JPH10248255A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPH10248255A JPH10248255A JP4664497A JP4664497A JPH10248255A JP H10248255 A JPH10248255 A JP H10248255A JP 4664497 A JP4664497 A JP 4664497A JP 4664497 A JP4664497 A JP 4664497A JP H10248255 A JPH10248255 A JP H10248255A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- converter
- circuit
- output
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】第１のコンバータの設定出力電圧を低くするこ
となく、動作初期に第２のコンバータのスイッチング素
子に過大な電圧が加わるのを防止止する。 【解決手段】電圧検出回路１５は、全波整流器１２の出
力直流電圧の立ち上がりを検出し、この検出結果の電圧
検出信号ｄ１をタイマー回路１６に供給する。タイマー
回路１６は、電圧検出信号ｄ１により電圧検出回路１５
が出力直流電圧の立ち上がりを検出してから所定時間、
動作初期であることを示す信号ｅ１を制御回路１７に出
力し、所定時間後、安定領域であることを示す信号を制
御回路１７に出力する。制御回路１７は、このタイマー
回路１６からの信号ｅ１が動作初期を示した場合に電圧
抑制回路３２を制御して第２のコンバータ３０のＮＰＮ
トランジスタＴｒ３０に加る電圧を抑制するように制御
する。
となく、動作初期に第２のコンバータのスイッチング素
子に過大な電圧が加わるのを防止止する。 【解決手段】電圧検出回路１５は、全波整流器１２の出
力直流電圧の立ち上がりを検出し、この検出結果の電圧
検出信号ｄ１をタイマー回路１６に供給する。タイマー
回路１６は、電圧検出信号ｄ１により電圧検出回路１５
が出力直流電圧の立ち上がりを検出してから所定時間、
動作初期であることを示す信号ｅ１を制御回路１７に出
力し、所定時間後、安定領域であることを示す信号を制
御回路１７に出力する。制御回路１７は、このタイマー
回路１６からの信号ｅ１が動作初期を示した場合に電圧
抑制回路３２を制御して第２のコンバータ３０のＮＰＮ
トランジスタＴｒ３０に加る電圧を抑制するように制御
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は２コンバータ方式の
スイッチングレギュレータを用いた電源装置に関する。
スイッチングレギュレータを用いた電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、直流モータ用や集積回路用の電源
装置として、力率改善及び定電圧制御の目的から２コン
バータ方式のスイッチングレギュレータを用いた電源装
置が開発されている。
装置として、力率改善及び定電圧制御の目的から２コン
バータ方式のスイッチングレギュレータを用いた電源装
置が開発されている。
【０００３】図７はこのような従来の電源装置を示す回
路図である。
路図である。
【０００４】図７において、交流電源１１１の一方の出
力端子は、ダイオードブリッジによる全波整流器１１２
の一方の入力端子に接続され、交流電源１１１の他方の
出力端子は、全波整流器１１２の他方の入力端子に接続
される。
力端子は、ダイオードブリッジによる全波整流器１１２
の一方の入力端子に接続され、交流電源１１１の他方の
出力端子は、全波整流器１１２の他方の入力端子に接続
される。
【０００５】全波整流器１１２の正極側の出力端子は、
第１のコンバータ１２０の正極側の入力端子に接続され
る。全波整流器１１２の負極側の出力端子は、第１のコ
ンバータ１２０の負極側の入力端子に接続される。
第１のコンバータ１２０の正極側の入力端子に接続され
る。全波整流器１１２の負極側の出力端子は、第１のコ
ンバータ１２０の負極側の入力端子に接続される。
【０００６】第１のコンバータ１２０は、昇圧チョッパ
回路となっており、スイッチング素子のＮＰＮトランジ
スタＴｒ１２０と、このＮＰＮトランジスタＴｒ１２０
のオン，オフ制御を行うオン，オフ制御回路１２１と、
チョークコイルＬ１２０と、ダイオードＤ１２０と、平
滑コンデンサＣ１２０とから構成されている。
回路となっており、スイッチング素子のＮＰＮトランジ
スタＴｒ１２０と、このＮＰＮトランジスタＴｒ１２０
のオン，オフ制御を行うオン，オフ制御回路１２１と、
チョークコイルＬ１２０と、ダイオードＤ１２０と、平
滑コンデンサＣ１２０とから構成されている。
【０００７】この場合、オン，オフ制御回路１２１は、
ダイオードＤ１２０のカソード電圧、即ち第１のコンバ
ータ１２０の出力電圧Ｖ３１を検出し、この検出結果に
基づいて周波数を設定したオン，オフ制御信号ａ３をＮ
ＰＮトランジスタＴｒ１２０のベースに供給する。この
ようなオン，オフ制御信号ａ３によりＮＰＮトランジス
タＴｒ１２０は、オン、オフを行い、チョークコイルＬ
１２０にエネルギーの蓄積と放出を行わせ、放出したエ
ネルギーをダイオードＤ１２０と平滑コンデンサＣ１２
０から成る整流平滑回路により整流及び平滑を行わせ、
第１のコンバータ１２０から出力電圧Ｖ３１を出力させ
ている。
ダイオードＤ１２０のカソード電圧、即ち第１のコンバ
ータ１２０の出力電圧Ｖ３１を検出し、この検出結果に
基づいて周波数を設定したオン，オフ制御信号ａ３をＮ
ＰＮトランジスタＴｒ１２０のベースに供給する。この
ようなオン，オフ制御信号ａ３によりＮＰＮトランジス
タＴｒ１２０は、オン、オフを行い、チョークコイルＬ
１２０にエネルギーの蓄積と放出を行わせ、放出したエ
ネルギーをダイオードＤ１２０と平滑コンデンサＣ１２
０から成る整流平滑回路により整流及び平滑を行わせ、
第１のコンバータ１２０から出力電圧Ｖ３１を出力させ
ている。
【０００８】第１のコンバータ１２０の正極側の出力端
子は、第２のコンバータ１３０の正極側の入力端子に接
続され、第１のコンバータ１２０の負極側の出力端子
は、第２のコンバータ１３０の負極側の入力端子に接続
される。
子は、第２のコンバータ１３０の正極側の入力端子に接
続され、第１のコンバータ１２０の負極側の出力端子
は、第２のコンバータ１３０の負極側の入力端子に接続
される。
【０００９】第２のコンバータ１３０はスイッチング素
子のＮＰＮトランジスタＴｒ１３０と、このＮＰＮトラ
ンジスタＴｒ１２０のオン，オフ制御を行うＰＷＭ制御
回路１３１とから構成されている。
子のＮＰＮトランジスタＴｒ１３０と、このＮＰＮトラ
ンジスタＴｒ１２０のオン，オフ制御を行うＰＷＭ制御
回路１３１とから構成されている。
【００１０】第２のコンバータ１３０をさらに詳細に説
明すると、第２のコンバータ１３０の正極側の入力端子
は、第２のコンバータ１３０の正極側の出力端子に直接
接続されている。第２のコンバータ１３０の正極側の出
力端子は、絶縁トランス１１３の一次巻線Ｌ３１を介し
て第２のコンバータ１３０の負極側の出力端子に接続さ
れている。第２のコンバータ１３０の負極側の出力端子
は、ＮＰＮトランジスタＴｒ１３０のコレクタ・エミッ
タ路を介して第２のコンバータ１３０の負極側の入力端
子に接続される。
明すると、第２のコンバータ１３０の正極側の入力端子
は、第２のコンバータ１３０の正極側の出力端子に直接
接続されている。第２のコンバータ１３０の正極側の出
力端子は、絶縁トランス１１３の一次巻線Ｌ３１を介し
て第２のコンバータ１３０の負極側の出力端子に接続さ
れている。第２のコンバータ１３０の負極側の出力端子
は、ＮＰＮトランジスタＴｒ１３０のコレクタ・エミッ
タ路を介して第２のコンバータ１３０の負極側の入力端
子に接続される。
【００１１】パルス幅変調制御回路（以下、ＰＷＭ制御
回路と呼ぶ）１３１は、本電源装置の出力対象となる負
荷１１４に加わる直流電圧Ｖ３２、即ち、本電源装置の
出力電圧を検出し、この検出結果に基づいてＰＷＭ信号
ｂ３を作成しＮＰＮトランジスタＴｒ１３０のベースに
供給する。このようなＰＷＭ信号ｂ３によりＮＰＮトラ
ンジスタＴｒ１３０は、オン、オフを行い、絶縁トラン
ス１１３の一次巻線Ｌ３１にパルス電流を流して、絶縁
