CN103348608B - 经由用户群集在分布式无线系统中协调发射的系统及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明描述用于经由用户群集在分布式无线系统中协调发射的系统及方法。举例来说，根据本发明的一个实施例的方法包含：测量目标用户与基地收发站BTS的多个分布式输入分布式输出DIDO分布式天线之间的链路质量；使用所述链路质量测量值来定义用户群集；测量定义的用户群集内的每一用户与每一DIDO天线之间的信道状态信息CSI；及基于所述测量的CSI对用户群集内的每一DIDO天线与每一用户之间的数据发射进行预译码。

Description

经由用户群集在分布式无线系统中协调发射的系统及方法
相关申请案
本申请案是以下共同待决的美国专利申请案的部分接续案：
2010年6月16日申请的名称为“分布式输入分布式输出(DIDO)通信系统中的干扰管理、越区切换、功率控制及链路调适(Interference Management,Handoff,PowerControl And Link Adaptation In Distributed-Input Distributed-Output(DIDO)Communication Systems)”的第12/802,988号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于基于信号强度测量来调整DIDO干扰消除的系统及方法(System And Method For Adjusting DIDO Interference Cancellation BasedOn Signal Strength Measurements)”的第12/802,976号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于管理越过多个DIDO群集的客户端的群集间越区切换的系统及方法(System And Method For Managing Inter-Cluster Handoff OfClients Which Traverse Multiple DIDO Clusters)”的第12/802,974号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于基于检测到的客户端的速度来管理客户端在不同分布式输入分布式输出(DIDO)网络之间的越区切换的系统及方法(System AndMethod For Managing Handoff Of A Client Between Different Distributed-Input-Distributed-Output(DIDO)Networks Based On Detected Velocity Of The Client)”的第12/802,989号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于分布式输入分布式输出(DIDO)网络中的功率控制及天线分群的系统及方法(System And Method For Power Control And AntennaGrouping In A Distributed-Input-Distributed-Output(DIDO)Network)”的第12/802,958号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于DIDO多载波系统中的链路调适的系统及方法(System And Method For Link adaptation In DIDO Multicarrier Systems)”的第12/802,975号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于多载波系统中的DIDO预译码内插的系统及方法(System And Method For DIDO Precoding Interpolation In MulticarrierSystems)”的第12/802,938号美国申请案
2009年12月3日申请的名称为“用于分布式天线无线通信的系统及方法(Systemand Method For Distributed Antenna Wireless Communications)”的第12/630,627号美国申请案
2008年6月20日申请的名称为“用于分布式输入分布式输出无线通信的系统及方法(System and Method For Distributed Input-Distributed Output WirelessCommunications)”的第12/143,503号美国申请案
2007年8月20日申请的名称为“用于分布式输入分布式输出无线通信的系统及方法(System and Method for Distributed Input Distributed Output WirelessCommunications)”的第11/894,394号美国申请案
2007年8月20日申请的名称为“用于分布式输入分布式输出无线通信的系统及方法(System and method for Distributed Input-Distributed WirelessCommunications”)的第11/894,362号美国申请案
2007年8月20日申请的名称为“用于分布式输入分布式输出无线通信的系统及方法(System and Method For Distributed Input-Distributed Output WirelessCommunications”)的第11/894,540号美国申请案
2005年10月21日申请的名称为“用于空间多路复用的对流分散通信的系统及方法(System and Method For Spatial-Multiplexed Tropospheric ScatterCommunications”)的第11/256,478号美国申请案
2004年4月2日申请的名称为“用于使用空间－时间译码增强近垂直入射天波(“NVIS”)通信的系统及方法(System and Method For Enhancing Near VerticalIncidence Skywave(“NVIS”)Communication Using Space-Time Coding)”的第10/817,731号美国申请案。
技术领域
本发明总体上涉及无线通信。更具体来说，本发明涉及用以经由用户群集在分布式无线系统中协调发射的系统及方法。
背景技术
现有技术多用户无线系统可包括仅一单一基站或若干基站。
在没有其它WiFi接入点(例如，附接到农村家中的DSL的WiFi接入点)的区域中附接到宽带有线因特网连接的单一WiFi基站(例如，利用2.4GHz 802.11b、g或n协议)是为由在其发射范围内的一个或一个以上用户共享的单一基站的相对简单的多用户无线系统的实例。如果用户在与无线接入点相同的房间中，则所述用户通常将经历很少有发射中断的高速链路(例如，可由于2.4GHz干扰器(例如，微波炉)而存在包丢失，但不会由于与其它WiFi装置的频谱共享而存在包丢失)，如果用户为中等距离远或在用户与WiFi接入点之间的路径中有几处障碍，则用户将可能经历中速链路。如果用户正在接近WiFi接入点的范围的边缘，则所述用户将可能经历低速链路，且如果信道的变化导致信号SNR降到低于可用电平则用户可经受周期性脱落。且最终，如果用户在WiFi基站的范围之外，则用户将完全没有链路。
当多个用户同时接入WiFi基站时，则在其间共享可用数据吞吐量。不同用户通常将在给定时间对WiFi基站提出不同吞吐量需求，但有时当聚集吞吐量需求超过从WiFi基站到用户的可用吞吐量时，则一些或所有用户将接收比其正寻求的数据吞吐量少的数据吞吐量。在WiFi接入点在非常大量的用户之间共享的极端情形中，到每一用户的吞吐量可减慢到蠕动速度，且更糟的是，到每一用户的数据吞吐量可按由完全没有数据吞吐量的长周期分开的短突发到达，在所述长周期时间期间为其它用户服务。此“断断续续的”数据传递可损害类似媒体流的特定应用。
在具有大量用户的情形中添加额外WiFi基站将仅在一定程度上有帮助。在美国的2.4GHz ISM频带内，存在可用于WiFi的3个非干扰信道，且如果在相同覆盖区域中的3个WiFi基站经配置以各自使用一不同的非干扰信道，则在多个用户之间的覆盖区域的聚集吞吐量将增加达3倍。但除此之外，在相同覆盖区域中添加更多WiFi基站将不增加聚集吞吐量，因为其将开始在其间共享相同可用频谱，从而通过“轮流”使用频谱而有效地利用时分多路复用接入(TDMA)。此情形常见于具有高人口密度的覆盖区域中(例如，多住宅单元中)。举例来说，在具有WiFi适配器的大公寓建筑物中的用户可归因于服务于同一覆盖区域中的其它用户的许多其它干扰WiFi网络(例如，在其它公寓中)而充分地经历非常差的吞吐量，即使用户的接入点在与接入基站的客户端装置相同的房间中也是如此。虽然链路质量可能在所述情形中是良好的，但用户将接收来自在同一频带中操作的相邻WiFi适配器的干扰，从而减少到用户的有效吞吐量。
当前的多用户无线系统(包括无执照频谱(例如，WiFi)及有执照频谱两者)遭受若干限制。这些限制包括覆盖区域、下行链路(DL)数据速率及上行链路(UL)数据速率。下一代无线系统(例如，WiMAX及LTE)的关键目标是经由多输入多输出(MIMO)技术改良覆盖区域以及DL及UL数据速率。MIMO在无线链路的发射及接收侧使用多个天线以改良链路质量(产生较宽覆盖)或数据速率(通过建立到每一用户的多个非干扰空间信道)。然而，如果足够的数据速率可用于每一用户(注意，在本文中术语“用户”及“客户端”可互换地使用)，则可能需要根据多用户MIMO(MU-MIMO)技术利用信道空间分集来建立到多个用户(而非单一用户)的非干扰信道。参见(例如)以下参考文献：
2003年7月，IEEE信息理论学报(IEEE Trans.Info.Th.)，第49卷，第1691页到1706页，G·凯尔(G.Caire)及S·沙米(S.Shamai)的“关于多天线高斯广播信道的可实现吞吐量(On the achievable throughput of a multiantenna Gaussian broadcast channel)”。
2003年8月，IEEE信息理论学报(IEEE Trans.Info.Th.)，第49卷，第1912页到1921页，P·维斯凡那沙(P.Viswanath)及D·泰瑟(D.Tse)的“向量高斯广播信道及上行链路－下行链路二元性的总容量(Sum capacity of the vector Gaussian broadcast channeland uplink-downlink duality)”。
2003年10月，IEEE信息理论学报(IEEE Trans.Info.Th.)，第49卷，第2658页到2668页，S·维希凡那沙(S.Vishwanath)，N·金代尔(N.Jindal)及A·高德史密斯(A.Goldsmith)的“高斯MIMO信道的二元性、可实现速率及总速率容量(Duality,achievable rates,and sum-rate capacity of Gaussian MIMO broadcast channels)”。
2004年9月，IEEE信息理论学报(IEEE Trans.Info.Th.)，第50卷，第1875页到1892页，W·余(W.Yu)及J·蔡厄非(J.Cioffi)的“高斯向量广播信道的总容量(Sum capacityof Gaussian vector broadcast channels)”。
1983年5月，IEEE信息理论学报(IEEE Trans.Info.Th.)，第29卷，第439页到441页，M·科斯塔(M.Costa)的“在脏纸上写字(Writing on dirty paper)”。
2002年8月，传感器阵列及多信道信号处理研讨会的论文集，第130页到134页，M·彭森(M.Bengtsson)的“多用户空间多路复用的实用方法(A pragmatic approach tomulti-user spatial multiplexing)”。
2002年12月，IEEE通信学报(IEEE Trans.Comm.)，第50卷，第1960页到1970页，K.-K·王(K.-K.Wong)，R.D·莫奇(R.D.Murch)及K.B·勒泰福(K.B.Letaief)的“多用户MIMO无线通信系统的性能增强(Performance enhancement of multiuser MIMO wirelesscommunication systems)”。
2005年2月，IEEE信息理论学报(IEEE Trans.Info.Th.)，第51卷，第506页到522页，M·沙瑞福(M.Sharif)及B·哈斯比(B.Hassibi)的“具有部分辅助信息的MIMO广播信道的容量(On the capacity of MIMO broadcast channel with partial sideinformation)”。
举例来说，在10MHz带宽、16-QAM调制及具有3/4速率的前向错误校正(FEC)译码(产生3bps/Hz的频谱效率)的MIMO 4×4系统(即，四个发射天线及四个接收天线)中，对于每一用户在物理层处可实现的理想峰值数据速率为4×30Mbps＝120Mbps，其比传递高清晰度视频内容(其可能仅需要～10Mbps)所需的速率高得多。在具有四个发射天线、四个用户及每一用户单一天线的MU-MIMO系统中，在理想情形(即，独立且相同分布(i.i.d.)信道)中，下行链路数据速率可在四个用户中共享且可利用信道空间分集以建立到用户的四个平行30Mbps数据链路。已提议不同MU-MIMO方案作为LTE标准的部分，如(例如)2007年3月，3GPP，“UTRA中的多输入多输出(Multiple Input Multiple Output in UTRA)”，3GPP TR25.876V7.0.0；2009年5月，3GPP，“基本物理信道及调制(Base Physical channels andmodulation)”，TS 36.211，V8.7.0；及2009年5月，3GPP，“多路复用及信道译码(Multiplexing and channel coding)”，TS 36.212，V8.7.0中所描述。然而，这些方案仅可通过四个发射天线提供DL数据速率方面的多达2倍(2×)改良。由类似爱瑞通信(ArrayComm)的公司在标准及专属蜂窝式系统中对MU-MIMO技术的实际实施(参见(例如)爱瑞通信(ArrayComm)，“现场验证结果(Field-proven results)”，http:// www.arraycomm.com/serve.php？page＝proof)已经由空分多址(SDMA)产生DL数据速率方面的多达～3倍的增加(通过四个发射天线)。蜂窝式网络中的MU-MIMO方案的关键限制是在发射侧处缺乏空间分集。空间分集随无线链路中的天线间距及多路径角展度而变。在使用MU-MIMO技术的蜂窝式系统中，基站处的发射天线通常归因于天线支撑结构(本文中称为“塔”，不论物理上是高还是不高)上的有限面积并归因于塔可位于何处的限制而群集在一起并仅相隔一个或两个波长而放置。此外，因为小区塔通常放置在障碍物之上很高处(10米或更多)以产生较宽覆盖，所以多路径角展度为低的。
蜂窝式系统部署的其它实际问题包括蜂窝式天线位置的过多成本及位置的有限可用性(例如，归因于对天线放置的市政限制、不动产的成本、物理障碍物等)及到发射器的网络连接性的成本及/或可用性(本文中称为“回程”)。此外，蜂窝式系统常归因于由于墙壁、天花板、地板、家具及其它阻碍的损失而难以到达位于建筑物深处的客户端。
的确，广域无线网络的蜂窝式结构的整个概念预先假定了蜂窝式塔的相当固定的放置、相邻小区之间的频率的交替及频繁地扇区化，以便避免使用同一频率的发射器(基站或用户)之间的干扰。结果，给定小区的给定扇区最终成为所述小区扇区中的所有用户之间的DL及UL频谱的共享块，接着主要仅在时域中在这些用户之间共享所述DL及UL频谱。举例来说，基于时分多址(TDMA)及码分多址(CDMA)的蜂窝式系统两者均在时域中在用户之间共享频谱。通过用扇区化覆盖这些蜂窝式系统，也许可实现2-3倍的空间域益处。且，接着通过用MU-MIMO系统(例如先前描述的MU-MIMO系统)覆盖这些蜂窝式系统，也许可实现另外的2-3倍空间-时间域益处。但是，考虑到蜂窝式系统的小区及扇区通常在固定位置(常由可放置塔的位置指定)中，如果在给定时间用户密度(或数据速率需求)不与塔/扇区放置很好地匹配，则甚至这些有限益处也难以利用。蜂窝式智能电话用户常经历所述结果：今天用户可能完全无任何问题地在电话中交谈或下载网页，且接着在行驶(或甚至步行)到一新位置之后将突然发现语音质量降低或网页减缓到蠕动速度，或甚至完全丢失连接。但，在不同日子，用户可在每一位置中遭遇完全相反的情况。假定环境条件相同，用户可能经历的情况是用户密度(或数据速率需求)为高度变化的，但待在给定位置处在用户之间共享的可用总频谱(及因此借此总数据速率，使用现有技术的技术)很大程度上固定的事实。
此外，现有技术蜂窝式系统依赖在不同相邻小区中使用不同频率，通常3个不同频率。对于给定频谱量，此将可用数据速率减少到三分之一。
