리오에 대한 링크 품질 행렬의 일 예는 도 39에 도시된다.

링크 품질 행렬은 사용자 클러스터들을 정의하기 위해 사용된다. 예를 들면, 도 39는 사용자(U8)를 위한 사용자 클러스터의 선택을 도시한다. 사용자(U8)에 대한 비-제로 링크 품질 메트릭들을 가진 송신기들(즉, 활성 송신기들)의 서브셋은 우선 식별된다. 이러한 송신기들은 사용자(U8)를 위한 사용자-클러스터가 있게 한다. 그 후, 사용자-클러스터 내의 송신기로부터 다른 사용자로의 비-제로 엔트리를 포함한 서브-행렬은 선택된다. 특히, 링크 품질 메트릭들이 사용자 클러스터를 선택하기 위해 단지 사용되기 때문에, 링크 품질 메트릭들은 단지 2 개의 비트들로 정량화될 수 있고(즉, 도 38에서 임계치들 초과 또는 미만의 상태를 식별하기 위함), 이로 인해, 피드백 오버헤드를 감소시킨다.

또 다른 예는 사용자(U1)에 대하여 도 40에 도시된다. 이 경우에, 활성 송신기 의 수는 서브-행렬의 사용자의 수보다 작고, 이로 인해, 조건 K≤M을 위반한다. 그러므로, 하나 이상의 열들은 상기 조건을 만족시키기 위해 서브-행렬에 부가된다. 송신기의 수가 사용자의 수를 초과하는 경우, 초과 안테나들은 다이버시티 방식(즉, 안테나 또는 고유 모드 선택)을 위해 사용될 수 있다.

또 다른 예는 사용자(U4)에 대하여 도 41에 도시된다. 관측된 바와 같이, 서브-행렬은 2 개의 서브-행렬들의 조합으로 얻어질 수 있다.

c. BTS들로의 CSI 보고: 사용자 클러스터들이 선택되면, 사용자-클러스터 내의 모든 송신기로부터 이러한 송신기에 의해 이르는 모든 사용자까지의 CSI는 모든 BTS들에 대해 이용 가능해진다. CSI 정보는 BSN을 통해 모든 BTS들을 걸쳐 공유된다. TDD 시스템들에서, UL/DL 채널 가역성은 UL 채널 상의 트레이닝으로부터 CSI를 얻기 위해 사용될 수 있다. FDD 시스템들에서, 모든 사용자로부터 BTS들로의 피드백 채널들이 필요하다. 피드백의 양을 감소시키기 위해, 단지 링크 품질 행렬의 비-제로 엔트리에 대응하는 CSI가 다시 공급된다.

d. DIDO 프리코딩: 최종적으로, DIDO 프리코딩은 서로 다른 사용자 클러스터들(예를 들면, 관련 미국 특허 출원에 기술되어 있음)에 대응하는 모든 CSI 서브-행렬에 적용된다.

일 실시예에서, 유효 채널 행렬(

)의 특이 값 분해(SVD)는 연산되고, 사용자(k)에 대한 프리코딩 가중치(w_k)는

의 널 서브스페이스(null subspace)에 대응하는 우 특이 벡터로 정의된다. 대안적으로, M > K이고, SVD가 유효 채널 행렬을

로 분해하는 경우, 사용자(k)에 대한 DIDO 프리코딩 가중치는 다음과 같이 주어진다.

여기서, U_o는

의 널 서브스페이스의 특이 벡터들인 열을 가진 행렬이다.

기본적인 선형 대수를 고려해보면, 관측한 바와 같이, 행렬(

)의 널 서브스페이스에서의 우 특이 벡터는 제로 고유치에 대응하는 C의 고유벡터(eigenvetor)와 같다.

여기서, 유효 채널 행렬은 SVD에 따라

로 분해된다. 그 후에,

의 SVD를 연산하기 위한 하나의 대안은 C의 고유치 분해(eigenvalue decomposition)를 계산하는 것이다. 전력 방법 등의 고유치 분해를 연산하기 위한 여러 개의 방법이 있다. C의 널 서브스페이스에 대응하는 고유벡터에만 관심이 있기 때문에, 반복에 의해 기술된 역승(inverse power) 방법을 사용한다.

