JPWO2009004847A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
例えば平均電流制御を行うディジタル信号処理回路（１５）を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（５０）のトランス（Ｔ１）の２次側に配置し、ディジタル信号処理回路（１５）から出力されるスイッチング制御信号を絶縁ドライブ回路（１４）を介してＰＦＣコンバータ（４０）のスイッチング素子（Ｑ１）ヘ伝達する。ディジタル信号処理回路（１５）はインダクタ（Ｌ１）のバイアス巻線（Ｌｓ）の出力電圧またはスイッチング素子（Ｑ１）のドレイン電流を検出するカレントトランス（Ｔ２）の２次側出力を基にインダクタ（Ｌ１）に流れる電流の平均値を求める。また入力電圧Ｖｉの波形（全波整流正弦波）に電流の平均値を追従させる。
Description
この発明は、交流電源を入力して直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータに関し、特に力率を改善するＰＦＣコンバータを備えたスイッチング電源装置に関するものである。
従来、日本では「家電汎用品高調波抑制対策ガイドライン」により、用途や入力電力などに応じてクラス分けされた高調波電流規制が行われ、欧州などでも同様の規制が行われている。これらに対応するため、規制に該当する一般家電製品の電源ではＰＦＣ（力率改善回路）コンバータと呼ばれる回路を付加し、高調波電流を抑える工夫をしている（特許文献１参照）。
商用交流電源を入力電源とする一般的なスイッチング電源装置は、商用交流電源を整流平滑して直流電圧に変換した後、それをＤＣ−ＤＣコンバータでスイッチングするので入力電流は不連続となり、正弦波から大きく歪む。これが高調波電流の原因となる。
そこで、この高調波電流を抑制することを目的として、全波整流回路の後段で且つ平滑コンデンサによる平滑回路の手前にＰＦＣコンバータが設けられている。
このＰＦＣコンバータはチョッパ回路で構成され、入力電流波形が入力電圧波形と同位相になるように、すなわち正弦波状に近似するように動作するので高調波電流が一定レベル以下に抑えられる。
ＰＦＣコンバータの出力には通常の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが接続され、この絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が負荷回路に供給される。
図１は従来のＰＦＣコンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置１００は、交流入力電源Ｖａｃを端子Ｐ１１−Ｐ１２から入力して所定の直流電圧を発生するＰＦＣコンバータ１０と、このＰＦＣコンバータ１０の出力を入力して端子Ｐ２１−Ｐ２２を介して負荷回路３０へ所定の直流電源電圧を供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０とから構成している。
ＰＦＣコンバータ１０は、交流入力電源Ｖａｃを全波整流するダイオードブリッジＢ１、そのダイオードブリッジＢ１の出力電圧をスイッチングする、スイッチング素子Ｑ１で構成されるスイッチング回路、このスイッチング素子Ｑ１により断続される電流を通電するとともにその励磁エネルギーを蓄積・放出するインダクタＬ１、このインダクタＬ１より後段で出力電圧を整流するダイオードＤ１、および整流出力を平滑する平滑コンデンサＣ１からなる。
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、トランスＴ１を備え、その１次巻線Ｎ１に接続されて、ＰＦＣコンバータ１０の出力をスイッチングする、スイッチング素子Ｑ２で構成されるスイッチング回路と、このスイッチング素子Ｑ２のオン／オフによってトランスＴ１の２次巻線Ｎ２に生じた交流電圧を整流するダイオードＤ２、および整流出力を平滑してする平滑コンデンサＣ２を備えている。また制御回路２１は出力電圧を検出してフォトカプラＰＣ１を介して、スイッチング素子Ｑ２のドライブ回路２２へスイッチング制御パルスを与える。
このように、ＰＦＣコンバータ１０のスイッチング制御を行う制御回路１１は、入力電流と出力電圧を制御する都合上、入力電圧や入力電流を検出する必要があるため、通常は絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の１次側に設けられる。
特開平５−１９１９７６号公報
一方、近年スイッチング電源回路の制御回路を、マイクロコンピュータやＤＳＰ（DigitalSignal Processor）といったディジタル制御回路で構成されるようになってきている。このように制御回路にディジタル制御回路を用いることの利点の一つは、負荷回路である電子機器の制御部との間でデータ通信や信号の入出力を行えることである。例えば、現在のコンバータの動作状況をコンバータ側のディジタル制御回路から負荷回路側へ伝えたり、負荷回路側からどのタイミングでどの端子に何Ｖの電圧を出力するか、といった指令を受けたりすることが可能となる。
しかしながら、そのためには、１次−２次間の絶縁を保ちながら、２次側からのデータをディジタル制御回路に伝達する絶緑手段（パルストランスやフォトカプラ等）が必要になる。これでは、データ通信を行うポートの数だけパルストランスやフォトカプラが必要となり、コスト的、スペース的に現実的ではない。また、絶縁手段を用いた信号の伝達では、線形信号を伝達するのが難しい。
そこで、この発明の目的は、前述のスペース・コストの増大の問題の問題を解消したスイッチング電源装置を提供することにある。
前記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）交流入力電源を全波整流する整流回路と、当該整流回路の出力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記インダクタに流れる電流の平均値が前記交流入力電源の電圧信号に追従するように前記スイッチング回路を制御する平均電流制御手段とを備えたＰＦＣコンバータと、
トランスを備え、該トランスの１次巻線に接続されて前記ＰＦＣコンバータの出力をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、からなるスイッチング電源装置であって、
前記平均電流制御手段を構成するディジタル制御回路を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、
前記ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号を前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の値を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、を設ける。
（１）交流入力電源を全波整流する整流回路と、当該整流回路の出力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記インダクタに流れる電流の平均値が前記交流入力電源の電圧信号に追従するように前記スイッチング回路を制御する平均電流制御手段とを備えたＰＦＣコンバータと、
トランスを備え、該トランスの１次巻線に接続されて前記ＰＦＣコンバータの出力をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、からなるスイッチング電源装置であって、
前記平均電流制御手段を構成するディジタル制御回路を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、
前記ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号を前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の値を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、を設ける。
（２）前記インダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記ＰＦＣコンバータの前記整流平滑回路に流れる電流Isを絶縁状態で検出する手段で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記整流平滑回路に流れる電流Isの最小値と最大値の平均値を前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の平均値として検知する演算手段を備えるものとする。
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記整流平滑回路に流れる電流Isの最小値と最大値の平均値を前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の平均値として検知する演算手段を備えるものとする。
（３）前記インダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記ＰＦＣコンバータの前記整流平滑回路に流れる電流Isを絶縁状態で検出する手段で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記整流平滑回路に流れる電流Isの最小値(IDbまたはIsb)と最大値(IDpまたはIsp)、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のスイッチング周期をＴとした場合、T=（Ton＋Toff＋Tr）の関係を満たすオン時間Ton、オフ時間Toff、および前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流が０の期間Trに基づいて電流不連続モードでの前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の平均値として検知する演算手段を備えたものとする。
