JP2003169479A - スイッチング電源装置及びその駆動方法 - Google Patents
スイッチング電源装置及びその駆動方法Info
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】 力率改善機能を有する交流−直流変換回路と
直流−直流変換回路とを組み合わせたスイッチング電源
装置の起動が円滑に達成されないことがある。 【解決手段】 力率改善機能を有する交流−直流変換回
路３に直流−直流変換回路４を接続する。交流−直流変
換回路３の出力電圧Ｅoの検出値が所定値よりも高くな
った時に直流−直流変換回路４の制御回路に対する電力
の供給を開始する。電圧検出器が所定値よりも高くなっ
たことを保持手段で保持する。
直流−直流変換回路とを組み合わせたスイッチング電源
装置の起動が円滑に達成されないことがある。 【解決手段】 力率改善機能を有する交流−直流変換回
路３に直流−直流変換回路４を接続する。交流−直流変
換回路３の出力電圧Ｅoの検出値が所定値よりも高くな
った時に直流−直流変換回路４の制御回路に対する電力
の供給を開始する。電圧検出器が所定値よりも高くなっ
たことを保持手段で保持する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、力率の改善機能を
有しているスイッチング電源装置及びその駆動方法に関
する。
有しているスイッチング電源装置及びその駆動方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術】直流電圧を所望の直流電圧に変換するた
めの直流−直流変換器即ちＤＣ−ＤＣコンバータの直流
電源は、一般に交流−直流変換回路で構成されている。
めの直流−直流変換器即ちＤＣ−ＤＣコンバータの直流
電源は、一般に交流−直流変換回路で構成されている。
【０００３】典型的な交流−直流変換回路は、ダイオー
ド整流回路と平滑コンデンサとの組み合せによる整流平
滑回路から成る。この整流平滑回路では、平滑コンデン
サの充電電流が、正弦波のピーク及びこの近傍において
のみ流れる。この結果、整流回路の入力側における力率
が悪い。また、整流平滑回路では、直流電圧を調整する
ことができなくなる。
ド整流回路と平滑コンデンサとの組み合せによる整流平
滑回路から成る。この整流平滑回路では、平滑コンデン
サの充電電流が、正弦波のピーク及びこの近傍において
のみ流れる。この結果、整流回路の入力側における力率
が悪い。また、整流平滑回路では、直流電圧を調整する
ことができなくなる。
【０００４】上記の整流平滑回路の欠点を解決するため
に、交流−直流変換回路に力率改善機能を付加すること
がある。力率改善機能を有する交流−直流変換回路は、
整流回路と、この整流回路の対の出力端子間にインダク
タを介して接続されたスイッチング素子と、スイッチン
グ素子にダイオードを介して並列に接続された平滑コン
デンサとから成る。上記スイッチング素子は交流電圧の
周波数（例えば５０Hz）よりも高い繰返し周波数（例え
ば２０kHz ）でオン・オフ制御される。スイッチング素
子のオンの期間には、インダクタが整流回路の対の出力
端子間に接続され、インダクタに電流が流れる。インダ
クタを流れる電流のピーク値は正弦波交流電圧の瞬時値
に比例する。従って、整流回路の入力段における電流が
正弦波に近似し、力率が良くなる。また、力率改善機能
を有する交流−直流変換回路においては、スイッチング
素子のオフ期間に、整流回路の出力電圧とインダクタの
電圧との加算値によって平滑コンデンサが充電される。
この結果、平滑コンデンサは、整流回路の出力電圧より
も高い電圧に充電される。
に、交流−直流変換回路に力率改善機能を付加すること
がある。力率改善機能を有する交流−直流変換回路は、
整流回路と、この整流回路の対の出力端子間にインダク
タを介して接続されたスイッチング素子と、スイッチン
グ素子にダイオードを介して並列に接続された平滑コン
デンサとから成る。上記スイッチング素子は交流電圧の
周波数（例えば５０Hz）よりも高い繰返し周波数（例え
ば２０kHz ）でオン・オフ制御される。スイッチング素
子のオンの期間には、インダクタが整流回路の対の出力
端子間に接続され、インダクタに電流が流れる。インダ
クタを流れる電流のピーク値は正弦波交流電圧の瞬時値
に比例する。従って、整流回路の入力段における電流が
正弦波に近似し、力率が良くなる。また、力率改善機能
を有する交流−直流変換回路においては、スイッチング
素子のオフ期間に、整流回路の出力電圧とインダクタの
電圧との加算値によって平滑コンデンサが充電される。
この結果、平滑コンデンサは、整流回路の出力電圧より
も高い電圧に充電される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、力率改善機
能を有する交流−直流変換回路とこれを電源とする直流
−直流変換回路とから成るスイッチング電源装置におい
ては、交流−直流変換回路の平滑コンデンサがあるレベ
ルまで充電された時に、交流−直流変換回路に含まれて
いるスイッチング素子のオン・オフ動作と直流−直流変
換回路に含まれているスイッチング素子のオン・オフ動
作とがほぼ同時に開始する。即ち、交流−直流変換回路
のスイッチング素子のオン・オフ動作によって平滑コン
デンサの昇圧充電が開始する前に直流−直流変換回路の
スイッチング素子のオン・オフ動作が開始する。この結
果、直流−直流変換回路の入力電圧が不足し、この直流
−直流変換回路の出力電圧が安定的に所望値まで立上ら
ないことがある。直流−直流変換回路の出力電圧が安定
的に立上らない場合には、直流−直流変換回路に接続さ
れている負荷が誤動作する恐れがある。この種の問題
は、交流−直流変換回路の平滑コンデンサの容量を大き
くすると、ある程度解決される。しかし、平滑コンデン
サの容量を大きくすると、平滑コンデンサが大型且つコ
スト高になり、スイッチング電源装置も大型且つコスト
高になる。
能を有する交流−直流変換回路とこれを電源とする直流
−直流変換回路とから成るスイッチング電源装置におい
ては、交流−直流変換回路の平滑コンデンサがあるレベ
ルまで充電された時に、交流−直流変換回路に含まれて
いるスイッチング素子のオン・オフ動作と直流−直流変
換回路に含まれているスイッチング素子のオン・オフ動
作とがほぼ同時に開始する。即ち、交流−直流変換回路
のスイッチング素子のオン・オフ動作によって平滑コン
デンサの昇圧充電が開始する前に直流−直流変換回路の
スイッチング素子のオン・オフ動作が開始する。この結
果、直流−直流変換回路の入力電圧が不足し、この直流
−直流変換回路の出力電圧が安定的に所望値まで立上ら
ないことがある。直流−直流変換回路の出力電圧が安定
的に立上らない場合には、直流−直流変換回路に接続さ
れている負荷が誤動作する恐れがある。この種の問題
は、交流−直流変換回路の平滑コンデンサの容量を大き
くすると、ある程度解決される。しかし、平滑コンデン
サの容量を大きくすると、平滑コンデンサが大型且つコ
スト高になり、スイッチング電源装置も大型且つコスト
高になる。
【０００６】そこで、本発明の目的は、直流−直流変換
回路の起動時の出力電圧の安定化を比較的容易に達成す
ることができるスイッチング電源装置及びその駆動方法
を提供することにある。
回路の起動時の出力電圧の安定化を比較的容易に達成す
ることができるスイッチング電源装置及びその駆動方法
を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、交流電源から供給され
た交流電圧を直流電圧に変換するためのスイッチング電
源装置であって、第１及び第２の交流入力端子と、力率
を改善する機能を伴なって交流電圧を直流電圧に変換す
るために前記第１及び第２の交流入力端子に接続され且
つ少なくとも第１のスイッチング素子を有している交流
−直流変換回路と、前記交流電圧の周波数よりも高い繰
返し周波数で前記第１のスイッチング素子をオン・オフ
制御するための第１の制御回路と、前記交流−直流変換
回路から得られた直流電圧を所望の直流電圧に変換する
ために前記交流−直流変換回路に接続され且つ少なくと
も第２のスイッチング素子を有している直流−直流変換
回路と、前記直流−直流変換回路から得られた直流出力
電圧を所望直流電圧にするために前記第２のスイッチン
グ素子をオン・オフ制御するための第２の制御回路と、
前記交流−直流変換回路から得られた直流電圧を検出す
るために前記交流−直流変換回路に接続された電圧検出
回路と、前記電圧検出回路から得られた検出電圧が所定
電圧値よりも高いか否かを判定するために前記電圧検出
回路に接続された電圧判定回路と、前記検出電圧が前記
所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路の出
力に応答して前記直流−直流変換回路における直流−直
流変換動作を開始させるために前記電圧判定回路及び前
記第２の制御回路に接続された直流−直流変換動作開始
手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源
装置に係わるものである。
目的を達成するための本発明は、交流電源から供給され
た交流電圧を直流電圧に変換するためのスイッチング電
源装置であって、第１及び第２の交流入力端子と、力率
を改善する機能を伴なって交流電圧を直流電圧に変換す
るために前記第１及び第２の交流入力端子に接続され且
つ少なくとも第１のスイッチング素子を有している交流
−直流変換回路と、前記交流電圧の周波数よりも高い繰
返し周波数で前記第１のスイッチング素子をオン・オフ
制御するための第１の制御回路と、前記交流−直流変換
回路から得られた直流電圧を所望の直流電圧に変換する
ために前記交流−直流変換回路に接続され且つ少なくと
も第２のスイッチング素子を有している直流−直流変換
回路と、前記直流−直流変換回路から得られた直流出力
電圧を所望直流電圧にするために前記第２のスイッチン
グ素子をオン・オフ制御するための第２の制御回路と、
前記交流−直流変換回路から得られた直流電圧を検出す
るために前記交流−直流変換回路に接続された電圧検出
回路と、前記電圧検出回路から得られた検出電圧が所定
電圧値よりも高いか否かを判定するために前記電圧検出
回路に接続された電圧判定回路と、前記検出電圧が前記
所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路の出
力に応答して前記直流−直流変換回路における直流−直
流変換動作を開始させるために前記電圧判定回路及び前
記第２の制御回路に接続された直流−直流変換動作開始
手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源
装置に係わるものである。
【０００８】なお、請求項２に示すように、前記交流−
直流変換回路は、前記第１及び第２の交流入力端子に接
続された第１及び第２の入力端子と整流出力を送出する
ための第１及び第２の出力端子とを有する整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を前記交流電圧の周波数よりも
高い繰返し周波数でオン・オフするために前記整流回路
の第１及び第２の出力端子間にインダクタを介して接続
された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチ
ング素子に対して整流素子を介して並列に接続された平
滑コンデンサとから成ることが望ましい。また、請求項
３に示すように、前記直流−直流変換回路は、１次巻線
と２次巻線とを有するトランスと、前記１次巻線を介し
て前記平滑コンデンサの対の端子間に接続された第２の
スイッチング素子と、直流出力電圧を得るために前記２
次巻線に接続された整流平滑回路とから成ることが望ま
しい。また、請求項４に示すように、更に、前記第１及
び第２の制御回路に電力を供給するための制御電源回路
を有していることが望ましい。また、請求項５に示すよ
うに、前記制御電源回路は、前記トランスの前記１次巻
線及び前記２次巻線に電磁結合された３次巻線と、 前
記３次巻線に接続された整流平滑回路とから成ることが
望ましい。また、請求項６に示すように、前記電圧判定
回路は、前記所定電圧値として基準電圧を発生する基準
電圧源と、前記検出電圧と前記基準電圧とを比較し且つ
前記検出電圧が前記基準電圧よりも高い時に前記直流−
直流変換動作の開始を示す信号を前記開始手段に供給す
るために前記電圧検出回路と前記基準電圧源と前記開始
手段とに接続された比較器とから成ることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記電圧判定回路は、更
に、前記検出電圧が前記基準電圧よりも高いことを示す
前記比較器の出力を保持する保持手段を有していること
が望ましい。また、請求項８に示すように、前記電圧判
定回路は、更に、前記整流回路に対する交流電圧の供給
の開始に同期して前記保持手段をリセットするための信
号を前記保持手段に供給するためのリセット回路を有し
ていることが望ましい。また、請求項９に示すように、
前記直流−直流変換動作開始手段は、前記制御電源回路
から前記第１の制御回路に対する電力供給を前記検出電
圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定
回路の出力に応答して開始するために前記制御電源回路
と前記第１の制御回路と前記電圧判定回路とに接続され
たスイッチ回路であることが望ましい。また、請求項１
０に示すように、前記スイッチ回路は、前記検出電圧が
前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路
の出力に応答してオン状態に転換した時に、このオン状
態を保持する機能を有するものであることが望ましい。
また、請求項１１示すように、前記第１の制御回路は、
前記第２の制御回路が前記第２のスイッチング素子のオ
ン・オフ制御信号の形成を開始する時点よりも前に前記
第１のスイッチング素子のオン・オフ制御信号の形成を
開始するように構成されていることが望ましい。また、
請求項１２に示すように、前記第１の制御回路は、前記
交流−直流変換回路の出力電圧を一定に制御するための
電圧制御手段を含み、前記電圧制御手段が前記電圧検出
回路に接続されていることが望ましい。また、請求項１
３に示すように、前記第１の制御回路は、前記平滑コン
デンサの電圧を一定に制御するために使用する電圧制御
用基準電圧を発生する電圧制御用基準電圧源と、前記電
圧制御用基準電圧と前記検出電圧との差を示す信号を得
るために前記電圧検出回路と前記電圧制御用基準電圧源