トランス１１３の二次巻線Ｌ３２に低電圧に変圧された
交流電圧を発生させる。
回路と呼ぶ）１３１は、本電源装置の出力対象となる負
荷１１４に加わる直流電圧Ｖ３２、即ち、本電源装置の
出力電圧を検出し、この検出結果に基づいてＰＷＭ信号
ｂ３を作成しＮＰＮトランジスタＴｒ１３０のベースに
供給する。このようなＰＷＭ信号ｂ３によりＮＰＮトラ
ンジスタＴｒ１３０は、オン、オフを行い、絶縁トラン
ス１１３の一次巻線Ｌ３１にパルス電流を流して、絶縁
トランス１１３の二次巻線Ｌ３２に低電圧に変圧された
交流電圧を発生させる。
【００１２】絶縁トランス１１３の二次巻線Ｌ３２の一
端及び他端は整流平滑回路１４０の一方及び他方の入力
端子に接続される。
端及び他端は整流平滑回路１４０の一方及び他方の入力
端子に接続される。
【００１３】整流平滑回路１４０は、ダイオードＤ１４
０，Ｄ１４１と、チョークコイルＬ１４０と、平滑コン
デンサＣ１４０とから構成されている。
０，Ｄ１４１と、チョークコイルＬ１４０と、平滑コン
デンサＣ１４０とから構成されている。
【００１４】整流平滑回路１４０について詳細に説明す
る。
る。
【００１５】整流平滑回路１４０の一方の入力端子は、
ダイオードＤ１４０のアノード・カソード路とチョーク
コイルＬ１４０との直列接続を介して整流平滑回路１４
０の一方の出力端子に接続される。
ダイオードＤ１４０のアノード・カソード路とチョーク
コイルＬ１４０との直列接続を介して整流平滑回路１４
０の一方の出力端子に接続される。
【００１６】整流平滑回路１４０の他方の入力端子は、
ダイオードＤ１４１のアノード・カソード路を介してダ
イオードＤ１４０のカソードに接続されるとともに、整
流平滑回路１４０の他方の出力端子に接続され、基準電
位点に接続される。整流平滑回路１４０の一方及び他方
の出力端子の間には、平滑コンデンサＣ１４０が接続さ
れている。
ダイオードＤ１４１のアノード・カソード路を介してダ
イオードＤ１４０のカソードに接続されるとともに、整
流平滑回路１４０の他方の出力端子に接続され、基準電
位点に接続される。整流平滑回路１４０の一方及び他方
の出力端子の間には、平滑コンデンサＣ１４０が接続さ
れている。
【００１７】整流平滑回路１４０の一方の出力端子は、
負荷１１４を介して整流平滑回路１４０の他方の出力端
子に接続される。このような構成により、整流平滑回路
１４０は、負荷１１４に直流電圧Ｖ３２を供給してい
る。
負荷１１４を介して整流平滑回路１４０の他方の出力端
子に接続される。このような構成により、整流平滑回路
１４０は、負荷１１４に直流電圧Ｖ３２を供給してい
る。
【００１８】このような電源装置において、交流電源１
１１からの交流電圧は、全波整流器１１２により全波整
流され、第１のコンバータ１２０により入力電流波形が
入力電圧波形と相似形にされ、入力力率を改善するとと
もに、定電圧化される。第１のコンバータ１２０の出力
は、第２のコンバータ１３０と絶縁トランス１１３によ
り交流電圧に変換され、整流平滑回路１４０により整流
平滑されて、直流電圧Ｖ３２として負荷１１４に供給さ
れる。この場合、第２のコンバータ１３０は直流電圧Ｖ
３２により作成されたＰＷＭ信号ｂ３により、スイッチ
ング素子が制御されており、直流電圧Ｖ３２が一定とな
るように制御している。
１１からの交流電圧は、全波整流器１１２により全波整
流され、第１のコンバータ１２０により入力電流波形が
入力電圧波形と相似形にされ、入力力率を改善するとと
もに、定電圧化される。第１のコンバータ１２０の出力
は、第２のコンバータ１３０と絶縁トランス１１３によ
り交流電圧に変換され、整流平滑回路１４０により整流
平滑されて、直流電圧Ｖ３２として負荷１１４に供給さ
れる。この場合、第２のコンバータ１３０は直流電圧Ｖ
３２により作成されたＰＷＭ信号ｂ３により、スイッチ
ング素子が制御されており、直流電圧Ｖ３２が一定とな
るように制御している。
【００１９】以下、このような電源装置のオーバーシュ
ートについて図８を参照して説明する。
ートについて図８を参照して説明する。
【００２０】図８は、図７の電源装置のオーバーシュー
トについて説明する説明図であり、図８（ａ）に第１の
コンバータ１２０の出力電圧Ｖ３１を示し、図８（ｂ）
にスイッチング素子のＮＰＮトランジスタＴｒ１３０の
コレクタ・エミッタ間に加わる電圧Ｖ３３を示してい
る。
トについて説明する説明図であり、図８（ａ）に第１の
コンバータ１２０の出力電圧Ｖ３１を示し、図８（ｂ）
にスイッチング素子のＮＰＮトランジスタＴｒ１３０の
コレクタ・エミッタ間に加わる電圧Ｖ３３を示してい
る。
【００２１】図８（ａ）において、タイミングＴ３１に
より交流電源１１１による電源が入力されると、第１の
コンバータ１２０の出力電圧Ｖ３１が立ち上がり、一
旦、全波整流器１１２からの電源電圧まで上昇し、この
後、所定時間電源電圧を維持した後、第１のコンバータ
１２０は、出力側の平滑コンデンサＣ１２０を充電する
ために、安定領域の定常状態に比べ、５％のオーバーシ
ュートが発生し、さらに、第２のコンバータ１２０も、
絶縁トランス１１３の二次側の平滑コンデンサＣ１４０
を充電するためにフルパワー状態で起動し初め、動作初
期時には、双方の効果が相まって、第２のコンバータの
スイッチング素子のＮＰＮトランジスタＴｒ１３０の電
圧Ｖ３３が図８（ｂ）に示すように最大値となる。この
時の電圧Ｖ３３は、安定領域の定常状態に比べ、１０％
以上高い値となり、ＮＰＮトランジスタＴｒ１３０の寿
命を低下させていた。
より交流電源１１１による電源が入力されると、第１の
コンバータ１２０の出力電圧Ｖ３１が立ち上がり、一
旦、全波整流器１１２からの電源電圧まで上昇し、この
後、所定時間電源電圧を維持した後、第１のコンバータ
１２０は、出力側の平滑コンデンサＣ１２０を充電する
ために、安定領域の定常状態に比べ、５％のオーバーシ
ュートが発生し、さらに、第２のコンバータ１２０も、
絶縁トランス１１３の二次側の平滑コンデンサＣ１４０
を充電するためにフルパワー状態で起動し初め、動作初
期時には、双方の効果が相まって、第２のコンバータの
スイッチング素子のＮＰＮトランジスタＴｒ１３０の電
圧Ｖ３３が図８（ｂ）に示すように最大値となる。この
時の電圧Ｖ３３は、安定領域の定常状態に比べ、１０％
以上高い値となり、ＮＰＮトランジスタＴｒ１３０の寿
命を低下させていた。
【００２２】このことに対応して、第１のコンバータ１
２０の設定出力電圧を低くした場合、交流電源１１１の
電圧が高くなった場合の昇圧比率が低下し、不安定な制
御になる。そのため、交流入力電圧範囲を大きくとれな
かった。また、第２のコンバータのスイッチング素子の
素子耐圧を大きくすれば、製造コストが増大するととも
に、素子の選択自体が限られ、設計の自由度が制限され
ていた。
２０の設定出力電圧を低くした場合、交流電源１１１の
電圧が高くなった場合の昇圧比率が低下し、不安定な制
御になる。そのため、交流入力電圧範囲を大きくとれな
かった。また、第２のコンバータのスイッチング素子の
素子耐圧を大きくすれば、製造コストが増大するととも
に、素子の選択自体が限られ、設計の自由度が制限され
ていた。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来の電源装
置では、動作初期時に第１のコンバータが平滑コンデン
サを充電するために、出力にオーバーシュートが発生
し、第２のコンバータも、絶縁トランスの二次側の平滑
コンデンサを充電するためにフルパワー状態で起動し初
め、双方の効果が相まって、第２のコンバータのスイッ
チング素子には、定常状態に比べ、１０％以上高い値の
電圧が加わる。このことに対応して、第１のコンバータ
の設定出力電圧を低くした場合、交流電源の電圧が高く
なった場合の昇圧比率が低下し、不安定な制御になる。
そのため、交流入力電圧範囲が大きくとれなかった。ま
た、第２のコンバータのスイッチング素子の素子耐圧を
大きくすれば、製造コストが増大するとともに、素子の
選択自体が限られ、設計の自由度が制限されていた。
置では、動作初期時に第１のコンバータが平滑コンデン
サを充電するために、出力にオーバーシュートが発生
し、第２のコンバータも、絶縁トランスの二次側の平滑
コンデンサを充電するためにフルパワー状態で起動し初
め、双方の効果が相まって、第２のコンバータのスイッ