여기서, 제 1 반복에서의 벡터(u_i)는 랜덤 벡터이다.

널 서브스페이스의 고유치(λ)가 공지된 경우(즉, 제로), 역승 방법은 수렴하기 위해 단지 한 번의 반복을 필요로 하여, 이로 인해, 연산 복잡성을 감소시킨다. 그 후, 프리코딩 가중치 벡터는 다음과 같이 쓴다.

여기서, u₁은 실수 엔트리가 1인 백터이다(즉, 프리코딩 가중치 벡터는 C^-1의 열의 총합이다.

DIDO 프리코딩 계산은 하나의 역행렬을 필요로 한다. 역행렬, 예를 들면, Strassen의 알고리즘 [1] 또는 Coppersmith-Winograd의 알고리즘 [2,3]의 역행렬의 복잡성을 감소시키기 위한 여러 수치 해법(numerical solution)이 있다. C가 정의에 의해 에르미트(Hermitian) 행렬이기 때문에, 대안적인 해결책은 [4, 섹션 11.4]의 방법에 따라서 그의 실수부 및 허수부로 C를 분해하여 실수 행렬의 역행렬을 연산하는 것이다.

제안된 방법 및 시스템의 또 다른 특징은 재구성능력(reconfigurability)이다. 클라이언트가 도 42와 같이 서로 다른 DIDO 클러스터들에 걸쳐 이동할 시에, 사용자-클러스터는 그의 이동을 따른다. 다시 말해, 송신 안테나들의 서브셋은 끊임없이 업데이트되되, 클라이언트가 그의 위치를 변경하고 유효 채널 행렬(및 해당 리코딩 가중치들)이 재연산될 시에 그러하다.

본원에서 제안된 방법은 도 36의 슈퍼-클러스터 내에 작동하는데, 그 이유는 BSN을 통한 BTS들 간의 링크가 저-지연 편차이어야 되기 때문이다. 서로 다른 슈퍼-클러스터들의 중첩 영역에서의 간섭을 억제하기 위해서, DIDO 클러스터들 간의 간섭 영역들의 제로 RF 에너지의 지점들을 생성하기 위해 초과 안테나들을 사용하는 [5]의 방법을 사용할 수 있다.

주목해야 하는 바와 같이, 용어 "사용자" 및 "클라이언트"는 본원에서 교환적으로 사용된다.

참조문

[1] S. Robinson, "Toward an Optimal Algorithm for Matrix Multiplication", SIAM News, Volume 38, Number 9, November 2005

[2] D. Coppersmith and S. Winograd, "Matrix Multiplication via Arithmetic Progression", J. Symb. Comp. vol.9, p.251-280, 1990

[3] H. Cohn, R. Kleinberg, B. Szegedy, C. Umans, "Group-theoretic Algorithms for Matrix Multiplication", p. 379-388, Nov. 2005

[4] W.H. Press, S.A. Teukolsky, W. T. Vetterling, B.P. Flannery "NUMERICAL RECIPES IN C: THE ART OF SCIENTIFIC COMPUTING", Cambridge University Press, 1992

[5] A. Forenza and S.G.Perlman, "INTERFERENCE MANAGEMENT, HANDOFF, POWER CONTROL AND LINK ADAPTATION IN DISTRIBUTED-INPUT DISTRIBUTED-OUTPUT (DIDO) COMMUNICATION SYSTEMS", Patent Application Serial No. 12/802,988, filed June 16, 2010

[6] Per-Erik Eriksson and Bjorn Odenhammar, "VDSL2: Next important broadband technology", Ericsson Review No. 1, 2006

본 발명의 실시예는 상술된 바와 같이 다양한 단계들을 포함할 수 있다. 단계들은 특정 단계들을 실행하기 위해 일반적인 목적 또는 특별한 목적을 가진 프로세서를 구현하는 기계 실행 가능한 명령어에 포함될 수 있다. 예를 들면, 상술된 베이스 스테이션들/AP들 및 클라이언트 디바이스들 내의 다양한 구성요소는 일반적인 목적 또는 특별한 목적을 가진 프로세서에 대해 실행되는 소프트웨어로 수행될 수 있다. 본 발명의 적절한 양태들의 모호성을 피하기 위해, 잘 알려진 다양한 퍼스널 컴퓨터 구성요소, 예를 들면, 컴퓨터 메모리, 하드 드라이브, 입력 디바이스들 등은 도면에서 생략되어 있다.