所以，总而言之，现有技术蜂窝式系统可归因于蜂窝化而丢失也许3倍的频谱利用，且可通过扇区化改良频谱利用也许3倍并经由MU-MIMO技术再改良也许3倍，从而产生净3*3/3＝3倍的可能频谱利用。接着，所述带宽通常基于用户在给定时间属于何小区的何扇区而在时域中在用户之间分割。甚至进一步存在归因于给定用户的数据速率需求通常无关于用户的位置但可用数据速率视用户与基站之间的链路质量而变化的事实而导致的低效率。举例来说，距蜂窝式基站较远的用户通常将比较接近基站的用户有更小的可用数据速率。因为数据速率通常在给定蜂窝式扇区中的所有用户之间共享，所以此情况的结果是所有用户均受来自具有差链路质量的远方用户(例如，在小区的边缘)的高数据速率需求影响，因为这些用户仍将需求相同量的数据速率，然而他们将消耗更多的共享频谱才能得到所述数据速率。
其它提议的频谱共享系统(例如，由WiFi使用的频谱共享系统(例如，802.11b、g及n)及由白空间联盟(White Spaces Coalition)提议的那些系统)非常低效地共享频谱，因为由在用户的范围内的基站进行的同时发射导致干扰，且因而系统利用冲突避免及共享协议。这些频谱共享协议是在时域中，且因此当存在大量干扰基站及用户时，不论每一基站自身在频谱利用方面效率如何，基站集体地受限于彼此之间的频谱的时域共享。其它现有技术频谱共享系统类似地依赖类似方法以减轻基站(无论是具有在塔上的天线的蜂窝式基站还是小规模基站，例如WiFi接入点(AP))之间的干扰。这些方法包括：限制来自基站的发射功率以便限制干扰的范围；波束成形(经由合成或物理方式)以使干扰的区域变窄；频谱的时域多路复用；及/或在用户装置、基站或两者上具有多个群集天线的MU-MIMO技术。且，在现今已安排好或在规划中的高级蜂窝式网络的状况下，经常同时使用这些技术中的许多技术。
但是，由与单一用户利用频谱相比甚至高级蜂窝式系统也仅可实现频谱利用的约3倍增加的事实可了解：所有这些技术对增加给定覆盖区域中的共享用户之间的聚集数据速率成效不彰。具体来说，当给定覆盖区域在用户方面缩放时，变得越来越难以在给定频谱量内缩放可用数据速率以跟上用户的增长。举例来说，在使用蜂窝式系统的情况下，为增加给定区域内的聚集数据速率，小区通常经再分成较小小区(通常称为微型小区或超微型小区)。考虑到对塔可放置于何处的限制，及对塔必须以适当结构化样式放置以便提供具有最小“死区”的覆盖，然而避免使用同一频率的邻近小区之间的干扰的要求，这些小小区可变得极端昂贵。实质上，覆盖区域必须被绘出，用于放置塔或基站的可用位置必须经识别，且接着考虑到这些约束条件，蜂窝式系统的设计者必须尽其最大努力设法完成。且，当然，如果用户数据速率需求随时间而增长，则蜂窝式系统的设计者必须再一次重新绘制覆盖区域，设法找到塔或基站的位置，并再次在环境的约束条件内工作。且，常常根本没有好的解决方案，从而导致覆盖区域中的死区或不充足的聚集数据速率容量。换言之，为了避免利用同一频率的塔或基站之间的干扰的对蜂窝式系统的严格物理放置要求导致蜂窝式系统设计中的显著困难及约束条件，且常常不能满足用户数据速率及覆盖要求。
所谓的现有技术“协作式”及“认知式”无线电系统设法通过在无线电内使用智能算法以使得无线电可最小化彼此之间的干扰及/或使得无线电可潜在地“倾听”其它频谱使用以便等到信道无干扰为止来增加给定区域中的频谱利用。这些系统被提议以尤其用于无执照频谱中以便增加对此频谱的频谱利用。
移动特用网络(MANET)(参见http://en.wikipedia.org/wiki/Mobile_ad_hoc_ network)为用以提供同级间通信的协作式自配置网络的一实例，且可用以在没有蜂窝式基础架构的情况下在无线电之间建立通信，且在具有充分低功率通信的情况下可潜在地减轻在彼此范围之外的同时发射之间的干扰。针对MANET系统已提议并实施大量路由协议(对于各种类别的许多路由协议的列表，参见http://en.wikipedia.org/wiki/List_of_ad-hoc_ routing_protocols)，但它们之间的共同主题是它们都是为了达到特定效率或可靠性典范的目标的用于路由(例如，重复)发射以使得最小化在可用频谱内的发射器干扰的技术。
所有现有技术多用户无线系统设法通过利用允许在基站与多个用户之间的同时频谱利用的技术而改良给定覆盖区域内的频谱利用。注意，在所有这些状况下，用于在基站与多个用户之间的同时频谱利用的技术通过减轻到多个用户的波形之间的干扰而实现多个用户的同时频谱使用。举例来说，在3个基站各自使用一不同频率来发射到3个用户中的一者的状况下，因为3个发射是在3个不同频率下，所以其中干扰被减轻。在从基站到3个不同用户的扇区化(相对于基站，每一者分隔180度)状况下，因为波束成形防止3个发射在任一用户处重叠，所以干扰被减轻。
当这些技术通过MU-MIMO强化，且(例如)每一基站具有4个天线时，则此通过建立到给定覆盖区域中的用户的四个非干扰空间信道而具有将下行链路吞吐量增加4倍的潜力。但情况仍是必须利用一些技术以减轻到不同覆盖区域中的多个用户的多个同时发射之间的干扰。
且，如先前所论述，这些现有技术的技术(例如，蜂窝化、扇区化)不仅通常因增加多用户无线系统的成本及/或部署的灵活性而受损，而且其通常会遇上对给定覆盖区域中的聚集吞吐量的物理或实际限制。举例来说，在蜂窝式系统中，可能没有足够可用位置来安装更多基站以建立较小小区。且，在MU-MIMO系统中，考虑到在每一基站位置处的群集天线间距，随着更多天线被添加到基站，有限的空间分集导致渐近递减的吞吐量回报。
且进一步，在用户位置及密度不可预测的多用户无线系统的状况下，其导致不可预测的吞吐量(具有频繁急剧变化)，此对于用户是不方便的且致使一些应用(例如，要求可预测吞吐量的服务的递送)不切实际或低质量。因此，现有技术多用户无线系统在其为用户提供可预测及/或高质量服务的能力方面仍有许多待改进之处。
尽管随时间经过现有技术多用户无线系统已变得非常精密及复杂，但存在共同主题：将发射分布于不同基站(或特用收发器)之间且结构化及/或控制发射，以便避免来自不同基站及/或不同特用收发器的RF波形发射在给定用户的接收器处彼此干扰。
或者，换言之，被认为是已知的事实是如果用户碰巧同时接收到来自一个以上基站或特用收发器的发射，则来自多个同时发射的干扰将导致到用户的信号的SNR及/或带宽的减小，其(如果足够严重)将导致原本会由用户接收到的潜在数据(或模拟信息)中的所有或一些丢失。
因此，在多用户无线系统中，必须利用一个或一个以上频谱共享方法或另一方法来避免或减轻来自同时以同一频率发射的多个基站或特用收发器的对用户的此干扰。存在避免此干扰的大量现有技术方法，包括控制基站的物理位置(例如，蜂窝化)，限制基站及/或特用收发器的功率输出(例如，限制发射范围)，波束成形/扇区化，及时域多路复用。简言之，所有这些频谱共享系统均设法处理多用户无线系统的限制，即：在同时以同一频率发射的多个基站及/或特用收发器由同一用户接收时，所得干扰减少或破坏到受影响用户的数据吞吐量。如果多用户无线系统中的用户中的大百分比(或所有)经受来自多个基站及/或特用收发器的干扰(例如，在多用户无线系统的组件发生故障的情况下)，则其可导致多用户无线系统的聚集吞吐量急剧减少或甚至丧失功能的情形。
现有技术多用户无线系统增加复杂度并对无线网络引入限制，且频繁地导致一给定用户的体验(例如，可用带宽、等待时间、可预测性、可靠性)受区域中的其它用户对频谱的利用影响的情形。考虑到对于由多个用户共享的无线频谱内的聚集带宽的渐增的需求，及可依赖用于给定用户的多用户无线网络的可靠性、可预测性及低等待时间的应用的不断增长，显然现有技术多用户无线技术遭受许多限制。实际上，由于适用于特定类型的无线通信(例如，在可有效穿透建筑物墙壁的波长下)的频谱的有限可用性，可能的情况为现有技术无线技术将不足以满足对于可靠、可预测及低等待时间的带宽的渐增的需求。
关于本发明的现有技术描述用于在多用户情形中零控(null-steering)的波束成形系统及方法。最初构想波束成形以通过动态地调整馈送到阵列的天线的信号的相位及/或振幅(即，波束成形权重)来最大化所接收的信噪比(SNR)，借此朝用户的方向集中能量。在多用户情形中，波束成形可用以抑制干扰源并最大化信号对干扰加噪声比(SINR)。举例来说，当在无线链路的接收器处使用波束成形时，计算权重以在干扰源的方向上建立零点(null)。当在多用户下行链路情形中在发射器处使用波束成形时，计算权重以预先消除用户间干扰并最大化到每一用户的SINR。用于多用户系统的替代技术(例如BD预译码)计算预译码权重以最大化下行链路广播信道中的吞吐量。共同待决的申请案(其以引用的方式并入本文中)描述前述技术(参见共同待决的申请案以获得特定引用内容)。
发明内容
在一个方面中，一种多用户多天线系统包含：一个或一个以上集中式单元，其经由网络以通信方式耦合到多个分布式收发站或天线，所述网络由有线或无线链路或两者的组合组成，所述有线或无线链路或两者的组合用作回程通信信道；所述集中式单元将N个数据流变换成M个预译码的数据流，每一预译码的数据流是一些或所有N个数据流的组合；所述M个预译码的数据流是经由所述网络发送到所述分布式收发站；所述分布式收发站经由无线链路将所述预译码的数据流同时发送到至少一个客户端装置，从而使得至少一个客户端装置接收所述原始N个数据流中的至少一者。
在另一方面中，一种在多用户多天线系统内实施的方法包含：经由网络将一个或一个以上集中式单元以通信方式耦合到多个分布式收发站或天线，所述网络由有线或无线链路或两者的组合组成，所述有线或无线链路或两者的组合用作回程通信信道；在所述集中式单元处将N个数据流变换成M个预译码的数据流，每一预译码的数据流是一些或所有N个数据流的组合；经由所述网络将所述M个预译码的数据流发射到所述分布式收发站；及从所述分布式收发站经由无线链路将所述预译码的数据流同时发射到至少一个客户端装置，从而使得至少一个客户端装置接收所述原始N个数据流中的至少一者。
附图说明
通过结合附图的以下详细描述可以获得对本发明的更好理解，其中：
图1说明本发明的一个实施例中的由相邻DIDO群集环绕的主DIDO群集。
图2说明用于本发明的一个实施例中的频分多址(FDMA)技术。
图3说明用于本发明的一个实施例中的时分多址(TDMA)技术。
图4说明本发明的一个实施例中处理的不同类型的干扰区域。
图5说明用于本发明的一个实施例中的框架。
图6说明展示作为SNR的函数的SER的曲线图，对于干扰区域中的目标客户端假定SIR＝10dB。
图7说明展示从两种IDCI预译码技术导出的SER的曲线图。
图8说明目标客户端从主DIDO群集移动到干扰群集的示范性情形。
图9说明作为距离(D)的函数的信号对干扰加噪声比(SINR)。
图10说明在平坦衰落窄带信道中对于4-QAM调制的三种情形的符号错误率(SER)性能。
图11说明根据本发明的一个实施例的用于IDCI预译码的方法。
图12说明在一个实施例中作为客户端距主DIDO群集的中心的距离的函数的SINR变化。
图13说明其中针对4-QAM调制导出了SER的一个实施例。
图14说明其中有限状态机实施越区切换算法的本发明的一个实施例。
图15说明(描绘)在存在遮蔽的情况下越区切换策略的一个实施例。
图16说明当在图14中的任何两种状态之间切换时的滞后回路机制。
图17说明具有功率控制的DIDO系统的一个实施例。
图18说明在不同情形中假定四个DIDO发射天线及四个客户端的情况下的SER对SNR。
图19说明根据本发明的一个实施例的针对不同发射功率值的作为距RF辐射源的距离的函数的MPE功率密度。
图20a到20b说明低功率及高功率DIDO分布式天线的不同分布。
图21a到21b分别说明对应于图20a及20b中的配置的两个功率分布。
图22a到22b分别说明图20a及20b中所示的两种情形的速率分布。
图23说明具有功率控制的DIDO系统的一个实施例。
图24说明根据用于发射数据的循环调度原则的在所有天线群组上重复的方法的一个实施例。
图25说明具有天线分群的功率控制的未译码SER性能与第7,636,381号美国专利中的常规本征模式选择的比较。
图26a到26c说明其中BD预译码动态地调整预译码权重以考虑在DIDO天线与客户端之间的无线链路上的不同功率电平的三种情形。
图27说明DIDO 2×2系统的在延迟域或瞬时PDP(上部曲线)及频域(下部曲线)上的低频率选择性信道(假定β＝1)的振幅。
图28说明对于DIDO 2×2的信道矩阵频率响应的一个实施例，其中每一客户端一单一天线。
图29说明对于DIDO 2×2的信道矩阵频率响应的一个实施例，其中对于由高频选择性表征的信道(例如，其中β＝0.1)，每一客户端一单一天线。
图30说明不同QAM方案(即，4-QAM、16-QAM、64-QAM)的示范性SER。
图31说明用于实施链路调适(LA)技术的方法的一个实施例。
图32说明链路调适(LA)技术的一个实施例的SER性能。
图33说明在NFFT＝64及L0＝8的情况下DIDO 2×2系统的作为OFDM频调索引的函数的方程式(28)中的矩阵的条目条目。
图34说明对于L0＝8，M＝Nt＝2个发射天线及一可变量P的SER对SNR。
图35说明对于不同DIDO阶数及L0＝16的内插方法的一个实施例的SER性能。
图36说明使用超级群集、DIDO群集及用户群集的系统的一个实施例。
图37说明根据本发明的一个实施例的具有用户群集的系统。
图38a到38b说明用于本发明的一个实施例中的链路质量量度阈值。
图39到41说明用于建立用户群集的链路质量矩阵的实例。
图42说明客户端跨越不同DIDO群集移动的一实施例。
具体实施方式
克服上述现有技术限制中的许多限制的一个解决方案是分布式输入分布式输出(DIDO)技术的一实施例。DIDO技术在以下专利及专利申请案中加以描述，所述专利及专利申请案全部转让给本专利的受让人并以引用的方式并入本文。这些专利及申请案有时在本文中统称为“相关专利及申请案”。
2010年6月16日申请的名称为“分布式输入分布式输出(DIDO)通信系统中的干扰管理、越区切换、功率控制及链路调适(Interference Management,Handoff,PowerControl And Link Adaptation In Distributed-Input Distributed-Output(DIDO)Communication Systems)”的第12/802,988号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于基于信号强度测量来调整DIDO干扰消除的系统及方法(System And Method For Adjusting DIDO Interference Cancellation BasedOn Signal Strength Measurements)”的第12/802,976号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于管理越过多个DIDO群集的客户端的群集间越区切换的系统及方法(System And Method For Managing Inter-Cluster Handoff OfClients Which Traverse Multiple DIDO Clusters)”的第12/802,974号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于基于检测到的客户端的速度来管理客户端在不同分布式输入分布式输出(DIDO)网络之间的越区切换的系统及方法(System AndMethod For Managing Handoff Of A Client Between Different Distributed-Input-Distributed-Output(DIDO)Networks Based On Detected Velocity Of The Client)”的第12/802,989号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于分布式输入分布式输出(DIDO)网络中的功率控制及天线分群的系统及方法(System And Method For Power Control And AntennaGrouping In A Distributed-Input-Distributed-Output(DIDO)Network)”的第12/802,958号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于DIDO多载波系统中的链路调适的系统及方法(System And Method For Link adaptation In DIDO Multicarrier Systems)”的第12/802,975号美国申请案
2010年6月16日申请的名称为“用于多载波系统中的DIDO预译码内插的系统及方法(System And Method For DIDO Precoding Interpolation In MulticarrierSystems)”的第12/802,938号美国申请案
2009年12月2日申请的名称为“用于分布式天线无线通信的系统及方法(Systemand Method For Distributed Antenna Wireless Communications)”的第12/630,627号美国申请案
2007年8月20日申请的2009年10月6日颁布的名称为“用于分布式输入分布式输出无线通信的系统及方法(System and Method for Distributed Input DistributedOutput Wireless Communication)”的第7,599,420号美国专利