とに接続された誤差増幅器と、前記整流回路の入力電圧
又は出力電圧から成る交流成分を有する電圧を検出する
ための交流電圧成分検出手段と、前記交流成分を有する
電圧と前記差を示す信号とを乗算するために前記交流電
圧成分検出手段と前記誤差増幅器とに接続された乗算器
と、前記第１のスイッチング素子又は前記インダクタを
通って流れる電流に対応する電圧値を有する電流検出値
を得るための電流検出手段と、前記電流検出値と前記乗
算器の出力電圧とを比較して前記電流検出値が前記乗算
器の出力電圧に達した時点を検出するために前記電流検
出手段及び前記乗算器に接続された比較器と、前記イン
ダクタの蓄積エネルギーの放出の終了時点を前記インダ
クタの電圧に基づいて検出するために前記インダクタに
結合されたインダクタ電圧検出手段と、前記インダクタ
の蓄積エネルギーの放出の終了時点を示す信号を形成す
るために前記インダクタ電圧検出手段に接続されエネル
ギー放出終了時点信号形成回路と、前記インダクタの蓄
積エネルギーの放出終了時点から前記電流検出値が前記
乗算器の出力電圧に達した時点までの時間幅を有するパ
ルスを前記第１のスイッチング素子のオン制御信号とし
て形成するために、前記比較器と前記エネルギー放出終
了時点信号形成回路に接続されたパルス形成手段とから
成ることが望ましい。また、請求項１４に示すように、
前記第１の制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を一
定に制御するために使用する電圧制御用基準電圧を発生
する電圧制御用基準電圧源と、前記電圧制御用基準電圧
と前記検出電圧との差を示す信号を得るために前記電圧
検出回路と前記電圧制御用基準電圧源とに接続された誤
差増幅器と、前記整流回路の入力電圧又は出力電圧から
成る交流成分を有する電圧を検出するための交流電圧成
分検出手段と、前記交流電圧成分と前記差を示す信号と
を乗算するために前記交流成分を有する電圧検出手段と
前記誤差増幅器とに接続された乗算器と、前記整流回路
の入力側電流又は出力側の電流を検出するための電流検
出手段と、前記乗算器の出力電圧と前記電流検出手段の
出力との差を示す信号を得るために前記乗算器と前記電
流検出手段とに接続された減算器と、前記交流電圧の周
波数よりも高い繰返し周波数を有して鋸波又は三角波か
ら成る周期性波形を発生する波形発生器と、前記差を示
す信号と前記周期性波形との比較によって前記第１のス
イッチング素子のオン・オフ制御信号を形成するために
前記減算器と前記波形発生器とに接続された比較器とか
ら成ることが望ましい。また、請求項１５に示すよう
に、前記第２の制御回路は、前記整流平滑回路の出力電
圧を検出する出力電圧検出回路と、鋸波又は三角波から
成る周期性波形を発生する波形発生回路と、前記出力電
圧検出回路の出力と前記周期性波形との比較に基づいて
第２のスイッチング素子のオン・オフ制御信号を形成す
るために前記出力電圧検出回路と波形発生回路とに接続
された比較器とから成ることが望ましい。また、請求項
１６に示すように、交流電源から供給された交流電圧を
直流電圧変換するために、第１及び第２の交流入力端子
と、力率を改善する機能を伴なって交流電圧を直流電圧
に変換するために前記第１及び第２の交流入力端子に接
続され且つ少なくとも第１のスイッチング素子を有して
いる交流−直流変換回路と、前記交流電圧の周波数より
も高い繰返し周波数で前記第１のスイッチング素子をオ
ン・オフ制御するための第１の制御回路と、前記交流−
直流変換回路から得られた直流電圧を所望の直流電圧に
変換するために前記交流−直流変換回路に接続され且つ
少なくとも第２のスイッチング素子を有している直流−
直流変換回路と、前記直流−直流変換回路から得られた
直流出力電圧を所望直流電圧にするために前記第２のス
イッチング素子をオン・オフ制御するための第２の制御
回路とを有しているスイッチング電源装置を駆動する方
法において、前記交流−直流変換回路に対して交流電圧
を供給する第１のステップと、前記交流−直流変換回路
の出力電圧を検出し、この検出された出力電圧が所定電
圧値よりも高いか否かを判定する第２のステップと、前
記第１の制御回路によって前記第１のスイッチング素子
のオン・オフ制御を開始する第３のステップと、前記第
２のステップにおいて前記検出された出力電圧が前記所
定電圧値よりも高いことを示す判定結果が得られた時に
前記第２の制御回路による前記第２のスイッチング素子
のオン・オフ制御を開始する第４のステップとを有して
いることが望ましい。
直流変換回路は、前記第１及び第２の交流入力端子に接
続された第１及び第２の入力端子と整流出力を送出する
ための第１及び第２の出力端子とを有する整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を前記交流電圧の周波数よりも
高い繰返し周波数でオン・オフするために前記整流回路
の第１及び第２の出力端子間にインダクタを介して接続
された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチ
ング素子に対して整流素子を介して並列に接続された平
滑コンデンサとから成ることが望ましい。また、請求項
３に示すように、前記直流−直流変換回路は、１次巻線
と２次巻線とを有するトランスと、前記１次巻線を介し
て前記平滑コンデンサの対の端子間に接続された第２の
スイッチング素子と、直流出力電圧を得るために前記２
次巻線に接続された整流平滑回路とから成ることが望ま
しい。また、請求項４に示すように、更に、前記第１及
び第２の制御回路に電力を供給するための制御電源回路
を有していることが望ましい。また、請求項５に示すよ
うに、前記制御電源回路は、前記トランスの前記１次巻
線及び前記２次巻線に電磁結合された３次巻線と、 前
記３次巻線に接続された整流平滑回路とから成ることが
望ましい。また、請求項６に示すように、前記電圧判定
回路は、前記所定電圧値として基準電圧を発生する基準
電圧源と、前記検出電圧と前記基準電圧とを比較し且つ
前記検出電圧が前記基準電圧よりも高い時に前記直流−
直流変換動作の開始を示す信号を前記開始手段に供給す
るために前記電圧検出回路と前記基準電圧源と前記開始
手段とに接続された比較器とから成ることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記電圧判定回路は、更
に、前記検出電圧が前記基準電圧よりも高いことを示す
前記比較器の出力を保持する保持手段を有していること
が望ましい。また、請求項８に示すように、前記電圧判
定回路は、更に、前記整流回路に対する交流電圧の供給
の開始に同期して前記保持手段をリセットするための信
号を前記保持手段に供給するためのリセット回路を有し
ていることが望ましい。また、請求項９に示すように、
前記直流−直流変換動作開始手段は、前記制御電源回路
から前記第１の制御回路に対する電力供給を前記検出電
圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定
回路の出力に応答して開始するために前記制御電源回路
と前記第１の制御回路と前記電圧判定回路とに接続され
たスイッチ回路であることが望ましい。また、請求項１
０に示すように、前記スイッチ回路は、前記検出電圧が
前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路
の出力に応答してオン状態に転換した時に、このオン状
態を保持する機能を有するものであることが望ましい。
また、請求項１１示すように、前記第１の制御回路は、
前記第２の制御回路が前記第２のスイッチング素子のオ
ン・オフ制御信号の形成を開始する時点よりも前に前記
第１のスイッチング素子のオン・オフ制御信号の形成を
開始するように構成されていることが望ましい。また、
請求項１２に示すように、前記第１の制御回路は、前記
交流−直流変換回路の出力電圧を一定に制御するための
電圧制御手段を含み、前記電圧制御手段が前記電圧検出
回路に接続されていることが望ましい。また、請求項１
３に示すように、前記第１の制御回路は、前記平滑コン
デンサの電圧を一定に制御するために使用する電圧制御
用基準電圧を発生する電圧制御用基準電圧源と、前記電
圧制御用基準電圧と前記検出電圧との差を示す信号を得
るために前記電圧検出回路と前記電圧制御用基準電圧源
とに接続された誤差増幅器と、前記整流回路の入力電圧
又は出力電圧から成る交流成分を有する電圧を検出する
ための交流電圧成分検出手段と、前記交流成分を有する
電圧と前記差を示す信号とを乗算するために前記交流電
圧成分検出手段と前記誤差増幅器とに接続された乗算器
と、前記第１のスイッチング素子又は前記インダクタを
通って流れる電流に対応する電圧値を有する電流検出値
を得るための電流検出手段と、前記電流検出値と前記乗
算器の出力電圧とを比較して前記電流検出値が前記乗算
器の出力電圧に達した時点を検出するために前記電流検
出手段及び前記乗算器に接続された比較器と、前記イン
ダクタの蓄積エネルギーの放出の終了時点を前記インダ
クタの電圧に基づいて検出するために前記インダクタに
結合されたインダクタ電圧検出手段と、前記インダクタ
の蓄積エネルギーの放出の終了時点を示す信号を形成す
るために前記インダクタ電圧検出手段に接続されエネル
ギー放出終了時点信号形成回路と、前記インダクタの蓄
積エネルギーの放出終了時点から前記電流検出値が前記
乗算器の出力電圧に達した時点までの時間幅を有するパ
ルスを前記第１のスイッチング素子のオン制御信号とし
て形成するために、前記比較器と前記エネルギー放出終
了時点信号形成回路に接続されたパルス形成手段とから
成ることが望ましい。また、請求項１４に示すように、
前記第１の制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を一
定に制御するために使用する電圧制御用基準電圧を発生
する電圧制御用基準電圧源と、前記電圧制御用基準電圧
と前記検出電圧との差を示す信号を得るために前記電圧
検出回路と前記電圧制御用基準電圧源とに接続された誤
差増幅器と、前記整流回路の入力電圧又は出力電圧から
成る交流成分を有する電圧を検出するための交流電圧成
分検出手段と、前記交流電圧成分と前記差を示す信号と
を乗算するために前記交流成分を有する電圧検出手段と
前記誤差増幅器とに接続された乗算器と、前記整流回路
の入力側電流又は出力側の電流を検出するための電流検
出手段と、前記乗算器の出力電圧と前記電流検出手段の
出力との差を示す信号を得るために前記乗算器と前記電
流検出手段とに接続された減算器と、前記交流電圧の周
波数よりも高い繰返し周波数を有して鋸波又は三角波か
ら成る周期性波形を発生する波形発生器と、前記差を示
す信号と前記周期性波形との比較によって前記第１のス
イッチング素子のオン・オフ制御信号を形成するために
前記減算器と前記波形発生器とに接続された比較器とか
ら成ることが望ましい。また、請求項１５に示すよう
に、前記第２の制御回路は、前記整流平滑回路の出力電
圧を検出する出力電圧検出回路と、鋸波又は三角波から
成る周期性波形を発生する波形発生回路と、前記出力電
圧検出回路の出力と前記周期性波形との比較に基づいて
第２のスイッチング素子のオン・オフ制御信号を形成す
るために前記出力電圧検出回路と波形発生回路とに接続
された比較器とから成ることが望ましい。また、請求項
１６に示すように、交流電源から供給された交流電圧を
直流電圧変換するために、第１及び第２の交流入力端子
と、力率を改善する機能を伴なって交流電圧を直流電圧
に変換するために前記第１及び第２の交流入力端子に接
続され且つ少なくとも第１のスイッチング素子を有して
いる交流−直流変換回路と、前記交流電圧の周波数より
も高い繰返し周波数で前記第１のスイッチング素子をオ
ン・オフ制御するための第１の制御回路と、前記交流−
直流変換回路から得られた直流電圧を所望の直流電圧に
変換するために前記交流−直流変換回路に接続され且つ
少なくとも第２のスイッチング素子を有している直流−
直流変換回路と、前記直流−直流変換回路から得られた
直流出力電圧を所望直流電圧にするために前記第２のス
イッチング素子をオン・オフ制御するための第２の制御
回路とを有しているスイッチング電源装置を駆動する方
法において、前記交流−直流変換回路に対して交流電圧
を供給する第１のステップと、前記交流−直流変換回路
の出力電圧を検出し、この検出された出力電圧が所定電
圧値よりも高いか否かを判定する第２のステップと、前
記第１の制御回路によって前記第１のスイッチング素子
のオン・オフ制御を開始する第３のステップと、前記第
２のステップにおいて前記検出された出力電圧が前記所
定電圧値よりも高いことを示す判定結果が得られた時に
前記第２の制御回路による前記第２のスイッチング素子
のオン・オフ制御を開始する第４のステップとを有して
いることが望ましい。
【０００９】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、交流−直流変
換回路の出力電圧を検出する電圧検出回路と、ここで検
出された検出電圧が所定電圧値よりも高いか否かを判定
する電圧判定回路と、この判定結果によって直流−直流
変換回路の動作を開始させる開始手段とを設けたので、
直流−直流変換回路の入力電圧が所定値よりも高くなっ
た時に直流−直流変換回路の動作が開始する。従って、
直流−直流変換回路の出力電圧が、直流−直流変換回路
の入力電圧不足によって不安定になることを防止でき
る。請求項２の発明によれば、インダクタの働きによっ
て力率改善と昇圧との両方を達成することができる。ま
た、第１のスイッチング素子のオン・オフ動作の開始前
にインダクタを介して平滑コンデンサを充電することが
できる。請求項３の発明によれば、トランスによって負
荷を電源側から絶縁することができる。請求項５の発明
によれば、直流−直流変換回路のトランスを兼用して制
御電源回路を構成するので、制御電源回路の小型化及び
低コスト化を図ることができる。請求項６の発明によれ
ば、交流−直流変換回路の出力電圧の判定を比較器を使
用して正確に行うことができる。請求項７の発明によれ
ば、電圧判定結果が保持手段で保持されるために、直流
−直流変換回路が一度動作状態になると、この動作状態
を維持することができる。請求項１０の発明によれば、
保持機能を有するスイッチ回路によって第２の制御回路
に対する電力供給を継続し、直流−直流変換回路の動作
を継続することができる。請求項１１の発明によれば、
第１のスイッチング素子のオン・オフ動作が第２のスイ
ッチング素子のオン・オフ動作よりも前に開始する。こ
の結果、直流−直流変換回路の起動時における入力電圧
不足を良好に防ぐことができる。請求項１２の発明によ
