WO2020137940A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2020137940A1
WO2020137940A1 PCT/JP2019/050280 JP2019050280W WO2020137940A1 WO 2020137940 A1 WO2020137940 A1 WO 2020137940A1 JP 2019050280 W JP2019050280 W JP 2019050280W WO 2020137940 A1 WO2020137940 A1 WO 2020137940A1
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power converter
jump amount
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直輝 山口
佑介 梅津
聡一郎 阪東
杉本　和繁
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川崎重工業株式会社
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    • Y02E40/30—Reactive power compensation

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device.
  • VF generator power supply system used in moving bodies such as ships and aircraft is known.
  • a relatively large load change may occur with respect to the generator capacity in a short time.
  • the width of such load fluctuation may reach about half of the generator capacity.
  • JP 2012-143018 A Patent No. 5956991 Japanese Patent No. 5631712
  • a prime mover used for driving a generator in a variable frequency generator power supply system is sufficiently larger than a generator, and therefore, even if a load change occurs, a frequency change is unlikely to occur in the AC wiring section. Further, since the rotation speed of the prime mover is not constant, the frequency also changes according to the change in the rotation speed of the prime mover.
  • variable frequency generator power supply system it is not possible to compensate the load power based on the frequency fluctuation of the AC wiring section. Therefore, the variable frequency generator power supply system cannot adopt the configurations of Patent Documents 1 to 3 above.
  • the present disclosure solves the above problem, and an object of the present disclosure is to provide a power conversion device that can perform power compensation for load variations without depending on frequency variations.
  • a power conversion device is disposed between an AC wiring unit to which a generator and an electric load are connected and a DC wiring unit to which power storage equipment is connected, and is input through the AC wiring unit. While converting the AC power to DC power to charge the storage equipment, the DC power discharged from the storage equipment input through the DC wiring section is converted to AC power and output to the AC wiring section.
  • a controller for performing power conversion control between the controller and the controller, wherein the controller calculates a current phase from the system voltage detected by the voltage detector, and a time of the current phase.
  • a phase jump amount calculation unit that calculates a virtual phase that follows the dynamic change with a delay, and calculates a phase difference between the current phase and the virtual phase as a phase jump amount;
  • a drive signal generation unit that generates a drive signal of the power converter for adjusting active power input to and output from the power converter so as to suppress the amount.
  • the load fluctuation is detected by the phase jump amount calculated based on the temporal change of the phase in the AC wiring section.
  • the amount of phase jump indicates the change in the internal phase difference angle of the generator and is a value that depends on the active power load of the generator. Therefore, by adjusting the active power input/output to/from the power converter based on the amount of phase jump, it is possible to perform power compensation for load fluctuations without depending on frequency fluctuations.
  • power compensation for load fluctuation can be performed without depending on frequency fluctuation.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a generator power supply system to which a power conversion device according to a first embodiment of the present disclosure is applied.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating that the vector diagram of the synchronous generator changes with a change in current.
  • FIG. 3 is a graph showing a temporal change in the phase (current phase) of the AC wiring portion when the load is reduced.
  • FIG. 4 is a graph showing a temporal change in the amount of phase jump in FIG.
  • FIG. 5 is a graph showing a temporal change in the phase (current phase) of the AC wiring portion when the load increases.
  • FIG. 6 is a graph showing a temporal change in the amount of phase jump in FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a generator power supply system to which a power conversion device according to a first embodiment of the present disclosure is applied.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating that the vector diagram of the synchronous generator changes with a change in current.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a control system of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of a calculation mode in the phase jump amount calculation unit of the present embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a calculation mode in the current target value calculation unit of the present embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a control system of the power conversion device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of a calculation mode in the phase jump amount calculation unit of the present embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a calculation mode in the current target value calculation unit of the present embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example for simulation of a power supply system.
  • FIG. 14 is a graph showing a simulation result when power compensation is not performed.
  • FIG. 15 is a graph showing a simulation result when power compensation is not performed.
  • FIG. 16 is a graph showing a simulation result when power compensation is not performed.
  • FIG. 17 is a graph showing simulation results when power compensation is performed in the first embodiment.
  • FIG. 18 is a graph showing a simulation result when power compensation is performed in the first embodiment.
  • FIG. 19 is a graph showing simulation results when power compensation is performed in the first embodiment.
  • FIG. 20 is a graph showing a simulation result when power compensation is performed in the second embodiment.
  • FIG. 21 is a graph showing simulation results when power compensation is performed in the second embodiment.
  • FIG. 22 is a graph showing simulation results when power compensation is performed in the second embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a generator power supply system to which a power conversion device according to a first embodiment of the present disclosure is applied.
  • a generator power supply system (hereinafter, simply referred to as a power supply system) 1 according to the present embodiment includes a variable frequency generator 2 and an AC wiring unit 3 to which the generator 2 is connected.
  • a breaker (GCB: Generator Circuit Breaker) is provided between the generator 2 and the AC wiring unit 3.
  • the generator 2 supplies AC power to a power load (hereinafter, simply referred to as load) 5 connected to the AC wiring unit 3.
  • load power load
  • the power supply system 1 includes a DC wiring section 6 and a power storage facility 7 connected to the DC wiring section 6.
  • the power conversion device 4 includes a power converter 8 arranged between the AC wiring section 3 and the DC wiring section 6, and a controller 10 that controls the power converter 8.
  • the power converter 8 converts AC power input through the AC wiring unit 3 into DC power to charge the power storage facility 7, and AC power discharged from the power storage facility 7 input through the DC wiring unit 6 to AC power. It is configured to be converted into electric power and output to the AC wiring unit 3.
  • the power converter 8 is configured by a power conversion circuit including a switching element (not shown) such as an IGBT.
  • the controller 10 is composed of, for example, a computer such as a microcontroller, a memory, and/or an electronic circuit. The controller 10 performs power conversion control between the AC wiring unit 3 and the DC wiring unit 6 by transmitting a drive signal So for controlling ON/OFF of the switching element of the power converter 8.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating that the vector diagram of the synchronous generator changes with a change in current.
  • IIa of FIG. 2 IIb shows a vector diagram when the current I flowing through the generator 2 decreases
  • IIc shows a vector diagram when the current I flowing through the generator 2 increases.
  • the internal induced voltage of the generator 2 is E
  • the generator reactance is X
  • the current flowing through the generator 2 is I
  • the voltage (system voltage) of the AC wiring unit 3 is V
  • the angular velocity of the generator 2 is ⁇ .
  • the phase difference between the internal induced voltage E of the generator 2 and the system voltage V that is the terminal voltage of the generator 2 is represented by the internal phase difference angle ⁇ .
  • the present disclosure is characterized by calculating the variation amount of the internal phase difference angle ⁇ from the system voltage V.
  • the internal phase difference angle ⁇ changes stepwise.
  • the momentary fluctuation amount of the internal phase difference angle ⁇ is defined as the phase jump amount ⁇ .
  • FIG. 3 to 6 are conceptual diagrams for explaining the method of calculating the amount of phase jump.
  • FIG. 3 is a graph showing a temporal change of the phase (current phase) ⁇ ac of the AC wiring portion 3 when the load is reduced.
  • FIG. 3 illustrates the case where the rotation speed of the generator 2 is constant.
  • the rotation angle (rotor angle) ⁇ E of the generator 2 linearly increases with time due to the inclination of the angular velocity ⁇ .
  • the phase ⁇ ac of the AC wiring section 3 also linearly increases as the rotor angle ⁇ E increases.
  • the internal phase difference angle ⁇ decreases as described above. That is, the phase ⁇ ac of the AC wiring portion 3 increases stepwise at time t1. The rise width of the phase ⁇ ac of the AC wiring portion 3 becomes the phase jump amount ⁇ .
  • the concept of a virtual phase ⁇ that follows the temporal change of the phase ⁇ ac with a delay is introduced.
  • the virtual phase ⁇ takes a value slightly delayed from the current phase ⁇ ac, and the difference is canceled with a time delay with respect to the difference between the current phase ⁇ ac and the virtual phase ⁇ .
  • FIG. 4 is a graph showing a temporal change in the amount of phase jump ⁇ in FIG.
  • the phase jump amount ⁇ is 0 in a state where there is no load change, and takes a positive predetermined value at the time t1 when the load power decreases (the phase jump amount ⁇ occurs in the forward direction). , And then decreases logarithmically and returns to zero.
  • FIG. 5 is a graph showing a temporal change of the phase (current phase) ⁇ ac of the AC wiring section 3 when the load increases. Also in FIG. 5, the rotor angle ⁇ E and the phase ⁇ ac of the AC wiring portion 3 when there is no load change linearly increase with time.
  • the internal phase difference angle ⁇ increases as described above. That is, the phase ⁇ ac of the AC wiring unit 3 is lowered stepwise at time t1. The falling width of the phase ⁇ ac of the AC wiring portion 3 becomes the phase jump amount ⁇ .
  • the virtual phase ⁇ decreases non-linearly from the time t1 when the load fluctuation occurs and gradually approaches the current phase ⁇ ac when the load power increases. The difference becomes 0 again.
  • FIG. 6 is a graph showing the change over time in the phase jump amount ⁇ in FIG.
  • the phase jump amount ⁇ is 0 in the state where there is no load change, and takes a negative predetermined value at the time t1 when the load power increases (the phase jump amount ⁇ occurs in the delay direction). , And then increases logarithmically and returns to zero.
  • the controller 10 in the present embodiment supplies active power to the AC wiring unit 3 (discharges from the power storage equipment 7), and the phase jump amount ⁇ .
  • the power converter 8 is controlled so as to absorb the active power of the AC wiring unit 3 (charge the power storage equipment 7).
  • FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a control system of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the controller 10 shown in FIG. 7 is configured as a current control type controller.
  • the current control type controller 10 controls the power converter 8 by using the alternating currents I d and I q of the alternating current wiring section as control elements. Therefore, the power conversion device 4 includes the current detector 21 that detects the output current output from the power converter 8 to the AC wiring unit 3.
  • the current detector 21 detects the instantaneous values i a , i b , and i c of the current of each phase of the three-phase alternating current.
  • a CT Current Transformer
  • controller 10 calculates the current phase ⁇ ac from the system voltage on the side of AC wiring unit 3 of power converter 8 as described later. Therefore, the power conversion device 4 includes a voltage detector 22 that detects the system voltage of the power converter 8 on the side of the AC wiring unit 3. The voltage detector 22 detects the instantaneous values v a , v b , and v c of the voltage of each phase of the three-phase alternating current. For example, a PT (Potential Transformer) is used as the voltage detector 22.
  • the controller 10 includes respective control blocks of a phase calculation unit 11, a current calculation unit 12, a phase jump amount calculation unit 13, a current target value calculation unit 14, and a drive signal generation unit 15.
  • Phase calculator Phase calculating unit 11, the system voltage detected by the voltage detector 22 (the instantaneous value v a of each phase voltage, v b, v c) a known PLL from (Phase Lock Loop) by calculation, the AC wiring portion 3 Calculate the current phase ⁇ ac .
  • the current calculator 12 calculates the rotational coordinates of the alternating current from the instantaneous values i a , i b , and ic of the currents of the respective phases detected by the current detector 21 and the phase ⁇ ac calculated by the phase calculator 11 according to the following equation.
  • the current (d-axis current I d , q-axis current I q ) in each coordinate axis of the system is calculated.
  • phase jump amount calculator 13 calculates the phase difference ⁇ ac ⁇ between the current phase ⁇ ac and the virtual phase ⁇ as the phase jump amount ⁇ .
