KR100757642B1 - 스위칭 레귤레이터 및 화상 형성 장치 및 그 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

스위칭 레귤레이터는 변압기의 2차측과 직렬로 접속된 정류 다이오드(7)에 인가되는 전압을 입력하여 그 전압에 대응하는 전압 신호 Vvp를 생성하는 입력 전압 검출 회로와, 그 입력 전압 검출 회로에 의해 생성된 전압 신호의 전압값에 기초하여 변압기의 1차측에 입력되는 전압값 Vin을 산출하는 연산 유닛(1O)을 구비한다.
이미지 형성 장치, 스위칭 레귤레이터, 변압기, 정류 다이오드, 변류기, 포토커플러

Description

스위칭 레귤레이터 및 화상 형성 장치 및 그 제어 방법{SWITCHING REGULATOR AND IMAGE FORMING APPARATUS AND ITS CONTROL METHOD}
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터 및 입력 전압 검출 회로의 구성을 나타내는 블록도.
도 2는 제1 실시예에 따른 2차 정류 다이오드의 애노드 전압을 나타내는 파형도.
도 3의 (a) 내지 (c)는 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터 및 입력 전압 검출 회로의 동작을 나타내는 신호 파형도.
도 4는 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터, 입력 전압 검출 회로 및 입력 전류 검출 회로의 구성을 나타내는 블록도.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 2차 정류 다이오드의 애노드 전압을 나타내는 파형도.
도 6의 (a) 내지 (c)는 제2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터 및 입력 전류 검출 회로의 동작을 나타내는 신호 파형도.
도 7은 본 발명의 제3 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터 및 출력 전류 검출 회로의 구성을 나타내는 블록도.
도 8은 본 발명의 제3 실시예에 따른 2차 정류 다이오드의 애노드 전압을 나 타내는 파형도.
도 9는 본 발명의 제4 실시예에 따른 화상 형성 장치에서의 전원 주위의 구성을 설명하는 블록도.
도 10의 (a) 및 (b)는 제4 실시예에 따른 화상 형성 장치의 동작을 나타내는 파형도.
도 11은 종래의 화상 형성 장치의 전원 주위의 구성을 나타내는 블럭도.
도 12는 종래의 화상 형성 장치의 전원 주위의 구성을 나타내는 블럭도.
도 13은 종래의 화상 형성 장치의 전원 주위의 구성을 나타내는 블럭도.
도 14의 (a) 및 (b)는 종래의 화상 형성 장치에서의 정착 유닛에 의한 전력 공급 제어를 나타내는 파형도.
도 15는 제4 실시예에 따른 화상 형성 장치에서의 정착 유닛에 의한 전력 공급 제어를 나타내는 흐름도.
〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉
1 : 상업용 전원
2 : 정류 브릿지
3 : 1차 평활 컨덴서
4 : 구동 회로
5 : 변압기
6 : FET
7 : 정류 다이오드
8 : 2차 평활 컨덴서
9 : 부하
본 발명은 상업용 전원 전압을 정류, 평활 및 스위칭하고 그 전압을 변압기의 1차측에 입력하여 변압기의 2차측에서 소정의 직류 전압을 생성하는 스위칭 레귤레이터, 및 스위칭레귤레이터의 제어 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 이러한 스위칭 레귤레이터를 탑재한 화상 형성 장치 및 그 장치의 제어 방법에 관한 것이다.
스위칭 레귤레이터 회로내의 소자들의 보호 또는 2차측의 부하의 동작 제어를 위하여, 상업용 전원의 전압값, 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류값, 및 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 전류값이 검출된다. 스위칭 레귤레이터에 입력되는 상업용 전원의 전압값이나 전류값을 검출하는 방법으로서, 포토커플러 및 변류기를 사용하는 방법이 제안되었다(문헌 1 참조).
[문헌 1] JP 10-274901 A
도 11을 참조하여 상기 종래 방법에 대하여 설명한다.
상업용 전원(1)으로부터 공급되는 교류 전압은 정류 브릿지(2) 및 1차 평활 컨덴서(3)에 의해서 정류 및 평활되어, 거의 일정한 전압 Vp이 된다. 전압 Vp은 변압기(5)를 통하여 FET(6)에 공급된다. 구동 회로(4)에 의해 FET(6)를 스위칭하 는 것에 의해, 변압기(5)의 2차측에 펄스 전압이 야기된다. 이렇게 야기된 펄스 전압은 2차 정류 다이오드(7) 및 2차 평활 컨덴서(8)에 의해서 정류 및 평활되어, 소정의 전압 Vout이 된다. 이 전압 Vout이 부하(9)에 공급된다.
다음으로, 이 스위칭 레귤레이터에서 상업용 전원(1)의 전압값을 검출하는 방법에 대하여 설명한다.
1차 전압 Vp는 저항(17) 및 저항(18)에 의해 분압되어, 포토커플러(13)의 LED에 공급된다. 이 포토커플러(13)의 LED로부터의 발광량은 전압 Vp에 비례하기 때문에, 포토커플러(13)의 포토 트랜지스터의 콜렉터 전류도 이 전압 Vp에 비례한다. 따라서, 연산 유닛(10)에 공급되는 전압값 Vvp은 1차 전압값 Vp에 비례한다. 연산 유닛(10)은 저항(17 및 180)의 저항값 및 포토커플러(13)의 광전류 변환 효율(CTR 값)로부터 1차 전압값 Vp을 역산하여 구하는 것에 의해, 상업용 전원(1)의 전압값 Vin을 얻을 수 있다.