2007年8月20日申请的2009年12月15日颁布的名称为“用于分布式输入分布式输出无线通信的系统及方法(System and Method for Distributed Input DistributedOutput Wireless Communication)”的第7,633,994号美国专利
2007年8月20日申请的2009年12月22日颁布的名称为“用于分布式输入分布式输出无线通信的系统及方法(System and Method for Distributed Input DistributedOutput Wireless Communication)”的第7,636,381号美国专利
2008年6月20日申请的名称为“用于分布式输入分布式输出无线通信的系统及方法(System and Method for Distributed Input Distributed Output WirelessCommunication)”的第12/143,503号美国申请案
2005年10月21日申请的名称为“用于空间多路复用的对流分散通信的系统及方法(System and Method For Spatial-Multiplexed Tropospheric ScatterCommunications”)的第11/256,478号美国申请案
2004年7月30日申请的2008年8月26日颁布的名称为“用于分布式输入分布式输出无线通信的系统及方法(System and Method for Distributed Input DistributedOutput Wireless Communication)”的第7,418,053号美国专利
2004年4月2日申请的名称为“用于使用空间－时间译码增强近垂直入射天波(“NVIS”)通信的系统及方法(System and Method For Enhancing Near VerticalIncidence Skywave(“NVIS”)Communication Using Space-Time Coding)”的第10/817,731号美国申请案。
为了减少本专利申请案的篇幅及复杂度，下文不明确地阐述相关专利及申请案中的一些的揭示内容。为获得所述揭示内容的完整详细描述，请参看相关专利及申请案。
注意以下章节I(来自相关申请案第12/802,988号的揭示内容)利用其自身的参考现有技术参考文献及转让给本申请案的受让人的先前申请案的尾注集合。所述尾注引用在章节I的结尾处列出(恰好在章节II的标题之前)。章节II中使用的引用的编号可能与用于章节I中的那些编号重叠，即使这些编号识别不同参考文献(在章节II的结尾处列出)。因此，可在使用特定编号的章节中识别由所述编号识别的参考文献。
I.来自相关申请案第12/802,988号的揭示内容
1.移除群集间干扰的方法
下文描述的是使用多个分布式发射天线来在空间中建立具有零RF能量的位置的无线射频(RF)通信系统及方法。当使用M个发射天线时，可在预定义位置中建立多达(M-1)个零RF能量点。在本发明的一个实施例中，零RF能量点为无线装置且发射天线知晓发射器与接收器之间的信道状态信息(CSI)。在一个实施例中，CSI是在接收器处被计算并反馈到发射器。在另一实施例中，假定利用信道互易性，经由来自接收器的训练而在发射器处计算CSI。发射器可利用CSI来确定将被同时发射的干扰信号。在一个实施例中，在发射天线处使用块对角化(BD)预译码以产生零RF能量点。
本文中描述的系统及方法不同于上文描述的常规接收/发射波束成形技术。实际上，接收波束成形计算权重以抑制接收侧的干扰(经由零控)，而本文中描述的本发明的一些实施例在发射侧应用权重以建立在空间中导致具有“零RF能量”的一个或一个以上位置的干扰样式。不同于分别经设计以最大化到每一用户的信号质量(或SINR)或下行链路吞吐量的常规发射波束成形或BD预译码，本文中描述的系统及方法最小化在特定条件下及/或来自特定发射器的信号质量，借此在客户端装置(本文中有时称为“用户”)处建立零RF能量点。此外，在分布式输入分布式输出(DIDO)系统(在我们的相关专利及申请案中所描述)的背景下，分布在空间中的发射天线提供可用于建立多个零RF能量点及/或到不同用户的最大SINR的较高自由度(即，较高信道空间分集)。举例来说，通过M个发射天线，可建立多达(M-1)个RF能量点。对比来说，实际波束成形或BD多用户系统通常经设计为在发射侧具有密集的天线，从而针对发射天线的任一数目M限制了可在无线链路上服务的同时用户的数目。
考虑具有M个发射天线及K个用户的系统，其中K<M。我们假定发射器知晓M个发射天线与K个用户之间的CSI(w∈CK×M)。为简单起见，假定每一用户均装备有单一天线，但相同方法可扩展到每一用户有多个接收天线。计算在K个用户的位置处建立零RF能量的预译码权重(w∈CM×1)以满足以下条件
Hw＝0K×1
其中0K×1为具有全零条目的向量且H为通过将自M个发射天线到K个用户的信道向量(hk∈C1×M)组合而获得的信道矩阵如下
在一个实施例中，计算信道矩阵H的奇异值分解(SVD)且将预译码权重w定义为对应于H的零子空间(由零奇异值识别)的右奇异向量。
发射天线使用上文定义的权重向量来发射RF能量，同时在K个用户的位置处建立K个零RF能量点，使得在第k个用户处接收的信号由下式给出
rk＝hkwsk+nk＝0+nk
其中nk∈C1×1为第k个用户处的加性白高斯噪声(AWGN)。在一个实施例中，计算信道矩阵H的奇异值分解(SVD)且将预译码权重w定义为对应于H的零子空间(由零奇异值识别)的右奇异向量。
在另一实施例中，无线系统为DIDO系统且建立零RF能量点以预先消除对在不同DIDO覆盖区域之间的客户端的干扰。在第12/630,627号美国申请案中，描述一种DIDO系统，其包括：
·DIDO客户端
·DIDO分布式天线
·DIDO基地收发站(BTS)
·DIDO基站网络(BSN)
每一BTS经由BSN连接到多个分布式天线，所述分布式天线提供服务给称为DIDO群集的给定覆盖区域。在本专利申请案中，我们描述一用于移除相邻DIDO群集之间的干扰的系统及方法。如图1中所说明，我们假定主DIDO群集代管受来自相邻群集的干扰(或目标客户端)影响的客户端(即，由多用户DIDO系统服务的用户装置)。
在一个实施例中，相邻群集类似于常规蜂窝式系统根据频分多址(FDMA)技术在不同频率下操作。举例来说，在频率重新使用因子为3的情况下，如图2中所说明每三个DIDO群集重新使用相同载波频率。在图2中，不同载波频率被识别为F1、F2及F3。虽然此实施例可用于一些实施方案中，但此解决方案产生频谱效率的损失，因为可用频谱被分成多个子带且仅DIDO群集的一子集在相同子带中操作。此外，需要复杂小区规划来将不同DIDO群集与不同频率相关联，借此防止干扰。类似于现有技术蜂窝式系统，此蜂窝式规划要求天线的特定放置及限制发射功率以便避免使用同一频率的群集之间的干扰。
在另一实施例中，相邻群集根据时分多址(TDMA)技术在相同频带中但在不同时隙处操作。举例来说，如图3中所说明，仅针对特定群集允许在时隙T1、T2及T3中的DIDO发射，如所说明。时隙可被均等地指派给不同群集，使得根据循环原则来调度不同群集。如果不同群集以不同数据速率要求(即，在拥挤的城市环境中的群集与每覆盖区域具有较少数目客户端的乡村区域中的群集相对比)来表征，则将不同优先级指派给不同群集，使得较多时隙被指派给具有较大数据速率要求的群集。虽然如上文描述的TDMA可用于本发明的一个实施例中，但TDMA方法可要求跨越不同群集的时间同步且可导致较低频谱效率，因为干扰群集无法同时使用相同频率。
在一个实施例中，所有相邻群集同时在同一频带中发射且使用跨越群集的空间处理以避免干扰。在此实施例中，多群集DIDO系统：(i)在主群集内使用常规DIDO预译码以在同一频带内向多个客户端发射同时非干扰数据流(例如，相关专利及申请案中所描述，包括7,599,420；7,633,994；7,636,381及第12/143,503号申请案)；(ii)在相邻群集中使用具有干扰消除的DIDO预译码以通过在目标客户端的位置处建立零射频(RF)能量点来避免对位于图4中的干扰区域8010中的客户端产生干扰。如果目标客户端在一干扰区域410中，则其将接收含有来自主群集411的数据流的RF与来自干扰群集412到413的零RF能量的总和，其将简单地为含有来自主群集的数据流的RF。因此，相邻群集可同时利用相同频率而在干扰区域中的目标客户端不会遭受干扰。
在实际系统中，DIDO预译码的性能可受不同因素影响，例如：信道估计误差或多普勒效应(在DIDO分布式天线处产生过时信道状态信息)；多载波DIDO系统中的互调制失真(IMD)；时间或频率偏移。由于这些效应，实现零RF能量点可为不切实际的。然而，只要在目标客户端处来自干扰群集的RF能量与来自主群集的RF能量相比可忽略，在目标客户端处的链路性能就不受干扰影响。举例来说，假定客户端要求20dB信噪比(SNR)以使用前向错误校正(FEC)译码来解调4-QAM群集以实现10-6的目标位错误率(BER)。如果在目标客户端处的从干扰群集接收的RF能量比从主群集接收的RF能量低20dB，则干扰可忽略且客户端可成功地在预定义BER目标内解调数据。因此，如本文中所使用的术语“零RF能量”不一定意味着来自干扰RF信号的RF能量为零。确切来说，其意味着所述RF能量相对于所要RF信号的RF能量充分低，使得所要RF信号可在接收器处被接收。此外，虽然描述了干扰RF能量相对于所要RF能量的特定所要阈值，但本发明的基本原理不限于任何特定阈值。
存在如图4中所示的不同类型的干扰区域8010。举例来说，“类型A”区域(如由图4中的字母“A”所指示)仅受来自一个相邻群集的干扰影响，而“类型B”区域(如由字母“B”所指示)说明来自两个或多个相邻群集的干扰。
图5描绘用于本发明的一个实施例中的框架。点表示DIDO分布式天线，十字指代DIDO客户端且箭头指示RF能量的传播方向。主群集中的DIDO天线向所述群集中的客户端MC501发射预译码的数据信号。同样，干扰群集中的DIDO天线经由常规DIDO预译码来服务于所述群集中的客户端IC 502。绿色十字503表示干扰区域中的目标客户端TC 503。主群集511中的DIDO天线经由常规DIDO预译码向发射目标客户端发射预译码的数据信号(黑色箭头)。干扰群集512中的DIDO天线使用预译码来建立朝目标客户端503的方向(绿色箭头)的零RF能量。
图4中的任何干扰区域410A、410B中的目标客户端k处的所接收信号由下式给出
其中k＝1,…,K，其中K为干扰区域8010A、8010B中的客户端的数目，U为主DIDO群集中的客户端的数目，C为干扰DIDO群集412到413的数目且Ic为干扰群集c中的客户端的数目。此外，rk∈CN×M为含有在客户端k处的接收数据流的向量，假定在客户端装置处有M个发射DIDO天线及N个接收天线；sk∈CN×1为到主DIDO群集中的客户端k的发射数据流的向量；su∈CN×1为到主DIDO群集中的客户端u的发射数据流的向量；sc,i∈CN×1为到第c个干扰DIDO群集中的客户端i的发射数据流的向量；nk∈CN×1为客户端k的N个接收天线处的加性白高斯噪声(AWGN)的向量；Hk∈CN×M为主DIDO群集中的客户端k处的从M个发射DIDO天线到N个接收天线的DIDO信道矩阵；Hc,k∈CN×M为第c个干扰DIDO群集中的客户端k处的从M个发射DIDO天线到N个接收天线的DIDO信道矩阵；Wk∈CM×N为到主DIDO群集中的客户端k的DIDO预译码权重的矩阵；Wk∈CM×N为到主DIDO群集中的客户端u的DIDO预译码权重的矩阵；Wc,i∈CM×N为到第c个干扰DIDO群集中的客户端i的DIDO预译码权重的矩阵。
为简化记法且不失一般性，我们假定所有客户端均装备N个接收天线且在每一DIDO群集中存在M个DIDO分布式天线，其中M≥(N·U)且M≥(N·Ic),如果M大于群集中的接收天线的总数，则用额外发射天线预先消除对干扰区域中的目标客户端的干扰或经由相关专利及申请案(包括7,599,420；7,633,994；7,636,381；及第12/143,503号申请案)中描述的分集方案改良到同一群集中的客户端的链路稳健性。
计算DIDO预译码权重以预先消除同一DIDO群集内的客户端间干扰。举例来说，相关专利及申请案(包括7,599,420；7,633,994；7,636,381；及第12/143,503号申请案以及[7])中描述的块对角化(BD)预译码可用以移除客户端间干扰，使得在主群集中满足以下条件
HkWu＝0N×N；其中u≠k。 (2)
相邻DIDO群集中的预译码权重矩阵经设计，使得满足以下条件
Hc,kWc,i＝0N×N；且
为了计算预译码矩阵Wc,i，估计从M个发射天线到干扰群集中的Ic个客户端以及到干扰区域中的客户端k的下行链路信道，且通过干扰群集中的DIDO BTS计算预译码矩阵。如果用BD方法计算干扰群集中的预译码矩阵，则建置以下有效信道矩阵以计算到相邻群集中的第i个客户端的权重
其中为从用于干扰群集c的信道矩阵获得的矩阵，其中对应于第i个客户端的行被移除。
将条件(2)及(3)代入(1)中，我们获得用于目标客户端k的所接收数据流，其中群集内及群集间干扰被移除
rk＝HkWksk+nk。 (5)
在相邻群集中计算出的(1)中的预译码权重Wc,i经设计以将预译码数据流发射到那些群集中的所有客户端，同时预先消除对干扰区域中的目标客户端的干扰。目标客户端仅从其主群集接收预译码的数据。在不同实施例中，从主群集及相邻群集两者将相同数据流发送到目标客户端以获得分集增益。在此状况下，(5)中的信号模型经表示为
其中Wc,k为从第c个群集中的DIDO发射器到干扰区域中的目标客户端k的DIDO预译码矩阵。注意(6)中的方法要求跨越相邻群集的时间同步，这要在大系统中实现可能较复杂，但虽然如此，如果分集增益益处证明实施成本为正当的，则这是非常可行的。
我们通过依据作为信噪比(SNR)的函数的符号错误率(SER)评估所提议方法的性能来开始。在不失一般性的情况下，我们假定每一客户端有单一天线而定义以下信号模型并将(1)重新公式化为
其中INR为经定义为INR＝SNR/SIR的干扰对噪声比且SIR为信号对干扰比。
图6展示作为SNR的函数的SER，假定干扰区域中的目标客户端的SIR＝10dB。在不失一般性的情况下，我们测量没有前向错误校正(FEC)译码的4-QAM及16-QAM的SER。对于未译码系统，我们将目标SER固定为1％。取决于调制阶数，此目标对应于SNR的不同值(即，对于4-QAM，SNR＝20dB，且对于16-QAM，SNR＝28dB)。当使用FEC译码时，归因于译码增益，针对相同SNR值可满足较低SER目标。我们考虑每一群集具有两个DIDO天线及两个客户端(各自装备有单一天线)的两个群集(一个主群集及一个干扰群集)的情形。主群集中的客户端中的一者位于干扰区域中。我们假定平坦衰落窄带信道，但以下结果可扩展到频率选择性多载波(OFDM)系统，其中每一副载波经历平坦衰落。我们考虑两种情形：(i)一种具有DIDO群集间干扰(IDCI)的情形，其中在不考虑干扰区域中的目标客户端的情况下计算预译码权重wc,i；及(ii)另一种情形，其中通过计算权重wc,i而移除IDCI以消除对目标客户端的IDCI。我们观察到在存在IDCI的情况下SER为高的且高于预定义目标。通过在相邻群集处的IDCI预译码，移除了对目标客户端的干扰且对于SNR>20dB达到SER目标。
图6中的结果假定如(5)中的IDCI预译码。如果在相邻群集处的IDCI预译码还用以如(6)中将到干扰区域中的目标客户端的数据流预译码，则获得额外分集增益。图7比较从两种技术导出的SER：(i)使用(5)中的IDCI预译码的“方法1”；(ii)使用(6)中的IDCI预译码的“方法2”，其中相邻群集还将预译码的数据流发射到目标客户端。与常规IDCI预译码相比，归因于由相邻群集中的用以将预译码的数据流发射到目标客户端的DIDO天线所提供的额外阵列增益，方法2产生～3dB增益。更一般来说，方法2相对于方法1的阵列增益与10*log10(C+1)成正比，其中C为相邻群集的数目且因子“1”指代主群集。
接下来，我们评估随目标客户端相对于干扰区域的位置而变的上述方法的性能。我们考虑一种简单情形，其中目标客户端8401从主DIDO群集802移动到干扰群集803，如图8中所描绘。我们假定主群集802内的所有DIDO天线812使用BD预译码来消除群集内干扰以满足条件(2)。我们假定单一干扰DIDO群集，客户端装置801处的单一接收器天线及从主群集或干扰群集中的所有DIDO天线(即，按圆形环绕客户端放置的DIDO天线)到客户端的相等路径损失。我们使用一个具有路径损失指数4(如在典型城市环境中)的简化路径损失模型[11]。
下文中的分析是基于扩展(7)以考虑路径损失的以下简化信号模型
其中信号对干扰比(SIR)经导出为SIR＝((1-D)/D)4。在模型化IDCI中，我们考虑三种情形：i)没有IDCI的理想状况；ii)在干扰群集中经由BD预译码预先消除IDCI以满足条件(3)；iii)具有未由相邻群集预先消除的IDCI。
图9展示作为D的函数(即，当目标客户端从主群集802朝干扰群集8403中的DIDO天线813移动时)的信号对干扰加噪声比(SINR)。SINR是使用(8)中的信号模型而导出为信号功率与干扰加噪声功率的比。我们假定对于D＝D0，D0＝0.1且SNR＝50dB。在没有IDCI的情况下，无线链路性能仅受噪声影响且SINR归因于路径损失而减少。在存在IDCI(即，没有IDCI预译码)的情况下，来自相邻群集中的DIDO天线的干扰有助于减少SINR。
