JPS61264700A

JPS61264700A - 電源装置

Info

Publication number: JPS61264700A
Application number: JP60107302A
Authority: JP
Inventors: 光治宮崎; 小山　和孝; 小沢　正孝; 和彦伊藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1985-05-20
Filing date: 1985-05-20
Publication date: 1986-11-22
Anticipated expiration: 2009-06-15
Also published as: JPH0646600B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、負荷に電力を供給するスイッチング方式安定
化電源装置に関し、特に放電灯を負荷とする放電灯点灯
装置に関する。

従来の技術近年、電子機器や放電灯に対する安定化電源として小形
・軽量・高効率・安価といったことが要求されており、
半導体素子を用いたスイッチング方式の安定化電源が採
用されるようになっている。

この種の電源では、スイッチ素子として一般にトランジ
スタやサイリスタなどの被制御半導体スイッチを所定の
条件により高周波でオン・オフさせて負荷に対する制御
を行う。このスイッチング時には、スイッチ素子に大き
な損失が発生し発熱する尼め、スイッチ素子の温度が上
昇する。一般に半導体の耐熱性は良くないため、スイッ
チ素子に巨大な放熱器を取り付は温度上昇を抑える。そ
のため、電源が重く大きくなる問題がある。これを改善
するものとしては、例えば（ＭＯＴＯＲＯＬＡＡＰＰＬ
ＩＣＡＴＩＯＮ　Ｎ０ＴＥ）　ＡＮ−７１９（Ｐ９）に
示されているように第５図のような構成のものがある。

そのスイッチ動作波形は、第６図である。

第５図において、１は直流電源、２は直流電源１に一端
を接続した負荷である放電灯、３は放電灯２に並列に接
続されたコンデンサ、４は放電灯２とコンデンサ３とに
直列に接続されたインダクタンス、６はインダクタンス
４と直流電源１とに接続されたトランジスタ、６はトラ
ンジスタ６を所定の条件でオン・オフ制御する制御回路
、７は抵抗１ｏとダイオード９との並列回路に直列にコ
ンデンサ８を傍続したコレクタ損失改善回路であシトラ
ンジスタロのコレクタ争エミッタ間に順方向に接続され
る。１１はダイオードであシインダクタンス４と放電灯
２とに並列に接続される。

以下に第５図の従来例の動作について説明する。

直流電源１の出力によりトランジスタ６がオン状態時、
インダクタンス４とトランジスタ５とヲ介してコンデン
サ３と放電灯２とに電流が流れる。

また、このときにインダクタンス４に蓄えられた電磁エ
ネルギーは、トランジスタ５がオフしたときに、ダイオ
ード１１を介して放電灯２に供給される。ここで、コレ
クタ損失改善回路了のコンデンサ８は、トランジスタ６
のオン状態時（第６図おけるｔｌ　以前）には電圧ゼロ
であシ、トランジスタ６のターンオフ時（ｔ１〜ｔ２）
に、ダイオード９を介して充電させる。この充電電流は
、インダクタンス４と放電灯２により制限されるためト
ランジスタ６のコレクタ・エミッタ間電圧の上昇はｔ　
からｔ３に遅れる。その間にトランジスタ６のコレクタ
電流が減少する。そのため、ターンオフ時（１１〜ｔ２
）における損失Ｐオ、は、大幅に減少する。一方、トラ
ンジスタ５のターンオン時には、直流電源１の出力電圧
にまで充電されたコンデンサ８の電荷が抵抗１０とトラ
ンジスタ６を介して放電され、コンデンサ８の電圧はゼ
ロになシ、次のターンオフ時の動作を行えようになる。

発明が解決しようとする問題点このような従来の放電灯点灯装置では、トランジスタ６
のターンオフ時のコレクタ損失給、は減少できるが、ト
ランジスタ６のターンオン時（１４〜１５）においてト
ランジスタ６のコレクタ電流がコンデンサ８の放電電流
分増加するため、ターンオン時（１４〜１．）コレクタ
損失Ｐオ、が、大幅に増加してしまうという問題があっ
た。この場合、抵抗１ｏの値を大きくしてコンデンサ８
の放電電流を小さくすれば、ターンオン時（ｔ４〜１５
）コレクタ損失Ｐオ、をあまり大きくならないようにで
きるが、トランジスタ６の動作周波数が高い時や直流電
源１の出力電圧が高い時にコンデンサ８の放電が完了す
る前に次のターンオン時の動作に入ってしまいターンオ
フ時のコレクタ損失Ｐオ、の減少が少なくなってしまう
。そのため、トランジスタ６の放熱器がまだ大きく重い
ものであった。

