JPWO2008001445A1 - 交流回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流回転機の温度変化の下でも、交流相電流の振幅の大きな変化を抑制し、交流回転機を安定して起動することができる交流回転機の制御装置を提案する。【解決手段】制御手段は、交流回転機に対する起動制御を含む制御を行なうように構成され、前記制御手段は、起動制御では、検出電流に基づいて前記交流回転機の抵抗降下に応じた抵抗降下成分を演算し、前記電圧指令から前記抵抗降下信号を減算した減算値に基づいて前記交流出力電圧の角周波数を調整し、併せて、前記制御手段は、起動制御では、交流相電流の振幅が所定の関数にしたがって変化するように、交流出力電圧の振幅を調整する。

Description

この発明は、電力変換器を用いて交流回転機を制御する交流回転機の制御装置に関するもので、とくに交流回転機をフリーラン状態などで起動する起動制御を行なう交流回転機の制御装置に関するものである。

交流回転機の回転角速度検出器を用いずに、電力変換器により交流回転機の可変速制御を行なう交流回転機の制御装置では、回転角速度検出器に必要な価格および配線を省略することができる。しかし、回転角速度検出器を用いないので、交流回転機がフリーラン状態、すなわち電力変換器が電力変換動作を停止して、交流回転機が任意の回転速度で回転している状態で起動するときに、交流回転機の回転速度を知ることができず、このため、交流回転機のトルクおよび回転速度に大きな変動を発生させずに、安定した起動を行なうことが困難である。

特開昭６３−７７３９７号公報（特許文献１）には、回転角速度検出器を用いずに、誘導電動機を起動する起動方法が開示されている。この特許文献１では、電力変換器の各相出力電圧を指令するスイッチ状態信号と直流電圧源の電圧検出値と電動機電流検出値を用いて電動機の瞬時磁束ベクトル信号および瞬時発生トルク信号が演算され、これらの電動機の瞬時磁束ベクトル信号と瞬時発生トルク信号を用いて、３個の制御フラグが発生される。これらの３個の制御フラグの組合せにより、トルク応答を最適化する電圧ベクトルを発生するように電力変換器のスイッチング状態が指定され、電動機の発生トルクが指令値に追従するように制御され、また磁束ベクトルが近似的円軌跡を描くように制御され、誘導電動機がフリーラン状態から起動される。この起動制御では、電力変換器における交流電圧の角周波数を、正常運転時に生じる最高角周波数よりも高く設定した後で、電力変換器の直流入力側の開閉器４が投入され、同期引き込みを行なう。

特開昭６３−７７３９７号公報

特許文献１では、誘導電動機における一次端子電圧ベクトル値と、一次端子電流ベクトルと、一次巻線抵抗とに基づき誘導電動機の瞬時磁束ベクトル信号が演算され、この瞬時磁束ベクトル信号が所望の値を保つように、電力変換器に対する電圧指令が補正される。しかし、誘導電動機が、例えば屋外に配置される場合、その温度は大きく変動し、例えば真冬では氷点下にあり、また誘導電動機の過負荷連続運転では、１００℃を超える。特許文献１の制御装置は、この誘導電動機の温度変化の下で、誘導電動機の瞬時磁束ベクトル信号が所望の値を保つように、電力変換器に対する電圧指令を補正して起動するが、誘導電動機の温度変化に伴ない、誘導電動機に流れる交流相電流の振幅にも大きな変化が生じ、起動時に交流相電流が大きくなる不都合があり、最悪の場合には、保護機能が作動する事態が発生し、誘導電動機の起動ができない事態となる。また、特許文献１の制御装置では、瞬時磁束ベクトル信号が所望の値を保つように、電力変換器に対する電圧指令が補正されるので、補正の遅れのために、起動時に誘導電動機の出力トルクの乱れが生じ、ショックおよび回転数変動が起きる不都合がある。

この発明は、このような不都合を改善し、安定した起動を行なうことができる交流回転機の制御装置を提案するものである。

この発明による交流回転機の制御装置は、電流指令に基づき電圧指令を発生し、この電圧指令に基づきスイッチング指令を発生する制御手段、前記スイッチング指令に基づいて振幅と角周波数が制御された交流出力電圧を発生する電力変換器、この電力変換器に接続された少なくとも１つの交流回転機、および前記電力変換器から前記交流回転機に流れる交流相電流に基づいて検出電流を出力する電流検出器を備えた交流回転機の制御装置であって、前記制御手段は、前記交流回転機に対する起動制御を含む制御を行なうように構成され、前記制御手段は、前記起動制御では、前記検出電流に基づいて前記交流回転機の抵抗降下に応じた抵抗降下成分を演算し、前記電圧指令から前記抵抗降下信号を減算した減算出力に基づいて前記交流出力電圧の角周波数を調整し、併せて、前記制御手段は、前記起動制御では、前記交流相電流の振幅が所定の関数にしたがって変化するように、前記交流出力電圧の振幅を調整することを特徴とする。

この発明による交流回転機の制御装置では、制御手段が、起動制御では、検出電流に基づいて交流回転機の抵抗降下に応じた抵抗降下成分を演算し、電圧指令から抵抗降下信号を減算した減算出力に基づいて交流出力電圧の角周波数を調整するので、瞬時磁束ベクトル信号が所望の値を保つように、電力変換器に対する電圧指令を補正する従来の制御装置のような遅延を伴なうことなく、電力変換器の交流出力電圧の角周波数を調整することができ、併せて、電力変換器から交流回転機へ流れる交流相電流の振幅が所定の関数にしたがって変化するように、電力変換器の交流出力電圧の振幅を調整するので、交流回転機の温度変化の下でも、交流相電流の振幅の大きな変化を抑制し、交流回転機を安定して起動することができる。

この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態１を示すブロック図である。 実施の形態１における関数発生器とバンドパスフィルタの出力波形を示す波形図である。 この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態３を示すブロック図である。 この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態４を示すブロック図である。 この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態５を示すブロック図である。 この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態６を示すブロック図である。 この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態７を示すブロック図である。

以下この発明のいくつかの実施の形態について、図面を参照して説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態１を示すブロック図である。この実施の形態１の交流回転機の制御装置は、電力変換器１と、交流回転機２と、電流検出器３と、制御回路１０を含む。電力変換器１は、例えば三相電力変換器であり、直流電力と三相の交流電力との電力変換を行なう。電力変換器１は、直流電源に、互いに並列に接続されるＵ、Ｖ、Ｗの三相変換回路を含む。Ｕ、Ｖ、Ｗの各変換回路は、周知の通り、それぞれ正側と負側の一対のスイッチを含み、各変換回路の一対のスイッチの間に、三相の交流給電路１ｕ、１ｖ、１ｗが接続される。

電力変換器１は、具体的には、可変電圧可変周波数型の三相電力変換器として構成される。この電力変換器１は、制御回路１０からスイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*を受け、直流電力を三相交流電力に変換するときには、このスイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*に基づき、制御された出力電圧と、制御された角周波数を持った三相交流電力を発生する。スイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*は、それぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の変換回路に供給され、各変換回路の一対のスイッチを制御された位相でオン、オフする。

交流回転機２は、実施の形態１では交流誘導機２Ｉであり、具体的には、三相の誘導電動機であり、三相の交流給電路１ｕ、１ｖ、１ｗを介して電力変換器１に接続される。電流検出器３は、例えば交流給電路１ｕ、１ｖに配置され、電力変換器１から交流誘導機２Ｉに流れる交流相電流、すなわちＵ相電流ｉｕと、Ｖ相電流ｉｖに基づいて検出電流ｉdetを発生する。この検出電流ｉdetは、Ｕ相検出電流ｉudet、Ｖ相電流成分ｉvdetを含む。Ｕ相電流成分ｉudetは、Ｕ相交流給電路１ｕに流れるＵ相電流ｉｕに対応し、Ｖ相電流成分ｉvdetは、Ｖ相交流給電路１ｖに流れるＶ相電流ｉｖに対応する。実施の形態１では、交流回転機２が交流誘導機２Ｉであるので、その起動期間に電力変換器１から交流誘導機２Ｉに流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、交流誘導機２Ｉに対する励磁電流である。

制御回路１０は、電圧指令発生手段１１と、座標変換器３１、３２と、位相信号発生手段４０を含む。電圧指令発生手段１１は、直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標上で、電圧指令ｖ^*を発生する。この電圧指令ｖ＊は、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*とｑ軸電圧指令ｖｑ^*を含む。電圧指令発生手段１１は、起動電流指令手段１２と、起動後の電流指令手段１５と、切換手段１８と、電流制御器２０を含む。

起動電流指令手段１２は、制御回路１０により交流誘導機２Ｉの起動制御を行なうときに使用される。この起動制御は、電力変換器１が電力変換動作を停止し、交流誘導機２Ｉがフリーラン状態にあるときに、電力変換器１を起動してその電力変換動作を開始させ、この電力変換器１により交流誘導機２Ｉを起動するときに使用される。この起動制御は、交流誘導機２Ｉに電機子磁束φが立ち上がるまでの起動期間ＳＰの期間中に実行される。この起動期間ＳＰは、具体的には数１０ミリ秒から数百ミリ秒であり、実施の形態１では、例えば１００ミリ秒、すなわち１００（ｍｓｅｃ）に設定される。起動電流指令手段１２は、この起動期間ＳＰにおいて、起動電流指令ｉ１^*を発生する。

起動電流指令手段１２は、関数発生器１３と、バンドパスフィルタ１４を含み、起動電流指令ｉ１^*を発生する。起動電流指令ｉ１^*は、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*と、ｑ軸電流指令ｉｑ１^*を含む。バンドパスフィルタ１４は関数発生器１３に接続され、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*を発生する。ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*は、実施の形態１では、例えばゼロとされ、ｉｑ１^*＝０である。このｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*＝０は、外部から与えられる。

起動後の電流指令手段１５は、起動完了後に切換手段１８を切換えることにより、起動電流指令手段１２に代わって使用される。この起動後の電流指令手段１５は、起動後の電流指令ｉ２^*を発生する。この起動後の電流指令ｉ２^*は、ｄ軸電流指令ｉｄ２^*とｑ軸電流指令ｉｑ２^*を含む。電流指令回路１５は、ｄ軸電流指令器１６と、比例ゲイン乗算器１７を有する。ｄ軸電流指令器１６は、起動後のｄ軸電流指令ｉｄ２^*を発生する。比例ゲイン乗算器１７は、トルク指令τ^*を受け、このトルク指令τ^*に比例ゲインＫを乗算して、ｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を発生する。ｉｑ２^*＝τ^*×Ｋである。

