KR100614423B1 - 스위칭 소자의 과전류 검출 및 보호 장치 - Google Patents

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Abstract

과전류 검출/보호 장치는 스위칭 소자(T11)를 과전류로부터 보호한다. 전류가 이 스위칭 소자에 흐를 때, 전압 강하가 발생한다. 과전류 검출/보호 장치는 전압 강하를 증폭시키고 제1 전압(V15)을 발생시킨다. 그리고, 상기 장치는 상기 스위칭 소자와 부하 사이의 노드에서의 전압을 분압하고 제2 전압(V14)을 발생시킨다. 제1 전압이 제2 전압을 초과하면, 상기 장치는 과전류가 있다고 판정한다. 상기 스위칭 소자의 배선 인덕턴스(L)와 ON 저항(Ron)으로 인해, 제2 전압은 과전류가 흐를 때 감소한다. 따라서, 상기 장치는 데드 쇼트에 의해 발생될 수 있는 과전류를 순시적으로 검출할 수 있고 상기 스위치를 비동작 상태로 만들어서, 상기 스위칭 소자 및, 상기 스위칭 소자와 전원 사이의 배선을 보호할 수 있다. 상기 장치는 아무런 션트 저항을 채용하지 않기 때문에 소형이고 비용이 저렴하다.
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과전류 검출/보호 장치, 스위칭 소자, 제1 전압, 제2 전압, 전압 강하, 증폭기, 비교기, 카운터, 부하, 배선, 전원

Description

스위칭 소자의 과전류 검출 및 보호 장치{OVERCURRENT DETECTION AND PROTECTION APPARATUS FOR SWITCHING ELEMENT}
본 발명은 부하와 전원 사이에 설치되어 있는 반도체 스위치 및 배선에 흐르는 과전류를 검출하는 과전류 검출 장치에 관한 것이다.
예를 들어, 차량내에 설치되어 있는 램프 또는 모터와 같은 부하는 배터리로부터 DC 전압을 인가받아 동작한다. 이러한 부하에 종종 회로 고장 또는 동작 불량에 기인한 과전류가 흐르는 경우가 있다. 과전류로 부하를 배터리에 연결하는 하니스는 물론 부하를 위해 제공된 반도체 스위치가 과열되고 손상된다.
전원 및 부하 사이의 과전류를 신속히 검출하고 회로를 차단하기 위해, 다양한 과전류 검출 및 차단 회로가 제안되어 있다. 관련된 분야에 따르는 과전류 검출 회로의 일예는 전원과 부하 사이의 배선에 션트 저항을 설치하고 이 션트 저항의 단자 전압을 검출하고, 검출된 전압이 기준 전압보다 크면, 부하를 전원으로부터 차단한다.
만약 과전류가 부하에 흐르면, 션트 저항의 단자 전압이 증가한다. 관련된 분야는 단자 전압을 검출하고, 만약 검출된 전압이 기준 전압보다 크면, 부하를 전원에 연결하는 릴레이의 자기 유지 회로를 차단하여, 과전류가 부하에 흐르는 것을 방지한다.
관련된 분야의 과전류 검출 회로는 션트 저항의 단자 전압을 검출하는 회로가 필요하다. 이러한 회로는 검출 회로의 크기 및 비용을 증가시킨다. 또한, 션트 저항은 션트 저항에 흐르는 전류에 의해 발생되는 열로 인해 에너지 손실을 야기한다.
본 발명은 소형이고 비용이 저렴한 과전류 검출 장치를 제공한다. 본 발명의 제1 태양에 따라, 과전류 보호 회로는 과전류로부터 스위칭 소자(T11)를 보호한다. 이 스위칭 소자는 내부 임피던스를 포함하는 도체(25)를 통해 전원(VB)에 연결되어 있는 제1 전극 및 부하(L1)에 연결되어 있는 제2 전극을 구비하고 있다. 과전류 보호 회로는 스위칭 소자의 제1 전극과 제2 전극 사이의 저항으로, 스위칭 소자의 제1 전극과 제2 전극 사이에 흐르는 전류(I)를 검출하여 전압으로 변환시키고, 검출된 전압을 증폭율에 의해 증폭하고, 그리고 제1 전압(V15)을 제공하는 과전류 검출 회로를 구비한다. 또한 과전류 보호 회로는 스위칭 소자의 제2 전극에서 전압에 비례하는 제2 전압(V14)을 발생시키는 전압 검출 회로(R22,R24)를 구비한다. 제1 전압이 제2 전압보다 크면, 과전류 검출 회로는 과전류가 있다고 판정하고 스위칭 소자를 차단한다.
본 발명의 제2 태양은 제1 태양을 확장한다. 전류 검출 회로는 제1 저항(R23), 제2 스위칭(T12), 제1 비교기(CMP11), 및 제2 저항(R25)을 포함한다. 제1 저항의 일단부는 스위칭 소자의 제1 전극에 연결되어 있고, 제1 저항의 타단부 는 제2 스위치의 제1 전극에 연결되어 있고, 제2 스위치의 제2 전극은 제2 저항의 일단부에 연결되어 있고, 제2 저항의 타단부는 접지되어 있다. 제1 비교기의 제1 입력 단자는 제2 스위치의 제1 전극에 연결되어 있고, 제1 비교기의 제2 입력 단자는 스위칭 소자의 제2 전극에 연결되어 있다. 제1 비교기는 제1 저항(R23)에서 발생된 전압 강하가 스위칭 소자(T11)의 제1 전극과 제2 전극 사이에서 발생된 전압 강하와 동일하도록 제2 스위치에 흐르는 전류를 제어한다. 제2 저항에서의 전압 강하는 제1 전압으로서 기능한다.
본 발명의 제3 태양은 제2 태양을 확장한다. 제3 저항(R26)과 제3 스위치(T13)를 포함하는 직렬 회로는 선택적으로 제2 저항에 병렬로 연결되어 있다. 과전류 검출 회로는 제3 스위치가 동작상태일 때 제1 증폭율을 채용하고 제3 스위치가 비동작 상태일 때 제1 증폭율보다 큰 제2 증폭율을 채용한다.
본 발명의 제4 태양은 제1 태양을 확장한다. 과전류 검출 회로는 제2 비교기의 제2 입력 단자에 공급된 제1 전압(V15)과 제2 비교기의 제1 입력 단자에 공급된 제2 전압(V14)을 비교하는 제2 비교기(CMP12)를 더 구비하고, 만약 제1 전압이 제2 전압보다 크면, 스위칭 소자를 차단하는 전압을 출력한다. 일단 스위칭 소자 차단되고 이 스위칭 소자의 제2 전극에서의 전압이 강하되면, (i) 제2 비교기의 제1 입력 단자에서의 전압은 소정의 값 또는 그보다 높은 값으로 유지되고, (ii) 제2 비교기는 스위칭소자를 기동시킬 수 있는 전압을 출력한다.
본 발명의 제5 태양은 제3 태양을 확장한다. 스위칭 소자(T11)가 기동될 때, 제3 스위치(T13)는 소정의 시간(τ1)동안 동작 상태가 되어 제1 증폭율로 제1 전압(V15)을 발생시킨다. 정상 과도 전류가 부하에 흐를 때, 제1 전압(V15)은 제2 전압(V14)을 초과하지 않는다.
본 발명의 제6 태양은 제5 태양을 확장한다. 제1 전압(V15)이 제1 증폭율로 발생되는 소정의 시간(τ1)후에, 제3 스위치(T13)은 비동작 상태가 되어 제1 증폭율을 제2 증폭율로 바꾼다. 만약 이후에 제1 전압이 제2 전압을 초과하면, 제3 스위치는 동작 상태가 되어 소정의 시간(τ1)동안 제1 증폭율로 복귀되어 있게 된다. 만약 증폭율 변경 동작의 소정 횟수의 반복후에 제1 전압이 제2 전압보다 크면, 스위칭 소자(T11)는 비동작 상태로 유지된다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 소자용 과전류 검출/보호 회로를 도시하는 회로도,
도 2은 제1 실시예의 동작 원리를 도시하는 도면,
도 3은 제1 실시예에 따른 스위칭 소자(파워 트랜지스터)에 흐르는 과전류를 차단하는 동작을 도시하는 회로도,
도 4는 제1 실시예에 따른 과전류 차단 후에 파워 트랜지스터를 구동시키는 동작을 도시하는 회로도,
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 소자용 과전류 검출/보호 회로를 도시하는 회로도,
도 6은 제1 실시예의 과전류 검출/보호 회로에서의 전압 및 전류 변화를 도시하는 그래프, 및
도 7은 제2 실시예의 과전류 검출/보호 회로에서의 전압 및 전류 변화를 도시하는 그래프.
본 실시예를 수행하는 최상의 모드
본 발명의 실시예는 첨부된 도면을 참조하여 설명할 것이다. 도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 반도체 소자용 과전류 검출/보호 회로를 도시하는 회로도이고, 도 2 내지 도 4는 제1 실시예의 동작 원리를 설명한다.
도 2는 과전류를 차단하도록 반도체 소자와 같은 스위치(T11)를 제어하는 동작 원리를 도시하고, 도 3은 제1 실시예의 기본 동작을 도시하는 회로도이다. 전원(VB)은 스위칭 소자(T11)를 통해 부하(L1; 임피던스 ZL)에 연결되어 있다. 전원(VB)와 스위칭 소자(T11) 사이에 있는 배선은 배선의 저항 및 인덕턴스에 의해 발생되는 내부 임피던스(Zi)를 갖고, 이 임피던스의 양은 배선의 길이 및 직경에 의존한다. 부하(L1)에 공급된 전류(I)는 션트 저항 없이 전류 검출 회로에 의해 검출된다. 스위칭 소자(T11)은 ON 저항(Ron)을 갖고 있다. 스위칭 소자(T11)의 전극 사이의 전압 강하(ΔVT)는 ΔVT=Ron·I 로서 표현된다. 전류원(30)은 ON 저항(Ron)에 의해 생성되는 전압에 비례하여 전류를 공급하는 전압에 의해 제어되는 전류원이다. 전류원(30)은 저항(R23; 도 3)에 의존하는 증폭비(α)를 갖고 α=1/R23으로 표현된다. 전류원(30)은 전류(i2 =α·Ron·I)를 증폭 저항(Rs; 도 1의 R25 또는 R26)에 공급하여 전류(I)에 비례하는 전압(V15=i2·Rs)을 발생시킨 다. 전류원(30) 및 저항(Rs)은 전류 검출 회로를 형성한다. 스위칭 소자(T11)의 제2 전극은 부하(L1)에 연결되어 있고 전압(V12)을 제공한다. 전압(V12)은 전위계(P1; 도 3의 R22 및 R24)를 통과하여 전압(V14)을 제공한다. 전압(V12)은 내부 임피던스(Zi)내의 인덕턴스 성분(L)에 의해 영향을 받고, 그래서 나중에 설명되는 L·dI/dt와 같은 전류 변화율을 수반한다.