다음으로, 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류값을 검출하는 방법에 대하여 설명한다.
스위칭 레귤레이터의 입력부에는 변류기(11)의 1차측 단자가 접속되어 있다. 따라서, 변류기(11)의 2차측 단자에는 입력 AC 전류값 Iin에 비례하는 전류가 흐른다. 이 전류는 저항(12)에 의해서 전압으로 변환되고, 차동 증폭기(14)에 공급된다. 이 차동 증폭기(14)로부터의 출력 전압 Viin은 저항(16)과 컨덴서(190)에 의해서 평활되어 연산 유닛(10)에 공급된다. 연산 유닛(1O)은 이 전압 Viin에 기초하여, 변류기(11)의 권수비(winding ratio) 및 저항(12)의 저항값으로부터 역산하 여 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류값 Iin을 산출한다.
또한, 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 전류값을 검출하는 방법으로서, 전류 검출 저항을 사용하는 방법이 제안되었다(문헌 2 참조).
[문헌 2] JP 05-076173 A
다음으로, 도 12를 참조하여, 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 전류값을 검출하는 방법에 대하여 설명한다.
스위칭 레귤레이터의 출력부에 전류 검출 저항(340)이 접속되어 있다. 이 전류 검출 저항(340)의 양단에는 스위칭 레귤레이터로부터의 출력 전류 Iout에 비례하는 전압 Viout이 발생한다. 이 전압 Viout은 차동 증폭기(33)에 의해서 검출되어, 연산 유닛(10)에 공급된다. 연산 유닛(10)은 이 전압 Viout을 디지털 신호로 변환하여, 전류 검출 저항(340)의 저항값(R)으로부터 역산하여(Viout/R) 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 출력 전류값 Iout을 구한다.
또한, 도 11에서 스위칭 레귤레이터가 화상 형성 장치(예를 들어, 레이저 빔 프린터)에 탑재된 경우의 제어에 대하여 도 13을 참조하여 설명한다.
도 13에서, 상업용 전원(1)은 도 11에 나타낸 스위칭 레귤레이터 및 정착 전원(34)에 공급되고, 도 11에서의 부하(8) 대신 액츄에이터(36)가 변압기(5)의 2차측에 접속된다.
상업용 전원(1)은 상기 스위칭 레귤레이터에 공급되고 또한 정착 전원(34)에 공급된다. 정착 전원(34)으로부터의 출력은 정착 유닛(37)에 공급된다. 정착 유닛(37)은 토너 화상을 융해하여 용지면상에 그 화상을 정착한다. 연산 유닛(10)은 정착 유닛(37)에 설치된 온도 검출 유닛(도시 생략)으로부터 공급되는 온도 정보 신호 thm에 기초하여, 정착 유닛(37)이 대략 일정한 온도가 되도록, 정착 전원(34)으로부터 정착 유닛(37)으로의 출력 전력을 온/오프한다. 이 때, 정착 전원(34)의 온/ 오프 타이밍은 연산 유닛(10)으로부터 정착 전원(34)에 공급되는 온/오프 신호(ON/OFF)에 의해서 규정된다. 또한 정착 전원(34)으로부터의 출력 전력은 전력 상한 신호 Pwtgt에 의해서 규정된다.
일반적으로, 상업용 전원(1)으로부터 전기 기기에 의해 소비가능한 전류값은 안전 규격에 의해서 그 최대 전류값 Imax가 규정된다. 예를 들면, 일본에서 상업용 콘센트로부터 전기 기기에 의해 소비가능한 전류값은 최대 15A까지이다. 따라서, 연산 유닛(10)은 상업용 전원(1)으로부터 회상 형성 장치에 입력되는 전류가 상기 규정된 전류값 Imax를 초과하지 않도록, 전력 상한 신호 Pwtgt를 순차적으로 산출하여, 정착 유닛(37)에 공급되는 전력을 제어한다. 도 14의 (a) 및 (b)를 참조하여 이 동작을 설명한다.
도 14의 (a)는 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류 Iin의 천이를 나타낸다. 타이밍 T1에서, 화상 형성 장치의 메인 스위치(도시 생략)가 턴온되면, 연산 유닛(10)은 액츄에이터(36)를 적절하게 동작시켜 화상 형성 동작을 준비한다. 이 동작에 수반하여, 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류 Iin은 순차적으로 증가한다. 연산 유닛(1O)은 입력 전류값 Iin을 순차 검출하여 규정된 전류값 Imax와의 차, Itgt= Imax-Iin을 산출한다. 즉, 차 Itgt가 정착 유닛(37)에 허용가능한 전류값이다. 또한, 연산 유닛(10)은 입력 전압 Vin을 검출하여 전류값 Itgt와 입력 전압 Vin으로부터 정착 유닛(37)에 허용가능한 전력 Pwtgt=Itgt×Vin을 산출한다.
도 14의 (b)에 나타낸 바와 같이, 연산 유닛(10)은 정착 유닛(37)의 온도가 대략 일정하도록 정착 유닛(37)에 입력되는 전력 Pwtgt을 온/오프 제어한다. 이러한 구성에 의해, 상업용 전원(1)으로부터 화상 형성 장치에 입력되는 전류가 규정된 전류값 Imax를 초과하지 않도록 제어된다.