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記整流平滑回路に流れる電流Isの最小値(IDbまたはIsb)と最大値(IDpまたはIsp)、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のスイッチング周期をＴとした場合、T=（Ton＋Toff＋Tr）の関係を満たすオン時間Ton、オフ時間Toff、および前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流が０の期間Trに基づいて電流不連続モードでの前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の平均値として検知する演算手段を備えたものとする。
（４）また、交流入力電源を全波整流する整流回路と、当該整流回路の出力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記インダクタに流れる電流が０になるタイミングを基に前記スイッチング回路を臨界モードで駆動するとともに、前記インダクタに流れる電流のピーク値が前記交流入力電源の電圧信号に位相上追従するように前記スイッチング回路を制御するピーク電流制御手段とを備えたＰＦＣコンバータと、
トランスを備え、該トランスの１次巻線に接続されて前記ＰＦＣコンバータの出力をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、からなるスイッチング電源装置であって、
前記ピーク電流制御手段を構成するディジタル制御回路を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、
前記ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号を前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の値を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流が０になるタイミングを前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流ゼロタイミング伝達手段と、を設ける。
トランスを備え、該トランスの１次巻線に接続されて前記ＰＦＣコンバータの出力をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、からなるスイッチング電源装置であって、
前記ピーク電流制御手段を構成するディジタル制御回路を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、
前記ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号を前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の値を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流が０になるタイミングを前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流ゼロタイミング伝達手段と、を設ける。
（５）前記各構成のスイッチング電源装置には、前記交流入力電源の電圧信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達する交流入力電源電圧信号絶縁伝達手段を更に備えたものとする。
（６）前記交流入力電源電圧信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記ＰＦＣコンバータの前記整流平滑回路に流れる電流Isを絶縁状態で検出する手段で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記整流平滑回路に流れる電流Isの最小値と最大値の差と前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタのインダクタンス、および前記ＰＦＣコンバータの前記スイッチング回路のオン時間Tonに基づいて前記ＰＦＣコンバータへの入力電圧Viの瞬時値を検知する演算手段とを備えたものとする。
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記整流平滑回路に流れる電流Isの最小値と最大値の差と前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタのインダクタンス、および前記ＰＦＣコンバータの前記スイッチング回路のオン時間Tonに基づいて前記ＰＦＣコンバータへの入力電圧Viの瞬時値を検知する演算手段とを備えたものとする。
（７）前記交流入力電源電圧信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータの整流回路の出力電圧の瞬時値または前記交流入力電源の電圧の位相を検出するとともに、当該位相情報をもつ信号を絶縁状態で伝達する手段で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記位相情報をもつ信号を基に、前記ＰＦＣコンバータへの入力電圧波形である正弦波を生成する演算手段を備えたものとする。
前記ディジタル制御回路に、前記位相情報をもつ信号を基に、前記ＰＦＣコンバータへの入力電圧波形である正弦波を生成する演算手段を備えたものとする。
（８）また、交流入力電源を全波整流する整流回路と、当該整流回路の出力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記インダクタに流れる電流が０になるタイミングを基に前記スイッチング回路を臨界モードで駆動するとともに、前記スイッチング回路のオン時間を一定に制御するオン時間制御手段とを備えたＰＦＣコンバータと、
トランスを備え、該トランスの１次巻線に接続されて前記ＰＦＣコンバータの出力をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、からなるスイッチング電源装置であって、
前記オン時間制御手段を構成するディジタル制御回路を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、
前記ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号を前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の値を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流が０になるタイミングを前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流ゼロタイミング伝達手段と、を設ける。
トランスを備え、該トランスの１次巻線に接続されて前記ＰＦＣコンバータの出力をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、からなるスイッチング電源装置であって、
前記オン時間制御手段を構成するディジタル制御回路を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、
前記ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号を前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の値を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流が０になるタイミングを前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流ゼロタイミング伝達手段と、を設ける。
（９）前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのインダクタを、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流が通電する主巻線と、それに絶縁状態で結合するバイアス巻線とを有するトランス型のインダクタとすることにより構成し、
前記ディジタル制御回路に、該インダクタの主巻線とバイアス巻線との巻数比と前記インダクタのバイアス巻線の電圧に基づいて前記インダクタの主巻線の両端に印加される電圧を検出するとともに、前記インダクタの主巻線に印加される、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時の電圧Vbonとオフ時の電圧Vboffに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧Voを算出する演算手段を備えたものとする。
前記ディジタル制御回路に、該インダクタの主巻線とバイアス巻線との巻数比と前記インダクタのバイアス巻線の電圧に基づいて前記インダクタの主巻線の両端に印加される電圧を検出するとともに、前記インダクタの主巻線に印加される、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時の電圧Vbonとオフ時の電圧Vboffに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧Voを算出する演算手段を備えたものとする。
（１０）前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのインダクタの両端に接続したパルストランスで構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記パルストランスの２次側出力電圧に基づいて前記インダクタの両端に印加される電圧を検出するとともに、前記インダクタに印加される、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時の電圧Vbonとオフ時の電圧Vboffに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧Voを算出する演算手段を備えたものとする。
前記ディジタル制御回路に、前記パルストランスの２次側出力電圧に基づいて前記インダクタの両端に印加される電圧を検出するとともに、前記インダクタに印加される、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時の電圧Vbonとオフ時の電圧Vboffに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧Voを算出する演算手段を備えたものとする。