切換手段１８は、起動期間ＳＰの経過後に、起動電流指令手段１２から、起動後の電流指令手段１５への切換えを行なう。この切換手段１８は、起動期間ＳＰには、起動電流指令手段１２から起動電流指令ｉ１^*を電流指令ｉ^*として電流制御器２０に供給し、起動期間ＳＰが経過した後は、起動後の電流指令手段１５から電流指令ｉ２^*を電流指令ｉ^*として電流制御器２０に供給する。この切換手段１８は、ｄ軸切換スイッチ１８ｄと、ｑ軸切換スイッチ１８ｑを含む。ｄ軸切換スイッチ１８ｄは、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*と、起動後のｄ軸電流指令ｉｄ２^*との切換えを行なう。ｑ軸切換スイッチ１８ｑは、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*と、起動後のｑ軸電流指令ｉｑ２^*との切換を行なう。これらの切換スイッチ１８ｄ、１８ｑは、互いに連動して切換えられる。起動期間ＳＰでは、切換スイッチ１８ｄはｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*を選択し、このｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*をｄ軸電流指令ｉｄ^*として電流制御器２０に供給し、また切換スイッチ１８ｑはｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*を選択し、このｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*をｑ軸電流指令ｉｑ^*として電流制御器２０に供給する。起動期間ＳＰが経過した後には、切換スイッチ１８ｄ、１８ｑがともに切換えられ、切換スイッチ１８ｄは起動後のｄ軸電流指令ｉｄ２^*を選択し、このｄ軸電流指令ｉｄ２^*をｄ軸電流指令ｉｄ^*として電流制御器２０に供給し、また切換スイッチ１８ｑは起動後のｑ軸電流指令ｉｑ２^*を選択し、このｑ軸電流指令ｉｑ２^*をｑ軸電流指令ｉｑ^*として電流制御器２０に供給する。

図２（ａ）は、起動電流指令手段１２の関数発生器１３から出力されるステップ状関数指令ｉｓ^*を示し、図２（ｂ）はそれに基づいて、バンドパスフィルタ１４から出力されるフィルタ関数指令ｉｆ^*を例示する。実施の形態１では、フィルタ関数指令ｉｆ^*がｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*として出力される。図２（ａ）（ｂ）において、横軸は共通な時間軸である。関数発生器１３のステップ状関数指令ｉｓ^*は、時刻０．１（秒）において、立ち上がるステップ状波形であるが、バンドパスフィルタ１４から出力されるフィルタ関数指令ｉｆ^*は、時間経過とともに減少する。実施の形態１では、交流誘導機２Ｉの角周波数の制御範囲を１〜６０（Ｈｚ）とし、バンドパスフィルタ１４の通過帯域幅も、それに合わせて１〜６０（Ｈｚ）とした。

バンドパスフィルタ１４を使用しないものでは、関数発生器１３のステップ状関数指令ｉｓ^*をｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*として電流制御器２０に供給するが、例えば交流回転機２が交流誘導機２Ｉであり、この誘導誘導機２Ｉを起動する場合には、交流誘導機２Ｉの回転角周波数成分を含む電圧および電流を指令すれば十分であり、これらの指令に必要な周波数以外の周波数成分は供給しなくても、交流誘導機２Ｉを起動することができる。図２（ａ）に示す関数発生器１３のステップ状関数指令ｉｓ^*では、すべての周波数帯域について等しい振幅となるが、バンドパスフィルタ１４から出力されるフィルタ関数指令ｉｆ^*は、起動に必要な周波数帯域だけを抽出するので、関数発生器１３のステップ状関数指令ｉｓ^*をｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*とするものと比較して、電力変換器１の電流振幅を小さく抑制することができる。

電力変換器１の電流耐量特性が、短時間に発生する電流に対して寛大であるような場合においては、関数発生器１３のステップ状関数指令ｉｓ^*をｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*とするよりも、バンドパスフィルタ１４のフィルタ関数指令ｉｆ^*をｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*とする方が、より大きなｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*を与えることができ、交流回転機２から得られる検出電流ｉdetの精度を向上し、位相信号発生回路４０による角周波数ωの演算精度を向上することができる。このようにバンドパスフィルタ１４は、不要な信号成分をカットしたフィルタ関数指令ｉｆ^*を生成するので、起動期間ＳＰにおいて、起動に不必要な無駄な電流指令成分を給電せずに、効率的に交流回転機２を起動することができる。

なお、関数発生器１３は、ステップ状関数指令ｉｓ^*を発生するものとしたが、ステップ状関数指令ｉｓ^*の代わりに、Ｍ系列信号または乱数表を利用した擬似雑音信号を発生するようにすることもできる。この場合にも、バンドパスフィルタ１４は、起動に必要な周波数成分だけを通過させ、フィルタ関数指令ｉｆ^*を発生するので、起動のための無駄な電流成分を供給することなく、効率的に起動を行なうことができる。

座標変換器３１は、直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標から三相時間座標への座標変換器であり、電圧指令ｖ^*を受けて、スイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*を発生する。このスイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*は、電力変換器１へ供給される。座標変換器３２は、三相時間座標から、直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標への座標変換器であり、電流検出器３から検出電流ｉdetを受けて、それを直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標上の検出電流ｉに変換する。この回転二軸座標上の検出電流ｉは、ｄ軸検出電流ｉｄと、ｑ軸検出電流ｉｑを含む。

ｄ軸検出電流ｉｄと、ｑ軸検出電流ｉｑは、ともに電圧指令発生手段１１の電流制御器２０に供給される。電流制御器２０は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*と、ｑ軸電流指令ｉｑ^*とともに、ｄ軸検出電流ｉｄとｑ軸検出電流ｉｑを受け、ｄ軸検出電流ｉｄをｄ軸電流指令ｉｄ^*に等しくし、またｑ軸検出電流ｉｑをｑ軸電流指令ｉｑ^*に等しくするように、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*とｑ軸電圧指令ｖｑ^*を発生する。

前述のように起動期間ＳＰでは、制御手段１０は起動電流指令手段１２を使用し、この起動電流指令手段１２の起動電流指令ｉｄ^*に基づいて電圧指令ｖ^*を発生し、この電圧指令ｖ^*に基づき、座標変換器３１によりスイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*を発生し、電力変換器１を起動する。この起動期間ＳＰにおいて、電力変換器１から交流誘導機２Ｉへ流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、交流誘導機２Ｉに対する励磁電流であり、この交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅は、起動電流指令ｉ１^*により決定される。起動電流指令ｉ１^*では、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*は、バンドパスフィルタ１４から出力されるフィルタ関数指令ｉｆ^*とされ、また、ｑ軸電流指令ｉｑ１^*はゼロとされる。

交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅をｉａとすると、この振幅ｉａは次の式（１）で表わされる。
ｉａ＝ａ×｛（ｉｄ^*）²＋（ｉｑ^*）²｝^1/2・・・（１）
ただし、ａは定数である。
起動期間ＳＰでは、ｉｄ１^*＝ｉｄ^*であり、またｉｑ１^*＝ｉｑ^*＝０であるので、振幅ｉａは、次の式（２）となる。
ｉａ＝ａ×ｉｄ１^*・・・（２）

言い換えれば、交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅は、式（２）の通りｄ軸起動電流指令ｉｑ１^*により決定される。交流誘導機２Ｉなどの交流回転機２が、例えば屋外に配置される場合、その温度は大きく変動し、例えば真冬では氷点下にあり、また交流回転機２の過負荷連続運転では、１００℃を超えるので、交流回転機２の電機子抵抗Ｒは、その温度の変化に伴なって大きく変動する。しかし、実施の形態１では、起動期間ＳＰでは、交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅は、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*により決定され、電流制御器２０により電流制御するので、交流回転機２の温度変化の影響を受けない。したがって、起動期間ＳＰにおいて、この交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅が、交流回転機２の温度変化に伴ない、大きく変化することはなく、保護機能が作動するような事態は発生せず、交流回転機２を安定して起動できる。

次に位相信号発生手段４０について説明する。この位相信号発生手段４０は、交流回転機２の抵抗降下演算手段４１と、減算手段４３と、積分器４５と、除算器４６と、積分器４７を含む。抵抗降下演算手段４１は、ｄ軸抵抗降下演算器４１ｄと、ｑ軸抵抗降下演算器４１ｑを含む。ｄ軸抵抗降下演算器４１ｄには、座標変換器３２からｄ軸検出電流ｉｄが供給され、このｄ軸検出電流ｉｄに、交流回転機２の電機子抵抗Ｒを乗算して、ｄ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｄ）を出力する。ｑ軸抵抗降下演算器４１ｑには、座標変換器３２からｑ軸検出電流ｉｑが供給され、このｑ軸検出電流ｉｑに交流回転機２の電機子抵抗Ｒを乗算して、ｑ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｑ）を出力する。

減算手段４３は、ｄ軸減算器４３ｄとｑ軸減算器４３ｑを含む。ｄ軸減算器４３ｄには、電流制御器２０からｄ軸電圧指令ｖｄ^*が供給され、またｄ軸抵抗降下演算器４１ｄからｄ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｄ）が供給される。このｄ軸減算器４３ｄは、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*からｄ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｄ）を減算し、それらの減算出力（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）を出力する。ｑ軸減算器４３ｑには、電流制御器２０からｑ軸電圧指令ｖｑ^*が供給され、またｑ軸抵抗降下演算器４１ｑからｑ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｑ）が供給される。このｑ軸減算器４３ｑは、ｄ軸電圧指令ｖｑ^*からｑ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｑ）を減算し、それらの減算出力（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）を出力する。

積分器４５には、ｄ軸減算器４３ｄから減算出力（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）が供給される。積分器４５は、この減算出力（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）を積分し、積分出力φｄを出力する。この積分出力φｄは、交流回転機２の電機子磁束φを、直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標上のｄ軸成分φｄとｑ軸成分φｑに分解し、そのｑ軸成分φｑをゼロとしたときのｄ軸成分φｄに相当する。除算器４６には、ｑ軸減算器４３ｑから減算出力（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）が供給され、また積分器４５から積分出力φｄが供給される。除算器４６は、減算出力（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）を積分出力φｄで除算して、除算出力ωを発生する。すなわち、この除算出力ωは、次の式（３）で表わされる。
ω＝（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）／φｄ
＝（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）／∫（ｖｄ＊−Ｒ×ｉｄ）・・・（３）
この除算出力ωは、交流回転機２の電機子磁束φのｑ軸成分φｑをゼロとしたときに、電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数ωに相当する。