그러나, 상기 종래기술에는 이하와 같은 문제가 있었다. 첫째, 스위칭 레귤레이터에 입력되는 상업용 전원(1)의 전압값이나 전류값을 검출하는 경우, 포토커플러(13) 및 변류기(11) 등의 1차-2차 절연 부품이 요구되어 비용이 증가된다. 둘째, 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 전류값을 검출하는 경우, 출력 전원 라인에 전류 검출 저항(340)을 삽입하기 때문에, 전류 검출 저항(340)에서 전력 손실이 발생한다. 셋째, 전류 검출 저항(340)에서 발생되는 전압 강하로 인해 스위칭 레귤레이터로부터의 출력 전압의 정밀도가 저하된다.
마지막으로, 이러한 종래의 스위칭 레귤레이터가 화상 형성 장치에 탑재되는 경우에, 포토커플러(13) 및 변류기(11) 등의 1차-2차 절연 부품이 요구되어 비용이 증가된다. 이러한 포토커플러 및 변류기 없이 상업용 전원의 규정된 전류값을 지키 도록, 액츄에이터(36)에 의해 소비되는 최대 전류값 Iamax을 연산 유닛(10)에 저장하여, 정착 유닛(37)에 최대로 (Imax-Iamax)×Vinmin(Vinmin은 상업용 전원 전압의 최소값)의 전력이 공급되는 화상 형성 장치도 제안되었다. 그러나, 이러한 구성에서, 액츄에이터(36)에 의해 소비되는 전류가 Iamax 이하이거나, 상업용 전원 전압이 Vinmin보다도 높은 경우에, 상업용 전원(1)으로부터 충분히 공급될 수 있는 전류가 효율적으로 사용될 수 없다. 이 구조로 인해, 메인 스위치가 온되고 나서 정착 유닛(37)의 온도가 화상 형성 동작을 위한 온도로 증가되기까지의 시간(웜 업 타임)이 증가된다.
본 발명은 상기 문제점을 감안하여 이루어진 것으로, 그 특징 중 하나는 상술한 종래 기술의 단점을 해결하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 특징은 전력 손실 및 출력 전압 정밀도의 저하를 억제하면서 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 전류를 검출하는 스위칭 레귤레이터 및 화상 형성 장치 및 그 제어 방법을 제공하는 것이다.
본 발명에 따라서, 변압기의 2차측에 직렬로 접속된 정류 다이오드에 인가되는 전압을 입력하여, 그 전압에 대응하는 전압 신호를 생성하는 전압 파형 검출 수단; 및 상기 전압 파형 검출 수단에 의해 생성되는 전압 신호의 전압값에 기초하여, 변압기의 1차측에 입력되는 전압값을 산출하는 제어 수단을 포함하는 스위칭 레귤레이터가 제공된다.
또한, 본 발명에 따라서, 기록 매체 상에 형성된 토너 화상을 열에 의해서 정착시키도록 구성된 정착 유닛; 상기 정착 유닛에 전력을 공급하도록 구성된 정착 전원; 화상 형성 동작을 실행하도록 구성된 액츄에이터; 상기 액츄에이터에 전력을 공급하도록 구성된 스위칭 레귤레이터; 상기 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류값을 구하는 연산 수단; 및 상기 연산 수단에 의해 구한 상기 전류값에 따라서 상기 정착 전원에 의한 전력 공급을 제어하는 전력 제어 수단을 포함하는, 전자 사진 방식에 기초하는 화상 형성을 위한 화상 형성 장치가 제공된다.
상기 특징은 독립 청구항에 기재된 특징들의 조합에 의해 달성되며 종속항들은 본 발명의 특정한 예만을 정의한다.
상기한 구성이 본 발명의 전부가 아니며, 상기한 특징들의 다른 조합이 본 발명으로서 간주될 수 있다.
본 발명의 다른 특징, 목적 및 이점은 첨부된 도면과 결합하여 이하의 설명으로부터 자명할 것이며, 첨부된 도면에서 유사한 참조부호는 도면을 통하여 동일명칭 또는 유사한 부분을 나타낸다.
첨부된 도면은 발명의 상세한 설명의 일부가 되며, 발명의 상세한 설명과 함께 본 발명의 실시예를 나타내며, 본 발명의 원리를 설명한다.
<실시예>
이하에 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 자세히 설명한다. 다음의 실시예들은 청구범위에 기재된 본 발명을 한정하지 않으며, 또한, 본 실시예들에 기재된 특징들의 모든 조합이 본 발명에 의한 해결책에 필수적인 것은 아니다.
[제1 실시예]
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터 및 입력 전압 검출 회로의 구성을 나타내는 블록도이다. 본 실시예에서, 스위칭 레귤레이터는 고정된 발진 주파수를 갖는 플라이백(fly-back)형 전원에 적용된다. 본 실시예의 특징적 인 특성은 2차 정류 다이오드(7)의 애노드 전압 파형을 모니터하여, 전압 파형의 네거티브 피크값으로부터 상업용 전원의 전압값을 검출하는 것이다.
상업용 전원(1)으로부터 공급되는 교류 전압은 정류 브릿지(2) 및 1차 평활 컨덴서(3)에 의해서 정류 및 평활되어, 대략 일정한 전압 Vp가 된다. 전압 Vp는 변압기(5)를 통하여 FET(6)에 공급된다. 구동 회로(4)의 구동에 의해 FET(6)에서 스위칭이 일어날 때, 변압기(5)의 2차측에 펄스 전압이 유도된다. 이렇게 유도된 펄스 전압은 2차 정류 다이오드(7) 및 2차 평활 컨덴서(8)에 의해서 정류 및 평활되어, 소정의 전압 Vout이 된다. 전압 Vout은 부하(9)에 공급된다.