图10展示针对平坦衰落窄带信道中的4-QAM调制的上述三种情形的符号错误率(SER)性能。这些SER结果对应于图9中的SINR。我们假定用于未译码系统(即，没有FEC)的1％的SER阈值对应于图9中的SINR阈值SINRT＝20dB。SINR阈值取决于用于数据发射的调制阶数。较高调制阶数通常由较高SINRT表征以实现相同目标错误率。通过FEC，归因于译码增益，对于相同SINR值可实现较低目标SER。在没有预译码的IDCI的状况下，仅在D<0.25的范围内实现目标SER。通过相邻群集处的IDCI预译码，满足目标SER的范围扩展达到D<0.6。在所述范围外，SINR归因于路径损失而增加且SER目标未被满足。
用于IDCI预译码的方法的一个实施例展示于图11中且由以下步骤组成：
·SIR估计1101：客户端估计来自主DIDO群集的信号功率(即，基于所接收的预译码的数据)及来自相邻DIDO群集的干扰加噪声信号功率。在单载波DIDO系统中，帧结构可经设计有短的静音周期。举例来说，静音周期可经定义于用于信道估计的训练与信道状态信息(CSI)反馈期间的预译码的数据发射之间。在一个实施例中，来自相邻群集的干扰加噪声信号功率是在静音周期期间从主群集中的DIDO天线测量。在实际DIDO多载波(OFDM)系统中，通常使用零频调防止直流(DC)偏移及归因于发射及接收侧的滤波的在频带边缘处的衰减。在使用多载波系统的另一实施例中，干扰加噪声信号功率是根据零频调估计。校正因子可用以补偿频带边缘处的发射/接收滤波器衰减。一旦估计了来自主群集的信号加干扰及噪声功率(PS)及来自相邻群集的干扰加噪声功率(PIN)，客户端便将SINR计算为
或者，SINR估计是根据用于典型无线通信系统中以测量无线电信号功率的接收信号强度指示(RSSI)导出。
我们观察到(9)中的量度无法区别噪声与干扰功率电平。举例来说，在无干扰环境中受遮蔽(即，在衰减来自主群集中的所有DIDO分布式天线的信号功率的障碍物后面)影响的客户端可估计低SINR，即使其未受群集间干扰影响也是如此。
用于所提议方法的更可靠量度为SIR，其经计算为
其中PN为噪声功率。在实际多载波OFDM系统中，(10)中的噪声功率PN是根据零频调估计，假定来自主群集及相邻群集的所有DIDO天线使用零频调的相同集合。干扰加噪声功率(PIN)是根据如上文提及的静音周期而估计。最后，信号加干扰及噪声功率(PS)是根据数据频调而导出。根据这些估计，客户端计算(10)中的SIR。
·在相邻群集处的信道估计1102到1103：如果在图11中的8702处确定，(10)中的估计的SIR在预定义阈值(SIRT)之下，则客户端开始倾听来自相邻群集的训练信号。注意SIRT视用于数据发射的调制及FEC译码方案(MCS)而定。视客户端的MCS而定义不同SIR目标。当来自不同群集的DIDO分布式天线经时间同步(即，锁定到相同的每秒脉冲数(PPS)时间参考)时，在8703处客户端利用训练序列以将其信道估计递送到相邻群集中的DIDO天线。用于相邻群集中的信道估计的训练序列经设计为正交于来自主群集的训练。或者，当不同群集中的DIDO天线未经时间同步时，将正交序列(具有良好互相关性质)用于不同DIDO群集中的时间同步。一旦客户端锁定到相邻群集的时间/频率参考，便在1103处执行信道估计。
·IDCI预译码1104：一旦在相邻群集中的DIDO BTS处可以获得信道估计，便计算IDCI预译码以满足(3)中的条件。相邻群集中的DIDO天线仅向其群集中的客户端发射预译码的数据流，同时预先消除对图4中的干扰区域410中的客户端的干扰。我们观察到如果客户端位于图4中的B型干扰区域410中，则对客户端的干扰是由多个群集产生且IDCI预译码是由所有相邻群集同时执行。
用于越区切换的方法
下文中，我们描述用于跨越DIDO群集移动的客户端的不同越区切换方法，所述DIDO群集由位于分离区域中或提供不同种类服务(即，低或高移动性服务)的分布式天线填充。
a.相邻DIDO群集之间的越区切换
在一个实施例中，用以移除上文描述的群集间干扰的IDCI预译码器用作DIDO系统中的越区切换方法的基线。将蜂窝式系统中的常规越区切换设想为客户端跨越由不同基站服务的小区顺畅地切换。在DIDO系统中，越区切换允许客户端在不损失连接的情况下从一个群集移动到另一群集。
为说明DIDO系统的越区切换策略的一个实施例，我们再次考虑图8中的仅具有两个群集802及803的实例。当客户端801从主群集(C1)802移动到相邻群集(C2)803时，越区切换方法的一个实施例动态地计算不同群集中的信号质量并选择对于客户端产生最低错误率性能的群集。
图12展示作为客户端距群集C1的中心的距离的函数的SINR变化。对于没有FEC译码的4-QAM调制，我们考虑目标SINR＝20dB。当C1及C2两者均使用没有干扰消除的DIDO预译码时，由圆识别的线表示由C1中的DIDO天线服务的目标客户端的SINR。SINR归因于路径损失及来自相邻群集的干扰而随D的变化减少。当IDCI预译码实施于相邻群集处时，SINR损失仅归因于路径损失(如由具有三角形的线所展示)，因为干扰被完全移除。当从相邻群集服务于客户端时，经历对称行为(Symmetric behavior)。越区切换策略的一个实施例经定义，使得当客户端从C1移动到C2时，算法在不同DIDO方案之间切换以使SINR维持在预定义目标之上。
从图12中的曲线，我们导出图13中的针对4-QAM调制的SER。我们观察到，通过在不同预译码策略之间切换，将SER维持于预定义目标内。
越区切换策略的一个实施例如下。
·C1-DIDO及C2-DIDO预译码：当客户端位于C1内，远离干扰区域时，群集C1及C2两者均独立地通过常规DIDO预译码操作。
·C1-DIDO及C2-IDCI预译码：当客户端朝干扰区域移动时，其SIR或SINR降级。当达到目标SINRT1时，目标客户端开始估计来自C2中的所有DIDO天线的信道并向C2的BTS提供CSI。C2中的BTS计算IDCI预译码并向C2中的所有客户端发射，同时防止对目标客户端的干扰。只要目标客户端在干扰区域中，其将继续向C1及C2两者提供其CSI。
·C1-IDCI及C2-DIDO预译码：当客户端朝C2移动时，其SIR或SINR不断降低直到其再次达到一目标。此时，客户端决定切换到相邻群集。在此状况下，C1开始使用来自目标客户端的CSI以通过IDCI预译码建立朝其方向的零干扰，而相邻群集使用CSI以进行常规DIDO预译码。在一个实施例中，当SIR估计接近目标时，群集C1及C2交替地尝试DIDO预译码方案及IDCI预译码方案两者以允许客户端估计在这两种状况下的SIR。接着客户端选择最佳方案以最大化特定错误率性能量度。当应用此方法时，用于越区切换策略的交叉点出现于图12中的具有三角形及菱形的曲线的交叉点处。一个实施例使用(6)中所描述的经修改的IDCI预译码方法，其中相邻群集还向目标客户端发射预译码的数据流以提供阵列增益。通过此方法，简化越区切换策略，因为客户端无需估计在交叉点处两种策略的SINR。
·C1-DIDO及C2-DIDO预译码：当客户端朝C2移出干扰区域时，主群集C1停止经由IDCI预译码预先消除朝所述目标客户端的干扰并对于保留于C1中的所有客户端切换回常规DIDO预译码。我们的越区切换策略中的此最终交叉点可用于避免从目标客户端到C1的不必要的CSI反馈，借此减少反馈信道上的开销。在一个实施例中，定义第二目标SINRT2。当SINR(或SIR)增加到此目标之上时，策略被切换到C1-DIDO及C2-DIDO。在一个实施例中，群集C1持续在DIDO预译码与IDCI预译码之间交替以允许客户端估计SINR。接着客户端选择从上方更紧密接近目标SINRT1的用于C1的方法。
上文描述的方法实时计算用于不同方案的SINR或SIR估计且使用其来选择最佳方案。在一个实施例中，越区切换算法是基于图14中说明的有限状态机而设计。当SINR或SIR降到在图12中说明的预定义阈值之下或之上时，客户端记住其当前状态并切换到下一状态。如上文所论述，在状态1201中，群集C1及C2两者均独立地通过常规DIDO预译码而操作且客户端是由群集C1服务；在状态1202中，客户端是由群集C1来服务，C2中的BTS计算IDCI预译码且群集C1使用常规DIDO预译码来操作；在状态1203中，客户端是由群集C2来服务，C1中的BTS计算IDCI预译码且群集C2使用常规DIDO预译码来操作；及在状态1204中，客户端是由群集C2来服务，且群集C1及C2两者均独立地通过常规DIDO预译码而操作。
在存在遮蔽效应的情况下，信号质量或SIR可如图15中所示在阈值周围波动，从而引起在图14中的连续状态之间重复切换。重复变化的状态为非所要的效应，因为其导致客户端与BTS之间的控制信道上的用以允许实现在发射方案之间切换的显著开销。图15描绘在存在遮蔽的情况下的越区切换策略的一个实例。在一个实施例中，遮蔽系数是根据具有方差3的对数正态分布来模拟[3]。下文中，我们定义一些用以防止在DIDO越区切换期间的重复切换效应的方法。
本发明的一个实施例使用滞后回路来解决状态切换效应。举例来说，当在图14中的“C1-DIDO、C2-IDCI”9302与“C1-IDCI、C2-DIDO”9303状态(或反之)之间切换时，可在范围A1内调整阈值SINRT1。此方法在信号质量在SINRT1周围振荡时避免在状态之间的重复切换。举例来说，图16展示在图14中的任何两个状态之间切换时的滞后回路机制。为了从状态B切换到状态A，SIR必须大于(SIRT1+A1/2)，但为了从A切换回B，SIR必须降到(SIRT1-A1/2)之下。
在不同实施例中，调整阈值SINRT2以避免在图14中的有限状态机的第一状态与第二状态(或第三状态与第四状态)之间的重复切换。举例来说，可定义值A2的范围，使得视信道条件及遮蔽效应而在所述范围内挑选阈值SINRT2。
在一个实施例中，视无线链路上预期的遮蔽的方差而定，在范围[SINRT2、SINRT2+A2]内动态地调整SINR阈值。当客户端从其当前群集移动到相邻群集时，可根据所接收的信号强度(或RSSI)的方差而估计对数正态分布的方差。
上述方法假定客户端触发越区切换策略。在一个实施例中，假定启用跨越多个BTS的通信，推迟到DIDO BTS的越区切换决策。
为简单起见，假定无FEC译码及4-QAM而导出上述方法。更一般来说，针对不同调制译码方案(MCS)而导出SINR或SIR阈值且结合链路调适(例如，参见第7,636,381号美国专利)而设计越区切换策略以最佳化到干扰区域中的每一客户端的下行链路数据速率。
b.在低多普勒与高多普勒DIDO网络之间的越区切换
DIDO系统使用封闭回路发射方案来预译码下行链路信道上的数据流。封闭回路方案固有地受反馈信道上的等待时间约束。在实际DIDO系统中，当将CSI及基带预译码数据从BTS递送到分布式天线时，计算时间可通过具有高处理能力的收发器减少且预期大多数等待时间是由DIDO BSN引入。BSN可包含各种网络技术，包括(但不限于)数字用户线(DSL)、电缆调制解调器、光纤环(fiber ring)、T1线、光纤同轴混合(HFC)网络及/或固定无线(例如，WiFi)。专用光纤通常具有非常大的带宽及低等待时间(在局部区域中可能小于毫秒)，但其部署范围不及DSL及电缆调制解调器广泛。现今，在美国DSL及电缆调制解调器连接通常具有在10ms到25ms之间的最后一英里(last-mile)等待时间，但其被非常广泛地部署。
BSN上的最大等待时间确定在无DIDO预译码的性能降级的情况下在DIDO无线链路上可容许的最大多普勒频率。举例来说，在[1]中我们展示在400MHz的载波频率下，具有约10毫秒的等待时间的网络(即，DSL)可容许客户端的速度高达8mph(奔跑速度)，而具有1毫秒等待时间的网络(即，光纤环)可支持高达70mph的速度(即，高速公路交通)。
我们视BSN上可容许的最大多普勒频率而定义两个或多个DIDO子网络。举例来说，具有DIDO BTS与分布式天线之间的高等待时间DSL连接的BSN可仅递送低移动性或固定无线服务(即，低多普勒网络)，而低等待时间光纤环上的低等待时间BSN可容许高移动性(即，高多普勒网络)。我们观察到大多数宽带用户在其使用宽带时不移动，且进一步大多数人不太可能位于许多高速对象移动经过的区域附近(例如，靠近高速公路)，因为这些位置通常是不太理想的居住或办公地点。然而，存在将在高速下(例如，当在一行驶在高速公路上的汽车中时)使用宽带或将在高速对象附近(例如，在位于高速公路附近的商店中)的宽带用户。为处理这两种不同用户的多普勒情形，在一个实施例中，低多普勒DIDO网络由散布在广大区域上的具有相对低功率(即，对于室内或屋顶安装，1W到100W)的通常较大数目的DIDO天线组成，而高多普勒网络由具有高功率发射(即，对于屋顶或塔安装，100W)的通常较低数目的DIDO天线组成。低多普勒DIDO网络服务于通常较大数目的低多普勒用户且可使用便宜的高等待时间宽带连接(例如，DSL及电缆调制解调器)以通常较低连接性成本执行此操作。高多普勒DIDO网络服务于通常较少数目的高多普勒用户且可使用较昂贵的低等待时间宽带连接(例如，光纤)以通常较高连接性成本执行此操作。
为了避免跨越不同类型DIDO网络(例如，低多普勒及高多普勒)的干扰，可使用不同多址技术，例如：时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)或码分多址(CDMA)。
下文中，我们提议用以将客户端指派给不同类型DIDO网络并允许实现其间的越区切换的方法。网络选择是基于每一客户端的移动性的类型。根据以下方程式，客户端的速度(v)与最大多普勒位移成正比[6]
其中fd为最大多普勒位移，λ为对应于载波频率的波长且θ为指示发射器-客户端的方向的向量与速度向量之间的角。
在一个实施例中，每一客户端的多普勒位移是经由盲估计技术来计算。举例来说，类似于多普勒雷达系统，可通过向客户端发送RF能量及分析反射的信号来估计多普勒位移。
在另一实施例中，一个或多个DIDO天线向客户端发送训练信号。基于那些训练信号，客户端使用例如为信道增益的零交叉率计数或执行频谱分析的技术来估计多普勒位移。我们观察到对于固定速度v及客户端的轨迹，(11)中的角速度νsinθ可视客户端距每一DIDO天线的相对距离而定。举例来说，在移动客户端附近的DIDO天线产生比遥远天线大的角速度及多普勒位移。在一个实施例中，多普勒速度是根据在距客户端不同距离处的多个DIDO天线估计，且将平均、加权平均或标准偏差用作客户端移动性的指示符。基于所估计的多普勒指示符，DIDO BTS决定是否指派客户端给低或高多普勒网络。
针对所有客户端周期性地监视多普勒指示符且将其发送回BTS。当一个或多个客户端改变其多普勒速度(即，客户端乘坐公共汽车对比客户端步行或坐着)时，那些客户端被动态地重新指派给可容许其移动性等级的不同DIDO网络。
尽管低速客户端的多普勒可因在高速对象附近(例如，靠近高速公路)而受影响，但所述多普勒通常远小于自身在运动中的客户端的多普勒。因而，在一个实施例中，估计客户端的速度(例如，通过使用例如使用GPS监视客户端位置的方式)，且如果速度为低，则客户端被指派给低多普勒网络，且如果速度为高，则客户端被指派给高多普勒网络。
用于功率控制及天线分群的方法
在图17中描绘具有功率控制的DIDO系统的框图。首先将每一客户端(1,…,U)的一个或多个数据流(sk)乘以由DIDO预译码单元产生的权重。将预译码的数据流乘以由功率控制单元基于输入信道质量信息(CQI)而计算的功率比例因子。CQI是从客户端反馈到DIDOBTS或假定上行链路-下行链路信道互易性而根据上行链路信道导出。不同客户端的U个预译码的流接着经组合及多路复用成M个数据流(tm)，M个发射天线中的每一者一个数据流。最后，将流tm发送到数/模转换器(DAC)单元、射频(RF)单元、功率放大器(PA)单元并最终到天线。
功率控制单元测量用于所有客户端的CQI。在一个实施例中，CQI为平均SNR或RSSI。视路径损失或遮蔽而定，CQI对于不同客户端变化。我们的功率控制方法调整用于不同客户端的发射功率比例因子Pk且将其乘以经产生用于不同客户端的预译码的数据流。注意，可针对每一客户端产生一个或多个数据流，此视客户端的接收天线的数目而定。
为了评估所提议方法的性能，我们基于(5)来定义包括路径损失及功率控制参数的以下信号模型
其中k＝1,…,U，U为客户端的数目，SNR＝Po/No，其中Po为平均发射功率，No为噪声功率且αk为路径损失/遮蔽系数。为了为路径损失/遮蔽建模，我们使用以下简化模型
其中a＝4为路径损失指数且我们假定路径损失随客户端索引(即，客户端位于距DIDO天线的渐增距离处)而增加。
图18展示在不同情形中的假定四个DIDO发射天线及四个客户端的情况下的SER对SNR。理想状况假定所有客户端具有相同路径损失(即，a＝0)，从而针对所有客户端产生Pk＝1。具有正方形的曲线指代客户端具有不同路径损失系数且无功率控制的状况。具有点的曲线是根据功率控制系数经选择使得Pk＝1/αk的相同情形(具有路径损失)导出。通过功率控制方法，将较多功率指派给意在到经历较高路径损失/遮蔽的客户端的数据流，从而与没有功率控制的状况相比导致9dB SNR增益(对于此特定情形)。
联邦通信委员会(FCC)(及其它国际管理机构)定义对于可从无线装置发射的最大功率的约束条件以限制人体在电磁(EM)辐射下的暴露。存在两种类型限制[2]：i)“职业/受控”限制，其中经由栅栏、警告或标记使人完全知晓射频源；ii)“一般人群/不受控”限制，其中对暴露没有控制。