積分器４７には、除算器４６から除算出力ωが供給され、この除算出力ωを積分して、位相信号θを発生する。この除算出力ωは、交流回転機２の電機子磁束φのｑ軸成分φｑをゼロとしたときに、電力変換器１から出力される交流出力電圧の位相θに相当する。この位相信号θは、座標変換器３１、３２に供給される。座標変換器３１は、この位相信号θにより、直交するｄ、ｑ軸を含む回転二軸座標上の電圧指令ｖ^*を三相時間座標上のスイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*に変換し、また座標変換器３２は、位相信号θにより、三相時間軸上の検出電流ｉudet、ｉvdetを、直交するｄ、ｑ軸を含む回転二軸座標のｄ、ｑ軸上の検出電流ｉｄ、ｉｑに変換する。

このように、位相信号発生手段４０では、電流検出器３により検出した検出電流ｉdetに基づいて、交流回転機２のｄ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｄ）およびｑ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｑ）を演算し、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令ｖｑ^*からこれらのｄ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｄ）およびｑ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｑ）をそれぞれ減算し、その減算出力（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）、（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）に基づいて交流回転機２に流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの角周波数ωを演算するので、電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数を、この交流回転機に流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの角周波数に一致するように調整することができる。

位相信号発生手段４０で演算する角周波数ωについて、さらに説明する。直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標が任意の角周波数ωで回転している場合、交流回転機２の電機子磁束φのｄ軸成分φｄとｑ軸成分φｑは、次の式（４）（５）で表わされる。
φｄ＝∫（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ＋ω×φｑ）ｄｔ・・・（４）
φｑ＝∫（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ−ω×φｄ）ｄｔ・・・（５）
ただし、ｖｄ^*、ｖｑ^*は、電圧指令発生手段１１の電流制御器２０により発生される回転二軸座標上の電圧指令であり、ｉｄ、ｉｑは、交流回転機２に流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖに応じた検出電流ｉudet、ｉvdetを座標変換器３２により回転二軸座標上に変換した検出電流である。

また、交流回転機２の出力トルクτｍは、次の式（６）で表わされる。
τｍ＝Ｐｍ×（φｄ×ｉｑ−φｑ×ｉｄ）・・・（６）
ただし、Ｐｍは、交流回転機２の対極数である。

回転二軸座標のｄ軸方向と電機子磁束φの方向とが一致している場合には、電機子磁束φのｑ軸成分φｑはゼロとなり、φｑ＝０である。そこで、式（４）（５）にそれぞれφｑ＝０を代入すると、次の式（７）（８）（９）が得られる。
φｄ＝∫（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）ｄｔ・・・（７）
ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ−ω×φｄ＝０・・・（８）
ω＝（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）÷φｄ・・・（９）
言い換えると、直交するｄ、ｑ軸を含む回転二軸座標を式（７）（８）（９）にしたがって演算した角周波数ωに同期して回転させれば、回転二軸座標のｄ軸方向と電機子磁束φの方向を一致させることができ、電機子磁束φのｑ軸成分φｑをゼロ、すなわちφｑ＝０とすることができる。

位相信号発生手段４０は、この式（７）（８）（９）にしたがって、角周波数ωを演算する。ｄ軸減算器４３ｄは、式（７）における（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）を演算し、積分器４５は式（７）で表わされる電機子磁束φのｄ軸成分φｄを演算する。ｑ軸減算器４３ｑは、式（９）における（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）を演算し、除算器４７は、式（９）で表わされる角周波数ωを演算する。位相信号θは、角周波数ωに基づき算出され、座標変換器３１、３２の座標変換を制御するので、結果として、直交するｄ、ｑ軸を含む回転二軸座標は、式（９）にしたがって演算した角周波数ωに同期して回転し、回転二軸座標のｄ軸方向と電機子磁束φの方向を一致させることができ、電機子磁束φのｑ軸成分φｑをゼロ、すなわちφｑ＝０とすることができる。電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数は、回転二軸座標の回転角周波数ωに対応して、この回転二軸座標の回転角周波数と等しくなるように制御されるので、この電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数は、交流回転機に流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの角周波数に一致するように調整される。

加えて、実施の形態１では、電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数の制御に併せ、起動電流指令回路１２が、起動期間ＳＰにｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*＝０を、ｑ軸電流指令ｉｑ^*として電流制御器２０に供給する。したがって、起動期間ＳＰでは、φｑとともにｉｑ^*もゼロとされる。すなわちｉｑ^*＝０であり、φｑ＝０である。このため、起動期間ＳＰには、式（６）の（φｄ×ｉｑ−φｑ×ｉｄ）はゼロとなり、交流回転機２の出力トルクτｍはゼロ、すなわちτｍ＝０に保持される。

以上のように実施の形態１では、回転二軸座標の角周波数ωは、座標変換器３１、３２に対する位相信号θにより制御されるので、遅れもなく、電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数を、交流回転機２に流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの角周波数に一致させることができ、併せて、起動期間ＳＰにおいて、交流回転機２の出力トルクτｍをゼロにして、フリーラン状態にある交流回転機２を起動することにより、交流回転機２の出力トルクが起動期間ＳＰで変動するのを防止し、交流回転機２にショックおよび回転数変動が発生するのを抑制することができる。特許文献１の従来の制御装置では、角周波数ωに基づき、電力変換器の出力電圧の角周波数を補正するため、補正の遅延により軸ずれが発生するが、実施の形態１では、この補正の遅延による軸ずれを解消し、ショックおよび回転数変動を抑制して交流回転機２を起動することができる。

また、実施の形態１では、電流制御器２０に供給される起動電流指令ｉ１^*は、交流回転機２の電機子抵抗Ｒに無関係に、起動電流指令回路１２から与えられ、交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅を決定する。したがって、交流回転機２の温度条件によって、交流回転機２の電機子抵抗Ｒが変化しても、起動電流指令ｉ１^*は、この電機子抵抗Ｒの影響を受けない。したがって、起動期間ＳＰにおいて、交流回転機２の温度条件に伴ない、その電機子抵抗Ｒが変化しても、交流回転機２に流れる交流電流の振幅が変動することはなく、その結果、起動期間ＳＰにおいて過電流保護などの保護機能が作動するような事態を回避して、安定した起動を行なうことができる。

また、実施の形態１では、起動電流指令回路１２により、起動期間ＳＰにおけるｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*をゼロに保持するとともに、電流制御器２０で発生させるｑ軸電圧指令ｖｑ^*の起動期間ＳＰにおける初期値をゼロとして起動を行なう。この場合、起動期間ＳＰのスタート時点では、ｉｑ１^*＝０、ｖｑ^*＝０となる。したがって、起動期間ＳＰのスタート時点では、ｑ軸減算器４３ｑの減算出力（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）もゼロとなり、除算器４６の除算出力ωもゼロとなる。言い換えれば、起動期間ＳＰのスタート時点では、角周波数ωがゼロとなり、この角周波数ωは、起動期間ＳＰの経過とともに上昇する。

特許文献１の制御装置では、起動期間のスタート時点で、電力変換器の角周波数を、電力変換器の正常運転時に生じる最高の角周波数よりも高く設定するので、起動期間のスタート時点で、電力変換器の角周波数は正または負のいずれかを選択した上で、最高角周波数以上の周波数に設定する必要があり、交流回転機の回転方向に応じて起動応答が異なる結果になる。実施の形態１では、起動期間ＳＰのスタート時点で、電力変換器１の角周波数ωをゼロとして起動を行なうので、交流回転機２の回転方向に無関係に、常に安定した起動を行なうことができる。

なお、実施の形態１では、起動期間ＳＰにおいて、ｑ軸起動電流ｉｑ１^*をゼロに保持するが、起動期間ＳＰにおいて、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*をゼロ以外の所定値に保持するようにしても、同様な効果を得ることができる。この場合、電機子磁束φのｄ軸成分φｄは、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*の増加に伴ないゼロから増大し、交流回転機２の出力トルクτｍは、電機子磁束のｄ軸成分φｄの増加に伴ない増大する。しかし、起動期間ＳＰにおいて、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１＊がゼロから増大するので、交流回転機２の出力トルクτｍもゼロから増大する結果になり、大きなショックおよび急激な回転数変動を抑制しながら、交流回転機２を安定して起動することができる。

実施の形態２．
実施の形態１は、交流回転機２がフリーラン状態にあるときに、交流回転機２を起動するものであるが、この実施の形態２は、交流回転機２が、フリーラン状態にあるか、停止状態のあるか判別できないときに、交流回転機２を起動するものである。制御回路１０は、実施の形態１と同じに構成され、電力変換器１を起動し、交流回転機２を起動する。交流回転機２が、フリーラン状態にあるときの起動制御は、実施の形態１と同じであり、また、交流回転機２が停止状態にある場合にも、それと同様にして、安定な起動を行なうことができる。

交流回転機２が停止状態にあるときには、起動期間ＳＰのスタート時点では、交流回転機２の回転角周波数はゼロであり、位相信号発生回路４０で演算される角周波数ωもゼロとなるが、電力変換器１が起動されるに伴ない、交流回転機２の電機子磁束φが徐々に立ち上がり、安定した起動を行なうことができる。

実施の形態３．
図３は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態２を示すブロック図である。この実施の形態３は、実施の形態１における制御手段１０が制御手段１０Ａに置き換えられ、この制御手段１０Ａでは、実施の形態１の起動電流指令手段１２が起動電流指令手段１２Ａに置き換えられる。この起動電流指令手段１２Ａでは、バンドパスフィルタ１４が除去され、関数発生器１３から、ステップ状関数指令ｉｓ^*をｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*として、切換手段１８のｄ軸切換スイッチ１８ｄを通じて、電流制御器２０に供給する。その他は、実施の形態１または２と同じに構成される。

この実施の形態３では、バンドパスフィルタ１４により、起動電流指令Ｉｄ１^*の無駄な成分をカットすることはできないが、その他は実施の形態１または２と同じ効果を得ることができる。

実施の形態４．
図４は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態４を示すブロック図である。この実施の形態４では、交流回転機２として、同期機２Ｓを使用する。この同期機２Ｓは、具体的には、例えば三相同期電動機である。

交流回転機２が同期機２Ｓであっても、式（１）〜式（９）は同様に成立するので、実施の形態４でも、基本的には、実施の形態１と同じ起動制御が行なわれる。この実施の形態４では、同期機２Ｓの使用に伴ない、実施の形態１の制御手段１０が制御手段１０Ｂに置き換えられ、この制御手段１０Ｂでは、実施の形態１の起動電流指令手段１２が起動電流指令手段１２Ｂに置き換えられる。この起動電流指令手段１２Ｂでは、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*をゼロにするとともに、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*もゼロ、すなわちｉｄ１^*＝０とし、このｉｄ１^*＝０を切換手段１８のｄ軸切換スイッチ１８ｄを通じて電流制御器２０に供給する。ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*＝０は、実施の形態１と同様に、切換手段のｑ軸切換スイッチ１８ｑを通じて電流制御器２０に供給される。その他は、実施の形態１と同じに構成される。

