JP2003125581A

JP2003125581A - コンバータ

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Publication number: JP2003125581A
Application number: JP2001313975A
Authority: JP
Inventors: Mamoru Tsuruya; 守鶴谷
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2001-10-11
Filing date: 2001-10-11
Publication date: 2003-04-25
Anticipated expiration: 2021-10-11
Also published as: JP4023126B2

Abstract

(57)【要約】【課題】高効率化を実現し、ノイズの発生を抑える。【解決手段】変圧器１に３次巻線ｎ３を設ける。出力
電圧制御回路１２は、スイッチＱ１がオフしている期間
で、出力電圧に基づいてスイッチＱ２をオンし、変圧器
１の励磁エネルギを、３次巻線ｎ３から負荷Ｒに供給す
る。スイッチＱ２がオフすると、漏れインダクタンスＬ
１と変圧器１の励磁インダクタンスとコンデンサＣ１と
で電圧共振を起こす。漏れインダクタンスＬ１を積極的
に利用することにより変圧器１の１次側と２次側との間
隔を広げることができ、ノイズ発生の原因となる容量を
低下させることができる。また、スイッチＱ２のオン時
間を制御することにより、出力電圧を制御できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、コンバータに関
し、特に、ノイズの発生を抑えることが可能なコンバー
タに関する。

【０００２】

【従来の技術】変圧器で電力供給側の１次側と負荷側の
２次側とを絶縁しつつ密結合したコンバータが知られて
いる。この種のコンバータでは、２次側の出力電圧を検
出し、検出した出力電圧を１次側にフィードバックし、
フィードバック信号に基づいて、出力電圧が安定するよ
うに１次側のスイッチをオンオフ制御する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のコン
バータでは、変圧器の１次側と２次側とが絶縁されて密
結合されているため、その間には容量が存在する。この
容量は、ノイズの発生原因となり、スイッチング周波数
が高くなればなるほど、この容量の影響を無視できなく
なる。

【０００４】本発明は、このような従来の問題点に鑑み
てなされたもので、ノイズの発生を抑えることが可能な
コンバータを提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、本発明の観点に係るコンバータは、電圧供給側の１
次巻線と負荷側の２次巻線と３次巻線とを有する変圧器
と、前記変圧器の１次巻線へ流れる電流をスイッチング
する主スイッチ手段と、前記主スイッチ手段をオンオフ
する主スイッチ制御手段と、前記変圧器のインダクタン
スと電圧共振をするコンデンサと、前記変圧器の２次巻
線で発生した電圧を直流出力に変換する直流出力変換手
段と、前記変圧器の３次巻線と前記直流出力変換手段と
の間に介挿され、前記３次巻線で発生した電圧の前記直
流出力変換手段への出力をスイッチングする補助スイッ
チ手段と、前記主スイッチ手段のオフ期間を検出するオ
フ期間検出手段と、前記オフ期間検出手段が検出したオ
フ期間で、補助スイッチ手段をオンオフする補助スイッ
チ制御手段と、を備えたものである。

【０００６】このような構成によれば、変圧器に漏れイ
ンダクタンスがあったとしても、この漏れインダクタン
スと変圧器の励磁インダクタンスとコンデンサとで電圧
共振を起こし、損失は少なく、効率は良い。従って、変
圧器の１次側と２次側との間隔を開けて、積極的に漏れ
インダクタンスを増加させても、効率は低下せず、変圧
器の１次側と２次側との間隔を開ければ、容量を低下さ
せることができる。そして、容量が低下すれば、ノイズ
の発生を抑えることも可能となる。

【０００７】前記主スイッチ手段に印加される電圧を実
質的に検出する主スイッチ電圧検出手段と、前記主スイ
ッチ電圧検出手段が検出した検出電圧を予め設定された
閾値と比較し、前記検出電圧が前記閾値未満となるタイ
ミングを前記主スイッチ手段のオンタイミングとして検
出するタイミング検出手段と、を備え、前記主スイッチ
制御手段は、前記タイミング検出手段が検出したオンタ
イミングで前記主スイッチ手段をオンするものであって
もよい。