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of a calculation mode in the phase jump amount calculation unit of the present embodiment.
  • the phase jump amount calculation unit 13 calculates a virtual phase ⁇ that follows the temporal change of the current phase ⁇ ac with a delay, and calculates a phase difference between the current phase ⁇ ac and the virtual phase ⁇ . ⁇ ac ⁇ is calculated as the phase jump amount ⁇ .
  • the phase jump amount calculator 13 calculates a virtual phase ⁇ by performing a phase synchronization (PLL) calculation on the current phase ⁇ ac .
  • PLL phase synchronization
  • the phase jump amount calculation unit 13 estimates the past system frequency ⁇ of the AC wiring unit 3 from the past phase jump amount ⁇ , and the estimated system. And an integrator 33 that calculates a past phase obtained by integrating the frequency ⁇ as a virtual phase ⁇ .
  • the estimator 32 is configured as a PI controller.
  • the transfer function G 1 (s) of the PI controller is expressed as follows using the gain K PLL and the integration time T PLL .
  • the system frequency ⁇ estimated by the estimator 32 is integrated by the integrator 33 to calculate a virtual phase ⁇ .
  • the phase jump amount calculator 13 is configured to integrate the past phase jump amount ⁇ twice by the estimator 32 and the integrator 33.
  • the current phase ⁇ ac and the virtual phase ⁇ are input to the subtractor 31.
  • the phase jump amount calculator 13 outputs the phase difference ⁇ ac ⁇ subtracted by the subtractor 31 as the phase jump amount ⁇ .
  • the phase jump amount ⁇ calculated by the subtractor 31 is input to the estimator 32 again as the past phase jump amount ⁇ .
  • the virtual phase ⁇ that follows the temporal change of the current phase ⁇ ac with a delay is relatively calculated from the current phase ⁇ ac. It can be calculated by a simple operation.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a calculation mode in the current target value calculation unit of the present embodiment.
  • the current target value calculation unit 14 applies a predetermined filter to the phase jump amount ⁇ calculated by the phase jump amount calculation unit 13, and multiplies the output of the filter by a predetermined proportional gain ( ⁇ K) to obtain the current target value.
  • ⁇ K proportional gain
  • the target current value calculation unit 14 in the present embodiment includes a first filter 34, a second filter 35, and a gain multiplier 36.
  • the first filter 34 is composed of a low-pass filter.
  • the transfer function of the first filter 34 is expressed as 1/(1+T LPF ⁇ s) using the time constant T LPF .
  • the second filter 35 is composed of a high pass filter.
  • the transfer function of the second filter 35 is expressed as T HPPF ⁇ s/(1+T HPF ⁇ s) using the time constant T HPF .
  • the controller 10 applies the first filter 34 and the second filter 35 to the phase jump amount ⁇ , applies a proportional gain ( ⁇ K) to the output, and outputs the d-axis from the power converter 8 to the AC wiring unit 3.
  • the target value I d_ref of the current is calculated. Further, the controller 10 outputs a predetermined fixed value (0 in the example of FIG. 9) from the fixed value output unit 37 as the target value I q_ref of the q-axis current.
  • the response characteristic with respect to the phase jump amount ⁇ can be adjusted, and a more optimal drive signal So can be generated.
  • the effect of suppressing load fluctuations can be enhanced by setting the time constants T LPF and T HPF of the filter so as to have high sensitivity in the load fluctuation region.
  • the current target value calculation unit 14 may include only one of the first filter 34 and the second filter 35. Further, a filter (for example, a bandpass filter) other than the first filter 34 and the second filter 35 may be provided. Further, when the filter processing is unnecessary, the current target value I d_ref may be directly converted without performing the filter processing.
  • a filter for example, a bandpass filter
  • the phase jump amount ⁇ has a positive value (occurs in the advancing direction), and when the load increases, the phase jump amount ⁇ has a negative value. (It occurs in the delay direction).
  • the controller 10 outputs a negative value as the target value I d_ref of the d-axis current, and the load Is increased, the controller 10 outputs a positive value as the target value I d_ref of the d-axis current.
  • the drive signal generation unit 15 generates a drive signal So for the power converter 8 for adjusting active power input/output to/from the power converter 8 so as to suppress the phase jump amount ⁇ . More specifically, the controller 10 determines that the AC currents I d and I q output from the power converter 8 to the AC wiring unit 3 are the current target values I d_ref and I q_ref calculated by the current target value calculation unit 14. The drive signal So for performing the feedback control is generated so that. Therefore, the drive signal generation unit 15 is input with the AC currents I d and I q output to the AC wiring unit 3, the current phase ⁇ ac, and the current target values I d_ref and I q_ref .
  • the drive signal generator 15 calculates the voltage target values V d_ref and V q_ref from the current target values I d_ref and I q_ref by the following formula.
  • K d and K q represent predetermined gains
  • T id and T iq represent predetermined time constants.
  • the drive signal generation unit 15 uses the following equations to calculate target voltages V a — ref , V b — ref , V of the instantaneous voltages V a , V b , V c of the AC wiring unit 3 that is a three-phase AC from the voltage target values V d — ref , V q — ref . Calculate c_ref .
  • the load fluctuation is detected by the phase jump amount ⁇ calculated based on the temporal change of the phase ⁇ ac in the AC wiring section 3.
  • the phase jump amount ⁇ indicates a change in the internal phase difference angle ⁇ of the generator 2, and is a value that depends on the active power load of the generator 2. Therefore, the controller 10 absorbs the active power of the AC wiring unit 3 from the power converter 8 when the phase jump amount ⁇ occurs in the forward direction, and when the phase jump amount ⁇ occurs in the delay direction, The power converter 8 is controlled so that the power converter 8 supplies active power to the AC wiring unit 3. As a result, power fluctuations, voltage fluctuations, and phase jumps of the AC wiring section 3 due to load fluctuations are suppressed.
  • the impedance and the response of the excitation circuit change greatly depending on the frequency. Therefore, it may not be possible to maintain stability in all regions depending on the control mode for stabilization.
  • the power converter 4 in the present embodiment it is not necessary to actively control the governor (governor) or AVR (automatic voltage regulator) of the generator 2, and the AC Passive control is performed so as to suppress transient fluctuations occurring in the wiring section 3. Therefore, the control by the power conversion device 4 does not interfere with the control of the governor, the AVR, or the like of the generator 2, and the control adjustment by the power conversion device 4 becomes easy.
  • phase jumps occur due to load fluctuations. It is only during a slight period (the amount of phase jump ⁇ is not 0), that is, from time t1 to time t2 in FIGS. 4 and 6. Therefore, the capacity of the electricity storage equipment 7 connected to the DC wiring part 6 may be the minimum necessary, and the enlargement of the electricity storage equipment 7 can be suppressed. Therefore, the power storage facility 7 may be configured by, for example, a secondary battery, but may be configured by an electric double layer capacitor instead.
  • Embodiment 2 Next, a power conversion device according to Embodiment 2 of the present disclosure will be described.
  • the same components as those in the first embodiment are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a control system of the power conversion device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • Power converter 4B in the present embodiment also includes power converter 8, current detector 21, voltage detector 22, and controller 10B.
  • the controller 10B is also configured as a current control type controller.
  • the difference between the controller 10B in the present embodiment and the controller 10 in the first embodiment is that the controller 10B performs virtual synchronous phase modulator model control on the power converter 8.
  • the virtual synchronous phase shifter model control is defined as a control mode for performing calculation based on the assumption that a virtual synchronous phase shifter is connected instead of the power conversion device 4B. That is, the controller 10B has values (inertia constant) based on a virtual moment of inertia, impedance (reactance), and internal electromotive voltage in the virtual synchronous phase modulator as calculation parameters.
  • the virtual synchronous phase shifter according to the present embodiment does not have a virtual power source, and the excitation voltage Ef has a fixed value (1 PU (Per Unit) here). Therefore, the power conversion device 4B equivalently operates as a synchronous phase modulator with a constant excitation voltage.
  • the controller 10B includes the same phase calculator 11, current calculator 12, and drive signal generator 15 as the controller 10 of the first embodiment. Further, the controller 10B replaces the phase jump amount calculation unit 13 in the first embodiment with a value (inertia constant) based on the active power P ac of the AC wiring unit 3 and the virtual inertia moment in the virtual synchronous phase shifter. M V ) and an angular velocity calculator 41 that calculates the angular velocity ⁇ V in the virtual synchronous phase shifter, and an integrator that integrates the angular velocity ⁇ V to calculate the phase in the virtual synchronous phase shifter as the virtual phase ⁇ . 42, and a phase jump amount calculation unit 13B including
  • the controller 10B replaces the current target value calculation unit 14 of the first embodiment with the internal electromotive voltages Ef d and Ef q in the virtual synchronous phase shifter and the system voltage V d detected by the power detector 22. the voltage difference [Delta] V d and V q, current target from [Delta] V q value I d_ref, and a current target value calculation unit 14B for calculating the I q_ref.
  • the controller 10B further includes a voltage calculator 16 and an active power calculator 17 in order to perform the calculations of the phase jump amount calculator 13B and the current target value calculator 14B.
  • the current detector 21, the voltage detector 22, the phase calculator 11, the current calculator 12, the voltage calculator 16, and the active power calculator 17 are the AC wiring unit 3 side of the power converter 8.
  • the voltage calculator 16 calculates the voltage (d-axis voltage V d , q-axis voltage V q ) on each coordinate axis of the rotating coordinate system of the AC voltage from the current phase ⁇ ac calculated by the phase calculator 11 according to the following equation. ..
  • the active power calculation unit 17 transfers the voltages V d and V q calculated by the voltage calculation unit 16 and the currents I d and I q calculated by the current calculation unit 12 from the power converter 8 to the AC wiring unit 3 according to the following equation.
  • the active power P ac and the reactive power Q ac that are output are calculated.
  • the reactive power Q ac in this embodiment does not use, may not be performed in the calculation of the reactive power Q ac.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of a calculation mode in the phase jump amount calculation unit of the present embodiment.
  • the current phase ⁇ ac and active power P ac are input to the phase jump amount calculation unit 13B in the present embodiment.
  • the active power P ac is input to the phase compensator 44 described later, and the active power after phase compensation output from the phase compensator 44 is input to the angular velocity calculation unit 41.
  • the angular velocity calculation unit 41 applies the transfer function G 2 (s) represented by the following equation to the active power after phase compensation.
  • ⁇ o represents the angular velocity in the steady state
  • M V represents the inertia constant based on the moment of inertia in the virtual synchronous phase shifter.
  • the angular velocity ⁇ V calculated by the angular velocity calculator 41 is integrated by the integrator 42, and the phase in the virtual synchronous phase shifter is calculated.
  • the phase jump amount calculation unit 13B in the present embodiment is configured to integrate the active power P ac twice by the angular velocity calculation unit 41 and the integrator 42.
  • the output of the integrator 42 is treated as a virtual phase ⁇ .
  • the current phase ⁇ ac and the virtual phase ⁇ are input to the subtractor 43.
  • the phase jump amount calculator 13B outputs the phase difference ⁇ ac ⁇ subtracted by the subtractor 43 as the phase jump amount ⁇ .
  • phase jump amount calculating section 13B before performing the calculation of the effective power P ac angular velocity omega V to an angular velocity calculating section 41, a phase compensator 44 for phase compensation to the active power P ac I have it.