チング素子には、定常状態に比べ、１０％以上高い値の
電圧が加わる。このことに対応して、第１のコンバータ
の設定出力電圧を低くした場合、交流電源の電圧が高く
なった場合の昇圧比率が低下し、不安定な制御になる。
そのため、交流入力電圧範囲が大きくとれなかった。ま
た、第２のコンバータのスイッチング素子の素子耐圧を
大きくすれば、製造コストが増大するとともに、素子の
選択自体が限られ、設計の自由度が制限されていた。
【００２４】そこで本発明は、第１のコンバータの設定
出力電圧を低くすることなく、動作初期に第２のコンバ
ータのスイッチング素子に過大な電圧が加わるのを防止
できる電源装置を提供することを目的とするものであ
る。
出力電圧を低くすることなく、動作初期に第２のコンバ
ータのスイッチング素子に過大な電圧が加わるのを防止
できる電源装置を提供することを目的とするものであ
る。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置は、入
力交流電圧に対して全波整流を行う全波整流器と、一次
巻線及び二次巻線を有する絶縁トランスと、インダク
タ、第１のダイオード、第１の平滑コンデンサ及び第１
のスイッチング素子を有し、前記全波整流器からの出力
直流電圧を前記第１のスイッチング素子でオン・オフ制
御することにより電圧値が一定となるように制御した直
流電圧の出力を行なう第１のコンバータと、第２のスイ
ッチング素子を有し、前記第１のコンバータからの直流
電圧を前記第２のスイッチング素子でオン・オフ制御し
て前記絶縁トランスの一次巻線に加え、この絶縁トラン
スを発振させる第２のコンバータと、第２のダイオード
及び第２の平滑コンデンサを有し、前記絶縁トランスの
二次巻線からの交流電圧を整流平滑することにより直流
電圧を作成し負荷に供給する整流平滑回路と、前記整流
平滑回路が作成した直流電圧を検出し、この検出結果が
一定となるように前記第２のコンバータの第２のスイッ
チング素子をオン・オフ制御するスイッチング素子制御
回路と、前記全波整流器の出力直流電圧の立ち上がりを
検出し、この立ち上がりを検出してから所定期間、前記
第２のコンバータの第２のスイッチング素子に加わる電
圧を抑制するように制御する電圧検出抑制制御回路と、
を具備したことを特徴とする。
力交流電圧に対して全波整流を行う全波整流器と、一次
巻線及び二次巻線を有する絶縁トランスと、インダク
タ、第１のダイオード、第１の平滑コンデンサ及び第１
のスイッチング素子を有し、前記全波整流器からの出力
直流電圧を前記第１のスイッチング素子でオン・オフ制
御することにより電圧値が一定となるように制御した直
流電圧の出力を行なう第１のコンバータと、第２のスイ
ッチング素子を有し、前記第１のコンバータからの直流
電圧を前記第２のスイッチング素子でオン・オフ制御し
て前記絶縁トランスの一次巻線に加え、この絶縁トラン
スを発振させる第２のコンバータと、第２のダイオード
及び第２の平滑コンデンサを有し、前記絶縁トランスの
二次巻線からの交流電圧を整流平滑することにより直流
電圧を作成し負荷に供給する整流平滑回路と、前記整流
平滑回路が作成した直流電圧を検出し、この検出結果が
一定となるように前記第２のコンバータの第２のスイッ
チング素子をオン・オフ制御するスイッチング素子制御
回路と、前記全波整流器の出力直流電圧の立ち上がりを
検出し、この立ち上がりを検出してから所定期間、前記
第２のコンバータの第２のスイッチング素子に加わる電
圧を抑制するように制御する電圧検出抑制制御回路と、
を具備したことを特徴とする。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【００２７】図１は本発明に係る電源装置の第１の発明
の実施の形態を示すブロック図である。
の実施の形態を示すブロック図である。
【００２８】図１において、符号１１は交流電源であ
り、交流電源１１の一方の出力端子は、ダイオードブリ
ッジによる全波整流器１２の一方の入力端子に接続さ
れ、交流電源１１の他方の出力端子は、全波整流器１２
の他方の入力端子に接続される。この場合、交流電源１
１としては商用交流電源を用いている。
り、交流電源１１の一方の出力端子は、ダイオードブリ
ッジによる全波整流器１２の一方の入力端子に接続さ
れ、交流電源１１の他方の出力端子は、全波整流器１２
の他方の入力端子に接続される。この場合、交流電源１
１としては商用交流電源を用いている。
【００２９】全波整流器１２の正極側の出力端子は、第
１のコンバータ２０の正極側の入力端子に接続される。
全波整流器１２の負極側の出力端子は、第１のコンバー
タ２０の負極側の入力端子に接続される。
１のコンバータ２０の正極側の入力端子に接続される。
全波整流器１２の負極側の出力端子は、第１のコンバー
タ２０の負極側の入力端子に接続される。
【００３０】第１のコンバータ２０は、昇圧チョッパ回
路となっており、スイッチング素子のＮＰＮトランジス
タＴｒ２０とこのＮＰＮトランジスタＴｒ２０のオン，
オフ制御を行うオン，オフ制御回路２１とチョークコイ
ルＬ２０とダイオードＤ２０と平滑コンデンサＣ２０か
ら構成されている。
路となっており、スイッチング素子のＮＰＮトランジス
タＴｒ２０とこのＮＰＮトランジスタＴｒ２０のオン，
オフ制御を行うオン，オフ制御回路２１とチョークコイ
ルＬ２０とダイオードＤ２０と平滑コンデンサＣ２０か
ら構成されている。
【００３１】この場合、オン，オフ制御回路２１は、ダ
イオードＤ２０のカソード電圧、即ち第１のコンバータ
２０の出力電圧Ｖ１１を検出し、この検出結果に基づい
て周波数を設定したオン，オフ制御信号ａ１をＮＰＮト
ランジスタＴｒ２０のベースに供給する。このようなオ
ン，オフ制御信号ａ１によりＮＰＮトランジスタＴｒ２
０は、オン、オフを行い、チョークコイルＬ２０にエネ
ルギーの蓄積と放出を行わせ、放出したエネルギーをダ
イオードＤ２０と平滑コンデンサＣ２０から成る整流平
滑回路により整流及び平滑を行わせ、第１のコンバータ
２０から出力電圧Ｖ１１を出力させている。
イオードＤ２０のカソード電圧、即ち第１のコンバータ
２０の出力電圧Ｖ１１を検出し、この検出結果に基づい
て周波数を設定したオン，オフ制御信号ａ１をＮＰＮト
ランジスタＴｒ２０のベースに供給する。このようなオ
ン，オフ制御信号ａ１によりＮＰＮトランジスタＴｒ２
０は、オン、オフを行い、チョークコイルＬ２０にエネ
ルギーの蓄積と放出を行わせ、放出したエネルギーをダ
イオードＤ２０と平滑コンデンサＣ２０から成る整流平
滑回路により整流及び平滑を行わせ、第１のコンバータ
２０から出力電圧Ｖ１１を出力させている。
【００３２】第１のコンバータ２０の正極側の出力端子
は、第２のコンバータ３０の正極側の入力端子に接続さ
れ、第１のコンバータ２０の負極側の出力端子は、第２
のコンバータ３０の負極側の入力端子に接続される。
は、第２のコンバータ３０の正極側の入力端子に接続さ
れ、第１のコンバータ２０の負極側の出力端子は、第２
のコンバータ３０の負極側の入力端子に接続される。
【００３３】第２のコンバータ３０はスイッチング素子
のＮＰＮトランジスタＴｒ３０と、このＮＰＮトランジ
スタＴｒ３０のオン，オフ制御を行うＰＷＭ制御回路３
１と電圧抑制回路３２とから構成されている。
のＮＰＮトランジスタＴｒ３０と、このＮＰＮトランジ
スタＴｒ３０のオン，オフ制御を行うＰＷＭ制御回路３
１と電圧抑制回路３２とから構成されている。
【００３４】第２のコンバータ３０をさらに詳細に説明
すると、第２のコンバータ３０の正極側の入力端子は、
第２のコンバータ３０の正極側の出力端子に直接接続さ
れている。第２のコンバータ３０の正極側の出力端子
は、絶縁トランス１３の一次巻線Ｌ１１を介して第２の
コンバータ３０の負極側の出力端子に接続されている。
第２のコンバータ３０の正極側の出力端子は、電圧抑制
回路３２を介して第２のコンバータ３０の負極側の出力
端子に接続されている。第２のコンバータ３０の負極側
の出力端子は、ＮＰＮトランジスタＴｒ３０のコレクタ
・エミッタ路を介して第２のコンバータ３０の負極側の
入力端子に接続される。
すると、第２のコンバータ３０の正極側の入力端子は、
第２のコンバータ３０の正極側の出力端子に直接接続さ
れている。第２のコンバータ３０の正極側の出力端子
は、絶縁トランス１３の一次巻線Ｌ１１を介して第２の