また、たとえコレクタ損失が低減できても、コンデンサ
８のエネルギーは単に抵抗１０．およびダイオードやト
ランジスタ６やコンデンサ８の抵抗成分で消費されるだ
けなので、電源装置全体の損失は改善できないという問
題もあった。

問題点を解決するための手段本発明は、このような従来の問題を解消するもので、出
力電圧の極性が一定である電源と、前記電源の出力端の
一端に接続された被制御半導体スイッチと、前記被制御
半導体スイッチの他端と前記電源の出力端の他端との間
に接続されたインダクタンスと負荷との直列回路と、前
記直列回路に並列にかつ前記電源に対して逆方向に接続
された第一のダイオードと、前記被制御半導体スイッチ
をオン・オフ制御する制御回路と、一端が前記電源に接
続され他端が前記被制御半導体スイッチの反電源側に接
続されたコンデンサと前記負荷を流れる電流に対して順
方向であυかつ前記負荷に一端を接続した第二のダイオ
ードとの直列回路と、前記インダクタンスと前記負荷と
の間に一端を接続し他端を前記第二のダイオードとコン
デンサとの間に接続し前記負荷を流れる電流に対し順方
向である第三のダイオードとインピーダンス素子との直
列回路とからなる。

作　　用本発明は上記した構成により、被制御半導体スイッチの
反軍源側と電源との間に接続されたダイオードとコンデ
ンサとの直列回路において、被制御半導体スイッチのタ
ーンオン時にコンデンサの充電または放電を負荷を介し
て行うことにより、被制御半導体スイッチのターンオン
の損失を増加させないようにできるとともに、負荷に対
する効率を上げることができる。

実施例第１図は本発明の実施例における電源装置の構成図であ
る。第１図において、２１は交流電源２２、整流回路２
３、平滑コンデンサ２４からなる出力電圧の極性が一定
である直流電源である。

２７は直流電源２１の正端子に一端を接続したインピー
ダンス素子であるインダクタンスであり、２ｅはインダ
クタンス２７の他端に一端を接続したコンデンサであり
、３３はコンデンサ２６に並列に接続した負荷である放
電灯であり、２８は放電灯３３とインダクタンス２７と
に並列に接続された第一のダイオード、２ｅは放電灯３
３にコレクタを接続したトランジスタであシ、３０はト
ランジスタ２９のエミッタに一端を接続し直流電源２１
の負端子に一端を接続した電流検出用抵抗である。３１
はインダクタンス２７の２次巻線、３２は２次巻線３１
を電源とし電流検出用抵抗３０の電圧を検出してトラン
ジスタ２８を所定の条件でオン・オフ制御する制御回路
、３４は第二のダイオード３５とコンデンサ３６とイン
ダクタンス３７と第三のダイオード３８とからなる損失
改善回路であり、ダイオード３６とコンデンサ３６との
直列回路は、トランジスタ２９のコレクタ・エミッタ間
に並列にかつダイオード３６の向きが順方向になるよう
に接続され、インダクタンス３γ−とダイオード３８と
の直列回路が一端をダイオード３５とコンデンサ３６の
間に、他端をインダクタンス２７と放電灯３３の間にか
つダイオード３８の向きが放電灯に電流を流す向きに接
続される。

以下に第１図の実施例の動作について説明する。

交流電源２２の電圧は整流回路２３により整流され、そ
の出力である脈流電圧が平滑コンデンサ２４によシ平渭
され、直流電源２１の出力となる。この出力電圧によシ
、トランジスタ２９がオンした時、直流電源２１からイ
ンダクタンス２７とトランジスタ２９と抵抗３０とを介
してコイデンサ２６と放電灯３３とに電流が流れる。こ
の電流は、インダクタンス２アおよび放電灯３３とに制
限されて直線的に増加する。そのため、インダクタンス
２７の２次巻線３１に一定の電圧が発生し、制御回路３
２を動作させトランジスタ２９をオン状態に維持する。

インダクタンス２７を流れる電流が増加し電流検知抵抗
３ｏの電圧が所定の値を越すと、制御回路３２によりト
ランジスタ２９がオフする。このときインダクタンス２
７に蓄えられていた電磁エネルギーは、トランジスタ２
９のオフ期間に、ダイオード２８を介して放電灯３３に
供給される。このとき、２次巻線３１には負の電圧が発
生しており、制御回路３２を介してトランジスタ２ｅは
オフに維持されている。インダクタンス２７のエネルギ
ーがなくなるとトランジスタ２９は再びオンして初めの
動作を繰返す。