（１１）前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに設けた前記トランスの補助巻線で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに設けたトランスの１次巻線と前記補助巻線との巻数比と前記補助巻線の電圧とに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知する演算手段を備えたものとする。
前記ディジタル制御回路に、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに設けたトランスの１次巻線と前記補助巻線との巻数比と前記補助巻線の電圧とに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知する演算手段を備えたものとする。
（１２）前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を入力電源とし、トランスで１次側と２次側を絶縁するとともに電力変換する補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータで構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、当該補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧比に基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知する演算手段を備えたものとする。
前記ディジタル制御回路に、前記補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、当該補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧比に基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知する演算手段を備えたものとする。
（１３）前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、該絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をレベルシフトするレベルシフト回路とで構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記レベルシフト回路の出力電圧と前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧との比、および前記レベルシフト回路の出力電圧に基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知する演算手段を備えたものとする。
前記ディジタル制御回路に、前記レベルシフト回路の出力電圧と前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧との比、および前記レベルシフト回路の出力電圧に基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知する演算手段を備えたものとする。
（１４）前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流の信号を絶縁状態で検出する手段で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時間とオフ時間の前記インダクタに流れる電流変化の傾きおよび前記インダクタのインダクタンスに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を算出する演算手段を備えたものとする。
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時間とオフ時間の前記インダクタに流れる電流変化の傾きおよび前記インダクタのインダクタンスに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を算出する演算手段を備えたものとする。
（１５）前記各構成のスイッチング電源装置において、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御手段は、前記ディジタル制御回路に構成したものとする。
（１６）前記各構成のスイッチング電源装置において、前記ディジタル制御回路は、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷回路との間でデータ通信または信号の入出力を行う制御手段を備えたものとする。
この発明によれば、次のような効果を奏する。
（１）平均電流制御手段を構成するディジタル制御回路を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号をＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、ＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流の値をディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、を設けたことにより、負荷回路との間でデータ通信を行うポートの数だけパルストランスやフォトカプラを設ける必要もなく、スペースやコストの上昇を招くことなく、また信号の応答遅れの問題も解消できる。
（１）平均電流制御手段を構成するディジタル制御回路を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号をＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、ＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流の値をディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、を設けたことにより、負荷回路との間でデータ通信を行うポートの数だけパルストランスやフォトカプラを設ける必要もなく、スペースやコストの上昇を招くことなく、また信号の応答遅れの問題も解消できる。
（２）前記インダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段を、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたはＰＦＣコンバータの整流平滑回路に流れる電流Isを絶縁状態で検出する手段で構成し、ディジタル制御回路で、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは整流平滑回路に流れる電流Isの最小値と最大値の平均値をＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流の平均値として検知するようにしたことにより、インダクタに流れる電流の平均値を正しく検知でき、的確な平均電流制御が可能となる。
（３）インダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段を、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたはＰＦＣコンバータの整流平滑回路に流れる電流Isを絶縁状態で検出する手段で構成し、ディジタル制御回路で、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは整流平滑回路に流れる電流Isの最小値(IDbまたはIsb)と最大値(IDpまたはIsp)、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時間Ton、オフ時間Toff、およびＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流が０の期間Trに基づいて電流不連続モードでのＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流の平均値として検知するようにしたことにより、電流不連続モードでのインダクタに流れる電流の平均値を正しく検知でき、的確な平均電流制御が可能となる。
（４）ピーク電流制御手段を構成するディジタル制御回路を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、ＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流の値をディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、ＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流が０になるタイミングをディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流ゼロタイミング伝達手段と、を設けたことにより、負荷回路との間でデータ通信を行うポートの数だけパルストランスやフォトカプラを設ける必要もなく、スペースやコストの上昇を招くことなく、また信号の応答遅れの問題も解消できる。
（５）前記各構成のスイッチング電源装置に、交流入力電源の電圧信号をディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達する交流入力電源電圧信号絶縁伝達手段を更に備えることにより、交流入力電源電圧信号（正弦波信号）に追従した電流を入力することができ、高い力率改善効果が得られる。