대안적으로, 일 실시예에서, 본원에서 도시된 다양한 기능적인 모듈 및 이에 연관된 단계들은 ASIC(application-specific integrated circuit) 등의, 단계들을 실행하는 하드웨어 논리부를 포함하는 특정 하드웨어 구성요소에 의해, 또는 프로그램화된 컴퓨터 구성 요소 및 주문형 하드웨어 구성요소들의 조합에 의해 실행될 수 있다.

일 실시예에서, 상술된 Coding, Modulation and Signal Processing Logic 903 등의 특정 모듈들은 프로그램이 가능한 DSP(programmable digital signal processor), 예를 들면, Texas Instruments' TMS320x architecture(예를 들면, TMS320C6000, TMS320C5000,... 등)를 사용한 DSP 상에서 실행될 수 있다. 이러한 실시예에서의 DSP는 예를 들면, PCI 카드 등의 퍼스널 컴퓨터에 대한 애드-온 카드(add-on card) 내에 매립될 수 있다. 물론, 서로 다른 다양한 DSP 아키텍처들은 본 발명의 근본적인 원리를 따르는 동안 사용될 수 있다.

본 발명의 요소는 또한 기계 실행 가능한 명령어(machine-executable instructions)를 저장하는 기계적인 판독 가능 매체로 제공될 수도 있다. 기계적인 판독 가능 저장 매체는 플래시 메모리, 광학 디스크, CD-ROM들, DVD ROM들, RAM들, EPROM들, EEPROM들, 자기 또는 광학 카드, 전달 매체 또는 전자 명령어를 저장하기에 적합한 기계적인 판독 가능 매체의 다른 유형을 포함하지만 이에 제한되지 않는다. 예를 들면, 본 발명은 통신 링크(예를 들면, 모뎀 또는 네트워크 연결)를 통해 반송파 또는 다른 전달 매체에 포함된 데이터 신호에 의해 원격 컴퓨터(예를 들면, 서버)로부터 요청 컴퓨터(예를 들면, 클라이언트)로 전달될 수 있는 컴퓨터 프로그램으로서 다운로딩될 수 있다.

설명의 목적을 위해 상술된 설명에 걸쳐서, 다수의 특정 상세한 설명은 본 시스템 및 방법의 철저한 이해를 통하기 위해 설명되었다. 그러나, 기술 분야의 통상의 기술자라면 본 시스템 및 방법이 이러한 특정 상세한 설명의 일부 없이 실행될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 이에 따라서, 본 발명의 권리 범위 및 기술 사상은 다음의 청구항에 의해 정의되어야 한다.

게다가, 상술된 설명에 걸쳐서, 다수의 공개물은 본 발명의 보다 철저한 이해를 제공하기 위해 인용되었다. 이러한 인용 문헌 모두는 참조로서 본 출원에 병합된다.

