JP2001103743A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低コストかつ小型で、しかも、確実かつ安定
に２つのコンバータ回路を起動する。 【解決手段】 コンバータ回路１２と、コンバータ回路
１２の生成直流電圧から出力電圧を生成するコンバータ
回路１５と、両コンバータ回路を制御する制御回路１
６，１７と、両制御回路に電流を供給する蓄電手段２
０，２１と、両制御回路の起動を制御する起動回路とを
備えたスイッチング電源装置１であって、コンバータ回
路１５によって生成された直流電圧で蓄電手段２０を充
電する補助電源回路１４，１９を備え、起動回路１８
は、蓄電手段２０を充電する充電手段５１，５２と、蓄
電手段２１の充電電圧に対する蓄電手段２０の充電電圧
が所定電圧以上高いときに蓄電手段２０の蓄電エネルギ
ーを蓄電手段２１に供給する一方向性素子５５，５６
と、コンバータ回路１２によって生成された直流電圧で
蓄電手段２１を充電する充電手段５３，５４とを備え
た。
に２つのコンバータ回路を起動する。 【解決手段】 コンバータ回路１２と、コンバータ回路
１２の生成直流電圧から出力電圧を生成するコンバータ
回路１５と、両コンバータ回路を制御する制御回路１
６，１７と、両制御回路に電流を供給する蓄電手段２
０，２１と、両制御回路の起動を制御する起動回路とを
備えたスイッチング電源装置１であって、コンバータ回
路１５によって生成された直流電圧で蓄電手段２０を充
電する補助電源回路１４，１９を備え、起動回路１８
は、蓄電手段２０を充電する充電手段５１，５２と、蓄
電手段２１の充電電圧に対する蓄電手段２０の充電電圧
が所定電圧以上高いときに蓄電手段２０の蓄電エネルギ
ーを蓄電手段２１に供給する一方向性素子５５，５６
と、コンバータ回路１２によって生成された直流電圧で
蓄電手段２１を充電する充電手段５３，５４とを備え
た。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば力率改善用
回路とメインスイッチング回路とを有するいわゆる２コ
ンバータ方式によるスイッチング電源装置に関し、詳し
くは、両コンバータ回路のスイッチングをそれぞれ制御
する２つの制御回路の起動を制御する起動回路を備えた
スイッチング電源装置に関するものである。
回路とメインスイッチング回路とを有するいわゆる２コ
ンバータ方式によるスイッチング電源装置に関し、詳し
くは、両コンバータ回路のスイッチングをそれぞれ制御
する２つの制御回路の起動を制御する起動回路を備えた
スイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の２コンバータ方式によるスイッ
チング電源回路として、図３の概念的ブロック図に示す
電源装置６０が従来から知られている。この電源装置６
０は、交流電源２から出力される交流を全波整流するダ
イオードスタック６１と、ダイオードスタック６１によ
って生成された脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧ＶDCを
生成する力率改善用コンバータ回路６２と、トランス６
３の一次巻線６３ａを介して直流電圧ＶDCをスイッチン
グするメインスイッチング回路６４とを備えている。ま
た、電源装置６０は、力率改善用コンバータ回路６２の
スイッチングを制御する制御ＩＣ６５と、例えばコンデ
ンサで構成されて制御ＩＣ６５に作動用電流を供給する
蓄電回路６６と、制御ＩＣ６５の起動を制御する起動回
路６７と、メインスイッチング回路６４のスイッチング
を制御する制御ＩＣ６８と、例えばコンデンサで構成さ
れて制御ＩＣ６８に作動用電流を供給する蓄電回路６９
と、制御ＩＣ６８の起動を制御する起動回路７０とを備
えている。さらに、電源装置６０は、トランス６３の二
次巻線６３ｂ側に、二次巻線６３ｂに誘起した電圧を整
流するダイオード８１と、整流された脈流を平滑するコ
ンデンサ８２とを備えている。
チング電源回路として、図３の概念的ブロック図に示す
電源装置６０が従来から知られている。この電源装置６
０は、交流電源２から出力される交流を全波整流するダ
イオードスタック６１と、ダイオードスタック６１によ
って生成された脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧ＶDCを
生成する力率改善用コンバータ回路６２と、トランス６
３の一次巻線６３ａを介して直流電圧ＶDCをスイッチン
グするメインスイッチング回路６４とを備えている。ま
た、電源装置６０は、力率改善用コンバータ回路６２の
スイッチングを制御する制御ＩＣ６５と、例えばコンデ
ンサで構成されて制御ＩＣ６５に作動用電流を供給する
蓄電回路６６と、制御ＩＣ６５の起動を制御する起動回
路６７と、メインスイッチング回路６４のスイッチング
を制御する制御ＩＣ６８と、例えばコンデンサで構成さ
れて制御ＩＣ６８に作動用電流を供給する蓄電回路６９
と、制御ＩＣ６８の起動を制御する起動回路７０とを備
えている。さらに、電源装置６０は、トランス６３の二
次巻線６３ｂ側に、二次巻線６３ｂに誘起した電圧を整
流するダイオード８１と、整流された脈流を平滑するコ
ンデンサ８２とを備えている。
【０００３】この電源装置６０では、電源投入時には、
蓄電回路６６が図外の電流経路を介して入力される脈流
電圧ＶD に基づく電流によって充電される。次いで、蓄
電回路６６の充電電圧が所定電圧に達した時点で、起動
回路６７が制御ＩＣ６５を起動させる。これにより、制
御ＩＣ６５が力率改善用コンバータ回路６２に対するス
イッチング制御を開始し、この際には、力率改善用コン
バータ回路６２が、脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧Ｖ
DCを生成する。一方、蓄電回路６９も図外の電流経路を
介して直流電圧ＶDCに基づく電流によって充電され、蓄
電回路６９の充電電圧が所定電圧に達した時点で、起動
回路７０が制御ＩＣ６８を起動させる。これにより、制
御ＩＣ６８がメインスイッチング回路６４に対してスイ
ッチング制御を開始し、この際には、メインスイッチン
グ回路６４が、トランス６３の一次巻線６３ａを介して
直流電圧ＶDCをスイッチングする。この結果、トランス
６３の二次巻線６３ｂに電圧が誘起し、ダイオード８１
が、この誘起電圧を整流し、コンデンサ８２が、整流さ
れた直流電圧を平滑することにより、出力電圧ＶOが生
成される。
蓄電回路６６が図外の電流経路を介して入力される脈流
電圧ＶD に基づく電流によって充電される。次いで、蓄
電回路６６の充電電圧が所定電圧に達した時点で、起動
回路６７が制御ＩＣ６５を起動させる。これにより、制
御ＩＣ６５が力率改善用コンバータ回路６２に対するス
イッチング制御を開始し、この際には、力率改善用コン
バータ回路６２が、脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧Ｖ
DCを生成する。一方、蓄電回路６９も図外の電流経路を
介して直流電圧ＶDCに基づく電流によって充電され、蓄
電回路６９の充電電圧が所定電圧に達した時点で、起動
回路７０が制御ＩＣ６８を起動させる。これにより、制
御ＩＣ６８がメインスイッチング回路６４に対してスイ
ッチング制御を開始し、この際には、メインスイッチン
グ回路６４が、トランス６３の一次巻線６３ａを介して
直流電圧ＶDCをスイッチングする。この結果、トランス
６３の二次巻線６３ｂに電圧が誘起し、ダイオード８１
が、この誘起電圧を整流し、コンデンサ８２が、整流さ
れた直流電圧を平滑することにより、出力電圧ＶOが生
成される。
【０００４】このように、この電源装置６０では、電源
投入初期時において、最初に、起動回路６７が制御ＩＣ
６５を起動させ、次いで、起動回路７０がメインスイッ
チング回路６４を起動させることにより、力率改善用コ
ンバータ回路６２およびメインスイッチング回路６４
が、継続して作動状態を維持する結果、出力電圧ＶO が
継続して生成されている。
投入初期時において、最初に、起動回路６７が制御ＩＣ
６５を起動させ、次いで、起動回路７０がメインスイッ
チング回路６４を起動させることにより、力率改善用コ
ンバータ回路６２およびメインスイッチング回路６４
が、継続して作動状態を維持する結果、出力電圧ＶO が
継続して生成されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
電源装置６０には、以下の問題点がある。すなわち、こ
の電源装置６０では、制御ＩＣ６５の起動を制御する起
動回路６７と、制御ＩＣ６８の起動を制御する起動回路
７０とを別個独立して備えている。このため、電源装置
の部品点数の増加に起因する製造コストの高騰および大
型化を招いているという問題点がある。また、起動回路
６７，７０が別個独立して各制御ＩＣ６５，６８の起動
を制御しているため、両制御ＩＣ６５，６８に対する起
動シーケンスの確実化を図ることが困難となる。このた
め、力率改善用コンバータ回路６２によって生成される
直流電圧ＶDCの電圧値が安定しない状態でメインスイッ
チング回路６４によってスイッチングが行われるおそれ
もあり、かかる場合には、メインスイッチング回路６４
の起動不良が生じることがあるという問題点も存在す
る。
電源装置６０には、以下の問題点がある。すなわち、こ
の電源装置６０では、制御ＩＣ６５の起動を制御する起
動回路６７と、制御ＩＣ６８の起動を制御する起動回路
７０とを別個独立して備えている。このため、電源装置
の部品点数の増加に起因する製造コストの高騰および大
型化を招いているという問題点がある。また、起動回路
６７，７０が別個独立して各制御ＩＣ６５，６８の起動
を制御しているため、両制御ＩＣ６５，６８に対する起
動シーケンスの確実化を図ることが困難となる。このた
め、力率改善用コンバータ回路６２によって生成される
直流電圧ＶDCの電圧値が安定しない状態でメインスイッ
チング回路６４によってスイッチングが行われるおそれ
もあり、かかる場合には、メインスイッチング回路６４
の起動不良が生じることがあるという問題点も存在す
る。
【０００６】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、低コストかつ小型で、しかも、確実か
つ安定に２つのコンバータ回路を起動し得るスイッチン
グ電源装置を提供することを主目的とする。
れたものであり、低コストかつ小型で、しかも、確実か
つ安定に２つのコンバータ回路を起動し得るスイッチン
グ電源装置を提供することを主目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、入力電圧をスイ
ッチングして電圧変換する第１のコンバータ回路と、第
１のコンバータ回路によって生成された直流電圧をスイ
ッチングして出力電圧を生成する第２のコンバータ回路
と、第１のコンバータ回路のスイッチングを制御する第
１の制御回路と、第２のコンバータ回路のスイッチング
を制御する第２の制御回路と、第１の制御回路に作動用
電流を供給する第１の蓄電手段と、第２の起動回路に作
動用電流を供給する第２の蓄電手段と、両制御回路の起
動を制御する起動回路とを備えているスイッチング電源
装置であって、第２のコンバータ回路によって生成され
た直流電圧で第１の蓄電手段を充電する補助電源回路を
備え、起動回路は、入力電圧で第１の蓄電手段を充電す
る第１の充電手段と、第２の蓄電手段の充電電圧に対す
る第１の蓄電手段の充電電圧が所定電圧以上高いときに
第１の蓄電手段の蓄電エネルギーを第２の蓄電手段に供
給する一方向性素子と、第１のコンバータ回路によって
生成された直流電圧で第２の蓄電手段を充電する第２の
充電手段とを備えていることを特徴とする。
求項１記載のスイッチング電源装置は、入力電圧をスイ
ッチングして電圧変換する第１のコンバータ回路と、第
１のコンバータ回路によって生成された直流電圧をスイ
ッチングして出力電圧を生成する第２のコンバータ回路
と、第１のコンバータ回路のスイッチングを制御する第
１の制御回路と、第２のコンバータ回路のスイッチング
を制御する第２の制御回路と、第１の制御回路に作動用
電流を供給する第１の蓄電手段と、第２の起動回路に作
動用電流を供給する第２の蓄電手段と、両制御回路の起
動を制御する起動回路とを備えているスイッチング電源