れば、交流−直流変換回路の出力電圧を検出するための
電圧検出回路が、交流−直流変換回路の出力電圧を一定
に制御するため及び直流−直流変換回路の動作を開始す
るための両方に使用されているので、制御回路の小型化
及び低コスト化が達成される。請求項１３の発明によれ
ば、インダクタ電圧検出手段の出力を使用して第１のス
イッチング素子のオン開始時点を決定しているので、特
別の発振器を使用しないで第１のスイッチング素子のオ
ン・オフ制御が可能になり、回路構成が簡略化される。
請求項１４の発明によれば、波形発生器の出力周波数に
従って第１のスイッチング素子のオン・オフ周波数が一
定になる。このため、第１のスイッチング素子のオン・
オフに基づいて生じる高周波成分を除去するためのフィ
ルタの構成が容易になる。請求項１５の発明によれば、
第２のスイッチング素子の制御信号を容易に形成でき
る。
換回路の出力電圧を検出する電圧検出回路と、ここで検
出された検出電圧が所定電圧値よりも高いか否かを判定
する電圧判定回路と、この判定結果によって直流−直流
変換回路の動作を開始させる開始手段とを設けたので、
直流−直流変換回路の入力電圧が所定値よりも高くなっ
た時に直流−直流変換回路の動作が開始する。従って、
直流−直流変換回路の出力電圧が、直流−直流変換回路
の入力電圧不足によって不安定になることを防止でき
る。請求項２の発明によれば、インダクタの働きによっ
て力率改善と昇圧との両方を達成することができる。ま
た、第１のスイッチング素子のオン・オフ動作の開始前
にインダクタを介して平滑コンデンサを充電することが
できる。請求項３の発明によれば、トランスによって負
荷を電源側から絶縁することができる。請求項５の発明
によれば、直流−直流変換回路のトランスを兼用して制
御電源回路を構成するので、制御電源回路の小型化及び
低コスト化を図ることができる。請求項６の発明によれ
ば、交流−直流変換回路の出力電圧の判定を比較器を使
用して正確に行うことができる。請求項７の発明によれ
ば、電圧判定結果が保持手段で保持されるために、直流
−直流変換回路が一度動作状態になると、この動作状態
を維持することができる。請求項１０の発明によれば、
保持機能を有するスイッチ回路によって第２の制御回路
に対する電力供給を継続し、直流−直流変換回路の動作
を継続することができる。請求項１１の発明によれば、
第１のスイッチング素子のオン・オフ動作が第２のスイ
ッチング素子のオン・オフ動作よりも前に開始する。こ
の結果、直流−直流変換回路の起動時における入力電圧
不足を良好に防ぐことができる。請求項１２の発明によ
れば、交流−直流変換回路の出力電圧を検出するための
電圧検出回路が、交流−直流変換回路の出力電圧を一定
に制御するため及び直流−直流変換回路の動作を開始す
るための両方に使用されているので、制御回路の小型化
及び低コスト化が達成される。請求項１３の発明によれ
ば、インダクタ電圧検出手段の出力を使用して第１のス
イッチング素子のオン開始時点を決定しているので、特
別の発振器を使用しないで第１のスイッチング素子のオ
ン・オフ制御が可能になり、回路構成が簡略化される。
請求項１４の発明によれば、波形発生器の出力周波数に
従って第１のスイッチング素子のオン・オフ周波数が一
定になる。このため、第１のスイッチング素子のオン・
オフに基づいて生じる高周波成分を除去するためのフィ
ルタの構成が容易になる。請求項１５の発明によれば、
第２のスイッチング素子の制御信号を容易に形成でき
る。
【００１０】
【第１の実施形態】次に、図１〜図７を参照して本発明
の第１の実施形態に従う力率改善機能を有するスイッチ
ング電源装置を説明する。
の第１の実施形態に従う力率改善機能を有するスイッチ
ング電源装置を説明する。
【００１１】図１に示すようにこのスイッチング電源装
置は、大別して第１及び第２の交流入力端子１、２と、
交流−直流変換回路３と、直流−直流変換回路４と、制
御回路５と、制御電源回路６とから成る。
置は、大別して第１及び第２の交流入力端子１、２と、
交流−直流変換回路３と、直流−直流変換回路４と、制
御回路５と、制御電源回路６とから成る。
【００１２】交流−直流変換回路３は、第１及び第２の
交流入力端子に供給された例えば５０Hzの交流電圧Ｖac
を直流電圧Ｅo に変換するために第１及び第２の交流入
力端子１、２に接続されている。
交流入力端子に供給された例えば５０Hzの交流電圧Ｖac
を直流電圧Ｅo に変換するために第１及び第２の交流入
力端子１、２に接続されている。
【００１３】直流−直流変換回路４は交流−直流変換回
路３の出力電圧Ｅo を所望直流出力電圧に変換するため
に交流−直流変換回路３に接続されている。直流−直流
変換回路４の対の出力端子７、８間には負荷９が接続さ
れている。
路３の出力電圧Ｅo を所望直流出力電圧に変換するため
に交流−直流変換回路３に接続されている。直流−直流
変換回路４の対の出力端子７、８間には負荷９が接続さ
れている。
【００１４】制御回路５は次の機能を有する。
（１） 交流−直流変換回路３を制御する機能。
（２） 直流−直流変換回路４を制御する機能。
（３） 本発明に従って交流−直流変換回路３の出力電
圧Ｅo の検出値が所定電圧値に立上ったことを判定し、
この判定結果で直流−直流変換回路４の動作を開始させ
る機能。
圧Ｅo の検出値が所定電圧値に立上ったことを判定し、
この判定結果で直流−直流変換回路４の動作を開始させ
る機能。
【００１５】制御電源回路６は交流−直流変換回路３の
出力電圧Ｅo と直流−直流変換回路４に含まれているト
ランスから得られる電圧との両方に基づいて所望の制御
電圧を作成して制御回路５に送る。
出力電圧Ｅo と直流−直流変換回路４に含まれているト
ランスから得られる電圧との両方に基づいて所望の制御
電圧を作成して制御回路５に送る。
【００１６】図２には、図１の交流−直流変換回路３、
直流−直流変換回路４、及び制御電源回路６が詳しく示
されている。
直流−直流変換回路４、及び制御電源回路６が詳しく示
されている。
【００１７】交流−直流変換回路３は、高周波成分除去
フィルタ１０と、整流回路１１と、インダクタ１２と、
第１のスイッチング素子１３と、ダイオードから成る整
流素子１４と、平滑コンデンサ１５と、電流検出抵抗１
６とから成る。
フィルタ１０と、整流回路１１と、インダクタ１２と、
第１のスイッチング素子１３と、ダイオードから成る整
流素子１４と、平滑コンデンサ１５と、電流検出抵抗１
６とから成る。
【００１８】フィルタ１０は第１のスイッチング素子１
３のオン・オフに基づいて生じる高周波成分を除去する
ために第１及び第２の交流入力端子１、２と整流回路１
１との間に接続されている。このフィルタ１０はインダ
クタとコンデンサとで構成される周知の回路である。も
し、第１及び第２の交流入力端子１、２よりも電源側回
路が高周波成分を問題としない時にはフィルタ１０を省
くことができる。また、フィルタ１０と同様な機能を有
するものを整流回路１１と第１のスイッチング素子１３
との間に設けることができる。
３のオン・オフに基づいて生じる高周波成分を除去する
ために第１及び第２の交流入力端子１、２と整流回路１
１との間に接続されている。このフィルタ１０はインダ
クタとコンデンサとで構成される周知の回路である。も
し、第１及び第２の交流入力端子１、２よりも電源側回
路が高周波成分を問題としない時にはフィルタ１０を省
くことができる。また、フィルタ１０と同様な機能を有
するものを整流回路１１と第１のスイッチング素子１３
との間に設けることができる。
【００１９】整流回路１１は４個のダイオードをブリッ
ジ接続した周知の全波整流回路であって、第１及び第２
の入力端子１７、１８と第１及び第２の出力端子１９、
２０とを有する。第１及び第２の入力端子１７、１８は
フィルタ１０を介して第１及び第２の交流入力端子１、
２に接続されている。第１及び第２の出力端子１９、２
０間には、正弦波交流電圧の全波整流出力が得られる。
ジ接続した周知の全波整流回路であって、第１及び第２
の入力端子１７、１８と第１及び第２の出力端子１９、
２０とを有する。第１及び第２の入力端子１７、１８は
フィルタ１０を介して第１及び第２の交流入力端子１、
２に接続されている。第１及び第２の出力端子１９、２
０間には、正弦波交流電圧の全波整流出力が得られる。
【００２０】インダクタンス巻線から成るインダクタ１
２の一端は整流回路１１の第１の出力端子１９に接続さ
れている。インダクタ１２の電圧を検出するために電圧
検出巻線２１がインダクタ１２に電磁結合されている。
２の一端は整流回路１１の第１の出力端子１９に接続さ
れている。インダクタ１２の電圧を検出するために電圧
検出巻線２１がインダクタ１２に電磁結合されている。
【００２１】絶縁ゲート型電界効果トランジスタから成
る第１のスイッチング素子１３の一方の主端子即ちドレ
インはインダクタ１２の他端に接続されている。第１の
スイッチング素子１３の他方の主端子即ちソースは電流
検出抵抗１６を介して整流回路１１の第２の出力端子２
０に接続されている。
る第１のスイッチング素子１３の一方の主端子即ちドレ
インはインダクタ１２の他端に接続されている。第１の
スイッチング素子１３の他方の主端子即ちソースは電流
検出抵抗１６を介して整流回路１１の第２の出力端子２
０に接続されている。
【００２２】平滑コンデンサ１５はダイオードから成る
整流素子１４と電流検出抵抗１６を介して第１のスイッ
チング素子１３に並列に接続されている。この平滑コン
デンサ１５は整流回路１１の出力とインダクタ１２の蓄
積エネルギーとに基づいて充電される。この平滑コンデ
ンサ１５の電圧Ｅo は交流−直流変換回路３の出力電圧
となり且つ直流−直流変換回路４の入力電圧となる。
整流素子１４と電流検出抵抗１６を介して第１のスイッ
チング素子１３に並列に接続されている。この平滑コン
デンサ１５は整流回路１１の出力とインダクタ１２の蓄
積エネルギーとに基づいて充電される。この平滑コンデ
ンサ１５の電圧Ｅo は交流−直流変換回路３の出力電圧
となり且つ直流−直流変換回路４の入力電圧となる。
【００２３】直流−直流変換回路４は、トランス２２
と、第２のスイッチング素子２３と、整流平滑回路２４
とから成る。
と、第２のスイッチング素子２３と、整流平滑回路２４
とから成る。
【００２４】トランス２２は１次巻線２５と２次巻線２
６と３次巻線２７と磁気コア２８とから成る。１次、２
次及び３次巻線２５、２６、２７はコア２８によって相
互に電磁結合されている。
６と３次巻線２７と磁気コア２８とから成る。１次、２
次及び３次巻線２５、２６、２７はコア２８によって相
互に電磁結合されている。
【００２５】洩れインダクタンスを有する１次巻線２５
の一端は平滑コンデンサ１５の一端に接続されている。
絶縁ゲート型電界効果トランジスタから成る第２のスイ
ッチング素子２３の第１の主端子としてのドレインは１
次巻線２５の他端に接続されている。第２のスイッチン
グ素子２３の第２の主端子としてのソースは平滑コンデ
ンサ１５の他端に接続されている。従って、１次巻線２
５は第２のスイッチング素子２３を介して平滑コンデン
サ１５に並列に接続されている。
の一端は平滑コンデンサ１５の一端に接続されている。
絶縁ゲート型電界効果トランジスタから成る第２のスイ
ッチング素子２３の第１の主端子としてのドレインは１
次巻線２５の他端に接続されている。第２のスイッチン
グ素子２３の第２の主端子としてのソースは平滑コンデ
ンサ１５の他端に接続されている。従って、１次巻線２
５は第２のスイッチング素子２３を介して平滑コンデン
サ１５に並列に接続されている。
【００２６】２次巻線２６は黒丸で示すように１次巻線
２５と反対の極性を有する。整流平滑回路２４はダイオ
ードから成る整流素子２９と平滑コンデンサ３０とから
成る。平滑コンデンサ３０は整流素子２９を介して２次
巻線２６に並列に接続されている。ダイオード即ち整流
素子２４は第２のスイッチング素子２３のオフ期間に２
次巻線２６に得られる電圧によって導通状態になる。従
って、直流−直流変換回路４はフライバック型に形成さ
れている。対の直流出力端子７、８は平滑コンデンサ３
０に接続されている。
２５と反対の極性を有する。整流平滑回路２４はダイオ
ードから成る整流素子２９と平滑コンデンサ３０とから
成る。平滑コンデンサ３０は整流素子２９を介して２次
巻線２６に並列に接続されている。ダイオード即ち整流
素子２４は第２のスイッチング素子２３のオフ期間に２
次巻線２６に得られる電圧によって導通状態になる。従
って、直流−直流変換回路４はフライバック型に形成さ
れている。対の直流出力端子７、８は平滑コンデンサ３
０に接続されている。
【００２７】制御電源回路６は、トランス２２の３次巻
線２７と、ダイオードから成る整流素子３１と、平滑コ
ンデンサ３２と、起動抵抗３３とから成る。平滑コンデ
ンサ３２は整流素子３１を介して３次巻線２７に並列に
接続されている。整流素子３１は第２のスイッチング素
子２３のオフ期間に３次巻線２７に得られる電圧で導通
状態になる。平滑コンデンサ３２は起動抵抗３３を介し
て交流−直流変換回路３の平滑コンデンサ１５に並列接
続されている。従って、直流−直流変換回路４の動作開
始前に起動抵抗３３を介して平滑コンデンサ３２を充電
することができる。平滑コンデンサ３２の一端はライン
３４によって制御回路５の電源端子に接続されている。
線２７と、ダイオードから成る整流素子３１と、平滑コ
ンデンサ３２と、起動抵抗３３とから成る。平滑コンデ
ンサ３２は整流素子３１を介して３次巻線２７に並列に
接続されている。整流素子３１は第２のスイッチング素
子２３のオフ期間に３次巻線２７に得られる電圧で導通
状態になる。平滑コンデンサ３２は起動抵抗３３を介し
て交流−直流変換回路３の平滑コンデンサ１５に並列接
続されている。従って、直流−直流変換回路４の動作開
始前に起動抵抗３３を介して平滑コンデンサ３２を充電
することができる。平滑コンデンサ３２の一端はライン
３４によって制御回路５の電源端子に接続されている。
【００２８】正弦波交流電圧Ｖacを整流した電圧を供給
するために、整流回路１１の第１の出力端子１９がライ
ン３５によって制御回路５に接続されている。インダク
タ１２の蓄積エネルギーの放出の終了時点をインダクタ
１２の電圧に基づいて検出するインダクタ電圧検出手段
としての電圧検出巻線２１が設けられている。この電圧
検出巻線２１はインダクタ１２に電磁結合されている。
電圧検出巻線２１の一端はライン３６によって制御回路
５に接続されている。電圧検出巻線２１の他端は整流回
路１１の第２の出力端子２０即ちグランドに接続されて
いる。電流検出手段としての電流検出抵抗１６と第１の
スイッチング素子１３との相互接続点がライン３７によ