针对不同类型的无线装置定义不同的发射等级。大体来说，用于室内/室外应用的DIDO分布式天线合乎FCC的“移动”装置种类的要求，其经定义为[2]：“经设计成不在固定位置使用、通常在辐射结构保持在距用户或附近人员身体20厘米或以上距离处的情况下使用的发射装置”。
“移动”装置的EM发射是依据最大允许暴露量(MPE)(以mW/cm2表示)来测量。图19展示在700MHz载波频率下针对发射功率的不同值的作为距RF辐射源的距离的函数的MPE功率密度。用以满足通常在距人体20cm外操作的装置的FCC“不受控制的”限制的最大允许发射功率为1W。
针对安装于远离“一般人群”的屋顶或建筑物上的发射器定义了较少限制性的功率发射约束条件。对于这些“屋顶发射器”，FCC定义依据有效辐射功率(ERP)测量的1000W的较宽松发射限制。
基于上述FCC约束条件，在一个实施例中，我们定义用于实际系统的两种类型的DIDO分布式天线：
·低功率(LP)发射器：位于任何高度的任何地方(即，室内或室外)，具有1W的最大发射功率及5Mbps消费者级宽带(例如，DSL、电缆调制解调器、光纤到家(FTTH))回程连接性。
·高功率(HP)发射器：在约10米高度的屋顶或建筑物安装的天线，具有100W的发射功率及商业级宽带(例如，光纤环)回程(与DIDO无线链路上可用的吞吐量相比，具有实际上“无限”数据速率)。
注意，具有DSL或电缆调制解调器连接性的LP发射器为低多普勒DIDO网络(如先前章节中所描述)的良好候选者，因为其客户端大部分为固定的或具有低移动性。具有商业光纤连接性的HP发射器可容许较高客户端移动性且可用于高多普勒DIDO网络中。
为了得到对具有不同类型LP/HP发射器的DIDO系统的性能的实际直观感觉，我们考虑在帕罗奥多(Palo Alto)市区(CA)中的DIDO天线安装的实际状况。图20a展示帕罗奥多中的NLP＝100个低功率DIDO分布式天线的随机分布。在图20b中，50个LP天线用NHP＝50个高功率发射器来替代。
基于图20a到20b中的DIDO天线分布，我们得到使用DIDO技术的系统的在帕罗奥多中的覆盖图。图21a及21b分别展示对应于图20a及图20b中的配置的两个功率分布。假定在700MHz的载波频率下由3GPP标准[3]定义的用于城市环境的路径损失/遮蔽模型而导出所接收的功率分布(以dBm表示)。我们观察到使用50％的HP发射器产生对所选区域的较好覆盖。
图22a到22b描绘上述两种情形的速率分布。吞吐量(以Mbps表示)是基于[4,5]中3GPP长期演进(LTE)标准中所定义的不同调制译码方案的功率阈值而导出。在700MHz载波频率下，总可用带宽固定到10MHz。考虑两个不同频率分配计划：i)仅分配5MHz频谱给LP台；ii)分配9MHz给HP发射器及分配1MHz给LP发射器。注意，较低带宽通常归因于其具有有限吞吐量的DSL回程连接性而分配给LP台。图22a到22b展示当使用50％的HP发射器时可显著增加速率分布，从而将平均每客户端数据速率从图22a中的2.4Mbps提高到图22b中的38Mbps。
接下来，我们定义了算法以控制LP台的功率发射，使得在任一给定时间允许较高功率，借此增加图22b中的DIDO系统的下行链路信道上的吞吐量。我们观察到对于功率密度的FCC限制是基于时间平均值而定义为[2]
其中为MPE平均时间，tn为暴露于具有功率密度Sn的辐射的时间周期。对于“受控”暴露，平均时间为6分钟，而对于“不受控”暴露，其增加达30分钟。接着，允许任一功率源以大于MPE限制的功率电平发射，只要(14)中的平均功率密度满足FCC的对于“不受控”暴露的30分钟平均值的限制便可。
基于此分析，我们定义自适应功率控制方法以增加瞬时每天线发射功率，同时将每DIDO天线的平均功率维持在MPE限制之下。我们考虑具有比活动客户端多的发射天线的DIDO系统。考虑到DIDO天线可被设想为便宜的无线装置(类似于WiFi接入点)且可放置于存在DSL、电缆调制解调器、光纤或其它因特网连接性的任何地点，这是一个合理的假定。
具有自适应每天线功率控制的DIDO系统的框架在图23中加以描绘。在被发送到DAC单元235之前，由多路复用器234产生的数字信号的振幅被用功率比例因子S1,…,SM动态地调整。功率比例因子是由功率控制单元232基于CQI 233来计算。
在一个实施例中，定义Ng个DIDO天线群组。每一群组含有至少与活动客户端的数目(K)一样多的DIDO天线。在任一给定时间，仅一个群组具有以大于MPE限制的功率电平(So)向客户端发射的Na>K个活动DIDO天线。一种方法根据图24中描绘的循环调度原则跨越所有天线群组重复。在另一实施例中，将不同调度技术(即，比例公平调度[8])用于群集选择以最佳化错误率或吞吐量性能。
假定循环功率分配，从(14)我们将每一DIDO天线的平均发射功率导出为
其中to为天线群组为活动的时间周期且TMPE＝30min为由FCC准则[2]定义的平均时间。(15)中的比为所述群组的工作因子(DF)，其经定义使得来自每一DIDO天线的平均发射功率满足MPE限制根据以下定义，工作因子视活动客户端的数目、群组的数目及每一群组的活动天线而定
在具有功率控制及天线分群的DIDO系统中获得的SNR增益(以dB计)被如下表示为工作因子的函数
我们观察到(17)中的增益是以所有DIDO天线上的GdB额外发射功率为代价而实现。
大体来说，来自所有Ng个群组的所有Na的总发射功率经定义为
其中Pij为平均每天线发射功率，其由下式给出
且Sij(t)为第j个群组中的第i个发射天线的功率谱密度。在一个实施例中，针对每一天线设计(19)中的功率谱密度以最佳化错误率或吞吐量性能。
为了获得对于所提议方法的性能的某种直观感觉，考虑在给定覆盖区域中的400个DIDO分布式天线及订用经由DIDO系统提供的无线因特网服务的400个客户端。不可能每一因特网连接均一直被完全地利用。假定客户端中的10％将在任一给定时间有效地使用无线因特网连接。接着，400个DIDO天线可分成各自有Na＝40个天线的Ng＝10个群组，每一群组以工作因子DF＝0.1在任一给定时间服务于K＝40个活动客户端。由此发射方案产生的SNR增益为GdB＝10log10(1/DF)＝10dB，由来自所有DIDO天线的10dB额外发射功率提供。然而，我们观察到平均每天线发射功率为恒定的且在MPE限制内。
图25将具有天线分群的上述功率控制的(未译码的)SER性能与第7,636,381号美国专利中的常规本征模式选择比较。所有方案使用BD预译码，具有四个客户端，每一客户端装备有单一天线。SNR指代每发射天线功率与噪声功率的比(即，每天线发射SNR)。以DIDO 4×4表示的曲线假定四个发射天线及BD预译码。具有正方形的曲线表示具有本征模式选择的具有两个额外发射天线及BD的SER性能，从而产生相对于常规BD预译码的10dB SNR增益(在1％SER目标处)。具有天线分群及DF＝1/10的功率控制也在相同SER目标处产生10dB增益。我们观察到归因于分集增益，本征模式选择改变SER曲线的斜率，而我们的功率控制方法归因于增加的平均发射功率而将SER曲线向左位移(维持相同斜率)。为了比较，展示具有较大工作因子DF＝1/50的SER而提供与DF＝1/10相比的额外7dB增益。
注意，我们的功率控制可具有比常规本征模式选择方法低的复杂度。实际上，每一群组的天线ID可被预先计算并经由查找表在DIDO天线与客户端之间共享，使得在任一给定时间仅要求K个信道估计。对于本征模式选择，计算(K+2)个信道估计且需要额外计算处理以选择在任一给定时间最小化所有客户端的SER的本征模式。
接下来，我们描述用以在一些特殊情形中减少CSI反馈开销的涉及DIDO天线分群的另一方法。图26a展示其中客户端(点)随机散布于由多个DIDO分布式天线(十字)覆盖的一个区域中的一种情形。每一发射接收无线链路上的平均功率可经计算为
A＝{|H|2}。 (20)
其中H为可用于DIDO BTS处的信道估计矩阵。
通过在1000个例子上求信道矩阵的平均值而在数值上获得图26a到26c中的矩阵A。图26b及图26c中分别描绘两种替代情形，其中环绕DIDO天线的子集而将客户端分群在一起且客户端接收来自位于遥远地方的DIDO天线的可忽略功率。举例来说，图26b展示产生块对角矩阵A的两个天线群组。一种极端情形为当每一客户端仅非常接近一个发射器且发射器彼此远离，使得来自所有其它DIDO天线的功率可忽略时。在此状况下，DIDO链路在多个SISO链路中退化且A为如图26c中的对角矩阵。
在上述所有三种情形中，BD预译码动态地调整预译码权重以考虑DIDO天线与客户端之间的无线链路上的不同功率电平。然而，识别DIDO群集中的多个群组并仅在每一群组内操作DIDO预译码是方便的。我们提议的分群方法产生以下优点：
·计算增益：仅在群集中的每一群组内计算DIDO预译码。举例来说，如果使用BD预译码，则奇异值分解(SVD)具有复杂度O(n3)，其中n为信道矩阵H的最小维数。如果H可缩减为块对角矩阵，则以减少的复杂度计算每一块的SVD。实际上，如果信道矩阵分成具有维数n1及n2的两个块矩阵，使得n＝n1+n2，则SVD的复杂度仅为O(n1 3)+O(n2 3)<O(n3)。在极端状况下，如果H为对角矩阵，则DIDO链路缩减成多个SISO链路且无需SVD计算。
·减少的CSI反馈开销：当DIDO天线及客户端被分成群组时，在一个实施例中，仅在同一群组内计算从客户端到天线的CSI。在TDD系统中，假定信道互易性，天线分群减少用以计算信道矩阵H的信道估计的数目。在其中CSI是在无线链路上反馈的FDD系统中，天线分群进一步产生DIDO天线与客户端之间的无线链路上的CSI反馈开销的减少。
用于DIDO上行链路信道的多址技术
在本发明的一个实施例中，不同多址技术经定义用于DIDO上行链路信道。这些技术可用以在上行链路上从客户端到DIDO天线反馈CSI或发射数据流。下文中，我们将反馈CSI及数据流称为上行链路流。
·多输入多输出(MIMO)：上行链路流经由开放回路MIMO多路复用方案从客户端发射到DIDO天线。此方法假定所有客户端经时间/频率同步。在一个实施例中，客户端之间的同步是经由来自下行链路的训练而实现，且所有DIDO天线经假定为锁定到同一时间/频率参考时钟。注意在不同客户端处的延迟扩展的变化可产生在不同客户端的时钟之间的可影响MIMO上行链路方案的性能的抖动。在客户端经由MIMO多路复用方案发送上行链路流之后，接收DIDO天线可使用非线性(即，最大似然，ML)或线性(即，逼零最小均方差)接收器来消除同信道干扰并个别地对上行链路流进行解调。
·时分多址(TDMA)：不同客户端经指派给不同时隙。每一客户端在其时隙可用时发送其上行链路流。
·频分多址(FDMA)：不同客户端经指派给不同载波频率。在多载波(OFDM)系统中，频调的子集经指派给同时发射上行链路流的不同客户端，借此减少等待时间。
·码分多址(CDMA)：每一客户端经指派给一不同伪随机序列且在码域中实现跨客户端的正交性。
在本发明的一个实施例中，客户端为以比DIDO天线低得多的功率发射的无线装置。在此状况下，DIDO BTS基于上行链路SNR信息定义客户端子群，使得跨越子群的干扰经最小化。在每一子群中，使用上述多址技术建立在时域、频域、空间域或码域中的正交信道，借此避免跨越不同客户端的上行链路干扰。
在另一实施例中，结合先前章节中提出的天线分群方法使用上文描述的上行链路多址技术以定义DIDO群集内的不同客户端群组。
用于DIDO多载波系统中的链路调适的系统及方法
在第7,636,381号美国专利中定义了利用无线信道的时间、频率及空间选择性的DIDO系统的链路调适方法。下文所描述的是用于利用无线信道的时间/频率选择性的多载波(OFDM)DIDO系统中的链路调适的本发明的实施例。
我们根据[9]中的按指数规律衰减的功率延迟概况(PDP)或Saleh-Valenzuela模型来仿真瑞雷衰落信道。为简单起见，我们假定具有多路径PDP的单一群集信道经定义为
Pn＝e-βn (21)
其中n＝0,…,L-1为信道分接头的索引，L为信道分接头的数目且β＝1/σDS是为信道相干性带宽的指示符、与信道延迟扩展(σDS)成反比的PDP指数。β的低值产生频率平坦信道，而β的高值产生频率选择性信道。(21)中的PDP经正规化，使得所有L信道分接头的总平均功率为一
图27描绘DIDO 2×2系统的在延迟域或瞬时PDP(上部曲线)及频域(下部曲线)上的低频率选择性信道(假定β＝1)的振幅。第一下标指示客户端，第二下标指示发射天线。高频率选择性信道(其中β＝0.1)展示于图28中。
接下来，我们研究在频率选择性信道中DIDO预译码的性能。假定(1)中的信号模型满足(2)中的条件，我们经由BD计算DIDO预译码权重。我们通过(2)中的条件将(5)中的DIDO接收信号模型重新公式化为
rk＝Heksk+nk。 (23)
其中Hek＝HkWk为用户k的有效信道矩阵。对于每一客户端一单一天线的DIDO2×2，有效信道矩阵减少到具有图29中所示的频率响应并用于由图28中的高频率选择性(例如，其中β＝0.1)表征的信道的一个值。图29中的实线指代客户端1，而具有点的线指代客户端2。基于图29中的信道质量量度，我们定义视变化的信道条件而动态地调整MCS的时间/频率域链路调适(LA)方法。
我们以评估AWGN及瑞雷衰落SISO信道中的不同MCS的性能开始。为简单起见，我们假定无FEC译码，但以下LA方法可扩展到包括FEC的系统。
图30展示不同QAM方案(即，4-QAM、16-QAM、64-QAM)的SER。在不失一般性的情况下，我们对于未译码的系统假定1％的目标SER。用以在AWGN信道中满足所述目标SER的SNR阈值对于三个调制方案分别为8dB、15.5dB及22dB。在瑞雷衰落信道中，众所周知上述调制方案的SER性能比AWGN差[13]且SNR阈值分别为：18.6dB、27.3dB及34.1dB。我们观察到DIDO预译码将多用户下行链路信道变换成平行SISO链路的集合。因此，在逐客户端基础上，用于SISO系统的与图30中相同的SNR阈值适用于DIDO系统。此外，如果执行瞬时LA，则使用AWGN信道中的阈值。
用于DIDO系统的所提议LA方法的关键思想是当信道经历时域或频域中的深衰落(图28中所描绘)时使用低MCS阶数以提供链路稳健性。相反，当信道由大增益表征时，LA方法切换到较高MCS阶数以提高频谱效率。与第7,636,381号美国专利相比，本申请案的一个贡献是使用(23)中及图29中的有效信道矩阵作为量度以允许实现调适。
LA方法的总框架在图31中加以描绘并经定义如下：
·CSI估计：在3171处，DIDO BTS计算来自所有用户的CSI。用户可装备有单一个或一个以上接收天线。
·DIDO预译码：在3172处，BTS计算用于所有用户的DIDO预译码权重。在一个实施例中，使用BD计算这些权重。预译码权重是逐频调地计算。
·链路质量量度计算：在3173处，BTS计算频域链路质量量度。在OFDM系统中，根据CSI及用于每一频调的DIDO预译码权重而计算量度。在本发明的一个实施例中，链路质量量度为所有OFDM频调上的平均SNR。我们将此方法定义为LA1(基于平均SNR性能)。在另一实施例中，链路质量量度为(23)中的有效信道的频率响应。我们将此方法定义为LA2(基于逐频调性能以利用频率分集)。如果每一客户端具有单一天线，则图29中描绘频域有效信道。如果客户端具有多个接收天线，则链路质量量度经定义为用于每一频调的有效信道矩阵的Frobenius范数。或者，对于每一客户端定义多个链路质量量度作为(23)中的有效信道矩阵的奇异值。
·位加载算法：在3174处，基于链路质量量度，BTS确定用于不同客户端及不同OFDM频调的MCS。对于LA1方法，基于图30中的瑞雷衰落信道的SNR阈值而将相同MCS用于所有客户端及所有OFDM频调。对于LA2，将不同MCS指派给不同OFDM频调以利用信道频率分集。
·预译码数据发射：在3175处，BTS使用从位加载算法导出的MCS将预译码的数据流从DIDO分布式天线发射到客户端。将一个标头附接到预译码数据以将用于不同频调的MCS传达到客户端。举例来说，如果可以获得八个MCS且OFDM符号是用N＝64个频调定义，则需要log2(8)*N＝192个位来将当前MCS传达到每一客户端。假定使用4-QAM(2位/符号频谱效率)将那些位映射到符号中，仅需要192/2/N＝1.5个OFDM符号来映射MCS信息。在另一实施例中，多个副载波(或OFDM频调)被分群成子带，且相同MCS被指派给相同子带中的所有频调以减少归因于控制信息的开销。此外，基于信道增益的时间变化(与相干时间成正比)调整MCS。在固定无线信道(由低多普勒效应表征)中，每隔信道相干时间的一部分重新计算MCS，借此减少控制信息所需的开销。
图32展示上文描述的LA方法的SER性能。为了比较，针对所使用的三个QAM方案中的每一者绘制瑞雷衰落信道中的SER性能。LA2方法调适MCS以适应有效信道在频域中的波动，借此与LA1相比提供用于低SNR(即，SNR＝20dB)的频谱效率的1.8bps/Hz增益及SNR(对于SNR>35dB)中的15dB增益。
用于多载波系统中的DIDO预译码内插的系统及方法
DIDO系统的计算复杂度主要局限于中央处理器或BTS。计算上代价最大的运算为根据所有客户端的CSI计算所有客户端的预译码权重。当使用BD预译码时，BTS必须执行与系统中的客户端的数目一样多的奇异值分解(SVD)运算。减少复杂度的一种方式为经由并行化处理，其中SVD是在用于每一客户端的单独处理器上计算。