装置であって、第２のコンバータ回路によって生成され
た直流電圧で第１の蓄電手段を充電する補助電源回路を
備え、起動回路は、入力電圧で第１の蓄電手段を充電す
る第１の充電手段と、第２の蓄電手段の充電電圧に対す
る第１の蓄電手段の充電電圧が所定電圧以上高いときに
第１の蓄電手段の蓄電エネルギーを第２の蓄電手段に供
給する一方向性素子と、第１のコンバータ回路によって
生成された直流電圧で第２の蓄電手段を充電する第２の
充電手段とを備えていることを特徴とする。
【０００８】この電源装置では、電源投入時において、
起動回路の第１の充電手段が、入力電圧で第１の蓄電手
段を充電する。次いで、第１の蓄電手段の充電電圧が第
２の蓄電手段の充電電圧よりも所定電圧高い電圧まで上
昇すると、一方向性素子が、第１の蓄電手段の蓄電エネ
ルギーに基づく電流で第２の蓄電手段を充電する。この
後、第１の蓄電手段の充電電圧が第１の制御回路の動作
可能電圧を超えたときに、第１の制御回路が、第１の蓄
電手段から作動用電流が供給されることにより起動し、
第１のコンバータ回路のスイッチングを制御する。これ
により、第１のコンバータ回路による電圧変換が開始さ
れて直流電圧が生成される。次いで、第２の充電手段が
第１のコンバータ回路によって生成された直流電圧で第
２の蓄電手段を充電する。この場合、第１のコンバータ
回路の起動により、第１の蓄電手段の充電電圧が低下す
ることもある。しかし、この際には、一方向性素子が、
第２の蓄電手段に蓄積されている蓄電エネルギーに基づ
く電流の第１の蓄電手段への逆流を阻止する。したがっ
て、第２の蓄電手段の充電電圧は、第２の充電手段によ
って充電され続けるため徐々に上昇する。
起動回路の第１の充電手段が、入力電圧で第１の蓄電手
段を充電する。次いで、第１の蓄電手段の充電電圧が第
２の蓄電手段の充電電圧よりも所定電圧高い電圧まで上
昇すると、一方向性素子が、第１の蓄電手段の蓄電エネ
ルギーに基づく電流で第２の蓄電手段を充電する。この
後、第１の蓄電手段の充電電圧が第１の制御回路の動作
可能電圧を超えたときに、第１の制御回路が、第１の蓄
電手段から作動用電流が供給されることにより起動し、
第１のコンバータ回路のスイッチングを制御する。これ
により、第１のコンバータ回路による電圧変換が開始さ
れて直流電圧が生成される。次いで、第２の充電手段が
第１のコンバータ回路によって生成された直流電圧で第
２の蓄電手段を充電する。この場合、第１のコンバータ
回路の起動により、第１の蓄電手段の充電電圧が低下す
ることもある。しかし、この際には、一方向性素子が、
第２の蓄電手段に蓄積されている蓄電エネルギーに基づ
く電流の第１の蓄電手段への逆流を阻止する。したがっ
て、第２の蓄電手段の充電電圧は、第２の充電手段によ
って充電され続けるため徐々に上昇する。
【０００９】次いで、第２の蓄電手段の充電電圧が第２
の制御回路の動作可能電圧を超えたときに、第２の制御
回路が、第２の充電手段から作動用電流が供給されるこ
とにより起動し、第２のコンバータ回路のスイッチング
を制御する。これにより、第２のコンバータ回路が、第
１のコンバータ回路によって生成された直流電圧をスイ
ッチングして出力電圧を生成する。この後、補助電源回
路が、第２のコンバータ回路によるスイッチングに基づ
いて生成された直流電圧で第１の蓄電手段を充電する。
したがって、第１の蓄電手段が急速に充電されるため、
第１の制御回路は、第１のコンバータ回路に対するスイ
ッチング制御を安定して継続する。また、第１の蓄電手
段の電圧が所定電圧分上昇したときには、一方向性素子
が第１の蓄電手段の蓄電エネルギーに基づく電流で第２
の蓄電手段を充電する。このため、第２の蓄電手段が第
２の制御回路に作動用電流を供給し続けるため、第２の
制御回路も、第２のコンバータ回路に対するスイッチン
グ制御を安定して継続する。
の制御回路の動作可能電圧を超えたときに、第２の制御
回路が、第２の充電手段から作動用電流が供給されるこ
とにより起動し、第２のコンバータ回路のスイッチング
を制御する。これにより、第２のコンバータ回路が、第
１のコンバータ回路によって生成された直流電圧をスイ
ッチングして出力電圧を生成する。この後、補助電源回
路が、第２のコンバータ回路によるスイッチングに基づ
いて生成された直流電圧で第１の蓄電手段を充電する。
したがって、第１の蓄電手段が急速に充電されるため、
第１の制御回路は、第１のコンバータ回路に対するスイ
ッチング制御を安定して継続する。また、第１の蓄電手
段の電圧が所定電圧分上昇したときには、一方向性素子
が第１の蓄電手段の蓄電エネルギーに基づく電流で第２
の蓄電手段を充電する。このため、第２の蓄電手段が第
２の制御回路に作動用電流を供給し続けるため、第２の
制御回路も、第２のコンバータ回路に対するスイッチン
グ制御を安定して継続する。
【００１０】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
請求項１記載のスイッチング電源装置において、第１の
充電手段は、電流制限用抵抗とスイッチ素子とで構成さ
れ、第２の充電手段は、スイッチ素子のバイアス用抵抗
を兼用する電流制限用抵抗を含んで構成されていること
を特徴とする。
請求項１記載のスイッチング電源装置において、第１の
充電手段は、電流制限用抵抗とスイッチ素子とで構成さ
れ、第２の充電手段は、スイッチ素子のバイアス用抵抗
を兼用する電流制限用抵抗を含んで構成されていること
を特徴とする。
【００１１】第１の充電手段はダイオードや電流制限用
抵抗などで構成することもできる。しかし、ダイオード
では、第１の蓄電手段を充電する際に電力損失を招くお
それがある。また、両制御回路が起動した後には、補助
電源回路が、第１の蓄電手段および第２の蓄電手段を充
電するため、第１の充電手段による第１の蓄電手段に対
する充電が不要になる。このスイッチング電源回路で
は、第１の充電手段が、例えばＦＥＴやトランジスタな
どのスイッチ素子と電流制限用抵抗とで構成される。し
たがって、第１の蓄電手段を充電する際の電力損失が軽
減される。また、両制御回路が起動した後では、スイッ
チ素子のスイッチングを停止させることで、第１の蓄電
手段を充電する際の電力損失をなくすことが可能とな
る。
抵抗などで構成することもできる。しかし、ダイオード
では、第１の蓄電手段を充電する際に電力損失を招くお
それがある。また、両制御回路が起動した後には、補助
電源回路が、第１の蓄電手段および第２の蓄電手段を充
電するため、第１の充電手段による第１の蓄電手段に対
する充電が不要になる。このスイッチング電源回路で
は、第１の充電手段が、例えばＦＥＴやトランジスタな
どのスイッチ素子と電流制限用抵抗とで構成される。し
たがって、第１の蓄電手段を充電する際の電力損失が軽
減される。また、両制御回路が起動した後では、スイッ
チ素子のスイッチングを停止させることで、第１の蓄電
手段を充電する際の電力損失をなくすことが可能とな
る。
【００１２】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、一方向性素子は、ツェナーダイオードと、ツェナー
ダイオードとアノード同士またはカソード同士が対向す
る向きで直列接続されたダイオードとで構成されている
ことを特徴とする。
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、一方向性素子は、ツェナーダイオードと、ツェナー
ダイオードとアノード同士またはカソード同士が対向す
る向きで直列接続されたダイオードとで構成されている
ことを特徴とする。
【００１３】一方向性素子は、例えば、ダイオードのみ
で構成することができ、この場合には、ダイオードの順
方向電圧ＶF で所定電圧が決定される。一方、このスイ
ッチング電源装置では、一方向性素子がツェナーダイオ
ードとダイオードとで構成される。この場合、ダイオー
ドは、第１の蓄電手段の充電電圧が第２の蓄電手段の充
電電圧よりも低下したときに第２の蓄電手段から第１の
蓄電手段への電流の逆流を阻止する機能を有する。ま
た、ツェナーダイオードは、そのツェナー電圧とダイオ
ードの順方向電圧ＶF とで所定電圧を決定する機能を有
する。したがって、ツェナーダイオードのツェナー電圧
を適宜定めることで、その所定電圧を任意の電圧値に規
定することができる。このため、第１および第２の制御
回路を起動させるタイミングをそれぞれ第１および第２
の蓄電手段の各充電電圧値で決定する場合、ツェナーダ
イオードのツェナー電圧を適宜規定することにより、第
２の制御回路の起動を任意のタイミングに規定すること
が可能となる。
で構成することができ、この場合には、ダイオードの順
方向電圧ＶF で所定電圧が決定される。一方、このスイ
ッチング電源装置では、一方向性素子がツェナーダイオ
ードとダイオードとで構成される。この場合、ダイオー
ドは、第１の蓄電手段の充電電圧が第２の蓄電手段の充
電電圧よりも低下したときに第２の蓄電手段から第１の
蓄電手段への電流の逆流を阻止する機能を有する。ま
た、ツェナーダイオードは、そのツェナー電圧とダイオ
ードの順方向電圧ＶF とで所定電圧を決定する機能を有
する。したがって、ツェナーダイオードのツェナー電圧
を適宜定めることで、その所定電圧を任意の電圧値に規
定することができる。このため、第１および第２の制御
回路を起動させるタイミングをそれぞれ第１および第２
の蓄電手段の各充電電圧値で決定する場合、ツェナーダ
イオードのツェナー電圧を適宜規定することにより、第
２の制御回路の起動を任意のタイミングに規定すること
が可能となる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置をフライバック型の電源
装置１に適用した実施の形態について説明する。
明に係るスイッチング電源装置をフライバック型の電源
装置１に適用した実施の形態について説明する。
【００１５】図１に示すように、電源装置１は、交流電
源２から出力される交流を全波整流するダイオードスタ
ック１１と、ダイオードスタック１１によって生成され
た脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧ＶDCを生成する力率
改善用コンバータ回路１２と、平滑用のコンデンサ１３
と、トランス１４の一次巻線１４ａを介して直流電圧Ｖ
DCをスイッチングするメインスイッチング回路１５とを
備えている。また、電源装置１は、本発明における第１
のコンバータ回路に相当し力率改善用コンバータ回路１
２のスイッチングを制御する制御ＩＣ１６と、本発明に
おける第２のコンバータ回路に相当しメインスイッチン
グ回路１５のスイッチングを制御する制御ＩＣ１７と、
制御ＩＣ１６，１７の起動を制御する起動回路１８と、
トランス１４における補助巻線１４ｃと相俟って本発明
における補助電源回路を構成し補助巻線１４ｃの誘起電
圧を整流するダイオード１９と、本発明における第１お
よび第２の蓄電手段にそれぞれ相当するコンデンサ２
０，２１とを備えている。さらに、トランス１４におけ
る二次巻線１４ｂ側には、整流用のダイオード３１と、
平滑用のコンデンサ３２とが配設されている。
源２から出力される交流を全波整流するダイオードスタ
ック１１と、ダイオードスタック１１によって生成され
た脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧ＶDCを生成する力率
改善用コンバータ回路１２と、平滑用のコンデンサ１３
と、トランス１４の一次巻線１４ａを介して直流電圧Ｖ
DCをスイッチングするメインスイッチング回路１５とを
備えている。また、電源装置１は、本発明における第１
のコンバータ回路に相当し力率改善用コンバータ回路１
２のスイッチングを制御する制御ＩＣ１６と、本発明に
おける第２のコンバータ回路に相当しメインスイッチン
グ回路１５のスイッチングを制御する制御ＩＣ１７と、
制御ＩＣ１６，１７の起動を制御する起動回路１８と、
トランス１４における補助巻線１４ｃと相俟って本発明
における補助電源回路を構成し補助巻線１４ｃの誘起電
圧を整流するダイオード１９と、本発明における第１お
よび第２の蓄電手段にそれぞれ相当するコンデンサ２
０，２１とを備えている。さらに、トランス１４におけ
る二次巻線１４ｂ側には、整流用のダイオード３１と、
平滑用のコンデンサ３２とが配設されている。