【０００８】このような構成によれば、閾値をほぼゼロ
電圧に設定することにより、主スイッチ手段をゼロ電圧
スイッチングできる。

【０００９】尚、前記主スイッチ電圧検出手段が主スイ
ッチ手段に印加される電圧を検出するには、主スイッチ
手段に印加される電圧を直接検出する手段を設けてもよ
いし、変圧器に巻線を設けて間接的に検出する手段を設
けてもよい。実質的とは、このことを示す。

【００１０】前記直流出力変換手段が変換した直流出力
を検出する直流出力検出手段を備え、前記主スイッチ制
御手段は、前記主スイッチ手段のオン期間を予め設定
し、当該オン期間で主スイッチ手段をオンするように構
成され、前記補助スイッチ制御手段は、前記直流出力検
出手段が検出した直流出力に基づいて補助スイッチ手段
のオン期間を制御し、前記変圧器の励磁エネルギを放出
するリセット期間を調整することにより、前記主スイッ
チ手段のオン期間とオフ期間との比を設定するものであ
ってもよい。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態に係る
コンバータを図面を参照して説明する。本実施の形態に
係るコンバータの構成を図１に示す。図１に示すコンバ
ータは、漏れインダクタンスを利用した電圧共振型コン
バータであり、変圧器１と、スイッチング回路部２と、
２次側平滑回路部３と、２次側制御回路部４と、１次側
制御回路部５と、を備えて構成されている。

【００１２】変圧器１は、１次巻線ｎ１と、２次巻線ｎ
２と、３次巻線ｎ３と、４次巻線ｎ４と、を備える。
尚、変圧器１の励磁インダクタンスをＬpとする（図示
せず）。１次巻線ｎ１は、スイッチング電流によって電
圧を発生させ、変圧器１に励磁エネルギを生成するため
の巻線であり、２次巻線ｎ２は、１次巻線ｎ１で生成さ
れた励磁エネルギで電圧を発生させるための巻線であ
る。

【００１３】１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２とは、絶縁さ
れ、巻き方向を同じにしてコア（図示せず）に巻き回さ
れている。また、その巻数比は、出力電圧が所定電圧値
となるように設定されている。

【００１４】３次巻線ｎ３は、変圧器１で生じた励磁エ
ネルギを制御するためのコントロール巻線であり、２次
巻線ｎ２と同じ巻き方向で変圧器１に巻かれている。４
次巻線ｎ４は、スイッチング制御回路１３の補助電源用
の巻線であるとともに、スイッチＱ１の電圧Ｖ_Q1がほぼ
ゼロとなるゼロ電圧を実質的に検出するための巻線であ
る。

【００１５】スイッチング回路部２は、変圧器１の１次
巻線ｎ１に流れる電流をスイッチングするための回路で
あり、漏れインダクタンスＬ１と、スイッチＱ１と、コ
ンデンサＣ１と、を備えて構成されている。

【００１６】漏れインダクタンスＬ１は、変圧器１の漏
れインダクタンスを示し、等価的に直流電源１１と変圧
器１の１次巻線ｎ１との間に接続されている。

【００１７】スイッチＱ１は、スイッチング制御回路１
３から出力された信号Ｓ１に基づいて変圧器１の１次巻
線ｎ１に流れる電流をスイッチングするスイッチであ
る。このスイッチＱ１には、例えば、バイポーラトラン
ジスタ、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）等が用いら
れる。

【００１８】コンデンサＣ１は、変圧器１の漏れインダ
クタンスＬ１と励磁インダクタンスＬpと電圧共振させ
るためのコンデンサであり、スイッチＱ１と並列に接続
されている。

【００１９】２次側平滑回路部３は、２次巻線ｎ２で発
生した電圧に基づいて電流を整流、平滑化し、２次巻線
ｎ２で発生した電圧を直流出力に変換するための回路部
であり、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２とからなる。
ダイオードＤ１は、変圧器１の２次巻線ｎ２に発生した
電圧で流れる電流を整流するダイオードであり、そのア
ノードは２次巻線ｎ２に接続されている。

【００２０】コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１から出
力された電流により充電されて電圧を平滑化し、直流電
圧を出力するためのコンデンサである。