  • the virtual synchronous phase shifter model introduced in the present embodiment operates the power converter 8 assuming that a synchronizing force is generated between the virtual synchronous phase shifter model and the generator 2 (AC wiring section 3).
  • the virtual synchronous phase modulator at this time is an ideal synchronous machine and has no damping element. Therefore, the response to the active power P ac, which serves as the feedback element, may be oscillating. Therefore, by performing phase compensation on the active power P ac input to the phase jump amount calculation unit 13B, the damping effect can be added in advance to the active power P ac for calculating the virtual phase ⁇ . Therefore, it is possible to prevent the power compensation response to the load change from becoming oscillating.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a calculation mode in the current target value calculation unit of the present embodiment.
  • the phase jump amount ⁇ and the voltages V d and V q are input to the current target value calculation unit 14B in the present embodiment.
  • the inversion amount ⁇ of the phase jump amount ⁇ is input to the internal electromotive voltage calculation unit 46.
  • the calculated internal electromotive voltages Ef d and Ef q and the voltages V d and V q calculated by the voltage calculation unit 16 are input to the impedance model calculation unit 47.
  • the impedance model calculation unit 47 calculates the voltage differences ⁇ V d and ⁇ V q from the following formulas.
  • the voltage differences ⁇ V d and ⁇ V q become a voltage drop due to virtual impedance in the virtual synchronous phase modulator.
  • the impedance model calculation unit 47 further uses the obtained voltage differences ⁇ V d and ⁇ V q and the value X s based on the virtual reactance in the virtual synchronous phase shifter to calculate the current target values I d_ref and I q_ref based on the following equation. Is calculated.
  • the drive signal generation unit 15 generates the drive signal So of the power converter 8 for adjusting the active power input/output to/from the power converter 8 so as to suppress the phase jump amount ⁇ . .. More specifically, the controller 10B determines that the AC currents I d and I q output from the power converter 8 to the AC wiring unit 3 are the current target values I d_ref and I q_ref calculated by the current target value calculation unit 14B. The drive signal So for performing the feedback control is generated so that.
  • the load fluctuation is detected by the phase jump amount ⁇ calculated based on the temporal change of the phase ⁇ ac in the AC wiring section 3.
  • the controller 10B absorbs the active power of the AC wiring unit 3 from the power converter 8 when the phase jump amount ⁇ occurs in the forward direction, and the power converter when the phase jump amount ⁇ occurs in the delay direction.
  • the power converter 8 is controlled so that 8 supplies active power to the AC wiring unit 3. This suppresses power fluctuations, voltage fluctuations, and phase jumps in the AC wiring section 3 due to load fluctuations.
  • the current target value calculation unit 14B calculates the active current component I d_ref and the reactive current component I q_ref , respectively, as the current target value. Therefore, the drive signal So of the power converter 8 output from the drive signal generation unit 15 is input to and output from the power converter 8 so as to suppress the phase jump amount ⁇ using the calculated effective current component I d_ref. And adjusts the reactive power input to and output from the power converter 8 so as to suppress the voltage fluctuation, more specifically, the voltage amplitude fluctuation, by using the calculated reactive current component I q_ref.
  • power conversion device 4B in the present embodiment power compensation for load fluctuations can be performed not only for active power components but also for reactive power components, and voltage fluctuations in AC wiring unit 3 can be further suppressed. be able to.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example for simulation of a power supply system. 13, the same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
  • a power supply system 1S in which two loads 5b and 5m are connected to the AC wiring section 3 is used.
  • the base load 5b of the two loads simulates resistance, for example, and is a steady load in which load fluctuation does not occur.
  • the base load 5b is set to 0.25 PU when the voltage (system voltage) V bus of the AC wiring unit 3 in the steady state is set to 1 PU.
  • the variable load 5m of the two loads is, for example, a model of a motor or the like, and is a load in which load fluctuation occurs.
  • powering power consumption
  • regeneration power generation
  • V bus of the AC wiring section 3 in the steady state is 1 PU
  • the peak during power running is 0.5 PU
  • the peak during regeneration is -0.3 PU.
  • the generator 2 operates constantly at a predetermined frequency.
  • the controller 10S of the power conversion device 4S in this simulation functions as the controller 10 in the first embodiment in the following Example 1, and functions as the controller 10B in the second embodiment in the following Example 2.
  • the simulation result when the fluctuating load of 5 m is changed as described above is compared with the comparative example in which the power compensation is not performed.
  • the comparative example is a simulation when the power supply system 1S of FIG. 13 does not perform power compensation.
  • 14 to 16 are graphs showing simulation results when power compensation is not performed.
  • 14 is a graph showing a temporal change of the system voltage V bus
  • FIG. 15 is a graph showing a temporal change of various active powers P gen , P load , P mot
  • FIG. 16 is various reactive powers. It is a graph which shows the time change of Qgen , Qload , and Qmot .
  • the fluctuating load active power P mot at the fluctuating load of 5 m indicates the fluctuating load.
  • the generator active power P gen also increases by about 0.4 PU.
  • the base load active power P load also fluctuates, and the influence of the fluctuating load 5m also affects the base load 5b. The same applies to load fluctuations due to regeneration.
  • Example 1 is a simulation when power compensation is performed in the power supply system 1S of FIG. 13 based on the control mode of the first embodiment.
  • 17 to 19 are graphs showing simulation results when power compensation is performed in the first embodiment. 17 to 19 in the present embodiment correspond to FIGS. 13 to 15 in the comparative example.
  • 17 is a graph showing a temporal change of the system voltage V bus
  • FIG. 18 is a graph showing a temporal change of various active powers P gen , P load , P mot , P stb
  • FIG. It is a graph which shows the time change of various reactive powers Qgen , Qload , Qmot , and Qstb .
  • the system voltage V bus fluctuates due to load fluctuation due to power running at the variable load 5 m. ing.
  • the fluctuation range is sufficiently smaller than that of the comparative example shown in FIG. 14 in which the power compensation is not performed, and it can be seen that the voltage variation due to the load variation is suppressed by the power compensation.
  • the fluctuating load active power P mot at the fluctuating load of 5 m changes similarly to the comparative example shown in FIG. 15 (the same fluctuating load occurs).
  • Example 1 it can be seen that the change in the generator active power P gen accompanying the change in the fluctuating load active power P mot is reduced as compared with the comparative example.
  • the power converter active power Pstb in FIG. 18 indicates the active power output by the power converter 8.
  • a positive value indicates that active power is being supplied to the AC wiring section 3, and a negative value indicates that active power is being absorbed from the AC wiring section 3.
  • FIG. 18 shows that when the fluctuating load active power P mot suddenly rises at the start of power running, the power converter active power P stb has a positive value. Therefore, it can be seen that the power converter 8 supplies the active power to the AC wiring unit 3 with the rapid increase of the variable load active power P mot . As a result, the maximum increase amount of the generator active power P gen and the increase amount per unit time are suppressed as compared with the comparative example.
  • FIG. 18 shows that when the fluctuating load active power P mot sharply drops at the end of power running, the power converter active power P stb has a negative value. Therefore, it can be seen that the power converter 8 absorbs the active power from the AC wiring unit 3 as the fluctuating load active power Pmot drops sharply. As a result, the amount of decrease of the generator active power P gen per unit time is suppressed as compared with the comparative example.
  • the power converter active power P stb has a positive value at the start of regeneration and the power converter active power P stb has a negative value at the end of regeneration, so that the generator active power P gen.
  • the maximum change amount per unit time and the change amount per unit time are suppressed as compared with the comparative example.
  • the waveform of the generator active power Pgen in the first embodiment has a smaller peak than the waveform of the variable load active power Pmot and the waveform of the generator active power Pgen of the comparative example in which power compensation is not performed. , A waveform with a long full width at half maximum.
  • control is not performed on the reactive power component, so that the reactive powers Q gen , Q load , Q mot , and Q stb are the same as those of the comparative example. Similarly, it remains almost constant.
  • Example 2 is a simulation when power compensation is performed in the power supply system 1S of FIG. 13 based on the control mode of the second embodiment.
  • 20 to 22 are graphs showing simulation results when power compensation is performed in the second embodiment.
  • 20 to 22 in the present embodiment correspond to FIGS. 13 to 15 in the comparative example.
  • 20 is a graph showing a temporal change of the system voltage V bus
  • FIG. 21 is a graph showing a temporal change of various active powers P gen , P load , P mot , P stb
  • FIG. It is a graph which shows the time change of various reactive powers Qgen , Qload , Qmot , and Qstb .
  • the waveforms of the active powers P gen , P load , P mot , and P stb in the second embodiment are substantially the same as those in the first embodiment. Therefore, the fluctuation range (maximum value) and the fluctuation per unit time of the active power P gen in the generator 2 are obtained by performing the power compensation based on the control mode of the second embodiment with respect to the load fluctuation of the variable load 5 m. It can be seen that both widths are suppressed.
  • the power conversion device active power P stb and the generator active power P gen converge to the load variation in a short time as in the first embodiment without becoming oscillatory.
  • the phase compensation is performed, and the response of the power compensation to the load fluctuation is oscillatory. It turns out that is prevented.
  • power compensation is performed not only on the active power component but also on the reactive power component.
  • the power converter reactive power Qstb changes in accordance with the change in the power converter active power Pstb .
  • the generator reactive power Q gen is changing in response to changes in the power converter reactive power Q stb.
  • the generator reactive power Qgen has a waveform obtained by inverting the waveform of the power converter reactive power Qstb .
  • the second embodiment power compensation is performed on both the active power component and the reactive power component.
  • the fluctuation range of the system voltage V bus is smaller than that in the first embodiment in which power compensation is performed only on the active power component shown in FIG. Therefore, it can be seen from this that the voltage fluctuation (voltage amplitude fluctuation) due to the load fluctuation is further suppressed by the power compensation of the reactive power component.
  • the present invention is not limited to this.
  • the AC wiring unit 3 is a single-phase two-wire system or a single-phase three-wire system
  • the same power conversion device as that of the above-mentioned embodiment except that the method of various calculations differs depending on the system method. Can be applied to such a power supply system.
  • the power conversion device of the present disclosure can be suitably applied to any power supply system including a generator, such as a hybrid propulsion ship, a normal ship, a mobile power supply system of an aircraft, an in-house power generation system, or the like.
  • a generator such as a hybrid propulsion ship, a normal ship, a mobile power supply system of an aircraft, an in-house power generation system, or the like.
  • the controller may be configured by combining the phase jump amount calculator 13 in the first embodiment and the current target value calculator 14B in the second embodiment. Further, the controller may be configured by combining the phase jump amount calculation unit 13B in the second embodiment and the current target value calculation unit 14 in the first embodiment.
  • variable frequency generator is exemplified as the generator 2, but the present invention can be applied to a power supply system including a generator other than the variable frequency generator (for example, a frequency controllable generator).
  • the disclosed power conversion device can be applied.
  • a power conversion device is provided between an AC wiring unit to which a generator and an electric load are connected and a DC wiring unit to which power storage equipment is connected,
  • the AC power input through the wiring unit is converted into DC power to charge the storage equipment, and the DC power discharged through the storage equipment input through the DC wiring unit is converted into AC power to convert the AC wiring.
  • Power converter configured to output to the power converter, a voltage detector that detects a system voltage on the side of the AC wiring unit of the power converter, and the AC wiring unit by transmitting a drive signal to the power converter And a controller that performs power conversion control between the DC wiring unit and the controller, wherein the controller calculates a current phase from the system voltage detected by the voltage detector, A phase jump amount calculation unit that calculates a virtual phase that follows the temporal change of the current phase with a delay, and calculates a phase difference between the current phase and the virtual phase as a phase jump amount. And a drive signal generation unit that generates a drive signal of the power converter for adjusting active power input to and output from the power converter so as to suppress the phase jump amount.