【００１６】この場合、力率改善用コンバータ回路１２
は、本発明における第１のコンバータ回路に相当し、昇
圧用のチョークコイル４１、例えばＦＥＴで構成された
スイッチ素子４２、および整流用のダイオード４３で構
成されている。この力率改善用コンバータ回路１２は、
スイッチ素子４２のスイッチングが制御ＩＣ１６によっ
て制御される。具体的には、制御ＩＣ１６が、スイッチ
素子４２に出力するスイッチング制御信号ＳS1の周波数
またはデューティ比を制御することにより、直流電圧Ｖ
DCが所定電圧に安定化され、かつ交流電源２から流れ込
む入力電流の電流波形が正弦波に近似するように、スイ
ッチ素子４２のスイッチングを制御する。また、メイン
スイッチング回路１５は、本発明における第２のコンバ
ータ回路に相当し、例えばＦＥＴで構成されている。こ
のメインスイッチング回路１５は、そのスイッチングが
制御ＩＣ１７によって制御される。具体的には、制御Ｉ
Ｃ１７が、出力電圧ＶO の電圧値が所定電圧に安定化さ
れるように、メインスイッチング回路１５に出力するス
イッチング制御信号ＳS2のスイッチング周波数またはデ
ューティ比を制御する。
は、本発明における第１のコンバータ回路に相当し、昇
圧用のチョークコイル４１、例えばＦＥＴで構成された
スイッチ素子４２、および整流用のダイオード４３で構
成されている。この力率改善用コンバータ回路１２は、
スイッチ素子４２のスイッチングが制御ＩＣ１６によっ
て制御される。具体的には、制御ＩＣ１６が、スイッチ
素子４２に出力するスイッチング制御信号ＳS1の周波数
またはデューティ比を制御することにより、直流電圧Ｖ
DCが所定電圧に安定化され、かつ交流電源２から流れ込
む入力電流の電流波形が正弦波に近似するように、スイ
ッチ素子４２のスイッチングを制御する。また、メイン
スイッチング回路１５は、本発明における第２のコンバ
ータ回路に相当し、例えばＦＥＴで構成されている。こ
のメインスイッチング回路１５は、そのスイッチングが
制御ＩＣ１７によって制御される。具体的には、制御Ｉ
Ｃ１７が、出力電圧ＶO の電圧値が所定電圧に安定化さ
れるように、メインスイッチング回路１５に出力するス
イッチング制御信号ＳS2のスイッチング周波数またはデ
ューティ比を制御する。
【００１７】また、起動回路１８は、電流制限用の抵抗
５１と、本発明におけるスイッチ素子に相当するＦＥＴ
５２と、本発明における第２の充電手段に相当し直流電
圧ＶDCでコンデンサ２１を充電すると共にＦＥＴ５２の
バイアス用抵抗を兼用する抵抗５３，５４と、本発明に
おける一方向性素子に相当するツェナーダイオード５５
およびツェナーダイオード５５とアノード同士（カソー
ド同士であってもよい）が対向する向きで直列接続され
たダイオード５６とを備えている。この場合、抵抗５１
およびＦＥＴ５２は、本発明における第１の充電手段を
構成する。また、ツェナーダイオード５５は、ツェナー
電圧が例えば２Ｖのタイプのものが用いられており、コ
ンデンサ２０の充電電圧がコンデンサ２１の充電電圧に
対して所定電圧（この例では、ダイオード５６の順方向
電圧ＶF と相俟って約２．６Ｖとなる）だけ高い電圧に
達したときに、コンデンサ２０の充電エネルギーに基づ
く電流でコンデンサ２１を充電する。なお、ツェナーダ
イオード５５のツェナー電圧を適宜定めることで、制御
ＩＣ１６の起動後における制御ＩＣ１７の起動タイミン
グを任意に規定することができる。また、ダイオード５
６は、コンデンサ２０の充電電圧ＶC1がコンデンサ２１
の充電電圧ＶC2よりも低下したときにコンデンサ２１か
らコンデンサ２０に流れる電流の逆流を阻止する。
５１と、本発明におけるスイッチ素子に相当するＦＥＴ
５２と、本発明における第２の充電手段に相当し直流電
圧ＶDCでコンデンサ２１を充電すると共にＦＥＴ５２の
バイアス用抵抗を兼用する抵抗５３，５４と、本発明に
おける一方向性素子に相当するツェナーダイオード５５
およびツェナーダイオード５５とアノード同士（カソー
ド同士であってもよい）が対向する向きで直列接続され
たダイオード５６とを備えている。この場合、抵抗５１
およびＦＥＴ５２は、本発明における第１の充電手段を
構成する。また、ツェナーダイオード５５は、ツェナー
電圧が例えば２Ｖのタイプのものが用いられており、コ
ンデンサ２０の充電電圧がコンデンサ２１の充電電圧に
対して所定電圧（この例では、ダイオード５６の順方向
電圧ＶF と相俟って約２．６Ｖとなる）だけ高い電圧に
達したときに、コンデンサ２０の充電エネルギーに基づ
く電流でコンデンサ２１を充電する。なお、ツェナーダ
イオード５５のツェナー電圧を適宜定めることで、制御
ＩＣ１６の起動後における制御ＩＣ１７の起動タイミン
グを任意に規定することができる。また、ダイオード５
６は、コンデンサ２０の充電電圧ＶC1がコンデンサ２１
の充電電圧ＶC2よりも低下したときにコンデンサ２１か
らコンデンサ２０に流れる電流の逆流を阻止する。
【００１８】次に、電源装置１の動作について、図２を
参照して説明する。
参照して説明する。
【００１９】電源が投入された時間ｔ１の時点において
は、脈流電圧ＶD が、力率改善用コンバータ回路１２内
のチョークコイル４１およびダイオード４３を介してコ
ンデンサ１３に供給される。これにより、コンデンサ１
３が徐々に充電されて、コンデンサ１３の端子間電圧で
ある直流電圧ＶDCが徐々に上昇する。同時に、コンデン
サ２１が、高抵抗の抵抗５３，５４を介して直流電圧Ｖ
DCが供給されることにより、同図（ｃ）に示すように、
僅かに充電される。また、以後、直流電圧ＶDCを抵抗５
３，５４の分圧比で分圧した電圧がＦＥＴ５２のゲート
に印加される。次いで、時間ｔ２の時点でコンデンサ１
３がある程度の電圧まで充電されると、ＦＥＴ５２が作
動し、これにより、脈流電圧ＶD が抵抗５１およびＦＥ
Ｔ５２を介してコンデンサ２０に供給される。これによ
り、同図（ａ）に示すように、コンデンサ２０が充電さ
れて、その充電電圧ＶC1が徐々に上昇する。
は、脈流電圧ＶD が、力率改善用コンバータ回路１２内
のチョークコイル４１およびダイオード４３を介してコ
ンデンサ１３に供給される。これにより、コンデンサ１
３が徐々に充電されて、コンデンサ１３の端子間電圧で
ある直流電圧ＶDCが徐々に上昇する。同時に、コンデン
サ２１が、高抵抗の抵抗５３，５４を介して直流電圧Ｖ
DCが供給されることにより、同図（ｃ）に示すように、
僅かに充電される。また、以後、直流電圧ＶDCを抵抗５
３，５４の分圧比で分圧した電圧がＦＥＴ５２のゲート
に印加される。次いで、時間ｔ２の時点でコンデンサ１
３がある程度の電圧まで充電されると、ＦＥＴ５２が作
動し、これにより、脈流電圧ＶD が抵抗５１およびＦＥ
Ｔ５２を介してコンデンサ２０に供給される。これによ
り、同図（ａ）に示すように、コンデンサ２０が充電さ
れて、その充電電圧ＶC1が徐々に上昇する。
【００２０】次いで、コンデンサ２０の充電電圧ＶC1が
時間ｔ３の時点でツェナーダイオード５５のツェナー電
圧を超えると、ツェナーダイオード５５がオン状態にな
る。したがって、コンデンサ２０の蓄電エネルギーに基
づく電流でコンデンサ２１が充電され始めるため、同図
（ｃ）に示すように、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2が
徐々に上昇する。続いて、充電電圧ＶC1が時間ｔ４の時
点で制御ＩＣ１６の動作可能電圧ＶONを超えると、同図
（ｂ）に示すように、制御ＩＣ１６が起動を開始する。
この場合、制御ＩＣ１７は、コンデンサ２１の充電電圧
ＶC2が作動可能電圧ＶONに達していないため、作動停止
状態を維持する。
時間ｔ３の時点でツェナーダイオード５５のツェナー電
圧を超えると、ツェナーダイオード５５がオン状態にな
る。したがって、コンデンサ２０の蓄電エネルギーに基
づく電流でコンデンサ２１が充電され始めるため、同図
（ｃ）に示すように、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2が
徐々に上昇する。続いて、充電電圧ＶC1が時間ｔ４の時
点で制御ＩＣ１６の動作可能電圧ＶONを超えると、同図
（ｂ）に示すように、制御ＩＣ１６が起動を開始する。
この場合、制御ＩＣ１７は、コンデンサ２１の充電電圧
ＶC2が作動可能電圧ＶONに達していないため、作動停止
状態を維持する。
【００２１】制御ＩＣ１６が起動を開始すると、力率改
善用コンバータ回路１２内のスイッチ素子４２のスイッ
チングが制御ＩＣ１６によって制御されることにより、
脈流電圧ＶD を昇圧した直流電圧ＶDCが生成され、その
直流電圧ＶDCによってコンデンサ１３が充電される。同
時に、抵抗５３，５４を介して直流電圧ＶDCがコンデン
サ２１に供給されるため、同図（ｃ）に示すように、コ
ンデンサ２１の充電電圧ＶC2がさらに上昇する。逆に、
コンデンサ２０の充電電圧ＶC1は、コンデンサ２０の蓄
電エネルギーが制御ＩＣ１６によって消費されるため、
その消費による放電電流がＦＥＴ５２を介して流れ込む
充電電流よりも大きい場合には、徐々に低下し、時間ｔ
５の時点で、制御ＩＣ１６の動作保証電圧ＶOFF を下回
る。この結果、同図（ｂ）に示すように、制御ＩＣ１６
が作動を停止する。
善用コンバータ回路１２内のスイッチ素子４２のスイッ
チングが制御ＩＣ１６によって制御されることにより、
脈流電圧ＶD を昇圧した直流電圧ＶDCが生成され、その
直流電圧ＶDCによってコンデンサ１３が充電される。同
時に、抵抗５３，５４を介して直流電圧ＶDCがコンデン
サ２１に供給されるため、同図（ｃ）に示すように、コ
ンデンサ２１の充電電圧ＶC2がさらに上昇する。逆に、
コンデンサ２０の充電電圧ＶC1は、コンデンサ２０の蓄
電エネルギーが制御ＩＣ１６によって消費されるため、
その消費による放電電流がＦＥＴ５２を介して流れ込む
充電電流よりも大きい場合には、徐々に低下し、時間ｔ
５の時点で、制御ＩＣ１６の動作保証電圧ＶOFF を下回
る。この結果、同図（ｂ）に示すように、制御ＩＣ１６
が作動を停止する。
【００２２】一方、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2は、
その蓄電エネルギーに基づく電流のコンデンサ２０への
流れ込みがダイオード５６によって阻止されているた
め、さらに上昇を続け、時間ｔ６の時点で制御ＩＣ１７
の作動可能電圧ＶONに達する。この際には、制御ＩＣ１
７がメインスイッチング回路１５に対するスイッチング
制御を開始する。これにより、トランス１４の一次巻線
１４ａに直流電圧ＶDCに基づく電流が流れるため、二次
巻線１４ｂに電圧が誘起し、この誘起電圧がダイオード
３１によって整流され、かつ整流された脈流がコンデン
サ３２によって平滑されることにより出力電圧ＶO が生
成される。
その蓄電エネルギーに基づく電流のコンデンサ２０への
流れ込みがダイオード５６によって阻止されているた
め、さらに上昇を続け、時間ｔ６の時点で制御ＩＣ１７
の作動可能電圧ＶONに達する。この際には、制御ＩＣ１
７がメインスイッチング回路１５に対するスイッチング
制御を開始する。これにより、トランス１４の一次巻線
１４ａに直流電圧ＶDCに基づく電流が流れるため、二次
巻線１４ｂに電圧が誘起し、この誘起電圧がダイオード
３１によって整流され、かつ整流された脈流がコンデン
サ３２によって平滑されることにより出力電圧ＶO が生
成される。
【００２３】同時に、補助巻線１４ｃにも電圧が誘起
し、この誘起電圧は、ダイオード１９によって整流され
てコンデンサ２０を充電する。この結果、コンデンサ２
０の充電電圧ＶC1は、図２（ａ）に示すように、時間ｔ
６の時点で急激に上昇し、同図（ｂ）に示すように、制
御ＩＣ１６が瞬時に再起動する。また、この際には、充
電電圧ＶC1の急上昇に伴い、充電電圧ＶC1に基づく電流
がツェナーダイオード５５を介してコンデンサ２１に流
れ込むことにより、コンデンサ２１を急速充電する。こ
のため、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2が、同図（ｃ）
に示すように、時間ｔ６の時点で急上昇する。この後、
両制御ＩＣ１６，１７は、その起動を停止させられるこ
となく、継続して安定に作動する。
し、この誘起電圧は、ダイオード１９によって整流され
てコンデンサ２０を充電する。この結果、コンデンサ２
０の充電電圧ＶC1は、図２（ａ）に示すように、時間ｔ