って制御回路５に接続されている。平滑コンデンサ１５
の電圧Ｅo を供給するために、平滑コンデンサ１５の一
端及び他端がライン３８、３９によって制御回路５に接
続されている。第１のスイッチング素子１３に制御信号
を供給するために制御回路５がライン４０によって第１
のスイッチング素子１３の制御端子即ちゲートに接続さ
れている。
するために、整流回路１１の第１の出力端子１９がライ
ン３５によって制御回路５に接続されている。インダク
タ１２の蓄積エネルギーの放出の終了時点をインダクタ
１２の電圧に基づいて検出するインダクタ電圧検出手段
としての電圧検出巻線２１が設けられている。この電圧
検出巻線２１はインダクタ１２に電磁結合されている。
電圧検出巻線２１の一端はライン３６によって制御回路
５に接続されている。電圧検出巻線２１の他端は整流回
路１１の第２の出力端子２０即ちグランドに接続されて
いる。電流検出手段としての電流検出抵抗１６と第１の
スイッチング素子１３との相互接続点がライン３７によ
って制御回路５に接続されている。平滑コンデンサ１５
の電圧Ｅo を供給するために、平滑コンデンサ１５の一
端及び他端がライン３８、３９によって制御回路５に接
続されている。第１のスイッチング素子１３に制御信号
を供給するために制御回路５がライン４０によって第１
のスイッチング素子１３の制御端子即ちゲートに接続さ
れている。
【００２９】直流出力電圧Ｖo を検出するために第１及
び第２の直流出力端子７、８がライン４１、４２によっ
て制御回路５に接続されている。第２のスイッチング素
子２３に制御信号を供給するために制御回路５がライン
４３によって第２のスイッチング素子２３の制御端子即
ちゲートに接続されている。
び第２の直流出力端子７、８がライン４１、４２によっ
て制御回路５に接続されている。第２のスイッチング素
子２３に制御信号を供給するために制御回路５がライン
４３によって第２のスイッチング素子２３の制御端子即
ちゲートに接続されている。
【００３０】制御回路５は、図３に示すように第１のス
イッチング素子１３を制御するための第１の制御回路４
４と、第２のスイッチング素子２３を制御するための第
２の制御回路４５と、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅo を
検出するための電圧検出回路４６と、電圧判定回路４７
と、直流−直流変換動作開始手段としての起動スイッチ
回路４８と、直流出力電圧Ｖo を検出するための出力電
圧検出回路４９とから成る。
イッチング素子１３を制御するための第１の制御回路４
４と、第２のスイッチング素子２３を制御するための第
２の制御回路４５と、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅo を
検出するための電圧検出回路４６と、電圧判定回路４７
と、直流−直流変換動作開始手段としての起動スイッチ
回路４８と、直流出力電圧Ｖo を検出するための出力電
圧検出回路４９とから成る。
【００３１】電圧検出回路４６は第１及び第２の抵抗５
０、５１から成り、ライン３８、３９によって図２の平
滑コンデンサ１５に接続されている。この電圧検出回路
４６の第１及び第２の抵抗５０、５１の相互接続点５２
には図６（Ａ）に示す平滑コンデンサ１５の電圧Ｅo を
第１及び第２の抵抗５０、５１で分割した値を有する検
出電圧Ｖ52が図６（Ｃ）に示すように得られる。接続点
５２はライン５３によって第１の制御回路４４に接続さ
れ、またライン５４によって電圧判定回路４７に接続さ
れている。従って、電圧検出回路４６は第１の制御回路
４４と電圧判定回路４７とで共用されている。電圧判定
回路４７は検出電圧Ｖ52が所定値以上になったか否かを
判定し、検出電圧Ｖ52が所定値以上になった時に起動ス
イッチ回路４８をオン制御する。この電圧判定回路４７
の詳細は後述する。直流−直流変換動作を開始させるた
めの起動スイッチ回路４８は制御電源ライン３４を第２
の制御回路４５に選択的に接続する。制御電源ライン３
４は、ライン５５によって第１の制御回路４４の電源接
続され、ライン５６によって起動スイッチ回路４８に接
続、ライン５７によって電圧判定回路４７の電源端子に
接続されている。
０、５１から成り、ライン３８、３９によって図２の平
滑コンデンサ１５に接続されている。この電圧検出回路
４６の第１及び第２の抵抗５０、５１の相互接続点５２
には図６（Ａ）に示す平滑コンデンサ１５の電圧Ｅo を
第１及び第２の抵抗５０、５１で分割した値を有する検
出電圧Ｖ52が図６（Ｃ）に示すように得られる。接続点
５２はライン５３によって第１の制御回路４４に接続さ
れ、またライン５４によって電圧判定回路４７に接続さ
れている。従って、電圧検出回路４６は第１の制御回路
４４と電圧判定回路４７とで共用されている。電圧判定
回路４７は検出電圧Ｖ52が所定値以上になったか否かを
判定し、検出電圧Ｖ52が所定値以上になった時に起動ス
イッチ回路４８をオン制御する。この電圧判定回路４７
の詳細は後述する。直流−直流変換動作を開始させるた
めの起動スイッチ回路４８は制御電源ライン３４を第２
の制御回路４５に選択的に接続する。制御電源ライン３
４は、ライン５５によって第１の制御回路４４の電源接
続され、ライン５６によって起動スイッチ回路４８に接
続、ライン５７によって電圧判定回路４７の電源端子に
接続されている。
【００３２】出力電圧検出回路４９は直流出力電圧Ｖo
の検出信号を作成するものであって、２つの抵抗５８、
５９と、差動増幅器から成る誤差増幅器６０と、基準電
圧源６１と、発光ダイオード６２とから成る。対のライ
ン４１、４２間に接続された２つの抵抗５８、５９は出
力電圧Ｖo を分圧して誤差増幅器６０の正入力端子に送
る。基準電圧源６１は誤差増幅器６０の負入力端子に接
続されている。従って、誤差増幅器６０から２つの入力
の差に対応する電圧が得られる。発光ダイオード６２は
誤差増幅器６０の出力端子とライン４２との間に接続さ
れている。発光ダイオード６２の光出力の強さは出力電
圧Ｖo に比例する。発光ダイオード６２は第２の制御回
路４５に含まれているホトトランジスタ６３に光結合さ
れている。電圧検出回路４９を光出力の代りに電気的出
力を得るように構成することもできる。しかし、図２の
トランス２２の１次側と２次側とを電気的に分離するこ
とが要求される時には、出力電圧検出回路４９と第２の
制御回路４５とを光結合することが望ましい。なお、出
力電圧検出回路４９を第２の制御回路４５の一部と考え
ることができる。
の検出信号を作成するものであって、２つの抵抗５８、
５９と、差動増幅器から成る誤差増幅器６０と、基準電
圧源６１と、発光ダイオード６２とから成る。対のライ
ン４１、４２間に接続された２つの抵抗５８、５９は出
力電圧Ｖo を分圧して誤差増幅器６０の正入力端子に送
る。基準電圧源６１は誤差増幅器６０の負入力端子に接
続されている。従って、誤差増幅器６０から２つの入力
の差に対応する電圧が得られる。発光ダイオード６２は
誤差増幅器６０の出力端子とライン４２との間に接続さ
れている。発光ダイオード６２の光出力の強さは出力電
圧Ｖo に比例する。発光ダイオード６２は第２の制御回
路４５に含まれているホトトランジスタ６３に光結合さ
れている。電圧検出回路４９を光出力の代りに電気的出
力を得るように構成することもできる。しかし、図２の
トランス２２の１次側と２次側とを電気的に分離するこ
とが要求される時には、出力電圧検出回路４９と第２の
制御回路４５とを光結合することが望ましい。なお、出
力電圧検出回路４９を第２の制御回路４５の一部と考え
ることができる。
【００３３】図４は図３の第１の制御回路４４の詳細を
示す。この第１の制御回路４４は、平滑コンデンサ１５
の電圧Ｅoを一定に制御するための電圧制御手段と呼ぶ
こともできるものであって、誤差増幅器６４と電圧制御
用基準電圧源６５と乗算器６６と比較器６７とオン開始
信号形成回路６８とＲＳフリップフロップ６９と電圧調
整回路７０とから成る。
示す。この第１の制御回路４４は、平滑コンデンサ１５
の電圧Ｅoを一定に制御するための電圧制御手段と呼ぶ
こともできるものであって、誤差増幅器６４と電圧制御
用基準電圧源６５と乗算器６６と比較器６７とオン開始
信号形成回路６８とＲＳフリップフロップ６９と電圧調
整回路７０とから成る。
【００３４】誤差増幅器６４の負入力端子は検出電圧Ｖ
52のライン５３に接続され、正入力端子は電圧制御用基
準電圧源６５に接続されている。従って、誤差増幅器６
４からは基準電圧Ｖ65から検出電圧Ｖ52を減算した値Ｖ
e ＝Ｖ65−Ｖ52が得られる。この誤差増幅器６４の出力
Ｖe は平滑コンデンサ１５の電圧Ｅo の補正指令値を示
す。
52のライン５３に接続され、正入力端子は電圧制御用基
準電圧源６５に接続されている。従って、誤差増幅器６
４からは基準電圧Ｖ65から検出電圧Ｖ52を減算した値Ｖ
e ＝Ｖ65−Ｖ52が得られる。この誤差増幅器６４の出力
Ｖe は平滑コンデンサ１５の電圧Ｅo の補正指令値を示
す。
【００３５】乗算器６６はライン３５の整流出力電圧Ｖ
11と誤差増幅器６４の出力Ｖe とを乗算する。ライン３
５は交流電圧成分検出手段として機能し、図７（Ａ）に
示す交流入力端子１、２間の正弦波交流電圧Ｖacを整流
回路１１で全波整流した出力電圧Ｖ11を乗算器６６に供
給する。図４ではライン３５が乗算器６６に直接に接続
されているが、この代りに整流出力電圧Ｖ11を分圧して
乗算器６６に供給することができる。また、ライン３５
の代りに、交流入力端子１、２と乗算器６６との間に別
の整流回路を接続し、この整流回路から得られる正弦波
交流電圧Ｖacの整流出力を乗算器６６に与えることがで
きる。乗算器６６の出力電圧Ｖ66は図７（Ｃ）に示すよ
うに正弦波の全波整流波形即ち絶対値となる。この乗算
器６６の出力電圧Ｖ66は第１のスイッチング素子１３に
流す電流の目標値を示す。
11と誤差増幅器６４の出力Ｖe とを乗算する。ライン３
５は交流電圧成分検出手段として機能し、図７（Ａ）に
示す交流入力端子１、２間の正弦波交流電圧Ｖacを整流
回路１１で全波整流した出力電圧Ｖ11を乗算器６６に供
給する。図４ではライン３５が乗算器６６に直接に接続
されているが、この代りに整流出力電圧Ｖ11を分圧して
乗算器６６に供給することができる。また、ライン３５
の代りに、交流入力端子１、２と乗算器６６との間に別
の整流回路を接続し、この整流回路から得られる正弦波
交流電圧Ｖacの整流出力を乗算器６６に与えることがで
きる。乗算器６６の出力電圧Ｖ66は図７（Ｃ）に示すよ
うに正弦波の全波整流波形即ち絶対値となる。この乗算
器６６の出力電圧Ｖ66は第１のスイッチング素子１３に
流す電流の目標値を示す。
【００３６】比較器６７の正入力端子は電流検出ライン
３７に接続され、負入力端子は乗算器６６に接続されて
いる。従って、比較器６７においては、図７（Ｃ）に示
すように正弦波状に変化する乗算器６６の出力電圧Ｖ66
と電流検出抵抗１６の両端子間電圧Ｖ16とが比較され、
図７（Ｄ）に示す出力Ｖ67が得られる。インダクタ１２
の電流ＩLは図７（Ｂ）に示すように第１のスイッチン
グ素子１３のオン・オフに追従して変化する。この電流
ＩLは第１のスイッチング素子１３のオン期間（例えば
ｔ1〜ｔ2）に傾斜を有して増大し、第１のスイッチング
素子１３のオフ期間（例えばｔ2〜ｔ3）に傾斜を有して
減少する。即ち、第１のスイッチング素子１３のオン期
間にインダクタ１２にエネルギーが蓄積され、オフ期間
にこの蓄積エネルギーが放出され、オフ期間に整流回路
１１、インダクタ１２、整流素子１４及び平滑コンデン
サ１５の経路で平滑コンデンサ１５の充電電流が流れ
る。インダクタ１２を流れる電流ＩLのピーク値は正弦
波に追従するので、交流入力端子１、２を流れる交流電
流が正弦波に近似し、力率が改善される。電流検出抵抗
１６を流れる電流は第１のスイッチング素子１３のオン
期間（例えばｔ1〜ｔ2）の電流であり、鋸波状に変化す
る。このため、ライン３７の電圧Ｖ16が図７（Ｃ）に示
すように傾斜を有して増大する。この電流検出信号とし
ての電圧Ｖ16が乗算器６６の出力電圧Ｖ66よりも高くな
ると、図７（Ｄ）に示す比較器６７の出力Ｖ67は低レベ
ルから高レベルに転換する。比較器６７の出力端子はフ
リップフロップ６９のリセット端子Ｒに接続されてい
る。このため、例えば、ｔ2時点に示すように比較器６
７の出力Ｖ67の低レベルから高レベルへの転換に応答し
てフリップフロップ６９がリセットされ、図７（Ｇ）に
示すようにフリップフロップ６９の出力即ち第１の制御
信号Ｖg1が低レベルになる。この結果、第１のスイッチ
ング素子１３はｔ2時点でオフ状態になり、ここを流れ
る電流が零になる。
３７に接続され、負入力端子は乗算器６６に接続されて
いる。従って、比較器６７においては、図７（Ｃ）に示
すように正弦波状に変化する乗算器６６の出力電圧Ｖ66
と電流検出抵抗１６の両端子間電圧Ｖ16とが比較され、
図７（Ｄ）に示す出力Ｖ67が得られる。インダクタ１２
の電流ＩLは図７（Ｂ）に示すように第１のスイッチン
グ素子１３のオン・オフに追従して変化する。この電流
ＩLは第１のスイッチング素子１３のオン期間（例えば
ｔ1〜ｔ2）に傾斜を有して増大し、第１のスイッチング
素子１３のオフ期間（例えばｔ2〜ｔ3）に傾斜を有して
減少する。即ち、第１のスイッチング素子１３のオン期
間にインダクタ１２にエネルギーが蓄積され、オフ期間
にこの蓄積エネルギーが放出され、オフ期間に整流回路
１１、インダクタ１２、整流素子１４及び平滑コンデン
サ１５の経路で平滑コンデンサ１５の充電電流が流れ
る。インダクタ１２を流れる電流ＩLのピーク値は正弦
波に追従するので、交流入力端子１、２を流れる交流電
流が正弦波に近似し、力率が改善される。電流検出抵抗
１６を流れる電流は第１のスイッチング素子１３のオン
期間（例えばｔ1〜ｔ2）の電流であり、鋸波状に変化す
る。このため、ライン３７の電圧Ｖ16が図７（Ｃ）に示
すように傾斜を有して増大する。この電流検出信号とし
ての電圧Ｖ16が乗算器６６の出力電圧Ｖ66よりも高くな
ると、図７（Ｄ）に示す比較器６７の出力Ｖ67は低レベ
ルから高レベルに転換する。比較器６７の出力端子はフ
リップフロップ６９のリセット端子Ｒに接続されてい
る。このため、例えば、ｔ2時点に示すように比較器６
７の出力Ｖ67の低レベルから高レベルへの転換に応答し
てフリップフロップ６９がリセットされ、図７（Ｇ）に
示すようにフリップフロップ６９の出力即ち第１の制御
信号Ｖg1が低レベルになる。この結果、第１のスイッチ
ング素子１３はｔ2時点でオフ状態になり、ここを流れ
る電流が零になる。
【００３７】図４のオン開始信号形成回路６８は、比較
器７１と基準電圧源７２とＮＯＴ回路７３とトリガー回