（６）前記交流入力電源電圧信号絶縁伝達手段を、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたはＰＦＣコンバータの整流平滑回路に流れる電流Isを絶縁状態で検出する手段で構成し、ディジタル制御回路で、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは整流平滑回路に流れる電流Isの最小値と最大値の差とＰＦＣコンバータのインダクタのインダクタンス、およびＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時間Tonに基づいてＰＦＣコンバータへの入力電圧Viの瞬時値を検知するようにしたことにより、ＰＦＣコンバータへの入力電圧の波形を検出でき、交流入力電源電圧信号に追従したインダクタ電流制御を容易に行うことができる。
（７）前記交流入力電源電圧信号絶縁伝達手段を、ＰＦＣコンバータの整流回路の出力電圧（全波整流電圧）または交流入力電源の電圧の位相を検出するとともに、当該位相情報をもつ信号を絶縁状態で伝達する手段で構成し、ディジタル制御回路で、前記位相情報をもつ信号を基に、ＰＦＣコンバータへの入力電圧波形である正弦波を生成するようにしたことにより、交流入力電源電圧信号（正弦波信号）に追従したインダクタ電流制御を容易に行うことができる。
（８）オン時間制御手段を構成するディジタル制御回路を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の値をディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、ＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流が０になるタイミングをディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流ゼロタイミング伝達手段と、を設けたことにより、負荷回路との間でデータ通信を行うポートの数だけパルストランスやフォトカプラを設ける必要もなく、スペースやコストの上昇を招くことなく、また信号の応答遅れの問題も解消できる。
（９）ＰＦＣコンバータのインダクタを、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流が通電する主巻線と、それに絶縁状態で結合するバイアス巻線とを有するトランス型のインダクタとし、ディジタル制御回路で、インダクタの主巻線とバイアス巻線との巻数比とインダクタのバイアス巻線の電圧に基づいてインダクタの主巻線の両端に印加される電圧を検出するとともに、インダクタの主巻線に印加される、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時の電圧Vbonとオフ時の電圧Vboffに基づいてＰＦＣコンバータの出力電圧Voを算出するようにしたことにより、ＰＦＣコンバータの出力電圧を高い精度で検知できる。
（１０）ＰＦＣコンバータのインダクタの両端にパルストランスを接続し、ディジタル制御回路で、パルストランスの２次側出力電圧に基づいてインダクタの両端に印加される電圧を検出するとともに、インダクタに印加される、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時の電圧Vbonとオフ時の電圧Vboffに基づいてＰＦＣコンバータの出力電圧Voを算出するようにしたことにより、ＰＦＣコンバータの出力電圧を高い応答性で検知できる。
（１１）絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに設けたトランスに補助巻線を設け、ディジタル制御回路で、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに設けたトランスの１次巻線と補助巻線との巻数比と補助巻線の電圧とに基づいてＰＦＣコンバータの出力電圧を検知するようにしたことにより、ＰＦＣコンバータの特性を損なうことなく、ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知できる。
（１２）ＰＦＣコンバータの出力電圧を入力電源とし、トランスで１次側と２次側を絶縁するとともに電力変換する補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを設け、ディジタル制御回路で、補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、当該補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧比に基づいてＰＦＣコンバータの出力電圧を検知するようにしたことにより、ＰＦＣコンバータの特性を損なうことなく、ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知できる。
（１３）絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、該絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をレベルシフトするレベルシフト回路を設け、ディジタル制御回路で、レベルシフト回路の出力電圧と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧との比、およびレベルシフト回路の出力電圧に基づいてＰＦＣコンバータの出力電圧を検知するようにしたことにより、ＰＦＣコンバータの特性を損なうことなく、ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知できる。
（１４）ＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流の信号を絶縁状態で検出する手段を設け、ディジタル制御回路で、ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時間とオフ時間のインダクタに流れる電流変化の傾きおよびインダクタのインダクタンスに基づいてＰＦＣコンバータの出力電圧を算出するようにしたことにより、ＰＦＣコンバータの出力電圧を高い応答性で検知できる。
（１５）前記各構成のスイッチング電源装置において、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御手段を前記ディジタル制御回路で構成することにより、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御のための回路を個別に設ける必要がなくなり、全体の回路構成が簡素化できる。また、前記ディジタル制御回路はＰＦＣコンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの両方の状態を把握しているので、ＰＦＣコンバータの動作と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作とを容易に連係させることができ、機能性の高いスイッチング電源装置が構成できる。
（１６）前記各構成のスイッチング電源装置において、前記ディジタル制御回路が絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷回路との間でデータ通信または信号の入出力を行う制御手段を備えることにより、負荷回路である電子機器の制御部との間でデータ通信や信号の入出力を行える。例えば、現在のコンバータの動作状況をディジタル制御回路から負荷回路側へ伝えたり、負荷回路側からどのタイミングでどの端子に何Ｖの電圧を出力するか、といった指令を受けたりすることが可能となる。
１０，４０−ＰＦＣコンバータ
１３，１５，１７−ディジタル信号処理回路（ディジタル制御回路）
２０，５０，７０−絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
３０，６０，９０−負荷回路
８０−補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１００〜１０３−スイッチング電源装置
Ｂ１−ダイオードブリッジ
Ｌ１−インダクタ
Ｑ１−スイッチング素子
Ｄ１−ダイオード
Ｃ１−平滑コンデンサ
Ｔ１，Ｔ３−トランス
Ｔ２−カレントトランス
Ｔ４−パルストランス
Ｌｓ−インダクタのバイアス巻線
Ｌｂ−トランスのバイアス巻線
Ｖａｃ−交流入力電源
Ｖｉ−ＰＦＣコンバータへの入力電圧
Ｖｏ−ＰＦＣコンバータの出力電圧、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧
１３，１５，１７−ディジタル信号処理回路（ディジタル制御回路）
２０，５０，７０−絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
３０，６０，９０−負荷回路
８０−補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１００〜１０３−スイッチング電源装置
Ｂ１−ダイオードブリッジ
Ｌ１−インダクタ
Ｑ１−スイッチング素子
Ｄ１−ダイオード
Ｃ１−平滑コンデンサ
Ｔ１，Ｔ３−トランス
Ｔ２−カレントトランス
Ｔ４−パルストランス
Ｌｓ−インダクタのバイアス巻線
Ｌｂ−トランスのバイアス巻線
Ｖａｃ−交流入力電源
Ｖｉ−ＰＦＣコンバータへの入力電圧
Ｖｏ−ＰＦＣコンバータの出力電圧、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧
《第１の実施形態》
第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について、図２〜図８を参照して説明する。
図２は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。図１に示した従来技術による回路と異なり、この発明に係る「ディジタル制御回路」であるディジタル信号処理回路１３は絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の２次側に設けている。このディジタル信号処理回路１３はＤＳＰで構成している。
第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について、図２〜図８を参照して説明する。
図２は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。図１に示した従来技術による回路と異なり、この発明に係る「ディジタル制御回路」であるディジタル信号処理回路１３は絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の２次側に設けている。このディジタル信号処理回路１３はＤＳＰで構成している。