６の時点で急激に上昇し、同図（ｂ）に示すように、制
御ＩＣ１６が瞬時に再起動する。また、この際には、充
電電圧ＶC1の急上昇に伴い、充電電圧ＶC1に基づく電流
がツェナーダイオード５５を介してコンデンサ２１に流
れ込むことにより、コンデンサ２１を急速充電する。こ
のため、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2が、同図（ｃ）
に示すように、時間ｔ６の時点で急上昇する。この後、
両制御ＩＣ１６，１７は、その起動を停止させられるこ
となく、継続して安定に作動する。
【００２４】このように、この電源装置１によれば、１
つの起動回路１８が両制御ＩＣ１６，１７の起動を統括
的に制御するため、従来の電源装置６０と比較して、回
路構成を簡易にできる結果、部品点数の削減による電源
装置１の小型化および製造コストの低減を達成すること
ができる。また、コンデンサ２０の充電電圧ＶC1の低下
に起因して制御ＩＣ１６が作動を停止したときであって
も、抵抗５３，５４を介して入力される直流電圧ＶDCに
よってコンデンサ２１が充電されるため、制御ＩＣ１７
の起動が保証され、かつメインスイッチング回路１５が
一旦起動した後では、コンデンサ２０が補助巻線１４ｃ
の誘起電圧で急速に充電される。この結果、両制御ＩＣ
１６，１７が、起動不良を生じることなく、確実かつ安
定に作動を継続する。また、抵抗５３，５４がＦＥＴ５
２のバイアス用抵抗としての機能とコンデンサ２１を給
電させる電流制限用抵抗としての機能とを兼用する結
果、その分の小型化およびコスト低減を図ることができ
る。
つの起動回路１８が両制御ＩＣ１６，１７の起動を統括
的に制御するため、従来の電源装置６０と比較して、回
路構成を簡易にできる結果、部品点数の削減による電源
装置１の小型化および製造コストの低減を達成すること
ができる。また、コンデンサ２０の充電電圧ＶC1の低下
に起因して制御ＩＣ１６が作動を停止したときであって
も、抵抗５３，５４を介して入力される直流電圧ＶDCに
よってコンデンサ２１が充電されるため、制御ＩＣ１７
の起動が保証され、かつメインスイッチング回路１５が
一旦起動した後では、コンデンサ２０が補助巻線１４ｃ
の誘起電圧で急速に充電される。この結果、両制御ＩＣ
１６，１７が、起動不良を生じることなく、確実かつ安
定に作動を継続する。また、抵抗５３，５４がＦＥＴ５
２のバイアス用抵抗としての機能とコンデンサ２１を給
電させる電流制限用抵抗としての機能とを兼用する結
果、その分の小型化およびコスト低減を図ることができ
る。
【００２５】なお、本発明は、上記した本発明の実施の
形態に限定されず、その構成を適宜変更することができ
る。例えば、本発明の実施の形態では、フライバック型
の電源装置１を例に挙げて説明したが、本発明は、これ
に限定されず、フォワード型のスイッチング電源装置に
適用することもできる。また、補助電源回路としてのダ
イオード１９の出力電圧を監視する電圧監視回路を設
け、その出力電圧が所定電圧に達したと電圧監視回路に
よって判別されたときに、ＦＥＴ５２（本発明における
スイッチ素子）のスイッチ動作を停止させる構成を採用
してもよい。この場合には、コンデンサ２０を充電する
際の抵抗５１の電力損失をなくすことができるため、電
源装置１の変換効率の向上を図ることができる。また、
ツェナーダイオード５５のツェナー電圧については、制
御ＩＣ１６の作動可能電圧ＶONに応じて適宜変更が可能
である。さらに、ツェナーダイオード５５およびダイオ
ード５６に代えてダイオード５６のみを用いることもで
きる。この場合には、本発明における「所定電圧」は、
ダイオード５６の順方向電圧ＶF に相当することにな
る。この場合、複数のダイオードを直列接続してもよ
い。また、コンデンサ２０としてある程度大容量のコン
デンサを用いることにより、制御ＩＣ１６の起動に起因
してのコンデンサ２０の充電電圧ＶC1の低下を防止する
こともでき、かかる場合には、制御ＩＣ１６の一時的な
作動停止状態を避けることができる。
形態に限定されず、その構成を適宜変更することができ
る。例えば、本発明の実施の形態では、フライバック型
の電源装置１を例に挙げて説明したが、本発明は、これ
に限定されず、フォワード型のスイッチング電源装置に
適用することもできる。また、補助電源回路としてのダ
イオード１９の出力電圧を監視する電圧監視回路を設
け、その出力電圧が所定電圧に達したと電圧監視回路に
よって判別されたときに、ＦＥＴ５２（本発明における
スイッチ素子）のスイッチ動作を停止させる構成を採用
してもよい。この場合には、コンデンサ２０を充電する
際の抵抗５１の電力損失をなくすことができるため、電
源装置１の変換効率の向上を図ることができる。また、
ツェナーダイオード５５のツェナー電圧については、制
御ＩＣ１６の作動可能電圧ＶONに応じて適宜変更が可能
である。さらに、ツェナーダイオード５５およびダイオ
ード５６に代えてダイオード５６のみを用いることもで
きる。この場合には、本発明における「所定電圧」は、
ダイオード５６の順方向電圧ＶF に相当することにな
る。この場合、複数のダイオードを直列接続してもよ
い。また、コンデンサ２０としてある程度大容量のコン
デンサを用いることにより、制御ＩＣ１６の起動に起因
してのコンデンサ２０の充電電圧ＶC1の低下を防止する
こともでき、かかる場合には、制御ＩＣ１６の一時的な
作動停止状態を避けることができる。
【００２６】さらに、本発明における第１および第２の
制御回路、並びに第１および第２のコンバータ回路の構
成は、本発明の実施の形態で示した構成に限定されず、
任意の回路構成を採用することができる。また、スイッ
チ素子は、本実施の形態に示したＦＥＴに限らず、トラ
ンジスタなどを使用することもできる。さらに、補助電
源回路についても、安定化回路を使用するなど適宜変更
が可能である。
制御回路、並びに第１および第２のコンバータ回路の構
成は、本発明の実施の形態で示した構成に限定されず、
任意の回路構成を採用することができる。また、スイッ
チ素子は、本実施の形態に示したＦＥＴに限らず、トラ
ンジスタなどを使用することもできる。さらに、補助電
源回路についても、安定化回路を使用するなど適宜変更
が可能である。
【００２７】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載のスイッチ
ング電源装置によれば、第２のコンバータ回路によるス
イッチングに基づいて生成された直流電圧で第１の蓄電
手段を充電する補助電源回路を備え、かつ、起動回路が
第１の充電手段、一方向性素子および第２の充電手段と
を備えたことにより、１つの起動回路で両制御回路の起
動を統括的に制御することができるため、従来の電源装
置６０と比較して、回路を簡易に構成することができ
る。これにより、部品点数の削減によるスイッチング電
源装置の小型化および製造コストの低減を達成すること
ができる。また、第２の充電手段が第２の蓄電手段を充
電すると共に、第２のコンバータ回路が起動した後にお
いて補助電源回路が、第１の蓄電手段を充電し、かつ一
方向性素子を介して第２の蓄電手段を充電するため、起
動不良を生じさせることなく、確実かつ安定に両制御回
路を起動させることができる。
ング電源装置によれば、第２のコンバータ回路によるス
イッチングに基づいて生成された直流電圧で第１の蓄電
手段を充電する補助電源回路を備え、かつ、起動回路が
第１の充電手段、一方向性素子および第２の充電手段と
を備えたことにより、１つの起動回路で両制御回路の起
動を統括的に制御することができるため、従来の電源装
置６０と比較して、回路を簡易に構成することができ
る。これにより、部品点数の削減によるスイッチング電
源装置の小型化および製造コストの低減を達成すること
ができる。また、第２の充電手段が第２の蓄電手段を充
電すると共に、第２のコンバータ回路が起動した後にお
いて補助電源回路が、第１の蓄電手段を充電し、かつ一
方向性素子を介して第２の蓄電手段を充電するため、起
動不良を生じさせることなく、確実かつ安定に両制御回
路を起動させることができる。
【００２８】また、請求項２記載のスイッチング電源装
置によれば、電流制限用抵抗とスイッチ素子とで第１の
充電手段を構成し、スイッチ素子のバイアス用抵抗を兼
用する電流制限用抵抗を含ませて第２の充電手段を構成
したことにより、その電流制限用抵抗がスイッチ素子の
バイアス用抵抗としての機能と第２の蓄電手段を充電す
る際の電流制限用抵抗としての機能とを兼用するため、
その分のスイッチング電源装置の小型化およびコスト低
減を図ることができる。
置によれば、電流制限用抵抗とスイッチ素子とで第１の
充電手段を構成し、スイッチ素子のバイアス用抵抗を兼
用する電流制限用抵抗を含ませて第２の充電手段を構成
したことにより、その電流制限用抵抗がスイッチ素子の
バイアス用抵抗としての機能と第２の蓄電手段を充電す
る際の電流制限用抵抗としての機能とを兼用するため、
その分のスイッチング電源装置の小型化およびコスト低
減を図ることができる。
【００２９】さらに、請求項３記載のスイッチング電源
装置によれば、ツェナーダイオードとダイオードとで一
方向性素子を構成したことにより、第１および第２の制
御回路を起動させるタイミングをそれぞれ第１および第
２の蓄電手段の各充電電圧値で決定する場合、ツェナー
ダイオードのツェナー電圧を適宜規定することにより、
第２の制御回路の起動を任意のタイミングに規定するこ
とができる。
装置によれば、ツェナーダイオードとダイオードとで一
方向性素子を構成したことにより、第１および第２の制
御回路を起動させるタイミングをそれぞれ第１および第
２の蓄電手段の各充電電圧値で決定する場合、ツェナー
ダイオードのツェナー電圧を適宜規定することにより、
第２の制御回路の起動を任意のタイミングに規定するこ
とができる。
【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置１の回路図
である。
である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電源装置の各部にお
ける信号波形図等であって、（ａ）はコンデンサ２０の
充電電圧ＶC1の電圧波形図、（ｂ）は制御ＩＣ１６の作
動状態を示す作動状態図、（ｃ）はコンデンサ２１の充
電電圧ＶC2の電圧波形図、（ｄ）は制御ＩＣ１７の作動
状態を示す作動状態図である。
ける信号波形図等であって、（ａ）はコンデンサ２０の
充電電圧ＶC1の電圧波形図、（ｂ）は制御ＩＣ１６の作
動状態を示す作動状態図、（ｃ）はコンデンサ２１の充
電電圧ＶC2の電圧波形図、（ｄ）は制御ＩＣ１７の作動
状態を示す作動状態図である。
【図３】従来の電源装置６０の回路図である。
１ 電源装置 １２ 力率改善用コンバータ回路 １４ トランス １４ｃ 補助巻線 １５ メインスイッチング回路 １６，１７ 制御ＩＣ １８ 起動回路 １９ ダイオード ２０，２１ コンデンサ ５１ 抵抗 ５２ ＦＥＴ ５３，５４ 抵抗 ５５ ツェナーダイオード ５６ ダイオード
【手続補正書】
【提出日】平成１２年７月１７日（２０００．７．１
７）
７）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 スイッチング電源装置
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば力率改善用
回路とメインスイッチング回路とを有するいわゆる２コ
ンバータ方式によるスイッチング電源装置に関し、詳し
くは、両コンバータ回路のスイッチングをそれぞれ制御
する２つの制御回路の起動を制御する起動回路を備えた
スイッチング電源装置に関するものである。
回路とメインスイッチング回路とを有するいわゆる２コ
ンバータ方式によるスイッチング電源装置に関し、詳し
くは、両コンバータ回路のスイッチングをそれぞれ制御
する２つの制御回路の起動を制御する起動回路を備えた
スイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の２コンバータ方式によるスイッ
チング電源回路として、図３の概念的ブロック図に示す
電源装置６０が従来から知られている。この電源装置６
０は、交流電源２から出力される交流を全波整流するダ
イオードスタック６１と、ダイオードスタック６１によ