  • the load fluctuation is detected by the phase jump amount calculated based on the temporal change of the phase in the AC wiring section.
  • the amount of phase jump indicates the change in the internal phase difference angle of the generator and is a value that depends on the active power load of the generator. Therefore, by adjusting the active power input/output to/from the power converter based on the amount of phase jump, it is possible to perform power compensation for load fluctuations without depending on frequency fluctuations.
  • the phase jump amount calculation unit may be configured to calculate the virtual phase by integrating the past phase jump amount twice.
  • the phase jump amount calculating unit calculates an estimated unit that estimates a past system frequency of the AC wiring unit from the past phase jump amount, and a past phase obtained by integrating the estimated system frequency as the virtual phase. And an integrator.
  • the virtual phase that follows the temporal change of the current phase with a delay is calculated by performing the calculation for estimating the past phase from the current phase by a relatively simple calculation. can do.
  • An active power acquisition unit that acquires active power on the side of the AC wiring unit of the power converter is provided, and the phase jump amount calculation unit acquires the active power and a virtual synchronous phase shifter instead of the power conversion device.
  • an angular velocity calculation unit that calculates an angular velocity in the virtual synchronous phase modulator, and integrates the angular velocity.
  • An integrator that calculates the obtained phase in the virtual synchronous phase modulator as the virtual phase may be provided.
  • the virtual inertial moment generated in the virtual synchronous phase shifter is taken into consideration, thereby delaying the temporal change in the current phase. It is possible to relatively easily calculate the virtual phase that follows.
  • the phase jump amount calculation unit may include a phase compensator that performs phase compensation on the active power, and the phase-compensated active power may be input to the angular velocity calculation unit. According to this configuration, the damping effect can be added in advance to the active power for calculating the virtual phase by the phase compensator, and the response of the power compensation to the load fluctuation can be prevented from becoming oscillating.
  • the power conversion device includes a current target value calculation unit that applies a predetermined filter to the phase jump amount and multiplies an output of the filter by a predetermined proportional gain to include a current target value calculation unit.
  • the unit may generate the drive signal such that the AC current output from the power converter to the AC wiring unit has the current target value.
  • the power conversion device between the system voltage detected by the internal electromotive voltage and the voltage detector in the virtual synchronous phase shifter when it is assumed that a virtual synchronous phase shifter is connected instead of the power conversion device
  • a current target value calculation unit that calculates a current target value from a voltage difference
  • the drive signal generation unit is configured to drive the AC current output from the power converter to the AC wiring unit to be the current target value.
  • a signal may be generated.
  • the current target value calculation unit calculates an active current component and a reactive current component as the current target value, respectively, and the drive signal generation unit suppresses the phase jump amount by using the calculated active current component.
  • the drive signal generation unit suppresses the phase jump amount by using the calculated active current component.
  • the present disclosure is useful for performing power compensation for load fluctuations without depending on frequency fluctuations.
  • Phase calculation part 12 Current calculation part (active power acquisition device) 13, 13B Phase jump amount calculation unit 14, 14B Current target value calculation unit 15 Drive signal generation unit 17 Active power calculation unit (Active power acquisition unit) 21 Current detector (active power acquisition device) 22 voltage detector 32 estimator 33, 42 integrator 41 angular velocity calculation unit 44 phase compensator

Abstract

電力変換器と、電力変換器の交流配線部側の系統電圧を検出する電圧検出器と、電力変換器に駆動信号を送信することにより交流配線部と直流配線部との間の電力変換制御を行う制御器と、を備え、制御器は、電圧検出器により検出される系統電圧から現在の位相を算出する位相演算部と、現在の位相の時間的変化に対して遅れて追従するような仮想の位相を算出し、現在の位相と仮想の位相との間の位相差を位相跳躍量として算出する位相跳躍量演算部と、位相跳躍量を抑制するように電力変換器に入出力される有効電力を調整するための電力変換器の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備えている。

Description

電力変換装置
　本開示は、電力変換装置に関する。
　船舶、航空機等の移動体等において使用される可変周波数（ＶＦ： Variable Frequency）の発電機電源システムが知られている。このような発電機電源システムでは、短時間で発電機容量に対して比較的大きな負荷変動（負荷電力の変動）が生じる場合がある。例えば、このような負荷変動の幅は、発電機容量の半分程度まで達する場合がある。
　このような負荷変動を抑制するために、発電機および負荷が接続される交流配線部に電力変換装置を接続し、負荷電力の補償を行うことが考えられる。従来、電力変換装置を利用して負荷電力の補償を行う場合、負荷変動に伴う周波数変動を利用する方法が知られている（下記特許文献１－３参照）。
特開２０１２－１４３０１８号公報 特許第５９５６９９１号公報 特許第５６３１７１２号公報
　しかしながら、可変周波数の発電機電源システムにおいては、このような負荷変動に伴う周波数変動を利用することができない。一般的に、可変周波数の発電機電源システムにおける発電機駆動に用いる原動機は、発電機に比べて十分に大きいため、負荷変動が生じても交流配線部において周波数変動が生じ難い。また、原動機の回転数が一定でないため、原動機の回転数変化によって周波数も変化する。
　このようなことから、可変周波数の発電機電源システムにおいては交流配線部の周波数変動に基づいて負荷電力の補償を行うことができない。したがって、可変周波数の発電機電源システムには、上記特許文献１～３のような構成は採用できない。
　その他の方法として、負荷変動に伴う電圧振幅変動を利用して負荷電力の補償を行うことも考えられる。しかし、このような方法では、例えば無負荷の状態となる場合を含む負荷変動が生じた場合に、検出される電圧振幅と負荷電力とが過渡的に一致せず、システムが不安定化する可能性があるため採用できない。