ＰＦＣコンバータ４０のスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流経路にはカレントトランスＴ２の１次側を接続している。このカレントトランスＴ２の２次側はディジタル信号処理回路１３に入力している。なお、カレントトランスＴ２の２次側に接続したダイオードＤ４は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に、ドレイン−ソース間に流れる電流を、ゼロラインを変化させずに検出するために設けている。
ＰＦＣコンバータ４０のインダクタＬ１にはそのバイアス巻線Ｌｓを設けていて、このインダクタのバイアス巻線Ｌｓの電圧信号をディジタル信号処理回路１３へ入力している。
ディジタル信号処理回路１３とＰＦＣコンバータ４０のスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間には絶縁ドライブ回路１４を設けていて、制御パルス信号を絶縁状態で伝送するように構成している。この絶縁ドライブ回路１４は例えばパルストランスやフォトカプラを用いた回路である。
図２に示したディジタル信号処理回路１３の処理内容について以降順次説明する。
図３はディジタル信号処理回路１３によるＰＦＣコンバータ４０の各種制御方式について示す図である。図３の（ａ）（ｂ）（ｃ）はそれぞれ交流入力電源（商用交流電源）の１周期における電流波形である。ここで、ILは図２に示したＰＦＣコンバータ４０におけるインダクタＬ１に流れる電流の波形である。Ipはそのピーク値（ピーク電流）の包絡線、Iaは１回のスイッチング周期における電流の平均値（平均電流）である。但し、図示の都合上、ＰＦＣコンバータ４０のスイッチング周波数を極端に低くした場合について、すなわちインダクタＬ１に流れる電流波形が三角波状に目に見えるような周波数であるかのように表している。
図３はディジタル信号処理回路１３によるＰＦＣコンバータ４０の各種制御方式について示す図である。図３の（ａ）（ｂ）（ｃ）はそれぞれ交流入力電源（商用交流電源）の１周期における電流波形である。ここで、ILは図２に示したＰＦＣコンバータ４０におけるインダクタＬ１に流れる電流の波形である。Ipはそのピーク値（ピーク電流）の包絡線、Iaは１回のスイッチング周期における電流の平均値（平均電流）である。但し、図示の都合上、ＰＦＣコンバータ４０のスイッチング周波数を極端に低くした場合について、すなわちインダクタＬ１に流れる電流波形が三角波状に目に見えるような周波数であるかのように表している。
図３（ａ）は電流連続モード、図３（ｂ）は電流不連続モード、図３（ｃ）は電流臨界モードでのそれぞれの波形図である。このように図３（ａ）に示す電流連続モードではＰＦＣコンバータ４０のインダクタＬ１に流れる電流は、交流入力電源のゼロクロス付近を除いて０になることがない。また図３（ｂ）に示した電流不連続モードではＰＦＣコンバータ４０のインダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積・放出されるごとに電流値が０になる期間が生じる。また図３（ｃ）に示した臨界モードではインダクタＬ１への励磁エネルギーの蓄積・放出のごとに電流値が０となり、且つ電流値０の状態が連続することがない。
図４はＰＦＣコンバータ４０のインダクタＬ１に流れる電流の検出方法について示す図である。図４は図２の一部を抜き出したものである。図４において（ａ），（ｂ），（ｃ）の各波形は電流検出点Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃそれぞれでの電流波形である。図２に示したようにスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流経路にカレントトランスＴ２を設けることによって、ディジタル信号処理回路１３は図４（ｂ）に示した電流波形を検出することになる。すなわちディジタル信号処理回路１３は、カレントトランスＴ２の２次側出力電圧を所定のサンプリング周期でサンプリングし、ディジタルデータ列に変換するとともに、後述する各種演算処理を行う。
図４において電流検出点Ｐｃの位置にカレントトランスを設ければ、ダイオードＤ１に流れる電流Isの電流波形を検出することができる。電流検出点Ｐａに流れる電流、すなわちインダクタＬ１に流れる電流ILは図４（ａ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流IDとダイオードＤ１の電流Isの合成であるが、この電流ILをカレントトランスでディジタル信号処理回路１３へ伝送しようとすると、カレントトランスが直流成分を伝達できないため、図４（ａ）の破線に示すようにその変化成分しか伝達することができない。
なお、カレントトランスを用いる方法以外に電流検出点に抵抗を挿入し、その抵抗の降下電圧を検出する方法を採ってもよい。
図５は、電流連続モードで平均電流制御を行うために、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を求める方法について示している。ここでスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流IDの、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時の電流IDbとピーク値（ターンオフ直前の電流値）IDpを抽出し、次の（１）の平均値演算によってインダクタＬ１に流れる電流の平均値ILavとして求める。
ILav＝（IDp＋IDb）／２ …（１）
すなわち、インダクタＬ１に流れる電流波形は図中ILで示す通りであり、電流値IDbとIDpとの間で直線状に変化する波形であるのでIDbとIDpとの平均値がインダクタＬ１に流れる電流の平均値ILavである。このようにして、図４に示した、インダクタＬ１に流れる電流を、絶縁手段を介してディジタル信号処理回路へ伝達する場合の問題を回避して、スイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流を基にしてインダクタＬ１に流れる電流の平均値ILavを求めることができる。
すなわち、インダクタＬ１に流れる電流波形は図中ILで示す通りであり、電流値IDbとIDpとの間で直線状に変化する波形であるのでIDbとIDpとの平均値がインダクタＬ１に流れる電流の平均値ILavである。このようにして、図４に示した、インダクタＬ１に流れる電流を、絶縁手段を介してディジタル信号処理回路へ伝達する場合の問題を回避して、スイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流を基にしてインダクタＬ１に流れる電流の平均値ILavを求めることができる。
図６は電流不連続モードでのインダクタＬ１に流れる電流の平均値の検出方法について示している。
電流不連続モードでは、インダクタＬ１に流れる電流は、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に０から始まりターンオフが終了した時点で再び０に戻り、次のターンオン開始まで電流ゼロが続く期間Trが存在する。そこで、電流不連続モードでのインダクタＬ１に流れる電流の平均値を求めるためには、このインダクタ電流が０である期間Trの検出が必要になる。
電流不連続モードでは、インダクタＬ１に流れる電流は、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に０から始まりターンオフが終了した時点で再び０に戻り、次のターンオン開始まで電流ゼロが続く期間Trが存在する。そこで、電流不連続モードでのインダクタＬ１に流れる電流の平均値を求めるためには、このインダクタ電流が０である期間Trの検出が必要になる。
スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のターンオン開始時の電流をIDb、ピーク電流をIDpとし、スイッチング素子Ｑ１のオン時間をTon、オフ時間をToff、電流ゼロの期間をTrとすれば、平均電流ILavは次の（２）式で求める。
ILav＝{(IDp＋IDb)／２}{(Ton＋Toff)/(Ton＋Toff＋Tr)} …（２）
このように電流不連続モードでもスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流の検出を基にしてインダクタＬ１に流れる電流の平均値ILavを求めることができる。そのためには上記期間Trの検出が必要になる。このTrの検出には、次の３つの方法がある。
このように電流不連続モードでもスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流の検出を基にしてインダクタＬ１に流れる電流の平均値ILavを求めることができる。そのためには上記期間Trの検出が必要になる。このTrの検出には、次の３つの方法がある。
（１）インダクタＬ１にバイアス巻線を設けて、そのバイアス巻線の出力電圧から上記電流ゼロ期間Trを検出する。すなわち、バイアス巻線の出力電圧波形の立下りを検出すれば、その時点を「インダクタ電流ゼロ」の点として検出できる。インダクタ電流ゼロのポイントが分かれば、ＤＳＰはスイッチング周期およびオン時間を把握しているので、オフ時間とインダクタ電流ゼロ時間の区別が可能である。Ｑ１がオフ、Ｄ１がオフになるとインダクタは共振するので、電圧波形の立下りを検出すれば、その時点が「インダクタ電流ゼロ」点ということになる。
（２）図４に示した電流検出点Ｐａにカレントトランスを設けて、インダクタ電流を直接検出し、その値をサンプリングし、電流ゼロとなる期間Trを検出する。但しそのためには高速演算処理が必要となる。
（３）スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流IDb＝０となる期間が続くことから電流不連続モードであることが判定できるので、この電流不連続モードであることを検知したときに近似的な補正を行うことによってインダクタ電流の平均値を求める。この方法であれば、インダクタ電流を直接検出する必要がないので、回路構成が簡素化できる。但し、近似による電流波形の歪みが生じるので、高調波抑制効果は多少低下する。