2차 정류 다이오드(7)의 애노드 단자에 입력 전압 검출 회로(27)가 접속되어 있다. 이하에서, 도 2 및 도 3을 참조하여 입력 전압 검출 회로(27)의 동작에 대하여 설명한다.
입력 전압 검출 회로(27)는 다이오드(19), 반전 증폭 회로(저항(20, 21), OP 앰프(22)), 피크 홀드(peak hold) 회로(다이오드(23), 컨덴서(24), 저항(25))를 포함한다.
도 2는 2차 정류 다이오드(7)의 애노드 단자의 전압 변화를 설명하는 파형도이다.
도 2에서, 참조번호 200은 FET(6)가 오프인 경우의 애노드 전압의 파형을 나타내고, 참조번호 201은 FET(6)이 온인 경우의 애노드 전압의 파형을 나타낸다.
도 3의 (a) 내지 (c)는 FET(6)의 온/오프 상태에 따른 2차 정류 다이오드(7)의 애노드 단자의 전압 변화, 및 입력 전압 검출 회로(27)의 출력 전압의 변화를 나타내는 신호 파형도이다.
도 3의 (a)는 구동 회로(4)에 의해 구동되는 FET(6)의 게이트 전압을 나타낸다. 게이트 전압이 하이 레벨일 때, FET(6)가 온된다.
도 3의 (b)는 도 3의 (a)의 FET(6)의 게이트 전압에 따라서 변화하는 2차 정류 다이오드(7)의 애노드의 전압 파형을 나타낸다. (-V1ow)로부터 (Vout+Vf)까지의 진폭을 갖는 파형이 된다. 전압 Vf는 2차 정류 다이오드(7)의 순방향 전압이다. 애노드 전압의 파형은 다이오드(19)에 의해서 네거티브(-)전압 부분만으로 슬라이스되어, OP 앰프(22)를 포함하는 반전 증폭 회로에 입력된다.
도 3의 (c)는 파선으로 나타내여지는 펄스 파형으로서 반전 증폭 회로의 출력을 나타낸다. 이 때, 펄스 파의 하이 레벨 전압 Vvp는, 반전 증폭 회로의 게인을 α로 가정하면, 다음 수학식 1으로 나타낼 수 있다.
Figure 112005010305840-pat00001
또한, 전압 Vlow는 1차 전해 컨덴서(3)의 단자 전압 Vp, 변압기(5)의 1차측권수 N1, 변압기(5)의 2차측 권수 N2를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005010305840-pat00002
또한, 상업용 전원(1)의 전압(정현파 전압)의 유효값 Vin과 1차 전해 컨덴서(3)의 단자 전압 Vp 사이에 다음 수학식 3이 성립된다.
Figure 112005010305840-pat00003
따라서, 다음의 수학식 4 및 5가 성립된다.
Figure 112005010305840-pat00004
Figure 112005010305840-pat00005
즉, 상업용 전원(1)의 전압의 유효값 Vin은 반전 증폭 회로의 하이 레벨 전압 Vvp에 비례하게 된다. 이 반전 증폭 회로의 출력 펄스는 후술될 피크 홀드 회로에 의해서 도 3의 (c)에 나타낸 바와 같이 대략 Vvp의 직류 전압으로 변환되고, 연산 유닛(10)의 A/D 변환 포트에 입력된다. 연산 유닛(10)은 반전 증폭 회로의 게인 α, 변압기(5)의 1차측 권수 N1, 변압기(5)의 2차측 권수 N2, 및 출력 전압값 Vvp로부터 상기 수학식 5를 이용하여 상업용 전원의 전압 Vin을 얻을 수 있다(α, N1, N2는 앞서 정의됨).
본 제1 실시예에서 설명된 스위칭 레귤레이터, 입력 전압 검출 회로 등의 구성은 적절하게 변경될 수 있고, 본 발명을 한정하는 것은 아니다.
이상 설명한 바와 같이, 본 제1 실시예에 따르면, 종래기술에서 요구되는 포토커플러 및 변류기 등의 1차-2차 절연 부품이 생략될 수 있다. 또한, 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 전류값 및 전압값을 검출하는 경우에도, 출력 전원 라인 에 전력 손실을 일으키는 전류 검출 저항을 삽입할 필요가 없기 때문에, 전력의 손실없이, 입력 전압값 및 입력 전류값을 고정밀도로 구할 수 있다.
[제2 실시예]
도 4는 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터를 설명하는 블록도이다. 도 4에서, 도 1에 대응하는 구성요소는 동일한 참조번호를 갖고 이들의 설명은 생략된다. 제2 실시예에서, 스위칭 레귤레이터는 고정된 발진 주파수를 갖는 플라이백형 전원에 적용된다. 상기 제1 실시예의 경우와 같이, 상업용 전원(1)으로부터의 입력 전압값을 검출하고, 2차 정류 다이오드(7)의 애노드 전압 파형을 모니터하고, 네거티브 펄스 폭으로부터 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류값을 검출한다.
이하, 도 4 및 도 5, 도 6의 (a) 내지 (c)를 참조하여, 입력 전류 검출 회로(35)의 동작에 대하여 설명한다. 도 4에서 입력 전류 검출 회로(35)의 동작 이외의 동작은 제1 실시예와 유사하기 때문에, 그 설명을 생략한다.
입력 전류 검출 회로(35)는 다이오드(18) 및 적분 회로(제너 다이오드(30), 저항(26, 28, 31), 컨덴서(32), OP 앰프(29))를 구비한다.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 2차 정류 다이오드(7)의 애노드 전압을 나타내는 파형도이다. 전술된 도 2의 경우와 마찬가지로, FET(6)이 온인 경우의 애노드 전압의 파형(501)에서 그 펄스 폭은 입력 전류의 1/2승에 비례한다.