コンバータ３０の負極側の出力端子に接続されている。
第２のコンバータ３０の正極側の出力端子は、電圧抑制
回路３２を介して第２のコンバータ３０の負極側の出力
端子に接続されている。第２のコンバータ３０の負極側
の出力端子は、ＮＰＮトランジスタＴｒ３０のコレクタ
・エミッタ路を介して第２のコンバータ３０の負極側の
入力端子に接続される。
【００３５】パルス幅変調制御回路（以下、ＰＷＭ制御
回路と呼ぶ）３１は、本電源装置の電源電圧出力対象と
なる負荷１４に加わる直流電圧Ｖ１２、即ち、本電源装
置の出力電圧を検出し、この検出結果に基づいてＰＷＭ
信号ｂ１を作成しＮＰＮトランジスタＴｒ３０のベース
に供給する。このようなＰＷＭ信号ｂ１によりＮＰＮト
ランジスタＴｒ３０は、オン、オフを行い、絶縁トラン
ス１３の一次巻線Ｌ１１にパルス電流を流して、絶縁ト
ランス１３の二次巻線Ｌ１２に低電圧に変圧された交流
電圧を発生させる。
回路と呼ぶ）３１は、本電源装置の電源電圧出力対象と
なる負荷１４に加わる直流電圧Ｖ１２、即ち、本電源装
置の出力電圧を検出し、この検出結果に基づいてＰＷＭ
信号ｂ１を作成しＮＰＮトランジスタＴｒ３０のベース
に供給する。このようなＰＷＭ信号ｂ１によりＮＰＮト
ランジスタＴｒ３０は、オン、オフを行い、絶縁トラン
ス１３の一次巻線Ｌ１１にパルス電流を流して、絶縁ト
ランス１３の二次巻線Ｌ１２に低電圧に変圧された交流
電圧を発生させる。
【００３６】一方、全波整流器１２の正極側の出力端子
は電圧検出回路１５の入力端子に接続される。
は電圧検出回路１５の入力端子に接続される。
【００３７】電圧検出回路１５は、全波整流器１２の出
力直流電圧の立ち上がりを検出し、この検出結果の電圧
検出信号ｄ１をタイマー回路１６に供給する。
力直流電圧の立ち上がりを検出し、この検出結果の電圧
検出信号ｄ１をタイマー回路１６に供給する。
【００３８】タイマー回路１６は、電圧検出信号ｄ１に
より電圧検出回路１５が出力直流電圧の立ち上がりを検
出してから所定時間、動作初期であることを示す信号ｅ
１を制御回路１７に出力し、所定時間後、安定領域であ
ることを示す信号を制御回路１７に出力する。
より電圧検出回路１５が出力直流電圧の立ち上がりを検
出してから所定時間、動作初期であることを示す信号ｅ
１を制御回路１７に出力し、所定時間後、安定領域であ
ることを示す信号を制御回路１７に出力する。
【００３９】制御回路１７は、このタイマー回路１６か
らの信号ｅ１が動作初期を示した場合に電圧抑制回路３
２を制御して第２のコンバータ３０のＮＰＮトランジス
タＴｒ３０に加る電圧を抑制するように制御し、タイマ
ー回路１６からの信号ｅ１が安定領域であることを示し
た場合に電圧抑制回路３２を制御して前記抑制を解除す
る。
らの信号ｅ１が動作初期を示した場合に電圧抑制回路３
２を制御して第２のコンバータ３０のＮＰＮトランジス
タＴｒ３０に加る電圧を抑制するように制御し、タイマ
ー回路１６からの信号ｅ１が安定領域であることを示し
た場合に電圧抑制回路３２を制御して前記抑制を解除す
る。
【００４０】これにより、制御回路１７と電圧抑制回路
３２は、電圧抑制制御回路を構成している。
３２は、電圧抑制制御回路を構成している。
【００４１】絶縁トランス１３は一次巻線Ｌ１１及び二
次巻線Ｌ１２を有している。
次巻線Ｌ１２を有している。
【００４２】絶縁トランス１３の二次巻線Ｌ１２の一端
及び他端は整流平滑回路４０の一方及び他方の入力端子
に接続される。
及び他端は整流平滑回路４０の一方及び他方の入力端子
に接続される。
【００４３】整流平滑回路４０は、ダイオードＤ４０，
Ｄ４１と、チョークコイルＬ４０と、平滑コンデンサＣ
４０とから構成されている。
Ｄ４１と、チョークコイルＬ４０と、平滑コンデンサＣ
４０とから構成されている。
【００４４】整流平滑回路４０について詳細に説明す
る。
る。
【００４５】整流平滑回路４０の一方の入力端子は、ダ
イオードＤ４０のアノード・カソード路とチョークコイ
ルＬ４０との直列接続を介して整流平滑回路４０の一方
の出力端子に接続される。
イオードＤ４０のアノード・カソード路とチョークコイ
ルＬ４０との直列接続を介して整流平滑回路４０の一方
の出力端子に接続される。
【００４６】整流平滑回路４０の他方の入力端子は、ダ
イオードＤ４１のアノード・カソード路を介してダイオ
ードＤ４０のカソードに接続されるとともに、整流平滑
回路４０の他方の出力端子に接続され、基準電位点に接
続される。整流平滑回路４０の一方及び他方の出力端子
の間には、平滑コンデンサＣ４０が接続されている。
イオードＤ４１のアノード・カソード路を介してダイオ
ードＤ４０のカソードに接続されるとともに、整流平滑
回路４０の他方の出力端子に接続され、基準電位点に接
続される。整流平滑回路４０の一方及び他方の出力端子
の間には、平滑コンデンサＣ４０が接続されている。
【００４７】整流平滑回路４０の一方の出力端子は、負
荷１４を介して整流平滑回路４０の他方の出力端子に接
続される。このような構成により、整流平滑回路４０
は、負荷１４に直流電圧Ｖ１２を供給している。
荷１４を介して整流平滑回路４０の他方の出力端子に接
続される。このような構成により、整流平滑回路４０
は、負荷１４に直流電圧Ｖ１２を供給している。
【００４８】このような構成により、第１のコンバータ
２０は、インダクタＬ２０、第１のダイオードＤ２０、
第１の平滑コンデンサＣ２０及び第１のスイッチング素
子（ＮＰＮトランジスタＴｒ２０）を有し、前記全波整
流器１２からの出力直流電圧を前記第１のスイッチング
素子でオン・オフ制御することにより電圧値が一定とな
るように制御した直流電圧の出力を行なう。
２０は、インダクタＬ２０、第１のダイオードＤ２０、
第１の平滑コンデンサＣ２０及び第１のスイッチング素
子（ＮＰＮトランジスタＴｒ２０）を有し、前記全波整
流器１２からの出力直流電圧を前記第１のスイッチング
素子でオン・オフ制御することにより電圧値が一定とな
るように制御した直流電圧の出力を行なう。
【００４９】第２のコンバータ３０は、第２のスイッチ
ング素子（ＮＰＮトランジスタＴｒ３０）を有し、前記
第１のコンバータ２０からの直流電圧を前記第２のスイ
ッチング素子でオン・オフ制御して前記絶縁トランス１
３の一次巻線Ｌ１１に加え、絶縁トランス１３を発振さ
せる。
ング素子（ＮＰＮトランジスタＴｒ３０）を有し、前記
第１のコンバータ２０からの直流電圧を前記第２のスイ
ッチング素子でオン・オフ制御して前記絶縁トランス１
３の一次巻線Ｌ１１に加え、絶縁トランス１３を発振さ
せる。
【００５０】整流平滑回路４０は、第２のダイオードＤ
２０、第２の平滑コンデンサＣ４０を有し、絶縁トラン
スの二次巻線からの交流電圧を整流平滑することにより
直流電圧を作成した負荷１４に供給するようになってい
る。
２０、第２の平滑コンデンサＣ４０を有し、絶縁トラン
スの二次巻線からの交流電圧を整流平滑することにより
直流電圧を作成した負荷１４に供給するようになってい
る。
【００５１】ＰＷＭ制御回路３１は、前記整流平滑回路
４０が作成した直流電圧Ｖ１２を検出し、この検出結果
が一定となるように前記第２のコンバータ２０の第２の
スイッチング素子（ＮＰＮトランジスタＴｒ３０）をオ
ン・オフ制御するスイッチング素子制御回路となってい
る。
４０が作成した直流電圧Ｖ１２を検出し、この検出結果
が一定となるように前記第２のコンバータ２０の第２の
スイッチング素子（ＮＰＮトランジスタＴｒ３０）をオ
ン・オフ制御するスイッチング素子制御回路となってい
る。
【００５２】電圧検出回路１５、タイマー回路１６、制
御回路１７及び電圧抑制回路３２は、前記全波整流器１
２の出力直流電圧の立ち上がり（第１のコンバータ２０
へのの供給電圧の立ち上がり）を検出し、この立ち上が
りを検出してから所定期間、前記第２のコンバータ３０
の第２のスイッチング素子（ＮＰＮトランジスタＴｒ３
０）に加る電圧を抑制するように制御する電圧検出抑制
制御回路となっている。
御回路１７及び電圧抑制回路３２は、前記全波整流器１
２の出力直流電圧の立ち上がり（第１のコンバータ２０
へのの供給電圧の立ち上がり）を検出し、この立ち上が
りを検出してから所定期間、前記第２のコンバータ３０
の第２のスイッチング素子（ＮＰＮトランジスタＴｒ３
０）に加る電圧を抑制するように制御する電圧検出抑制
制御回路となっている。