実施の形態１では交流回転機２が誘導機２Ｉであり、このフリーラン状態にある誘導機２Ｉを起動するには、誘導機２Ｉに回転角速度成分の電圧および電流の給電が必要であるが、フリーラン状態にある同期機２Ｓを起動する場合には、回転子に起因する誘起電圧が同期機２Ｓに発生するので、電力変換器１から回転角速度成分の電圧および電流を供給する必要がなく、このため、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*をゼロにしている。同期機２Ｓを起動するとき、その起動期間ＳＰのスタート時点において、極く短時間に、同期機２Ｓに発生する誘起電圧を打ち消すように、交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れるので、この交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに基づき、実施の形態１と同様に、位相信号発生手段４０が角周波数ωを演算し、この角周波数ωに基づき、電力変換器１の交流出力電圧の角周波数を制御する。この実施の形態４では、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*をゼロにすることにより、無駄な電流を同期機２Ｓに給電することなく、効率的に同期機２Ｓを起動することができる。なお、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*は、実施の形態１と同様にゼロとしているが、ゼロ以外の所定値とすることもできる。

実施の形態５．
図５は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態５を示すブロック図である。この実施の形態５でも、実施の形態４と同様に、交流回転機２として、同期機２Ｓを使用する。

実施の形態５では、実施の形態４における制御手段１０Ｂが制御手段１０Ｃに置き換えられ、この制御手段１０Ｃでは、実施の形態４の起動電流指令手段１２Ｂが起動電流指令手段１２Ｃに置き換えられる。この起動電流指令手段１２Ｃでは、ｄ軸起動電流指令器１９が使用され、起動期間ＳＰにおいて、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*が、このｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*から、切換手段１８のｄ軸切換スイッチ１８ｄを通じて電流制御器２０に供給される。このｄ軸起動電流指令器１９には、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*＝０とする外部指令ｉ０＝０と、位相信号発生手段４０の除算器４６から角周波数ωとが供給される。その他は、実施の形態４と同じに構成される。

ｄ軸起動電流指令器１９は、除算器４６からの角周波数ωの絶対値が所定値ωBASEより小さい場合には、外部指令ｉ０に基づき、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*をゼロ、すなわちｉｄ１^*＝０とする。また、ｄ軸起動電流指令器１３Ａは、除算器４６からの角周波数ωの絶対値が所定値ωBASE以上の場合には、外部指令ｉ０に基づき、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*を（Ａ−Ｂ／ω）とする。
これを式で表わすと、次の式（１０）となる。
ｉｄ１^*＝０ （｜ω｜＜ωBASEのとき）
ｉｄ１^*＝Ａ−Ｂ／ω （｜ω｜≧ωBASEのとき）・・・（１０）
ただし、Ａ、Ｂは定数、ωBASE＝Ｂ／Ａである。

このｄ軸起動電流指令器１９を使用することにより、角周波数ωの絶対値がωBASEより小さいときには、同期機２Ｓを起動するために無駄な電流を同期機２Ｓに供給することなく、効率的に同期機２Ｓを起動し、また角周波数ωの絶対値がωBASE以上のときには、Ａ−Ｂ／ωを負値として、弱め磁束制御を行ない。電力変換器１の電圧飽和を防止することができる。なお、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*は、実施の形態１と同様にゼロとしているが、ゼロ以外の所定値とすることもできる。

実施の形態６．
図６は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態６を示すブロック図である。この実施の形態６は、電力変換器１に２台の交流回転機、具体的には２台の誘導機２Ｉ１、２Ｉ２を互いに並列に接続したものである。誘導機２Ｉ１、２Ｉ２は、互いに定格の等しい三相誘導電動機であり、例えば電気車に搭載され、電気車を駆動する。

誘導機２Ｉ１、２Ｉ２は、互いに等しい電機子抵抗Ｒを有する。この誘導機２Ｉ１、２Ｉ２は電力変換器１に互いに並列に接続されるので、電力変換器１から見た合成電機子抵抗は、（Ｒ／２）となる。この実施の形態６では、実施の形態１における制御手段１０が制御手段１０Ｄに置き換えられ、この制御手段１０Ｄでは、実施の形態１の位相信号発生手段４０が位相信号発生手段４０Ｄに置き換えられる。この位相信号発生手段４０Ｄは、抵抗降下演算回路４１Ｄを有し、この抵抗降下演算手段４１Ｄは、ｄ軸抵抗降下演算器４１１ｄとｑ軸抵抗降下演算器４１１ｑを有する。その他は、実施の形態１と同じに構成される。

ｄ軸抵抗降下演算器４１１ｄは、座標変換器３２からｄ軸検出電流ｉｄの供給を受け、このｄ軸検出電流ｉｄに（Ｒ／２）を乗算し、ｄ軸抵抗降下｛（Ｒ／２）×ｉｄ｝を出力する。ｑ軸抵抗降下演算器４１１ｑは、座標変換器３２からｑ軸検出電流ｉｑの供給を受け、このｑ軸検出電流ｉｑに（Ｒ／２）を乗算し、ｑ軸抵抗降下｛（Ｒ／２）×ｉｑ｝を出力する。これらのｄ軸抵抗降下とｑ軸抵抗降下に基づき、ｄ軸減算器４３ｄは、減算出力｛ｖｄ^*−（Ｒ／２）×ｉｄ｝を出力し、ｑ軸減算器４３ｑは、減算出力｛ｖｑ^*−（Ｒ／２）×ｉｑ｝を出力する。また、積分器４５は、積分出力∫｛ｖｄ^*−（Ｒ／２）×ｉｄ｝ｄｔを出力するので、この実施の形態６における除算器４６の除算出力ωは、次の式（１１）となる。
ω＝∫｛ｖｄ^*−（Ｒ／２）×ｉｄ｝ｄｔ÷｛ｖｑ^*−（Ｒ／２）×ｉｑ｝・・・（１１）

実施の形態６の位相信号発生手段４０Ｄは、式（１１）にしたがって角周波数ωを演算し、電力変換器１の交流出力電圧の角周波数はこの角周波数ωに等しくなるように制御される。この実施の形態６でも、フリーラン状態にある２台の誘導機２Ｉ１、２Ｉ２を、実施の形態１と同様に、安定して起動することができる。３台以上の誘導機を電力変換器１に並列に接続する場合には、その接続台数に応じて抵抗降下演算回路４１Ｄにおける乗算係数を調整することにより、同様に、フリーラン状態にある３台以上の誘導機を安定して起動することができる。

実施の形態７．
図７は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態７を示すブロック図である。この実施の形態７は、電力変換器１に、２台の交流回転機、具体的には２台の同期機２Ｓ１、２Ｓ２を互いに並列に接続したものである。同期機２Ｓ１、２Ｓ２は、例えば、互いに定格の等しい三相同期電動機である。同期機２Ｓ１、２Ｓ２の使用に伴ない、実施の形態６の制御手段１０Ｄが制御手段１０Ｅに置き換えられ、この制御手段１０Ｅでは、制御手段１０Ｄの起動電流指令手段１２が起動電流指令手段１２Ｂに置き換えられる。この起動電流指令手段１２Ｂは、実施の形態４と同じである。その他は、実施の形態６と同じに構成される。

フリーラン状態にある同期機２Ｓ１、２Ｓ２を起動するとき、同期機２Ｓ１、２Ｓ２の磁極位置が一致すると、これらの同期機２Ｓ１、２Ｓ２の間に循環電流が流れない。フリーラン状態にある同期機２Ｓ１、２Ｓ２を起動する場合に、同期機２Ｓ１、２Ｓ２が無負荷であれば、それらの同期機２Ｓ１、２Ｓ２に循環電流が流れない状態が安定状態であり、この安定状態において、同期機２Ｓ１、２Ｓ２を起動する。この場合、電力変換器１から見た合成電機子抵抗は（Ｒ／２）となるので、実施の形態６と同じ位相信号発生手段４０Ｄを用いて、フリーラン状態にある２台の同期機２Ｓ１、２Ｓ２を、実施の形態４と同様に、安定して起動することができる。３台以上の同期機を電力変換器１に並列に接続する場合には、その接続台数に応じて抵抗降下演算回路４１Ｄにおける乗算係数を調整することにより、同様に、フリーラン状態にある３台以上の同期機を安定して起動することができる。

この発明による交流回転機の制御装置は、誘導機、同期機などの交流回転機の制御装置に利用される。

この発明は、電力変換器を用いて交流回転機を制御する交流回転機の制御装置に関するもので、とくに交流回転機をフリーラン状態などで起動する起動制御を行なう交流回転機の制御装置に関するものである。

交流回転機の回転角速度検出器を用いずに、電力変換器により交流回転機の可変速制御を行なう交流回転機の制御装置では、回転角速度検出器に必要な価格および配線を省略することができる。しかし、回転角速度検出器を用いないので、交流回転機がフリーラン状態、すなわち電力変換器が電力変換動作を停止して、交流回転機が任意の回転速度で回転している状態で起動するときに、交流回転機の回転速度を知ることができず、このため、交流回転機のトルクおよび回転速度に大きな変動を発生させずに、安定した起動を行なうことが困難である。

特開昭６３−７７３９７号公報（特許文献１）には、回転角速度検出器を用いずに、誘導電動機を起動する起動方法が開示されている。この特許文献１では、電力変換器の各相出力電圧を指令するスイッチ状態信号と直流電圧源の電圧検出値と電動機電流検出値を用いて電動機の瞬時磁束ベクトル信号および瞬時発生トルク信号が演算され、これらの電動機の瞬時磁束ベクトル信号と瞬時発生トルク信号を用いて、３個の制御フラグが発生される。これらの３個の制御フラグの組合せにより、トルク応答を最適化する電圧ベクトルを発生するように電力変換器のスイッチング状態が指定され、電動機の発生トルクが指令値に追従するように制御され、また磁束ベクトルが近似的円軌跡を描くように制御され、誘導電動機がフリーラン状態から起動される。この起動制御では、電力変換器における交流電圧の角周波数を、正常運転時に生じる最高角周波数よりも高く設定した後で、電力変換器の直流入力側の開閉器４が投入され、同期引き込みを行なう。