【００２１】２次側制御回路部４は、変圧器１の３次巻
線ｎ３と２次側平滑回路部３との間に介挿され、３次巻
線ｎ３に発生した電圧に基づいて流れる電流Ｉ_Q2を制御
する回路部であり、出力電圧制御回路１２と、スイッチ
Ｑ２と、ダイオードＤ２と、からなる。

【００２２】出力電圧制御回路１２は、スイッチＱ２を
オンオフ（開閉）制御するための回路である。即ち、出
力電圧制御回路１２は、負荷Ｒに供給される出力電圧を
検出し、検出した出力電圧に基づいて、スイッチＱ２を
オンオフするための信号Ｓ２を生成する。また、出力電
圧制御回路１２は、検出した出力電圧に基づいてリセッ
ト期間（変圧器１が励磁エネルギを放出する期間）を検
出し、このリセット期間でスイッチＱ２がオンオフする
ように、生成した信号Ｓ２をスイッチＱ２に出力する。

【００２３】スイッチＱ２は、出力電圧制御回路１２か
ら出力された信号Ｓ２に基づいてオンオフする。このス
イッチＱ２には、スイッチＱ１と同様に、例えば、バイ
ポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）等が用いられる。

【００２４】ダイオードＤ２は、３次巻線ｎ３に発生し
た電圧により流れる電流を整流するするためのものであ
り、そのアノードは、３次巻線ｎ３に接続されている。

【００２５】１次側制御回路部５は、ダイオードＤ３
と、コンデンサＣ３と、スイッチング制御回路１３と、
からなる。ダイオードＤ３は、４次巻線ｎ４に発生した
電圧で流れる電流を整流するダイオードであり、そのア
ノードは、４次巻線ｎ４に接続されている。

【００２６】コンデンサＣ３は、ダイオードＤ３から出
力された電流で充電され、電圧を平滑化するコンデンサ
であり、平滑化した直流電圧をスイッチング制御回路１
３に供給する。従って、ダイオードＤ３とコンデンサＣ
３とは、スイッチング制御回路１３の補助電源として機
能する。

【００２７】スイッチング制御回路１３は、スイッチＱ
１をオンオフ制御する回路である。即ち、スイッチング
制御回路１３は、４次巻線ｎ４で発生した電圧に基づい
てスイッチＱ１のゼロ電圧を検出する。具体的には、ス
イッチング制御回路１３は、所定の閾値を予め設けてお
き、４次巻線ｎ４で発生した電圧をこの閾値と比較し、
この閾値未満の電圧をゼロ電圧として検出する。スイッ
チング制御回路１３は、検出したゼロ電圧に基づいて、
オンするタイミングを設定し、このタイミングでスイッ
チＱ１をオンし、オンしてから予め設定された時間経過
後にスイッチＱ１をオフする。スイッチング制御回路１
３は、このようにスイッチＱ１を制御するための信号Ｓ
１を生成し、スイッチＱ１に出力する。

【００２８】次に、本実施の形態に係るコンバータの動
作を説明する。直流電源１１は、漏れインダクタンスＬ
１を介して変圧器１の１次巻線ｎ１に直流電流を供給す
る。

【００２９】スイッチング制御回路１３は、スイッチＱ
１に信号Ｓ１を出力して、スイッチＱ１をオンオフ制御
し、出力電圧制御回路１２は、スイッチＱ２に信号Ｓ２
を出力してスイッチＱ２をオンオフ制御する。

【００３０】この動作を、図２に示すタイミングチャー
トに基づいて説明する。図２（ａ）に示すように、スイ
ッチング制御回路１３は、信号Ｓ１を時刻ｔ０において
ハイレベルにセットする。尚、ここでは、信号Ｓ１がハ
イレベルでスイッチＱ１がオン、ローレベルでスイッチ
Ｑ１がオフするものとする。信号Ｓ２、スイッチＱ２に
ついても同様とする。