도 6의 (a)는 구동 회로(4)에 의해 구동되는 FET(6)의 게이트 전압을 나타낸다. 게이트 전압이 하이 레벨인 경우에, FET(6)가 온된다.
도 6의 (b)는 (-V1ow)로부터 (Vout+Vf)까지의 진폭을 갖는 2차 정류 다이오드(7)의 애노드의 전압 파형을 나타낸다. 이 전압은 다이오드(18)에 의해서 네거티브 전압 부분만으로 슬라이스되고, 제너 다이오드(30)에 의해서 전압 (-Vz)로 클램프된다. 따라서, 도 6의 (c)에 나타낸 바와 같이, OP 앰프(29)를 포함하는 적분 회로의 입력 전압은 진폭 0[V]로부터 (-Vz)까지의 펄스 파형을 갖는다.
이 파형에서, 네거티브 펄스 폭을 t1, 주기를 t2, 적분 회로의 게인을 β라고 가정하면, 적분 회로로부터의 출력 전압 Viin은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112005010305840-pat00006
따라서, 네거티브 펄스 폭 t1은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112005010305840-pat00007
플라이백 전원의 입력 전류 Iin은 펄스 폭 t1, 상업용 전원 전압 Vin, 및 변압기(5)의 1차 인덕턴스 L1을 이용하여 표현된다.
Figure 112005010305840-pat00008
따라서, 입력 전류 Iin은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112005010305840-pat00009
즉, 상업용 전원(1)으로부터의 입력 전류 Iin은 적분 회로의 출력 전압 Viin 의 제곱(Viin2)에 비례한다.
출력 Viin은 연산 유닛(10)의 A/D 변환 포트에 입력된다. 연산 유닛(10)은 적분 회로의 A/D 변환된 출력 전압 Viin, 전술된 상업용 전원 전압 Vin, 및 그 밖의 상수(t2, L1, β, Vz는 이미 정의됨)로부터, 전술된 수학식 9에 의해 입력 전류 Iin을 구할 수 있다.
본 스위칭 레귤레이터, 입력 전압 검출 회로 및 입력 전류 검출 회로의 구성은 적절하게 변경이 가능하고, 본원 발명의 범위를 한정하는 것은 아니다.
이상 설명한 바와 같이, 제2 실시예에 따르면, 종래기술에서 요구되는 포토커플러 및 변류기 등의 1차-2차 절연 부품이 생략될 수 있다. 또한, 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 전류값 및 전압값을 검출하는 경우에도, 출력 전원 라인에 전력 손실을 야기하는 전류 검출 저항을 삽입할 필요가 없기 때문에, 전력 손실없이 고정밀도로 입력 전압값 및 입력 전류값을 구할 수 있다.
[제3 실시예]
도 7은 본 발명의 제3 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 7에서, 도 1에 대응하는 구성요소는 동일한 참조 번호를 갖고, 이들의 설명을 생략한다. 제3 실시예에서, 스위칭 레귤레이터는 고정된 발진 주파수를 갖는 플라이백 전원에 적용된다. 본 실시예의 특징적인 특성은 2차 정류 다이오드(7)의 애노드 전압의 파형을 모니터하여, 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 전류값 Iout이 그 애노드 전압이 포지티브(+) 펄스 폭으로부터 검출된다.
이하, 도 8을 참조하여 출력 전류 검출 회로(40)의 동작에 대하여 설명한다. 이 출력 전류 검출 회로(40) 이외의 구성요소는 전술한 제1 실시예와 동일하고, 이들의 설명을 생략한다.
출력 전류 검출 회로(40)는 타이머 유닛(320)을 구비한다. 이 타이머 유닛(320)은 2차 정류 다이오드(7)의 애노드 전압의 파형을 모니터하여, 그 애노드 전압이 포지티브 펄스 폭의 시간 t3를 연산 유닛(10)에 출력한다. 타이머 유닛(320)에 의한 시간 측정 동작은 연산 유닛(10)에 의해 실행될 수 있다.
도 8은 플라이백 전원으로부터의 출력에 해당하는 2차 정류 다이오드(7)의 애노드 전압을 나타내는 파형도이다. 도 8에서, 참조번호 801은 애노드 전압이 포지티브인 상태를 나타내고, 참조번호 802는 애노드 전압이 네거티브인 상태를 나타낸다.
출력 전류 Iout은 애노드 전압이 포지티브인 시간 t3, 스위칭 주기 t2, 변압기(5)의 2차 인덕턴스 L2, 출력 전압 Vout, 2차 정류 다이오드의 순방향 전압 Vf를 이용하여, 다음과 같이 표현된다.
Figure 112005010305840-pat00010
즉, 출력 전류 Iout은 애노드 전압이 포지티브인 시간 t3의 제곱(t3 2)에 비례한다. 따라서, 연산 유닛(10)은 시간 t3 및 그 밖의 상수(t2, L2, Vout, Vf)로부터, 수학식 10에 의해 출력 전류 Iout을 구한다.
본 스위칭 레귤레이터, 출력 전류 검출 회로의 구성은 적절하게 변경될 수 있고, 본원 발명을 한정하는 것은 아니다.