特開昭６３−７７３９７号公報

特許文献１では、誘導電動機における一次端子電圧ベクトル値と、一次端子電流ベクトルと、一次巻線抵抗とに基づき誘導電動機の瞬時磁束ベクトル信号が演算され、この瞬時磁束ベクトル信号が所望の値を保つように、電力変換器に対する電圧指令が補正される。しかし、誘導電動機が、例えば屋外に配置される場合、その温度は大きく変動し、例えば真冬では氷点下にあり、また誘導電動機の過負荷連続運転では、１００℃を超える。特許文献１の制御装置は、この誘導電動機の温度変化の下で、誘導電動機の瞬時磁束ベクトル信号が所望の値を保つように、電力変換器に対する電圧指令を補正して起動するが、誘導電動機の温度変化に伴ない、誘導電動機に流れる交流相電流の振幅にも大きな変化が生じ、起動時に交流相電流が大きくなる不都合があり、最悪の場合には、保護機能が作動する事態が発生し、誘導電動機の起動ができない事態となる。また、特許文献１の制御装置では、瞬時磁束ベクトル信号が所望の値を保つように、電力変換器に対する電圧指令が補正されるので、補正の遅れのために、起動時に誘導電動機の出力トルクの乱れが生じ、ショックおよび回転数変動が起きる不都合がある。

この発明は、このような不都合を改善し、安定した起動を行なうことができる交流回転機の制御装置を提案するものである。

この発明による交流回転機の制御装置は、電流指令に基づき電圧指令を発生し、この電圧指令に基づきスイッチング指令を発生する制御手段、前記スイッチング指令に基づいて振幅と角周波数が制御された交流出力電圧を発生する電力変換器、この電力変換器に接続された少なくとも１つの交流回転機、および前記電力変換器から前記交流回転機に流れる交流相電流に基づいて検出電流を出力する電流検出器を備えた交流回転機の制御装置であって、前記制御手段は、前記交流回転機に対する起動制御を含む制御を行なうように構成され、前記制御手段は、前記起動制御では、前記検出電流に基づいて前記交流回転機の抵抗降下に応じた抵抗降下成分を演算し、前記電圧指令から前記抵抗降下成分を減算した減算出力に基づいて前記交流出力電圧の角周波数を調整し、併せて、前記制御手段は、前記起動制御では、その起動期間において、前記交流相電流の振幅が所定の関数にしたがって変化するように、前記交流出力電圧の振幅を調整し、また、前記起動期間のスタート時点では、前記交流出力電圧の角周波数をゼロに制御することを特徴とする。

この発明による交流回転機の制御装置では、制御手段が、起動制御では、検出電流に基づいて交流回転機の抵抗降下に応じた抵抗降下成分を演算し、電圧指令から抵抗降下成分を減算した減算出力に基づいて交流出力電圧の角周波数を調整するので、瞬時磁束ベクトル信号が所望の値を保つように、電力変換器に対する電圧指令を補正する従来の制御装置のような遅延を伴なうことなく、電力変換器の交流出力電圧の角周波数を調整することができ、併せて、電力変換器から交流回転機へ流れる交流相電流の振幅が所定の関数にしたがって変化するように、電力変換器の交流出力電圧の振幅を調整するので、交流回転機の温度変化の下でも、交流相電流の振幅の大きな変化を抑制し、交流回転機を安定して起動することができる。

以下この発明のいくつかの実施の形態について、図面を参照して説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態１を示すブロック図である。この実施の形態１の交流回転機の制御装置は、電力変換器１と、交流回転機２と、電流検出器３と、制御手段１０を含む。電力変換器１は、例えば三相電力変換器であり、直流電力と三相の交流電力との電力変換を行なう。電力変換器１は、直流電源に、互いに並列に接続されるＵ、Ｖ、Ｗの三相変換回路を含む。Ｕ、Ｖ、Ｗの各変換回路は、周知の通り、それぞれ正側と負側の一対のスイッチを含み、各変換回路の一対のスイッチの間に、三相の交流給電路１ｕ、１ｖ、１ｗが接続される。

電力変換器１は、具体的には、可変電圧可変周波数型の三相電力変換器として構成される。この電力変換器１は、制御手段１０からスイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*を受け、直流電力を三相交流電力に変換するときには、このスイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*に基づき、制御された出力電圧と、制御された角周波数を持った三相交流電力を発生する。スイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*は、それぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の変換回路に供給され、各変換回路の一対のスイッチを制御された位相でオン、オフする。

交流回転機２は、実施の形態１では交流誘導機２Ｉであり、具体的には、三相の誘導電動機であり、三相の交流給電路１ｕ、１ｖ、１ｗを介して電力変換器１に接続される。電流検出器３は、例えば交流給電路１ｕ、１ｖに配置され、電力変換器１から交流誘導機２Ｉに流れる交流相電流、すなわちＵ相電流ｉｕと、Ｖ相電流ｉｖに基づいて検出電流ｉdetを発生する。この検出電流ｉdetは、Ｕ相検出電流成分ｉudet、Ｖ相検出電流成分ｉvdetを含む。Ｕ相検出電流成分ｉudetは、Ｕ相交流給電路１ｕに流れるＵ相電流ｉｕに対応し、Ｖ相検出電流成分ｉvdetは、Ｖ相交流給電路１ｖに流れるＶ相電流ｉｖに対応する。実施の形態１では、交流回転機２が交流誘導機２Ｉであるので、その起動期間に電力変換器１から交流誘導機２Ｉに流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、交流誘導機２Ｉに対する励磁電流である。

制御手段１０は、電圧指令発生手段１１と、座標変換器３１、３２と、位相信号発生手段４０を含む。電圧指令発生手段１１は、直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標上で、電圧指令ｖ^*を発生する。この電圧指令ｖ＊は、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*とｑ軸電圧指令ｖｑ^*を含む。電圧指令発生手段１１は、起動電流指令手段１２と、起動後の電流指令手段１５と、切換手段１８と、電流制御器２０を含む。

起動電流指令手段１２は、制御手段１０により交流誘導機２Ｉの起動制御を行なうときに使用される。この起動制御は、電力変換器１が電力変換動作を停止し、交流誘導機２Ｉがフリーラン状態にあるときに、電力変換器１を起動してその電力変換動作を開始させ、この電力変換器１により交流誘導機２Ｉを起動するときに使用される。この起動制御は、交流誘導機２Ｉに電機子磁束φが立ち上がるまでの起動期間ＳＰの期間中に実行される。この起動期間ＳＰは、具体的には数１０ミリ秒から数百ミリ秒であり、実施の形態１では、例えば１００ミリ秒、すなわち１００（ｍｓｅｃ）に設定される。起動電流指令手段１２は、この起動期間ＳＰにおいて、起動電流指令ｉ１^*を発生する。

起動電流指令手段１２は、関数発生器１３と、バンドパスフィルタ１４を含み、起動電流指令ｉ１^*を発生する。起動電流指令ｉ１^*は、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*と、ｑ軸電流指令ｉｑ１^*を含む。バンドパスフィルタ１４は関数発生器１３に接続され、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*を発生する。ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*は、実施の形態１では、例えばゼロとされ、ｉｑ１^*＝０である。このｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*＝０は、外部から与えられる。

起動後の電流指令手段１５は、起動完了後に切換手段１８を切換えることにより、起動電流指令手段１２に代わって使用される。この起動後の電流指令手段１５は、起動後の電流指令ｉ２^*を発生する。この起動後の電流指令ｉ２^*は、ｄ軸電流指令ｉｄ２^*とｑ軸電流指令ｉｑ２^*を含む。電流指令手段１５は、ｄ軸電流指令器１６と、比例ゲイン乗算器１７を有する。ｄ軸電流指令器１６は、起動後のｄ軸電流指令ｉｄ２^*を発生する。比例ゲイン乗算器１７は、トルク指令τ^*を受け、このトルク指令τ^*に比例ゲインＫを乗算して、ｑ軸電流指令ｉｑ２ ^* を発生する。ｉｑ２^*＝τ^*×Ｋである。

切換手段１８は、起動期間ＳＰの経過後に、起動電流指令手段１２から、起動後の電流指令手段１５への切換えを行なう。この切換手段１８は、起動期間ＳＰには、起動電流指令手段１２から起動電流指令ｉ１^*を電流指令ｉ^*として電流制御器２０に供給し、起動期間ＳＰが経過した後は、起動後の電流指令手段１５から電流指令ｉ２^*を電流指令ｉ^*として電流制御器２０に供給する。この切換手段１８は、ｄ軸切換スイッチ１８ｄと、ｑ軸切換スイッチ１８ｑを含む。ｄ軸切換スイッチ１８ｄは、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*と、起動後のｄ軸電流指令ｉｄ２^*との切換えを行なう。ｑ軸切換スイッチ１８ｑは、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*と、起動後のｑ軸電流指令ｉｑ２^*との切換を行なう。これらの切換スイッチ１８ｄ、１８ｑは、互いに連動して切換えられる。起動期間ＳＰでは、切換スイッチ１８ｄはｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*を選択し、このｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*をｄ軸電流指令ｉｄ^*として電流制御器２０に供給し、また切換スイッチ１８ｑはｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*を選択し、このｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*をｑ軸電流指令ｉｑ^*として電流制御器２０に供給する。起動期間ＳＰが経過した後には、切換スイッチ１８ｄ、１８ｑがともに切換えられ、切換スイッチ１８ｄは起動後のｄ軸電流指令ｉｄ２^*を選択し、このｄ軸電流指令ｉｄ２^*をｄ軸電流指令ｉｄ^*として電流制御器２０に供給し、また切換スイッチ１８ｑは起動後のｑ軸電流指令ｉｑ２^*を選択し、このｑ軸電流指令ｉｑ２^*をｑ軸電流指令ｉｑ^*として電流制御器２０に供給する。

図２（ａ）は、起動電流指令手段１２の関数発生器１３から出力されるステップ状関数指令ｉｓ^*を示し、図２（ｂ）はそれに基づいて、バンドパスフィルタ１４から出力されるフィルタ関数指令ｉｆ^*を例示する。実施の形態１では、フィルタ関数指令ｉｆ^*がｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*として出力される。図２（ａ）（ｂ）において、横軸は共通な時間軸である。関数発生器１３のステップ状関数指令ｉｓ^*は、時刻０．１（秒）において、立ち上がるステップ状波形であるが、バンドパスフィルタ１４から出力されるフィルタ関数指令ｉｆ^*は、時間経過とともに減少する。実施の形態１では、交流誘導機２Ｉの角周波数の制御範囲を１〜６０（Ｈｚ）とし、バンドパスフィルタ１４の通過帯域幅も、それに合わせて１〜６０（Ｈｚ）とした。