【００３１】信号Ｓ１がハイレベルになると、スイッチ
Ｑ１はオンし、図２（ｂ）に示すように、スイッチＱ１
には、電流Ｉ_Q1が流れる（電流値＝０〜ｉ_１）。

【００３２】また、変圧器１の１次巻線ｎ１の両端に
は、電圧が印加され、スイッチＱ１の電圧Ｖ_Q1は、図２
（ｃ）に示すように０となる。漏れインダクタンスＬ１
には、図２（ｄ）に示すように、電流Ｉ_L1が、電流Ｉ _Q1
と同様に流れる（電流値＝０〜ｉ_２）。

【００３３】２次巻線ｎ２の両端には、ダイオードＤ１
を正バイアスするように電圧が発生する。この電圧によ
って、アノード側が正となり、ダイオードＤ１には、図
２（ｅ）に示すように、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２と
の巻数比に従った電流値（＝０〜ｉ_３）で、電流Ｉ_Ｄ１
が流れる。ダイオードＤ１は、この電流Ｉ_Ｄ１を整流
し、コンデンサＣ２は供給された電流Ｉ_Ｄ１で充電され
る。

【００３４】スイッチＱ１がオンしている期間では、３
次巻線ｎ３に接続されているダイオードＤ２の電圧Ｖ_Q2
の値は、図２（ｈ）に示すように負となり、ダイオード
Ｄ２は、逆バイアス状態となる。従って、３次巻線ｎ３
に電流は流れない。

【００３５】時刻ｔ１になると、スイッチング制御回路
１３は、図２（ａ）に示すように、信号Ｓ１をローレベ
ルにする。信号Ｓ１がローレベルになると、スイッチＱ
１はオフし、図２（ｂ）に示すように、スイッチＱ１に
は、電流Ｉ_Q1が流れなくなる（電流値＝０）。また、図
２（ｅ）に示すように、ダイオードＤ１にも電流Ｉ_D1が
流れなくなる（電流値＝０）。

【００３６】一方、時刻ｔ１において、出力電圧制御回
路１２は、図２（ｆ）に示すように、信号Ｓ２をハイレ
ベルにする。信号Ｓ２がハイレベルになると、スイッチ
Ｑ２はオンし、図２（ｇ）に示すように、電流Ｉ_Q2がス
イッチＱ２からコンデンサＣ２へと流れる（電流値＝ｉ
_４）。

【００３７】しかし、３次巻線ｎ３に発生した電圧は、
コンデンサＣ２の出力電圧にクランプされ、出力電圧の
電圧レベルとほとんど変わらない。

【００３８】また、電流Ｉ_Q2がスイッチＱ２を流れる
と、図２（ｄ）に示すように、漏れインダクタンスＬ１
には電流Ｉ_L1は流れなくなる（電流値＝０）。変圧器１
の励磁エネルギは、スイッチング回路部２のコンデンサ
Ｃ１を充電する。コンデンサＣ１が充電されると、スイ
ッチＱ１の電圧Ｖ_Q1は、図２（ｃ）に示すように、電圧
値ｖ_１まで上昇する。尚、電圧Ｖ_Q2の値は、図２（ｈ）
に示すように０となる。

【００３９】時刻ｔ２になると、出力電圧制御回路１２
は、図２（ｆ）に示すように、検出した出力電圧に基づ
いて信号Ｓ２をローレベルにする。信号Ｓ２がローレベ
ルになると、図２（ｇ）に示すように、スイッチＱ２に
は、電流Ｉ_Q2が流れなくなる（電流値＝０）。

【００４０】スイッチＱ２に電流Ｉ_Q2が流れなくなる
と、図２（ｄ）に示すように、漏れインダクタンスＬ１
には、電流Ｉ_L1が流れる（電流値＝ｉ_５〜ｉ_６）。そし
て、変圧器１の励磁エネルギによって、コンデンサＣ１
は、再び、充電され、電圧Ｖ_Q1は、図２（ｃ）に示すよ
うに、電圧値ｖ_２まで上昇する。