이상 설명한 바와 같이, 제3 실시예에 따르면, 종래기술에서 요구되는 포토커플러 및 변류기 등의 1차-2차 절연 부품이 생략될 수 있다. 또한, 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 전류값이나 전압값을 검출하는 경우에도, 출력 전원 라인에 전력 손실을 야기하는 전류 검출 저항을 삽입할 필요가 없기 때문에, 전력 손실없이 고정밀도로 입력 전압값 및 입력 전류값을 구할 수 있다.
[제4 실시예]
도 9는 본 발명의 제4 실시예에 따른 화상 형성 장치를 설명하는 블록도이다. 제4 실시예에서, 상기 제2 실시예(도 4)에서 설명된 스위칭 레귤레이터가 화상 형성 장치의 액츄에이터용 전원으로 사용된다. 스위칭 레귤레이터에 의해 검출된 상업용 전원 전압값 및 입력 전류값에 기초하여 화상 형성 장치의 정착 유닛을 제어하는 방법에 대하여 설명한다. 스위칭 레귤레이터에 의해 스위칭 레귤레이터에의 입력 전류값 Iin 및 상업용 전원 전압값 Vin을 검출하는 방법에 대해서는 제1 및 제2 실시예에서 설명된 것과 동일하므로, 설명을 생략한다.
스위칭 레귤레이터로부터의 출력 전압 Vout은 액츄에이터(36)에 공급된다. 이 액츄에이터(36)는 연산 유닛(10)의 제어에 기초하여 화상 형성 동작을 실행한다. 상업용 전원(1)은 스위칭 레귤레이터에 공급되고, 또한, 정착 전원(34)에도 공급된다. 정착 전원(34)으로부터의 출력은 정착 유닛(37)에 공급된다. 정착 유닛(37)은 토너 화상을 용지면상에 융해하여 정착한다. 연산 유닛(10)은 정착 유닛 (37)에 설치된 온도 검출 유닛(도시 생략)으로부터 공급되는 온도 정보 신호 thm(901)에 기초하여, 정착 유닛(37)이 대략 일정한 온도가 되도록, 정착 전원(34)으로부터 정착 유닛(37)으로의 출력 전력을 온/오프한다. 이 때, 정착 전원(34)의 온/오프의 타이밍은 연산 유닛(10)로부터 정착 전원(34)에 공급되는 온/오프 신호(902)에 의해서 규정된다. 또한, 정착 전원(34)의 출력 전력은 전력 상한 신호 Pwtgt(903)에 의해서 규정된다.
일반적으로, 상업용 전원(1)으로부터 전기 기기에 의해 소비가능한 전류값은 안전 규격에 의해서 최대 전류값 Imax로 규정된다. 예를 들면, 일본에서 상업용 콘센트로부터 전기 기기에 의해 소비가능한 전류값은 최대 15A까지이다.
따라서, 연산 유닛(10)은 상업용 전원(1)으로부터 화상 형성 장치에 입력되는 전류가 상기 규정된 전류값 Imax를 초과하지 않도록 전력 상한 신호 Pwtgt를 순차적으로 산출하고, 정착 유닛(37)에 공급되는 전력을 제어한다.
도 1O의 (a) 및 (b)를 참조하여 이 동작을 설명한다.
도 1O의 (a)는 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류 Iin의 천이를 나타낸다. 타이밍 T1에서, 화상 형성 장치의 메인 스위치(도시 생략)가 온되면, 연산 유닛(10)은 액츄에이터(36)를 적절하게 동작시켜서, 화상 형성 동작의 준비를 행한다. 이 동작에 따라, 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류 Iin이 순차적으로 변화한다. 연산 유닛(1O)은 이 전류값 Iin을 순차적으로 검출하고(제2 실시예), 규정된 전류값 Imax와의 차 Itgt(=Imax-Iin)를 산출한다. 즉, 이 전류차 Itgt가 정착 유닛(37)에 공급가능한 전류값이다. 또한, 연산 유닛(1O)은 입력 전압 Vin을 검출하고 (제1 실시예), 이 전류값 Itgt 및 입력 전압 Vin으로부터 정착 유닛(37)에 공급가능한 전력 Pwtgt(=Itgt×Vin)을 산출한다.
도 10의 (b)에 나타낸 바와 같이, 연산 유닛(10)은 정착 유닛(37)의 온도가 대략 일정하도록, 정착 전원(34)으로 입력되는 전력 Pwtgt(903)을 온/오프 제어한다. 이러한 구성에서, 상업용 전원(1)으로부터 화상 형성 장치로 입력되는 전류가 규정값 Imax를 초과하지 않도록 제어된다.
제4 실시예에 의하면, 종래기술에서 요구되는 포토커플러 및 변류기 등의 1차-2차 절연 부품없이, 액츄에이터용 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류 및 화상 형성 장치에 입력되는 상업용 전원 전압이 순차적으로 검출된다. 또한, 상업용 전원으로부터 공급가능한 전류를 낭비하지 않으므로, 메인 스위치의 온 상태로부터 정착 유닛(37)의 온도가 화상 형성 동작을 위한 온도로 증가되기 전까지의 시간(워밍업 시간)을 감소시킬 수 있다.
도 15는 제4 실시예에 따른 화상 형성 장치에서 정착 유닛(37)을 제어하는 연산 유닛(10)의 제어 처리를 나타내는 플로우차트이다. 이 처리를 실행하는 프로그램은 연산 유닛(10)의 프로그램 메모리(도시 생략)에 저장된다.