路７４とから成る。比較器７１の正入力端子はライン３
６によって図２の電圧検出巻線２１に接続されている。
電圧検出巻線２１の電圧Ｖ21はインダクタ１２の電圧に
対応して変化する。インダクタ１２の電圧は、インダク
タ１２を流れる電流ＩLによって変化する。即ち、第１
のスイッチング素子１３のオン期間のインダクタ１２の
電圧の向きは第１の方向となる。第１のスイッチング素
子１３のオフ期間においてインダクタ１２の蓄積エネル
ギーの放出に基づく電流が流れている間のインダクタ１
２の電圧の向きは第１の方向と逆の第２の方向になる。
インダクタ１２の蓄積エネルギーの放出が終了すると、
インダクタ１２の電圧は零になる。電圧検出巻線２１の
電圧Ｖ21は、インダクタ１２の蓄積エネルギーの放出が
継続している間は正であり、放出が終了すると零以下に
なる。
器７１と基準電圧源７２とＮＯＴ回路７３とトリガー回
路７４とから成る。比較器７１の正入力端子はライン３
６によって図２の電圧検出巻線２１に接続されている。
電圧検出巻線２１の電圧Ｖ21はインダクタ１２の電圧に
対応して変化する。インダクタ１２の電圧は、インダク
タ１２を流れる電流ＩLによって変化する。即ち、第１
のスイッチング素子１３のオン期間のインダクタ１２の
電圧の向きは第１の方向となる。第１のスイッチング素
子１３のオフ期間においてインダクタ１２の蓄積エネル
ギーの放出に基づく電流が流れている間のインダクタ１
２の電圧の向きは第１の方向と逆の第２の方向になる。
インダクタ１２の蓄積エネルギーの放出が終了すると、
インダクタ１２の電圧は零になる。電圧検出巻線２１の
電圧Ｖ21は、インダクタ１２の蓄積エネルギーの放出が
継続している間は正であり、放出が終了すると零以下に
なる。
【００３８】図４の比較器７１の負入力端子に接続され
た基準電圧源７２は、零又は零に近い電圧レベルの基準
電圧を発生する。従って、比較器７１の出力Ｖ71は図７
（Ｂ）に示す電流ＩLが徐々に減少して零又は零近傍に
なると、図７（Ｅ）に示すように高レベルから低レベル
に転換する。比較器７１に接続されたＮＯＴ回路７３の
出力Ｖ73は図７（Ｆ）に示すように図７（Ｅ）の波形の
位相反転したものである。ＮＯＴ回路７３の接続された
トリガー回路７４はモノマルチバイブレータ又は微分回
路から成り、図７（Ｇ）に示すように図７（Ｆ）のＮＯ
Ｔ回路７３の出力パルスの前縁に同期したトリガパルス
を含む出力Ｖ74を送出する。トリガー回路７４はフリッ
プフロップ６９のセット入力端子Ｓに接続されている。
従って、フリップフロップ６９は図７（Ｇ）のトリガパ
ルスに応答して図７（Ｈ）に示すようにｔ0、ｔ1、ｔ3
等でセット状態となり、第１の制御信号Ｖg1を出力す
る。この第１の制御回路４４は特別な発振器を含まない
で第１の制御信号Ｖg1を形成している。この第１の制御
信号Ｖｇ1は入力交流電圧の周波数（５０Ｈｚ）よりも
高い例えば２０〜１００ｋＨｚの繰返し周波数で第１の
スイッチング素子１３をオン・オフ制御する。
た基準電圧源７２は、零又は零に近い電圧レベルの基準
電圧を発生する。従って、比較器７１の出力Ｖ71は図７
（Ｂ）に示す電流ＩLが徐々に減少して零又は零近傍に
なると、図７（Ｅ）に示すように高レベルから低レベル
に転換する。比較器７１に接続されたＮＯＴ回路７３の
出力Ｖ73は図７（Ｆ）に示すように図７（Ｅ）の波形の
位相反転したものである。ＮＯＴ回路７３の接続された
トリガー回路７４はモノマルチバイブレータ又は微分回
路から成り、図７（Ｇ）に示すように図７（Ｆ）のＮＯ
Ｔ回路７３の出力パルスの前縁に同期したトリガパルス
を含む出力Ｖ74を送出する。トリガー回路７４はフリッ
プフロップ６９のセット入力端子Ｓに接続されている。
従って、フリップフロップ６９は図７（Ｇ）のトリガパ
ルスに応答して図７（Ｈ）に示すようにｔ0、ｔ1、ｔ3
等でセット状態となり、第１の制御信号Ｖg1を出力す
る。この第１の制御回路４４は特別な発振器を含まない
で第１の制御信号Ｖg1を形成している。この第１の制御
信号Ｖｇ1は入力交流電圧の周波数（５０Ｈｚ）よりも
高い例えば２０〜１００ｋＨｚの繰返し周波数で第１の
スイッチング素子１３をオン・オフ制御する。
【００３９】図４の電圧調整回路７０はライン５５を介
して図２の制御電源ライン３４に接続されている。この
電圧調整回路７０は、図示が省略されている電源ライン
によって第１の制御回路４４に含まれている基準電圧源
６５、７２、誤差増幅器６４、乗算器６６、比較器６
７、７１、フリップフロップ６９、ＮＯＴ回路７３、ト
リガー回路７４に必要な電力を供給するものである。各
回路が電圧調整回路７０を要求しない場合にはライン５
５の電圧Ｖ32を各回路に直接に供給する。第１の制御回
路４４に含まれている各回路は、制御電源ライン５５の
電圧Ｖ32又は電圧調整回路７０の出力電圧が各回路の動
作開始のしきい値に達した時に動作を開始する。図６で
は、ｔ1時点で第１の制御回路４４が正常動作を開始
し、第１のスイッチング素子１３がオン・オフを開始し
ている。従って、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅ0はｔ1時
点から急に上昇する。但し、ｔ1時点から第１の制御回
路４４が動作を開始するので、ｔ1〜ｔ2期間でコンデン
サ３２の電圧Ｖ32は図６（Ｂ）に示すように少し低下す
る。
して図２の制御電源ライン３４に接続されている。この
電圧調整回路７０は、図示が省略されている電源ライン
によって第１の制御回路４４に含まれている基準電圧源
６５、７２、誤差増幅器６４、乗算器６６、比較器６
７、７１、フリップフロップ６９、ＮＯＴ回路７３、ト
リガー回路７４に必要な電力を供給するものである。各
回路が電圧調整回路７０を要求しない場合にはライン５
５の電圧Ｖ32を各回路に直接に供給する。第１の制御回
路４４に含まれている各回路は、制御電源ライン５５の
電圧Ｖ32又は電圧調整回路７０の出力電圧が各回路の動
作開始のしきい値に達した時に動作を開始する。図６で
は、ｔ1時点で第１の制御回路４４が正常動作を開始
し、第１のスイッチング素子１３がオン・オフを開始し
ている。従って、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅ0はｔ1時
点から急に上昇する。但し、ｔ1時点から第１の制御回
路４４が動作を開始するので、ｔ1〜ｔ2期間でコンデン
サ３２の電圧Ｖ32は図６（Ｂ）に示すように少し低下す
る。
【００４０】図５は図３の第２の制御回路４５と電圧判
定回路４７と起動スイッチ回路４８とを詳しく示す。第
２の制御回路４５は、直流−直流変換回路４の出力電圧
Ｖｏを一定に制御するためのものであって、電圧電圧制
御信号形成回路７５と比較器７６と波型発生器７７と電
圧調整回路７８とから成る。この第２の制御回路４５
は、起動スイッチ回路４８がオン状態の時に正常に動作
する。
定回路４７と起動スイッチ回路４８とを詳しく示す。第
２の制御回路４５は、直流−直流変換回路４の出力電圧
Ｖｏを一定に制御するためのものであって、電圧電圧制
御信号形成回路７５と比較器７６と波型発生器７７と電
圧調整回路７８とから成る。この第２の制御回路４５
は、起動スイッチ回路４８がオン状態の時に正常に動作
する。
【００４１】第２の制御回路４５における電圧制御信号
形成回路７５は図３で説明したホトトランジスタ６３と
抵抗７９との直列回路から成る。ホトトランジスタ６３
の一端は第２の制御回路４５の電源端子８０に接続さ
れ、この他端は抵抗７９を介してグランドに接続されて
いる。起動スイッチ回路４８がオン状態の時における、
抵抗７９とホトトランジスタ６３との相互接続点８１の
電位は、ホトトランジスタ６３の光入力の変化に応じて
変化する。例えば、出力電圧Ｖoの増大によって光入力
が増大すると、ホトトランジスタ６３の抵抗値が減少
し、接続点８１の電位が高くなる。従って、図３の電圧
検出回路４９と図５の電圧制御信号形成回路７５とを合
せて電圧検出回路又は帰還制御信号形成回路と呼ぶこと
ができる。接続点８１の電位即ち抵抗７９の両端子間電
圧Ｖ81は出力電圧Ｖoを帰還制御するための帰還制御信
号として機能する。なお、光結合が不要な場合は、図３
の誤差増幅器６０の出力を図５の比較器７６の入力端子
に接続することができる。
形成回路７５は図３で説明したホトトランジスタ６３と
抵抗７９との直列回路から成る。ホトトランジスタ６３
の一端は第２の制御回路４５の電源端子８０に接続さ
れ、この他端は抵抗７９を介してグランドに接続されて
いる。起動スイッチ回路４８がオン状態の時における、
抵抗７９とホトトランジスタ６３との相互接続点８１の
電位は、ホトトランジスタ６３の光入力の変化に応じて
変化する。例えば、出力電圧Ｖoの増大によって光入力
が増大すると、ホトトランジスタ６３の抵抗値が減少
し、接続点８１の電位が高くなる。従って、図３の電圧
検出回路４９と図５の電圧制御信号形成回路７５とを合
せて電圧検出回路又は帰還制御信号形成回路と呼ぶこと
ができる。接続点８１の電位即ち抵抗７９の両端子間電
圧Ｖ81は出力電圧Ｖoを帰還制御するための帰還制御信
号として機能する。なお、光結合が不要な場合は、図３
の誤差増幅器６０の出力を図５の比較器７６の入力端子
に接続することができる。
【００４２】図５の比較器７６の負入力端子は電圧制御
信号形成回路７５の接続点８１に接続され、この正入力
端子は波形発生器７７に接続されている。波形発生器７
７は、交流電圧Ｖacの周波数よりも高い繰返し周波数
（例えば２０〜１００ｋＨｚ）で図６（Ｈ）に示す鋸波
電圧Ｖ77を発生する。波形発生器７７は鋸波の代りに三
角波等の周期性波形を発生するものであってもよい。鋸
波電圧Ｖ77の振幅は、直流−直流変換回路４が正常に動
作している時に電圧制御信号形成回路７５の接続点８１
とグランドとの間に得られる指令電圧Ｖ81が横切ること
ができるように決定されている。図６のｔ2時点以後に
おいて第２の制御回路４５に電力が供給されると、比較
器７６から図６（Ｉ）に示す第２の制御信号Ｖg2が得ら
れる。第２の制御信号Ｖg2はライン４３によって第２の
スイッチング素子２３の制御端子に供給される。なお、
ライン４３に必要に応じて周知の駆動回路が挿入され
る。第２のスイッチング素子２３は、図６（Ｉ）に示す
制御信号Ｖg2のｔ2〜ｔ3、ｔ4〜ｔ5等の高レベル期間に
オンになる。
信号形成回路７５の接続点８１に接続され、この正入力
端子は波形発生器７７に接続されている。波形発生器７
７は、交流電圧Ｖacの周波数よりも高い繰返し周波数
（例えば２０〜１００ｋＨｚ）で図６（Ｈ）に示す鋸波
電圧Ｖ77を発生する。波形発生器７７は鋸波の代りに三
角波等の周期性波形を発生するものであってもよい。鋸
波電圧Ｖ77の振幅は、直流−直流変換回路４が正常に動
作している時に電圧制御信号形成回路７５の接続点８１
とグランドとの間に得られる指令電圧Ｖ81が横切ること
ができるように決定されている。図６のｔ2時点以後に
おいて第２の制御回路４５に電力が供給されると、比較
器７６から図６（Ｉ）に示す第２の制御信号Ｖg2が得ら
れる。第２の制御信号Ｖg2はライン４３によって第２の
スイッチング素子２３の制御端子に供給される。なお、
ライン４３に必要に応じて周知の駆動回路が挿入され
る。第２のスイッチング素子２３は、図６（Ｉ）に示す
制御信号Ｖg2のｔ2〜ｔ3、ｔ4〜ｔ5等の高レベル期間に
オンになる。
【００４３】第２の制御回路４５に含まれている電圧調
整回路７８は、電源端子８０に接続されており、ここか
ら供給された電圧を調整して比較器７６及び波形発生器
７７の電源端子に供給するものである。なお電圧調整が
要求されない場合は、電源端子８０を比較器７６及び波
形発生器７７の電源端子に直接接続することができる。
整回路７８は、電源端子８０に接続されており、ここか
ら供給された電圧を調整して比較器７６及び波形発生器
７７の電源端子に供給するものである。なお電圧調整が
要求されない場合は、電源端子８０を比較器７６及び波
形発生器７７の電源端子に直接接続することができる。
【００４４】直流−直流変換回路４の出力電圧Ｖoが所
望値よりも高くなると、図６（Ｉ）に示す第２の制御信
号Ｖg2のパルスが狭くなり、出力電圧Ｖoが所望値に戻
される。逆に出力電圧Ｖoが目標値よりも低くなると、
図６（Ｉ）の第２の制御信号Ｖg2のパルスの幅が広くな
り、出力電圧Ｖoが所望値に戻される。
望値よりも高くなると、図６（Ｉ）に示す第２の制御信
号Ｖg2のパルスが狭くなり、出力電圧Ｖoが所望値に戻
される。逆に出力電圧Ｖoが目標値よりも低くなると、
図６（Ｉ）の第２の制御信号Ｖg2のパルスの幅が広くな
り、出力電圧Ｖoが所望値に戻される。
【００４５】図５の電圧判定回路４７は平滑コンデンサ
１５の電圧Ｅoが所定値に達したか否かを判定するため
に、比較器８２と、基準電圧源８３と、保持手段又はラ
ッチ回路としてのＲＳフリップフロップ８４と、リセッ
ト回路８５とを有する。比較器８２の正入力端子はライ
ン５４によって図３の電圧検出回路４６に接続され、こ
の負入力端子は基準電圧源８３に接続されている。従っ
て、比較器８２は、図６（Ｃ）に示すように平滑コンデ
ンサ１５の電圧Ｅoに比例して変化するライン５４の検
出電圧Ｖ52が基準電圧源８３の所定電圧値Ｖ83よりも高
いか否かを判定し、図６（Ｄ）に示す２値の出力を発生
する。図６の例では、ｔ2時点で検出電圧Ｖ52が所定電
圧値Ｖ83を横切り、比較器８４の出力が低レベルから高
レベルに転換している。この実施形態の所定電圧値Ｖ83
は、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅoがその正常値即ち定
格値よりも少し低い値を有している時に電圧検出回路４
６の接続点５２に得られる電圧に一致するように設定さ
れている。なお、前記の平滑コンデンサ１５の電圧Ｅo
がその正常値即ち定格値よりも少し低い値は、電圧Ｅo
の正常値即ち定格値の例えば３５〜９５パーセントの値
であり、例えば２００〜４００Ｖの範囲の値である。
１５の電圧Ｅoが所定値に達したか否かを判定するため
に、比較器８２と、基準電圧源８３と、保持手段又はラ
ッチ回路としてのＲＳフリップフロップ８４と、リセッ
ト回路８５とを有する。比較器８２の正入力端子はライ
ン５４によって図３の電圧検出回路４６に接続され、こ
の負入力端子は基準電圧源８３に接続されている。従っ
て、比較器８２は、図６（Ｃ）に示すように平滑コンデ
ンサ１５の電圧Ｅoに比例して変化するライン５４の検
出電圧Ｖ52が基準電圧源８３の所定電圧値Ｖ83よりも高
いか否かを判定し、図６（Ｄ）に示す２値の出力を発生
する。図６の例では、ｔ2時点で検出電圧Ｖ52が所定電
圧値Ｖ83を横切り、比較器８４の出力が低レベルから高
レベルに転換している。この実施形態の所定電圧値Ｖ83