ここで、損失改善回路３４の動作を説明する。

第２図にトランジスタ２９の動作波形を示す。コンデン
サ３６は、トランジスタ２９のオン時（第２図おけるｔ
１以前）にはダイオード３８の両端の電圧が等しくなる
電荷が蓄えられているので、電圧は放電灯３３の電圧（
ｖｌａ）に等しくなり、トランジスタ２９のターンオフ
時（１１〜ｔ２）に、ダイオード３５を介して充電され
る。この充電室゛流は、インダクタンス２７と放電灯３
３により制限されるだめ、トランジスタ２９のコレクタ
・エミッタ間電圧の上昇はｖｌａの電圧である時刻ｔ１
からｔ３に遅れ、その間にトランジスタ２９のコレクタ
電流が減少する。そのため、ターンオフ時（１１〜ｔ２
）における損失Ｐオ、は減少する。一方、トランジスタ
２９のターンオン時には、オフ時に直流電源２１の出力
電圧にまで充電されていたコンデンサ？ｅの電荷がイン
ダクタンス３７−ダイオード３８−放電灯３３−トラン
ジスタ２９とを介して放電され、コンデンサ３６の電圧
は放電灯３３０両端の電圧に等しくなシ、次のターンオ
フ時の動作を行えるようになる。このようにコンデンサ
３６に蓄積された電荷を負荷である放電灯３３を介して
放電することＫよシ回路効率を向上させることができる
。さらにコンデンサ３６の放電電流は、インダクタンス
３アを介して流れるため最初はゼロであり、次第に増加
し、コンデンサ３６の電圧の低下と共に減少する。その
ため、トランジスタ２９のターンオンがほぼ完了した（
ｔ４〜１５）後コンデンサ３６の放電電流を流す（七〇
）ようにできる。このようにすると、第２図に示すよう
にトランジスタ２９のターンオン時のコレクタ損失Ｐオ
、を増加しないようにできる。

以上のように、素子数４個の簡単な構成の損失改善回路
３４を付加しただけで、放電灯点灯装置の回路効率を上
げるとともにトランジスタ２９のコレクタ損失を大幅に
減少できる。その結果、回路における発熱が少なくなる
とともにトランジスタ２９における発熱な少なくなシ、
放熱器をより小形にできるため、電源装置を高効率でか
つよシ簡単・小形・軽量にできる。また、トランジスタ
２９や他の部分の信頼性が高くなり、より安全に使用で
きる。また、部品の取り付けも簡単になりより安価にな
る。

第３図は本発明の第２の実施例の放電灯点灯装置を示す
。第３図ａにおいて、インダクタンス２７、コンデンサ
２６、第１のダイオード２８、トランジスタ２９の構成
及び動作は、第１の実施例と同様である。第１の実施例
と異なるのは、第二のダイオード４４、コンデンサ４６
、抵抗４８、第三のダイオード４７から構成されるコレ
クタ損失改善回路４３である。この回路４３は、第１の
ダイオードに並列に第２のダイオード４４との直列回路
を第１のダイオード２８と同一方向に接続し、その直列
回路の中点と放電灯３３の高電圧側との間に抵抗４８と
第３のダイオード４７との直列回路を接続したものであ
る。

次にこの回路４３の動作を説明する。トランジスタ２９
がオンの時、コンデンサ４６は抵抗４８とコンデンサ４
７とを介してインダクタンス２７の両端にかかる電圧に
等しい電圧に充電されている。トランジスタ２９がター
ンオフするとき、インダクタンス２７と放電灯３３とコ
ンデンサ２６とに対してコンデンサ４６に蓄積されてい
た電荷をダイオード４４を介して放電することにより、
トランジスタ２９のコレクタ・エミッタ間に電源電圧が
加わるのを遅らせる。そのため、トランジスタ２９のタ
ーンオフ時のコレクタ損失Ｐオ、を減少できる。また、
オフ期間中コンデンサ４５は電圧ゼロである。トランジ
スタ２９のターンオンの時シ　コンデンサ４５はダイオ
ード４７と抵抗４８および放電灯３３とを介して充電さ
れる。そのため、放電灯３３に対する回路効率を上げる
ことができるとともに、抵抗４８および放電灯３３によ
り、この充電電流の初期電流値を小さくしてターンオン
時のコレクタ損失を小さくできる。