이 처리는 예를 들면 장치의 전원이 온됨으로써 개시된다. 우선, 단계 S1에서, 입력 전압 검출 회로(27)로부터 출력되는 전압값 Vvp을 입력하고, 전술된 수학식 5에 기초하여 입력 전압 Vin을 산출한다(단계 S2). 다음으로, 단계 S3에서, 입력 전류 검출 회로(35)로부터 출력되는 전압값 Viin을 입력하고, 전술된 수학식 9에 기초하여 입력 전류 Iin을 산출한다(단계 S4). 그리고, 단계 S5에서, 규정된 전류값 Imax와의 전류 차 Itgt(=Imax-Iin)를 산출하고, 단계 S6에서, 정착 유닛(37)에 공급가능한 전력 Pwtgt(=Itgt×Vin)을 산출한다. 공급 가능 전력 Pwtgt에 기초하여 정착 전원(34)을 제어하여 정착 유닛(37)에 공급되는 전력을 제어한다. 다음으로, 단계 S7에서, 정착 유닛(37)의 온도가 소정의 범위 내에 있는지의 여부를 판단한다. 온도가 소정의 범위 내에 있으면(충분히 가열되면), 처리는 단계 S8로 진행하여, 정착 유닛(37)에의 전력 공급을 차단하고 단계 S1으로 진행한다.
한편, 정착 유닛(37)의 온도가 소정의 범위 내로 되지 않는 경우에는, 처리가 단계 S1으로 진행하여, 전술된 처리를 반복하여 실행한다.
본 발명은 살기 실시예에 한정되지 않고 다양한 변화 및 수정이 본 발명의 사상 및 범위내에서 이루어질 수 있다. 그러므로, 본 발명의 범위의 공개를 평가하기 위해서 다음의 청구범위가 이루어진다.
본 발명에 따르면, 스위칭 레귤레이터에 입력되는 상업용 전원의 전압값이나 스위칭 레귤레이터에 입력되는 전류값을 검출함에 있어서, 포토커플러 및 변류기 등의 1차-2차 절연 부품을 사용하지 않아도 되어 비용을 감소시킬 수 있다. 또한, 스위칭 레귤레이터로부터 출력되는 전류값을 검출함에 있어서, 전류 검출 저항을 생략할 수 있어 전력 손실을 감소시킬 수 있으며, 전규 검출 저항에서의 전압 강하가 없으므로 스위칭 레귤레이터로부터의 출력 전압을 고정밀도로 검출할 수 있어, 결국 스위칭 레귤레이터로 입력되는 전압값 및 전류값을 고정밀도로 구할 수 있게 된다.

Claims (24)

  1. 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    변압기의 2차측에 직렬로 접속된 정류 다이오드에 인가되는 AC 전압을 입력하여, 상기 AC 전압에 대응하는 전압 신호를 생성하는 전압 파형 검출 수단; 및
    상기 전압 파형 검출 수단에 의해 생성되는 상기 전압 신호의 전압값에 기초하여, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 전압값을 산출하는 제어 수단
    을 포함하는 스위칭 레귤레이터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전압 파형 검출 수단은,
    상기 정류 다이오드에 인가되는 상기 AC 전압을 입력하여 증폭하도록 구성된 증폭 회로; 및
    상기 증폭 회로로부터의 출력을 유지하도록 구성된 홀딩 회로(holding circuit)를 구비하는 스위칭 레귤레이터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전압 신호의 상기 전압값이 Vvp이고, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 상기 전압값이 Vin이라고 가정하면, 상기 제어 수단은, 상기 전압값 Vin을
    Figure 112007007765848-pat00011
    (N1은 상기 변압기의 1차측 권수이고, N2는 상기 변압기의 2차측 권수이며, α는 상기 증폭 회로의 게인임)
    에 의해 산출하는 스위칭 레귤레이터.
  4. 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    변압기의 2차측에 직렬로 접속된 정류 다이오드에 인가되는 AC 전압을 입력하여, 상기 AC 전압에 대응하는 전압 신호를 생성하는 전압 파형 검출 수단;
    상기 변압기의 2차측에 직렬로 접속된 상기 정류 다이오드에 인가되는 상기 AC 전압을 클램핑(clamping)하도록 구성된 클램프 회로;
    상기 클램프 회로에 의해 클램핑된 전압 신호를 입력하여 적분하도록 구성된 적분 회로; 및
    상기 전압 파형 검출 수단에 의해 생성되는 상기 전압 신호의 전압값에 기초하여, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 전압값을 산출하고, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 상기 전압값과 상기 적분 회로에 의해 적분된 상기 전압 신호의 주기에 기초하여, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 전류값을 산출하는 제어 수단
    을 포함하는 스위칭 레귤레이터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 변압기의 1차측에 입력되는 상기 전류값이 Iin이고, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 상기 전압값이 Vin이고, 상기 적분 회로에 의해 적분된 상기 전압 신호의 상기 전압값이 Viin이며, 상기 클램프 회로에 의한 클램프 전압값이 Vz라고 가정하면, 상기 제어 수단은 상기 전류값 Iin을
    Figure 112007007765848-pat00012
    (L1은 상기 변압기의 1차 인덕턴스이고, β는 상기 적분 회로의 게인이며, t2는 상기 전압 신호의 주기임)
    에 의해 산출하는 스위칭 레귤레이터.