図７はピーク電流制御方式でのインダクタＬ１に流れる電流のピーク値を検出する方法について示している。ピーク電流制御方式では臨界モードで動作させる。臨界モードは図３（ｃ）に示したような電流波形になるモードであり、インダクタ電流が０になるタイミングを検出して、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。このインダクタに流れる電流が０になるタイミングをディジタル信号処理回路１３へ絶縁状態で伝達する「インダクタ電流ゼロタイミング伝達手段」はインダクタＬ１のバイアス巻線Ｌｓに相当する。
スイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流のピーク値IDpを検出することによって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値を検出する。そして、このピーク値が基準正弦波に追従するようにスイッチング制御を行う。その結果、図３（ｃ）に示したような電流がインダクタＬ１に流れることになる。
なお、臨界モードであるのでインダクタ電流に直流バイアス成分がない。そのためスイッチング素子Ｑ１に流れる電流の検出の代わりにインダクタＬ１に流れる電流を直接検出して、それを絶縁状態でディジタル信号処理回路１３へ伝達するようにしてもよい。
また、オン時間制御を行う場合には次のような制御を行う。
オン時間制御は臨界モードで動作させるので、ＰＦＣコンバータのインダクタＬ１に流れる電流ILの値を検出し、電流ILが０になるタイミング（図７においてｔ０で示すタイミング）でスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。そして、そのオン時間Tonを入力電圧の全位相で一定にする。これにより、入力電流は正弦波状になる（基準正弦波は不要である）。
オン時間制御は臨界モードで動作させるので、ＰＦＣコンバータのインダクタＬ１に流れる電流ILの値を検出し、電流ILが０になるタイミング（図７においてｔ０で示すタイミング）でスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。そして、そのオン時間Tonを入力電圧の全位相で一定にする。これにより、入力電流は正弦波状になる（基準正弦波は不要である）。
図８は、ＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏすなわち絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の入力電圧の検出方法について示している。図８は図２の一部を抜き出したものである。
ここでＰＦＣコンバータ４０の入力電圧（ダイオードブリッジＢ１の出力電圧）をＶｉ、インダクタＬ１の主巻線とバイアス巻線Ｌｂとの巻数比をｎｐ：ｎｂとすれば、スイッチング素子Ｑ１がオンの時のバイアス巻線Ｌｂの電圧Ｖｂは次の（３）式、オフの時の電圧Ｖｂは次の（４）式で表される。
Ｖbon＝（ｎｂ／ｎｐ）Ｖｉ …（３）
Ｖboff＝−（ｎｂ／ｎｐ）（Ｖｏ−Ｖｉ） …（４）
したがって次の（５）式を基にして、インダクタＬ１のバイアス巻線Ｌｂの電圧ＶｂからＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏを算出する。
Ｖboff＝−（ｎｂ／ｎｐ）（Ｖｏ−Ｖｉ） …（４）
したがって次の（５）式を基にして、インダクタＬ１のバイアス巻線Ｌｂの電圧ＶｂからＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏを算出する。
Ｖbon−Ｖboff＝（ｎｂ／ｎｐ）Ｖｏ …（５）
ところで、図２に示したディジタル信号処理回路１３は図３に示した各種モードで、インダクタＬ１に流れる電流の平均値またはピーク値が基準正弦波に追従するようにスイッチング制御を行うが、その基準正弦波として入力電圧Ｖｉの電圧信号を用いる。この入力電圧Ｖｉの電圧信号は次のように求める。
ところで、図２に示したディジタル信号処理回路１３は図３に示した各種モードで、インダクタＬ１に流れる電流の平均値またはピーク値が基準正弦波に追従するようにスイッチング制御を行うが、その基準正弦波として入力電圧Ｖｉの電圧信号を用いる。この入力電圧Ｖｉの電圧信号は次のように求める。
図５に示したように、ＰＦＣコンバータのスイッチング素子に流れる電流IDまたは整流平滑回路に流れる電流Isの最小値と最大値の差（IDp−IDb）とＰＦＣコンバータのインダクタＬ１のインダクタンスＬと、ＰＦＣコンバータのスイッチング素子のオン時間Tonは次の関係が成り立つ。
IDp−IDb＝（Ｖｉ／Ｌ）Ton …（６）
ここでIDp，IDb，Ｌ，Tonはすべて既知であるので、（６）式から入力電圧Ｖｉを演算によって求める。
ここでIDp，IDb，Ｌ，Tonはすべて既知であるので、（６）式から入力電圧Ｖｉを演算によって求める。
《第２の実施形態》
図９は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置のインダクタＬ１付近の構成を示す図である。その他の構成は図２に示したものと同様である。
図９は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置のインダクタＬ１付近の構成を示す図である。その他の構成は図２に示したものと同様である。
第２の実施形態はＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏの検出方法について示している。但し図９に示す例ではインダクタＬ１にパルストランスＴ４を設けて、その２次側の電圧Ｖｂを基にして出力電圧Ｖｏを求める。
ここでパルストランスＴ４の１次巻線と２次巻線の巻数比をｎｐ：ｎｓとすれば、スイッチング素子Ｑ１のオン時のパルストランスＴ４の出力電圧Ｖｂは前記（３）式と同様に表され、同様にして（５）式に基づいてＰＦＣコンバータの出力電圧Ｖｏを算出する。
《第３の実施形態》
図１０は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置のＰＦＣコンバータの入力電圧および出力電圧を検出する方法について示す図である。回路構成自体は図２に示したものと同様である。
図１０は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置のＰＦＣコンバータの入力電圧および出力電圧を検出する方法について示す図である。回路構成自体は図２に示したものと同様である。
第３の実施形態では図１０に示す、インダクタＬ１に流れる電流ILの傾きを基にしてＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏを検出する。
ここでスイッチング素子Ｑ１オン時間（Ton）でのILの傾きをΔILon、オフ時間（Toff）の傾きをΔILoff、入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、インダクタＬ１のインダクタンスをＬで表せば、次の（７）式、（８）式が成り立つ。
ΔILon＝（Ｖｉ／Ｌ）Ton …（７）
ΔILoff＝｛（Ｖｏ−Ｖｉ）／Ｌ｝Toff …（８）
上記ΔILon，ΔILoffは、図５に示したスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流IDb，IDpおよびオン時間Ton，オフ時間Toffから求めることができるので、結局、図２に示したカレントトランスＴ２の２次側出力電圧を基にしてＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏを求める。
ΔILoff＝｛（Ｖｏ−Ｖｉ）／Ｌ｝Toff …（８）
上記ΔILon，ΔILoffは、図５に示したスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流IDb，IDpおよびオン時間Ton，オフ時間Toffから求めることができるので、結局、図２に示したカレントトランスＴ２の２次側出力電圧を基にしてＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏを求める。
《第４の実施形態》
図１１は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の入力電圧の位相の検出方法について示す図である。この図１１は図２に示したＰＦＣコンバータ４０に付加する回路である。フォトカプラＰＣ２は図２に示したＰＦＣコンバータ４０の入力電圧（正確にはダイオードブリッジＢ１の出力電圧）Ｖｉを入力し、絶縁状態で２次側に伝送する。入力電圧Ｖｉは全波整流波形であるが、２次側の出力電圧VphはフォトカプラＰＣ２の発光部および受光部の特性で定まる所定のしきい値を超えるか超えないかによって２値信号となって矩形波状である。ディジタル信号処理回路１３はこの電圧信号Vphの立ち上がりまたは立ち下がりタイミングを基にして入力電圧Ｖｉ（全波整流波形）の位相角を検出し、これを基に基準正弦波を生成する。
図１１は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の入力電圧の位相の検出方法について示す図である。この図１１は図２に示したＰＦＣコンバータ４０に付加する回路である。フォトカプラＰＣ２は図２に示したＰＦＣコンバータ４０の入力電圧（正確にはダイオードブリッジＢ１の出力電圧）Ｖｉを入力し、絶縁状態で２次側に伝送する。入力電圧Ｖｉは全波整流波形であるが、２次側の出力電圧VphはフォトカプラＰＣ２の発光部および受光部の特性で定まる所定のしきい値を超えるか超えないかによって２値信号となって矩形波状である。ディジタル信号処理回路１３はこの電圧信号Vphの立ち上がりまたは立ち下がりタイミングを基にして入力電圧Ｖｉ（全波整流波形）の位相角を検出し、これを基に基準正弦波を生成する。
《第５の実施形態》
図１２は第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図２に示したスイッチング電源装置と異なり、ディジタル信号処理回路１５は絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の出力電圧を検出するとともに絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０のスイッチング制御をも行う。また、ディジタル信号処理回路１５は負荷回路６０との間でデータ通信または信号の入出力を行う制御手段を備えていて、絶縁手段を介することなく直接データ通信または信号の入出力を行う。