【００５３】このような電源装置において、交流電源１
１からの交流電圧は、全波整流器１２により全波整流さ
れ、第１のコンバータ２０により入力電流波形が入力電
圧波形と相似形にされ、入力力率を改善するとともに、
定電圧化される。第１のコンバータ２０の出力は、第２
のコンバータ３０と絶縁トランス１３により交流電圧に
変換され、整流平滑回路４０により整流平滑されて、直
流電圧Ｖ１２として負荷１４に供給される。この場合、
第２のコンバータ３０は直流電圧Ｖ１２により作成され
たＰＷＭ信号ｂ１により、スイッチング素子が制御され
ており、直流電圧Ｖ１２が一定となるように制御してい
る。
１からの交流電圧は、全波整流器１２により全波整流さ
れ、第１のコンバータ２０により入力電流波形が入力電
圧波形と相似形にされ、入力力率を改善するとともに、
定電圧化される。第１のコンバータ２０の出力は、第２
のコンバータ３０と絶縁トランス１３により交流電圧に
変換され、整流平滑回路４０により整流平滑されて、直
流電圧Ｖ１２として負荷１４に供給される。この場合、
第２のコンバータ３０は直流電圧Ｖ１２により作成され
たＰＷＭ信号ｂ１により、スイッチング素子が制御され
ており、直流電圧Ｖ１２が一定となるように制御してい
る。
【００５４】ここで、電圧検出回路１５、タイマー回路
１６、制御回路１７及び電圧抑制回路３２により、全波
整流器１２の出力直流電圧の立ち上がりから所定期間、
前記第２のコンバータ３０の第２のスイッチング素子に
加る電圧を抑制するように制御するようになっている。
１６、制御回路１７及び電圧抑制回路３２により、全波
整流器１２の出力直流電圧の立ち上がりから所定期間、
前記第２のコンバータ３０の第２のスイッチング素子に
加る電圧を抑制するように制御するようになっている。
【００５５】以下、このような電源装置のオーバーシュ
ートの抑制について図２を参照して説明する。
ートの抑制について図２を参照して説明する。
【００５６】図２は、図１の電源装置のオーバーシュー
トについて説明する説明図であり、図２（ａ）に第１の
コンバータ２０の出力電圧Ｖ１１を示し、図２（ｂ）に
スイッチング素子のＮＰＮトランジスタＴｒ３０のコレ
クタ・エミッタ間に加わる電圧Ｖ１３を示している。
トについて説明する説明図であり、図２（ａ）に第１の
コンバータ２０の出力電圧Ｖ１１を示し、図２（ｂ）に
スイッチング素子のＮＰＮトランジスタＴｒ３０のコレ
クタ・エミッタ間に加わる電圧Ｖ１３を示している。
【００５７】図２（ａ）において、タイミングＴ１１に
より交流電源１１による電源が入力されると、第１のコ
ンバータ２０の出力電圧Ｖ１１が立ち上がり、一旦、全
波整流器１２からの電源電圧に上昇し、この後、所定時
間電源電圧を維持した後、第１のコンバータ２０は、出
力側の平滑コンデンサＣ２０を充電するために、安定領
域の定常状態に比べ、５％のオーバーシュートが発生
し、さらに、第２のコンバータ２０も、絶縁トランス１
３の二次側の平滑コンデンサＣ４０を充電するためにフ
ルパワー状態で起動し初める。しかしながら、動作初期
時となる全波整流器１２の出力直流電圧の立ち上がりか
ら所定期間には、電圧検出回路１５、タイマー回路１
６、制御回路１７及び電圧抑制回路３２により、前記第
２のコンバータ３０の第２のスイッチング素子（ＮＰＮ
トランジスタＴｒ３０）に加る電圧を抑制するように制
御するので、ＮＰＮトランジスタＴｒ３０の電圧Ｖ１３
は、図２（ｂ）に示すように、最大値が余り高くならな
ず、この時の電圧Ｖ１３は、安定領域の定常状態に比
べ、３％程度高い値となるだけである。これにより、第
１のコンバータ２０の設定出力電圧を低くすることな
く、動作初期に第２のコンバータ３０のスイッチング素
子に過大な電圧が加わるのを防止できる。
より交流電源１１による電源が入力されると、第１のコ
ンバータ２０の出力電圧Ｖ１１が立ち上がり、一旦、全
波整流器１２からの電源電圧に上昇し、この後、所定時
間電源電圧を維持した後、第１のコンバータ２０は、出
力側の平滑コンデンサＣ２０を充電するために、安定領
域の定常状態に比べ、５％のオーバーシュートが発生
し、さらに、第２のコンバータ２０も、絶縁トランス１
３の二次側の平滑コンデンサＣ４０を充電するためにフ
ルパワー状態で起動し初める。しかしながら、動作初期
時となる全波整流器１２の出力直流電圧の立ち上がりか
ら所定期間には、電圧検出回路１５、タイマー回路１
６、制御回路１７及び電圧抑制回路３２により、前記第
２のコンバータ３０の第２のスイッチング素子（ＮＰＮ
トランジスタＴｒ３０）に加る電圧を抑制するように制
御するので、ＮＰＮトランジスタＴｒ３０の電圧Ｖ１３
は、図２（ｂ）に示すように、最大値が余り高くならな
ず、この時の電圧Ｖ１３は、安定領域の定常状態に比
べ、３％程度高い値となるだけである。これにより、第
１のコンバータ２０の設定出力電圧を低くすることな
く、動作初期に第２のコンバータ３０のスイッチング素
子に過大な電圧が加わるのを防止できる。
【００５８】以上、説明したように本発明の実施の形態
によば、第１のコンバータの設定出力電圧を低くするこ
となく、動作初期に第２のコンバータのスイッチング素
子に過大な電圧が加わるのを防止できるので、交流電源
の電圧が高くなった場合でも十分な昇圧比率を確保で
き、安定な制御を行え、交流入力電圧範囲が大きくとれ
る。また、第２のコンバータのスイッチング素子の素子
耐圧をあまり大きくする必要がなく、製造コストを低減
するとともに、素子の選択の幅を拡げ、設計の自由度が
向上することができる。
によば、第１のコンバータの設定出力電圧を低くするこ
となく、動作初期に第２のコンバータのスイッチング素
子に過大な電圧が加わるのを防止できるので、交流電源
の電圧が高くなった場合でも十分な昇圧比率を確保で
き、安定な制御を行え、交流入力電圧範囲が大きくとれ
る。また、第２のコンバータのスイッチング素子の素子
耐圧をあまり大きくする必要がなく、製造コストを低減
するとともに、素子の選択の幅を拡げ、設計の自由度が
向上することができる。
【００５９】図３は図１の電圧抑制回路３２の第１の具
体的な回路例を示す回路図である。
体的な回路例を示す回路図である。
【００６０】図３において、電圧抑制回路３２は、抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２、コンデンサＣ１１、オン，オフスイッ
チＳＷ１１及びダイオードＤ１１とから構成される。
Ｒ１１，Ｒ１２、コンデンサＣ１１、オン，オフスイッ
チＳＷ１１及びダイオードＤ１１とから構成される。
【００６１】一次巻線Ｌ１１とＮＰＮトランジスタＴｒ
３０の接続点は、ダイオードＤ１１のアノードに接続さ
れる。ダイオードＤ１１のカソードは、オン，オフスイ
ッチＳＷ１１の一端に接続されるとともに、抵抗Ｒ１２
とコンデンサＣ１１の並列接続を介して一次巻線Ｌ１１
の一端に接続される。オン，オフスイッチＳＷ１１の他
端は、抵抗Ｒ１１を介して一次巻線Ｌ１１の一端に接続
される。
３０の接続点は、ダイオードＤ１１のアノードに接続さ
れる。ダイオードＤ１１のカソードは、オン，オフスイ
ッチＳＷ１１の一端に接続されるとともに、抵抗Ｒ１２
とコンデンサＣ１１の並列接続を介して一次巻線Ｌ１１
の一端に接続される。オン，オフスイッチＳＷ１１の他
端は、抵抗Ｒ１１を介して一次巻線Ｌ１１の一端に接続
される。
【００６２】制御回路１７は、図１のタイマー回路１６
からの信号ｅ１が動作初期を示した場合にオン，オフス
イッチＳＷ１１をオンし、一次巻線Ｌ１１の他端からの
電流を一次巻線Ｌ１１の一端に比較的流れやすくし、タ
イマー回路１６からの信号ｅ１が安定領域であることを
示した場合にオフスイッチＳＷ１１をオフし、一次巻線
Ｌ１１の他端からの電流を一次巻線Ｌ１１の一端に比較
的流れにくくする。
からの信号ｅ１が動作初期を示した場合にオン，オフス
イッチＳＷ１１をオンし、一次巻線Ｌ１１の他端からの
電流を一次巻線Ｌ１１の一端に比較的流れやすくし、タ
イマー回路１６からの信号ｅ１が安定領域であることを
示した場合にオフスイッチＳＷ１１をオフし、一次巻線
Ｌ１１の他端からの電流を一次巻線Ｌ１１の一端に比較
的流れにくくする。
【００６３】これにより、電圧抑制回路３２は、動作初
期に、ＮＰＮトランジスタＴｒ３０に加る電圧を抑制す
るように制御する。
期に、ＮＰＮトランジスタＴｒ３０に加る電圧を抑制す