　本開示は、上記課題を解決するものであり、負荷変動に対する電力補償を周波数変動によらずに行うことができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　本開示の一態様に係る電力変換装置は、発電機および電力負荷が接続される交流配線部と、蓄電設備が接続される直流配線部との間に配設され、前記交流配線部を通じて入力される交流電力を直流電力に変換して前記蓄電設備に充電するとともに、前記直流配線部を通じて入力される前記蓄電設備から放電された直流電力を交流電力に変換して前記交流配線部に出力するよう構成された電力変換器と、前記電力変換器の前記交流配線部側の系統電圧を検出する電圧検出器と、前記電力変換器に駆動信号を送信することにより前記交流配線部と前記直流配線部との間の電力変換制御を行う制御器と、を備え、前記制御器は、前記電圧検出器により検出される前記系統電圧から現在の位相を算出する位相演算部と、前記現在の位相の時間的変化に対して遅れて追従するような仮想の位相を算出し、前記現在の位相と前記仮想の位相との間の位相差を位相跳躍量として算出する位相跳躍量演算部と、前記位相跳躍量を抑制するように前記電力変換器に入出力される有効電力を調整するための前記電力変換器の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備えている。
　上記構成によれば、負荷変動が交流配線部における位相の時間的変化に基づいて算出される位相跳躍量によって検出される。位相跳躍量は、発電機の内部相差角の変化を示すものであり、発電機の有効電力負荷に依存する値である。したがって、位相跳躍量に基づいて電力変換器に入出力される有効電力を調整することにより、負荷変動に対する電力補償を周波数変動によらずに行うことができる。
　本開示によれば、負荷変動に対する電力補償を周波数変動によらずに行うことができる。
図１は、本開示の実施の形態１に係る電力変換装置が適用される発電機電源システムの概略構成を示すブロック図である。 図２は、同期発電機のベクトル図が電流変化によって変化することを例示する図である。 図３は、負荷減少時における交流配線部の位相（現在の位相）の時間的変化を示すグラフである。 図４は、図３における位相跳躍量の時間的変化を示すグラフである。 図５は、負荷増加時における交流配線部の位相（現在の位相）の時間的変化を示すグラフである。 図６は、図５における位相跳躍量の時間的変化を示すグラフである。 図７は、実施の形態１における電力変換装置の制御系の概略構成を示すブロック図である。 図８は、本実施の形態の位相跳躍量演算部における演算態様の一例を示す図である。 図９は、本実施の形態の電流目標値演算部における演算態様の一例を示す図である。 図１０は、本開示の実施の形態２に係る電力変換装置の制御系の概略構成を示すブロック図である。 図１１は、本実施の形態の位相跳躍量演算部における演算態様の一例を示す図である。 図１２は、本実施の形態の電流目標値演算部における演算態様の一例を示す図である。 図１３は、電源システムのシミュレーションのための構成例を示すブロック図である。 図１４は、電力補償を行わない場合のシミュレーション結果を示すグラフである。 図１５は、電力補償を行わない場合のシミュレーション結果を示すグラフである。 図１６は、電力補償を行わない場合のシミュレーション結果を示すグラフである。 図１７は、実施の形態１における電力補償を行った場合のシミュレーション結果を示すグラフである。 図１８は、実施の形態１における電力補償を行った場合のシミュレーション結果を示すグラフである。 図１９は、実施の形態１における電力補償を行った場合のシミュレーション結果を示すグラフである。 図２０は、実施の形態２における電力補償を行った場合のシミュレーション結果を示すグラフである。 図２１は、実施の形態２における電力補償を行った場合のシミュレーション結果を示すグラフである。 図２２は、実施の形態２における電力補償を行った場合のシミュレーション結果を示すグラフである。
　以下、本開示の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一または同じ機能を有する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
　［実施の形態１］
　［システム構成］
　以下、本開示の実施の形態１について説明する。図１は、本開示の実施の形態１に係る電力変換装置が適用される発電機電源システムの概略構成を示すブロック図である。本実施の形態における発電機電源システム（以下、単に電源システムと称する）１は、可変周波数の発電機２と、発電機２が接続される交流配線部３と、を備えている。図示しないが、発電機２と交流配線部３との間には、遮断器（ＧＣＢ：Generator Circuit Breaker）が設けられている。発電機２は、交流配線部３に接続される電力負荷（以下、単に負荷と称する）５に交流電力を供給する。
　さらに、電源システム１は、直流配線部６と、直流配線部６に接続された蓄電設備７を備えている。電力変換装置４は、交流配線部３と直流配線部６との間に配設された電力変換器８と、電力変換器８を制御する制御器１０と、を備えている。
　電力変換器８は、交流配線部３を通じて入力される交流電力を直流電力に変換して蓄電設備７に充電するとともに、直流配線部６を通じて入力される蓄電設備７から放電された直流電力を交流電力に変換して交流配線部３に出力するよう構成されている。電力変換器８は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子（図示せず）からなる電力変換回路により構成される。制御器１０は、例えばマイクロコントローラ等のコンピュータ、メモリおよび／または電子回路等により構成される。制御器１０は、電力変換器８のスイッチング素子をオン／オフ制御するための駆動信号Ｓｏを送信することにより交流配線部３と直流配線部６との間の電力変換制御を行う。
　［位相跳躍量］
　以下、本実施の形態において用いられる位相跳躍量について説明する。図２は、同期発電機のベクトル図が電流変化によって変化することを例示する図である。図２のＩＩａに示すベクトル図を基準とし、発電機２を流れる電流Ｉが減少した場合のベクトル図をＩＩｂに示し、発電機２を流れる電流Ｉが増加した場合のベクトル図をＩＩｃに示す。
　図１および図２に示すように、発電機２の内部誘起電圧をＥとし、発電機リアクタンスをＸとし、発電機２を流れる電流をＩとし、交流配線部３の電圧（系統電圧）をＶとし、発電機２の角速度をωとする。発電機２の内部誘起電圧Ｅと発電機２の端子電圧となる系統電圧Ｖとの間の位相差は、内部相差角δで表される。以下では有効電力成分のみを考慮する。また、以下では、瞬時的な負荷変動を想定しているため、発電機２の内部誘起電圧Ｅは、一定とみなす。
　基準のベクトル図ＩＩａにおいて、負荷電力の減少に伴い負荷５に流れる負荷電流Ｉｌｏａｄが減少すると、発電機２を流れる電流Ｉも減少するため、ベクトル図ＩＩｂに示すように、発電機リアクタンスＸと電流Ｉの積ＸＩも減少する。すなわち、ベクトルＸＩの長さが短くなる。系統電圧Ｖは、発電機リアクタンスＸに電流Ｉが流れることにより決定される値である。したがって、電流Ｉの減少により系統電圧Ｖが増加する。この結果、ベクトル図ＩＩｂは、基準のベクトル図ＩＩａに対して内部相差角δが減少することになる。
　反対に、基準のベクトル図ＩＩａにおいて、負荷電力の増加に伴い負荷５に流れる負荷電流Ｉｌｏａｄが増加すると、発電機２を流れる電流Ｉも増加するため、ベクトル図ＩＩｃに示すように、発電機リアクタンスＸと電流Ｉの積ＸＩも増加する。すなわち、ベクトルＸＩの長さが長くなる。また、電流Ｉの増加により系統電圧Ｖが減少する。この結果、ベクトル図ＩＩｃは、基準のベクトル図ＩＩａに対して内部相差角δが増加することになる。
　このように、内部相差角δは、負荷電力の増加に応じて増加し、負荷電力の減少に応じて減少する。しかし、発電機２の回転角度が直接検出できない等の理由により、内部相差角δ自体は、直接検出することができない。そこで、本開示は、系統電圧Ｖから内部相差角δの変動量を演算により算出することを特徴としている。負荷電力が瞬時的に増加または減少すると、内部相差角δは、ステップ状に変動する。この内部相差角δの瞬時的な変動量を位相跳躍量εとする。
　図３から図６は、位相跳躍量の算出方法を説明するための概念図である。図３は、負荷減少時における交流配線部３の位相（現在の位相）φａｃの時間的変化を示すグラフである。図３においては、発電機２の回転速度が一定である場合を例示している。このとき、発電機２の回転角度（ロータ角度）φＥは、角速度ωの傾きで時間とともに線形的に増加する。負荷変動がない場合、交流配線部３の位相φａｃもロータ角度φＥの増加に応じて線形的に増加する。内部相差角δは、ロータ角度φＥと交流配線部３の位相φａｃとの差として表れ、負荷変動がない時刻ｔ＝０から時刻ｔ１までの間は一定である。
　時刻ｔ１において負荷電力が減少した場合、内部相差角δは、上述のように小さくなる。すなわち、交流配線部３の位相φａｃが時刻ｔ１においてステップ状に上昇する。この交流配線部３の位相φａｃの上昇幅が位相跳躍量εとなる。
　ここで、本実施の形態では、交流配線部３の位相φａｃの上昇幅を求めるために、当該位相φａｃの時間的変化に対して遅れて追従するような仮想の位相φという概念を導入する。仮想の位相φは、現在の位相φａｃから微小時間遅れた値を取り、現在の位相φａｃと仮想の位相φとの差分に対して時間的に遅れを伴ってその差分を解消するように追従する。
　これにより、負荷電力の減少時において仮想の位相φは、負荷変動が生じた時刻ｔ１から非線形に上昇し、現在の位相φａｃに漸近し、再びその差分が０となる。このような仮想の位相φという概念を導入することにより、位相跳躍量εは、現在の位相φａｃと仮想の位相φの差分（ε＝φａｃ－φ）として求めることができる。
　図４は、図３における位相跳躍量εの時間的変化を示すグラフである。図４に示すように、位相跳躍量εは、負荷変動のない状態では０であり、負荷電力の減少が生じた時刻ｔ１において正の所定値を取り（位相跳躍量εが進み方向に生じ）、その後、対数関数的に減少し、０に戻る。
　図５は、負荷増加時における交流配線部３の位相（現在の位相）φａｃの時間的変化を示すグラフである。図５においてもロータ角度φＥおよび負荷変動がない場合の交流配線部３の位相φａｃも、時間経過に応じて線形的に増加する。
　時刻ｔ１において負荷電力が増加した場合、内部相差角δは、上述のように大きくなる。すなわち、交流配線部３の位相φａｃが時刻ｔ１においてステップ状に下降する。この交流配線部３の位相φａｃの下降幅が位相跳躍量εとなる。
　図３の場合と同様に、仮想の位相φを導入すると、負荷電力の増加時において仮想の位相φは、負荷変動が生じた時刻ｔ１から非線形に下降し、現在の位相φａｃに漸近し、再びその差分が０となる。
　図６は、図５における位相跳躍量εの時間的変化を示すグラフである。図６に示すように、位相跳躍量εは、負荷変動のない状態では０であり、負荷電力の増加が生じた時刻ｔ１において負の所定値を取り（位相跳躍量εが遅れ方向に生じ）、その後、対数関数的に増加し、０に戻る。
　本実施の形態における制御器１０は、このような位相跳躍量εが正の値をとったときに、交流配線部３に有効電力を供給し（蓄電設備７から放電し）、位相跳躍量εが負の値をとったときに、交流配線部３の有効電力を吸収する（蓄電設備７に充電する）ように電力変換器８を制御する。
　［制御器の具体例］
　以下、より具体的な制御態様について説明する。図７は、実施の形態１における電力変換装置の制御系の概略構成を示すブロック図である。図７に示す制御器１０は、電流制御型の制御器として構成される。電流制御型の制御器１０は、制御要素として交流配線部の交流電流Ｉｄ，Ｉｑを用い、電力変換器８を制御する。このため、電力変換装置４は、電力変換器８から交流配線部３に出力される出力電流を検出する電流検出器２１を備えている。電流検出器２１は、三相交流の各相の電流の瞬時値ｉａ，ｉｂ，ｉｃを検出する。例えば、電流検出器２１として、ＣＴ(Current Transformer)が用いられる。
　また、本実施の形態において、制御器１０は、後述するように、現在の位相φａｃを電力変換器８の交流配線部３側の系統電圧から算出する。このため、電力変換装置４は、電力変換器８の交流配線部３側の系統電圧を検出する電圧検出器２２を備えている。電圧検出器２２は、三相交流の各相の電圧の瞬時値ｖａ，ｖｂ，ｖｃを検出する。例えば、電圧検出器２２として、ＰＴ(Potential Transformer)が用いられる。
　各検出器２１，２２で検出された各値は、制御器１０に入力される。制御器１０は、位相演算部１１、電流演算部１２、位相跳躍量演算部１３、電流目標値演算部１４、および駆動信号生成部１５の各制御ブロックを備えている。
　［位相演算部］
　位相演算部１１は、電圧検出器２２で検出される系統電圧（各相の電圧の瞬時値ｖａ，ｖｂ，ｖｃ）から公知のＰＬＬ（Phase Lock Loop）演算により、交流配線部３の現在の位相φａｃを算出する。