は、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅoがその正常値即ち定
格値よりも少し低い値を有している時に電圧検出回路４
６の接続点５２に得られる電圧に一致するように設定さ
れている。なお、前記の平滑コンデンサ１５の電圧Ｅo
がその正常値即ち定格値よりも少し低い値は、電圧Ｅo
の正常値即ち定格値の例えば３５〜９５パーセントの値
であり、例えば２００〜４００Ｖの範囲の値である。
【００４６】フリップフロップ８４のセット端子Ｓは比
較器８２に接続され、このリセット端子Ｒはリセット回
路８５に接続され、この位相反転出力端子Ｑ-は、スイ
ッチ回路４８のスイッチング素子の制御端子にライン８
６を介して接続されている。図６（Ｄ）に示す比較器８
２の出力Ｖ82がｔ2時点で高レベルに転換すると、この
転換に応答してフリップフロップ８４はセット状態とな
り、この位相反転出力Ｖ84は図６（Ｆ）に示すようにｔ
2時点で低レベルになる。フリップフロップ８４のセッ
ト状態はリセットされるまで保持される。
較器８２に接続され、このリセット端子Ｒはリセット回
路８５に接続され、この位相反転出力端子Ｑ-は、スイ
ッチ回路４８のスイッチング素子の制御端子にライン８
６を介して接続されている。図６（Ｄ）に示す比較器８
２の出力Ｖ82がｔ2時点で高レベルに転換すると、この
転換に応答してフリップフロップ８４はセット状態とな
り、この位相反転出力Ｖ84は図６（Ｆ）に示すようにｔ
2時点で低レベルになる。フリップフロップ８４のセッ
ト状態はリセットされるまで保持される。
【００４７】図５の電源ライン５６に接続されたスイッ
チ回路４８のスイッチング素子４８´は制御可能な半導
体スイッチ等の電子スイッチから成り、この制御端子に
負又は低レベルの制御信号が供給された時にオン状態に
なるように構成されている。従って、図６（Ｆ）に示す
ようにフリップフロップ８４の反転出力Ｖ84がｔ2時点
で低レベルになると、スイッチング素子４８´がオン状
態となり、第２の制御回路４５の電源端子８０の電圧Ｖ
80が図６（Ｇ）に示すようにｔ2時点でほぼ正常値に立
上る。この結果、ｔ2時点から第２の制御回路４５の動
作が正常に動作し、直流−直流変換回路４の出力電圧Ｖ
oが図６（Ｊ）に示すようにｔ2時点が徐々に高くなり、
しかる後に所望値になる。なお、起動スイッチ回路４８
を正の制御電圧にオンになるように変形できる。この場
合にはフリップフロップ８４の非反転出力端子を起動ス
イッチ回路４８に接続する。
チ回路４８のスイッチング素子４８´は制御可能な半導
体スイッチ等の電子スイッチから成り、この制御端子に
負又は低レベルの制御信号が供給された時にオン状態に
なるように構成されている。従って、図６（Ｆ）に示す
ようにフリップフロップ８４の反転出力Ｖ84がｔ2時点
で低レベルになると、スイッチング素子４８´がオン状
態となり、第２の制御回路４５の電源端子８０の電圧Ｖ
80が図６（Ｇ）に示すようにｔ2時点でほぼ正常値に立
上る。この結果、ｔ2時点から第２の制御回路４５の動
作が正常に動作し、直流−直流変換回路４の出力電圧Ｖ
oが図６（Ｊ）に示すようにｔ2時点が徐々に高くなり、
しかる後に所望値になる。なお、起動スイッチ回路４８
を正の制御電圧にオンになるように変形できる。この場
合にはフリップフロップ８４の非反転出力端子を起動ス
イッチ回路４８に接続する。
【００４８】図５の電圧判定回路４７に含まれているリ
セット回路８５は、制御電圧Ｖ32を供給するライン５６
に接続されている。制御電圧Ｖ32は図６（Ｂ）に示すよ
うに、ｔ0時点で第１及び第２の交流入力端子１、２に
対する電力供給を開始するか、又は交流入力端子１とイ
ンダクタ１２との間の任意の位置に接続された図示され
ていない電源スイッチをオンにすることによって、徐々
に増大する。即ち、整流回路１１からの電力供給が開始
すると、整流回路１１、インダクタ１２、整流素子１４
及び平滑コンデンサ１５から成る回路で平滑コンデンサ
１５が充電され、この電圧Ｅoが図６（Ａ）に示すよう
に時間と共に増大する。平滑コンデンサ１５の充電と共
に、起動抵抗３３を介して制御電源回路６の平滑コンデ
ンサ３２が徐々に充電され、この電圧Ｖ32が図６（Ｂ）
に示すように傾斜を有して増大する。図５のリセット回
路８５は制御電源回路６の平滑コンデンサ３２の電圧Ｖ
32が図６（Ｂ）に示すしきい値Ｖthを横切った時に図６
（Ｅ）に示すパルスから成るリセット信号Ｖ85を発生す
る。これにより、ｔ1時点でフリップフロップ８４が確
実にリセット状態となる。
セット回路８５は、制御電圧Ｖ32を供給するライン５６
に接続されている。制御電圧Ｖ32は図６（Ｂ）に示すよ
うに、ｔ0時点で第１及び第２の交流入力端子１、２に
対する電力供給を開始するか、又は交流入力端子１とイ
ンダクタ１２との間の任意の位置に接続された図示され
ていない電源スイッチをオンにすることによって、徐々
に増大する。即ち、整流回路１１からの電力供給が開始
すると、整流回路１１、インダクタ１２、整流素子１４
及び平滑コンデンサ１５から成る回路で平滑コンデンサ
１５が充電され、この電圧Ｅoが図６（Ａ）に示すよう
に時間と共に増大する。平滑コンデンサ１５の充電と共
に、起動抵抗３３を介して制御電源回路６の平滑コンデ
ンサ３２が徐々に充電され、この電圧Ｖ32が図６（Ｂ）
に示すように傾斜を有して増大する。図５のリセット回
路８５は制御電源回路６の平滑コンデンサ３２の電圧Ｖ
32が図６（Ｂ）に示すしきい値Ｖthを横切った時に図６
（Ｅ）に示すパルスから成るリセット信号Ｖ85を発生す
る。これにより、ｔ1時点でフリップフロップ８４が確
実にリセット状態となる。
【００４９】図６（Ｅ）のリセット信号Ｖ85を第１の制
御回路４４の動作開始時のリセットにも使用することが
できる。この場合には、第１の制御回路４４の第１のス
イッチング素子１３にｔ1時点から第１の制御信号Ｖg1
が供給される。
御回路４４の動作開始時のリセットにも使用することが
できる。この場合には、第１の制御回路４４の第１のス
イッチング素子１３にｔ1時点から第１の制御信号Ｖg1
が供給される。
【００５０】上述から明らかなように、本実施形態のス
イッチング電源装置は次の効果を有する。 （１） 平滑コンデンサ１５の電圧Ｅoを検出するため
の電圧検出回路４６、ここで検出された検出電圧Ｖ52が
所定電圧値Ｖ83よりも高いか否かを判定するための判定
回路４７、及びこの判定回路４７の判定結果によって直
流−直流変換回路４の動作を開始させるためのスイッチ
回路４８を設けたので、直流−直流変換回路４が適切な
時点で動作を開始する。このため、出力電圧Ｖoが、直
流−直流変換回路４の入力電圧不足によって不安定にな
ることを防止できる。即ち、直流−直流変換回路４の入
力電圧としての平滑コンデンサ１５の電圧Ｅoが所定電
圧値Ｖ83よりも高くなった時に直流−直流変換回路４の
動作が開始する。このため、起動時における直流−直流
変換回路４の出力電圧Ｖoの安定性が向上する。 （２） もし、直流出力電圧Ｖoの安定性が従来と同程
度でよいと仮定すれば、平滑コンデンサ１５の容量を小
さくして、この小型化、低コスト化を図ることができ
る。本発明に従うスイッチング電源装置では、平滑コン
デンサ１５の電圧Ｅoがある程度立上った後に直流−直
流変換回路４の動作を開始する。従って、平滑コンデン
サ１５の容量が小さくても直流−直流変換回路４の起動
直後の直流出力電圧Ｖoの安定性が確保される。 （３） 整流回路１１と平滑コンデンサ１５との間の電
源ラインに直列に第１のスイッチング素子１３が接続さ
れていない。従って、第１のスイッチング素子１３のオ
ン・オフ動作の開始前に平滑コンデンサ１５を充電する
ことができる。 （４） 電圧判定用比較器８２の出力Ｖ82が保持手段と
してのフリップフロップ８４で保持される。このため、
たとえ検出電圧Ｖ52が変動しても、直流−直流変換回路
４の動作の中断を防ぐことができる。 （５） 第１のスイッチング素子１３のオン・オフ動作
が第２のスイッチング素子２３のオン・オフ動作よりも
前に開始する。この結果、直流−直流変換回路４の起動
時における入力電圧の不足を良好に防ぐことができる。 （６） 電圧検出回路４６が第１の制御回路４４と電圧
判定回路４７で共用されているため、制御回路５の構成
が簡単になる。また、制御回路５における電圧検出のた
めの端子の数を少なくすることができる。この実施形態
では、制御回路５の電圧検出回路４６、電圧判定回路４
７、起動スイッチ回路４８、第１の制御回路４４、及び
第２の制御回路４５の大部分が集積回路で構成されてい
る。集積回路において端子の数が少なくなると、集積回
路の小型化及び低コスト化を図ることができる。 （７） インダクタ電圧検出巻線２１の出力を使用して
第１のスイッチング素子１３のオン開始時点を決定して
いるので、特別の発振器を使用しないで第１のスイッチ
ング素子１３のオン・オフ制御が可能になり、回路構成
が簡略化される。 （８） 直流−直流変換回路４のトランス２２を兼用し
て制御電源回路６を構成しているので、制御電源回路６
の小型化及び低コスト化を図ることができる。
イッチング電源装置は次の効果を有する。 （１） 平滑コンデンサ１５の電圧Ｅoを検出するため
の電圧検出回路４６、ここで検出された検出電圧Ｖ52が
所定電圧値Ｖ83よりも高いか否かを判定するための判定
回路４７、及びこの判定回路４７の判定結果によって直
流−直流変換回路４の動作を開始させるためのスイッチ
回路４８を設けたので、直流−直流変換回路４が適切な
時点で動作を開始する。このため、出力電圧Ｖoが、直
流−直流変換回路４の入力電圧不足によって不安定にな
ることを防止できる。即ち、直流−直流変換回路４の入
力電圧としての平滑コンデンサ１５の電圧Ｅoが所定電
圧値Ｖ83よりも高くなった時に直流−直流変換回路４の
動作が開始する。このため、起動時における直流−直流
変換回路４の出力電圧Ｖoの安定性が向上する。 （２） もし、直流出力電圧Ｖoの安定性が従来と同程
度でよいと仮定すれば、平滑コンデンサ１５の容量を小
さくして、この小型化、低コスト化を図ることができ
る。本発明に従うスイッチング電源装置では、平滑コン
デンサ１５の電圧Ｅoがある程度立上った後に直流−直
流変換回路４の動作を開始する。従って、平滑コンデン
サ１５の容量が小さくても直流−直流変換回路４の起動
直後の直流出力電圧Ｖoの安定性が確保される。 （３） 整流回路１１と平滑コンデンサ１５との間の電
源ラインに直列に第１のスイッチング素子１３が接続さ
れていない。従って、第１のスイッチング素子１３のオ
ン・オフ動作の開始前に平滑コンデンサ１５を充電する
ことができる。 （４） 電圧判定用比較器８２の出力Ｖ82が保持手段と
してのフリップフロップ８４で保持される。このため、
たとえ検出電圧Ｖ52が変動しても、直流−直流変換回路
４の動作の中断を防ぐことができる。 （５） 第１のスイッチング素子１３のオン・オフ動作
が第２のスイッチング素子２３のオン・オフ動作よりも
前に開始する。この結果、直流−直流変換回路４の起動
時における入力電圧の不足を良好に防ぐことができる。 （６） 電圧検出回路４６が第１の制御回路４４と電圧
判定回路４７で共用されているため、制御回路５の構成
が簡単になる。また、制御回路５における電圧検出のた
めの端子の数を少なくすることができる。この実施形態
では、制御回路５の電圧検出回路４６、電圧判定回路４
７、起動スイッチ回路４８、第１の制御回路４４、及び
第２の制御回路４５の大部分が集積回路で構成されてい
る。集積回路において端子の数が少なくなると、集積回
路の小型化及び低コスト化を図ることができる。 （７） インダクタ電圧検出巻線２１の出力を使用して
第１のスイッチング素子１３のオン開始時点を決定して
いるので、特別の発振器を使用しないで第１のスイッチ
ング素子１３のオン・オフ制御が可能になり、回路構成
が簡略化される。 （８） 直流−直流変換回路４のトランス２２を兼用し
て制御電源回路６を構成しているので、制御電源回路６
の小型化及び低コスト化を図ることができる。
【００５１】
【第２の実施形態】第２の実施形態のスイッチング電源
装置を図８〜図１０を参照して説明する。第２の実施形
態のスイッチング電源装置は、図１及び図２に示すスイ
ッチング電源装置の制御回路５を変形した制御回路５ａ
を設け、この他は図１及び図２と同一に形成したもので
ある。従って、第２の実施形態の説明において、制御回
路５ａ以外は図１及び図２を参照する。また、図８〜図
１０において、図３及び図５と共通する部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。
装置を図８〜図１０を参照して説明する。第２の実施形
態のスイッチング電源装置は、図１及び図２に示すスイ
ッチング電源装置の制御回路５を変形した制御回路５ａ
を設け、この他は図１及び図２と同一に形成したもので
ある。従って、第２の実施形態の説明において、制御回
路５ａ以外は図１及び図２を参照する。また、図８〜図
１０において、図３及び図５と共通する部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。
【００５２】図８に示す第２の実施形態の制御回路５ａ
は、図３の制御回路５の起動スイッチ回路４８を起動ス
イッチ回路４８ａに変形し、第２の制御回路４５を駆動
するために２つの電源ライン５６、５６ａを設け、変形
された第２の制御回路４５ａを設け、この他は図３と同
一に形成したものである。第１の電源ライン５６は起動
スイッチ回路４８ａを介さずに第２の制御回路４５ａに
接続されている。第２の電源ライン５６ａは起動スイッ
チ回路４８ａを介して第２の制御回路４５ａに接続され
ている。起動スイッチ回路４８ａはライン８７によって
第２の制御回路４５ａの一部に所定のバイアス電流を供
給する。
は、図３の制御回路５の起動スイッチ回路４８を起動ス
イッチ回路４８ａに変形し、第２の制御回路４５を駆動
するために２つの電源ライン５６、５６ａを設け、変形
された第２の制御回路４５ａを設け、この他は図３と同
一に形成したものである。第１の電源ライン５６は起動
スイッチ回路４８ａを介さずに第２の制御回路４５ａに
接続されている。第２の電源ライン５６ａは起動スイッ
チ回路４８ａを介して第２の制御回路４５ａに接続され
ている。起動スイッチ回路４８ａはライン８７によって
第２の制御回路４５ａの一部に所定のバイアス電流を供
給する。
【００５３】図９は図８の起動スイッチ回路４８ａの詳
細を示す。この起動スイッチ回路４８ａは、１つの電界
効果トランジスタ８８と、２つのｎｐｎ型トランジスタ
８９、９０と、２つのｐｎｐ型トランジスタ９１、９２
と、１つの電流源９３とから成る。電界効果トランジス