만약 과전류가 흐르면, 전압(V15)은 증가하고 전압(V12)은 감소한다. 비교기(CMP12)는 전류(i2)를 나타내는 전압(V15)을 전압(V12)을 나타내는 전압(V14)과 비교한다. 전압(V15)이 전압(V14)보다 크면, 과전류가 있는 것으로 판정되고, (드라이버(12)를 포함하는)제어기(50)는 소정의 조건에서 스위칭 소자(T11)를 제어하고 부하 전류를 차단한다.
제1 실시예의 동작 원리는 도 3 및 도 4를 참조하여 상세하게 설명될 것이다. 도 3에서, 스위칭 소자(T11)는 전원(VB)과 부하(L1) 사이에 있고 부하(L1)에 소스 전압을 공급하거나 정지하도록 기동 및 차단된다. 스위치(T11)는 MOSFET 및 IGBT와 같은 반도체 스위칭 소자일 수 있다.
전원(VB)의 양 출력 단부는 배선 저항(Rw) 및 배선 인덕턴스(L)로 보통 구성되어 있는 내부 임피던스(Zi)를 갖고 있는 도체(25)를 통해 스위칭 소자(T11)에 연결되어 있다. 도체(25)와 스위칭 소자(T11)의 제1 전극 사이의 노드(P11)는 제1 저항(R23), 제2 스위치(T12; 예를 들어, n형 MOSFET과 같은 반도체 스위칭 소자), 및 제2 저항(R25)을 통해 접지되어 있다. 제2 스위치(T12)의 제1 전극은 저항(R23)에 연결되어 있고, 제2 스위칭(T12)의 제2 전극은 저항(R25)에 연결되어 있다. 저항(R23), (제어 소자(CMP11)를 포함하는) 제2 스위치(T12), 저항(R25), 및 저항(R26; 도 4)은 전압 증폭 회로를 형성한다.
제2 스위치(T12)와 저항(R25) 사이의 노드(p15)는 제2 비교기(CMP12)의 반전 입력 단자에 연결되어 있다. 저항(R23)와 제2 스위치(T12) 사이의 노드(p13)는 제1 비교기(CMP11)의 비반전 입력 단자에 연결되어 있다. 비교기(CMP11)는 연산 증폭기와 같은 차동 증폭기이다. 비교기(CMP11)의 출력 단자는 저항(R29)을 통하여 제2 스위치(T12)의 제어 단자(게이트)에 연결되어 있다.
스위칭 소자(T11)와 부하(L1) 사이의 노드(p12)는 전류 검출 포인트이고 비교기(CMP11)의 반전 입력 단자에 연결되어 있다. 노드(p12)는 제4 저항(R24) 및 제5 저항(R22)을 통하여 접지되어 있어, 전위계(P1)를 형성한다. 저항(R22,R24) 사이의 노드(p14)는 비교기(CMP12)의 비반전 입력 단자에 연결되어 있다. 비교기(CMP12)는 개방 콜렉터를 가지고 있는 정상 비교기이다. 비교기(CMP12)의 출력 단자는 풀업 저항(R31)을 통하여 5V 전원에 연결되어 있다. 스위칭 소자(T11)의 제어 단자(게이트)는 저항(R30)을 통하여 드라이버(12)에 연결되어 있다.
도 3의 회로의 동작을 설명할 것이다. 도 3에서, VB는 전원 전압이고, I는 (과전류를 포함하는)회로 전류이고, i2는 회로 전류(I)를 검출하는 보조 전류(전류원)이고, Rw는 내부 임피던스(배선 임피던스; Zi)에 포함되어 있는 배선 저항이고, 부하(L1)에 이르는 (전원 내부 저항을 포함하는) 전체 저항으로부터, 스위칭 소자(T11)의 전원 단자와 접지 레벨 사이의 저항(Ron + 배선 저항)을 감산함으로써 계산될 수 있고, L은 내부 임피던스(Zi)에 포함되어 있는 인덕턴스(배선 인덕턴스)이고, 그리고 Ron은 스위칭 소자(T11)의 ON 저항이다. 도 3에서, 주요 노드들은 전압값(예를 들어, 노드(p11)는 전압값(V11)을 가지고 있다)을 가지고 있다. 전압(V14)은 제2 전압으로 불리고, 전압(V15)은 제1 전압으로 불린다.
도 3에서, 배선(25)의 내부 임피던스(Zi)는 배선 저항(Rw) 및 배선 인덕턴스(L)를 포함한다. 이것은 본 발명을 제한하지는 않는다. 배선(25)은 다른 임피던스 팩터를 포함할 수 있다.
회로 전류의 전압 변환 및 증폭
스위칭 소자(T11)가 구동될 때, 스위칭 소자(T11)는 ΔVT = V11 - V12 (= Ron · I)의 전압 강하를 유발하는 회로 전류(I)를 통과시킨다. 노드(p12)에서의 전압(V12)은 비교기(CMP11)의 반전 입력 단자에 공급되고, 노드(p13)에서의 전압(V13)은 비교기(CMP11)의 비반전 입력 단자에 공급된다. 전압(V13)이 전압(V12) 보다 크면, 비교기(CMP11)는 하이 레벨 출력을 제공한다.
그리고 제2 스위칭(T12)의 제어 단자 전압(게이트 전압(VGS))이 증가하고, 그래서 제2 스위치(T12)가 구동된다. 이로 인해 저항(R23), 제2 스위치(T12) 및 저항(R25)으로 구성되어 있는 직렬 회로에 흐르는 전류가 증가할 수 있다. 그다음, 저항(R23)에서의 전압강하가 증가하고, 전압(V13)은 감소된다. 그 결과, 전압(V13)은 전압(V12)와 동일하도록 제어된다.
만약 전압(V13)이 전압(V12) 보다 작다면, 비교기(CMP11)는 로우 레벨의 출 력을 제공하여 제2 스위치(T12)의 제어 전압을 감소시키고, 그래서 스위치(T12)를 차단한다. 이로 인해 저항(R23)을 통해 흐르는 전류는 감소하게 되어 전압(V13)이 증가하게 된다. 결과적으로, 전압(V13)은 전압(V12)과 동일하도록 제어된다. 이러한 방식으로, 노드(p13)에서의 전압(V13)은 V13=V12를 만족하도록 항상 조정된다. 저항(R23)을 통하여 흐르는 전류(i2)는 i2=(V11-V13)/R23=(V11-V12)/R23로 표현된다. (V11-V12)항은 스위칭 소자(T11)의 제1 전극과 제2 전극 사이의 전압 강하(ΔVT)이다. 전압 강하(ΔVT)에 비례하는 전류(i2=ΔVT/R23)는 저항(R25)에 공급된다. 만약 파라미터 n이 n≡R25/R23으로 정의된다면, 노드(p15)에서의 제1 전압(V15)은 다음과 같을 것이다.
V15=R25·i2=(V11-V12)·n=n·Ron·I . . . (1)
따라서, 회로 전류(I)는 스위칭 소자(T11)의 ON 저항(Ron)에 의해 전압 Ron·I으로 변환되고, 이 변환된 전압은 저항(R25)의 단부에서 파라미터 n만큼 증폭된다. 따라서, 파라미터 n은 전류(I)를 검출하기 위한 증폭율이다. 저항(R23), 제2 스위치(T12), 비교기(CMP11), 및 저항(R29)은 전압(ΔVT)에 비례하는 전류(i2)를 공급하는 전압에 의해 제어되는 전류원(30)을 형성한다. 만약 저항(R23,R25)이 각각 200Ω 및 6.2㏀이라면, 증폭율 n은 31이다.
과전류 판정
스위칭 소자(T11)에 과전류가 흐르는지에 대한 여부는 비교기(CMP12)에 의해 판정된다. 도 3에서, 비교기(CMP12)의 반전 입력 단자는 회로 전류(I)에 비례하는 제1 전압(V15)을 수신하고 그 비반전 입력 단자는 전압(V12)를 저항(R22,R24)에 의해 분압함으로써 얻어지는 제2 전압(V14)을 수신한다. 전압(V14)은 과전류를 감지하는 기준 전압으로서 기능한다. 따라서, 회로 전류(I)에 상응하는 전압(V15)은 이것이 전압(V14)을 초과하는지가 체크되고, 그래서 회로 전류(I)가 소정의 값을 초과하는지에 대한 여부가 판정된다. 파라미터 m이 m≡R22/(R24+R22)로 정의된다면, V14=m·V12가 된다. 저항(R22) 및 저항(R24)은 전위계(P1)를 형성하여 전압(V12)에 비례한 전압(V14)을 제공한다.
전압(V12)은 소스 전압(VB), 배선 저항(Rw), 배선 인덕턴스(L), 스위칭 소자(T11)의 ON 저항(Ron), 및 회로 전류(I)로써 다음과 같이 표현된다.
V12 = VB - (Rw+Ron)·I - L·dI/dt,
V14 = m·V12 = m ·{VB - (Rw+Ron) ·I - L·dI/dt} . . . (2)
식(2)으로부터, 과전류를 감지하는데 사용되는 전압(V14)이 가변될 수 있음을 이해할 수 있다. 회로 전류(I)가 증가함에 따라 또는 회로 전류(I)의 증가율이 증가함에 따라, 전압(V14)은 감소한다. 그 결과, 전압(V14)은 과전류의 발생을 확실히 그리고 용이하게 검출하는데 효과적이다. 전압(V15)은 회로 전류(I)가 증가함에 따라 증가한다. 이와 반대로, 전압(V14)은 회로 전류(I)가 증가함에 따라 감소한다. 이러한 방식으로, 본 발명은 회로 전류의 증가 또는 과도 변화에 대해서 증폭 효과를 달성한다. 이러한 증폭 효과는 과전류를 판정하는데 사용된 기준 전압에 대한 압축 효과로 불린다.
비교기(CMP12)에 의해 서로 비교된 전압(V14,V15)은 전압차 ΔVc≡V14-V15를 제공하는데, 이것은 식(1)과 식(2)로부터 다음과 같이 표현된다.
ΔVc = m·VB - {m·Rw + (n + m)·Ron}·I - m·L·dI/dt (2')
식(2')에서, 우측의 제2 항은 회로 전류(I)에서의 레벨 변화가 파라미터 n의 증폭 효과와 파라미터 m의 압축 효과 사이의 시너지 효과로 인해 확실히 검출가능하다는 것을 나타낸다. 우측의 제3 항은 회로 전류(I)의 변화율이 파라미터 m의 압축 효과에 따라 검출가능하다는 것을 나타낸다. 식(2) 및 식(2') 어느 것도 부하(L1)의 임피던스(저항)를 포함하지 않는다는 것에 주목해야 한다. 따라서, 본 발명은 션트 저항 없이 그리고 션트 저항으로서 부하(L1)를 사용하지 않고 회로 전류를 검출할 수 있다.
제1 전압(V15)이 제2 전압(V14)을 초과하여 ΔVc < 0가 될 때, 비교기(CMP12)의 출력은 로우로 변한다. 그 결과, 드라이버(12)는 그라운드 레벨의 출력을 제공하여 스위칭 소자(T11)를 차단한다.