在多载波DIDO系统中，每一副载波经历平坦衰落信道且在每一副载波上针对每一客户端执行SVD。显然，系统的复杂度随副载波的数目而线性地增加。举例来说，在具有1MHz信号带宽的OFDM系统中，循环前缀(L0)必须具有至少八个信道分接头(即，8微秒的持续时间)以避免在具有大延迟扩展的室外城市巨型小区环境中的符号间干扰[3]。用以产生OFDM符号的快速傅立叶变换(FFT)的大小(NFFT)通常经设定为L0的倍数以减少数据速率的损失。如果NFFT＝64，则系统的有效频谱效率由因子NFFT/(NFFT+L0)＝89％限制。NFFT的较大值以DIDO预译码器处的较高计算复杂度为代价产生较高频谱效率。
减少DIDO预译码器处的计算复杂度的一种方式是在频调的子集(我们称为导频频调)上执行SVD运算并经由内插导出用于剩余频调的预译码权重。权重内插为导致客户端间干扰的一个误差源。在一个实施例中，使用最佳权重内插技术减少客户端间干扰，从而在多载波系统中产生改良的错误率性能及较低计算复杂度。在具有M个发射天线、U个客户端及每客户端N个接收天线的DIDO系统中，保证对其它客户端u的零干扰的第k个客户端的预译码权重(Wk)的条件是从(2)导出为
HuWk＝0N×N；其中u≠k (24)
其中Hu为对应于系统中的其它DIDO客户端的信道矩阵。
在本发明的一个实施例中，权重内插方法的目标函数经定义为
其中θk为待针对用户k最佳化的参数的集合，为权重内插矩阵且||·||F表示矩阵的Frobenius范数。最佳化问题经公式化为
其中Θk为最佳化问题的可行集合且θk,opt为最佳解。
(25)中的目标函数经定义用于一个OFDM频调。在本发明的另一实施例中，目标函数经定义为待内插的所有OFDM频调的矩阵的(25)中的Frobenius范数的线性组合。在另一实施例中，将OFDM频谱分成频调的子集且最佳解由下式给出
其中n为OFDM频调索引且A为频调的子集。
(25)中的权重内插矩阵Wk(θk)经表示为参数θk的集合的函数。一旦根据(26)或(27)确定最佳化集合，便计算最佳权重矩阵。在本发明的一个实施例中，给定OFDM频调n的权重内插矩阵经定义为导频频调的权重矩阵的线性组合。用于具有单一客户端的波束成形系统的权重内插函数的一个实例定义于[11]中。在DIDO多客户端系统中，我们将权重内插矩阵写成
其中0≤l≤(L0-1)，L0为导频频调的数目且cn＝(n-1)/N0，其中N0＝NFFT/L0。接着使(28)中的权重矩阵正规化，使得以保证从每一天线的单一功率发射。如果N＝1(每一客户端单一接收天线)，则(28)中的矩阵变成关于其范数而正规化的向量。在本发明的一个实施例中，在OFDM频调的范围内均匀地挑选导频频调。在另一实施例中，基于CSI自适应地挑选导频频调以最小化内插误差。
我们观察到[11]中的系统及方法与本专利申请案中所提议的系统及方法的一个关键差异为目标函数。具体来说，[11]中的系统假定多个发射天线及单一客户端，因而相关方法经设计以最大化预译码权重乘信道的积以最大化客户端的接收SNR。然而，此方法在多客户端情形中不起作用，因为其归因于内插误差而产生客户端间干扰。相反，我们的方法经设计以最小化客户端间干扰，借此对于所有客户端改良错误率性能。
图33展示对于其中NFFT＝64及L0＝8的DIDO 2×2系统的作为OFDM频调索引的函数的(28)中的矩阵的条目。信道PDP是根据(21)中的模型(其中β＝1)而产生，且所述信道由仅八个信道分接头组成。我们观察到L0必须经挑选为大于信道分接头的数目。图33中的实线表示理想函数，而虚线为内插函数。根据(28)中的定义，对于导频频调，内插权重与理想权重匹配。在剩余频调上计算的权重归因于估计误差而仅近似于理想状况。
实施权重内插方法的一种方式为经由对(26)中的可行集合Θk的竭尽式搜索。为了减少搜索的复杂度，我们将可行集合量化成均匀地在范围[0，2π]内的P值。图34展示对于L0＝8、M＝Nt＝2个发射天线及P的可变数目的SER对SNR。当量化等级的数目增加时，SER性能改良。我们观察到由于归因于减少的搜索数目的低得多的计算复杂度，P＝10的状况接近P＝100的性能。
图35展示针对不同DIDO阶数及L0＝16的内插方法的SER性能。我们假定客户端的数目与发射天线的数目相同且每一客户端装备有单一天线。当客户端的数目增加时，SER性能归因于由权重内插误差产生的客户端间干扰增加而降级。
在本发明的另一实施例中，使用不同于(28)中的那些权重内插函数的权重内插函数。举例来说，可使用线性预测自我回归模型[12]基于对信道频率相关性的估计而跨越不同OFDM频调内插权重。
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II.本申请案的揭示内容
下文描述使用协作地操作以建立到给定用户的无线链路同时抑制对其他用户的干扰的多个分布式发射天线的无线射频(RF)通信系统及方法。经由用户群集而允许实现跨越不同发射天线的协调。用户群集为其信号可由给定用户可靠地检测(即，所接收信号强度在噪声或干扰电平之上)的发射天线的子集。系统中的每一用户定义其自身的用户群集(user-cluter)。由同一用户群集中的发射天线发送的波形相干地组合以在目标用户的位置处建立RF能量，并在可由那些天线达到的任何其他用户的位置处建立零RF干扰点。
考虑在一个用户群集内具有M个发射天线及具有可由那M个天线达到的K个用户的系统，其中K≤M。我们假定发射器知晓M个发射天线与K个用户之间的CSI(H∈CK×M)。为简单起见，假定每一用户装备有单一天线，但相同方法可扩展到每一用户多个接收天线。考虑通过将从M个发射天线到K个用户的信道向量(hk∈C1×M)组合而获得的如下信道矩阵H
计算建立到用户k的RF能量及到所有其他K-1个用户的零RF能量的预译码权重(wk∈CM×1)以满足以下条件
其中为通过移除矩阵H的第k行而获得的用户k的有效信道矩阵，且0K×1为具有全零条目的向量。
在一个实施例中，无线系统为DIDO系统且使用用户群集以建立到目标用户的无线通信链路，同时预先消除对可由位于用户群集内的天线达到的任何其他用户的干扰。在第12/630,627号美国申请案中，描述一种DIDO系统，其包括：
·DIDO客户端：装备有一个或一个以上天线的用户终端；
·DIDO分布式天线：收发站，其协作地操作以将预译码的数据流发射到多个用户，借此抑制用户间干扰；
·DIDO基地收发站(BTS)：集中式处理器，其产生到DIDO分布式天线的预译码的波形；
·DIDO基站网络(BSN)：有线回程，其将BTS连接到DIDO分布式天线或其它BTS。
DIDO分布式天线视其相对于BTS或DIDO客户端的位置的空间分布而被分群成不同子集。我们定义三种类型的群集，如图36中所描绘：
·超级群集3640：为连接到一个或多个BTS的DIDO分布式天线的集合，使得所有BTS与相应用户之间的往返等待时间在DIDO预译码回路的约束条件内；
·DIDO群集3641：为连接到同一BTS的DIDO分布式天线的集合。当超级群集仅含有一个BTS时，其定义与DIDO群集一致；
·用户群集3642：为协作地将预译码的数据发射到给定用户的DIDO分布式天线的集合。
举例来说，BTS为经由BSN连接到其它BTS及DIDO分布式天线的本地集线器。BSN可包含各种网络技术，包括(但不限于)数字用户线(DSL)、ADSL、VDSL[6]、电缆调制解调器、光纤环、T1线、光纤同轴混合(HFC)网络及/或固定无线(例如，WiFi)。同一超级群集内的所有BTS经由BSN共享关于DIDO预译码的信息，使得往返等待时间在DIDO预译码回路内。
在图37中，分别地，点表示DIDO分布式天线，十字为用户且虚线指示用户U1及U8的用户群集。下文中描述的方法经设计以建立到目标用户U1的通信链路，同时建立对于用户群集内部或外部的任何其它用户(U2到U8)的零RF能量点。
我们提议[5]中的类似方法，其中建立了零RF能量点以移除DIDO群集之间的重叠区域中的干扰。需要额外天线将信号发射到DIDO群集内的客户端同时抑制群集间干扰。本申请案中所提议的方法的一个实施例不试图移除DIDO群集间干扰；而是其假定群集绑定到客户端(即，用户-群集)并保证不对在所述邻域中的任何其它客户端产生干扰(或干扰可忽略)。
与所提议方法相关联的一个思想是距用户-群集足够远的用户归因于大的路径损失而不受来自发射天线的辐射影响。靠近或在用户-群集内的用户归因于预译码而接收无干扰信号。此外，可添加额外发射天线到用户-群集(如图37中所示)，使得满足条件K≤M。
使用用户群集的方法的一个实施例由以下步骤组成：
a.链路质量测量：将每一DIDO分布式天线与每一用户之间的链路质量报告给BTS。链路质量量度由信噪比(SNR)或信号对干扰加噪声比(SINR)组成。
在一个实施例中，DIDO分布式天线发射训练信号且用户基于所述训练来估计所接收信号质量。训练信号经设计以在时域、频域或码域中正交，使得用户可区别不同发射器。或者，DIDO天线以一个特定频率(即，信标信道)发射窄带信号(即，单一频调)，且用户基于所述信标信号估计链路质量。一个阈值经定义为用以成功地解调数据的在噪声电平之上的最小信号振幅(或功率)，如图38a中所示。在此阈值之下的任一链路质量量度值均被假定为零。在有限数目的位上量化链路质量量度，且将其反馈到发射器。
在不同实施例中，训练信号或信标是从用户发送且链路质量是在DIDO发射天线处被估计(如图38b中)，假定上行链路(UL)路径损失与下行链路(DL)路径损失之间的互易性。注意，当UL及DL频带相对接近时，路径损失互易性为时分双工(TDD)系统(具有在同一频率下的UL及DL信道)及频分双工(FDD)系统中的现实假定。如图37中所描绘，经由BSN跨越不同BTS共享关于链路质量量度的信息，使得所有BTS知晓跨越不同DIDO群集的每一天线/用户对之间的链路质量。
b.用户-群集的定义：DIDO群集中的所有无线链路的链路质量量度为经由BSN跨越所有BTS共享的链路质量矩阵的条目。图37中的情形的链路质量矩阵的一个实例描绘于图39中。
使用链路质量矩阵定义用户群集。举例来说，图39展示用于用户U8的用户群集的选择。首先识别到用户U8的具有非零链路质量量度的发射器的子集(即，活动发射器)。这些发射器填充用于用户U8的用户-群集。接着选择含有从所述用户-群集内的发射器到其他用户的非零条目的子矩阵。注意因为链路质量量度仅用以选择用户群集，所以其可仅通过两个位来量化(即，以识别在图38中的阈值之上或之下的状态)，借此减少反馈开销。
在图40中描绘用于用户U1的另一实例。在此状况下，活动发射器的数目低于子矩阵中的用户的数目，因而违反了条件K≤M。因此，将一个或一个以上列添加到子矩阵以满足所述条件。如果发射器的数目超过用户的数目，则可将额外天线用于分集方案(即，天线或本征模式选择)。
在图41中展示用于用户U4的又一实例。我们观察到所述子矩阵可作为两个子矩阵的组合来获得。
c.到BTS的CSI报告：一旦选择了用户群集，就使从用户-群集内的所有发射器到由那些发射器达到的每一用户的CSI可用于所有BTS。经由BSN跨越所有BTS共享CSI信息。在TDD系统中，可利用UL/DL信道互易性以从UL信道上的训练导出CSI。在FDD系统中，需要从所有用户到BTS的反馈信道。为了减少反馈量，仅反馈对应于链路质量矩阵的非零条目的CSI。
d.DIDO预译码：最终，将DIDO预译码应用于对应于不同用户群集的每一CSI子矩阵(例如，如相关美国专利申请案中所描述)。
在一个实施例中，计算有效信道矩阵的奇异值分解(SVD)且将用于用户k的预译码权重wk定义为对应于的零子空间的右奇异向量。或者，如果M>K且SVD将有效信道矩阵分解为则用于用户k的DIDO预译码权重由下式给出
wk＝Uo(Uo H·hk T)
其中Uo是列为的零子空间的奇异向量的矩阵。
根据基本线性代数考虑，我们观察到矩阵的零子空间中的右奇异向量等于对应于零本征值的C的本征向量
其中根据SVD而将有效信道矩阵分解为接着，计算的SVD的一种替代方法为计算C的本征值分解。存在计算本征值分解的若干方法，例如幂方法。因为我们仅对对应于C的零子空间的本征向量感兴趣，所以我们使用由迭代描述的逆幂法
其中首先迭代的向量(ui)为随机向量。
考虑到零子空间的本征值(λ)已知(即，零)，所述逆幂法仅要求一次迭代以收敛，从而减少了计算复杂度。于是，我们将预译码权重向量写为
w＝C-1u1
其中u1为具有等于1的实条目的向量(即，预译码权重向量为C-1的列的总和)。
DIDO预译码计算要求一次矩阵反转。存在若干数值解决方案来减少矩阵反转的复杂度，例如施特拉森(Strassen)的算法[1]或库伯史密斯－文格拉德(Coppersmith-Winograd)的算法[2,3]。因为C在定义上为厄米特(Hermitian)矩阵，所以替代解决方案为将C分解成其实部及虚部，且根据[4，章节11.4]中的方法计算实矩阵的矩阵反转。
所提议方法及系统的另一特征为其可重配置性。当如图42所示客户端跨越不同DIDO群集移动时，用户-群集跟随其移动。换言之，当客户端改变其位置时，发射天线的子集不断地更新且有效信道矩阵(及对应预译码权重)被重新计算。
本文中所提议的方法在图36中的超级群集内起作用，因为经由BSN的BTS之间的链路必须为低等待时间的。为了抑制不同超级群集的重叠区域中的干扰，可使用[5]中的我们的方法，其使用额外天线在DIDO群集之间的干扰区域中建立零RF能量点。
应注意术语“用户”及“客户端”在本文中可互换地使用。
参考文献
[1]2005年11月，SIAM新闻(SIAM News)，第38卷，第9期，S·罗宾逊(S.Robinson)的“用于矩阵乘法的最优算法(Toward an Optimal Algorithm for MatrixMultiplication)”
[2]1990年，J.Symb.Comp.，第9卷，第251页到280页，D.Coppersmith及S.Winograd的“经由算术级数的矩阵乘法(Matrix Multiplication via Arithmetic Progression)”
[3]H·科恩(H.Cohn)，R·科林博格(R.Kleinberg)，B·斯杰迪(B.Szegedy)，C·尤门斯(C.Umans)的“矩阵乘法的群组理论算法(Group-theoretic Algorithms forMatrix Multiplication)”，2005年11月，第379页到388页
[4]1992年，剑桥大学出版社，W.H.出版社，S.A·特克斯基(S.A.Teukolsky)，W.T·维特令(W.T.Vetterling)，B.P·福朗瑞(B.P.Flannery)的“C语言的数字方法：科学计算技术(NUMERICAL RECIPES IN C:THE ART OF SCIENTIFIC COMPUTING)”
[5]2010年6月16日申请的第12/802,988号专利申请案，A·福文纳(A.Forenza)及S.G·帕尔曼(S.G.Perlman)的“分布式多输入多输出(DIDO)通信系统中的干扰管理、越区切换、功率控制及链路调适(INTERFERENCE MANAGEMENT,HANDOFF,POWER CONTROL ANDLINK ADAPTATION IN DISTRIBUTED-INPUT DISTRIBUTED-OUTPUT(DIDO)COMMUNICATIONSYSTEMS)”
[6]2006年，爱立信评论(Ericsson Review)，第1期，帕－爱瑞克·爱立信(Per-ErikEriksson)及布乔·奥登哈莫尔(Odenhammar)的“VDSL2：下一种重要的宽带技术(VDSL2:Next important broadband technology)”
本发明的实施例可包括如上文阐述的各种步骤。所述步骤可体现于使通用或专用处理器执行特定步骤的机器可执行指令中。举例来说，上文描述的基站/AP及客户端装置中的各种组件可实施为在通用或专用处理器上执行的软件。为了避免使本发明的有关方面模糊不清，图中已省去例如计算机存储器、硬盘驱动器、输入装置等的各种众所周知的个人计算机组件。
或者，在一个实施例中，本文中说明的各种功能模块及相关联步骤可由含有用于执行所述步骤的硬连线逻辑的特定硬件组件(例如，专用集成电路(“ASIC”))或由编程计算机组件与定制硬件组件的任一组合来执行。
在一个实施例中，例如上文描述的译码、调制及信号处理逻辑903的特定模块可实施于可编程数字信号处理器(“DSP”)(或DSP的群组)(例如，使用德州仪器的TMS320x架构(例如，TMS320C6000、TMS320C5000，...等)的DSP)上。此实施例中的DSP可嵌入于个人计算机的附加卡(例如，PCI卡)内。当然，在仍遵守本发明的基本原理的同时，可使用各种不同DSP架构。
本发明的元件也可经提供为用于存储机器可执行指令的机器可读媒体。机器可读媒体可包括(但不限于)闪存、光盘、CD-ROM、DVD ROM、RAM、EPROM、EEPROM、磁性或光学卡、传播媒体或适于存储电子指令的其它类型的机器可读媒体。举例来说，本发明可作为可通过体现于载波或其它传播媒体中的数据信号经由通信链路(例如，调制解调器或网络连接)从远程计算机(例如，服务器)传送到请求计算机(例如，客户端)的计算机程序而下载。
贯穿前述描述，为解释的目的，阐述了众多特定细节以便提供对本发明的系统及方法的透彻理解。然而，所属领域的技术人员将显而易见可在没有这些特定细节中的一些的情况下实践所述系统及方法。因此，应依据所附权利要求书来判断本发明的范畴及精神。
此外，贯穿前述描述，引用了众多公开案以提供对本发明的更透彻理解。所有这些引用的参考文献均以引用的方式并入本申请案中。