以上のように回路効率を高める動作と効果は、第１の実
施例と同様であり、また本実施例では、安価で小形の抵
抗４８を用いてトランジスタ２９のコレクタ損失を小さ
くすることができる。

第４図は本発明の第３の実施例の放電灯点灯装置を示す
。第４図において、インダクタンス２″？。

コンデンサ２６、ダイオード２８、トランジスタ２９の
動作は、゛第１．第２の実施例と同様である。

第１．第２の実施例と異なるのは、放電灯３３とコンデ
ンサ２６との並列回路とインダクタンス２７とが入れ代
わっていることである。このときの損失改善回路４３は
、第１のダイオード２８に並列にコンデンサ４６と第２
のダイオード４４との直列回路を第１のダイオード２８
と同方向に接続し、その直列回路の中点と放電灯３３の
陰極との間にインダクタンス４６と第３のダイオード４
７を接続する。その動作と効果は、第１の実施例と同様
である。

なお、以上の第１および第３の実施例において、インダ
クタンスの振動を抑えるため、インダクタンス３６．４
６に直列に抵抗を設けてもよいし、また、以上の実施例
において、インダクタンス３６゜４θおよび抵抗４８は
、他のインピーダンス素子でもよい。また、実施例では
電源装置にはインダクタンスの２次巻線を用いた自励式
の降圧形チョツバ方式を用いたが、他の自励式や他励式
の降圧形チョッパ方式でもよい。このインダクタンスの
２次巻線を用いた方式の場合、トランジスタ２９のター
ンオン時にはコレクタ電流がゼロから始まるため、特に
ターンオン時の損失を減少できる。

そのため、トランジスタ２９のコレクタ損失はより減少
し、効果が大きい。また、負荷は、放電灯他としたが、電球や抵抗や電子装置など功ものであっても
同様の効果が得られる。また、被制御半導体スイッチは
、トランジスタとしたが、他のスイッチ素子であっても
よい。また、第１．第２．第３の実施例において、第２
のダイオードに並列にトランジスタ２９のターンオン時
間よりも、ま九ダイオード３８．４７を介して放電する
時間よシも放電時間が長くなるほど大きな値のインダク
タンスを接続することにより、ターンオン後に、第１の
実施例の場合コンデンサ３６の電圧を零に近づけ、第２
．第３の実施例の場合コンデンサ４６の電圧を直流電源
２１の出力電圧に近づけ、次のターンオフ時の動作をよ
り効果的に行うようにもできる。

発明の効果以上のように、本発明の電源装置は、簡単な構成で回路
効率を向上し、かつ被制御半導体スイッチの損失を減少
させることができ、電源装置を高効率、小形、軽量、安
価、安全にすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の構成を示す回路図、第
２図はトランジスタのスイッチ動作波形を示す図、第３
図及び第４図は本発明の他の実施例の回路図、第６図は
従来の電源装置の回路図、第６図はそのトランジスタの
スイッチ動作波形を示す図である。２１・・・・・・直流電源、２６・・・・・・コンデン
サ、２７・・・・・・インダクタンス、２８・・−・・
・第１のダイオード、２９・・・・・・半導体スイッチ
（トランジスタ）、３２・・・・・・制御回路、３３・
・・・・・負荷、３６・・・・・・第２のダイオード、
３６・・・・・・コンデンサ、３７・・・・・・インダ
クタンス（インピーダンス素子）３８・・・・・・第３
のダイオード。代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏男　ほか１名第２図第４図十第５図第６図ｔｌｔｚ′ｃ３

Claims

【特許請求の範囲】

出力電圧の極性が一定である電源と、前記電源の出力端
の一端に接続された被制御半導体スイッチと、前記被制
御半導体スイッチの他端と前記電源の出力端の他端との
間に接続されたインダクタンスと負荷との直列回路と、
前記直列回路に並列にかつ前記電源に対して逆方向に接
続された第一のダイオードと、前記被制御半導体スイッ
チをオン・オフ制御する制御回路と、一端が前記電源に
接続され他端が前記被制御半導体スイッチの反電源側に
接続されたコンデンサと前記負荷を流れる電流に対して
順方向でありかつ前記負荷に一端を接続した第二のダイ
オードとの直列回路と、前記インダクタンスと前記負荷
との間に一端を接続し他端を前記第二のダイオードとコ
ンデンサとの間に接続し前記負荷を流れる電流に対し順
方向である第三のダイオードとインピーダンス素子との
直列回路とからなる電源装置。