って生成された脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧ＶDCを
生成する力率改善用コンバータ回路６２と、トランス６
３の一次巻線６３ａを介して直流電圧ＶDCをスイッチン
グするメインスイッチング回路６４とを備えている。ま
た、電源装置６０は、力率改善用コンバータ回路６２の
スイッチングを制御する制御ＩＣ６５と、例えばコンデ
ンサで構成されて制御ＩＣ６５に作動用電流を供給する
蓄電回路６６と、制御ＩＣ６５の起動を制御する起動回
路６７と、メインスイッチング回路６４のスイッチング
を制御する制御ＩＣ６８と、例えばコンデンサで構成さ
れて制御ＩＣ６８に作動用電流を供給する蓄電回路６９
と、制御ＩＣ６８の起動を制御する起動回路７０とを備
えている。さらに、電源装置６０は、トランス６３の二
次巻線６３ｂ側に、二次巻線６３ｂに誘起した電圧を整
流するダイオード８１と、整流された脈流を平滑するコ
ンデンサ８２とを備えている。
チング電源回路として、図３の概念的ブロック図に示す
電源装置６０が従来から知られている。この電源装置６
０は、交流電源２から出力される交流を全波整流するダ
イオードスタック６１と、ダイオードスタック６１によ
って生成された脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧ＶDCを
生成する力率改善用コンバータ回路６２と、トランス６
３の一次巻線６３ａを介して直流電圧ＶDCをスイッチン
グするメインスイッチング回路６４とを備えている。ま
た、電源装置６０は、力率改善用コンバータ回路６２の
スイッチングを制御する制御ＩＣ６５と、例えばコンデ
ンサで構成されて制御ＩＣ６５に作動用電流を供給する
蓄電回路６６と、制御ＩＣ６５の起動を制御する起動回
路６７と、メインスイッチング回路６４のスイッチング
を制御する制御ＩＣ６８と、例えばコンデンサで構成さ
れて制御ＩＣ６８に作動用電流を供給する蓄電回路６９
と、制御ＩＣ６８の起動を制御する起動回路７０とを備
えている。さらに、電源装置６０は、トランス６３の二
次巻線６３ｂ側に、二次巻線６３ｂに誘起した電圧を整
流するダイオード８１と、整流された脈流を平滑するコ
ンデンサ８２とを備えている。
【０００３】この電源装置６０では、電源投入時には、
蓄電回路６６が図外の電流経路を介して入力される脈流
電圧ＶD に基づく電流によって充電される。次いで、蓄
電回路６６の充電電圧が所定電圧に達した時点で、起動
回路６７が制御ＩＣ６５を起動させる。これにより、制
御ＩＣ６５が力率改善用コンバータ回路６２に対するス
イッチング制御を開始し、この際には、力率改善用コン
バータ回路６２が、脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧Ｖ
DCを生成する。一方、蓄電回路６９も図外の電流経路を
介して直流電圧ＶDCに基づく電流によって充電され、蓄
電回路６９の充電電圧が所定電圧に達した時点で、起動
回路７０が制御ＩＣ６８を起動させる。これにより、制
御ＩＣ６８がメインスイッチング回路６４に対してスイ
ッチング制御を開始し、この際には、メインスイッチン
グ回路６４が、トランス６３の一次巻線６３ａを介して
直流電圧ＶDCをスイッチングする。この結果、トランス
６３の二次巻線６３ｂに電圧が誘起し、ダイオード８１
が、この誘起電圧を整流し、コンデンサ８２が、整流さ
れた直流電圧を平滑することにより、出力電圧ＶOが生
成される。
蓄電回路６６が図外の電流経路を介して入力される脈流
電圧ＶD に基づく電流によって充電される。次いで、蓄
電回路６６の充電電圧が所定電圧に達した時点で、起動
回路６７が制御ＩＣ６５を起動させる。これにより、制
御ＩＣ６５が力率改善用コンバータ回路６２に対するス
イッチング制御を開始し、この際には、力率改善用コン
バータ回路６２が、脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧Ｖ
DCを生成する。一方、蓄電回路６９も図外の電流経路を
介して直流電圧ＶDCに基づく電流によって充電され、蓄
電回路６９の充電電圧が所定電圧に達した時点で、起動
回路７０が制御ＩＣ６８を起動させる。これにより、制
御ＩＣ６８がメインスイッチング回路６４に対してスイ
ッチング制御を開始し、この際には、メインスイッチン
グ回路６４が、トランス６３の一次巻線６３ａを介して
直流電圧ＶDCをスイッチングする。この結果、トランス
６３の二次巻線６３ｂに電圧が誘起し、ダイオード８１
が、この誘起電圧を整流し、コンデンサ８２が、整流さ
れた直流電圧を平滑することにより、出力電圧ＶOが生
成される。
【０００４】このように、この電源装置６０では、電源
投入初期時において、最初に、起動回路６７が制御ＩＣ
６５を起動させ、次いで、起動回路７０がメインスイッ
チング回路６４を起動させることにより、力率改善用コ
ンバータ回路６２およびメインスイッチング回路６４
が、継続して作動状態を維持する結果、出力電圧ＶO が
継続して生成されている。
投入初期時において、最初に、起動回路６７が制御ＩＣ
６５を起動させ、次いで、起動回路７０がメインスイッ
チング回路６４を起動させることにより、力率改善用コ
ンバータ回路６２およびメインスイッチング回路６４
が、継続して作動状態を維持する結果、出力電圧ＶO が
継続して生成されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
電源装置６０には、以下の問題点がある。すなわち、こ
の電源装置６０では、制御ＩＣ６５の起動を制御する起
動回路６７と、制御ＩＣ６８の起動を制御する起動回路
７０とを別個独立して備えている。このため、電源装置
の部品点数の増加に起因する製造コストの高騰および大
型化を招いているという問題点がある。また、起動回路
６７，７０が別個独立して各制御ＩＣ６５，６８の起動
を制御しているため、両制御ＩＣ６５，６８に対する起
動シーケンスの確実化を図ることが困難となる。このた
め、力率改善用コンバータ回路６２によって生成される
直流電圧ＶDCの電圧値が安定しない状態でメインスイッ
チング回路６４によってスイッチングが行われるおそれ
もあり、かかる場合には、メインスイッチング回路６４
の起動不良が生じることがあるという問題点も存在す
る。
電源装置６０には、以下の問題点がある。すなわち、こ
の電源装置６０では、制御ＩＣ６５の起動を制御する起
動回路６７と、制御ＩＣ６８の起動を制御する起動回路
７０とを別個独立して備えている。このため、電源装置
の部品点数の増加に起因する製造コストの高騰および大
型化を招いているという問題点がある。また、起動回路
６７，７０が別個独立して各制御ＩＣ６５，６８の起動
を制御しているため、両制御ＩＣ６５，６８に対する起
動シーケンスの確実化を図ることが困難となる。このた
め、力率改善用コンバータ回路６２によって生成される
直流電圧ＶDCの電圧値が安定しない状態でメインスイッ
チング回路６４によってスイッチングが行われるおそれ
もあり、かかる場合には、メインスイッチング回路６４
の起動不良が生じることがあるという問題点も存在す
る。
【０００６】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、低コストかつ小型で、しかも、確実か
つ安定に２つのコンバータ回路を起動し得るスイッチン
グ電源装置を提供することを主目的とする。
れたものであり、低コストかつ小型で、しかも、確実か
つ安定に２つのコンバータ回路を起動し得るスイッチン
グ電源装置を提供することを主目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、入力電圧をスイ
ッチングして電圧変換する第１のコンバータ回路と、一
次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、
第１のコンバータ回路によって生成された直流電圧を一
次巻線を介してスイッチングすることにより二次巻線お
よび補助巻線に電圧を誘起させる第２のコンバータ回路
と、二次巻線に誘起した電圧を整流平滑して出力電圧を
生成する整流平滑回路と、第１のコンバータ回路のスイ
ッチングを制御する第１の制御回路と、第２のコンバー
タ回路のスイッチングを制御する第２の制御回路と、第
１の制御回路に作動用電流を供給する第１の蓄電手段
と、第２の制御回路に作動用電流を供給する第２の蓄電
手段と、両制御回路の起動を制御する起動回路とを備え
ているスイッチング電源装置であって、補助巻線に誘起
した電圧を整流して生成した直流電圧で第１の蓄電手段
を充電する補助電源回路を備え、起動回路は、入力電圧
で第１の蓄電手段を充電する第１の充電手段と、第１の
蓄電手段の充電電圧が第２の蓄電手段の充電電圧よりも
所定電圧以上高いときに第１の蓄電手段の蓄電エネルギ
ーを第２の蓄電手段に供給する一方向性素子と、第１の
コンバータ回路によって生成された直流電圧で第２の蓄
電手段を充電する第２の充電手段とを備えていることを
特徴とする。
求項１記載のスイッチング電源装置は、入力電圧をスイ
ッチングして電圧変換する第１のコンバータ回路と、一
次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、
第１のコンバータ回路によって生成された直流電圧を一
次巻線を介してスイッチングすることにより二次巻線お
よび補助巻線に電圧を誘起させる第２のコンバータ回路
と、二次巻線に誘起した電圧を整流平滑して出力電圧を
生成する整流平滑回路と、第１のコンバータ回路のスイ
ッチングを制御する第１の制御回路と、第２のコンバー
タ回路のスイッチングを制御する第２の制御回路と、第
１の制御回路に作動用電流を供給する第１の蓄電手段
と、第２の制御回路に作動用電流を供給する第２の蓄電
手段と、両制御回路の起動を制御する起動回路とを備え
ているスイッチング電源装置であって、補助巻線に誘起
した電圧を整流して生成した直流電圧で第１の蓄電手段
を充電する補助電源回路を備え、起動回路は、入力電圧
で第１の蓄電手段を充電する第１の充電手段と、第１の
蓄電手段の充電電圧が第２の蓄電手段の充電電圧よりも
所定電圧以上高いときに第１の蓄電手段の蓄電エネルギ
ーを第２の蓄電手段に供給する一方向性素子と、第１の
コンバータ回路によって生成された直流電圧で第２の蓄
電手段を充電する第２の充電手段とを備えていることを
特徴とする。
【０００８】この電源装置では、電源投入時において、
起動回路の第１の充電手段が、入力電圧で第１の蓄電手
段を充電する。次いで、第１の蓄電手段の充電電圧が第
２の蓄電手段の充電電圧よりも所定電圧高い電圧まで上
昇すると、一方向性素子が、第１の蓄電手段の蓄電エネ
ルギーに基づく電流で第２の蓄電手段を充電する。この
後、第１の蓄電手段の充電電圧が第１の制御回路の動作
可能電圧を超えたときに、第１の制御回路が、第１の蓄
電手段から作動用電流が供給されることにより起動し、
第１のコンバータ回路のスイッチングを制御する。これ
により、第１のコンバータ回路による電圧変換が開始さ
れて直流電圧が生成される。次いで、第２の充電手段が
第１のコンバータ回路によって生成された直流電圧で第
２の蓄電手段を充電する。この場合、第１のコンバータ
回路の起動により、第１の蓄電手段の充電電圧が低下す
ることもある。しかし、この際には、一方向性素子が、
第２の蓄電手段に蓄積されている蓄電エネルギーに基づ
く電流の第１の蓄電手段への逆流を阻止する。したがっ
て、第２の蓄電手段の充電電圧は、第２の充電手段によ
って充電され続けるため徐々に上昇する。
起動回路の第１の充電手段が、入力電圧で第１の蓄電手
段を充電する。次いで、第１の蓄電手段の充電電圧が第
２の蓄電手段の充電電圧よりも所定電圧高い電圧まで上
昇すると、一方向性素子が、第１の蓄電手段の蓄電エネ
ルギーに基づく電流で第２の蓄電手段を充電する。この
後、第１の蓄電手段の充電電圧が第１の制御回路の動作
可能電圧を超えたときに、第１の制御回路が、第１の蓄
電手段から作動用電流が供給されることにより起動し、
第１のコンバータ回路のスイッチングを制御する。これ
により、第１のコンバータ回路による電圧変換が開始さ
れて直流電圧が生成される。次いで、第２の充電手段が
第１のコンバータ回路によって生成された直流電圧で第
２の蓄電手段を充電する。この場合、第１のコンバータ