스위칭 소자(T11)가 비동작 상태로 되었을 때, 전압(V12)은 그라운드 레벨로 강하한다. 따라서, 스위칭 소자(T11)의 제2 전극에서의 전압은 소정의 값 아래로 강하되고, 비교기(CMP12)의 비반전 입력 단자로의 노드(P14)에서의 전압은 널이 된다. 그 결과, 비교기(CMP12)는 로우 레벨 출력값을 제공하게 된다. 이 때에, 드라이버(12)는 나중에 설명되는 바와 같이, 비동작 상태이다. 이러한 상태에서, 도 1의 스위칭 제어 회로에 따른 스위칭 소자(T11)를 재기동시키는 것은 불가능하다. 그러나, 스위칭 소자(T11)는 아래에 설명되는 바와 같이 재기동되어야 한다.
스위칭 소자를 기동하는 회로
도 2는 비동작 상태로 된 스위치(T11)를 기동하는 개념을 도시한다. 스위치(T11)가 비동작 상태로 될 때, V12에서의 전압 강하가 (도 4의 다이오드 D13에 의해) 검출되고, 전류원(30)으로부터의 전류는 차단되고(즉, 고 임피던스 출력), 전압(V15)은 접지 레벨로 강하한다. V12에서의 전압 강하에 응답하여, 보통 ON(단자 1)인 제4 스위치(SW4; 도 4의 다이오드(D11))는 턴 오프되고(단자 2), 보통 OFF인 제5 스위치(SW5; 도 4의 다이오드(D12))는 턴 온되고(단자 2), 비교기(CMP12)의 비반전 입력 단자로의 접속부는 전위계(P1)로부터 전위계(P2; 도 4의 저항(R21,R22,R28))로 전환된다. 비반전 입력 단자에서 전위계(P2)의 전압을 수신하면, 비교기(CMP12)는 제어기(50)를 통해 스위치(T11)를 다시 동작 상태로 하는 고 레벨 출력을 제공한다. 제어기(50)가 단지 스위치(T11)를 기동시키기 위해 구성되어 있다면, 제4 스위치(SW4), 제5 스위치(SW5), 및 전위계(P2)는 과전류 검출 회로에 불필요하다.
도 4는 상술된 동작을 실현하는 회로를 도시한다. 도 3의 회로에 더하여, 도 4의 회로는 제3 스위치(T13), 정류기로서 기능하는 다이오드(D11 내지 D13), 저항(R21, R26, R27, R28)과 같이, 스위칭 소자(T11)를 재시작시키는 소자를 구비하고 있다. 저항(R25)과 병렬로, 제3 저항(R26) 및 제3 스위치(T13)가 설치되어 있다. 다이오드(D13)가 노드(p13,p12) 사이에 설치되어 있다. 다이오드(D11)가 노드(P14)와 저항(R24) 사이에 설치되어 있다. 다이오드(D12)가 노드(p14)와 비교기(CMP11)의 반전 입력 단자 사이에 배열되어 있다.
제6 저항(R21)이 저항(R22)과 노드(p11) 사이에 설치되어 있다. 제7 저항(R27) 및 제8 저항(R28)이 비교기(CMP11)의 2개의 입력 단자에 각각 연결되어 있다.
스위칭 소자(T11)가 도 4에서 고 임피던스를 나타내고 비동작 상태라면, 다이오드(D13)는 동작 상태로 된다. 그 결과, 비교기(CMP11)로의 비반전 입력 단자로의 전압(V13)은 부하(L1)를 통하여 접지 레벨에서 클램핑된다. 부하 저항은 저항(R27; 저항값이 나중에 설명되는 바와 같이 15㏀이다)에 비하여 작아서, 전압(V13)은 다이오드(D13)의 순방향 전압 강하(실리콘 다이오드에서 약 0.7V)만큼 감소된다.
한편, 비교기(CMP11)의 반전 입력 단자로의 전압(V18)은 전압(V12)이 접지 레벨로 떨어진다할지라도 다이오드(D11,D12) 및 저항(R12,R28)으로 인해 전압(V18min) 아래로 떨어지지 않는다.
V18min = R22·(R28·VB + R21·Vd)/(R21·R22 + R21·R28 + R22·R28) - Vd . . . (3)
여기에서, Vd는 각각의 다이오드의 순방향 전압이다. 전압(V18min)은 전위계(P2)를 형성하는 저항(R21) 및 병렬 저항(R22,R28)에 의해 소스 전압(VB 또는 V11)을 분압함으로써 발생된다. 전위계(P2)는 전압(V18min)및 다이오드(D12)의 순방향 전압의 합이다.
스위칭 소자(T11)가 동작 상태가 된다면, 제5 스위치로 기능하는 다이오드(D12)는 비동작 상태(OFF)가 되고, 제4 스위치로 기능하는 다이오드(D11)는 동작 상태(ON)가 되고, 그리고 전위계(P1)가 비교기(CMP11)의 반전 입력 단자에 연결된다. 스위칭 소자(T11)가 비동작 상태가 된다면, 다이오드(D11)는 비동작 상태(OFF)가 되고, 다이오드(D12)는 동작 상태(ON)가 되고, 그리고, 전위계(P2)가 비교기(CMP11)의 반전 입력 단자에 연결된다. 식(3)은 또한 다음과 같이 쓸 수 있다.
V18min=R22·R28·VB·{1-(1+R21/R22)·(Vd/VB)}/{R21·(R22+R28)+R22·R28} . . . (3')
식(3')의 계산에 있어서, Vd/VB≪1이기 때문에, 전압(V18min)은 제로 보다 크다. 식(3)에서 R21=R22=R28=10㏀이라면, R24=2㏀, Vd=0.7V, 그리고, VB=12.5V가 된다. 그 결과, 식(3)의 값은 3.7v가 될 것이다.
스위칭 소자(T11)가 비동작 상태이고 부하(L1)의 단자 전압(V12)가 접지 레벨이라면, 바이어스 전류가 저항(R21), 다이오드(D12), 저항(R28)에 흐르게 된다. 그 결과, 비교기(CMP11)의 반전 입력 단자로의 전압(V18)은 그 비반전 입력 단자로의 전압(V13)보다 크게 된다. 그다음, 비교기(CMP11)는 로우 레벨 출력값을 제공하여 제2 스위치(T12)를 턴 오프하게 된다. 결과적으로, 비교기(CMP12)의 반전 입력 단자로의 전압(V15)은 접지 레벨에 가깝게 떨어지게 된다.
한편, 비교기(CMP12)의 비반전 입력 단자로의 전압(V14)은 다이오드(D12)의 순방향 전압 강하에 의해 식(3)의 전압값 보다 높게 된다. 보다 정확하게는, 전압(V14)은 도 4의 예에서 약 4.4V이다. 그 결과, 비교기(CMP12)는 하이 레벨 출력을 제공하여 스위칭 소자(T11)가 기동준비될 수 있도록 한다. 나중에 설명되는 바와 같이, 스위칭 소자(T11)는 비교기(CMP12)의 출력이 하이가 되는 경우에 기동 될 수 있다.
스위칭 소자(T11)가 동작 상태로부터 비동작 상태로 변화되는 경우, 전압(V12)은 감소할 것이고 비교기(CMP11)의 비반전 입력 단자로의 노드(p13)에서의 전압(V13 = V12 + 0.7V)은 식(3)의 전압 아래로 감소될 것이다. 이러한 상태에서 조차, 스위칭 소자(T11)는 구동 신호를 수신하는 경우, 즉, 도 1의 스위치(SW11)가 ON인 경우, 기동될 수 있다. 스위치(SW11)는 나중에 설명될 것이다.
증폭율의 변경
본 발명에 따라, 식(1)의 증폭율 n은 변경가능하다. 예를 들어, 증폭율 n은 2개의 값 사이에서 변경될 수 있다. 이것은 나중에 설명되는 바와 같이 2개의 단계에서 과전류를 검출하기 위한 것이다. 증폭율 n의 변경을 설명할 것이다.
도 4에서 증폭율n을 변경하기 위해, 저항(R26) 및 제3 스위치(T13)로 구성된 직렬 회로는 저항(R25)와 병렬로 연결되어 있다. 제3 스위치(T13)가 동작 상태일 때, 노드(P15)와 접지 사이의 저항값은 제3 스위치(T13)이 비동작 상태일 때의 R25로부터 R25·R26/(R25+R26)=R25/(1+R25/R26)의 조합된 저항으로 변경된다. 즉, 조합된 저항값은 R25 보다 작아지게 된다. 그 결과, 제3 스위칭(T13)을 기동시키면 증폭율 n은 R25/R23(=n2)으로부터 R25·R26 / {(R25 + R26) · R23} = R25 / {R23 (1 + R25/R26)}(=n1)로 감소하게 된다.
제3 스위치(T13)가 동작 상태이면, 제1 증폭율 n1(작음)이 제공되고, 제3 스위치(T13)가 비동작 상태이면, 제2 증폭율(n2; n1<n2)이 제공된다. 저항(R26)의 값을 조정함으로써, 제1 증폭율n1은 임의의 값으로 설정될 수 있다.
과전류 판정 기준 전압
과전류를 판정하는데 사용되는 기준 전압이 설명될 것이다. 도 4에서, 스위칭 소자(T11)가 동작 상태일 때 과전류 판정 기준 전압(V14')은 다음과 같다.
V14'=(V11·R22·R24+V12·R21·R22-Vd·R21·R22)/(R21·R22+R21·R24+R22·R24) . . . (4)
V11=12.5V이고 V12=12V이라면, 식(4)는 9.9V가 된다. 기준 전압(V14')은 전압(VB 또는 V11)을 저항(R21)과 병렬 저항(R22) 및 (다이오드(D11)을 포함하는) 병렬 저항(R24)으로 나눔으로써 발생된다. 이러한 저항들은 전위계를 형성하고, 따라서, 전압(V14')은 전위계(P1)의 출력이다. 식(4)은 다음과 같이 다시 쓸 수 있다.
V14'=m"·V11+m'·V12-m'·Vd . . . (4'),
여기에서, m"=R22/{R22+R21·(1+R22/R24)}이고,
m'=R22/{R22+R24·(1+R22/R21)}.
전압(V12)을 위한 계수 m'은 식(2)의 증폭율 n을 저항(R21)으로 보정함으로써 얻어진다. 식(4)에서의 전압(V11,V12)은 다음과 같다.
V11=VB-Rw·I-L·dI/dt . . . (5).
V12=VB-(Rw+Ron)·I-L·dI/dt . . . (6).
식(4) 및 식(4')은 전압(V11,V12)가 증가함에 따라 증가한다는 것을 나타낸다. 기준 전압(V14')에서의 전압(V12)의 인플루엔스(m')를 기준 전압(V14')에서의 전압(V11)의 인플루엔스(m")보다 크게 증가시키기 위해, 제1 실시예는 전압(V12)에 대한 계수(R21·R22)를 전압(V11)에 대한 계수(R22·R24)보다 크게 설정한다. 도 4에서, R21=10㏀이고 R24=2㏀이고, 따라서, 전압(V12)에 대한 계수(m')는 전압(V11)에 대한 계수(m")보다 5배 더 크다. 그 결과, 기준 전압(V14')은 전압(V11)보다는 전압(V12)에 의해 보다 큰 영향을 받게 되고, 따라서, 기준 전압(V14')의 동작은 전압(V12)을 관련된 아이템만을 고려하고 m'을 m으로 대체함으로써 추정될 수 있다. 기준 전압(V14')은 식(2)의 전압(V14)으로써 근사화될 수 있다.