　［電流演算部］
　電流演算部１２は、電流検出器２１で検出された各相の電流の瞬時値ｉａ，ｉｂ，ｉｃおよび位相演算部１１で演算された位相φａｃから次式により交流電流の回転座標系の各座標軸における電流（ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　［位相跳躍量演算部］
　位相跳躍量演算部１３は、現在の位相φａｃと仮想の位相φとの間の位相差φａｃ－φを位相跳躍量εとして算出する。図８は、本実施の形態の位相跳躍量演算部における演算態様の一例を示す図である。
　位相跳躍量演算部１３は、現在の位相φａｃの時間的変化に対して遅れて追従するような仮想の位相φを算出し、現在の位相φａｃと仮想の位相φとの間の位相差φａｃ－φを位相跳躍量εとして算出する。位相跳躍量演算部１３は、現在の位相φａｃを位相同期（ＰＬＬ）演算することにより、仮想の位相φを算出する。
　より具体的には、図８に示すように、位相跳躍量演算部１３は、過去の位相跳躍量εから交流配線部３の過去の系統周波数ωを推定する推定器３２と、推定された系統周波数ωを積分した過去の位相を仮想の位相φとして算出する積分器３３と、を備えている。推定器３２は、ＰＩ制御器として構成される。ＰＩ制御器の伝達関数Ｇ１（ｓ）は、ゲインＫＰＬＬおよび積分時間ＴＰＬＬを用いて、以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　推定器３２で推定された系統周波数ωは、積分器３３で積分され、仮想の位相φが算出される。結果的に、位相跳躍量演算部１３は、推定器３２および積分器３３により、過去の位相跳躍量εを２回積分するように構成されている。
　現在の位相φａｃおよび仮想の位相φは、減算器３１に入力される。位相跳躍量演算部１３は、減算器３１で減算された位相差φａｃ－φを位相跳躍量εとして出力する。減算器３１により算出された位相跳躍量εは、過去の位相跳躍量εとして再度推定器３２に入力される。
　この構成によれば、過去の位相を推定する演算を行うことにより、現在の位相φａｃの時間的変化に対して遅れて追従するような仮想の位相φを、現在の位相φａｃから比較的簡単な演算で算出することができる。
　［電流目標値演算部］
　図９は、本実施の形態の電流目標値演算部における演算態様の一例を示す図である。電流目標値演算部１４は、位相跳躍量演算部１３で演算された位相跳躍量εに所定のフィルタを適用し、フィルタの出力に所定の比例ゲイン（－Ｋ）を乗算することにより電流目標値Ｉｄ＿ｒｅｆを算出する。
　図９に示すように、本実施の形態における電流目標値演算部１４は、第１フィルタ３４、第２フィルタ３５およびゲイン乗算器３６を備えている。第１フィルタ３４は、ローパスフィルタにより構成される。例えば、第１フィルタ３４の伝達関数は、時定数ＴＬＰＦを用いて１／（１＋ＴＬＰＦ・ｓ）と表される。第２フィルタ３５は、ハイパスフィルタにより構成される。例えば、第２フィルタ３５の伝達関数は、時定数ＴＨＰＦを用いてＴＨＰＦ・ｓ／（１＋ＴＨＰＦ・ｓ）と表される。
　制御器１０は、位相跳躍量εに第１フィルタ３４および第２フィルタ３５を適用し、その出力に比例ゲイン（－Ｋ）を掛けて、電力変換器８から交流配線部３に出力するｄ軸電流の目標値Ｉｄ＿ｒｅｆを算出する。さらに、制御器１０は、ｑ軸電流の目標値Ｉｑ＿ｒｅｆとして固定値出力部３７から所定の固定値（図９の例では０）を出力する。
　位相跳躍量εにフィルタを適用することにより、位相跳躍量εに対する応答特性を調整することができ、より最適な駆動信号Ｓｏを生成することが可能となる。例えば、周期的に負荷変動が生じる場合、その負荷変動領域において高い感度を有するようにフィルタの時定数ＴＬＰＦ，ＴＨＰＦを設定することにより、負荷変動に対する抑制効果を高めることができる。
　なお、電流目標値演算部１４は、上記第１フィルタ３４および第２フィルタ３５の何れか一方のみを備えてもよい。また、上記第１フィルタ３４および第２フィルタ３５以外のフィルタ（例えば帯域通過フィルタ等）を備えてもよい。さらに、フィルタ処理が不要な場合にはフィルタ処理を行わずそのまま電流目標値Ｉｄ＿ｒｅｆに換算してもよい。
　図４および図６に示すように、負荷が減少した場合、位相跳躍量εは、正の値となり（進み方向に生じ）、負荷が増加した場合、位相跳躍量εは、負の値となる（遅れ方向に生じる）。電力変換器８から交流配線部３へ出力するときの電流を正の値とすると、負荷が減少した場合、制御器１０は、ｄ軸電流の目標値Ｉｄ＿ｒｅｆとして負の値を出力し、負荷が増加した場合、制御器１０は、ｄ軸電流の目標値Ｉｄ＿ｒｅｆとして正の値を出力する。
　［駆動信号生成部］
　駆動信号生成部１５は、位相跳躍量εを抑制するように電力変換器８に入出力される有効電力を調整するための電力変換器８の駆動信号Ｓｏを生成する。より具体的には、制御器１０は、電力変換器８から交流配線部３に出力する交流電流Ｉｄ，Ｉｑが電流目標値演算部１４で算出された電流目標値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆとなるようにフィードバック制御を行うための駆動信号Ｓｏを生成する。このために、駆動信号生成部１５には、交流配線部３に出力する交流電流Ｉｄ，Ｉｑ、現在の位相φａｃおよび電流目標値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆが入力される。駆動信号生成部１５は、下記式により電流目標値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆから電圧目標値Ｖｄ＿ｒｅｆ，Ｖｑ＿ｒｅｆを算出する。ここで、Ｋｄ，Ｋｑは所定のゲインを表し、Ｔｉｄ，Ｔｉｑは、所定の時定数を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　駆動信号生成部１５は、下記式により電圧目標値Ｖｄ＿ｒｅｆ，Ｖｑ＿ｒｅｆから三相交流である交流配線部３の各瞬時電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの目標値Ｖａ＿ｒｅｆ，Ｖｂ＿ｒｅｆ，Ｖｃ＿ｒｅｆを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記構成によれば、負荷変動が交流配線部３における位相φａｃの時間的変化に基づいて算出される位相跳躍量εによって検出される。位相跳躍量εは、発電機２の内部相差角δの変化を示すものであり、発電機２の有効電力負荷に依存する値である。このため、制御器１０は、位相跳躍量εが進み方向に生じた場合に、電力変換器８から交流配線部３の有効電力を吸収し、位相跳躍量εが遅れ方向に生じた場合に、電力変換器８が交流配線部３に有効電力を供給するように、電力変換器８を制御する。これにより、負荷変動に伴う交流配線部３の電力変動、電圧変動および位相跳躍が抑制される。
　このように、位相跳躍量εに基づいて電力変換器８に入出力される有効電力を調整することにより、負荷変動に対する電力補償を周波数変動によらずに行うことができる。したがって、可変周波数の発電機２を備えた電源システム１においても負荷変動に対する電力補償を実現することができる。
　特に、可変周波数の発電機２は、周波数によってインピーダンスや励磁回路の応答が大きく変化する。したがって安定化のための制御態様によっては全ての領域で安定性を維持することができない可能性がある。これに対し、本実施の形態における電力変換装置４によれば、発電機２のガバナ（調速機）やＡＶＲ（自動電圧調整装置）等に対して積極的な制御を行う必要がなく、交流配線部３で生じる過渡的な変動を抑制するように受動的な制御が行われる。このため、電力変換装置４による制御が、発電機２のガバナやＡＶＲ等に対する制御と干渉することがなく、電力変換装置４による制御調整が容易になる。
　また、電力変換器８から交流配線部３に電力が供給される期間、および、交流配線部３の電力が電力変換器８に吸収される期間は、何れも負荷変動により、位相跳躍が生じている（位相跳躍量εが０ではない）わずかな期間、すなわち、図４および図６における時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間だけである。したがって、直流配線部６に接続される蓄電設備７の容量は必要最小限でよく、蓄電設備７の大型化を抑制することができる。このため、蓄電設備７は、例えば二次電池で構成されてもよいが、これに代えて電気二重層キャパシタにより構成されてもよい。
　上記特許文献２のように電力需給の調整能力を有する従来の電力変換装置においては、直流側に接続される蓄電設備の容量を大きくする必要がある。このため、負荷電力の補償を行うために、そのような電力変換装置をそのまま移動体等の発電機電源システムに適用すると、システムが大型化してしまい好ましくない場合がある。これに対し、本実施の形態における電力変換装置４を用いた場合には、上記の通り直流配線部６に接続される蓄電設備７の容量は必要最小限でよい。このため、大きさに制約のある電源システム１の負荷変動を抑制するための電力変換装置として、本実施の形態の電力変換装置４は、より好適に適用可能である。
　［実施の形態２］
　次に、本開示の実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。本実施の形態において実施の形態１と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
　図１０は、本開示の実施の形態２に係る電力変換装置の制御系の概略構成を示すブロック図である。本実施の形態における電力変換装置４Ｂも、電力変換器８、電流検出器２１、電圧検出器２２および制御器１０Ｂを備えている。制御器１０Ｂも、電流制御型の制御器として構成される。
　本実施の形態における制御器１０Ｂが実施の形態１における制御器１０と異なる点は、制御器１０Ｂが、電力変換器８に対して仮想同期調相機モデル制御を行うことである。仮想同期調相機モデル制御は、電力変換装置４Ｂの代わりに仮想の同期調相機が接続されたと仮定して、それに基づく演算を行う制御態様として定義される。すなわち、制御器１０Ｂは、仮想の同期調相機における仮想的な慣性モーメントに基づく値（慣性定数）、インピーダンス（リアクタンス）、内部起電圧を演算パラメータとして有している。なお、本実施の形態における仮想の同期調相機は、仮想的な動力源を持たず、励磁電圧Ｅｆが固定の値（ここでは１ＰＵ（Per Unit））となっている。このため、電力変換装置４Ｂは、等価的に励磁電圧一定の同期調相機として動作する。
　本実施の形態においても、制御器１０Ｂは、実施の形態１の制御器１０と同様の位相演算部１１、電流演算部１２および駆動信号生成部１５を備えている。また、制御器１０Ｂは、実施の形態１における位相跳躍量演算部１３に代えて、交流配線部３の有効電力Ｐａｃと、仮想の同期調相機における仮想的な慣性モーメントに基づく値（慣性定数ＭＶ）とを用いて、仮想の同期調相機における角速度ωＶを算出する角速度演算部４１と、角速度ωＶを積分して仮想の同期調相機における位相を仮想の位相φとして算出する積分器４２と、を備えた位相跳躍量演算部１３Ｂを備えている。
　また、制御器１０Ｂは、実施の形態１の電流目標値演算部１４に代えて、仮想の同期調相機における内部起電圧Ｅｆｄ，Ｅｆｑと電力検出器２２により検出される系統電圧Ｖｄ，Ｖｑとの電圧差ΔＶｄ，ΔＶｑから電流目標値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆを算出する電流目標値演算部１４Ｂを備えている。
　このような、位相跳躍量演算部１３Ｂおよび電流目標値演算部１４Ｂの演算を行うために、制御器１０Ｂは、電圧演算部１６と、有効電力演算部１７と、をさらに備えている。本実施の形態においては、電流検出器２１、電圧検出器２２、位相演算部１１、電流演算部１２、電圧演算部１６、および有効電力演算部１７が、電力変換器８の交流配線部３側の有効電力Ｐａｃを取得する有効電力取得器を構成している。
　［電圧演算部］
　電圧演算部１６は、位相演算部１１で演算された現在の位相φａｃから次式により交流電圧の回転座標系の各座標軸における電圧（ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑ）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　［有効電力演算部］
　有効電力演算部１７は、電圧演算部１６で算出された電圧Ｖｄ，Ｖｑおよび電流演算部１２で算出された電流Ｉｄ，Ｉｑから次式により電力変換器８から交流配線部３に出力される有効電力Ｐａｃおよび無効電力Ｑａｃを算出する。なお、本実施の形態においては無効電力Ｑａｃは使用しないため、無効電力Ｑａｃの演算は行わなくてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　［位相跳躍量演算部］