図１２は第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図２に示したスイッチング電源装置と異なり、ディジタル信号処理回路１５は絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の出力電圧を検出するとともに絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０のスイッチング制御をも行う。また、ディジタル信号処理回路１５は負荷回路６０との間でデータ通信または信号の入出力を行う制御手段を備えていて、絶縁手段を介することなく直接データ通信または信号の入出力を行う。
図１２において絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０のトランスＴ１にはバイアス巻線Ｌｂを設けていて、その電圧をディジタル信号処理回路１５が入力し、絶縁ドライブ回路１６を介してスイッチング素子Ｑ２に対して制御パルス信号を伝送するようにしている。その他の構成は図２に示したものと同様である。
このようにＰＦＣコンバータ４０のスイッチング制御を行うディジタル信号処理回路１５で絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御をも行うことによって、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０のスイッチング制御のための回路を個別に設ける必要がなくなり、全体の回路構成が簡素化できる。また、ディジタル信号処理回路１５はＰＦＣコンバータ４０と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の両方の状態を把握しているので、ＰＦＣコンバータ４０の動作と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の動作とを容易に連係させることができ、機能性の高いスイッチング電源装置が構成できる。
図１３はトランスＴ１のバイアス巻線Ｌｂの電圧を基にしてＰＦＣコンバータ４０の出力電圧を求めるための方法について示している。この図１３は図１２の一部を抜き出したものである。
図１３において、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐの巻数をｎｐ、バイアス巻線Ｌｂの巻数ｎｂ、スイッチング素子Ｑ２のオン時に１次巻線Ｌｐに印加される電圧をＶｐで表すと、次の（９）式が成り立つ。
Ｖｐ＝（ｎｐ／ｎｂ）Ｖｂ …（９）
このようにしてバイアス巻線Ｌｂの電圧Ｖｂを検出することによって絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の入力電圧ＶｐすなわちＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏを求める。
このようにしてバイアス巻線Ｌｂの電圧Ｖｂを検出することによって絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の入力電圧ＶｐすなわちＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏを求める。
《第６の実施形態》
図１４は第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図１２に示した回路と異なり、第６の実施形態ではＰＦＣコンバータ４０の出力電圧を入力する補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８０を設けている。すなわちトランスＴ３の１次側にはスイッチング素子Ｑ３およびそれを駆動するドライブ回路２２を設けていて、トランスＴ３の２次側には整流ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ３およびスイッチング素子Ｑ３のスイッチング制御を行う制御回路２１を設けている。制御回路２１はフォトカプラＰＣ１を介して制御パルス信号をドライブ回路２２へ与える。
図１４は第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図１２に示した回路と異なり、第６の実施形態ではＰＦＣコンバータ４０の出力電圧を入力する補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８０を設けている。すなわちトランスＴ３の１次側にはスイッチング素子Ｑ３およびそれを駆動するドライブ回路２２を設けていて、トランスＴ３の２次側には整流ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ３およびスイッチング素子Ｑ３のスイッチング制御を行う制御回路２１を設けている。制御回路２１はフォトカプラＰＣ１を介して制御パルス信号をドライブ回路２２へ与える。
また、ディジタル信号処理回路１７は補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８０のトランスＴ３のバイアス巻線Ｌｂの電圧を入力する。さらに、この例では絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ７０の出力電圧も入力するように構成している。なお、カレントトランスＴ２の２次側に接続したダイオードＤ４は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に、ドレイン−ソース間に流れる電流を、ゼロラインを変化させずに検出するために設けている。その他の構成は図１２に示したものと同様である。
このようにしてディジタル信号処理回路１７で制御しない補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８０のトランスＴ３のバイアス巻線Ｌｂの電圧を基にしてＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏを検出してもよい。すなわちこのようなフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータであれば、バイアス巻線Ｌｂに発生する電圧が１次側に入力される電圧に比例した電圧となるので、単純な巻数比の比例演算によってＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏを検出することができる。
また図１４に示した例では、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ７０のスイッチング制御をディジタル信号処理回路１７で行っているので、そのオンデューティは既知である（ディジタル信号処理回路１７が把握している）。また、トランスＴ１の１次巻線と２次巻線の巻数比も既知であるので、このコンバータ７０の出力電圧から入力電圧すなわちＰＦＣコンバータ４０の出力電圧Ｖｏを算出してもよい。
Claims (16)
- 交流入力電源を全波整流する整流回路と、当該整流回路の出力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記インダクタに流れる電流の平均値が前記交流入力電源の電圧信号と同位相になるように前記スイッチング回路を制御する平均電流制御手段とを備えたＰＦＣコンバータと、
トランスを備え、該トランスの１次巻線に接続されて前記ＰＦＣコンバータの出力をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、からなるスイッチング電源装置であって、
前記平均電流制御手段を構成するディジタル制御回路を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、
前記ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号を前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の値を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、を設けたスイッチング電源装置。 - 前記インダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記ＰＦＣコンバータの前記整流平滑回路に流れる電流Isを絶縁状態で検出する手段で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記整流平滑回路に流れる電流Isの最小値と最大値の平均値を前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の平均値として検知する演算手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 前記インダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記ＰＦＣコンバータの前記整流平滑回路に流れる電流Isを絶縁状態で検出する手段で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記整流平滑回路に流れる電流Isの最小値(IDbまたはIsb)と最大値(IDpまたはIsp)、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のスイッチング周期をＴとした場合、T=（Ton＋Toff＋Tr）の関係を満たすオン時間Ton、オフ時間Toff、および前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流が０の時間Trに基づいて電流不連続モードでの前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の平均値として検知する演算手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 交流入力電源を全波整流する整流回路と、当該整流回路の出力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記インダクタに流れる電流が０になるタイミングを基に前記スイッチング回路を臨界モードで駆動するとともに、前記インダクタに流れる電流のピーク値が前記交流入力電源の電圧信号に位相上追従するように前記スイッチング回路を制御するピーク電流制御手段とを備えたＰＦＣコンバータと、