タ８８のゲートは電圧判定回路４７の出力ライン８６に
接続されている。この電界効果トランジスタ８８のドレ
インはｎｐｎ型トランジスタ８９のコレクタに接続さ
れ、このソースはグランドに接続されている。ｎｐｎ型
トランジスタ８９のコレクタは電流源９３を介して電源
ライン５６ａに接続され、このエミッタはグランドに接
続され、このベースはこのコレクタに接続されている。
ｎｐｎ型トランジスタ９０のベースはｎｐｎ型トランジ
スタ８９のベースに接続され、このエミッタはグランド
に接続され、このコレクタはｐｎｐ型トランジスタ９１
を介して電源ライン５６ａに接続されている。ｐｎｐ型
トランジスタ９１のエミッタは電源ライン５６ａに接続
され、このコレクタはｎｐｎ型トランジスタ９０のコレ
クタに接続され、このベースはこのコレクタに接続され
ている。ｐｎｐ型トランジスタ９２のベースはｎｐｎ型
トランジスタ９０のコレクタに接続され、このエミッタ
は電源ライン５６ａに接続され、このコレクタはライン
８７によって図１０に示す第２の制御回路４５ａの波形
発生器７７に接続されている。
細を示す。この起動スイッチ回路４８ａは、１つの電界
効果トランジスタ８８と、２つのｎｐｎ型トランジスタ
８９、９０と、２つのｐｎｐ型トランジスタ９１、９２
と、１つの電流源９３とから成る。電界効果トランジス
タ８８のゲートは電圧判定回路４７の出力ライン８６に
接続されている。この電界効果トランジスタ８８のドレ
インはｎｐｎ型トランジスタ８９のコレクタに接続さ
れ、このソースはグランドに接続されている。ｎｐｎ型
トランジスタ８９のコレクタは電流源９３を介して電源
ライン５６ａに接続され、このエミッタはグランドに接
続され、このベースはこのコレクタに接続されている。
ｎｐｎ型トランジスタ９０のベースはｎｐｎ型トランジ
スタ８９のベースに接続され、このエミッタはグランド
に接続され、このコレクタはｐｎｐ型トランジスタ９１
を介して電源ライン５６ａに接続されている。ｐｎｐ型
トランジスタ９１のエミッタは電源ライン５６ａに接続
され、このコレクタはｎｐｎ型トランジスタ９０のコレ
クタに接続され、このベースはこのコレクタに接続され
ている。ｐｎｐ型トランジスタ９２のベースはｎｐｎ型
トランジスタ９０のコレクタに接続され、このエミッタ
は電源ライン５６ａに接続され、このコレクタはライン
８７によって図１０に示す第２の制御回路４５ａの波形
発生器７７に接続されている。
【００５４】スイッチング電源装置の電源がオン状態に
なって、図２の平滑コンデンサ１５の電圧が上昇する
と、電圧判定回路４７の出力ライン８６が低レベルにな
る。この結果、電界効果トランジスタ８８がオフにな
る。電界効果トランジスタ８８がオフになると、２つの
ｎｐｎ型トランジスタ８９、９０及び２つのｐｎｐ型ト
ランジスタ９１、９２の全てがオンになる。これによ
り、ライン８７から第２の制御回路４５ａに対する電流
の供給が可能になる。
なって、図２の平滑コンデンサ１５の電圧が上昇する
と、電圧判定回路４７の出力ライン８６が低レベルにな
る。この結果、電界効果トランジスタ８８がオフにな
る。電界効果トランジスタ８８がオフになると、２つの
ｎｐｎ型トランジスタ８９、９０及び２つのｐｎｐ型ト
ランジスタ９１、９２の全てがオンになる。これによ
り、ライン８７から第２の制御回路４５ａに対する電流
の供給が可能になる。
【００５５】図１０に示す第２の制御回路４５ａは、波
形発生器７７に対する電力の供給方法が図５と相違し、
この他は図５と同一に形成されている。波形発生器７７
は、コンデンサの充電及び放電によって鋸波電圧を形成
する。起動スイッチ回路４８ａの出力ライン８７は鋸波
発生用のコンデンサの充電電流を供給する。従って、起
動スイッチ回路４８ａがオン状態になった後に図６
（Ｈ）に示す鋸波電圧Ｖ77が発生する。比較器７６は鋸
波電圧Ｖ77が発生した時にパルスを発生する。
形発生器７７に対する電力の供給方法が図５と相違し、
この他は図５と同一に形成されている。波形発生器７７
は、コンデンサの充電及び放電によって鋸波電圧を形成
する。起動スイッチ回路４８ａの出力ライン８７は鋸波
発生用のコンデンサの充電電流を供給する。従って、起
動スイッチ回路４８ａがオン状態になった後に図６
（Ｈ）に示す鋸波電圧Ｖ77が発生する。比較器７６は鋸
波電圧Ｖ77が発生した時にパルスを発生する。
【００５６】第２の実施形態は、第１の実施形態と同一
の効果を有し、更に、起動スイッチ回路４８ａが第２の
制御回路４５ａの一部電力を供給するのみであるので、
起動スイッチ回路４８ａの電流容量を小さくできるとい
う効果を有する。
の効果を有し、更に、起動スイッチ回路４８ａが第２の
制御回路４５ａの一部電力を供給するのみであるので、
起動スイッチ回路４８ａの電流容量を小さくできるとい
う効果を有する。
【００５７】
【第３の実施形態】図１１は第３の実施形態のスイッチ
ング電源装置における変形された第１の制御回路４４ａ
を示す。第３の実施形態のスイッチング電源装置は、図
２に示したインダクタ１２の電圧検出巻線２１を有して
いない。このため、図１１の第１の制御回路４４ａは図
４の第１の制御回路４４のオン開始信号形成回路６８の
代りに波形発生器９４を有する。この波形発生器９４
は、交流電圧Ｖacの周波数（例えば５０Ｈｚ）よりも高
い繰返し周波数（例えば２０ｋＨｚ）で鋸波又は三角波
電圧を周期的に発生する。
ング電源装置における変形された第１の制御回路４４ａ
を示す。第３の実施形態のスイッチング電源装置は、図
２に示したインダクタ１２の電圧検出巻線２１を有して
いない。このため、図１１の第１の制御回路４４ａは図
４の第１の制御回路４４のオン開始信号形成回路６８の
代りに波形発生器９４を有する。この波形発生器９４
は、交流電圧Ｖacの周波数（例えば５０Ｈｚ）よりも高
い繰返し周波数（例えば２０ｋＨｚ）で鋸波又は三角波
電圧を周期的に発生する。
【００５８】図１１において、減算器６７ａ、波形発生
器９４、比較器９５、及びフィルタ９６を除いた部分は
図４と実質的に同一に形成されている。従って、図１１
において図４と実質的に同一の部分には同一の符号を付
してその説明を省略する。
器９４、比較器９５、及びフィルタ９６を除いた部分は
図４と実質的に同一に形成されている。従って、図１１
において図４と実質的に同一の部分には同一の符号を付
してその説明を省略する。
【００５９】電流検出ライン３７に接続されたフィルタ
９６は電流検出信号Ｖ16の高周波成分を除去するもので
ある。従って、フィルタ９６の出力ラインには図７
（Ｃ）の電流検出信号Ｖ16の包絡線に相当する波形が得
られる。
９６は電流検出信号Ｖ16の高周波成分を除去するもので
ある。従って、フィルタ９６の出力ラインには図７
（Ｃ）の電流検出信号Ｖ16の包絡線に相当する波形が得
られる。
【００６０】図１１の減算器６７ａは、図４の比較器６
７の代わりに設けられた差動増幅器から成る。この減算
器６７ａの負入力端子はフィルタ９６に接続され、この
正入力端子は乗算器６６に接続されている。従って、減
算器６７ａの出力Ｖ67ａは、乗算器６６から得られた正
弦波の出力Ｖ66とフィルタ９６から得られた近似正弦波
の出力との差を示す信号となる。
７の代わりに設けられた差動増幅器から成る。この減算
器６７ａの負入力端子はフィルタ９６に接続され、この
正入力端子は乗算器６６に接続されている。従って、減
算器６７ａの出力Ｖ67ａは、乗算器６６から得られた正
弦波の出力Ｖ66とフィルタ９６から得られた近似正弦波
の出力との差を示す信号となる。
【００６１】比較器９５の正入力端子は減算器６７ａに
接続され、この負入力端子は波形発生器９４に接続され
ている。従って、波形発生器９４から発生している鋸波
電圧よりも減算器６７ａの出力Ｖ67ａが高い期間に比較
器９５から高レベルのパルスが発生する。比較器９５の
出力パルス列は第１のスイッチング素子１３の制御信号
Ｖg1となる。
接続され、この負入力端子は波形発生器９４に接続され
ている。従って、波形発生器９４から発生している鋸波
電圧よりも減算器６７ａの出力Ｖ67ａが高い期間に比較
器９５から高レベルのパルスが発生する。比較器９５の
出力パルス列は第１のスイッチング素子１３の制御信号
Ｖg1となる。
【００６２】図１１の第１の制御回路４４ａは第１のス
イッチング素子１３を一定の周波数でオン・オフするこ
とができるという特徴を有する。
イッチング素子１３を一定の周波数でオン・オフするこ
とができるという特徴を有する。
【００６３】
【第４の実施形態】図１２は第４の実施形態のスイッチ
ング電源装置の電圧判定回路４７ａと起動スイッチ回路
４８ｂとを示す。第４の実施形態のスイッチング電源装
置は、図１２の部分を除いて第１の実施形態と同一に構
成されている。
ング電源装置の電圧判定回路４７ａと起動スイッチ回路
４８ｂとを示す。第４の実施形態のスイッチング電源装
置は、図１２の部分を除いて第１の実施形態と同一に構
成されている。
【００６４】図１２の起動スイッチ回路４８ｂは図５の
起動スイッチ回路４８を変形したものであって、サイリ
スタ（ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）即ちオン状態保持機能を有
する制御整流素子によって構成されている。保持機能を
有する起動スイッチ回路４８ｂの制御端子は電圧判定回
路４７ａに接続されている。電圧判定回路４７ａは、図
５の電圧判定回路４７からフリップフロップ８４とリセ
ット回路８５とを省いたものに相当する。電圧判定回路
４７ａの比較器８２は起動スイッチ回路４８ｂの制御端
子に接続されている。なお、比較器８２と起動スイッチ
回路４８ｂとの間にトリガー回路を接続することができ
る。
起動スイッチ回路４８を変形したものであって、サイリ
スタ（ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）即ちオン状態保持機能を有
する制御整流素子によって構成されている。保持機能を
有する起動スイッチ回路４８ｂの制御端子は電圧判定回
路４７ａに接続されている。電圧判定回路４７ａは、図
５の電圧判定回路４７からフリップフロップ８４とリセ
ット回路８５とを省いたものに相当する。電圧判定回路
４７ａの比較器８２は起動スイッチ回路４８ｂの制御端
子に接続されている。なお、比較器８２と起動スイッチ
回路４８ｂとの間にトリガー回路を接続することができ
る。
【００６５】図１２の起動スイッチ回路４８ｂは、図５
のフリップフロップ８４と起動スイッチ回路４８との両
方の機能を有する。従って、第４の実施形態は第１の実
施形態と同一の効果を有する。
のフリップフロップ８４と起動スイッチ回路４８との両
方の機能を有する。従って、第４の実施形態は第１の実
施形態と同一の効果を有する。
【００６６】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでは
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 抵抗１６で電流を検出しているが、この代りに
変流器又は磁電変換装置等の電流検出器によって電流を
検出することができる。 （２） 第１のスイッチング素子１３の電流を検出する
代りに、インダクタ１２の電流ＩLを検出すること、ま
たは交流入力端子１、２と整流回路１１との間の交流側
で電流を検出することができる。交流側で電流を検出し
た時には、電流検出信号を整流して制御回路５又は５ａ
に送る。 （３） ライン３５の接続箇所を整流回路１１の入力側
に変更して交流電圧を検出することができる。この場合
には、検出した交流電圧を整流して制御回路５又は５ａ
に送る。 （４） 第１及び第２のスイッチング素子１３、２３を
トランジスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトラ
ンジスタ）等の半導体スイッチング素子にすることがで
きる。 （５） 交流−直流変換回路３は図２に示す回路に限定
されるものでなく、力率を改善することができる回路で
あればどのような回路であってもよい。 （６） 直流−直流変換回路４は、図２に示す回路に限
定されるものでなく直流−直流変換できる回路であれば
どのような回路でもよい。例えば、直流−直流変換回路
４の第２のスイッチング素子２３がオンの期間に２次側
の整流素子２９が導通するフォワード形式のＤＣ−ＤＣ
コンバータとすることができる。 （７） 第２の制御回路４５をトランス２２の蓄積エネ
ルギーの放出終了時点を検出して第２のスイッチング素
子２３のオン時点を決定する周知の自励式の制御回路に
変形することができる。 （８） 電圧判定回路４７における比較器８２と基準電
圧源８３との代りに、所定のしきい値よりも大きい入力
信号の時にのみ出力を発生する論理回路又は駆動回路を
使用することができる。この時には、しきい値が基準電
圧源８３の基準値の代りになる。
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 抵抗１６で電流を検出しているが、この代りに
変流器又は磁電変換装置等の電流検出器によって電流を
検出することができる。 （２） 第１のスイッチング素子１３の電流を検出する
代りに、インダクタ１２の電流ＩLを検出すること、ま
たは交流入力端子１、２と整流回路１１との間の交流側
で電流を検出することができる。交流側で電流を検出し
た時には、電流検出信号を整流して制御回路５又は５ａ
に送る。 （３） ライン３５の接続箇所を整流回路１１の入力側
に変更して交流電圧を検出することができる。この場合
には、検出した交流電圧を整流して制御回路５又は５ａ
に送る。 （４） 第１及び第２のスイッチング素子１３、２３を
トランジスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトラ
ンジスタ）等の半導体スイッチング素子にすることがで
きる。 （５） 交流−直流変換回路３は図２に示す回路に限定
されるものでなく、力率を改善することができる回路で
あればどのような回路であってもよい。 （６） 直流−直流変換回路４は、図２に示す回路に限
定されるものでなく直流−直流変換できる回路であれば
どのような回路でもよい。例えば、直流−直流変換回路
４の第２のスイッチング素子２３がオンの期間に２次側
の整流素子２９が導通するフォワード形式のＤＣ−ＤＣ
コンバータとすることができる。 （７） 第２の制御回路４５をトランス２２の蓄積エネ
ルギーの放出終了時点を検出して第２のスイッチング素
子２３のオン時点を決定する周知の自励式の制御回路に
変形することができる。 （８） 電圧判定回路４７における比較器８２と基準電
圧源８３との代りに、所定のしきい値よりも大きい入力
信号の時にのみ出力を発生する論理回路又は駆動回路を