回路の起動により、第１の蓄電手段の充電電圧が低下す
ることもある。しかし、この際には、一方向性素子が、
第２の蓄電手段に蓄積されている蓄電エネルギーに基づ
く電流の第１の蓄電手段への逆流を阻止する。したがっ
て、第２の蓄電手段の充電電圧は、第２の充電手段によ
って充電され続けるため徐々に上昇する。
【０００９】次いで、第２の蓄電手段の充電電圧が第２
の制御回路の動作可能電圧を超えたときに、第２の制御
回路が、第２の充電手段から作動用電流が供給されるこ
とにより起動し、第２のコンバータ回路のスイッチング
を制御する。これにより、第２のコンバータ回路が、第
１のコンバータ回路によって生成された直流電圧をトラ
ンスの一次巻線を介してスイッチングする。次いで、整
流平滑回路が、トランスの二次巻線に誘起した電圧を整
流平滑して出力電圧を生成する。同時に、補助電源回路
が、トランスの補助巻線に誘起した電圧を整流して生成
した直流電圧で第１の蓄電手段を充電する。したがっ
て、第１の蓄電手段が急速に充電されるため、第１の制
御回路は、第１のコンバータ回路に対するスイッチング
制御を安定して継続する。また、第１の蓄電手段の電圧
が所定電圧分上昇したときには、一方向性素子が第１の
蓄電手段の蓄電エネルギーに基づく電流で第２の蓄電手
段を充電する。このため、第２の蓄電手段が第２の制御
回路に作動用電流を供給し続けるため、第２の制御回路
も、第２のコンバータ回路に対するスイッチング制御を
安定して継続する。
の制御回路の動作可能電圧を超えたときに、第２の制御
回路が、第２の充電手段から作動用電流が供給されるこ
とにより起動し、第２のコンバータ回路のスイッチング
を制御する。これにより、第２のコンバータ回路が、第
１のコンバータ回路によって生成された直流電圧をトラ
ンスの一次巻線を介してスイッチングする。次いで、整
流平滑回路が、トランスの二次巻線に誘起した電圧を整
流平滑して出力電圧を生成する。同時に、補助電源回路
が、トランスの補助巻線に誘起した電圧を整流して生成
した直流電圧で第１の蓄電手段を充電する。したがっ
て、第１の蓄電手段が急速に充電されるため、第１の制
御回路は、第１のコンバータ回路に対するスイッチング
制御を安定して継続する。また、第１の蓄電手段の電圧
が所定電圧分上昇したときには、一方向性素子が第１の
蓄電手段の蓄電エネルギーに基づく電流で第２の蓄電手
段を充電する。このため、第２の蓄電手段が第２の制御
回路に作動用電流を供給し続けるため、第２の制御回路
も、第２のコンバータ回路に対するスイッチング制御を
安定して継続する。
【００１０】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
請求項１記載のスイッチング電源装置において、補助電
源回路によって生成された直流電圧の電圧を監視する電
圧監視回路を備え、第１の充電手段は、電流制限用抵抗
と、作動状態で第１の蓄電手段を充電すると共に電圧監
視回路によって所定電圧に達したと判別されたときに電
圧監視回路によって作動を停止させられるスイッチ素子
とで構成され、第２の充電手段は、スイッチ素子のバイ
アス用抵抗を兼用する電流制限用抵抗で構成されている
ことを特徴とする。
請求項１記載のスイッチング電源装置において、補助電
源回路によって生成された直流電圧の電圧を監視する電
圧監視回路を備え、第１の充電手段は、電流制限用抵抗
と、作動状態で第１の蓄電手段を充電すると共に電圧監
視回路によって所定電圧に達したと判別されたときに電
圧監視回路によって作動を停止させられるスイッチ素子
とで構成され、第２の充電手段は、スイッチ素子のバイ
アス用抵抗を兼用する電流制限用抵抗で構成されている
ことを特徴とする。
【００１１】第１の充電手段はダイオードや電流制限用
抵抗などで構成することもできる。しかし、ダイオード
では、第１の蓄電手段を充電する際に電力損失を招くお
それがある。また、両制御回路が起動した後には、補助
電源回路が、第１の蓄電手段および第２の蓄電手段を充
電するため、第１の充電手段による第１の蓄電手段に対
する充電が不要になる。このスイッチング電源回路で
は、第１の充電手段が、例えばＦＥＴやトランジスタな
どのスイッチ素子と電流制限用抵抗とで構成されて、そ
のスイッチ素子が、作動状態で第１の蓄電手段を充電す
る。したがって、第１の蓄電手段を充電する際の電力損
失が軽減される。また、スイッチ素子は、電圧監視回路
が補助電源回路によって生成された直流電圧の電圧が所
定電圧に達したと判別されたときに、電圧監視回路によ
って作動を停止させられる。このため、両制御回路が起
動した後では、第１の蓄電手段を充電する際の電力損失
をなくすことが可能となる。
抵抗などで構成することもできる。しかし、ダイオード
では、第１の蓄電手段を充電する際に電力損失を招くお
それがある。また、両制御回路が起動した後には、補助
電源回路が、第１の蓄電手段および第２の蓄電手段を充
電するため、第１の充電手段による第１の蓄電手段に対
する充電が不要になる。このスイッチング電源回路で
は、第１の充電手段が、例えばＦＥＴやトランジスタな
どのスイッチ素子と電流制限用抵抗とで構成されて、そ
のスイッチ素子が、作動状態で第１の蓄電手段を充電す
る。したがって、第１の蓄電手段を充電する際の電力損
失が軽減される。また、スイッチ素子は、電圧監視回路
が補助電源回路によって生成された直流電圧の電圧が所
定電圧に達したと判別されたときに、電圧監視回路によ
って作動を停止させられる。このため、両制御回路が起
動した後では、第１の蓄電手段を充電する際の電力損失
をなくすことが可能となる。
【００１２】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、一方向性素子は、ツェナーダイオードと、ツェナー
ダイオードとアノード同士またはカソード同士が対向す
る向きで直列接続されたダイオードとで構成されている
ことを特徴とする。
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、一方向性素子は、ツェナーダイオードと、ツェナー
ダイオードとアノード同士またはカソード同士が対向す
る向きで直列接続されたダイオードとで構成されている
ことを特徴とする。
【００１３】一方向性素子は、例えば、ダイオードのみ
で構成することができ、この場合には、ダイオードの順
方向電圧ＶF で所定電圧が決定される。一方、このスイ
ッチング電源装置では、一方向性素子がツェナーダイオ
ードとダイオードとで構成される。この場合、ダイオー
ドは、第１の蓄電手段の充電電圧が第２の蓄電手段の充
電電圧よりも低下したときに第２の蓄電手段から第１の
蓄電手段への電流の逆流を阻止する機能を有する。ま
た、ツェナーダイオードは、そのツェナー電圧とダイオ
ードの順方向電圧ＶF とで所定電圧を決定する機能を有
する。したがって、ツェナーダイオードのツェナー電圧
を適宜定めることで、その所定電圧を任意の電圧値に規
定することができる。このため、第１および第２の制御
回路を起動させるタイミングをそれぞれ第１および第２
の蓄電手段の各充電電圧値で決定する場合、ツェナーダ
イオードのツェナー電圧を適宜規定することにより、第
２の制御回路の起動を任意のタイミングに規定すること
が可能となる。
で構成することができ、この場合には、ダイオードの順
方向電圧ＶF で所定電圧が決定される。一方、このスイ
ッチング電源装置では、一方向性素子がツェナーダイオ
ードとダイオードとで構成される。この場合、ダイオー
ドは、第１の蓄電手段の充電電圧が第２の蓄電手段の充
電電圧よりも低下したときに第２の蓄電手段から第１の
蓄電手段への電流の逆流を阻止する機能を有する。ま
た、ツェナーダイオードは、そのツェナー電圧とダイオ
ードの順方向電圧ＶF とで所定電圧を決定する機能を有
する。したがって、ツェナーダイオードのツェナー電圧
を適宜定めることで、その所定電圧を任意の電圧値に規
定することができる。このため、第１および第２の制御
回路を起動させるタイミングをそれぞれ第１および第２
の蓄電手段の各充電電圧値で決定する場合、ツェナーダ
イオードのツェナー電圧を適宜規定することにより、第
２の制御回路の起動を任意のタイミングに規定すること
が可能となる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置をフライバック型の電源
装置１に適用した実施の形態について説明する。
明に係るスイッチング電源装置をフライバック型の電源
装置１に適用した実施の形態について説明する。
【００１５】図１に示すように、電源装置１は、交流電
源２から出力される交流を全波整流するダイオードスタ
ック１１と、ダイオードスタック１１によって生成され
た脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧ＶDCを生成する力率
改善用コンバータ回路１２と、平滑用のコンデンサ１３
と、トランス１４の一次巻線１４ａを介して直流電圧Ｖ
DCをスイッチングするメインスイッチング回路１５とを
備えている。また、電源装置１は、本発明における第１
の制御回路に相当し力率改善用コンバータ回路１２のス
イッチングを制御する制御ＩＣ１６と、本発明における
第２の制御回路に相当しメインスイッチング回路１５の
スイッチングを制御する制御ＩＣ１７と、制御ＩＣ１
６，１７の起動を制御する起動回路１８と、トランス１
４における補助巻線１４ｃと相俟って本発明における補
助電源回路を構成し補助巻線１４ｃの誘起電圧を整流す
るダイオード１９と、本発明における第１および第２の
蓄電手段にそれぞれ相当するコンデンサ２０，２１とを
備えている。さらに、トランス１４における二次巻線１
４ｂ側には、本発明における整流平滑回路に相当する整
流用のダイオード３１および平滑用のコンデンサ３２が
配設されている。
源２から出力される交流を全波整流するダイオードスタ
ック１１と、ダイオードスタック１１によって生成され
た脈流電圧ＶD を昇圧して直流電圧ＶDCを生成する力率
改善用コンバータ回路１２と、平滑用のコンデンサ１３
と、トランス１４の一次巻線１４ａを介して直流電圧Ｖ
DCをスイッチングするメインスイッチング回路１５とを
備えている。また、電源装置１は、本発明における第１
の制御回路に相当し力率改善用コンバータ回路１２のス
イッチングを制御する制御ＩＣ１６と、本発明における
第２の制御回路に相当しメインスイッチング回路１５の
スイッチングを制御する制御ＩＣ１７と、制御ＩＣ１
６，１７の起動を制御する起動回路１８と、トランス１
４における補助巻線１４ｃと相俟って本発明における補
助電源回路を構成し補助巻線１４ｃの誘起電圧を整流す
るダイオード１９と、本発明における第１および第２の
蓄電手段にそれぞれ相当するコンデンサ２０，２１とを
備えている。さらに、トランス１４における二次巻線１
４ｂ側には、本発明における整流平滑回路に相当する整
流用のダイオード３１および平滑用のコンデンサ３２が
配設されている。
【００１６】この場合、力率改善用コンバータ回路１２
は、本発明における第１のコンバータ回路に相当し、昇
圧用のチョークコイル４１、例えばＦＥＴで構成された
スイッチ素子４２、および整流用のダイオード４３で構
成されている。この力率改善用コンバータ回路１２は、
スイッチ素子４２のスイッチングが制御ＩＣ１６によっ
て制御される。具体的には、制御ＩＣ１６が、スイッチ
素子４２に出力するスイッチング制御信号ＳS1の周波数
またはデューティ比を制御することにより、直流電圧Ｖ
DCが所定電圧に安定化され、かつ交流電源２から流れ込
む入力電流の電流波形が正弦波に近似するように、スイ
ッチ素子４２のスイッチングを制御する。また、メイン
スイッチング回路１５は、本発明における第２のコンバ
ータ回路に相当し、例えばＦＥＴで構成されている。こ
のメインスイッチング回路１５は、そのスイッチングが
制御ＩＣ１７によって制御される。具体的には、制御Ｉ
Ｃ１７が、出力電圧ＶO の電圧値が所定電圧に安定化さ
れるように、メインスイッチング回路１５に出力するス
イッチング制御信号ＳS2のスイッチング周波数またはデ
ューティ比を制御する。
は、本発明における第１のコンバータ回路に相当し、昇
圧用のチョークコイル４１、例えばＦＥＴで構成された
スイッチ素子４２、および整流用のダイオード４３で構
成されている。この力率改善用コンバータ回路１２は、