【００４１】この電圧Ｖ_Q1の波形は、漏れインダクタン
スＬ１と励磁インダクタンスＬpとコンデンサＣ１との
電圧共振によって正弦波状となり、漏れインダクタンス
Ｌ１と励磁インダクタンスＬpとコンデンサＣ１との時
定数でその最大電圧値が決定される。電圧Ｖ_Q1は最大電
圧値ｖ_２に達した後、降下する。尚、電圧Ｖ_Q2も、図２
（ｈ）に示すように、電圧Ｖ_Q1と同様の波形を有するこ
とになる（最大電圧値＝ｖ_４）。

【００４２】時刻ｔ３になると、スイッチング制御回路
１３は、４次巻線ｎ４で発生した電圧に基づいてスイッ
チＱ１の電圧Ｖ_Q1のゼロ電圧を検出する。スイッチング
制御回路１３は、検出したゼロ電圧に基づいて信号Ｓ１
をハイレベルにする。信号Ｓ１がハイレベルになると、
スイッチＱ１は、再び、オンする。

【００４３】このようにしてゼロ電圧スイッチングを実
行する。このゼロ電圧スイッチングによりノイズが低減
し、効率も向上する。また、時刻ｔ１〜ｔ２では、変圧
器１の励磁エネルギは、３次巻線ｎ３から、コンデンサ
Ｃ２を介して負荷Ｒに供給されるため、損失が少なくな
り、効率は良好となる。

【００４４】また、漏れインダクタンスＬ１を積極的に
利用でき、漏れインダクタンスＬ１があっても問題は生
じないため、変圧器１の１次側と２次側との間隔を広げ
ることができる。変圧器１の１次側と２次側との間隔を
広げることができれば、１次側と２次側との間の容量は
低下し、ノイズも減少する。

【００４５】このコンバータでは、スイッチＱ２のオン
時間をコントロールすることにより、出力電圧の定電圧
制御を行う。この動作を図３に示す。図３（ａ）に示す
ように、時刻ｔ１０〜ｔ１１、時刻ｔ１２〜ｔ１３にお
いて、スイッチＱ１がオンすると、変圧器１の１次巻線
ｎ１に電圧が印加され、この期間で励磁エネルギが変圧
器１に蓄積される。即ち、これらの期間は、変圧器１の
セット期間となる。

【００４６】また、時刻ｔ１１〜ｔ１２、時刻ｔ１３〜
ｔ１５において、スイッチＱ１がオフすると変圧器１に
蓄積された励磁エネルギは２次側平滑回路部３に放出さ
れる。即ち、これらの期間は、変圧器１のリセット期間
となる。

【００４７】図３（ｃ）に示すように、出力電圧制御回
路１２は、リセット期間のうち、時刻ｔ１１〜ｔ１２で
は、スイッチＱ２をオフしたままとし、時刻ｔ１３〜ｔ
１４では、スイッチＱ２をオンするものとする。

【００４８】時刻ｔ１１〜ｔ１２において、スイッチＱ
２をオフしたままとすると、スイッチＱ１の電圧Ｖ
_Q1は、図３（ｂ）に示すように共振波形を有し、最大電
圧値ｖ₁₁に達した後、降下する。

【００４９】時刻ｔ１３〜ｔ１４において、出力電圧制
御回路１２がスイッチＱ２をオンしたとすると、変圧器
１のリセット電圧（電圧Ｖ_Q1の反転電圧）は、電圧値ｖ
₁₂に制御される。時刻ｔ１４において、スイッチＱ２が
オフになると、漏れインダクタンスＬ１と励磁インダク
タンスＬpとコンデンサＣ１とで電圧共振を起こし、リ
セット電圧の波形は共振波形となり、リセット電圧（電
圧値＝ｖ₁₃）は低く抑えられることになる。

【００５０】そして、時刻ｔ１５において、スイッチン
グ制御回路１３がゼロ電圧を検出すると、信号Ｓ１をハ
イレベルにしてスイッチＱ１をオンする。

【００５１】この場合、リセット電圧（電圧Ｖ_Q1の反転
電圧）は、電圧値ｖ₁₂に制御されるため、このリセット
時間（時刻ｔ１３〜ｔ１５）は、スイッチＱ２をオンし
ない場合のリセット時間（時刻ｔ１１〜ｔ１２）よりも
長くなる。