バンドパスフィルタ１４を使用しないものでは、関数発生器１３のステップ状関数指令ｉｓ^*をｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*として電流制御器２０に供給するが、例えば交流回転機２が交流誘導機２Ｉであり、この交流誘導機２Ｉを起動する場合には、交流誘導機２Ｉの回転角周波数成分を含む電圧および電流を指令すれば十分であり、これらの指令に必要な周波数以外の周波数成分は供給しなくても、交流誘導機２Ｉを起動することができる。図２（ａ）に示す関数発生器１３のステップ状関数指令ｉｓ^*では、すべての周波数帯域について等しい振幅となるが、バンドパスフィルタ１４から出力されるフィルタ関数指令ｉｆ^*は、起動に必要な周波数帯域だけを抽出するので、関数発生器１３のステップ状関数指令ｉｓ^*をｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*とするものと比較して、電力変換器１の電流振幅を小さく抑制することができる。

電力変換器１の電流耐量特性が、短時間に発生する電流に対して寛大であるような場合においては、関数発生器１３のステップ状関数指令ｉｓ^*をｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*とするよりも、バンドパスフィルタ１４のフィルタ関数指令ｉｆ^*をｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*とする方が、より大きなｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*を与えることができ、交流回転機２から得られる検出電流ｉdetの精度を向上し、位相信号発生手段４０による角周波数ωの演算精度を向上することができる。このようにバンドパスフィルタ１４は、不要な信号成分をカットしたフィルタ関数指令ｉｆ^*を生成するので、起動期間ＳＰにおいて、起動に不必要な無駄な電流指令成分を給電せずに、効率的に交流回転機２を起動することができる。

なお、関数発生器１３は、ステップ状関数指令ｉｓ^*を発生するものとしたが、ステップ状関数指令ｉｓ^*の代わりに、Ｍ系列信号または乱数表を利用した擬似雑音信号を発生するようにすることもできる。この場合にも、バンドパスフィルタ１４は、起動に必要な周波数成分だけを通過させ、フィルタ関数指令ｉｆ^*を発生するので、起動のための無駄な電流成分を供給することなく、効率的に起動を行なうことができる。

座標変換器３１は、直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標から三相時間座標への座標変換器であり、電圧指令ｖ^*を受けて、スイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*を発生する。このスイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*は、電力変換器１へ供給される。座標変換器３２は、三相時間座標から、直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標への座標変換器であり、電流検出器３から検出電流ｉdetを受けて、それを直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標上の検出電流ｉに変換する。この回転二軸座標上の検出電流ｉは、ｄ軸検出電流ｉｄと、ｑ軸検出電流ｉｑを含む。

ｄ軸検出電流ｉｄと、ｑ軸検出電流ｉｑは、ともに電圧指令発生手段１１の電流制御器２０に供給される。電流制御器２０は、ｄ軸電流指令ｉｄ ^* と、ｑ軸電流指令ｉｑ^*とともに、ｄ軸検出電流ｉｄとｑ軸検出電流ｉｑを受け、ｄ軸検出電流ｉｄをｄ軸電流指令ｉｄ^*に等しくし、またｑ軸検出電流ｉｑをｑ軸電流指令ｉｑ^*に等しくするように、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*とｑ軸電圧指令ｖｑ^*を発生する。

前述のように起動期間ＳＰでは、制御手段１０は起動電流指令手段１２を使用し、この起動電流指令手段１２の起動電流指令ｉ１ ^* に基づいて電圧指令ｖ^*を発生し、この電圧指令ｖ^*に基づき、座標変換器３１によりスイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*を発生し、電力変換器１を起動する。この起動期間ＳＰにおいて、電力変換器１から交流誘導機２Ｉへ流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、交流誘導機２Ｉに対する励磁電流であり、この交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅は、起動電流指令ｉ１^*により決定される。起動電流指令ｉ１^*では、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*は、バンドパスフィルタ１４から出力されるフィルタ関数指令ｉｆ^*とされ、また、ｑ軸電流指令ｉｑ１^*はゼロとされる。

交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅をｉａとすると、この振幅ｉａは次の式（１）で表わされる。
ｉａ＝ａ×｛（ｉｄ^*）²＋（ｉｑ^*）²｝^1/2・・・（１）
ただし、ａは定数である。
起動期間ＳＰでは、ｉｄ１^*＝ｉｄ^*であり、またｉｑ１^*＝ｉｑ^*＝０であるので、振幅ｉａは、次の式（２）となる。
ｉａ＝ａ×ｉｄ１^*・・・（２）

言い換えれば、交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅は、式（２）の通りｄ軸起動電流指令ｉｄ１ ^* により決定される。交流誘導機２Ｉなどの交流回転機２が、例えば屋外に配置される場合、その温度は大きく変動し、例えば真冬では氷点下にあり、また交流回転機２の過負荷連続運転では、１００℃を超えるので、交流回転機２の電機子抵抗Ｒは、その温度の変化に伴なって大きく変動する。しかし、実施の形態１では、起動期間ＳＰでは、交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅は、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*により決定され、電流制御器２０により電流制御するので、交流回転機２の温度変化の影響を受けない。したがって、起動期間ＳＰにおいて、この交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅が、交流回転機２の温度変化に伴ない、大きく変化することはなく、保護機能が作動するような事態は発生せず、交流回転機２を安定して起動できる。

次に位相信号発生手段４０について説明する。この位相信号発生手段４０は、交流回転機２の抵抗降下演算手段４１と、減算手段４３と、積分器４５と、除算器４６と、積分器４７を含む。抵抗降下演算手段４１は、ｄ軸抵抗降下演算器４１ｄと、ｑ軸抵抗降下演算器４１ｑを含む。ｄ軸抵抗降下演算器４１ｄには、座標変換器３２からｄ軸検出電流ｉｄが供給され、このｄ軸検出電流ｉｄに、交流回転機２の電機子抵抗Ｒを乗算して、ｄ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｄ）を出力する。ｑ軸抵抗降下演算器４１ｑには、座標変換器３２からｑ軸検出電流ｉｑが供給され、このｑ軸検出電流ｉｑに交流回転機２の電機子抵抗Ｒを乗算して、ｑ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｑ）を出力する。

減算手段４３は、ｄ軸減算器４３ｄとｑ軸減算器４３ｑを含む。ｄ軸減算器４３ｄには、電流制御器２０からｄ軸電圧指令ｖｄ^*が供給され、またｄ軸抵抗降下演算器４１ｄからｄ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｄ）が供給される。このｄ軸減算器４３ｄは、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*からｄ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｄ）を減算し、それらの減算出力（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）を出力する。ｑ軸減算器４３ｑには、電流制御器２０からｑ軸電圧指令ｖｑ^*が供給され、またｑ軸抵抗降下演算器４１ｑからｑ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｑ）が供給される。このｑ軸減算器４３ｑは、ｑ軸電圧指令ｖｑ^*からｑ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｑ）を減算し、それらの減算出力（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）を出力する。

積分器４５には、ｄ軸減算器４３ｄから減算出力（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）が供給される。積分器４５は、この減算出力（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）を積分し、積分出力φｄを出力する。この積分出力φｄは、交流回転機２の電機子磁束φを、直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標上のｄ軸成分φｄとｑ軸成分φｑに分解し、そのｑ軸成分φｑをゼロとしたときのｄ軸成分φｄに相当する。除算器４６には、ｑ軸減算器４３ｑから減算出力（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）が供給され、また積分器４５から積分出力φｄが供給される。除算器４６は、減算出力（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）を積分出力φｄで除算して、除算出力ωを発生する。すなわち、この除算出力ωは、次の式（３）で表わされる。
ω＝（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）／φｄ
＝（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）／∫（ｖｄ ^* −Ｒ×ｉｄ）・・・（３）
この除算出力ωは、交流回転機２の電機子磁束φのｑ軸成分φｑをゼロとしたときに、電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数ωに相当する。

積分器４７には、除算器４６から除算出力ωが供給され、この除算出力ωを積分して、位相信号θを発生する。この除算出力ωは、交流回転機２の電機子磁束φのｑ軸成分φｑをゼロとしたときに、電力変換器１から出力される交流出力電圧の位相θに相当する。この位相信号θは、座標変換器３１、３２に供給される。座標変換器３１は、この位相信号θにより、直交するｄ、ｑ軸を含む回転二軸座標上の電圧指令ｖ^*を三相時間座標上のスイッチング指令Ｓｕ^*、Ｓｖ^*、Ｓｗ^*に変換し、また座標変換器３２は、位相信号θにより、三相時間軸上の検出電流ｉudet、ｉvdetを、直交するｄ、ｑ軸を含む回転二軸座標のｄ、ｑ軸上の検出電流ｉｄ、ｉｑに変換する。

このように、位相信号発生手段４０では、電流検出器３により検出した検出電流ｉdetに基づいて、交流回転機２のｄ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｄ）およびｑ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｑ）を演算し、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令ｖｑ^*からこれらのｄ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｄ）およびｑ軸抵抗降下成分（Ｒ×ｉｑ）をそれぞれ減算し、その減算出力（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）、（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）に基づいて交流回転機２に流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの角周波数ωを演算するので、電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数を、この交流回転機に流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの角周波数に一致するように調整することができる。

位相信号発生手段４０で演算する角周波数ωについて、さらに説明する。直交するｄ軸とｑ軸を含む回転二軸座標が任意の角周波数ωで回転している場合、交流回転機２の電機子磁束φのｄ軸成分φｄとｑ軸成分φｑは、次の式（４）（５）で表わされる。
φｄ＝∫（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ＋ω×φｑ）ｄｔ・・・（４）
φｑ＝∫（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ−ω×φｄ）ｄｔ・・・（５）
ただし、ｖｄ^*、ｖｑ^*は、電圧指令発生手段１１の電流制御器２０により発生される回転二軸座標上の電圧指令であり、ｉｄ、ｉｑは、交流回転機２に流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖに応じた検出電流ｉudet、ｉvdetを座標変換器３２により回転二軸座標上に変換した検出電流である。

また、交流回転機２の出力トルクτｍは、次の式（６）で表わされる。
τｍ＝Ｐｍ×（φｄ×ｉｑ−φｑ×ｉｄ）・・・（６）
ただし、Ｐｍは、交流回転機２の対極数である。

回転二軸座標のｄ軸方向と電機子磁束φの方向とが一致している場合には、電機子磁束φのｑ軸成分φｑはゼロとなり、φｑ＝０である。そこで、式（４）（５）にそれぞれφｑ＝０を代入すると、次の式（７）（８）（９）が得られる。
φｄ＝∫（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）ｄｔ・・・（７）
ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ−ω×φｄ＝０・・・（８）
ω＝（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）÷φｄ・・・（９）
言い換えると、直交するｄ、ｑ軸を含む回転二軸座標を式（７）（８）（９）にしたがって演算した角周波数ωに同期して回転させれば、回転二軸座標のｄ軸方向と電機子磁束φの方向を一致させることができ、電機子磁束φのｑ軸成分φｑをゼロ、すなわちφｑ＝０とすることができる。