　図１１は、本実施の形態の位相跳躍量演算部における演算態様の一例を示す図である。本実施の形態における位相跳躍量演算部１３Ｂには、現在の位相φａｃと有効電力Ｐａｃとが入力される。有効電力Ｐａｃは、後述する位相補償器４４に入力され、位相補償器４４から出力された位相補償後の有効電力が角速度演算部４１に入力される。
　角速度演算部４１は、位相補償後の有効電力に対して以下の式で示される伝達関数Ｇ２（ｓ）を適用する。ここで、ωｏは、定常時における角速度を示し、ＭＶは、仮想の同期調相機における慣性モーメントに基づく慣性定数を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　有効電力の変化をΔＰａｃで表すと、有効電力の変化ΔＰａｃと仮想の同期調相機における角速度ωＶとの関係は、以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　これは、電力変換器８が交流配線部３に電力を供給すると角速度ωが低下し、電力変換器８が交流配線部３から電力を吸収すると角速度ωＶが上昇することを意味する。したがって、上記式（８）の伝達関数Ｇ２（ｓ）は、有効電力Ｐａｃを積分して、角速度ωＶの加減速の程度を演算することにより、角速度ωＶを演算するものと言える。
　角速度演算部４１で算出された角速度ωＶは、積分器４２で積分され、仮想同期調相機における位相が算出される。結果的に、本実施の形態における位相跳躍量演算部１３Ｂは、角速度演算部４１および積分器４２により、有効電力Ｐａｃを２回積分するように構成されている。本実施の形態においては、積分器４２の出力を仮想の位相φとして扱う。
　現在の位相φａｃおよび仮想の位相φは、減算器４３に入力される。位相跳躍量演算部１３Ｂは、減算器４３で減算された位相差φａｃ－φを位相跳躍量εとして出力する。
　この構成によれば、電力変換装置４Ｂを仮想の同期調相機に置き換えたときに、仮想の同期調相機において生じる仮想的な慣性モーメントに基づく値（慣性定数ＭＶ）を考慮することにより、現在の位相φａｃの時間的変化に対して遅れて追従するような仮想の位相φを比較的に簡単に算出することができる。
　本実施の形態において、位相跳躍量演算部１３Ｂは、角速度演算部４１において有効電力Ｐａｃから角速度ωＶの演算を行う前に、有効電力Ｐａｃに対して位相補償を行う位相補償器４４を備えている。
　本実施の形態において導入している仮想同期調相機モデルは、発電機２（交流配線部３）との間に同期化力が生じるとみなして電力変換器８を動作させる。このときの仮想同期調相機は、理想的な同期機となっており、減衰要素を持っていない。したがって、フィードバック要素となる有効電力Ｐａｃに対する応答が振動的になる可能性がある。そこで、位相跳躍量演算部１３Ｂに入力される有効電力Ｐａｃに対して位相補償を行うことにより、仮想の位相φを算出するための有効電力Ｐａｃに予め減衰効果を加えることができる。したがって、負荷変動に対する電力補償の応答が振動的になることを防止することができる。
　［電流目標値演算部］
　図１２は、本実施の形態の電流目標値演算部における演算態様の一例を示す図である。本実施の形態における電流目標値演算部１４Ｂには、位相跳躍量εおよび電圧Ｖｄ，Ｖｑが入力される。位相跳躍量εは、乗算器４８により－１が乗算され（符号反転され）、反転量θ＝－εを出力する。位相跳躍量εの反転量θは、内部起電圧演算部４６に入力される。
　内部起電圧演算部４６は、仮想同期調相機における励磁電圧Ｅｆ（＝１ＰＵ）および位相跳躍量εの反転量θから以下の式で示される仮想同期調相機の内部起電圧Ｅｆｄ，Ｅｆｑを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　算出された内部起電圧Ｅｆｄ，Ｅｆｑと、電圧演算部１６で算出された電圧Ｖｄ，Ｖｑとは、インピーダンスモデル演算部４７に入力される。インピーダンスモデル演算部４７は、以下の式から電圧差ΔＶｄ，ΔＶｑを算出する。この電圧差ΔＶｄ，ΔＶｑは、仮想同期調相機における仮想的なインピーダンスによる電圧降下となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　インピーダンスモデル演算部４７は、さらに、得られた電圧差ΔＶｄ，ΔＶｑおよび仮想の同期調相機における仮想的なリアクタンスに基づく値Ｘｓから以下の式に基づいて電流目標値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　本実施の形態においても、駆動信号生成部１５は、位相跳躍量εを抑制するように電力変換器８に入出力される有効電力を調整するための電力変換器８の駆動信号Ｓｏを生成する。より具体的には、制御器１０Ｂは、電力変換器８から交流配線部３に出力する交流電流Ｉｄ，Ｉｑが電流目標値演算部１４Ｂで算出された電流目標値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆとなるようにフィードバック制御を行うための駆動信号Ｓｏを生成する。
　上記構成においても、負荷変動が交流配線部３における位相φａｃの時間的変化に基づいて算出される位相跳躍量εによって検出される。制御器１０Ｂは、位相跳躍量εが進み方向に生じた場合に、電力変換器８から交流配線部３の有効電力を吸収し、位相跳躍量εが遅れ方向に生じた場合に、電力変換器８が交流配線部３に有効電力を供給するように、電力変換器８を制御する。これにより、負荷変動に伴う交流配線部３の電力変動、電圧変動および位相跳躍が抑制される。
　さらに、本実施の形態において、電流目標値演算部１４Ｂは、電流目標値として有効電流成分Ｉｄ＿ｒｅｆおよび無効電流成分Ｉｑ＿ｒｅｆをそれぞれ算出している。このため、駆動信号生成部１５から出力される電力変換器８の駆動信号Ｓｏは、算出された有効電流成分Ｉｄ＿ｒｅｆを用いて、位相跳躍量εを抑制するように電力変換器８に入出力される有効電力を調整し、算出された無効電流成分Ｉｑ＿ｒｅｆを用いて、電圧変動、より具体的には電圧振幅の変動を抑制するように電力変換器８に入出力される無効電力を調整するための駆動信号として構成される。したがって、本実施の形態における電力変換装置４Ｂによれば、負荷変動に対する電力補償を有効電力成分だけでなく無効電力成分に対しても行うことができ、交流配線部３における電圧変動をより抑制することができる。
　［シミュレーション結果］
　上記実施の形態１，２の電力変換装置４，４Ｂにおけるシミュレーション結果を以下に示す。図１３は、電源システムのシミュレーションのための構成例を示すブロック図である。図１３において、図１と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
　以下のシミュレーションでは、図１３に示すように、交流配線部３に２つの負荷５ｂ，５ｍが接続された電源システム１Ｓを用いている。２つの負荷のうちのベース負荷５ｂは、例えば抵抗等を模擬したものであり、負荷変動が生じない定常的な負荷である。本シミュレーションにおいて定常時における交流配線部３の電圧（系統電圧）Ｖｂｕｓを１ＰＵとした場合のベース負荷５ｂを、０．２５ＰＵとしている。
　また、２つの負荷のうちの変動負荷５ｍは、例えばモータ等を模擬したものであり、負荷変動が生じる負荷である。本シミュレーションにおいては、シミュレーション開始から０．１秒後の時刻から約０．０６秒間、力行（電力消費）を行い、シミュレーション開始から０．５秒後の時刻から約０．０６秒間、回生（発電）を行う。本シミュレーションにおいて定常時における交流配線部３の電圧（系統電圧）Ｖｂｕｓを１ＰＵとした場合、力行時のピークは、０．５ＰＵであり、回生時のピークは－０．３ＰＵである。発電機２は所定の周波数で一定に動作する。
　本シミュレーションにおける電力変換装置４Ｓの制御器１０Ｓは、下記実施例１では実施の形態１における制御器１０として機能し、下記実施例２では実施の形態２における制御器１０Ｂとして機能する。これらの実施例１，２において上記のように変動負荷５ｍを変動させた場合のシミュレーション結果を、電力補償を行わなかった比較例と比較する。
　［比較例］
　比較例は、図１３の電源システム１Ｓにおいて電力補償を行わなかった場合のシミュレーションである。図１４から図１６は、電力補償を行わない場合のシミュレーション結果を示すグラフである。図１４は、系統電圧Ｖｂｕｓの時間的変化を示すグラフであり、図１５は、各種有効電力Ｐｇｅｎ，Ｐｌｏａｄ，Ｐｍｏｔの時間的変化を示すグラフであり、図１６は、各種無効電力Ｑｇｅｎ，Ｑｌｏａｄ，Ｑｍｏｔの時間的変化を示すグラフである。
　図１４に示すように、変動負荷５ｍにおいて力行による負荷変動が生じたことにより、系統電圧Ｖｂｕｓは、１ＰＵから急激に下降し、その後１ＰＵを超えて上昇している。これは、図２に示した通り、力行開始により変動負荷５ｍの負荷電流Ｉが急激に増加し、それに伴って電圧が下降することによるものである。さらに、力行が終了することにより、変動負荷５ｍの負荷電流Ｉが急激に減少することにより、電圧が上昇している。同様に、図１４には、回生による負荷変動が生じたことによる系統電圧Ｖｂｕｓの変動（上昇および下降）も認められる。
　図１５において、変動負荷５ｍにおける変動負荷有効電力Ｐｍｏｔが負荷変動を示している。力行時に変動負荷有効電力Ｐｍｏｔが０．４５ＰＵ程度上昇することにより、発電機有効電力Ｐｇｅｎも０．４ＰＵ程度上昇している。また、ベース負荷有効電力Ｐｌｏａｄにも変動が生じ、変動負荷５ｍの影響がベース負荷５ｂにも影響していることが分かる。回生による負荷変動についても同様である。
　図１６に示すように、本シミュレーションにおいては系統電流と系統電圧との間で位相差がないため、変動負荷５ｍにおける負荷変動にかかわらず、各無効電力Ｑｇｅｎ，Ｑｌｏａｄ，Ｑはほぼ一定を維持する。
　［実施例１］
　実施例１は、図１３の電源システム１Ｓにおいて実施の形態１の制御態様に基づいて電力補償を行った場合のシミュレーションである。図１７から図１９は、実施の形態１における電力補償を行った場合のシミュレーション結果を示すグラフである。本実施例における図１７から図１９は、比較例における図１３から図１５に対応している。図１７は、系統電圧Ｖｂｕｓの時間的変化を示すグラフであり、図１８は、各種有効電力Ｐｇｅｎ，Ｐｌｏａｄ，Ｐｍｏｔ，Ｐｓｔｂの時間的変化を示すグラフであり、図１９は、各種無効電力Ｑｇｅｎ，Ｑｌｏａｄ，Ｑｍｏｔ，Ｑｓｔｂの時間的変化を示すグラフである。
　図１７に示すように、実施の形態１の制御態様に基づいて電力補償を行った場合であっても、変動負荷５ｍにおいて力行による負荷変動が生じたことにより、系統電圧Ｖｂｕｓは、変動している。しかし、図１４に示す電力補償を行わない比較例に比べてその変動幅は十分に小さく、電力補償により負荷変動に伴う電圧変動が抑制されていることが分かる。
　また、図１８に示すように、本実施例１においても、変動負荷５ｍにおける変動負荷有効電力Ｐｍｏｔは図１５に示す比較例と同じように変化している（同じ負荷変動が生じている）ことが分かる。しかし、本実施例１においては、変動負荷有効電力Ｐｍｏｔの変化に伴う発電機有効電力Ｐｇｅｎの変化が比較例に比べて緩和されていることが分かる。
　図１８における電力変換装置有効電力Ｐｓｔｂは、電力変換器８が出力する有効電力を示している。正の値は、交流配線部３に有効電力を供給していることを示し、負の値は、交流配線部３から有効電力を吸収していることを示している。図１８には、力行開始時において変動負荷有効電力Ｐｍｏｔが急上昇した際、電力変換装置有効電力Ｐｓｔｂが正の値となっていることが示されている。したがって、変動負荷有効電力Ｐｍｏｔの急上昇に伴って電力変換器８が交流配線部３に有効電力を供給していることが分かる。この結果、発電機有効電力Ｐｇｅｎの最大上昇量および単位時間当たりの上昇量が比較例に比べて抑制されている。
　また、図１８には、力行終了時において変動負荷有効電力Ｐｍｏｔが急激に下降した際、電力変換装置有効電力Ｐｓｔｂが負の値となっていることが示されている。したがって、変動負荷有効電力Ｐｍｏｔの急激な下降に伴って電力変換器８が交流配線部３から有効電力を吸収していることが分かる。この結果、発電機有効電力Ｐｇｅｎの単位時間当たりの下降量が比較例に比べて抑制されている。
　同様に、回生時においても回生開始時において電力変換装置有効電力Ｐｓｔｂが正の値となり、回生終了時において電力変換装置有効電力Ｐｓｔｂが負の値となることにより、発電機有効電力Ｐｇｅｎの単位時間当たりの最大変化量および単位時間当たりの変化量が比較例に比べて抑制されている。
　このように、本実施例１における発電機有効電力Ｐｇｅｎの波形は、変動負荷有効電力Ｐｍｏｔの波形および電力補償を行わない比較例の発電機有効電力Ｐｇｅｎの波形に対してピークが小さく、半値幅の長い波形となる。