  6. 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    변압기의 2차측에 직렬로 접속된 정류 다이오드에 인가되는 AC 전압의 펄스 폭을 측정하는 시간 측정 수단; 및
    상기 변압기의 2차측 출력 전압과 상기 시간 측정 수단에 의해 측정된 상기 펄스 폭에 기초하여, 상기 변압기의 2차측 출력 전류값을 산출하는 제어 수단
    을 포함하는 스위칭 레귤레이터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 변압기의 상기 2차측 출력 전류값이 Iout이고, 상기 변압기의 2차측 인덕턴스가 L2이고, 상기 변압기의 상기 2차측 출력 전압이 Vout이고, 상기 펄스 폭이 t3이고, 주기가 t2라고 가정하면, 상기 제어 수단은 상기 출력 전류값 Iout을
    Figure 112007007765848-pat00013
    (Vf는 상기 정류 다이오드의 순방향 전압임)
    에 의해 산출하는 스위칭 레귤레이터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전압 파형 검출 수단은 상기 정류 다이오드의 애노드에 인가되는 상기 AC 전압의 네거티브(-) 피크 전압값을 검출하는 스위칭 레귤레이터.
  9. 제4항에 있어서,
    상기 전압 파형 검출 수단은 상기 정류 다이오드의 애노드에 인가되는 상기 AC 전압의 네거티브 펄스 폭을 검출하는 스위칭 레귤레이터.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 시간 측정 수단은 상기 정류 다이오드의 애노드에 인가되는 상기 AC 전압의 포지티브(+) 펄스 폭을 검출하는 스위칭 레귤레이터.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터는 플라이백(fly-back) 전력 변환을 실행하는 스위칭 레귤레이터.
  12. 삭제
  13. 스위칭 레귤레이터의 제어 방법에 있어서,
    변압기의 2차측에 직렬로 접속된 정류 다이오드에 인가되는 AC 전압을 입력하여, 상기 AC 전압에 대응하는 전압 신호를 생성하는 전압 파형 검출 단계; 및
    상기 전압 파형 검출 단계에서 생성된 상기 전압 신호의 전압값에 기초하여, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 전압값을 산출하는 제어 단계
    를 포함하는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 전압 파형 검출 단계는,
    상기 정류 다이오드에 인가되는 상기 AC 전압을 증폭하는 증폭 단계; 및
    상기 증폭 단계에서 증폭된 AC 전압을 유지하는 홀딩 단계
    를 포함하는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 전압 신호의 상기 전압값이 Vvp이고, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 상기 전압값을 Vin이라고 가정하면, 상기 전압값 Vin은 상기 제어 단계에서,
    Figure 112007007765848-pat00014
    (N1은 상기 변압기의 1차측 권수이고, N2는 상기 변압기의 2차측 권수이며, α는 상기 증폭 단계의 게인임)
    에 의해 산출되는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  16. 스위칭 레귤레이터 제어 방법에 있어서,
    변압기의 2차측에 직렬로 접속된 정류 다이오드에 인가되는 AC 전압을 입력하여, 상기 AC 전압에 대응하는 전압 신호를 생성하는 전압 파형 검출 단계;
    상기 변압기의 2차측에 직렬로 접속된 상기 정류 다이오드에 인가되는 상기 AC 전압을 클램핑하는 단계;
    클램핑된 전압 신호를 적분하는 적분 단계; 및
    상기 전압 파형 검출 단계에서 생성된 상기 전압 신호의 전압값에 기초하여, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 전압값을 산출하고, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 상기 전압값과 상기 적분 단계에서 적분된 상기 전압 신호의 주기에 기초하여, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 전류값을 산출하는 제어 단계
    를 포함하는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 변압기의 1차측에 입력되는 상기 전류값이 Iin이고, 상기 변압기의 1차측에 입력되는 상기 전압값이 Vin이고, 상기 적분 단계에서 적분된 상기 전압 신호의 전압값이 Viin이며, 상기 클램핑 단계에서의 클램프 전압값이 Vz이라고 가정하면, 상기 전류값 Iin은 상기 제어 단계에서,
    Figure 112007007765848-pat00015
    (L1은 상기 변압기의 1차 인덕턴스이고, β는 상기 적분 단계의 게인이며, t2는 상기 전압 신호의 주기임)
    에 의해 산출되는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  18. 스위칭 레귤레이터의 제어 방법에 있어서,
    변압기의 2차측에 직렬로 접속된 정류 다이오드에 인가되는 AC 전압의 펄스 폭을 측정하는 시간 측정 단계; 및
    상기 시간 측정 단계에서 측정된 펄스 폭 및 상기 변압기의 2차측의 출력 전압에 기초하여, 상기 변압기의 2차측의 출력 전류값을 산출하는 제어 단계
    를 포함하는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 변압기의 2차측의 상기 출력 전류값이 Iout이고, 상기 변압기의 2차 인덕턴스가 L2이고, 상기 변압기의 2차측의 출력 전압이 Vout이고, 상기 펄스 폭이 t3이며, 주기가 t2라고 가정하면, 상기 출력 전류값 Iout은 상기 제어 단계에서,
    Figure 112007007765848-pat00016
    (Vf는 상기 정류 다이오드의 순방향 전압임)
    에 의해 산출되는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  20. 제13항에 있어서,
    상기 전압 파형 검출 단계에서, 상기 정류 다이오드의 애노드에 인가되는 상기 AC 전압의 네거티브 피크 전압값이 검출되는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  21. 제16항에 있어서,
    상기 전압 파형 검출 단계에서, 상기 정류 다이오드의 애노드에 인가되는 상기 AC 전압의 네거티브 펄스 폭이 검출되는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  22. 제18항에 있어서,
    상기 시간 측정 단계에서, 상기 정류 다이오드의 애노드에 인가되는 상기 AC 전압의 포지티브 펄스 폭이 검출되는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  23. 제13항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터는 플라이백 전력 변환을 실행하는 스위칭 레귤레이터 제어 방법.
  24. 삭제
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