使用することができる。この時には、しきい値が基準電
圧源８３の基準値の代りになる。
【図１】本発明に従う第１の実施形態のスイッチング電
源装置を示すブロック図である。
源装置を示すブロック図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置を詳しく示す回路
図である。
図である。
【図３】図２の制御回路を詳しく示すブロック図であ
る。
る。
【図４】図３の第１の制御回路を詳しく示すブロック図
である。
である。
【図５】図３の第２の制御回路、電圧判定回路、及び起
動スイッチ回路を詳しく示すブロック図である。
動スイッチ回路を詳しく示すブロック図である。
【図６】図２及び図５の各部の状態を示す波形図であ
る。
る。
【図７】図２及び図４の各部の状態を示す波形図であ
る。
る。
【図８】第２の実施形態の制御回路を示すブロック図で
ある。
ある。
【図９】図８の起動スイッチ回路を詳しく示す回路図で
ある。
ある。
【図１０】図８の第２の制御回路、電圧判定回路及び起
動スイッチ回路を示すブロック図である。
動スイッチ回路を示すブロック図である。
【図１１】第３の実施形態の第１の制御回路を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１２】第４の実施形態の電圧判定回路と起動スイッ
チ回路とを示す回路図である。
チ回路とを示す回路図である。
３ 交流−直流変換回路
４ 直流−直流変換回路
５ 制御回路
６ 制御電源回路
１１ 整流回路
１２ インダクタ
１３ 第１のスイッチング素子
１５ 平滑コンデンサ
２２ トランス
２３ 第２のスイッチング素子
４４ 第１の制御回路
４５ 第２の制御回路
４６ 電圧検出回路
４７、４７ａ 電圧判定回路
４８、４８ａ、４８ｂ 起動スイッチ回路
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA02 CA07 CA12 CA13
CB01 CC02 CC08 DA02 DA04
DC02 DC05
5H730 AA18 BB43 BB57 CC01 CC04
DD04 EE02 EE07 FD01 FD11
FD21 FD48 FD51 FF19 XC01
Claims (16)
- 【請求項１】 交流電源から供給された交流電圧を直流
電圧に変換するためのスイッチング電源装置であって、 第１及び第２の交流入力端子と、 力率を改善する機能を伴なって交流電圧を直流電圧に変
換するために前記第１及び第２の交流入力端子に接続さ
れ且つ少なくとも第１のスイッチング素子を有している
交流−直流変換回路と、 前記交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数で前記第
１のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第１
の制御回路と、 前記交流−直流変換回路から得られた直流電圧を所望の
直流電圧に変換するために前記交流−直流変換回路に接
続され且つ少なくとも第２のスイッチング素子を有して
いる直流−直流変換回路と、 前記直流−直流変換回路から得られた直流出力電圧を所
望直流電圧にするために前記第２のスイッチング素子を
オン・オフ制御するための第２の制御回路と、 前記交流−直流変換回路から得られた直流電圧を検出す
るために前記交流−直流変換回路に接続された電圧検出
回路と、 前記電圧検出回路から得られた検出電圧が所定電圧値よ
りも高いか否かを判定するために前記電圧検出回路に接
続された電圧判定回路と、 前記検出電圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す前
記電圧判定回路の出力に応答して前記直流−直流変換回
路における直流−直流変換動作を開始させるために前記
電圧判定回路及び前記第２の制御回路に接続された直流
−直流変換動作開始手段とを有していることを特徴とす
るスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記交流−直流変換回路は、 前記第１及び第２の交流入力端子に接続された第１及び
第２の入力端子と整流出力を送出するための第１及び第
２の出力端子とを有する整流回路と、 前記整流回路の出力電圧を前記交流電圧の周波数よりも
高い繰返し周波数でオン・オフするために前記整流回路
の第１及び第２の出力端子間にインダクタを介して接続
された第１のスイッチング素子と、 前記第１のスイッチング素子に対して整流素子を介して
並列に接続された平滑コンデンサとから成ることを特徴
とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記直流−直流変換回路は、 １次巻線と２次巻線とを有するトランスと、 前記１次巻線を介して前記平滑コンデンサの対の端子間
に接続された第２のスイッチング素子と、 直流出力電圧を得るために前記２次巻線に接続された整
流平滑回路とから成ることを特徴とする請求項２記載の
スイッチング電源装置。 - 【請求項４】 更に、前記第１及び第２の制御回路に電
力を供給するための制御電源回路を有していることを特
徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項５】 前記制御電源回路は、 前記トランスの前記１次巻線及び前記２次巻線に電磁結
合された３次巻線と、 前記３次巻線に接続された整流平滑回路とから成ること
を特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項６】 前記電圧判定回路は、 前記所定電圧値として基準電圧を発生する基準電圧源
と、 前記検出電圧と前記基準電圧とを比較し且つ前記検出電
圧が前記基準電圧よりも高い時に前記直流−直流変換動
作の開始を示す信号を前記開始手段に供給するために前
記電圧検出回路と前記基準電圧源と前記開始手段とに接
続された比較器とから成ることを特徴とする請求項１記
載のスイッチング電源装置。 - 【請求項７】 前記電圧判定回路は、更に、前記検出電
圧が前記基準電圧よりも高いことを示す前記比較器の出
力を保持する保持手段を有していることを特徴とする請
求項６記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項８】 前記電圧判定回路は、更に、前記整流回
路に対する交流電圧の供給の開始に同期して前記保持手
段をリセットするための信号を前記保持手段に供給する
ためのリセット回路を有していることを特徴とする請求
項７記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項９】 前記直流−直流変換動作開始手段は、前
記制御電源回路から前記第１の制御回路に対する電力供
給を前記検出電圧が前記所定電圧値よりも高いことを示
す前記電圧判定回路の出力に応答して開始するために前
記制御電源回路と前記第１の制御回路と前記電圧判定回
路とに接続されたスイッチ回路であることを特徴とする
請求項４記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項１０】 前記スイッチ回路は、前記検出電圧が
前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路
の出力に応答してオン状態に転換した時に、このオン状
態を保持する機能を有するものであることを特徴とする
請求項４記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項１１】 前記第１の制御回路は、前記第２の制
御回路が前記第２のスイッチング素子のオン・オフ制御
信号の形成を開始する時点よりも前に前記第１のスイッ
チング素子のオン・オフ制御信号の形成を開始するよう
に構成されていることを特徴とする請求項１記載のスイ
ッチング電源装置。 - 【請求項１２】 前記第１の制御回路は、前記交流−直
流変換回路の出力電圧を一定に制御するための電圧制御
手段を含み、前記電圧制御手段が前記電圧検出回路に接
続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項１３】 前記第１の制御回路は、 前記平滑コンデンサの電圧を一定に制御するために使用
する電圧制御用基準電圧を発生する電圧制御用基準電圧
源と、 前記電圧制御用基準電圧と前記検出電圧との差を示す信
号を得るために前記電圧検出回路と前記電圧制御用基準
電圧源とに接続された誤差増幅器と、 前記整流回路の入力電圧又は出力電圧から成る交流成分
を有する電圧を検出するための交流電圧成分検出手段
と、 前記交流成分を有する電圧と前記差を示す信号とを乗算
するために前記交流電圧成分検出手段と前記誤差増幅器
とに接続された乗算器と、 前記第１のスイッチング素子又は前記インダクタを通っ
て流れる電流に対応する電圧値を有する電流検出値を得
るための電流検出手段と、 前記電流検出値と前記乗算器の出力電圧とを比較して前
記電流検出値が前記乗算器の出力電圧に達した時点を検
出するために前記電流検出手段及び前記乗算器に接続さ
れた比較器と、 前記インダクタの蓄積エネルギーの放出の終了時点を前
記インダクタの電圧に基づいて検出するために前記イン
ダクタに結合されたインダクタ電圧検出手段と、 前記インダクタの蓄積エネルギーの放出の終了時点を示
す信号を形成するために前記インダクタ電圧検出手段に
接続されエネルギー放出終了時点信号形成回路と、 前記インダクタの蓄積エネルギーの放出終了時点から前
記電流検出値が前記乗算器の出力電圧に達した時点まで
の時間幅を有するパルスを前記第１のスイッチング素子
のオン制御信号として形成するために、前記比較器と前
記エネルギー放出終了時点信号形成回路に接続されたパ
ルス形成手段とから成ることを特徴とする請求項２記載
のスイッチング電源装置。 - 【請求項１４】 前記第１の制御回路は、 前記平滑コンデンサの電圧を一定に制御するために使用
する電圧制御用基準電圧を発生する電圧制御用基準電圧
源と、 前記電圧制御用基準電圧と前記検出電圧との差を示す信
号を得るために前記電圧検出回路と前記電圧制御用基準
電圧源とに接続された誤差増幅器と、 前記整流回路の入力電圧又は出力電圧から成る交流成分
を有する電圧を検出するための交流電圧成分検出手段
と、 前記交流成分を有する成分と前記差を示す信号とを乗算
するために前記交流電圧成分検出手段と前記誤差増幅器
とに接続された乗算器と、 前記整流回路の入力側電流又は出力側の電流を検出する
ための電流検出手段と、 前記乗算器の出力電圧と前記電流検出手段の出力との差
を示す信号を得るために前記乗算器と前記電流検出手段
とに接続された減算器と、 前記交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数を有して
鋸波又は三角波から成る周期性波形を発生する波形発生
器と、 前記差を示す信号と前記周期性波形との比較によって前
記第１のスイッチング素子のオン・オフ制御信号を形成
するために前記減算器と前記波形発生器とに接続された
比較器とから成ることを特徴とする請求項２記載のスイ
ッチング電源装置。 - 【請求項１５】 前記第２の制御回路は、前記整流平滑
回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、 鋸波又は三角波から成る周期性波形を発生する波形発生
回路と、 前記出力電圧検出回路の出力と前記周期性波形との比較
に基づいて第２のスイッチング素子のオン・オフ制御信
号を形成するために前記出力電圧検出回路と波形発生回
路とに接続された比較器とから成ることを特徴とする請
求項３記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項１６】 交流電源から供給された交流電圧を直
流電圧変換するために、第１及び第２の交流入力端子
と、力率を改善する機能を伴なって交流電圧を直流電圧
に変換するために前記第１及び第２の交流入力端子に接
続され且つ少なくとも第１のスイッチング素子を有して
いる交流−直流変換回路と、前記交流電圧の周波数より
も高い繰返し周波数で前記第１のスイッチング素子をオ
ン・オフ制御するための第１の制御回路と、前記交流−
直流変換回路から得られた直流電圧を所望の直流電圧に
変換するために前記交流−直流変換回路に接続され且つ
少なくとも第２のスイッチング素子を有している直流−
直流変換回路と、前記直流−直流変換回路から得られた
直流出力電圧を所望直流電圧にするために前記第２のス
イッチング素子をオン・オフ制御するための第２の制御
回路とを有しているスイッチング電源装置を駆動する方
法であって、 前記交流−直流変換回路に対して交流電圧を供給する第
１のステップと、 前記交流−直流変換回路の出力電圧を検出し、この検出
された出力電圧が所定電圧値よりも高いか否かを判定す
る第２のステップと、 前記第１の制御回路によって前記第１のスイッチング素
子のオン・オフ制御を開始する第３のステップと、 前記第２のステップにおいて前記検出された出力電圧が
前記所定電圧値よりも高いことを示す判定結果が得られ
た時に前記第２の制御回路による前記第２のスイッチン
グ素子のオン・オフ制御を開始する第４のステップとか
ら成るスイッチング電源装置の駆動方法。
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|---|---|---|---|
| JP2001369269A JP3553042B2 (ja) | 2001-12-03 | 2001-12-03 | スイッチング電源装置及びその駆動方法 |
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| PCT/JP2002/012589 WO2003049271A1 (fr) | 2001-12-03 | 2002-12-02 | Source d'alimentation de commutation et son procede d'excitation |
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|---|---|---|---|
| JP2001369269A JP3553042B2 (ja) | 2001-12-03 | 2001-12-03 | スイッチング電源装置及びその駆動方法 |
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|---|---|
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