제3 스위치(T13)가 비동작 상태라면, 제1 전압(V15)은 제2 증폭율(n2)로서 발생된다. 이러한 경우에, 과전류는 전압(V15)가 식(4)에 의해 제공된 값보다 큰 경우에 감지된다. 도 4의 예에서, 과전류는 제1 전압(V15)이 9.9V를 초과하는 경우에 감지된다. 9.9V의 제1 전압(V15)에 상응하는 회로 전류(I11)는 Ron=40mΩ이라면 다음과 같다.
I11 =V14·R23/R25/Ron
=9.9V·200Ω/6.2㏀/40mΩ
=8A . . . (7)
제1 전압(V15)이 도 4의 제2 증폭율(n2)에 기초할 때, 8A 보다 큰 회로 전류는 과전류로서 검출된다.
Rw=50mΩ이라면, (Rw+Ron)·I=(50mΩ+40mΩ)·8A=0.7V이다. 작은 과전류가 검출되고 있는 동안, 전류 회로의 증가율은 작고, 그래서, L·dI/dt
Figure 112003044438730-pct00001
0. 제1 전 압(V15)이 제2 증폭율(n2(제3 스위칭(T13)가 비동작 상태))로써 발생되는 경우의 과전류 판정에 있어서, 기준 전압에 실질상 아무런 압축 효과(배선 인덕턴스(L)로 인한 기준 전압(V14)의 저하)도 발생하지 않는다. 이 때에서, 과전류 판정의 정밀도는 스위칭 소자(T11)의 ON 저항(Ron)의 정밀도에 의해 결정된다.
과전류 판정 기준 전압의 압축 효과
제1 전압(V15)이 제1 증폭율(n1)(즉, 제3 스위치(T13)가 온인 경우의 증폭율)로써 생성되는 경우에 검출될 때 과전류가 검출되는 경우에, 압축 효과가 기준 전압에 발생한다. 기준 전압(V14')이 압축 효과 없이 9.9V를 유지할 때, 과전류로서 결정되는 회로 전류(I12)는 식(1)의 저항(R25)이 R25 및 R26의 병렬 저항으로 대체되는 경우에 다음과 같이 표현된다.
I12 = V14·R23·(R25+R26)/(R25·R26)/Ron . . . (8)
I12 = 9.9V·200Ω·(6.2㏀+1㏀)/(6.2㏀·1㏀)/40mΩ=57.5A. . . (8')
제1 전압(V15)가 제1 증폭율(n1)로써 생성될 때 과전류가 흐르는 경우, 회로 회로는 가파르게 상승한다. 도 4에서, L
Figure 112003044438730-pct00002
2.5μH이고, dI/dt
Figure 112003044438730-pct00003
1.25A/μs이고, 따라서, L·dI/dt =3.1V이다. 이것은 전압(V11,V12)을 강하시키는 역기전력이다. m=9.9V/12V=0.83이라면, 회로 인덕턴스(L)로 인한 기준 전압에 대한 압축량(ΔV1)(회로 전류의 증가율로 인한 제2 전압(V14)에서의 감소)은 다음과 같다.
ΔV1≡m·L·dI/dt =0.83·3.1V=2.57V . . . (9)
2.57V의 전압은 15A의 회로 전류에 상응한다. 회로 전류가 배선 저항(Rw)에 흐를 때, 전압(V11,V12)은 감소한다. 이러한 효과는 ΔV2≡m·I·(Rw+Ron)이다. 회로 전류가 스위칭 소자(T11)의 ON 저항((Ron)에 흐를때, 전압(V12)만 감소한다.
상기 설명된 바와 같이, 기준 전압(V14; 제2 전압)에 대한 전압(V12)의 영향은 기준 전압(V14; 제2 전압)에 대한 전압(V11)의 영향보다 약 5배 크다. 따라서, 식(8)의 전압(V14)은 V14'≡V14-ΔV1-ΔV2로 대체되고, 과전류로서 판정되는 회로 전류(I1)는 다음과 같이 추정된다.
V14-ΔV1-m·I1·(Rw+Ron)
=I1·Ron·(R25·R26)/(R25+R26)/R23 . . . (10)
이것은 다음과 같이 다시 쓸 수 있다.
{1+m·(Rw+Ron)·R23·(R25+R26)/Ron/(R25·R26)}·I1
= R23·(R25+R26)/Ron/(R25·R26)·(V14-ΔV1) . . . (11)
식(1)은 상기 언급된 회로 상수에 따라 전류(I1)에 대해 풀면 I1= 29.7A를 얻게 된다. 기준 전압(V14; 제2 전압)에 아무런 압축 효과를 갖지 않는 것과 비교할 때, 압축 효과는 57.5A-29.7A=27.8A만큼 기준 전압을 압축하는데, 이 값은 압축 효과가 없을 때의 값의 약 48%의 값이다. 압축된 부분은 제3 전압에 해당한다.
큰 과전류를 유발하는 데드 쇼트와 같은 배선 이상이 발생하는 경우일지라도, 본 발명은 기준 전압을 압축하여, 반도체 스위칭 소자(T11)를 신속하게 차단하여 배선 및 스위칭 소자(T11)의 파손을 방지한다.
제1 실시예의 동작을 상세하게 설명할 것이다.
(i) 기본 동작
도 3에서, 반도체 스위칭 소자(T11; 파워 트랜지스터)의 단자에서의 전압(전 압 강하)는 제1 전압(V15)으로 증폭된다. 스위칭 소자(T11)의 부하측 단자와 접지 사이의 전압(V12)은 제2 전압(V14)을 제공하기 위해 분압된다. 전압(V15)은 전압(V14)과 비교된다. 만약 전압(V15)이 전압(V14)보다 크면, 스위칭 소자(T11)에 흐르는 전류(I)는 과전류인 것으로 판정되고, 스위칭 소자(T11)는 차단된다.
(ii) 제1 증폭율
스위칭 소자(T11)의 기동직후, 정상 과도 전류(돌입전류)가 부하(L1)에 흐른다. 정상 과도 전류가 과전류로서 감지되는 것을 방지하기 위해, 낮은 증폭율, 즉 제1 증폭율(n1)이 스위칭 소자(T11)의 기동후 소정의 시간(τ1)동안 제1 전압(V15)에 대하여 설정된다.
(iii) 제2 증폭율 및 기동 동작
스위칭 소자(T11)의 기동후 시간(τ1)이 지날때, 제1 전압(V15)에 적용된 증폭율은 제1 증폭율(n1)로부터 제1 증폭율(n1)보다 큰 제2 증폭율(n2)로 변경된다.
정상 과도 전류의 시간은 부하(L1)에 따라 상이하고, 그래서 시간(τ1)은 수배 만큼 연장할 수 있다. 보다 정밀하게는, 제1 타임의 시간(τ1)후에, 제2 증폭율(n2)이 설정된다. 이 때에 과전류가 검출된다면, 스위칭 소자(T11)는 일단 비동작 상태로 된 다음 즉시 동작 상태가 된다. 이것은 제1 증폭율(n1)로 복귀하고 이것을 제2 시간의 시간(τ1)동안 유지한다. 제1 증폭율(n1)로 복귀하는 동작은 수회(N1) 반복되어 행해진다. 이러한 동작의 N1 회 반복 후에, 제2 증폭율(n2)로 복귀한다. 이 때에 과전류가 여전히 검출되면, 스위칭 소자(T11)는 차단되고, 이 비동작 상태는 계속된다. 따라서, 아무런 과전류가 시간(τ1·N1)내에 검출되지 않는다면, 스위칭 소자(T11)는 계속 동작 상태가 될 것이다. 이것으로 전원기동시 발생되는 돌입 전류로 인한 회로의 차단이 방지될 수 있다.
(iv) 과전류의 발생
만약 정상 전류가 부하(L1)에 흐를 때 스위칭 소자(T11)와 부하(L1) 사이에 배선 이상이 발생하는 경우, 과전류가 흐르게 될 것이다. 만약 배선 이상이 레이어 쇼트, 즉, 과전류가 그렇게 크지 않아서 제2 증폭율(n2)이 과전류를 검출하고 제1 증폭율(n1)이 아무런 과전류도 검출하지 못하는 경우에, 스위칭 소자(T11)는 시간(τ1·N1)후에 비동작 상태로 되고 이 비동작 상태가 유지된다. 과전류가 검출되고 있는 동안, 과전류는 실질상 변경되지 않고, 따라서, 아무런 역기전력도 발생되지 않는다. 레이어 쇼트의 경우에, 과전류는 상대적으로 작고, 제2 전압(V14)은 소스 전압(VB)에 종속된다. 그리고, 제2 전압(V14)은 과전류에 비하여 실질상 일정하여 아무런 압축 효과도 나타내지 않는다.
이러한 경우에, 과전류 판정은 제1 전압(V15)의 크기에 기초하게 된다. 제1 전압(V15)은 스위칭 소자(T11)의 ON 저항(Ron)이 증가함에 따라 증가하고, 그래서 과전류 검출의 정밀도는 ON 저항(Ron)의 변화에 영향을 받는다. 일반적으로, 파워 트랜지스터와 같은 반도체 소자의 ON 저항은 개별적인 변화를 수반하고 온도에 따라 변경가능하다. 따라서, 과전류를 검출하기 위해 ON 저항을 채용하는 것은 정상 전류보다 3내지 4배 큰 과전류에 대해서만 효과적이다.
(v) 제1 과전류 검출
과전류가 제1 증폭율(n1)로서 검출된다면, 스위칭 소자(T11)는 시간(τ1)을 기다릴 것 없이 연속적으로 턴 오프 및 턴 온 된다. 과전류가 소정의 수(N1)회 동안 검출된다면, 스위칭 소자(T11)는 비동작 상태로 되고 이 비동작 상태가 유지된다. 또한 일단 과전류가 제1 증폭율(n1)로 검출되면 스위칭 소자(T11)를 차단 상태로 유지시키는 것이 가능하다. 이것은 제2 실시예에서 설명될 것이다. 과전류가 제1 증폭율(n1)으로 검출된다면, 과전류는 정상 전류와 크게 상이하고, 그래서, 제1 검출로 과전류가 판정되었을지라도 오판정의 가능성은 적어지게 된다.
(vi) 제2 과전류 검출
과전류가 흐르는 회로는 배선 인덕턴스(L)를 포함하고 있기 때문에, 기준 제2 전압(V14)은 전류가 갑자기 증가할 때 배선 인덕턴스(L)에 의해 발생된 역기전력에 의해 압축된다. 단락 저항이 감소함에 따라, 과전류는 보다 더 가파르게 상승하여 제2 전압(V14)의 압축도를 증가시킨다. 큰 과전류가 흐르면, 배선 저항(Rw) 및 스위칭 소자(T11)의 On 저항(Ron)은 또한 제2 전압(V14)을 압축한다. 이러한 압축 효과로 임의의 큰 과전류값을 검출할 수가 있다.