位相信号発生手段４０は、この式（７）（８）（９）にしたがって、角周波数ωを演算する。ｄ軸減算器４３ｄは、式（７）における（ｖｄ^*−Ｒ×ｉｄ）を演算し、積分器４５は式（７）で表わされる電機子磁束φのｄ軸成分φｄを演算する。ｑ軸減算器４３ｑは、式（９）における（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）を演算し、除算器４７は、式（９）で表わされる角周波数ωを演算する。位相信号θは、角周波数ωに基づき算出され、座標変換器３１、３２の座標変換を制御するので、結果として、直交するｄ、ｑ軸を含む回転二軸座標は、式（９）にしたがって演算した角周波数ωに同期して回転し、回転二軸座標のｄ軸方向と電機子磁束φの方向を一致させることができ、電機子磁束φのｑ軸成分φｑをゼロ、すなわちφｑ＝０とすることができる。電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数は、回転二軸座標の回転角周波数ωに対応して、この回転二軸座標の回転角周波数と等しくなるように制御されるので、この電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数は、交流回転機に流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの角周波数に一致するように調整される。

加えて、実施の形態１では、電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数の制御に併せ、起動電流指令回路１２が、起動期間ＳＰにｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*＝０を、ｑ軸電流指令ｉｑ^*として電流制御器２０に供給する。したがって、起動期間ＳＰでは、φｑとともにｉｑ^*もゼロとされる。すなわちｉｑ^*＝０であり、φｑ＝０である。このため、起動期間ＳＰには、式（６）の（φｄ×ｉｑ−φｑ×ｉｄ）はゼロとなり、交流回転機２の出力トルクτｍはゼロ、すなわちτｍ＝０に保持される。

以上のように実施の形態１では、回転二軸座標の角周波数ωは、座標変換器３１、３２に対する位相信号θにより制御されるので、遅れもなく、電力変換器１から出力される交流出力電圧の角周波数を、交流回転機２に流れる交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの角周波数に一致させることができ、併せて、起動期間ＳＰにおいて、交流回転機２の出力トルクτｍをゼロにして、フリーラン状態にある交流回転機２を起動することにより、交流回転機２の出力トルクが起動期間ＳＰで変動するのを防止し、交流回転機２にショックおよび回転数変動が発生するのを抑制することができる。特許文献１の従来の制御装置では、角周波数ωに基づき、電力変換器の出力電圧の角周波数を補正するため、補正の遅延により軸ずれが発生するが、実施の形態１では、この補正の遅延による軸ずれを解消し、ショックおよび回転数変動を抑制して交流回転機２を起動することができる。

また、実施の形態１では、電流制御器２０に供給される起動電流指令ｉ１^*は、交流回転機２の電機子抵抗Ｒに無関係に、起動電流指令回路１２から与えられ、交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅を決定する。したがって、交流回転機２の温度条件によって、交流回転機２の電機子抵抗Ｒが変化しても、起動電流指令ｉ１^*は、この電機子抵抗Ｒの影響を受けない。したがって、起動期間ＳＰにおいて、交流回転機２の温度条件に伴ない、その電機子抵抗Ｒが変化しても、交流回転機２に流れる交流電流の振幅が変動することはなく、その結果、起動期間ＳＰにおいて過電流保護などの保護機能が作動するような事態を回避して、安定した起動を行なうことができる。

また、実施の形態１では、起動電流指令手段１２により、起動期間ＳＰにおけるｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*をゼロに保持するとともに、電流制御器２０で発生させるｑ軸電圧指令ｖｑ^*の起動期間ＳＰにおける初期値をゼロとして起動を行なう。この場合、起動期間ＳＰのスタート時点では、ｉｑ１^*＝０、ｖｑ^*＝０となる。したがって、起動期間ＳＰのスタート時点では、ｑ軸減算器４３ｑの減算出力（ｖｑ^*−Ｒ×ｉｑ）もゼロとなり、除算器４６の除算出力ωもゼロとなる。言い換えれば、起動期間ＳＰのスタート時点では、角周波数ωがゼロとなり、この角周波数ωは、起動期間ＳＰの経過とともに上昇する。

特許文献１の制御装置では、起動期間のスタート時点で、電力変換器の角周波数を、電力変換器の正常運転時に生じる最高の角周波数よりも高く設定するので、起動期間のスタート時点で、電力変換器の角周波数は正または負のいずれかを選択した上で、最高角周波数以上の周波数に設定する必要があり、交流回転機の回転方向に応じて起動応答が異なる結果になる。実施の形態１では、起動期間ＳＰのスタート時点で、電力変換器１の角周波数ωをゼロとして起動を行なうので、交流回転機２の回転方向に無関係に、常に安定した起動を行なうことができる。

なお、実施の形態１では、起動期間ＳＰにおいて、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*をゼロに保持するが、起動期間ＳＰにおいて、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*をゼロ以外の所定値に保持するようにしても、同様な効果を得ることができる。この場合、電機子磁束φのｄ軸成分φｄは、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*の増加に伴ないゼロから増大し、交流回転機２の出力トルクτｍは、電機子磁束のｄ軸成分φｄの増加に伴ない増大する。しかし、起動期間ＳＰにおいて、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１ ^* がゼロから増大するので、交流回転機２の出力トルクτｍもゼロから増大する結果になり、大きなショックおよび急激な回転数変動を抑制しながら、交流回転機２を安定して起動することができる。

実施の形態２．
実施の形態１は、交流回転機２がフリーラン状態にあるときに、交流回転機２を起動するものであるが、この実施の形態２は、交流回転機２が、フリーラン状態にあるか、停止状態のあるか判別できないときに、交流回転機２を起動するものである。制御手段１０は、実施の形態１と同じに構成され、電力変換器１を起動し、交流回転機２を起動する。交流回転機２が、フリーラン状態にあるときの起動制御は、実施の形態１と同じであり、また、交流回転機２が停止状態にある場合にも、それと同様にして、安定な起動を行なうことができる。

交流回転機２が停止状態にあるときには、起動期間ＳＰのスタート時点では、交流回転機２の回転角周波数はゼロであり、位相信号発生手段４０で演算される角周波数ωもゼロとなるが、電力変換器１が起動されるに伴ない、交流回転機２の電機子磁束φが徐々に立ち上がり、安定した起動を行なうことができる。

実施の形態３．
図３は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態３を示すブロック図である。この実施の形態３は、実施の形態１における制御手段１０が制御手段１０Ａに置き換えられ、この制御手段１０Ａでは、実施の形態１の起動電流指令手段１２が起動電流指令手段１２Ａに置き換えられる。この起動電流指令手段１２Ａでは、バンドパスフィルタ１４が除去され、関数発生器１３から、ステップ状関数指令ｉｓ^*をｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*として、切換手段１８のｄ軸切換スイッチ１８ｄを通じて、電流制御器２０に供給する。その他は、実施の形態１または２と同じに構成される。

この実施の形態３では、バンドパスフィルタ１４により、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１ ^* の無駄な成分をカットすることはできないが、その他は実施の形態１または２と同じ効果を得ることができる。

実施の形態４．
図４は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態４を示すブロック図である。この実施の形態４では、交流回転機２として、同期機２Ｓを使用する。この同期機２Ｓは、具体的には、例えば三相同期電動機である。

交流回転機２が同期機２Ｓであっても、式（１）〜式（９）は同様に成立するので、実施の形態４でも、基本的には、実施の形態１と同じ起動制御が行なわれる。この実施の形態４では、同期機２Ｓの使用に伴ない、実施の形態１の制御手段１０が制御手段１０Ｂに置き換えられ、この制御手段１０Ｂでは、実施の形態１の起動電流指令手段１２が起動電流指令手段１２Ｂに置き換えられる。この起動電流指令手段１２Ｂでは、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*をゼロにするとともに、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*もゼロ、すなわちｉｄ１^*＝０とし、このｉｄ１^*＝０を切換手段１８のｄ軸切換スイッチ１８ｄを通じて電流制御器２０に供給する。ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*＝０は、実施の形態１と同様に、切換手段のｑ軸切換スイッチ１８ｑを通じて電流制御器２０に供給される。その他は、実施の形態１と同じに構成される。

実施の形態１では交流回転機２が誘導機２Ｉであり、このフリーラン状態にある誘導機２Ｉを起動するには、誘導機２Ｉに回転角速度成分の電圧および電流の給電が必要であるが、フリーラン状態にある同期機２Ｓを起動する場合には、回転子に起因する誘起電圧が同期機２Ｓに発生するので、電力変換器１から回転角速度成分の電圧および電流を供給する必要がなく、このため、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*をゼロにしている。同期機２Ｓを起動するとき、その起動期間ＳＰのスタート時点において、極く短時間に、同期機２Ｓに発生する誘起電圧を打ち消すように、交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れるので、この交流相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに基づき、実施の形態１と同様に、位相信号発生手段４０が角周波数ωを演算し、この角周波数ωに基づき、電力変換器１の交流出力電圧の角周波数を制御する。この実施の形態４では、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*をゼロにすることにより、無駄な電流を同期機２Ｓに給電することなく、効率的に同期機２Ｓを起動することができる。なお、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*は、実施の形態１と同様にゼロとしているが、ゼロ以外の所定値とすることもできる。

実施の形態５．
図５は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態５を示すブロック図である。この実施の形態５でも、実施の形態４と同様に、交流回転機２として、同期機２Ｓを使用する。

実施の形態５では、実施の形態４における制御手段１０Ｂが制御手段１０Ｃに置き換えられ、この制御手段１０Ｃでは、実施の形態４の起動電流指令手段１２Ｂが起動電流指令手段１２Ｃに置き換えられる。この起動電流指令手段１２Ｃでは、ｄ軸起動電流指令器１９が使用され、起動期間ＳＰにおいて、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*が、このｄ軸起動電流指令器１９から、切換手段１８のｄ軸切換スイッチ１８ｄを通じて電流制御器２０に供給される。このｄ軸起動電流指令器１９には、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*＝０とする外部指令ｉ０＝０と、位相信号発生手段４０の除算器４６から角周波数ωとが供給される。その他は、実施の形態４と同じに構成される。

ｄ軸起動電流指令器１９は、除算器４６からの角周波数ωの絶対値が所定値ωBASEより小さい場合には、外部指令ｉ０に基づき、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*をゼロ、すなわちｉｄ１^*＝０とする。また、ｄ軸起動電流指令器１９は、除算器４６からの角周波数ωの絶対値が所定値ωBASE以上の場合には、外部指令ｉ０に基づき、ｄ軸起動電流指令ｉｄ１^*を（Ａ−Ｂ／ω）とする。
これを式で表わすと、次の式（１０）となる。
ｉｄ１^*＝０ （｜ω｜＜ωBASEのとき）
ｉｄ１^*＝Ａ−Ｂ／ω （｜ω｜≧ωBASEのとき）・・・（１０）
ただし、Ａ、Ｂは定数、ωBASE＝Ｂ／Ａである。