スイッチ素子４２のスイッチングが制御ＩＣ１６によっ
て制御される。具体的には、制御ＩＣ１６が、スイッチ
素子４２に出力するスイッチング制御信号ＳS1の周波数
またはデューティ比を制御することにより、直流電圧Ｖ
DCが所定電圧に安定化され、かつ交流電源２から流れ込
む入力電流の電流波形が正弦波に近似するように、スイ
ッチ素子４２のスイッチングを制御する。また、メイン
スイッチング回路１５は、本発明における第２のコンバ
ータ回路に相当し、例えばＦＥＴで構成されている。こ
のメインスイッチング回路１５は、そのスイッチングが
制御ＩＣ１７によって制御される。具体的には、制御Ｉ
Ｃ１７が、出力電圧ＶO の電圧値が所定電圧に安定化さ
れるように、メインスイッチング回路１５に出力するス
イッチング制御信号ＳS2のスイッチング周波数またはデ
ューティ比を制御する。
【００１７】また、起動回路１８は、電流制限用の抵抗
５１と、本発明におけるスイッチ素子に相当するＦＥＴ
５２と、本発明における第２の充電手段に相当し直流電
圧ＶDCでコンデンサ２１を充電すると共にＦＥＴ５２の
バイアス用抵抗を兼用する抵抗５３，５４と、本発明に
おける一方向性素子に相当するツェナーダイオード５５
およびツェナーダイオード５５とアノード同士（カソー
ド同士であってもよい）が対向する向きで直列接続され
たダイオード５６とを備えている。この場合、抵抗５１
およびＦＥＴ５２は、本発明における第１の充電手段を
構成する。また、ツェナーダイオード５５は、ツェナー
電圧が例えば２Ｖのタイプのものが用いられており、コ
ンデンサ２０の充電電圧がコンデンサ２１の充電電圧Ｖ
C2に対して所定電圧（この例では、ダイオード５６の順
方向電圧ＶF と相俟って約２．６Ｖとなる）だけ高い電
圧に達したときに、コンデンサ２０の充電エネルギーに
基づく電流でコンデンサ２１を充電する。なお、ツェナ
ーダイオード５５のツェナー電圧を適宜定めることで、
制御ＩＣ１６の起動後における制御ＩＣ１７の起動タイ
ミングを任意に規定することができる。また、ダイオー
ド５６は、コンデンサ２０の充電電圧ＶC1がコンデンサ
２１の充電電圧ＶC2よりも低下したときにコンデンサ２
１からコンデンサ２０に流れる電流の逆流を阻止する。
５１と、本発明におけるスイッチ素子に相当するＦＥＴ
５２と、本発明における第２の充電手段に相当し直流電
圧ＶDCでコンデンサ２１を充電すると共にＦＥＴ５２の
バイアス用抵抗を兼用する抵抗５３，５４と、本発明に
おける一方向性素子に相当するツェナーダイオード５５
およびツェナーダイオード５５とアノード同士（カソー
ド同士であってもよい）が対向する向きで直列接続され
たダイオード５６とを備えている。この場合、抵抗５１
およびＦＥＴ５２は、本発明における第１の充電手段を
構成する。また、ツェナーダイオード５５は、ツェナー
電圧が例えば２Ｖのタイプのものが用いられており、コ
ンデンサ２０の充電電圧がコンデンサ２１の充電電圧Ｖ
C2に対して所定電圧（この例では、ダイオード５６の順
方向電圧ＶF と相俟って約２．６Ｖとなる）だけ高い電
圧に達したときに、コンデンサ２０の充電エネルギーに
基づく電流でコンデンサ２１を充電する。なお、ツェナ
ーダイオード５５のツェナー電圧を適宜定めることで、
制御ＩＣ１６の起動後における制御ＩＣ１７の起動タイ
ミングを任意に規定することができる。また、ダイオー
ド５６は、コンデンサ２０の充電電圧ＶC1がコンデンサ
２１の充電電圧ＶC2よりも低下したときにコンデンサ２
１からコンデンサ２０に流れる電流の逆流を阻止する。
【００１８】次に、電源装置１の動作について、図２を
参照して説明する。
参照して説明する。
【００１９】電源が投入された時間ｔ１の時点において
は、脈流電圧ＶD が、力率改善用コンバータ回路１２内
のチョークコイル４１およびダイオード４３を介してコ
ンデンサ１３に供給される。これにより、コンデンサ１
３が徐々に充電されて、コンデンサ１３の端子間電圧で
ある直流電圧ＶDCが徐々に上昇する。同時に、コンデン
サ２１が、高抵抗の抵抗５３，５４を介して直流電圧Ｖ
DCが供給されることにより、同図（ｃ）に示すように、
僅かに充電される。また、以後、直流電圧ＶDCを抵抗５
３，５４の分圧比で分圧した電圧がＦＥＴ５２のゲート
に印加される。次いで、時間ｔ２の時点でコンデンサ１
３がある程度の電圧まで充電されると、ＦＥＴ５２が作
動し、これにより、脈流電圧ＶD が抵抗５１およびＦＥ
Ｔ５２を介してコンデンサ２０に供給される。これによ
り、同図（ａ）に示すように、コンデンサ２０が充電さ
れて、その充電電圧ＶC1が徐々に上昇する。
は、脈流電圧ＶD が、力率改善用コンバータ回路１２内
のチョークコイル４１およびダイオード４３を介してコ
ンデンサ１３に供給される。これにより、コンデンサ１
３が徐々に充電されて、コンデンサ１３の端子間電圧で
ある直流電圧ＶDCが徐々に上昇する。同時に、コンデン
サ２１が、高抵抗の抵抗５３，５４を介して直流電圧Ｖ
DCが供給されることにより、同図（ｃ）に示すように、
僅かに充電される。また、以後、直流電圧ＶDCを抵抗５
３，５４の分圧比で分圧した電圧がＦＥＴ５２のゲート
に印加される。次いで、時間ｔ２の時点でコンデンサ１
３がある程度の電圧まで充電されると、ＦＥＴ５２が作
動し、これにより、脈流電圧ＶD が抵抗５１およびＦＥ
Ｔ５２を介してコンデンサ２０に供給される。これによ
り、同図（ａ）に示すように、コンデンサ２０が充電さ
れて、その充電電圧ＶC1が徐々に上昇する。
【００２０】次いで、コンデンサ２０の充電電圧ＶC1が
時間ｔ３の時点でツェナーダイオード５５のツェナー電
圧を超えると、ツェナーダイオード５５がオン状態にな
る。したがって、コンデンサ２０の蓄電エネルギーに基
づく電流でコンデンサ２１が充電され始めるため、同図
（ｃ）に示すように、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2が
徐々に上昇する。続いて、充電電圧ＶC1が時間ｔ４の時
点で制御ＩＣ１６の動作可能電圧ＶONを超えると、同図
（ｂ）に示すように、制御ＩＣ１６が起動を開始する。
この場合、制御ＩＣ１７は、コンデンサ２１の充電電圧
ＶC2が作動可能電圧ＶONに達していないため、作動停止
状態を維持する。
時間ｔ３の時点でツェナーダイオード５５のツェナー電
圧を超えると、ツェナーダイオード５５がオン状態にな
る。したがって、コンデンサ２０の蓄電エネルギーに基
づく電流でコンデンサ２１が充電され始めるため、同図
（ｃ）に示すように、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2が
徐々に上昇する。続いて、充電電圧ＶC1が時間ｔ４の時
点で制御ＩＣ１６の動作可能電圧ＶONを超えると、同図
（ｂ）に示すように、制御ＩＣ１６が起動を開始する。
この場合、制御ＩＣ１７は、コンデンサ２１の充電電圧
ＶC2が作動可能電圧ＶONに達していないため、作動停止
状態を維持する。
【００２１】制御ＩＣ１６が起動を開始すると、力率改
善用コンバータ回路１２内のスイッチ素子４２のスイッ
チングが制御ＩＣ１６によって制御されることにより、
脈流電圧ＶD を昇圧した直流電圧ＶDCが生成され、その
直流電圧ＶDCによってコンデンサ１３が充電される。同
時に、抵抗５３，５４を介して直流電圧ＶDCがコンデン
サ２１に供給されるため、同図（ｃ）に示すように、コ
ンデンサ２１の充電電圧ＶC2がさらに上昇する。逆に、
コンデンサ２０の充電電圧ＶC1は、コンデンサ２０の蓄
電エネルギーが制御ＩＣ１６によって消費されるため、
その消費による放電電流がＦＥＴ５２を介して流れ込む
充電電流よりも大きい場合には、徐々に低下し、時間ｔ
５の時点で、制御ＩＣ１６の動作保証電圧ＶOFF を下回
る。この結果、同図（ｂ）に示すように、制御ＩＣ１６
が作動を停止する。
善用コンバータ回路１２内のスイッチ素子４２のスイッ
チングが制御ＩＣ１６によって制御されることにより、
脈流電圧ＶD を昇圧した直流電圧ＶDCが生成され、その
直流電圧ＶDCによってコンデンサ１３が充電される。同
時に、抵抗５３，５４を介して直流電圧ＶDCがコンデン
サ２１に供給されるため、同図（ｃ）に示すように、コ
ンデンサ２１の充電電圧ＶC2がさらに上昇する。逆に、
コンデンサ２０の充電電圧ＶC1は、コンデンサ２０の蓄
電エネルギーが制御ＩＣ１６によって消費されるため、
その消費による放電電流がＦＥＴ５２を介して流れ込む
充電電流よりも大きい場合には、徐々に低下し、時間ｔ
５の時点で、制御ＩＣ１６の動作保証電圧ＶOFF を下回
る。この結果、同図（ｂ）に示すように、制御ＩＣ１６
が作動を停止する。
【００２２】一方、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2は、
その蓄電エネルギーに基づく電流のコンデンサ２０への
流れ込みがダイオード５６によって阻止されているた
め、さらに上昇を続け、時間ｔ６の時点で制御ＩＣ１７
の作動可能電圧ＶONに達する。この際には、制御ＩＣ１
７がメインスイッチング回路１５に対するスイッチング
制御を開始する。これにより、トランス１４の一次巻線
１４ａに直流電圧ＶDCに基づく電流が流れるため、二次
巻線１４ｂに電圧が誘起し、この誘起電圧がダイオード
３１によって整流され、かつ整流された脈流がコンデン
サ３２によって平滑されることにより出力電圧ＶO が生
成される。
その蓄電エネルギーに基づく電流のコンデンサ２０への
流れ込みがダイオード５６によって阻止されているた
め、さらに上昇を続け、時間ｔ６の時点で制御ＩＣ１７
の作動可能電圧ＶONに達する。この際には、制御ＩＣ１
７がメインスイッチング回路１５に対するスイッチング
制御を開始する。これにより、トランス１４の一次巻線
１４ａに直流電圧ＶDCに基づく電流が流れるため、二次
巻線１４ｂに電圧が誘起し、この誘起電圧がダイオード
３１によって整流され、かつ整流された脈流がコンデン
サ３２によって平滑されることにより出力電圧ＶO が生
成される。
【００２３】同時に、補助巻線１４ｃにも電圧が誘起
し、この誘起電圧は、ダイオード１９によって整流され
てコンデンサ２０を充電する。この結果、コンデンサ２
０の充電電圧ＶC1は、図２（ａ）に示すように、時間ｔ
６の時点で急激に上昇し、同図（ｂ）に示すように、制
御ＩＣ１６が瞬時に再起動する。また、この際には、充
電電圧ＶC1の急上昇に伴い、充電電圧ＶC1に基づく電流
がツェナーダイオード５５を介してコンデンサ２１に流
れ込むことにより、コンデンサ２１を急速充電する。こ
のため、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2が、同図（ｃ）
に示すように、時間ｔ６の時点で急上昇する。この後、
両制御ＩＣ１６，１７は、その起動を停止させられるこ
となく、継続して安定に作動する。
し、この誘起電圧は、ダイオード１９によって整流され
てコンデンサ２０を充電する。この結果、コンデンサ２
０の充電電圧ＶC1は、図２（ａ）に示すように、時間ｔ
６の時点で急激に上昇し、同図（ｂ）に示すように、制
御ＩＣ１６が瞬時に再起動する。また、この際には、充
電電圧ＶC1の急上昇に伴い、充電電圧ＶC1に基づく電流
がツェナーダイオード５５を介してコンデンサ２１に流
れ込むことにより、コンデンサ２１を急速充電する。こ
のため、コンデンサ２１の充電電圧ＶC2が、同図（ｃ）
に示すように、時間ｔ６の時点で急上昇する。この後、
両制御ＩＣ１６，１７は、その起動を停止させられるこ
となく、継続して安定に作動する。
【００２４】このように、この電源装置１によれば、１
つの起動回路１８が両制御ＩＣ１６，１７の起動を統括
的に制御するため、従来の電源装置６０と比較して、回
路構成を簡易にできる結果、部品点数の削減による電源
装置１の小型化および製造コストの低減を達成すること
ができる。また、コンデンサ２０の充電電圧ＶC1の低下
に起因して制御ＩＣ１６が作動を停止したときであって
も、抵抗５３，５４を介して入力される直流電圧ＶDCに
よってコンデンサ２１が充電されるため、制御ＩＣ１７
の起動が保証され、かつメインスイッチング回路１５が
一旦起動した後では、コンデンサ２０が補助巻線１４ｃ
の誘起電圧で急速に充電される。この結果、両制御ＩＣ
１６，１７が、起動不良を生じることなく、確実かつ安
定に作動を継続する。また、抵抗５３，５４がＦＥＴ５