따라서, 제1 실시예는 상대적으로 큰 단락 저항(레이어 쇼트)에 의해 야기된 과전류를 확실히 검출함과 동시에 상대적으로 작은 단락 저항(데드 쇼트)에 의해 야기된 큰 과전류를 차단한다. 이것은 과전류 검출 및 보호를 위해 이상적인 특성이다. 압축 효과로 인해, 제1 실시예는 반도체 스위칭 소자(T11)의 ON 저항(Ron)이 변할지라도 과전류를 확실히 검출하고 방지한다.
이러한 방식으로, 제1 실시예는 정상 전류(레이어 쇼트 과전류)의 3,4배 크기의 작은 과전류로부터 데드 쇼트에 의해 야기되는 큰 과전류까지 임의의 과전류 를 검출 및 차단할 수 있어서, 배선 및 반도체 소자를 보호할 수 있게 된다.
과전류 검출 장치의 동작
본 발명에 따른 과전류 검출 장치의 구체적인 예를 설명할 것이다. 도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 과전류 검출 장치(11) 및 그 주변 기기를 도시하고 있다. 과전류 검출 장치(11)는 도 2 내지 도 4를 참조하여 설명된 원리에 따라 동작한다.
과전류 검출 장치(11)는 반도체 스위칭 소자(T11)를 구동/비구동시켜 부하(L1)에 소스 전압(VB)을 공급/정지시킴으로써 반도체 스위칭 디바이스(T11)에 흐르는 과전류를 검출하는 회로를 구비하고 있다. 과전류가 흐르면, 과전류 검출 장치(11)는 즉시 과전류를 검출하고 과전류의 크기에 따라 전원(VB)과 부하(L1) 사이의 회로를 차단시켜, 스위칭 소자(T11) 및 이 스위칭 소자(T11)를 전원(VB)에 연결하는 배선을 보호하게 된다.
과전류 검출 장치(11)는 부하(L1)를 기동 및 정지시키는 스위치(SW11)에 ON/OFF 정보를 나타내는 로직 신호를 과전류 검출 장치(11)에 제공하는 전원 스위치 회로를 포함한다. 이 전원 스위치 회로는 스위치(SW11)와 접지 사이에 연결되어 있는 저항(R32) 및, 스위치(SW11)가 동작될 때 전압의 채터링을 방지하는 채터링 방지 회로(16)를 포함한다. 전원 스위치 회로의 출력측은 AND 회로(AND11,AND12)에 연결되어 있다. 장치(11)는 또한 래치(DF11), 차지 펌프(13), 타이머(14), 카운터(15)를 포함한다.
타이머(14)는 제1 시간(τ1=20ms)을 정의하는 제1 타이머 및 제2 시간(τ2=200ms)을 정의하는 제2 타이머를 포함한다. 카운터(15)는 소정의 수(N1)를 카운트하고, 이 수가 카운트되었을 때, 래치(DF11)를 턴 오프하는 신호를 제공한다. 제1 실시예에 따라, 카운트되는 소정의 수는 4이다. 도 1의 다른 구성요소는 도 4의 구성요소와 동일하기 때문에 다시 설명하지 않을 것이다.
전원(VB)의 시작에서의 과전류 검출 장치(11)의 동작을 설명할 것이다. 스위치(SW11)가 OFF이라면, 래치(DF11)는 하이 레벨 출력을 제공하고, 비교기(CMP12) 역시 하이 레벨 출력을 제공한다.
스위치(SW11)가 턴 온되면, 2개의 AND 회로(AND11,AND12)는 각각의 하이 레벨 출력을 제공하기 때문에, 드라이버(12)는 하이 레벨 신호를 제공하여 스위칭 소자(T11)를 기동시킨다.
AND 회로(AND12)가 하이 레벨 출력을 제공할 때, 타이머(14)의 제1 타이머가 작동하여 제3 스위치(T13)에 구동 신호를 시간(τ1=20ms)동안 제공한다.
스위칭 소자(T11)가 기동될 때, 전원 전압(VB)은 부하(L1)에 공급된다. 전원의 기동시에, 돌입 전류가 부하(L1)에 흐른다. 제3 스위치(T13)는 구동신호로 인하여 ON이다. 결과적으로, 노드(p15)에서의 제1 전압(V15)은 제1 증폭율(n1; 작음)을 수신한다. 돌입 전류가 발생할지라도, 제1 증폭율(n1)은 작아서, 기준 전압(제2 전압; V14)을 초과하지 않는 제1 전압(V15)을 압축하게 된다. 결과적으로, 비교기(CMP12)는 하이 레벨 출력을 제공하고, AND회로(AND12)는 하이 레벨 출력을 유지하고, 스위칭 소자(T11)는 동작 상태를 유지하게 된다.
제1 시간의 시간(τ1 )후에, 타이머(14)는 제3 스위치(T13)의 제어 단자(게이트)로의 구동 신호를 정지시킨다. 제3 스위치(T13)는 비동작 상태가 되고 높은 임피던스를 제공하고, 노드(p15)에서의 전압(V15)은 제1 증폭율(n1)보다 큰 제2 증폭율(n2)을 수신한다. 결과적으로, 전압(V15)은 증가하게 된다. 전압(V15)이 제2 전압(V14) 아래라면, 비교기(CMP12)는 하이 레벨 출력을 유지하고, 스위칭 소자(T11)는 기동된 상태를 유지한다. 전압(V15)이 제2 전압(V14)을 초과하면, 비교기(CMP12)는 로우 레벨 출력을 제공하고, AND회로(AND12)는 로우 레벨 출력을 제공하고, 드라이버(12)는 구동 신호를 정지시키고, 스위칭 소자(T11)는 차단된다.
스위칭 소자(T11)가 차단되면, 다이오드(D13)는 노드(13)에서의 전압(V13)을 약 0.7V로 클램핑한다. 노드(p12)에서의 전압(V12)은 접지된다. 식(3)에 나타낸 바와 같이, 비교기(CMP12)의 반전 입력 단자로의 전압은 3.7V 아래로 절대 감소하지 않기 때문에, 비교기(CMP11)는 스위칭 소자(T11)가 비동작 상태로 된다면, 로우 레벨 출력을 제공한다.
그다음, 노드(p15)에서의 전압(V15)은 접지 레벨에 가깝게 감소된다. 이에 따라, 제1 전압(V15)은 제2 전압(V14)보다 낮게 되고, 비교기(CMP12)는 다시 하이 레벨 출력을 제공한다. 결과적으로, 드라이버(12)는 스위칭 소자(T11)를 기동시키는 구동 신호를 제공한다. 동시에, 타이머(14)의 제1 타이머는 작동되어 τ1=20ms 의 시간 동안 제3 스위치(T13)를 기동시킨다.
(제3 스위치(T13)를 시간(τ1)동안 턴 온하고 턴 오프하는) 동작은 N1(=4) 회 반복되고 카운터(15)는 래치(DF11)를 턴 오프한다. 이러한 방식으로, 상술된 동작은 전원의 기동후에 4회 반복되고, 돌입 전류가 부하(L1)에 흐를지라도 스위칭 소자(T11)의 기동된 상태를 유지된다. 제1 실시예에서 시간(τ1=20ms) 및 수(N1=4)는 정상 돌입 전류의 시간에 따라 임의로 설정될 수 있다.
레이어 쇼트에서의 동작
레이어 쇼트는 통상 전류보다 수배의 과전류를 유발하는 경미한 단락 사고이다. 레이어 쇼트가 발생하면, 상술된 돌입 전류와 비교가능한 과전류가 연속적으로 흐르게 된다. 시간(τ1=20ms)의 4회 반복후에조차, 과전류는 여전히 흐른다. 이러한 경우에, 래치(DF11)는 턴 오프되기 때문에, 스위칭 소자(T11)는 차단된다. 따라서, 레이터 쇼트가 발생하고 80ms의 시간(20ms·4)보다 길게 지속된다면, 스위칭 소자(T11)는 전원(VB)과 부하(L1) 사이의 회로를 보호하기 위해 차단된다.
카운터(15)가 타이머(14)의 제2 타이머에 의해 설정된 τ2=200ms 동안 AND 회로(AND12)에서 아무런 (하이 레벨로 전환시키는)상승도 검출하지 못한다면, 카운터(15)는 리셋팅된다.
도 6은 스위치(SW11)가 턴 온되었을 때 전압(V12; 곡선 s1), 전압(V14; 곡선 s2), 전압(V15; 곡선 s3) 및 스위칭 소자(T11)에 흐르는 전류(I; 곡선 s4)의 시간에 따른 변화를 도시하는 그래프이다.
시간(t0)에서, 스위치(SW11)는 턴 온되고, 과전류(돌입 전류)는 스위칭 소자(T11) 및 부하(L1)로 흐른다. 이 때에, 제3 스위치(T13)는 동작 상태가 되고, 전압(V15)은 제1 증폭율(n1)을 수신한다. 전압(V15; 곡선 s3)은 전압(V14; 곡선 s2)의 아래에 있다. 스위치(SW11)의 기동후 20ms가 지날 때, 전압(V15)은 제2 증폭율(n2)을 수신하고 시간(t1)에서 전압(V14)을 초과한다. 그러나, 전압(V15)은 즉시 전압(V14) 아래로 감소된다. 시각(t0)으로부터 20ms 경과후의 시각(t1) 및 시각(t1)으로부터 20ms 경과후의 시각(t2)에, 곡선(s3)의 전압(V15)은 순시적으로 곡선(s2)의 전압(V14)을 초과하고 본래의 로우 레벨로 복귀한다. 이러한 전압(V15)의 순시 변화는 도 6의 그래프에 도시되지 않았다.
시각(t3)에서, 제2 증폭율(n2)을 갖는 전압(V15)은 전압(V14)보다 낮아지게 되고, 비교기(CMP12)는 하이 레벨 출력을 제공하고, 스위칭 소자(T11)는 계속해서 기동상태가 된다. 이러한 방식으로, 스위칭 소자(T11)는 전원의 기동시에 돌입 전류에 의해 차단되지 않고 정상 동작 상태를 유지한다.
데드 쇼트에서의 동작
데드 쇼트가 발생하였을 때의 동작을 설명할 것이다. 예를 들어, 전원(VB)과 접지 사이의 직접 단락은 매우 큰 과전류를 발생시켜 갑자기 전류값을 변경시킨다. 이때에, 배선 인덕턴스(L)는 기준 전압(제2 전압; V14)에 압축효과를 제공한다. 그리고, 제2 전압(V14)은 감소한다.
동시에, 과전류는 노드(p15)에서 전압(V15)을 증가시킨다. 그 결과, 비교기(CMP12)는 로우 레벨 출력을 제공하여 스위칭 소자(T11)를 차단한다. 동시에, 비교기(CMP11)의 출력은 로우로 변경된다. 그후에, 스위칭 소자(T11)는 다시 동작 상태가 되고, 제3 스위치(T13)는 동작되어 전압(V15)을 낮추는 제1 증폭율(n1)을 이네이블링한다.