るように制御する。
【００６４】このような回路例により、図１の電圧抑制
回路３２を実現できる。
回路３２を実現できる。
【００６５】図４は図１の電圧抑制回路３２の第２の具
体的な回路例を示す回路図である。
体的な回路例を示す回路図である。
【００６６】図４において、電圧抑制回路３２は、抵抗
Ｒ１５、コンデンサＣ１５、オン，オフスイッチＳＷ１
５及びツェナーダイオードＺＤ１１とから構成される。
Ｒ１５、コンデンサＣ１５、オン，オフスイッチＳＷ１
５及びツェナーダイオードＺＤ１１とから構成される。
【００６７】一次巻線Ｌ１１とＮＰＮトランジスタＴｒ
３０の接続点は、オン，オフスイッチＳＷ１５の一端に
接続されるとともに、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１５の
並列接続を介して一次巻線Ｌ１１の一端に接続される。
オン，オフスイッチＳＷ１５の他端は、ツェナーダイオ
ードＺＤ１１のカソード・アノード路を介して一次巻線
Ｌ１１の一端に接続される。
３０の接続点は、オン，オフスイッチＳＷ１５の一端に
接続されるとともに、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１５の
並列接続を介して一次巻線Ｌ１１の一端に接続される。
オン，オフスイッチＳＷ１５の他端は、ツェナーダイオ
ードＺＤ１１のカソード・アノード路を介して一次巻線
Ｌ１１の一端に接続される。
【００６８】制御回路１７は、図１のタイマー回路１６
からの信号ｅ１が動作初期を示した場合にオン，オフス
イッチＳＷ１５をオンし、一次巻線Ｌ１１の他端からの
電流を一次巻線Ｌ１１の一端に比較的流れやすくし、タ
イマー回路１６からの信号ｅ１が安定領域であることを
示した場合にオフスイッチＳＷ１５をオフし、一次巻線
Ｌ１１の他端からの電流を一次巻線Ｌ１１の一端に比較
的流れにくくする。
からの信号ｅ１が動作初期を示した場合にオン，オフス
イッチＳＷ１５をオンし、一次巻線Ｌ１１の他端からの
電流を一次巻線Ｌ１１の一端に比較的流れやすくし、タ
イマー回路１６からの信号ｅ１が安定領域であることを
示した場合にオフスイッチＳＷ１５をオフし、一次巻線
Ｌ１１の他端からの電流を一次巻線Ｌ１１の一端に比較
的流れにくくする。
【００６９】これにより、電圧抑制回路３２は、動作初
期に、ＮＰＮトランジスタＴｒ３０に加る電圧を抑制す
るように制御する。
期に、ＮＰＮトランジスタＴｒ３０に加る電圧を抑制す
るように制御する。
【００７０】このような回路例により、図１の電圧抑制
回路３２を実現できる。
回路３２を実現できる。
【００７１】図５は本発明に係る電源装置の第２の発明
の実施の形態を示すブロック図であり、図１と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。
の実施の形態を示すブロック図であり、図１と同じ構成
要素には同じ符号を付して説明を省略している。
【００７２】図５において、第２のコンバータ５０に
は、電圧抑制回路を設けず、電圧検出回路５５、遅延回
路５６及び停止制御回路５７から成る電圧検出停止制御
回路により、全波整流器１２の出力直流電圧の立ち上が
りを検出し、この立ち上がりを検出してから所定期間、
前記第２のコンバータ５０の動作を停止するように制御
している。
は、電圧抑制回路を設けず、電圧検出回路５５、遅延回
路５６及び停止制御回路５７から成る電圧検出停止制御
回路により、全波整流器１２の出力直流電圧の立ち上が
りを検出し、この立ち上がりを検出してから所定期間、
前記第２のコンバータ５０の動作を停止するように制御
している。
【００７３】以下、詳細に説明する。
【００７４】電圧検出回路５５は、全波整流器１２の出
力直流電圧Ｖ０を検出し、この検出結果の検出電圧ｄ２
を遅延回路５６に供給する。
力直流電圧Ｖ０を検出し、この検出結果の検出電圧ｄ２
を遅延回路５６に供給する。
【００７５】遅延回路５６は、この電圧検出回路５５の
検出電圧ｄ２を所定時間遅延し、遅延検出電圧ｅ２とし
て停止制御回路５７に供給する。
検出電圧ｄ２を所定時間遅延し、遅延検出電圧ｅ２とし
て停止制御回路５７に供給する。
【００７６】停止制御回路５７は、この遅延回路５６に
より遅延された遅延検出電圧ｅ２が前記全波整流器１２
の出力直流電圧が０Ｖであることを示した場合にはＰＷ
Ｍ制御回路５１を停止状態にすることにより、第２のコ
ンバータ５０の動作を停止するように制御し、遅延検出
電圧ｅ２が前記全波整流器１２の出力直流電圧が０Ｖで
あることを示した場合にはＰＷＭ制御回路５１を稼働状
態することにより、第２のコンバータ５０の動作の停止
を解除する。
より遅延された遅延検出電圧ｅ２が前記全波整流器１２
の出力直流電圧が０Ｖであることを示した場合にはＰＷ
Ｍ制御回路５１を停止状態にすることにより、第２のコ
ンバータ５０の動作を停止するように制御し、遅延検出
電圧ｅ２が前記全波整流器１２の出力直流電圧が０Ｖで
あることを示した場合にはＰＷＭ制御回路５１を稼働状
態することにより、第２のコンバータ５０の動作の停止
を解除する。
【００７７】図６は、図５の電源装置のオーバーシュー
トについて説明する説明図であり、図６（ａ）に第１の
コンバータ２０の出力電圧Ｖ２１を示し、図６（ｂ）に
スイッチング素子のＮＰＮトランジスタＴｒ３０のコレ
クタ・エミッタ間に加わる電圧Ｖ２３を示している。
トについて説明する説明図であり、図６（ａ）に第１の
コンバータ２０の出力電圧Ｖ２１を示し、図６（ｂ）に
スイッチング素子のＮＰＮトランジスタＴｒ３０のコレ
クタ・エミッタ間に加わる電圧Ｖ２３を示している。
【００７８】図６（ａ）において、タイミングＴ２１に
より交流電源１１による電源が入力されると、第１のコ
ンバータ２０の出力電圧Ｖ１１が立ち上がり、一旦、全
波整流器１２からの電源電圧に上昇し、この後、所定時
間電源電圧を維持した後、第１のコンバータ２０は、出
力側の平滑コンデンサＣ２０を充電するために、安定領
域の定常状態に比べ、５％のオーバーシュートが発生す
る。しかしながら、動作初期時となる全波整流器１２の
出力直流電圧の立ち上がりから所定期間には、電圧検出
回路５５、遅延回路５６及び停止制御回路５７により、
場合にはＰＷＭ制御回路５１を停止状態にすることによ
り、第２のコンバータ５０の動作を停止するように制御
するので、ＮＰＮトランジスタＴｒ３０の電圧Ｖ２３
は、図６（ｂ）に示すように、動作初期時で０Ｖとな
り、この後、安定領域から立ちあがってオーバーシュー
トをほとんど発生せずに、定常状態となる。これによ
り、第１のコンバータ２０の設定出力電圧を低くするこ
となく、動作初期に第２のコンバータ５０のスイッチン
グ素子に過大な電圧が加わるのを防止できる。また、動
作初期時には、第２のコンバータ５０の動作を停止して
いるので、第１のコンバータ２０の平滑コンデンサＣ２
０への充電時間を短縮でき、電源装置が始動から安定領
域になるまでの時間を短縮できる。
より交流電源１１による電源が入力されると、第１のコ
ンバータ２０の出力電圧Ｖ１１が立ち上がり、一旦、全
波整流器１２からの電源電圧に上昇し、この後、所定時
間電源電圧を維持した後、第１のコンバータ２０は、出
力側の平滑コンデンサＣ２０を充電するために、安定領
域の定常状態に比べ、５％のオーバーシュートが発生す
る。しかしながら、動作初期時となる全波整流器１２の
出力直流電圧の立ち上がりから所定期間には、電圧検出
回路５５、遅延回路５６及び停止制御回路５７により、
場合にはＰＷＭ制御回路５１を停止状態にすることによ
り、第２のコンバータ５０の動作を停止するように制御
するので、ＮＰＮトランジスタＴｒ３０の電圧Ｖ２３
は、図６（ｂ）に示すように、動作初期時で０Ｖとな
り、この後、安定領域から立ちあがってオーバーシュー
トをほとんど発生せずに、定常状態となる。これによ
り、第１のコンバータ２０の設定出力電圧を低くするこ
となく、動作初期に第２のコンバータ５０のスイッチン
グ素子に過大な電圧が加わるのを防止できる。また、動
作初期時には、第２のコンバータ５０の動作を停止して
いるので、第１のコンバータ２０の平滑コンデンサＣ２
０への充電時間を短縮でき、電源装置が始動から安定領
域になるまでの時間を短縮できる。
【００７９】以上、説明したように本発明の実施の形態
によば、第１のコンバータの設定出力電圧を低くするこ