このｄ軸起動電流指令器１９を使用することにより、角周波数ωの絶対値がωBASEより小さいときには、同期機２Ｓを起動するために無駄な電流を同期機２Ｓに供給することなく、効率的に同期機２Ｓを起動し、また角周波数ωの絶対値がωBASE以上のときには、Ａ−Ｂ／ωを負値として、弱め磁束制御を行ない。電力変換器１の電圧飽和を防止することができる。なお、ｑ軸起動電流指令ｉｑ１^*は、実施の形態１と同様にゼロとしているが、ゼロ以外の所定値とすることもできる。

実施の形態６．
図６は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態６を示すブロック図である。この実施の形態６は、電力変換器１に２台の交流回転機、具体的には２台の誘導機２Ｉ１、２Ｉ２を互いに並列に接続したものである。誘導機２Ｉ１、２Ｉ２は、互いに定格の等しい三相誘導電動機であり、例えば電気車に搭載され、電気車を駆動する。

誘導機２Ｉ１、２Ｉ２は、互いに等しい電機子抵抗Ｒを有する。この誘導機２Ｉ１、２Ｉ２は電力変換器１に互いに並列に接続されるので、電力変換器１から見た合成電機子抵抗は、（Ｒ／２）となる。この実施の形態６では、実施の形態１における制御手段１０が制御手段１０Ｄに置き換えられ、この制御手段１０Ｄでは、実施の形態１の位相信号発生手段４０が位相信号発生手段４０Ｄに置き換えられる。この位相信号発生手段４０Ｄは、抵抗降下演算回路４１Ｄを有し、この抵抗降下演算手段４１Ｄは、ｄ軸抵抗降下演算器４１１ｄとｑ軸抵抗降下演算器４１１ｑを有する。その他は、実施の形態１と同じに構成される。

ｄ軸抵抗降下演算器４１１ｄは、座標変換器３２からｄ軸検出電流ｉｄの供給を受け、このｄ軸検出電流ｉｄに（Ｒ／２）を乗算し、ｄ軸抵抗降下｛（Ｒ／２）×ｉｄ｝を出力する。ｑ軸抵抗降下演算器４１１ｑは、座標変換器３２からｑ軸検出電流ｉｑの供給を受け、このｑ軸検出電流ｉｑに（Ｒ／２）を乗算し、ｑ軸抵抗降下｛（Ｒ／２）×ｉｑ｝を出力する。これらのｄ軸抵抗降下とｑ軸抵抗降下に基づき、ｄ軸減算器４３ｄは、減算出力｛ｖｄ^*−（Ｒ／２）×ｉｄ｝を出力し、ｑ軸減算器４３ｑは、減算出力｛ｖｑ^*−（Ｒ／２）×ｉｑ｝を出力する。また、積分器４５は、積分出力∫｛ｖｄ^*−（Ｒ／２）×ｉｄ｝ｄｔを出力するので、この実施の形態６における除算器４６の除算出力ωは、次の式（１１）となる。
ω＝∫｛ｖｄ^*−（Ｒ／２）×ｉｄ｝ｄｔ÷｛ｖｑ^*−（Ｒ／２）×ｉｑ｝・・・（１１）

実施の形態６の位相信号発生手段４０Ｄは、式（１１）にしたがって角周波数ωを演算し、電力変換器１の交流出力電圧の角周波数はこの角周波数ωに等しくなるように制御される。この実施の形態６でも、フリーラン状態にある２台の誘導機２Ｉ１、２Ｉ２を、実施の形態１と同様に、安定して起動することができる。３台以上の誘導機を電力変換器１に並列に接続する場合には、その接続台数に応じて抵抗降下演算回路４１Ｄにおける乗算係数を調整することにより、同様に、フリーラン状態にある３台以上の誘導機を安定して起動することができる。

実施の形態７．
図７は、この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態７を示すブロック図である。この実施の形態７は、電力変換器１に、２台の交流回転機、具体的には２台の同期機２Ｓ１、２Ｓ２を互いに並列に接続したものである。同期機２Ｓ１、２Ｓ２は、例えば、互いに定格の等しい三相同期電動機である。同期機２Ｓ１、２Ｓ２の使用に伴ない、実施の形態６の制御手段１０Ｄが制御手段１０Ｅに置き換えられ、この制御手段１０Ｅでは、制御手段１０Ｄの起動電流指令手段１２が起動電流指令手段１２Ｂに置き換えられる。この起動電流指令手段１２Ｂは、実施の形態４と同じである。その他は、実施の形態６と同じに構成される。

フリーラン状態にある同期機２Ｓ１、２Ｓ２を起動するとき、同期機２Ｓ１、２Ｓ２の磁極位置が一致すると、これらの同期機２Ｓ１、２Ｓ２の間に循環電流が流れない。フリーラン状態にある同期機２Ｓ１、２Ｓ２を起動する場合に、同期機２Ｓ１、２Ｓ２が無負荷であれば、それらの同期機２Ｓ１、２Ｓ２に循環電流が流れない状態が安定状態であり、この安定状態において、同期機２Ｓ１、２Ｓ２を起動する。この場合、電力変換器１から見た合成電機子抵抗は（Ｒ／２）となるので、実施の形態６と同じ位相信号発生手段４０Ｄを用いて、フリーラン状態にある２台の同期機２Ｓ１、２Ｓ２を、実施の形態４と同様に、安定して起動することができる。３台以上の同期機を電力変換器１に並列に接続する場合には、その接続台数に応じて抵抗降下演算回路４１Ｄにおける乗算係数を調整することにより、同様に、フリーラン状態にある３台以上の同期機を安定して起動することができる。

この発明による交流回転機の制御装置は、誘導機、同期機などの交流回転機の制御装置に利用される。

この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態１を示すブロック図である。 実施の形態１における関数発生器とバンドパスフィルタの出力波形を示す波形図である。 この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態３を示すブロック図である。 この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態４を示すブロック図である。 この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態５を示すブロック図である。 この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態６を示すブロック図である。 この発明による交流回転機の制御装置の実施の形態７を示すブロック図である。

符号の説明

１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ、１０Ｅ：制御手段、１：電力変換器、２：交流回転機、
３：電流検出器、１３：関数発生器、１４：バンドパスフィルタ、２Ｉ、２Ｉ１、２Ｉ２：誘導機、
２Ｓ、２Ｓ１、２Ｓ２：同期機。

Claims (14)

1. 電流指令に基づき電圧指令を発生し、この電圧指令に基づきスイッチング指令を発生する制御手段、
   前記スイッチング指令に基づいて振幅と角周波数が制御された交流出力電圧を発生する電力変換器、
   この電力変換器に接続された少なくとも１つの交流回転機、および
   前記電力変換器から前記交流回転機に流れる交流相電流に基づいて検出電流を出力する電流検出器を備えた交流回転機の制御装置であって、
   前記制御手段は、前記交流回転機に対する起動制御を含む制御を行なうように構成され、
   前記制御手段は、前記起動制御では、前記検出電流に基づいて前記交流回転機の抵抗降下に応じた抵抗降下成分を演算し、前記電圧指令から前記抵抗降下信号を減算した減算出力に基づいて前記交流出力電圧の角周波数を調整し、
   併せて、前記制御手段は、前記起動制御では、前記交流相電流の振幅が所定の関数にしたがって変化するように、前記交流出力電圧の振幅を調整することを特徴とする交流回転機の制御装置。
2. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記制御手段は、前記起動制御では、起動期間のスタート時点において、前記交流出力電圧の角周波数をゼロに制御することを特徴とする交流回転機の制御装置。
3. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記制御手段は、前記起動制御では、前記電流指令に基づき、前記交流回転機の出力トルクを調整することを特徴とする交流回転機の制御装置。
4. 請求項３記載の交流回転機の制御装置であって、前記制御手段は、前記起動制御では、前記交流回転機の出力トルクをゼロに調整することを特徴とする交流回転機の制御装置。
5. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記交流回転機が停止状態とフリーラン状態のいずれの状態にあるか判別できないときに、前記制御手段が、前記起動制御を行なうことを特徴とする交流回転機の制御装置。
6. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記交流回転機がフリーラン状態にあるときに、前記制御手段が、前記起動制御を行なうことを特徴とする交流回転機の制御装置。
7. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記電圧指令が、前記交流出力電圧の角周波数に同期して回転するｄ軸とｑ軸を含む直交二軸回転座標上におけるｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を含むときに、前記制御手段は、前記起動制御において、前記検出電流に基づいて、前記交流回転機の抵抗降下に応じたｄ軸抵抗降下成分とｑ軸抵抗降下成分を発生し、前記ｄ軸電圧指令から前記ｄ軸抵抗降下成分を減算したｄ軸減算出力と、前記ｑ軸電圧指令から前記ｑ軸抵抗成分を減算したｑ軸減算出力に基づいて前記交流出力電圧の角周波数を調整することを特徴とする交流回転機の制御装置。
8. 請求項７記載の交流回転機の制御装置であって、前記制御手段は、前記起動制御において、前記ｄ軸減算出力に基づき前記交流回転機の磁束振幅を演算し、前記ｑ軸減算出力を前記磁束振幅で除算し、その除算出力に基づいて前記交流出力電圧の角周波数を調整することを特徴とする交流回転機の制御装置。
9. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記制御手段は、関数発生器と、この関数発生器からの起動電流指令から起動に必要な周波数帯域だけを抽出するバンドパスフィルタを有し、前記バンドパスフィルタから所定の関数指令を前記電流指令として出力し、この関数指令に基づいて、前記交流出力電圧の振幅を調整することを特徴とする交流回転機の制御装置。
10. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記制御手段は、前記起動制御において、前記交流相電流の振幅をゼロとするように、前記交流出力電圧の振幅を調整することを特徴とする交流回転機の制御装置。
11. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記制御手段は、前記起動制御において、前記交流出力電圧の角周波数が所定値以下の場合には、前記交流相電流の振幅をゼロとするように、前記交流出力電圧の振幅を調整し、また、前記交流出力電圧の角周波数が前記所定値を超えた場合には、前記交流相電流の振幅をゼロ以外の所定値とするように、前記交流出力電圧の振幅を調整することを特徴とする交流回転機の制御装置。
12. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記交流回転機が誘導機であることを特徴とする交流回転機の制御装置。
13. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記交流回転機が同期機であることを特徴とする交流回転機の制御装置。
14. 請求項１記載の交流回転機の制御装置であって、前記電力変換器に、並列接続された複数の交流回転機が接続されたことを特徴とする交流回転機の制御装置。

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