이 때에, 압축효과는 전압(V14)을 낮추고, 과전류로 전압(V15)은 전압(V14)을 초과하게 된다. 따라서, 제3 스위치(T13)가 동작하게 되어 보다 낮은 증폭율(n1)을 선택한다할지라도, 전압(V15)은 확실히 전압(V14)을 초과하게 된다. 결과적으로, 카운터(15)는 순시적으로 20ms의 시간을 기다리지 않고 4회의 카운트값을 계측하여, 래치(DF11)를 턴 오프하고, 그래서 스위칭 소자(T11)를 차단한다. 이러한 방식으로, 데드 쇼트의 발생은 순시적으로 스위칭 소자(T11)를 차단하여 회로를 보호하게 된다.
상기 설명된 바와 같이, 제1 실시예에 따른 과전류 검출 장치(11)로 인해, 과전류가 레이어 쇼트로 인해 발생되는 경우에 소정의 시간동안 과전류가 흐를 수 있게 하고, 소정의 시간후에 회로를 차단할 수 있게 된다. 데드 쇼트의 발생시, 제1 실시예는 회로 전류(I)의 고속 증가에 의해 제공된 압축 효과를 사용하여, 회로를 순시적으로 차단한다. 이러한 방식으로, 제1 실시예는 확실히 회로를 보호한다.
기준 전압(V14)에 대한 압축 효과는 스위칭 소자(T11)의 ON 저항(Ron)의 변화에 관계없이 전류를 확실히 그리고 신속히 차단하는데 효과적이다.
전원(VB)이 기동될 때, 제1 실시예는 80ms(τ1·N1=20ms·4) 동안 제1 전압(V15)에 대한 낮은 증폭율(n1)을 설정하여, 돌입 전류로 인하여 스위칭 소자(T11)가 차단되는 것을 방지하게 된다.
제2 실시예
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 과전류 검출/보호 장치(21) 및 그 주변 기기를 도시하는 회로도이다. 제1 실시예의 구조에 더하여, 제2 실시예는 인버터 회로(NOT11), AND 회로(AND13), 및 OR 회로(OR11)를 채용한다. 제2 실시예의 다른 구성요소는 도 1의 제1 실시예의 것과 동일하다.
도 5에서, 비교기(CMP12)의 출력이 로우이고 타이머(14)의 제1 타이머가 작동한다면, 래치(DF11)는 턴 오프되어 스위칭 소자(T11)를 강제로 차단시킨다. 비교기(CMP12)의 출력이 로우이고 제1 타이머가 작동한다면, 전원(VB)과 부하(L1) 사이의 회로에 데드 쇼트로 인해 과전류가 흐르게 된다. 따라서, 스위칭 소자(T11)는 즉시 차단되어 카운터(15)가 4회를 계측함 없이 회로를 보호하게 된다. 제1 실시예와 비교하여, 제2 실시예는 데드 쇼트가 발생할 때 회로를 보다 신속히 차단하여, 회로를 신속히 보호한다.
제7은 도 5의 과전류 검출/보호 장치(21)의 동작을 도시한다. 예를 들어, 부하(L1)로서 기능하는 각각 21W인 2개의 램프 벌브는 동시에 켜진다. 시각(t10)에서, 데드 쇼트(예를 들어, 부하(L1)와 전원(VB) 사이의 큰 단락사고)가 발생한다. 이 때에, 전압(V12)은 곡선(s11)을 따라 변하고, 전압(V14)은 곡선(s12)를 따라, 전압(V15)는 곡선(s13)을 따라, 그리고 스위칭 소자(T11)에 흐르는 전류(I)는 곡선(s14)을 따라 변한다. 도 6의 그래프와 달리, 도 7의 그래프는 횡축의 시간의 단위로 ㎲를 사용한다.
데드 쇼트가 시각(t10)에서 발생할 때, 전압(V15)은 가파르게 증가한다. 전압 "A"가 배선 인덕턴스(L)로 인한 역기전력에 의해 발생된다. 이 역기전력은 압축 효과를 제공하여 전압(V14)을 감소시킨다. 시각(t11)에서, 전압(V15)은 전압(V14)을 초과하고, 비교기(CMP12)는 로우 레벨 출력을 제공한다. 시각(t12)에서 비교기(CMP12)는 하이 레벨 출력으로 복귀한다.
시각(t13)에서, 비교기(CMP12)는 다시 로우 레벨 출력을 제공하고, 래치(DF11)는 로우 레벨 출력을 제공하여 스위칭 소자(T11)를 차단하다. 따라서, 데드 쇼트는 순시적으로 회로를 차단하여 스위칭 소자(T11)를 보호하게 된다.
본 발명의 효과
상기 설명된 바와 같이, 본 발명에 따른 반도체 소자용 과전류 검출/보호 회로 또는 장치는 반도체 소자에 흐르는 전류로 인한 전압 강하를 증폭시켜 제1 전압을 발생시키고 이 제1 전압을 기준 전압(제2 전압)과 비교한다. 제1 전압이 제2 전압 보다 크면, 과전류 검출/보호 장치는 과전류가 있다고 판정하고 반도체 소자를 차단한다. 이 장치는 션트 저항 없이 그리고 반도체 소자를 손상시키지 않고 반도체 소자를 확실히 차단한다.
반도체 소자에 흐르는 전류가 변하면, 반도체 소자를 전원에 연결하는 배선의 인덕턴스는 제2 전압을 감소시키는 역기전력을 발생시킨다. 반도체 소자에 흐르는 전류가 더욱 증가하면, 제2 전압은 더욱 감소된다. 데드 쇼트 전류와 같은 큰 단락 사고가 발생하면, 제1 전압은 증가하고 제2 전압은 감소한다. 그리고, 제1 전압은 제2 전압을 신속히 초과하게 되어, 데드 쇼트에 응답하여 반도체 소자를 신속히 차단한다.
제1 전압에 대하여, 제1 증폭율과 이 제1 증폭율보다 큰 제2 증폭율이 설정된다. 예를 들어, 레이어 쇼트로 인한 경미한 과전류가 발생하면, 제2 증폭율은 과전류를 감지하고 제1 증폭율은 아무런 과전류도 감지하지 않을 수 있다. 과전류 가 N1회의 시간(τ1)후에도 여전히 감지된다면, 반도체 소자는 차단된다. 이러한 방식으로, 본 발명은 레이어 쇼트에 응답하여 반도체 소자를 확실히 차단할 수 있다.
전원의 기동에 돌입 전류가 발생하는 경우에는 N1회의 시간(τ1)내에 안정되어 반도체 소자가 돌입 전류로 인해 차단되는 것이 방지된다.

Claims (18)

  1. 내부 임피던스를 포함하는 도체를 통해 전원에 연결되어 있는 제1 전극 및 부하의 스위칭 소자와의 반대측 단부가 접지되어 있는 상기 부하에 연결되어 있는 제2 전극을 구비하는 상기 스위칭 소자를 과전류로부터 보호하는 과전류 보호 회로에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 제1 전극과 제2 전극 사이의 저항에 흐르는 전류에 의해 발생된 전압을 검출하고, 검출된 전류를 증폭율에 의해 증폭하여 제1 전압을 제공하는 전류 검출 회로; 및
    상기 스위칭 소자의 제2 전극과 접지 사이의 전압을 분압함으로써 발생된 제2 전압을 검출하는 전압 검출 회로;를 포함하고,
    상기 제1 전압이 상기 제2 전압을 초과하면, 상기 과전류 보호 회로는 과전류가 있다고 판정하고 상기 스위칭 소자를 차단시키는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  2. 내부 임피던스를 포함하는 도체를 통해 전원에 연결되어 있는 제1 전극 및 부하의 스위칭 소자와의 반대측 단부가 접지되어 있는 상기 부하에 연결되어 있는 제2 전극을 구비하는 상기 스위칭 소자를 과전류로부터 보호하는 과전류 보호 회로에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 제1 전극과 제2 전극 사이의 저항에 흐르는 전류에 의해 발생된 전압을 검출하고, 검출된 전류를 증폭율에 의해 증폭하여 제1 전압을 제공하는 전류 검출 회로; 및
    상기 도체의 내부 임피던스에 흐르는 과전류로 인한 전압강하를 전원 전압으로부터 감산함으로써 제공된 전압을 분압함으로써 발생된 제2 전압을 검출하는 전압 검출 회로;를 포함하고,
    상기 제1 전압이 상기 제2 전압을 초과하면, 상기 과전류 보호 회로는 과전류가 있다고 판정하고 상기 스위칭 소자를 차단시키는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 전류 검출 회로는 제1 저항, 제2 스위치, 차동 증폭기 및 제2 저항을 구비하고;
    상기 제1 저항의 일단부는 상기 스위칭 소자의 제1 전극에 연결되어 있고, 상기 제1 저항의 타단부는 상기 제2 스위치의 제1 전극에 연결되어 있고, 상기 제2 스위치의 제2 전극은 상기 제2 저항의 일단부에 연결되어 있고, 그리고 상기 제2 저항의 타단부는 접지되어 있고;
    상기 차동 증폭기의 비반전 입력 단자는 상기 제2 스위치의 제1 전극에 연결되어 있고 상기 차동 증폭기의 반전 입력 단자는 상기 스위칭 소자의 제2 전극에 연결되어 있고 상기 차동 증폭기의 출력 단자는 상기 제2 스위치의 제어 전극에 연결되어 있고;
    상기 차동 증폭기는 상기 제1 저항에서 발생된 전압 강하가 상기 스위칭 소자의 제1 전극과 제2 전극 사이에 발생된 전압 강하와 동일하도록 상기 제2 스위치로 흐르는 전류를 제어하고; 그리고,
    상기 제2 저항에서의 전압 강하가 제1 전압으로 기능하는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  4. 제3항에 있어서,
    제3 저항 및 제3 스위치를 포함하는 직렬 회로가 상기 제2 저항과 병렬로 선택적으로 연결되어 있고, 그리고,
    상기 전류 검출 회로는 상기 제3 스위치가 동작상태로 될 때 제1 증폭율을 채용하고 상기 제3 스위치가 비동작 상태로 될 때 상기 제1 증폭율보다 큰 제2 증폭율을 채용하는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 전압이 비교기의 반전 입력 단자에 입력되고 상기 제2 전압이 비교기의 비반전 입력 단자에 입력되는 방식으로 상기 제1 전압을 상기 제2 전압과 비교하는 비교기를 더 포함하고,
    상기 스위칭 소자는 상기 비교기의 출력 전압이 로우 레벨로 떨어질 때 차단되고, 그리고,
    상기 스위칭 소자가 차단될 때 상기 스위칭 소자의 제2 전극의 전위가 접지 레벨로 강하하더라도 상기 비반전 입력 단자가 소정의 전위로 유지되어서, 상기 비반전 입력 단자의 전위가 상기 반전 입력 단자의 전위보다 크고, 그 결과 상기 비교기의 출력 전압이 강제로 하이 레벨로 상승되는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 제2 전극은 제4 저항의 일단부에 연결되어 있고, 상기 제4 저항의 타단부는 제1 다이오드의 애노드에 연결되어 있고, 상기 제1 다이오드의 캐소드는 제5 저항의 일단부에 연결되어 있고, 제5 저항의 타단부는 접지되어 있고, 그리고,
    상기 스위칭 소자의 제1 전극은 제6 저항의 일단부에 연결되어 있고, 상기 제6 저항의 타단부는 상기 제1 다이오드의 캐소드에 연결되어 있고, 그리고 상기 제1 다이오드의 캐소드와 제5 저항 사이의 노드는 상기 비반전 입력 단자에 연결되어 있는 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 전류 검출 회로는 제1 저항, 제2 스위치, 차동 증폭기 및 제2 저항을 구비하고 있고;