となく、動作初期に第２のコンバータのスイッチング素
子に過大な電圧が加わるのを防止できるので、図１の発
明の実施の形態と同様の効果を得ることができるととも
に、電源装置が始動から安定領域になるまでの時間を短
縮できる。
によば、第１のコンバータの設定出力電圧を低くするこ
となく、動作初期に第２のコンバータのスイッチング素
子に過大な電圧が加わるのを防止できるので、図１の発
明の実施の形態と同様の効果を得ることができるととも
に、電源装置が始動から安定領域になるまでの時間を短
縮できる。
【００８０】尚、図１乃至図６記載の電源装置は、一般
性から交流電源１１として商用交流電源を用いたが商用
以外の交流電源を用いてもよい。また負荷１４として
は、集積回路、モータ等、各種適用できる。
性から交流電源１１として商用交流電源を用いたが商用
以外の交流電源を用いてもよい。また負荷１４として
は、集積回路、モータ等、各種適用できる。
【００８１】
【発明の効果】本発明によれば、第１のコンバータの設
定出力電圧を低くすることなく、動作初期に第２のコン
バータのスイッチング素子に過大な電圧が加わるのを防
止できるので、交流電源の電圧が高くなった場合でも十
分な昇圧比率を確保でき、安定な制御を行え、交流入力
電圧範囲が大きくとれる。第２のコンバータのスイッチ
ング素子の素子耐圧をあまり大きくする必要がなく、製
造コストを低減するとともに、素子の選択の幅を拡げ、
設計の自由度が向上することができる。放電灯始動直後
の誤動作により放電灯が立ち消えるのを防止することが
できるので、ユーザーに好印象を与えることができる。
定出力電圧を低くすることなく、動作初期に第２のコン
バータのスイッチング素子に過大な電圧が加わるのを防
止できるので、交流電源の電圧が高くなった場合でも十
分な昇圧比率を確保でき、安定な制御を行え、交流入力
電圧範囲が大きくとれる。第２のコンバータのスイッチ
ング素子の素子耐圧をあまり大きくする必要がなく、製
造コストを低減するとともに、素子の選択の幅を拡げ、
設計の自由度が向上することができる。放電灯始動直後
の誤動作により放電灯が立ち消えるのを防止することが
できるので、ユーザーに好印象を与えることができる。
【図１】本発明に係る電源装置の第１の発明の実施の形
態を示すブロック図。
態を示すブロック図。
【図２】図１の電源装置のオーバーシュートについて説
明する説明図。
明する説明図。
【図３】図１の電圧抑制回路の第１の具体的な回路例を
示す回路図。
示す回路図。
【図４】図１の電圧抑制回路の第２の具体的な回路例を
示す回路図。
示す回路図。
【図５】本発明に係る電源装置の第２の発明の実施の形
態を示すブロック図。
態を示すブロック図。
【図６】図５の電源装置のオーバーシュートについて説
明する説明図。
明する説明図。
【図７】従来の電源装置の第１の発明の実施の形態を示
すブロック図。
すブロック図。
【図８】図７の電源装置のオーバーシュートについて説
明する説明図。
明する説明図。
１１ 交流電源 １２ 全波整流器 １３ 絶縁トランス １４ 負荷 １５ 電圧検出回路 １６ タイマー回路 １７ 制御回路 ２０ 第１のコンバータ ２１ この場合、オン，オフ制御回路 ３０ 第２のコンバータ ３１ ＰＷＭ制御回路 ３２ 電圧抑制回路 ４０ 整流平滑回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年３月１４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図３】
【図４】
【図１】
【図２】
【図６】
【図５】
【図７】
【図８】
Claims (5)
- 【請求項１】 入力交流電圧に対して全波整流を行う全
波整流器と、 一次巻線及び二次巻線を有する絶縁トランスと、 インダクタ、第１のダイオード、第１の平滑コンデンサ
及び第１のスイッチング素子を有し、前記全波整流器か
らの出力直流電圧を前記第１のスイッチング素子でオン
・オフ制御することにより電圧値が一定となるように制
御した直流電圧の出力を行なう第１のコンバータと、 第２のスイッチング素子を有し、前記第１のコンバータ
からの直流電圧を前記第２のスイッチング素子でオン・
オフ制御して前記絶縁トランスの一次巻線に加え、この
絶縁トランスを発振させる第２のコンバータと、 第２のダイオード及び第２の平滑コンデンサを有し、前
記絶縁トランスの二次巻線からの交流電圧を整流平滑す
ることにより直流電圧を作成し負荷に供給する整流平滑
回路と、 前記整流平滑回路が作成した直流電圧を検出し、この検
出結果が一定となるように前記第２のコンバータの第２
のスイッチング素子をオン・オフ制御するスイッチング
素子制御回路と、 前記全波整流器の出力直流電圧の立ち上がりを検出し、
この立ち上がりを検出してから所定期間、前記第２のコ
ンバータの第２のスイッチング素子に加わる電圧を抑制
するように制御する電圧検出抑制制御回路と、 を具備したことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 前記電圧検出抑制制御回路を、 前記全波整流器の出力直流電圧の立ち上がりを検出する
電圧検出回路と、 この電圧検出回路が出力直流電圧の立ち上がりを検出し
てから所定時間、動作初期であることを示す信号を出力
し、所定時間後、安定領域であることを示す信号を出力
するタイマー回路と、 このタイマー回路からの信号が動作初期を示した場合に
の第２のスイッチング素子に加わる電圧を抑制するよう
に制御し、前記タイマー回路からの信号が安定領域であ
ることを示した場合に前記抑制を停止する電圧抑制制御
回路と、 を具備したことを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 入力交流電圧に対して全波整流を行う全
波整流器と、 一次巻線及び二次巻線を有する絶縁トランスと、 インダクタ、第１のダイオード、第１の平滑コンデンサ
及び第１のスイッチング素子を有し、前記全波整流器か
らの出力直流電圧を前記第１のスイッチング素子でオン
・オフ制御することにより電圧値が一定となるように制
御した直流電圧の出力を行なう第１のコンバータと、 第２のスイッチング素子を有し、前記第１のコンバータ
からの直流電圧を前記第２のスイッチング素子でオン・
オフ制御して前記絶縁トランスの一次巻線に加え、この
絶縁トランスを発振させる第２のコンバータと、 第２のダイオード及び第２の平滑コンデンサを有し、前
記絶縁トランスの二次巻線からの交流電圧を整流平滑す
ることにより直流電圧を作成し負荷に供給する整流平滑
回路と、 前記整流平滑回路が作成した直流電圧を検出し、この検
出結果が一定となるように前記第２のコンバータの第２
のスイッチング素子をオン・オフ制御するスイッチング
素子制御回路と、 前記全波整流器の出力直流電圧の立ち上がりを検出し、
この立ち上がりを検出してから所定期間、前記第２のコ
ンバータの動作を停止するように制御する電圧検出停止
制御回路と、 を具備したことを特徴とする電源装置。 - 【請求項４】 前記電圧検出停止制御回路を、 全波整流器の出力直流電圧を検出し、この検出結果の検
出電圧を出力する電圧検出回路と、 この電圧検出回路の検出電圧を所定時間遅延する遅延回
路と、 この遅延回路により遅延された検出電圧が前記全波整流
器の出力直流電圧が０Ｖであることを示した場合には第
２のコンバータの動作を停止するように制御し、前記遅
延回路により遅延された検出電圧が前記全波整流器の出
力直流電圧が０Ｖでないことを示した場合には第２のコ
ンバータの動作を停止を解除する停止制御回路と、 を具備したことを特徴とする請求項３記載の電源装置。 - 【請求項５】 前記入力交流電源として商用交流電源を
用いたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つ
に記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4664497A JPH10248255A (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4664497A JPH10248255A (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10248255A true JPH10248255A (ja) | 1998-09-14 |