２のバイアス用抵抗としての機能とコンデンサ２１を給
電させる電流制限用抵抗としての機能とを兼用する結
果、その分の小型化およびコスト低減を図ることができ
る。
つの起動回路１８が両制御ＩＣ１６，１７の起動を統括
的に制御するため、従来の電源装置６０と比較して、回
路構成を簡易にできる結果、部品点数の削減による電源
装置１の小型化および製造コストの低減を達成すること
ができる。また、コンデンサ２０の充電電圧ＶC1の低下
に起因して制御ＩＣ１６が作動を停止したときであって
も、抵抗５３，５４を介して入力される直流電圧ＶDCに
よってコンデンサ２１が充電されるため、制御ＩＣ１７
の起動が保証され、かつメインスイッチング回路１５が
一旦起動した後では、コンデンサ２０が補助巻線１４ｃ
の誘起電圧で急速に充電される。この結果、両制御ＩＣ
１６，１７が、起動不良を生じることなく、確実かつ安
定に作動を継続する。また、抵抗５３，５４がＦＥＴ５
２のバイアス用抵抗としての機能とコンデンサ２１を給
電させる電流制限用抵抗としての機能とを兼用する結
果、その分の小型化およびコスト低減を図ることができ
る。
【００２５】なお、本発明は、上記した本発明の実施の
形態に限定されず、その構成を適宜変更することができ
る。例えば、本発明の実施の形態では、フライバック型
の電源装置１を例に挙げて説明したが、本発明は、これ
に限定されず、フォワード型のスイッチング電源装置に
適用することもできる。また、補助電源回路としてのダ
イオード１９の出力電圧を監視する電圧監視回路を設
け、その出力電圧が所定電圧に達したと電圧監視回路に
よって判別されたときに、ＦＥＴ５２（本発明における
スイッチ素子）のスイッチ動作を停止させる構成を採用
してもよい。この場合には、コンデンサ２０を充電する
際の抵抗５１の電力損失をなくすことができるため、電
源装置１の変換効率の向上を図ることができる。また、
ツェナーダイオード５５のツェナー電圧については、制
御ＩＣ１６の作動可能電圧ＶONに応じて適宜変更が可能
である。さらに、ツェナーダイオード５５およびダイオ
ード５６に代えてダイオード５６のみを用いることもで
きる。この場合には、本発明における「所定電圧」は、
ダイオード５６の順方向電圧ＶF に相当することにな
る。この場合、複数のダイオードを直列接続してもよ
い。また、コンデンサ２０としてある程度大容量のコン
デンサを用いることにより、制御ＩＣ１６の起動に起因
してのコンデンサ２０の充電電圧ＶC1の低下を防止する
こともでき、かかる場合には、制御ＩＣ１６の一時的な
作動停止状態を避けることができる。
形態に限定されず、その構成を適宜変更することができ
る。例えば、本発明の実施の形態では、フライバック型
の電源装置１を例に挙げて説明したが、本発明は、これ
に限定されず、フォワード型のスイッチング電源装置に
適用することもできる。また、補助電源回路としてのダ
イオード１９の出力電圧を監視する電圧監視回路を設
け、その出力電圧が所定電圧に達したと電圧監視回路に
よって判別されたときに、ＦＥＴ５２（本発明における
スイッチ素子）のスイッチ動作を停止させる構成を採用
してもよい。この場合には、コンデンサ２０を充電する
際の抵抗５１の電力損失をなくすことができるため、電
源装置１の変換効率の向上を図ることができる。また、
ツェナーダイオード５５のツェナー電圧については、制
御ＩＣ１６の作動可能電圧ＶONに応じて適宜変更が可能
である。さらに、ツェナーダイオード５５およびダイオ
ード５６に代えてダイオード５６のみを用いることもで
きる。この場合には、本発明における「所定電圧」は、
ダイオード５６の順方向電圧ＶF に相当することにな
る。この場合、複数のダイオードを直列接続してもよ
い。また、コンデンサ２０としてある程度大容量のコン
デンサを用いることにより、制御ＩＣ１６の起動に起因
してのコンデンサ２０の充電電圧ＶC1の低下を防止する
こともでき、かかる場合には、制御ＩＣ１６の一時的な
作動停止状態を避けることができる。
【００２６】さらに、本発明における第１および第２の
制御回路、並びに第１および第２のコンバータ回路の構
成は、本発明の実施の形態で示した構成に限定されず、
任意の回路構成を採用することができる。また、スイッ
チ素子は、本実施の形態に示したＦＥＴに限らず、トラ
ンジスタなどを使用することもできる。さらに、補助電
源回路についても、安定化回路を使用するなど適宜変更
が可能である。
制御回路、並びに第１および第２のコンバータ回路の構
成は、本発明の実施の形態で示した構成に限定されず、
任意の回路構成を採用することができる。また、スイッ
チ素子は、本実施の形態に示したＦＥＴに限らず、トラ
ンジスタなどを使用することもできる。さらに、補助電
源回路についても、安定化回路を使用するなど適宜変更
が可能である。
【００２７】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載のスイッチ
ング電源装置によれば、第２のコンバータ回路によるス
イッチングの際に補助巻線に誘起した電圧を整流して生
成した直流電圧で第１の蓄電手段を充電する補助電源回
路を備え、かつ、起動回路が第１の充電手段、一方向性
素子および第２の充電手段とを備えたことにより、１つ
の起動回路で両制御回路の起動を統括的に制御すること
ができるため、従来の電源装置６０と比較して、回路を
簡易に構成することができる。これにより、部品点数の
削減によるスイッチング電源装置の小型化および製造コ
ストの低減を達成することができる。また、第２の充電
手段が第２の蓄電手段を充電すると共に、第２のコンバ
ータ回路が起動した後において補助電源回路が、第１の
蓄電手段を充電し、かつ一方向性素子を介して第２の蓄
電手段を充電するため、起動不良を生じさせることな
く、確実かつ安定に両制御回路を起動させることができ
る。
ング電源装置によれば、第２のコンバータ回路によるス
イッチングの際に補助巻線に誘起した電圧を整流して生
成した直流電圧で第１の蓄電手段を充電する補助電源回
路を備え、かつ、起動回路が第１の充電手段、一方向性
素子および第２の充電手段とを備えたことにより、１つ
の起動回路で両制御回路の起動を統括的に制御すること
ができるため、従来の電源装置６０と比較して、回路を
簡易に構成することができる。これにより、部品点数の
削減によるスイッチング電源装置の小型化および製造コ
ストの低減を達成することができる。また、第２の充電
手段が第２の蓄電手段を充電すると共に、第２のコンバ
ータ回路が起動した後において補助電源回路が、第１の
蓄電手段を充電し、かつ一方向性素子を介して第２の蓄
電手段を充電するため、起動不良を生じさせることな
く、確実かつ安定に両制御回路を起動させることができ
る。
【００２８】また、請求項２記載のスイッチング電源装
置によれば、電流制限用抵抗とスイッチ素子とで第１の
充電手段を構成し、スイッチ素子のバイアス用抵抗を兼
用する電流制限用抵抗で第２の充電手段を構成したこと
により、その電流制限用抵抗がスイッチ素子のバイアス
用抵抗としての機能と第２の蓄電手段を充電する際の電
流制限用抵抗としての機能とを兼用するため、その分の
スイッチング電源装置の小型化およびコスト低減を図る
ことができる。また、電圧監視回路が補助電源回路によ
って生成された直流電圧の電圧が所定電圧に達したと判
別されたときに、スイッチ素子が電圧監視回路によって
作動を停止させられるため、両制御回路が起動した後で
は、第１の蓄電手段を充電する際の電力損失をなくすこ
とができる。
置によれば、電流制限用抵抗とスイッチ素子とで第１の
充電手段を構成し、スイッチ素子のバイアス用抵抗を兼
用する電流制限用抵抗で第２の充電手段を構成したこと
により、その電流制限用抵抗がスイッチ素子のバイアス
用抵抗としての機能と第２の蓄電手段を充電する際の電
流制限用抵抗としての機能とを兼用するため、その分の
スイッチング電源装置の小型化およびコスト低減を図る
ことができる。また、電圧監視回路が補助電源回路によ
って生成された直流電圧の電圧が所定電圧に達したと判
別されたときに、スイッチ素子が電圧監視回路によって
作動を停止させられるため、両制御回路が起動した後で
は、第１の蓄電手段を充電する際の電力損失をなくすこ
とができる。
【００２９】さらに、請求項３記載のスイッチング電源
装置によれば、ツェナーダイオードとダイオードとで一
方向性素子を構成したことにより、第１および第２の制
御回路を起動させるタイミングをそれぞれ第１および第
２の蓄電手段の各充電電圧値で決定する場合、ツェナー
ダイオードのツェナー電圧を適宜規定することにより、
第２の制御回路の起動を任意のタイミングに規定するこ
とができる。
装置によれば、ツェナーダイオードとダイオードとで一
方向性素子を構成したことにより、第１および第２の制
御回路を起動させるタイミングをそれぞれ第１および第
２の蓄電手段の各充電電圧値で決定する場合、ツェナー
ダイオードのツェナー電圧を適宜規定することにより、
第２の制御回路の起動を任意のタイミングに規定するこ
とができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置１の回路図
である。
である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電源装置の各部にお
ける信号波形図等であって、（ａ）はコンデンサ２０の
充電電圧ＶC1の電圧波形図、（ｂ）は制御ＩＣ１６の作
動状態を示す作動状態図、（ｃ）はコンデンサ２１の充
電電圧ＶC2の電圧波形図、（ｄ）は制御ＩＣ１７の作動
状態を示す作動状態図である。
ける信号波形図等であって、（ａ）はコンデンサ２０の
充電電圧ＶC1の電圧波形図、（ｂ）は制御ＩＣ１６の作
動状態を示す作動状態図、（ｃ）はコンデンサ２１の充
電電圧ＶC2の電圧波形図、（ｄ）は制御ＩＣ１７の作動
状態を示す作動状態図である。
【図３】従来の電源装置６０の回路図である。
【符号の説明】 １ 電源装置 １２ 力率改善用コンバータ回路 １４ トランス １４ｃ 補助巻線 １５ メインスイッチング回路 １６，１７ 制御ＩＣ １８ 起動回路 １９ ダイオード ２０，２１ コンデンサ ５１ 抵抗 ５２ ＦＥＴ ５３，５４ 抵抗 ５５ ツェナーダイオード ５６ ダイオード
Claims (3)
- 【請求項１】 入力電圧をスイッチングして電圧変換す
る第１のコンバータ回路と、当該第１のコンバータ回路
によって生成された直流電圧をスイッチングして出力電
圧を生成する第２のコンバータ回路と、前記第１のコン
バータ回路のスイッチングを制御する第１の制御回路
と、前記第２のコンバータ回路のスイッチングを制御す
る第２の制御回路と、前記第１の制御回路に作動用電流
を供給する第１の蓄電手段と、前記第２の起動回路に作
動用電流を供給する第２の蓄電手段と、前記両制御回路
の起動を制御する起動回路とを備えているスイッチング
電源装置であって、 前記第２のコンバータ回路によって生成された直流電圧
で前記第１の蓄電手段を充電する補助電源回路を備え、
前記起動回路は、前記入力電圧で前記第１の蓄電手段を
充電する第１の充電手段と、前記第２の蓄電手段の充電
電圧に対する前記第１の蓄電手段の充電電圧が所定電圧
以上高いときに当該第１の蓄電手段の蓄電エネルギーを
当該第２の蓄電手段に供給する一方向性素子と、前記第
１のコンバータ回路によって生成された前記直流電圧で
前記第２の蓄電手段を充電する第２の充電手段とを備え
ていることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記第１の充電手段は、電流制限用抵抗
とスイッチ素子とで構成され、前記第２の充電手段は、
前記スイッチ素子のバイアス用抵抗を兼用する電流制限
用抵抗を含んで構成されていることを特徴とする請求項
１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記一方向性素子は、ツェナーダイオー
ドと、当該ツェナーダイオードとアノード同士またはカ
ソード同士が対向する向きで直列接続されたダイオード
とで構成されていることを特徴とする請求項１または２
記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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