【００５２】即ち、出力電圧制御回路１２がスイッチＱ
２のオン時間をコントロールすることにより、スイッチ
Ｑ１のオフ時間をコントロールすることになる。また、
スイッチＱ１のオン時間を一定にしておくと、スイッチ
Ｑ２のオン時間をコントロールすることにより、スイッ
チＱ１のオン期間とオフ期間との比がコントロールさ
れ、出力電圧を制御できることになる。従って、信頼性
に乏しく、応答速度に問題のあるフォトカプラ等を使用
せずに済む。

【００５３】以上説明したように、本実施の形態によれ
ば、変圧器１に３次巻線ｎ３を設け、変圧器１の励磁エ
ネルギを、３次巻線ｎ３から負荷Ｒに供給するようにし
たので、損失を少なくすることができ、高効率化を実現
できる。

【００５４】また、漏れインダクタンスＬ１を積極的に
利用できるようにしたので、変圧器１の１次側と２次側
との間隔を積極的に広げることができ、結果として、１
次側と２次側との間の容量を低減させることができ、ノ
イズの発生を抑えることができる。

【００５５】さらに、スイッチＱ２のオン時間を制御す
ることにより、出力電圧を制御することができ、フォト
カプラ等を使用しないため、信頼性は向上し、応答速度
も早くなり、容量を減少させて、ノイズの発生をさらに
抑えることができる。

【００５６】尚、本発明を実施するにあたっては、種々
の形態が考えられ、上記実施の形態に限られるものでは
ない。例えば、新たにインダクタンスを設け、このイン
ダクタンスと漏れインダクタンスＬ１との合成インダク
タンスを電圧共振用のインダクタンスとしてもよい。

【００５７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るコン
バータによれば、ノイズの発生を抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の本実施の形態に係るコンバータの構成
を示すブロック図である。

【図２】図１のコンバータの動作を示すタイミングチャ
ートである。

【図３】図１のコンバータの出力電圧制御の動作を示す
タイミングチャートである。

【符号の説明】

１変圧器２スイッチング回路部３２次側平滑回路部４２次側制御回路部５１次側制御回路部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧供給側の１次巻線と負荷側の２次巻線
と３次巻線とを有する変圧器と、前記変圧器の１次巻線へ流れる電流をスイッチングする
主スイッチ手段と、前記主スイッチ手段をオンオフする主スイッチ制御手段
と、前記変圧器のインダクタンスと電圧共振をするコンデン
サと、前記変圧器の２次巻線で発生した電圧を直流出力に変換
する直流出力変換手段と、前記変圧器の３次巻線と前記直流出力変換手段との間に
介挿され、前記３次巻線で発生した電圧の前記直流出力
変換手段への出力をスイッチングする補助スイッチ手段
と、前記主スイッチ手段のオフ期間を検出するオフ期間検出
手段と、前記オフ期間検出手段が検出したオフ期間で、補助スイ
ッチ手段をオンオフする補助スイッチ制御手段と、を備
えた、ことを特徴とするコンバータ。
【請求項２】前記主スイッチ手段に印加される電圧を実
質的に検出する主スイッチ電圧検出手段と、前記主スイッチ電圧検出手段が検出した検出電圧を予め
設定された閾値と比較し、前記検出電圧が前記閾値未満
となるタイミングを前記主スイッチ手段のオンタイミン
グとして検出するタイミング検出手段と、を備え、前記主スイッチ制御手段は、前記タイミング検出手段が
検出したオンタイミングで前記主スイッチ手段をオンす
るものである、ことを特徴とする請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】前記直流出力変換手段が変換した直流出力
を検出する直流出力検出手段を備え、前記主スイッチ制御手段は、前記主スイッチ手段のオン
期間を予め設定し、当該オン期間で主スイッチ手段をオ
ンするように構成され、前記補助スイッチ制御手段は、前記直流出力検出手段が
検出した直流出力に基づいて補助スイッチ手段のオン期
間を制御し、前記変圧器の励磁エネルギを放出するリセ
ット期間を調整することにより、前記主スイッチ手段の
オン期間とオフ期間との比を設定するものである、ことを特徴とする請求項２に記載のコンバータ。