Claims (114)

1.一种多用户MU多天线系统MU-MAS，其包含：
一个或一个以上集中式单元，其经由网络以通信方式耦合到多个分布式收发站或多个分布式天线，
所述网络由有线或无线链路或两者的组合组成，所述网络用作回程通信信道；
所述集中式单元将N个数据流变换成M个预译码的数据流，每一预译码的数据流是一些或所有N个数据流的组合；
所述M个预译码的数据流是经由所述网络发送到所述分布式收发站；
所述分布式收发站经由无线链路将所述预译码的数据流同时发送到至少一个客户端装置，从而使得至少一个客户端装置接收所述N个数据流中的至少一者。
2.根据权利要求1所述的系统，其中所述多个分布式天线发射射频RF信号以在空间中建立具有零RF能量的位置。
3.根据权利要求1所述的系统，其中所述MU-MAS移除相邻群集之间的干扰且包含：
第一MU-MAS群集，其用于经由MU-MAS通信信道与客户端装置通信；
所述客户端装置用于检测来自所述第一MU-MAS群集的信号强度；
第二MU-MAS群集，其用于产生干扰所述MU-MAS通信信道的信号，其中所述客户端装置检测来自所述第二MU-MAS群集的干扰信号强度；
如果来自所述第一MU-MAS群集的所述信号强度达到相对于来自所述第二MU-MAS群集的所述干扰信号强度的值的指定值，则所述客户端装置产生定义所述客户端装置的一个或一个以上天线与所述第二MU-MAS群集的一个或一个以上天线之间的信道状态信息CSI，并将所述CSI发射到所述第二MU-MAS群集中的基地收发站BTS；及
所述BTS实施具有MU-MAS群集间干扰IMCI消除的MU-MAS预译码以避免所述客户端装置处的RF干扰。
4.根据权利要求1所述的系统，其中所述MU-MAS在所述客户端装置从第一MU-MAS群集移动到第二MU-MAS群集时调整与所述客户端装置的通信，所述系统包含：
所述客户端装置检测在所述客户端装置与所述第一MU-MAS群集之间的信号强度(“S1”)及在所述客户端装置与所述第二MU-MAS群集之间的信号强度(“S2”)；
当所述客户端装置在其中S2低于S1的第一指定区域内时，则对所述第一MU-MAS群集中的所述分布式收发站或基地收发站BTS中的至少一者实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到包括所述客户端装置的第一多个客户端装置；及对所述第二MU-MAS群集中的所述BTS实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到不包括所述客户端装置的第二多个客户端装置；
当所述客户端装置在其中S2已相对于S1增加及/或S1已相对于S2减少使得S2与S1的相对值已达到第一阈值的第二指定区域内时，则产生定义在所述客户端装置的一个或一个以上天线与所述第二MU-MAS群集的一个或一个以上天线之间的信道状态信息CSI，其中所述第二MU-MAS群集的BTS使用所述CSI来实施具有MU-MAS群集间干扰IMCI消除的MU-MAS预译码以避免所述客户端装置处的RF干扰；
当所述客户端装置在其中S2已相对于S1增加及/或S1已相对于S2减少使得S2与S1的相对值已达到第二阈值的第三指定区域内时，则对所述第二MU-MAS群集中的所述BTS实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到包括所述客户端装置的所述第二多个客户端装置；及产生定义在所述客户端装置的一个或一个以上天线与所述第一MU-MAS群集的一个或一个以上天线之间的CSI，其中所述第一MU-MAS群集的BTS使用所述CSI来实施具有MU-MAS群集间干扰IMCI消除的MU-MAS预译码以避免所述客户端装置处的RF干扰；及
当所述客户端装置在其中S2已相对于S1增加及/或S1已相对于S2减少使得S2与S1的相对值已达到第三阈值的第四指定区域中时，则对所述第二MU-MAS群集中的所述基地收发站BTS中的至少一者实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到包括所述客户端装置的所述第二多个客户端装置；及对所述第一MU-MAS群集中的所述BTS实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到不包括所述客户端装置的所述第一多个客户端装置。
5.根据权利要求1所述的系统，其中所述MU-MAS调整与所述客户端装置的通信且包含：
MU-MAS网络，其具有将RF能量发送到所述客户端装置的多个天线；
所述客户端装置及/或所述MU-MAS网络的一个或一个以上基站收发器BTS估计所述客户端装置的当前速度；及
所述BTS中的一者或一者以上基于所述客户端装置的所估计速度将所述客户端装置指派给特定MU-MAS网络。
6.根据权利要求1所述的系统，其中所述MU-MAS调整与所述客户端装置的通信且包含：
将MU-MAS权重应用于一个或一个以上数据流以产生一个或一个以上MU-MAS预译码的数据流；
接收将经由其发射所述MU-MAS预译码的数据流的所述通信信道的输入信道质量信息CQI及/或信道状态信息CSI；
基于所述CQI及/或CSI确定功率比例因子；及
将所述功率比例因子应用于所述MU-MAS预译码的数据流中的每一者。
7.根据权利要求1所述的系统，其中所述MU-MAS调整与所述客户端装置的通信且包含：
接收信道状态信息CSI及/或信道质量信息CQI；
基于所述CSI或CQI选择相同群集内的MU-MAS天线群组；及
应用MU-MAS权重以基于所述CSI及/或CQI在每一群组内产生一个或一个以上MU-MAS预译码的数据流。
8.根据权利要求1所述的系统，其中所述MU-MAS与多个客户端装置通信且包含：
确定定义第一多个MU-MAS天线中的每一者与所述客户端装置中的每一者之间的信道状态信息CSI；
使用所述CSI确定预译码权重；
使用所述CSI及MU-MAS预译码权重确定定义所述第一多个MU-MAS天线中的每一者与所述客户端装置中的每一者之间的链路质量的链路质量量度；
使用所述链路质量量度确定用于不同客户端装置的调制译码方案MCS；以及
使用用于所述客户端装置中的每一者的所述确定的MCS将预译码的数据流从所述第一多个MU-MAS天线中的每一者发射到所述客户端装置。
9.根据权利要求1所述的系统，其中所述MU-MAS执行预译码内插，且使用正交频分多路复用OFDM及MU-MAS预译码与多个客户端装置通信，所述系统包含用于处理程序代码以执行以下操作的处理器：
选择OFDM频调的第一子集以确定预译码权重的第一子集；
通过在预译码权重的所述第一子集之间内插导出用于OFDM频调的第二子集的预译码权重的第二子集；及
在将数据流发射到客户端装置之前，使用预译码权重的所述第一子集与预译码权重的所述第二子集的组合对所述数据流进行预译码。
10.根据权利要求1所述的系统，其中所述MU-MAS包含：
多个客户端装置；
多个基地收发站BTS，其具有多个MU-MAS天线，用于建立与所述多个客户端装置的多个并行通信信道；
其中所述BTS及/或所述客户端装置获得的所述并行通信信道的链路质量测量值且使用所述链路质量测量值来定义客户端装置群集；
所述BTS及/或所述客户端装置进一步测量每一客户端装置与定义的客户端装置群集内的每一MU-MAS天线之间的信道状态信息CSI，并基于所述测量的CSI对所述客户端装置群集内的所述MU-MAS天线与那些MU-MAS天线可到达的所述客户端装置之间的数据发射进行预译码。
11.根据权利要求1所述的系统，其使用块对角预译码。
12.根据权利要求2所述的系统，其中所述分布式天线建立多达M-1个零RF能量点。
13.根据权利要求2所述的系统，其中所述零RF能量位置为接收器，所述分布式天线知晓发射器与所述接收器之间的信道状态信息，且所述发射器利用所述信道状态信息来确定将被同时发射的干扰信号。
14.根据权利要求2所述的系统，其中所述分布式天线是多用户MU多天线系统MU-MAS天线，所述具有零RF能量的位置对应于所述客户端装置的位置且MU-MAS预译码用以建立到所述客户端装置的零RF能量点。
15.根据权利要求2所述的系统，其中建立零RF能量点以移除相邻MU-MAS群集之间的干扰。
16.根据权利要求3所述的系统，其进一步包含：
所述客户端装置通过估计所述客户端装置处的信号对干扰加噪声比SINR来确定来自所述第一MU-MAS群集的所述信号强度的指定值是否达到相对于来自所述第二MU-MAS群集的所述干扰信号强度的值的所述指定值，所述SINR基于由所述客户端装置从所述第一MU-MAS群集检测的所述信号强度与由所述客户端装置从所述第二MU-MAS群集检测的所述干扰信号强度的比；及
当所述SINR移到指定阈值之下时所述客户端装置产生定义所述客户端装置的一个或一个以上天线与所述第二MU-MAS群集的一个或一个以上天线之间的信道状态信息CSI。
17.根据权利要求3所述的系统，其进一步包含：
所述第一MU-MAS群集内的多个基站收发器BTS；
所述第一MU-MAS群集的所述BTS实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到包括所述客户端装置的第一多个客户端装置；
所述第二MU-MAS群集的所述BTS实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到第二多个客户端装置，所述常规MU-MAS预译码是与所述IMCI消除预译码并行地实施。
18.根据权利要求3所述的系统，其中在所述客户端装置处检测来自第二MU-MAS群集的干扰信号强度包含在指定静音周期期间测量来自所述第一MU-MAS群集的所述分布式天线的信号强度。
19.根据权利要求18所述的系统，其中所述指定静音周期是基于预定发射帧结构而指定。
20.根据权利要求3所述的MU-MAS系统，其中所述第一MU-MAS群集及所述第二MU-MAS群集包含多载波正交频分多路复用OFDM系统，所述系统进一步包含：
所述客户端装置通过估计所述客户端装置处的信号对干扰比SIR或信号对干扰加噪声比SINR来确定来自所述第一MU-MAS群集的所述信号强度的所述指定值是否达到相对于来自所述第二MU-MAS群集的所述干扰信号强度的值的指定值，所述SIR基于由所述客户端装置从所述第一MU-MAS群集检测的所述信号强度与由所述客户端装置从所述第二MU-MAS群集检测的所述干扰信号强度的比，所述SINR基于由所述客户端装置从所述第一MU-MAS群集检测的所述信号强度与由所述客户端装置从所述第二MU-MAS群集检测的所述干扰信号强度及噪声信号强度的比，其中所述SIR或SINR是从所述OFDM系统的零频调估计。
21.根据权利要求3所述的系统，其中如果来自所述第一MU-MAS群集的所述信号强度达到相对于来自所述第二MU-MAS群集的所述干扰信号强度的值的指定值，则所述客户端装置使用来自所述第二MU-MAS群集的训练信号以产生定义所述客户端装置的一个或一个以上天线与所述第二MU-MAS群集的一个或一个以上天线之间的所述信道状态信息CSI。
22.根据权利要求3所述的系统，其中在所述第二MU-MAS群集中的所述BTS处实施具有MU-MAS群集间干扰IMCI消除的MU-MAS预译码包含预译码及发射射频RF信号以在所述客户端装置的位置处建立零RF能量。
23.根据权利要求4所述的系统，其进一步包含：
所述客户端装置及/或所述BTS计算用于S1及S2的信号对干扰加噪声比SINR及/或信号对干扰比SIR；及
基于SIR及/或SINR的值定义所述第一、第二及第三阈值。
24.根据权利要求4所述的系统，其进一步包含：
所述客户端装置及/或所述BTS基于S1与S2的相对值动态地调整所述第一阈值到第三阈值中的每一者以响应于所述客户端装置在任一所述区域之间移动而实施滞后回路以避免在所述区域中的每一者之间的重复切换。
25.根据权利要求4所述的系统，其中关于所述客户端装置当前驻留于的所述第一、第二、第三或第四指定区域的确定是由所述客户端装置来进行。
26.根据权利要求4所述的系统，其中关于所述客户端装置当前驻留于的所述第一、第二、第三或第四指定区域的确定是由所述第一MU-MAS群集及/或所述第二MU-MAS群集中的BTS来进行。
27.根据权利要求4所述的系统，其以有限状态机来实施，所述有限状态机经实施为执行指令的序列的处理器。
28.根据权利要求5所述的系统，其中使用无线射频(RF)能量通过估计多普勒位移来估计所述客户端装置的当前速度。
29.根据权利要求28所述的系统，其中所述多普勒位移是使用从所述天线反射到所述客户端装置及返回到所述天线的RF能量使用盲估计技术而计算。
30.根据权利要求28所述的系统，其中RF能量由训练信号组成且所述多普勒位移是使用所述训练信号来计算。
31.根据权利要求5所述的系统，其中如果所述客户端装置的速度是在指定阈值之上，则将所述客户端装置指派给能够与高速客户端装置通信的第一MU-MAS网络，且如果所述客户端装置的速度是在所述指定阈值之下，则指派所述客户端装置给第二MU-MAS网络。
32.根据权利要求31所述的系统，其中所述第一MU-MAS网络包含经由具有第一平均等待时间的基站收发器BTS网络连接的多个BTS且其中所述第二MU-MAS网络包含经由具有第二平均等待时间的BTS网络连接的多个BTS，所述第二平均等待时间低于所述第一平均等待时间。
33.根据权利要求6所述的系统，其中将所述功率比例因子应用于所述MU-MAS预译码的数据流中的每一者包含将所述功率比例因子与所述MU-MAS预译码的数据流中的每一者相乘。
34.根据权利要求6所述的系统，其中所述CQI包含用于所述通信信道中的每一者的平均信噪比SNR或接收信号强度指示符RSSI。
35.根据权利要求6所述的系统，其中所述功率比例因子被应用于发送到每个分布式天线的所述数据流中的每一者且被动态地调整，使得瞬时来自所述分布式天线的发射功率可升到预定义最大容许暴露MPE限制之上但平均功率维持在所述MPE限制之下。
36.根据权利要求7所述的系统，其中应用所述MU-MAS权重产生所述MU-MAS预译码的数据流中的每一者包含将所述MU-MAS权重与所述MU-MAS预译码的数据流中的每一者相乘。
37.根据权利要求7所述的系统，其中所述CQI包含用于所述通信信道中的每一者的平均信噪比SNR或接收信号强度指示符RSSI。
38.根据权利要求7所述的系统，其中功率比例因子被应用于发送到每个分布式天线的所述数据流中的每一者且被动态地调整，使得瞬时来自所述分布式天线的发射功率可升到预定义最大容许暴露MPE限制之上但平均功率维持在所述MPE限制之下。
39.根据权利要求8所述的系统，其中，在使用正交频分多路复用OFDM的系统中，所述链路质量量度包含所有OFDM频调上的平均信噪比。
40.根据权利要求8所述的系统，其中所述链路质量量度为在所述第一多个MU-MAS天线与所述客户端装置的所述天线之间的多个有效信道的频率响应。
41.根据权利要求8所述的MU-MAS系统，其中，在使用正交频分多路复用OFDM的系统中，所述系统进一步包含：基于所述链路质量量度，确定待用以与所述客户端装置中的每一者通信的多个OFDM频调。
42.根据权利要求8所述的系统，其进一步包含：
将待用于通信的所述MCS的指示发射到所述客户端装置中的每一者。
43.根据权利要求8所述的MU-MAS系统，其中，在使用正交频分多路复用OFDM的系统中，所述系统进一步包含：
将待用于通信的多个频调的指示发射到所述客户端装置中的每一者。
44.根据权利要求8所述的系统，其进一步包含基于信道增益检测到的时间变化来调整所述MCS。
45.根据权利要求8所述的系统，其中所述MCS是每个信道相干时间的一部分来重新计算。
46.根据权利要求1所述的系统，其中所述分布式天线知晓发射器与接收器之间的信道状态信息，且所述发射器利用所述信道状态信息来确定将被同时发射的干扰信号。
47.根据权利要求9所述的系统，其中对OFDM频调的所述第一子集执行奇异值分解SVD以确定预译码权重的所述第一子集。
48.根据权利要求10所述的系统，其中所述链路质量经测量为信噪比SNR或信号对干扰加噪声比SINR。
49.根据权利要求48所述的系统，其中所述分布式天线发射训练信号，且所述客户端装置基于所述训练信号来估计接收的信号质量。
50.根据权利要求10所述的系统，其中使用所述链路质量测量值来定义客户端群集包含识别所述天线中的具有到所述客户端的非零链路质量量度的子集。
51.根据权利要求10所述的系统，其中一旦所述客户端群集经选择，则使从所述客户端群集内的所有发射器到每个客户端装置的所述CSI可供所述客户端群集内的所有BTS使用。
52.根据权利要求51所述的系统，其中所述CSI信息是经由基站网络BSN在所有BTS上共享。
53.根据权利要求10所述的系统，其中利用上行链路/下行链路UL/DL信道互易性以从时分双工TDD系统的UL信道上的训练导出所述CSI。
54.根据权利要求10所述的系统，其中将从所有客户端装置到所述BTS的反馈信道用于频分双工FDD系统中。
55.根据权利要求54所述的系统，其中为了减少反馈量，仅反馈对应于链路质量矩阵的非零条目的所述CSI。
56.根据权利要求10所述的系统，其中计算有效信道矩阵的奇异值分解SVD且将用于目标客户端装置k的预译码权重wk定义为对应于的零子空间的右奇异向量。
57.根据权利要求10所述的系统，其中如果发射器的数目大于客户端装置的数目，且奇异值分解SVD将有效信道矩阵分解为则用于客户端装置k的预译码权重由下式给出
w k = U o ( U o H &CenterDot; h k T )
其中Uo是列为的零子空间的奇异向量的矩阵。