    상기 제1 저항의 일단부는 상기 스위칭 소자의 제1 전극에 연결되어 있고, 상기 제1 저항의 타단부는 상기 제2 스위치의 제1 전극에 연결되어 있고, 상기 제2 스위치의 제2 전극은 상기 제2 저항의 일단부에 연결되어 있고, 상기 제2 저항의 타단부는 접지되어 있고,
    상기 차동 증폭기의 비반전 입력 단자는 상기 제2 스위치의 제1 전극에 연결되어 있고 상기 차동 증폭기의 반전 입력 단자는 상기 스위칭 소자의 제2 전극에 연결되어 있고 상기 차동 증폭기의 출력 단자는 상기 제2 스위치의 제어 전극에 연결되어 있고,
    상기 차동 증폭기는 상기 제1 저항에서 발생된 전압 강하가 상기 스위칭 소자의 제1 전극과 제2 전극 사이에서 발생된 전압 강하와 동일하도록 상기 제2 스위치로 흐르는 전류를 제어하고,
    상기 제2 저항에서의 전압 강하는 제1 전압으로서 기능하고,
    제7 저항은 상기 차동 증폭기의 비반전 입력 단자와 상기 제2 스위치의 제1 전극 사이에 삽입되어 있고,
    제2 다이오드는 상기 차동 증폭기의 비반전 입력 단자와 상기 스위칭 소자의 제2 전극 사이에 삽입되어 있고, 상기 제2 다이오드의 애노드는 상기 차동 증폭기의 비반전 입력 단자에 연결되어 있고,
    제8 저항은 상기 차동 증폭기의 반전 입력 단자와 상기 스위칭 소자의 제2 전극 사이에 삽입되어 있고, 그리고,
    제3 다이오드는 상기 차동 증폭기의 반전 입력 단자와 상기 비교기의 비반전 입력 단자 사이에 삽입되어 있고, 상기 제3 다이오드의 애노드는 상기 비교기의 비반전 입력 단자에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  8. 제4항에 있어서, 상기 스위칭 소자가 동작 상태로 될 때, 제3 스위치는 상기 제1 증폭율로 상기 제1 전압을 발생시키기 위해 소정의 시간 동안 동작 상태로 되어 있고, 그래서
    정상 과도 전류가 부하로 흐를 때, 상기 제1 전압은 제2 전압을 초과하지 않는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  9. 제8항에 있어서,
    과전류가 상기 스위칭 소자로 흘러, 상기 제1 증폭율로 발생되는 제1 전압이 상기 제2 전압을 초과하도록 한다면, 상기 스위칭 소자가 차단되고 상기 스위칭 소자의 차단 상태가 유지되는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 전압이 상기 제1 증폭율로 발생되는 소정의 시간후에, 상기 제3 스위치는 비동작 상태가 되어 상기 제1 증폭율을 제2 증폭율로 변경하고,
    상기 제1 증폭율을 제2 증폭율로 변경한 후에, 상기 제1 전압이 상기 제2 전압을 초과한다면, 상기 제3 스위치는 동작상태가 되어 상기 제1 증폭율로 소정의 시간동안 복귀되어 있고, 그리고,
    증폭율 변화 동작의 소정 횟수의 반복후에 상기 제1 전압이 상기 제2 전압보다 크면, 상기 스위칭 소자는 차단되는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  11. 제4항에 있어서,
    상기 제1 전압이 상기 비교기의 반전 입력 단자에 입력되고 상기 제2 전압이 상기 비교기의 비반전 입력 단자에 입력되는 방식으로 상기 제1 전압을 상기 제2 전압과 비교하는 비교기를 더 포함하고,
    상기 스위칭 소자는 상기 비교기의 출력 전압이 로우 레벨로 떨어질 때 차단되고,
    상기 스위칭 소자가 차단될 때 상기 스위칭 소자의 제2 전극의 전위가 접지 레벨로 강하하더라도 상기 비반전 입력 단자가 소정의 전위로 유지되어서, 상기 비반전 입력 단자의 전위가 상기 반전 입력 단자의 전위보다 크고, 그 결과 상기 비교기의 출력 전압이 강제로 하이 레벨로 상승되고,
    상기 스위칭 소자의 제2 전극은 제4 저항의 일단부에 연결되어 있고, 상기 제4 저항의 타단부는 제1 다이오드의 애노드에 연결되어 있고, 상기 제1 다이오드의 캐소드는 제5 저항의 일단부에 연결되어 있고, 상기 제5 저항의 타단부는 접지되어 있고, 그리고
    상기 스위칭 소자의 제1 전극은 제6 저항의 일단부에 연결되어 있고, 상기 제6 저항의 타단부는 상기 제1 다이오드의 캐소드에 연결되어 있고, 그리고 상기 제1 다이오드의 캐소드와 상기 제5 저항 사이의 노드는 상기 비반전 입력 단자에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  12. 제4항에 있어서,
    상기 제1 전압이 상기 비교기의 반전 입력 단자에 입력되고 상기 제2 전압이 상기 비교기의 비반전 입력 단자에 입력되는 방식으로 상기 제1 전압을 제2 전압과 비교하는 비교기를 더 포함하고,
    상기 스위칭 소자는 상기 비교기의 출력 전압이 로우 레벨로 떨어질 때 차단되고,
    상기 스위칭 소자가 차단될 때 상기 스위칭 소자의 제2 전극의 전위가 접지 레벨로 강하하더라도 상기 비반전 입력 단자가 소정의 전위로 유지되어서, 상기 비반전 입력 단자의 전위가 상기 반전 입력 단자의 전위보다 크고, 그 결과 상기 비교기의 출력 전압이 강제로 하이 레벨로 상승되고,
    제7 저항은 상기 차동 증폭기의 비반전 입력 단자와 상기 제2 스위치의 제1 전극 사이에 삽입되어 있고,
    제2 다이오드는 상기 비교기의 비반전 입력 단자와 상기 스위칭 소자의 제2 전극 사이에 삽입되어 있고, 상기 제2 다이오드의 애노드는 상기 비교기의 비반전 입력 단자에 연결되어 있고,
    제8 저항은 상기 차동 증폭기의 반전 입력 단자와 상기 스위칭 소자의 제2 전극 사이에 삽입되어 있고, 그리고,
    제3 다이오드는 상기 차동 증폭기의 반전 입력 단자와 상기 비교기의 비반전 입력 단자 사이에 삽입되어 있고, 상기 제3 다이오드의 애노드는 상기 비교기의 비반전 입력 단자에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  13. 제3항에 있어서, 상기 제1 전압이 상기 비교기의 반전 입력 단자에 입력되고 상기 제2 전압이 상기 비교기의 비반전 입력 단자에 입력되는 방식으로 상기 제1 전압을 상기 제2 전압과 비교하는 비교기를 더 포함하고,
    상기 스위칭 소자는 상기 비교기의 출력 전압이 로우 레벨로 떨어질 때 차단되고, 그리고,
    상기 스위칭 소자가 차단될 때 상기 스위칭 소자의 제2 전극의 전위가 접지 레벨로 강하하더라도 상기 비반전 입력 단자가 소정의 전위로 유지되어서, 상기 비반전 입력 단자의 전위가 상기 반전 입력 단자의 전위보다 크고, 그 결과 상기 비교기의 출력 전압이 강제로 하이 레벨로 상승되는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 제2 전극은 제4 저항의 일단부에 연결되어 있고, 상기 제4 저항의 타단부는 제1 다이오드의 애노드에 연결되어 있고, 상기 제1 다이오드의 캐소드는 제5 저항의 일단부에 연결되어 있고, 그리고 상기 제5 저항의 타단부는 접지되어 있고, 그리고,
    상기 스위칭 소자의 제1 전극은 제6 저항의 일단부에 연결되어 있고, 상기 제6 저항의 타단부는 상기 제1 다이오드의 캐소드에 연결되어 있고, 그리고 상기 제1 다이오드의 캐소드와 상기 제5 저항 사이의 노드는 상기 비반전 입력 단자에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  15. 제3항에 있어서,
    상기 제1 전압이 상기 비교기의 반전 입력 단자에 입력되고 상기 제2 전압이 상기 비교기의 비반전 입력 단자에 입력되는 방식으로 상기 제1 전압을 제2 전압과 비교하는 비교기를 더 포함하고,
    상기 스위칭 소자는 상기 비교기의 출력 전압이 로우 레벨로 떨어질 때 차단되고,
    상기 스위칭 소자가 차단될 때 상기 스위칭 소자의 제2 전극의 전위가 접지 레벨로 강하하더라도 상기 비반전 입력 단자가 소정의 전위로 유지되어서, 상기 비반전 입력 단자의 전위가 상기 반전 입력 단자의 전위보다 크고, 그 결과 상기 비교기의 출력 전압이 강제로 하이 레벨로 상승되고,
    제7 저항은 상기 차동 증폭기의 비반전 입력 단자와 상기 제2 스위치의 제1 전극 사이에 삽입되어 있고,
    제2 다이오드는 상기 차동 증폭기의 비반전 입력 단자와 상기 스위칭 소자의 제2 전극 사이에 삽입되어 있고, 상기 제2 다이오드의 애노드는 상기 차동 증폭기의 비반전 입력 단자에 연결되어 있고,
    제8 저항은 상기 차동 증폭기의 반전 입력 단자와 상기 스위칭 소자의 제2 전극 사이에 삽입되어 있고, 그리고,
    제3 다이오드는 상기 차동 증폭기의 반전 입력 단자와 상기 비교기의 비반전 입력 단자 사이에 삽입되어 있고, 상기 제3 다이오드의 애노드는 상기 비교기의 비반전 입력 단자에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  16. 내부 임피던스를 포함하는 도체를 통해 전원에 연결되어 있는 제1 전극 및 부하에 연결되어 있는 제2 전극을 구비한 스위치를 과전류로부터 보호하는 과전류 보호 회로에 있어서,
    상기 부하에 공급된 전류를 검출하고, 검출된 전류에 상응하는 제1 전압을 발생시키는 전류 검출기;
    상기 스위치의 제2 전극에서의 전압에 상응하는 제2 전압을 발생시키는 전압 검출기; 및
    상기 제1 전압을 수신하는 제1 입력 단자 및 상기 제2 전압을 수신하는 제2 입력 단자를 구비한 비교기;를 포함하고,
    상기 전류 검출기는 상기 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이의 전압차에 따라 제어되는 전류원을 구비하고, 상기 전류원의 제1 단부는 상기 스위치의 제1 전극에 연결되어 있고, 상기 전류원의 제2 단부는 제1 저항을 통해 접지되어 있고, 그리고 상기 제1 저항으로 인한 전압 강하는 제1 전압을 발생시키고,
    상기 부하에 흐르는 전류가 증가할 때, 상기 제1 전압은 증가하고 상기 제2 전압은 감소하고, 그리고,
    상기 스위치는 상기 비교기의 출력에 응답하여 동작 상태 및 비동작 상태로 되는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 스위치의 제1 전극에서의 전압에 상응하는 전압을 발생시키는 전위계를 더 포함하고,
    상기 스위치의 제2 전극에서의 전압이 기준 전압 보다 아래에 있을 때, 상기 전위계의 출력부는 상기 비교기의 제2 입력 단자에 선택적으로 연결되고, 상기 제2 전압은 상기 비교기의 제2 입력 단자로부터 선택적으로 분리되고, 그리고,
    상기 전류원의 제2 단부는 상기 제1 저항으로부터 분리되어 있는 것을 특징으로 하는 과전류 보호 회로.