トランスを備え、該トランスの１次巻線に接続されて前記ＰＦＣコンバータの出力をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、からなるスイッチング電源装置であって、
前記ピーク電流制御手段を構成するディジタル制御回路を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、
前記ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号を前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の値を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流が０になるタイミングを前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流ゼロタイミング伝達手段と、を設けたスイッチング電源装置。 - 前記交流入力電源の電圧信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達する交流入力電源電圧信号絶縁伝達手段を備えたことを特徴とする請求項１〜４のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記交流入力電源電圧信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記ＰＦＣコンバータの前記整流平滑回路に流れる電流Isを絶縁状態で検出する手段で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流IDまたは前記整流平滑回路に流れる電流Isの最小値と最大値の差と前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタのインダクタンス、および前記ＰＦＣコンバータの前記スイッチング回路のオン時間Tonに基づいて前記ＰＦＣコンバータへの入力電圧Viの瞬時値を検知する演算手段とを備えたことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。 - 前記交流入力電源電圧信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータの整流回路の出力電圧の瞬時値または前記交流入力電源の電圧の位相を検出するとともに、当該位相の情報をもつ信号を絶縁状態で伝達する手段で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記位相の情報をもつ信号を基に、前記ＰＦＣコンバータへの入力電圧波形である正弦波を生成する演算手段を備えたことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。 - 交流入力電源を全波整流する整流回路と、当該整流回路の出力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記インダクタに流れる電流が０になるタイミングを基に前記スイッチング回路を臨界モードで駆動するとともに、前記スイッチング回路のオン時間を一定に制御するオン時間制御手段とを備えたＰＦＣコンバータと、
トランスを備え、該トランスの１次巻線に接続されて前記ＰＦＣコンバータの出力をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路のオン／オフによって前記トランスの２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力端子へ出力する整流平滑回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、からなるスイッチング電源装置であって、
前記オン時間制御手段を構成するディジタル制御回路を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側に配置し、
前記ディジタル制御回路から出力されるスイッチング制御信号を前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路へ絶縁状態で伝達するスイッチング制御信号絶緑伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧検出用の信号を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流の値を前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流検出用信号絶縁伝達手段と、前記ＰＦＣコンバータの前記インダクタに流れる電流が０になるタイミングを前記ディジタル制御回路へ絶縁状態で伝達するインダクタ電流ゼロタイミング伝達手段と、を設けたスイッチング電源装置。 - 前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのインダクタを、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路に流れる電流が通電する主巻線と、それに絶縁状態で結合するバイアス巻線とを有するトランス型のインダクタとすることにより構成し、
前記ディジタル制御回路に、該インダクタの主巻線とバイアス巻線との巻数比と前記インダクタのバイアス巻線の電圧に基づいて前記インダクタの主巻線の両端に印加される電圧を検出するとともに、前記インダクタの主巻線に印加される、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時の電圧Vbonとオフ時の電圧Vboffに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧Voを算出する演算手段を備えたことを特徴とする請求項１〜８のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのインダクタの両端に接続したパルストランスで構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記パルストランスの２次側出力電圧に基づいて前記インダクタの両端に印加される電圧を検出するとともに、前記インダクタに印加される、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時の電圧Vbonとオフ時の電圧Vboffに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧Voを算出する演算手段を備えたことを特徴とする請求項１〜８のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに設けた前記トランスの補助巻線で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに設けたトランスの１次巻線と前記補助巻線との巻数比と前記補助巻線の電圧とに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知する演算手段を備えたことを特徴とする請求項１〜８のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を入力電源とし、トランスで１次側と２次側を絶縁するとともに電力変換する補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータで構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、当該補助絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧比に基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知する演算手段を備えたことを特徴とする請求項１〜８のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、該絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をレベルシフトするレベルシフト回路とで構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記レベルシフト回路の出力電圧と前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧との比、および前記レベルシフト回路の出力電圧に基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を検知する演算手段を備えたことを特徴とする請求項１〜８のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 前記ＰＦＣコンバータ出力電圧検出用信号絶縁伝達手段は、前記ＰＦＣコンバータのインダクタに流れる電流の信号を絶縁状態で検出する手段で構成し、
前記ディジタル制御回路に、前記ＰＦＣコンバータのスイッチング回路のオン時間とオフ時間の前記インダクタに流れる電流変化の傾きおよび前記インダクタのインダクタンスに基づいて前記ＰＦＣコンバータの出力電圧を算出する演算手段を備えたことを特徴とする請求項１〜８のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御手段は、前記ディジタル制御回路に構成したことを特徴とする請求項１〜１４のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記ディジタル制御回路は、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷回路との間でデータ通信または信号の入出力を行う制御手段を備えたことを特徴とする請求項１〜１５のうちいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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