58.一种在多用户MU多天线系统MU-MAS内实施的方法，其包含：
经由网络将一个或一个以上集中式单元以通信方式耦合到多个分布式收发站或多个分布式天线，所述网络由有线或无线链路或两者的组合组成，所述网络用作回程通信信道；
在所述集中式单元处将N个数据流变换成M个预译码的数据流，每一预译码的数据流是一些或所有N个数据流的组合；
经由所述网络将所述M个预译码的数据流发射到所述分布式收发站；及
从所述分布式收发站经由无线链路将所述预译码的数据流同时发射到至少一个客户端装置，从而使得至少一个客户端装置接收所述N个数据流中的至少一者。
59.根据权利要求58所述的方法，其中所述多个分布式天线发射射频RF信号以在空间中建立具有零RF能量的位置。
60.根据权利要求58所述的方法，其中所述MU-MAS移除相邻群集之间的干扰，所述方法进一步包含：
经由MU-MAS通信信道与来自第一MU-MAS群集的客户端装置通信；
在所述客户端装置处检测来自所述第一MU-MAS群集的信号强度；
在第二MU-MAS群集处产生干扰所述MU-MAS通信信道的信号，其中所述客户端装置检测来自所述第二MU-MAS群集的干扰信号强度；
其中如果来自所述第一MU-MAS群集的所述信号强度达到相对于来自所述第二MU-MAS群集的所述干扰信号强度的值的指定值，则产生定义所述客户端装置的一个或一个以上天线与所述第二MU-MAS群集的一个或一个以上天线之间的信道状态信息CSI，并将所述CSI发射到所述第二MU-MAS群集中的基地收发站BTS；及
在所述BTS处实施具有MU-MAS群集间干扰IMCI消除的MU-MAS预译码以避免所述客户端装置处的RF干扰。
61.根据权利要求58所述的方法，其中所述MU-MAS在所述客户端装置从第一MU-MAS群集移动到第二MU-MAS群集时调整与客户端装置的通信，所述方法进一步包含：
检测在所述客户端装置与所述第一MU-MAS群集之间的信号强度(“S1”)及在所述客户端装置与所述第二MU-MAS群集之间的信号强度(“S2”)；
当所述客户端装置在其中S2低于S1的第一指定区域内时，则对所述第一MU-MAS群集中的所述多个分布式收发站或基地收发站BTS中的至少一者实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到包括所述客户端装置的第一多个客户端装置，及
对所述第二MU-MAS群集中的所述BTS实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到不包括所述客户端装置的第二多个客户端装置；
当所述客户端装置在其中S2已相对于S1增加及/或S1已相对于S2减少使得S2与S1的相对值已达到第一阈值的第二指定区域内时，则产生定义在所述客户端装置的一个或一个以上天线与所述第二MU-MAS群集的一个或一个以上天线之间的信道状态信息CSI，其中所述第二MU-MAS群集的BTS使用所述CSI来实施具有MU-MAS群集间干扰IMCI消除的MU-MAS预译码以避免所述客户端装置处的RF干扰；
当所述客户端装置在其中S2已相对于S1增加及/或S1已相对于S2减少使得S2与S1的相对值已达到第二阈值的第三指定区域内时，则对所述第二MU-MAS群集中的所述BTS实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到包括所述客户端装置的所述第二多个客户端装置；及
产生定义在所述客户端装置的一个或一个以上天线与所述第一MU-MAS群集的一个或一个以上天线之间的CSI，其中所述第一MU-MAS群集的BTS使用所述CSI来实施具有MU-MAS群集间干扰IMCI消除的MU-MAS预译码以避免所述客户端装置处的RF干扰；及
当所述客户端装置在其中S2已相对于S1增加及/或S1已相对于S2减少使得S2与S1的相对值已达到第三阈值的第四指定区域中时，则对所述第二MU-MAS群集中的所述基地收发站BTS中的至少一者实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到包括所述客户端装置的所述第二多个客户端装置，及
对所述第一MU-MAS群集中的所述BTS实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到不包括所述客户端装置的所述第一多个客户端装置。
62.根据权利要求58所述的方法，其中所述MU-MAS调整与所述客户端装置的通信，所述方法进一步包含：
将RF能量从具有多个天线的MU-MAS网络发送到所述客户端装置；
所述客户端装置及/或所述MU-MAS网络的一个或一个以上基站收发器BTS估计所述客户端装置的当前速度；及
基于所述客户端装置的所估计的速度而指派所述客户端装置给特定MU-MAS网络。
63.根据权利要求58所述的方法，其中所述MU-MAS调整与所述客户端装置的通信，所述方法进一步包含：
将MU-MAS权重应用于一个或一个以上数据流以产生一个或一个以上MU-MAS预译码的数据流；
接收将经由其发射所述MU-MAS预译码的数据流的所述通信信道的输入信道质量信息CQI及/或信道状态信息CSI；
基于所述CQI及/或CSI确定功率比例因子；及
将所述功率比例因子应用于所述MU-MAS预译码的数据流中的每一者。
64.根据权利要求58所述的方法，其中所述MU-MAS调整与所述客户端装置的通信，所述方法进一步包含：
接收信道状态信息CSI及/或信道质量信息CQI；
基于所述CSI或CQI选择相同群集内的MU-MAS天线群组；及
应用MU-MAS权重以基于所述CSI及/或CQI在每一群组内产生一个或一个以上MU-MAS预译码的数据流。
65.根据权利要求58所述的方法，其中所述MU-MAS与多个客户端装置通信，所述方法进一步包含：
确定定义第一多个MU-MAS天线中的每一者与所述客户端装置中的每一者之间的信道状态信息CSI；
使用所述CSI确定预译码权重；
使用所述CSI及MU-MAS预译码权重确定定义所述第一多个MU-MAS天线中的每一者与所述客户端装置中的每一者之间的链路质量的链路质量量度；
使用所述链路质量量度确定用于不同客户端装置的调制译码方案MCS；及
使用用于所述客户端装置中的每一者的所述确定的MCS将预译码的数据流从所述第一多个MU-MAS天线中的每一者发射到所述客户端装置。
66.根据权利要求58所述的方法，其中所述MU-MAS执行预译码内插并使用正交频分多路复用OFDM及MU-MAS预译码与多个客户端装置通信，所述方法进一步包含：
选择OFDM频调的第一子集以确定预译码权重的第一子集；
通过在预译码权重的所述第一子集之间内插导出用于OFDM频调的第二子集的预译码权重的第二子集；及
在将所述数据流发射到客户端装置之前，使用预译码权重的所述第一子集与预译码权重的所述第二子集的组合对数据流进行预译码。
67.根据权利要求58所述的方法，其中所述MU-MAS包含多个客户端装置及具有多个MU-MAS天线用于与所述多个客户端装置建立多个并行通信信道的多个基地收发站BTS，所述方法进一步包含：
获得所述BTS及/或所述客户端装置之间的所述并行通信信道的链路质量测量值并使用所述链路质量测量值来定义客户端装置群集；
测量定义的客户端装置群集内的每一客户端装置与每一MU-MAS天线之间的信道状态信息CSI并基于所述测量的CSI对所述客户端装置群集内的所述MU-MAS天线与可由那些MU-MAS天线达到的客户端装置之间的数据发射进行预译码。
68.根据权利要求58所述的方法，其使用块对角预译码。
69.根据权利要求59所述的方法，其中所述分布式天线建立多达M-1个零RF能量点。
70.根据权利要求59所述的方法，其中所述零RF能量位置为接收器，所述分布式天线知晓发射器与所述接收器之间的信道状态信息，且所述发射器利用所述信道状态信息来确定将被同时发射的干扰信号。
71.根据权利要求59所述的方法，其中所述分布式天线是多用户MU多天线系统MU-MAS天线，所述具有零RF能量的位置对应于所述客户端装置的位置且MU-MAS预译码用以建立到所述客户端装置的零RF能量点。
72.根据权利要求59所述的方法，其中建立零RF能量点以移除相邻MU-MAS群集之间的干扰。
73.根据权利要求60所述的方法，其进一步包含：
通过估计所述客户端装置处的信号对干扰加噪声比SINR来确定来自所述第一MU-MAS群集的所述信号强度的指定值是否达到相对于来自所述第二MU-MAS群集的所述干扰信号强度的值的所述指定值，所述SINR基于由所述客户端装置从所述第一MU-MAS群集检测的所述信号强度与由所述客户端装置从所述第二MU-MAS群集检测的所述干扰信号强度的比；及
当所述SINR移到指定阈值之下时产生定义所述客户端装置的一个或一个以上天线与所述第二MU-MAS群集的一个或一个以上天线之间的信道状态信息CSI。
74.根据权利要求60所述的方法，其进一步包含：
在所述第一MU-MAS群集内的多个基站收发器BTS处实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到包括所述客户端装置的第一多个客户端装置；
在所述第二MU-MAS群集的所述BTS处实施常规MU-MAS预译码以将在同一频带内的同时非干扰数据流发射到第二多个客户端装置，所述常规MU-MAS预译码是与所述IMCI消除预译码并行地实施。
75.根据权利要求60所述的方法，其中在所述客户端装置处检测来自第二MU-MAS群集的干扰信号强度包含在指定静音周期期间测量来自所述第一MU-MAS群集的所述分布式天线的信号强度。
76.根据权利要求75所述的方法，其中所述指定静音周期是基于预定发射帧结构而指定。
77.根据权利要求60所述的方法，其中所述第一MU-MAS群集及所述第二MU-MAS群集包含多载波正交频分多路复用OFDM系统，所述方法进一步包含：
所述客户端装置通过估计所述客户端装置处的信号对干扰比SIR或信号对干扰加噪声比SINR来确定来自所述第一MU-MAS群集的所述信号强度的指定值是否达到相对于来自所述第二MU-MAS群集的所述干扰信号强度的值的所述指定值，所述SIR基于由所述客户端装置从所述第一MU-MAS群集检测的所述信号强度与由所述客户端装置从所述第二MU-MAS群集检测的所述干扰信号强度的比，所述SINR基于由所述客户端装置从所述第一MU-MAS群集检测的所述信号强度与由所述客户端装置从所述第二MU-MAS群集检测的所述干扰信号强度及噪声信号强度的比，其中所述SIR或SINR是从所述OFDM系统的零频调估计。
78.根据权利要求60所述的方法，其中如果来自所述第一MU-MAS群集的所述信号强度达到相对于来自所述第二MU-MAS群集的所述干扰信号强度的值的指定值，则所述客户端装置使用来自所述第二MU-MAS群集的训练信号以产生定义所述客户端装置的一个或一个以上天线与所述第二MU-MAS群集的一个或一个以上天线之间的所述信道状态信息CSI。
79.根据权利要求60所述的方法，其中在所述第二MU-MAS群集中的所述BTS处实施具有MU-MAS群集间干扰IMCI消除的MU-MAS预译码包含预译码及发射射频RF信号以在所述客户端装置的位置处建立零RF能量。
80.根据权利要求61所述的方法，其进一步包含：
计算用于S1及S2的信号对干扰加噪声比SINR及/或信号对干扰比SIR；及
基于SIR及/或SINR的值定义所述第一、第二及第三阈值。
81.根据权利要求61所述的方法，其进一步包含：
基于S1与S2的所述相对值动态地调整所述第一阈值到第三阈值中的每一者以响应于所述客户端装置在任一所述区域之间移动而实施滞后回路以避免在所述区域中的每一者之间的重复切换。
82.根据权利要求61所述的方法，其中关于所述客户端装置当前驻留于的所述第一、第二、第三或第四指定区域的确定是由所述客户端装置来进行。
83.根据权利要求61所述的方法，其中关于所述客户端装置当前驻留于的所述第一、第二、第三或第四指定区域的确定是由所述第一MU-MAS群集及/或所述第二MU-MAS群集中的BTS来进行。
84.根据权利要求61所述的方法，其以有限状态机来实施，所述有限状态机经实施为执行指令的序列的处理器。
85.根据权利要求62所述的方法，其中使用无线射频(RF)能量通过估计多普勒位移来估计所述客户端装置的当前速度。
86.根据权利要求85所述的方法，其中所述多普勒位移是使用从所述天线反射到所述客户端装置及返回到所述天线的RF能量使用盲估计技术而计算。
87.根据权利要求85所述的方法，其中RF能量由训练信号组成且所述多普勒位移是使用所述训练信号来计算。
88.根据权利要求62所述的方法，其中如果所述客户端装置的速度是在指定阈值之上，则所述方法进一步包含将所述客户端装置指派给能够与高速客户端装置通信的第一MU-MAS网络，且如果所述客户端装置的速度是在所述指定阈值之下，则指派所述客户端装置给第二MU-MAS网络。
89.根据权利要求88所述的方法，其中所述第一MU-MAS网络包含经由具有第一平均等待时间的基站收发器BTS网络连接的多个BTS且其中所述第二MU-MAS网络包含经由具有第二平均等待时间的BTS网络连接的多个BTS，所述第二平均等待时间低于所述第一平均等待时间。
90.根据权利要求63所述的方法，其中将所述功率比例因子应用于所述MU-MAS预译码的数据流中的每一者包含将所述功率比例因子与所述MU-MAS预译码的数据流中的每一者相乘。
91.根据权利要求63所述的方法，其中所述CQI包含用于所述通信信道中的每一者的平均信噪比SNR或接收信号强度指示符RSSI。
92.根据权利要求63所述的方法，其中所述功率比例因子被应用于发送到每个分布式天线的所述数据流中的每一者且被动态地调整，使得瞬时来自所述分布式天线的发射功率可升到预定义最大容许暴露MPE限制之上但平均每个MU-MAS天线功率维持在所述MPE限制之下。
93.根据权利要求64所述的方法，其中应用所述MU-MAS权重产生所述MU-MAS预译码的数据流中的每一者包含将所述MU-MAS权重与所述MU-MAS预译码的数据流中的每一者相乘。
94.根据权利要求64所述的方法，其中所述CQI包含用于所述通信信道中的每一者的平均信噪比SNR或接收信号强度指示符RSSI。
95.根据权利要求64所述的方法，其中功率比例因子被应用于发送到每个分布式天线的所述数据流中的每一者且被动态地调整，使得瞬时来自所述分布式天线的发射功率可升到预定义最大容许暴露MPE限制之上但平均功率维持在所述MPE限制之下。
96.根据权利要求65所述的方法，其进一步包含使用正交频分多路复用OFDM，其中所述链路质量量度包含所有OFDM频调上的平均信噪比。
97.根据权利要求65所述的方法，其中所述链路质量量度为在所述第一多个MU-MAS天线与所述客户端装置的所述天线之间的多个有效信道的频率响应。
98.根据权利要求65所述的方法，其进一步包含使用正交频分多路复用OFDM，并基于所述链路质量量度，确定待用以与所述客户端装置中的每一者通信的多个OFDM频调。
99.根据权利要求65所述的方法，其进一步包含：
将待用于通信的所述MCS的指示发射到所述客户端装置中的每一者。
100.根据权利要求65所述的方法，其进一步包含使用正交频分多路复用OFDM，及
将待用于通信的多个频调的指示发射到所述客户端装置中的每一者。
101.根据权利要求65所述的方法，其进一步包含基于信道增益检测到的时间变化来调整所述MCS。
102.根据权利要求65所述的方法，其中所述MCS是每个信道相干时间的一部分来重新计算。
103.根据权利要求58所述的方法，其中所述分布式天线知晓发射器与接收器之间的信道状态信息，且所述发射器利用所述信道状态信息来确定将被同时发射的干扰信号。
104.根据权利要求66所述的方法，其中对OFDM频调的所述第一子集执行奇异值分解SVD以确定预译码权重的所述第一子集。
105.根据权利要求67所述的方法，其中所述链路质量经测量为信噪比SNR或信号对干扰加噪声比SINR。
106.根据权利要求105所述的方法，其中所述分布式天线发射训练信号，且所述客户端装置基于所述训练信号来估计接收的信号质量。
107.根据权利要求67所述的方法，其中使用所述链路质量测量值来定义客户端群集包含识别所述天线中的具有到所述客户端的非零链路质量量度的子集。
108.根据权利要求67所述的方法，其中一旦所述客户端群集经选择，则使从所述客户端群集内的所有发射器到每个客户端装置的所述CSI可供所述客户端群集内的所有BTS使用。
109.根据权利要求108所述的方法，其中所述CSI信息是经由基站网络BSN在所有BTS上共享。
110.根据权利要求67所述的方法，其中利用上行链路/下行链路UL/DL信道互易性以从时分双工TDD系统的UL信道上的训练导出所述CSI。
111.根据权利要求67所述的方法，其中将从所有客户端装置到所述BTS的反馈信道用于频分双工FDD系统中。
112.根据权利要求111所述的方法，其中为了减少反馈量，仅反馈对应于链路质量矩阵的非零条目的所述CSI。
113.根据权利要求67所述的方法，其中计算有效信道矩阵的奇异值分解SVD且将用于目标客户端装置k的预译码权重wk定义为对应于的零子空间的右奇异向量。
114.根据权利要求67所述的方法，其中如果发射器的数目大于客户端装置的数目，且奇异值分解SVD将有效信道矩阵分解为则用于客户端装置k的预译码权重由下式给出
w k = U o ( U o H &CenterDot; h k T )
其中Uo是列为的零子空间的奇异向量的矩阵。
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