  18. 내부 임피던스를 포함하는 도체를 통해 전원에 연결되어 있는 제1 전극 및 부하에 연결되어 있는 제2 전극을 구비한 스위치를 과전류로부터 보호하는 방법에 있어서,
    상기 스위치의 제1 전극과 제2 전극 사이의 전압차에 상응하는 전류를 감지함으로써 그리고 감지된 전류에 비례하는 제1 전압을 발생시킴으로써 상기 부하에 공급된 전류를 검출하는 단계;
    상기 스위치의 제2 전극에서의 전압을 검출하고 검출된 전압에 상응하는 제2 전압을 발생시키는 단계; 및
    상기 제1 전압과 상기 제2 전압을 서로 비교하고 그 비교의 결과에 따라 상기 스위치를 동작상태로 및 비동작상태로 하는 단계;를 포함하고,
    상기 부하에 공급된 전류가 증가한다면 상기 제1 전압은 증가하고 상기 제2 전압은 감소하는 것을 특징으로 하는 방법.
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Families Citing this family (62)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3990218B2 (ja) * 2002-07-12 2007-10-10 矢崎総業株式会社 半導体素子の保護装置
TWI249090B (en) * 2003-01-16 2006-02-11 Shindengen Electric Mfg Switching circuit
JP2005224075A (ja) * 2004-02-09 2005-08-18 Sanyo Electric Co Ltd インバータ装置
DE102004007288A1 (de) * 2004-02-14 2005-09-08 Conti Temic Microelectronic Gmbh Schaltungsanordnung zum Überlastungsschutz eines ansteuerbaren Schaltelements
JP4278572B2 (ja) * 2004-06-16 2009-06-17 矢崎総業株式会社 半導体スイッチの制御装置
JP4398312B2 (ja) * 2004-07-06 2010-01-13 矢崎総業株式会社 半導体スイッチの制御装置
JP4158754B2 (ja) * 2004-09-30 2008-10-01 日産自動車株式会社 過電流検知方法および検知回路
JP4504222B2 (ja) 2005-02-21 2010-07-14 矢崎総業株式会社 過電流検出装置
CN100514788C (zh) * 2005-04-07 2009-07-15 崇贸科技股份有限公司 过功率保护装置
JP4713963B2 (ja) 2005-07-07 2011-06-29 矢崎総業株式会社 過電流検出装置
JP4701052B2 (ja) * 2005-09-21 2011-06-15 矢崎総業株式会社 過電流検出装置
JP4643419B2 (ja) * 2005-11-08 2011-03-02 矢崎総業株式会社 自己診断機能を備えた負荷駆動装置
JP4579292B2 (ja) * 2005-12-26 2010-11-10 株式会社オートネットワーク技術研究所 電力供給制御装置及びその閾値変更方法
US7738225B2 (en) * 2005-12-29 2010-06-15 Micrel, Incorporated Circuit and method for limiting power to a load
JP4688693B2 (ja) * 2006-02-22 2011-05-25 株式会社オートネットワーク技術研究所 電力供給制御装置
US7636227B2 (en) * 2006-04-21 2009-12-22 International Rectifier Corporation Noise immune over current protection with inherent current limiting for switching power converter
JP5054928B2 (ja) * 2006-04-24 2012-10-24 株式会社オートネットワーク技術研究所 電力供給制御装置
JP4762044B2 (ja) * 2006-04-27 2011-08-31 矢崎総業株式会社 負荷回路の保護装置
US7463079B2 (en) * 2006-05-05 2008-12-09 Honeywell International Inc. Short circuit protection by gate voltage sensing
JP4836694B2 (ja) * 2006-07-11 2011-12-14 株式会社オートネットワーク技術研究所 電力供給制御装置
US20080212246A1 (en) * 2006-12-31 2008-09-04 Texas Instruments Incorporated Systems and Methods for Detecting Shorts in Electrical Distribution Systems
JP4943939B2 (ja) * 2007-05-14 2012-05-30 矢崎総業株式会社 過電流保護装置
DE102007038143A1 (de) * 2007-08-13 2009-02-19 Continental Automotive Gmbh Schaltsystem
JP5030717B2 (ja) * 2007-09-10 2012-09-19 矢崎総業株式会社 過電流保護装置
JP4306781B2 (ja) * 2007-10-30 2009-08-05 ダイキン工業株式会社 漏電検出回路
JP5265931B2 (ja) * 2008-01-16 2013-08-14 矢崎総業株式会社 電力供給装置
US7683693B2 (en) * 2008-04-10 2010-03-23 Fairchild Semiconductor Corporation Hot swap controller with zero loaded charge pump
JP5171402B2 (ja) 2008-06-04 2013-03-27 矢崎総業株式会社 負荷回路の過電流保護装置
EP2131497B1 (de) * 2008-06-04 2012-05-02 Eberspächer Controls GmbH & Co. KG Halbleiterschalter mit Kurzschlussabschaltung
JP5171406B2 (ja) * 2008-06-05 2013-03-27 矢崎総業株式会社 負荷回路の過電流保護装置
DE102008037830A1 (de) * 2008-08-14 2010-02-25 Siemens Aktiengesellschaft Fehlerstromerfassungsgerät
JP5185021B2 (ja) * 2008-08-26 2013-04-17 矢崎総業株式会社 負荷回路の保護装置
JP5448706B2 (ja) * 2009-10-15 2014-03-19 古河電気工業株式会社 電流検出装置及び電流検出方法
JP5370090B2 (ja) * 2009-11-12 2013-12-18 アンデン株式会社 過電流検出機能を有したスイッチ回路
JP5351793B2 (ja) * 2010-02-05 2013-11-27 矢崎総業株式会社 過電流保護装置及び過電流保護システム
US8004354B1 (en) * 2010-02-12 2011-08-23 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Automatic level control
US8687333B2 (en) * 2011-06-16 2014-04-01 Hamilton Sundstrand Corporation Overcurrent limiting for high side solenoid switch controls
DE102012000557A1 (de) * 2012-01-16 2013-07-18 Micronas Gmbh Überwachungseinrichtung und Verfahren zur Überwachung eines Leitungsabschnittes mit einer Überwachungseinrichtung
US9705394B2 (en) 2012-05-01 2017-07-11 Shunzou Ohshima Overcurrent protection power supply apparatus
CN103575964B (zh) * 2012-07-19 2016-03-23 快捷半导体(苏州)有限公司 一种功率开关管的过流检测电路和方法
CN103033678B (zh) * 2012-12-24 2015-09-30 上海电力学院 短路电流实测方法
US9411349B2 (en) * 2013-11-14 2016-08-09 Litelfuse, Inc. Overcurrent detection of load circuits with temperature compensation
JP6311357B2 (ja) * 2014-03-05 2018-04-18 株式会社オートネットワーク技術研究所 防止装置
JP6260552B2 (ja) * 2015-02-26 2018-01-17 株式会社オートネットワーク技術研究所 電力供給装置
KR102262578B1 (ko) * 2015-07-21 2021-06-09 현대자동차주식회사 전자식 스위치 모니터링 장치 및 그 방법
CN105448261B (zh) * 2015-12-31 2018-05-18 深圳市华星光电技术有限公司 液晶显示器
WO2017134824A1 (ja) 2016-02-05 2017-08-10 俊蔵 大島 電源装置
WO2017141545A1 (ja) * 2016-02-17 2017-08-24 富士電機株式会社 半導体素子の過電流保護装置
US20170248645A1 (en) * 2016-02-29 2017-08-31 Infineon Technologies Ag Method and Device for Short Circuit Detection in Power Semiconductor Switches
US10254327B2 (en) 2016-02-29 2019-04-09 Infineon Technologies Ag Method and device for short circuit detection in power semiconductor switches
JP6696314B2 (ja) * 2016-06-17 2020-05-20 株式会社デンソー 電源電圧異常判定装置
CN106526477B (zh) * 2016-12-29 2023-05-12 重庆市渝展电气有限公司 一种多路开关状态监控电路
US11228306B2 (en) * 2017-07-27 2022-01-18 Diodes Incorporated Power switch over-power protection
DE102017219016A1 (de) * 2017-10-24 2019-04-25 Continental Automotive Gmbh Verfahren zum Betrieb eines Batteriesensors und Batteriesensor
US10700603B2 (en) * 2017-12-13 2020-06-30 Ovh Circuit and system implementing a power supply configured for spark prevention
KR102267589B1 (ko) * 2017-12-14 2021-06-18 주식회사 엘지에너지솔루션 전류 측정 장치 및 방법
CN108233328B (zh) * 2018-03-02 2019-04-23 中国电子科技集团公司第二十九研究所 一种线性缓启动电路的短路保护方法
TWI720610B (zh) * 2019-09-10 2021-03-01 新唐科技股份有限公司 帶隙參考電壓產生電路
CN112763886A (zh) * 2019-10-21 2021-05-07 瑞昱半导体股份有限公司 突波发生点检测装置及方法
KR102228008B1 (ko) * 2019-10-31 2021-03-12 현대오트론 주식회사 로우사이드 드라이버의 보호 장치 및 이를 이용한 기생성분 동작 지연방법
KR102322489B1 (ko) * 2019-12-11 2021-11-08 주식회사 유라코퍼레이션 과전류 보호 회로 및 이를 이용한 과전류 보호 방법
US11867762B1 (en) * 2022-11-18 2024-01-09 Infineon Technologies Ag Techniques for measuring voltage over a power switch using zero current detection point

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5796278A (en) * 1996-04-26 1998-08-18 Delco Electronics Corporaiton Circuitry for controlling load current
ITMI981217A1 (it) * 1997-06-05 1999-12-02 Denso Corp Struttura perfezionata per un circuito di misura di corrente
US6011403A (en) * 1997-10-31 2000-01-04 Credence Systems Corporation Circuit arrangement for measuring leakage current utilizing a differential integrating capacitor
JP3706515B2 (ja) * 1998-12-28 2005-10-12 矢崎総業株式会社 電源供給制御装置および電源供給制御方法
JP2000299924A (ja) * 1999-02-14 2000-10-24 Yazaki Corp 電源供給制御装置及び方法
JP2000312143A (ja) * 1999-02-26 2000-11-07 Yazaki Corp スイッチング・デバイス

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