Family
ID=12753029
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4664497A Pending JPH10248255A (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10248255A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003028187A1 (en) * | 2001-09-26 | 2003-04-03 | Manuel Dos Santos Da Ponte | Power supply apparatus |
| WO2003049271A1 (fr) * | 2001-12-03 | 2003-06-12 | Sanken Electric Co., Ltd. | Source d'alimentation de commutation et son procede d'excitation |
| WO2006111044A1 (fr) * | 2005-04-20 | 2006-10-26 | Weilun Chen | Alimentation a decoupage integree et son procede de fonctionnement |
| WO2007048277A1 (fr) * | 2005-10-28 | 2007-05-03 | Weilun Chen | Alimentation a decoupage synchrone a fronts multiples et son controleur |
| CN100403640C (zh) * | 2002-11-06 | 2008-07-16 | 南京Lg同创彩色显示系统有限责任公司 | 电源控制装置 |
| JP2018082585A (ja) * | 2016-11-18 | 2018-05-24 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
| CN112153776A (zh) * | 2020-09-18 | 2020-12-29 | 宜昌江景光电有限公司 | 一种无线控制led的驱动电源电路及led灯具 |
-
1997
- 1997-02-28 JP JP4664497A patent/JPH10248255A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003028187A1 (en) * | 2001-09-26 | 2003-04-03 | Manuel Dos Santos Da Ponte | Power supply apparatus |
| WO2003049271A1 (fr) * | 2001-12-03 | 2003-06-12 | Sanken Electric Co., Ltd. | Source d'alimentation de commutation et son procede d'excitation |
| US6842353B2 (en) | 2001-12-03 | 2005-01-11 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switching power supply, and a method of driving the same |
| CN100403640C (zh) * | 2002-11-06 | 2008-07-16 | 南京Lg同创彩色显示系统有限责任公司 | 电源控制装置 |
| WO2006111044A1 (fr) * | 2005-04-20 | 2006-10-26 | Weilun Chen | Alimentation a decoupage integree et son procede de fonctionnement |
| CN100409555C (zh) * | 2005-04-20 | 2008-08-06 | 陈威伦 | 一种集成开关电源及其工作方法 |
| WO2007048277A1 (fr) * | 2005-10-28 | 2007-05-03 | Weilun Chen | Alimentation a decoupage synchrone a fronts multiples et son controleur |
| JP2018082585A (ja) * | 2016-11-18 | 2018-05-24 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
| CN112153776A (zh) * | 2020-09-18 | 2020-12-29 | 宜昌江景光电有限公司 | 一种无线控制led的驱动电源电路及led灯具 |
| CN112153776B (zh) * | 2020-09-18 | 2023-03-17 | 宜昌江景光电有限公司 | 一种无线控制led的驱动电源电路及led灯具 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10158282B1 (en) | Switching power supply device | |
| JP3749579B2 (ja) | 複結合一次巻線を備える入力高調波電流補正ａｃ−ｄｃ変換器 | |
| US6980446B2 (en) | Circuit for starting power source apparatus | |
| TW465168B (en) | Synchronous rectification in a flyback converter | |
| US6690586B2 (en) | Switching power source device | |
| US20180004240A1 (en) | Device and method for quasi-resonant-mode voltage control of a switching converter | |
| JP2001103743A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPS5931245B2 (ja) | 電源電圧制御型増幅器 | |
| JPH10248255A (ja) | 電源装置 | |
| EP0671869A1 (en) | Lamp ballast circuit | |
| JP2000004579A (ja) | 自励型ｄｃ−ｄｃコンバータ及び電源装置 | |
| JP2004266928A (ja) | 電源装置及びそれを用いる放電灯点灯装置 | |
| JP2934166B2 (ja) | 点灯装置 | |
| JP4386384B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3493840B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2770337B2 (ja) | 点灯装置 | |
| JPH08111292A (ja) | 電源回路及びそれを用いた放電灯点灯装置 | |
| JP2002315342A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH04101666A (ja) | スイッチング電源の突入電流制限回路 | |
| JP3030974B2 (ja) | 電源回路 | |
| JP3483128B2 (ja) | ランプ用電源回路 | |
| JP2002272097A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| Wu et al. | A low standby power primary-side regulated flyback controller with fast dynamic response | |
| JP3757577B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPS61264700A (ja) | 電源装置 |