Claims

복수의 베이스 스테이션 (BTS) 안테나들;
상기 BTS 안테나들의 복수의 서브셋들;
복수의 사용자 장비 (UE) 안테나들;을 포함하며,
BTS 안테나들의 각각의 서브셋은 적어도 하나의 UE 안테나와 송신 또는 수신하며; 그리고
적어도 하나의 BTS 안테나를 공통으로 가지고 적어도 하나의 BTS 안테나를 공통으로 가지지 않은, BTS 안테나들의 적어도 2 개의 서브셋들 - 상기 BTS 안테나들의 서브셋들은 동일한 주파수 채널 내에서 동시에 송신 또는 수신함; 및
하나 또는 복수의 UE 안테나들은 이동하고, 상기 BTS 안테나들의 서브셋들은 상기 UE 안테나들의 움직임에 대해 조정되도록 역동적으로 재구성되는, 무선 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 재구성은 상기 BTS 안테나들의 서브셋들에 BTS 안테나들을 역동적으로 추가 또는 제거함을 포함하는, 무선 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 재구성은 상기 UE 안테나들의 도플러 속도를 기반으로 하여, 각각의 UE 안테나들에 상기 BTS 안테나들의 서브셋들을 역동적으로 할당함을 포함하는, 무선 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 BTS 안테나들 또는 상기 UE 안테나들은 그들 중 하나 또는 복수의 통신 채널들에 대한 채널 특징 데이터를 측정하는, 무선 시스템.
네트워크를 통해 복수의 분배형 송수신기 스테이션들 또는 안테나들에 통신 가능하게 연결된 하나 또는 복수의 중앙 유닛들;
백홀 통신 채널로서 사용되는, 유선 또는 무선 링크들, 또는 이들 둘 다의 조합으로 구성된 상기 네트워크;
복수의 무선 링크들을 통해 상기 복수의 분배형 송수신기 스테이션들에 통신 가능하게 연결된 복수의 사용자들;을 포함하며,
상기 중앙 유닛들은 송수신기 스테이션들의 복수의 서브셋들을 적합하게 선택하되, 상기 송수신기 스테이션들과 상기 사용자 사이의 무선 링크들의 품질을 기반으로 하여, 선택하고, 송수신기 스테이션들의 모든 서브셋은 상기 복수의 사용자들 중 한 사용자에 연관되는, 다중 사용자 (MU) 다수의 안테나 시스템 (MAS).
청구항 5에 있어서,
송수신기 스테이션들의 모든 서브셋은 상기 무선 링크들에 걸쳐 하나 또는 복수의 공존 비-간섭 데이터 스트림들을 사용자에게(사용자로부터) 전송(또는 수신)하기 위해 프리코딩을 사용하는, 다중 사용자 (MU) 다수의 안테나 시스템 (MAS).
청구항 5에 있어서,
상기 무선 링크들의 품질은 상기 분배형 송수신기 스테이션와 상기 사용자들 사이의 채널 특징 데이터를 기반으로 하여 추정되는, 다중 사용자 (MU) 다수의 안테나 시스템 (MAS).
청구항 5에 있어서,
송수신기 스테이션들의 하나 또는 다수의 서브셋들은 하나 또는 다수의 사용자들이 이동함에 따라 역동적으로 재연산되는, 다중 사용자 (MU) 다수의 안테나 시스템 (MAS).
청구항 8에 있어서,
상기 무선 링크들에 걸쳐 송신되는 무선 주파수 (RF) 전력은 각각의 서브셋 내의 송수신기 스테이션들의 수를 미리 정의된 값 아래로 유지하도록 조정되는, 다중 사용자 (MU) 다수의 안테나 시스템 (MAS).
복수의 무선 링크들을 통해 복수의 분배형 송수신기 스테이션들에 통신 가능하게 연결된 복수의 사용자들;
상기 무선 링크들의 채널 상태 정보 (CSI)를 포함하는 행렬을 연산하는 하나 또는 복수의 중앙 유닛들;을 포함하며,
상기 중앙 유닛들은 상기 행렬 내에서 하나 또는 복수의 서브-행렬들을 역동적으로 선택하고, 상기 서브-행렬들 각각으로부터 상기 사용자들에 대한 프리코딩 가중치들을 연산하는, 다중 사용자 (MU) 다수의 안테나 시스템 (MAS).
청구항 10에 있어서,
상기 서브-행렬들은 상기 무선 링크들의 품질을 결정하는 링크-품질 메트릭을 기반으로 하여 선택되는, 다중 사용자 (MU) 다수의 안테나 시스템 (MAS).
청구항 10에 있어서,
상기 서브-행렬들은 하나 또는 다수의 사용자들이 그들의 위치를 공간에서 변화시킴에 따라 역동적으로 재연산되는, 다중 사용자 (MU) 다수의 안테나 시스템 (MAS).
청구항 10에 있어서,
상기 프리코딩 가중치들은 하나 또는 다수의 사용자들에게 제로 RF 에너지의 지점들을 생성하기 위해 연산되는, 다중 사용자 (MU) 다수의 안테나 시스템 (MAS).