　以上より、変動負荷５ｍの負荷変動に対して、上記実施の形態１の制御態様に基づく電力補償を行うことにより、発電機２における有効電力Ｐｇｅｎの変動幅（最大値）および単位時間当たりの変動幅がともに抑制されることが分かる。このとき、電力変換装置４が電力補償を行うべく交流配線部３に電力を供給する（Ｐｓｔｂが正の値をとる）時間、または、交流配線部３から電力を給する（Ｐｓｔｂが負の値を取る）時間は、何れも０．１秒程度である。このため、電力変換装置４Ｓに接続される蓄電設備７として、大容量の蓄電設備は必要なく、必要最小限の小容量の蓄電設備で実現可能であることが分かる。
　なお、図１９に示すように、実施の形態１の制御態様においては無効電力成分に対しては制御を行わないため、各無効電力Ｑｇｅｎ，Ｑｌｏａｄ，Ｑｍｏｔ，Ｑｓｔｂは、比較例と同様、ほぼ一定を維持する。
　［実施例２］
　実施例２は、図１３の電源システム１Ｓにおいて実施の形態２の制御態様に基づいて電力補償を行った場合のシミュレーションである。図２０から図２２は、実施の形態２における電力補償を行った場合のシミュレーション結果を示すグラフである。本実施例における図２０から図２２は、比較例における図１３から図１５に対応している。図２０は、系統電圧Ｖｂｕｓの時間的変化を示すグラフであり、図２１は、各種有効電力Ｐｇｅｎ，Ｐｌｏａｄ，Ｐｍｏｔ，Ｐｓｔｂの時間的変化を示すグラフであり、図２２は、各種無効電力Ｑｇｅｎ，Ｑｌｏａｄ，Ｑｍｏｔ，Ｑｓｔｂの時間的変化を示すグラフである。
　図２１に示すように、本実施例２における各有効電力Ｐｇｅｎ，Ｐｌｏａｄ，Ｐｍｏｔ，Ｐｓｔｂの波形は、実施例１とほぼ同様の波形となる。したがって、変動負荷５ｍの負荷変動に対して、上記実施の形態２の制御態様に基づく電力補償を行うことにより、発電機２における有効電力Ｐｇｅｎの変動幅（最大値）および単位時間当たりの変動幅がともに抑制されることが分かる。
　なお、本実施例２では、上記実施の形態２で説明したように位相跳躍量演算部１３Ｂにおいて有効電力Ｐａｃを用いて角速度ωＶの演算を行う前に、有効電力Ｐａｃに対して位相補償を行っている。図２１によれば、電力変換装置有効電力Ｐｓｔｂおよび発電機有効電力Ｐｇｅｎは、負荷変動に対して、振動的になることなく実施例１と同程度に短時間で収束している。これにより、実施の形態２において減衰要素を持っていない仮想同期調相機モデルを用いて有効電力Ｐａｃをフィードバック制御しても、位相補償を行うことにより、負荷変動に対する電力補償の応答が振動的になることが防止されることが分かる。
　さらに、本実施例２においては、有効電力成分だけでなく無効電力成分の電力補償が行われる。図２１および図２２に示すように、電力変換装置有効電力Ｐｓｔｂの変化に応じて電力変換装置無効電力Ｑｓｔｂが変化している。図２２に示すように、この電力変換装置無効電力Ｑｓｔｂの変化に応じて発電機無効電力Ｑｇｅｎが変化している。発電機無効電力Ｑｇｅｎは、電力変換装置無効電力Ｑｓｔｂの波形を反転した波形を有している。
　このように、本実施例２においては有効電力成分および無効電力成分の両方について電力補償が行われる。この結果、図２０に示すように、系統電圧Ｖｂｕｓの変動幅は、図１７に示す有効電力成分に対してのみ電力補償を行う実施例１に比べてさらに小さくなっている。したがって、このことから無効電力成分の電力補償により負荷変動に伴う電圧変動（電圧振幅の変動）がさらに抑制されていることが分かる。
　［その他の実施の形態］
　以上、本開示の実施の形態について説明したが、本開示は上記実施の形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更、修正が可能である。
　例えば、上記実施の形態においては、電力変換装置が適用される電源システムにおける交流配線部３が三相系統である場合について説明したが、これに限られない。例えば、交流配線部３が単相二線系統または単相三線系統の場合であっても、各種演算の方法が系統の方式に応じて異なることを除いて上記実施の形態と同様の電力変換装置をそのような電源システムに適用可能である。
　また、上記実施の形態においては、１つの交流配線部３に１つの発電機２が接続された例について説明したが、１つの交流配線部３に２以上の発電機２が接続されてもよい。
　また、本開示の電力変換装置は、ハイブリッド推進船、通常船舶、航空機等の移動体電源システム、自家発電システム等、発電機を備えた電源システムであれば、好適に適用可能である。
　また、上記実施の形態１における構成（制御態様）の少なくとも一部と、上記実施の形態２における構成（制御態様）の少なくとも一部とを、組み合わせてもよい。例えば、制御器は、上記実施の形態１における位相跳躍量演算部１３と、実施の形態２における電流目標値演算部１４Ｂとを組み合わせて構成されてもよい。また、制御器は、実施の形態２における位相跳躍量演算部１３Ｂと、実施の形態１における電流目標値演算部１４とを組み合わせて構成されてもよい。
　また、上記実施の形態においては、発電機２として可変周波数の発電機を例示したが、可変周波数の発電機以外の発電機（例えば周波数制御が可能な発電機）を備えた電源システムへも本開示の電力変換装置を適用可能である。
　以上をまとめると、本開示の一態様に係る電力変換装置は、発電機および電力負荷が接続される交流配線部と、蓄電設備が接続される直流配線部との間に配設され、前記交流配線部を通じて入力される交流電力を直流電力に変換して前記蓄電設備に充電するとともに、前記直流配線部を通じて入力される前記蓄電設備から放電された直流電力を交流電力に変換して前記交流配線部に出力するよう構成された電力変換器と、前記電力変換器の前記交流配線部側の系統電圧を検出する電圧検出器と、前記電力変換器に駆動信号を送信することにより前記交流配線部と前記直流配線部との間の電力変換制御を行う制御器と、を備え、前記制御器は、前記電圧検出器により検出される前記系統電圧から現在の位相を算出する位相演算部と、前記現在の位相の時間的変化に対して遅れて追従するような仮想の位相を算出し、前記現在の位相と前記仮想の位相との間の位相差を位相跳躍量として算出する位相跳躍量演算部と、前記位相跳躍量を抑制するように前記電力変換器に入出力される有効電力を調整するための前記電力変換器の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備えている。
　上記構成によれば、負荷変動が交流配線部における位相の時間的変化に基づいて算出される位相跳躍量によって検出される。位相跳躍量は、発電機の内部相差角の変化を示すものであり、発電機の有効電力負荷に依存する値である。したがって、位相跳躍量に基づいて電力変換器に入出力される有効電力を調整することにより、負荷変動に対する電力補償を周波数変動によらずに行うことができる。
　前記位相跳躍量演算部は、過去の前記位相跳躍量を２回積分することにより前記仮想の位相を算出するように構成されてもよい。
　前記位相跳躍量演算部は、過去の前記位相跳躍量から前記交流配線部の過去の系統周波数を推定する推定器と、推定された系統周波数を積分した過去の位相を前記仮想の位相として算出する積分器と、を備えてもよい。この構成によれば、過去の位相を推定する演算を行うことにより、現在の位相の時間的変化に対して遅れて追従するような仮想の位相を、現在の位相から比較的簡単な演算で算出することができる。
　前記電力変換器の前記交流配線部側の有効電力を取得する有効電力取得器を備え、前記位相跳躍量演算部は、取得した前記有効電力と、前記電力変換装置の代わりに仮想の同期調相機が接続されたと仮定した場合の前記仮想の同期調相機における仮想的な慣性モーメントに基づく値とを用いて、前記仮想の同期調相機における角速度を算出する角速度演算部と、前記角速度を積分して得られる前記仮想の同期調相機における位相を前記仮想の位相として算出する積分器と、を備えていてもよい。この構成によれば、電力変換装置を仮想の同期調相機に置き換えたときに、仮想の同期調相機において生じる仮想的な慣性モーメントを考慮することにより、現在の位相の時間的変化に対して遅れて追従するような仮想の位相を比較的に簡単に算出することができる。
　前記位相跳躍量演算部は、前記有効電力に位相補償を行う位相補償器を備え、前記位相補償を行った前記有効電力を前記角速度演算部に入力するように構成されてもよい。この構成によれば、位相補償器により仮想の位相を算出するための有効電力に予め減衰効果を加えることができ、負荷変動に対する電力補償の応答が振動的になることを防止することができる。
　前記電力変換装置は、前記位相跳躍量に所定のフィルタを適用し、前記フィルタの出力に所定の比例ゲインを乗算することにより電流目標値を算出する電流目標値演算部を備え、前記駆動信号生成部は、前記電力変換器から前記交流配線部に出力される交流電流が前記電流目標値となるような前記駆動信号を生成してもよい。この構成によれば、位相跳躍量にフィルタを適用することにより、位相跳躍量に対する応答特性を調整することができ、より最適な駆動信号を生成することが可能となる。
　前記電力変換装置は、前記電力変換装置の代わりに仮想の同期調相機が接続されたと仮定した場合の前記仮想の同期調相機における内部起電圧と前記電圧検出器により検出される前記系統電圧との電圧差から電流目標値を算出する電流目標値演算部を備え、前記駆動信号生成部は、前記電力変換器から前記交流配線部に出力される交流電流が前記電流目標値となるような前記駆動信号を生成してもよい。
　前記電流目標値演算部は、前記電流目標値として有効電流成分および無効電流成分をそれぞれ算出し、前記駆動信号生成部は、算出された前記有効電流成分を用いて、前記位相跳躍量を抑制するように前記電力変換器に入出力される有効電力を調整し、算出された前記無効電流成分を用いて、電圧変動を抑制するように前記電力変換器に入出力される無効電力を調整するための前記駆動信号を生成するように構成されてもよい。この構成によれば、負荷変動に対する電力補償を有効電力成分だけでなく無効電力成分に対しても行うことができ、電圧変動をより抑制することができる。
　本開示は、負荷変動に対する電力補償を周波数変動によらずに行うために有用である。
２　発電機
３　交流配線部
４，４Ｂ　電力変換装置
５　負荷（電力負荷）
６　直流配線部
７　蓄電設備
８　電力変換器
１０，１０Ｂ　制御器
１１　位相演算部
１２　電流演算部（有効電力取得器）
１３，１３Ｂ　位相跳躍量演算部
１４，１４Ｂ　電流目標値演算部
１５　駆動信号生成部
１７　有効電力演算部（有効電力取得器）
２１　電流検出器（有効電力取得器）
２２　電圧検出器
３２　推定器
３３，４２　積分器
４１　角速度演算部
４４　位相補償器

Claims (8)

  1. 　発電機および電力負荷が接続される交流配線部と、蓄電設備が接続される直流配線部との間に配設され、前記交流配線部を通じて入力される交流電力を直流電力に変換して前記蓄電設備に充電するとともに、前記直流配線部を通じて入力される前記蓄電設備から放電された直流電力を交流電力に変換して前記交流配線部に出力するよう構成された電力変換器と、
    　前記電力変換器の前記交流配線部側の系統電圧を検出する電圧検出器と、
    　前記電力変換器に駆動信号を送信することにより前記交流配線部と前記直流配線部との間の電力変換制御を行う制御器と、を備え、
    　前記制御器は、
    　前記電圧検出器により検出される前記系統電圧から現在の位相を算出する位相演算部と、
    　前記現在の位相の時間的変化に対して遅れて追従するような仮想の位相を算出し、前記現在の位相と前記仮想の位相との間の位相差を位相跳躍量として算出する位相跳躍量演算部と、
    　前記位相跳躍量を抑制するように前記電力変換器に入出力される有効電力を調整するための前記電力変換器の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備えた、電力変換装置。
  2. 　前記位相跳躍量演算部は、過去の前記位相跳躍量を２回積分することにより前記仮想の位相を算出する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記位相跳躍量演算部は、過去の前記位相跳躍量から前記交流配線部の過去の系統周波数を推定する推定器と、推定された系統周波数を積分した過去の位相を前記仮想の位相として算出する積分器と、を備えた、請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記電力変換器の前記交流配線部側の有効電力を取得する有効電力取得器を備え、
    　前記位相跳躍量演算部は、取得した前記有効電力と、前記電力変換装置の代わりに仮想の同期調相機が接続されたと仮定した場合の前記仮想の同期調相機における仮想的な慣性モーメントに基づく値とを用いて、前記仮想の同期調相機における角速度を算出する角速度演算部と、前記角速度を積分して得られる前記仮想の同期調相機における位相を前記仮想の位相として算出する積分器と、を備えた、請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記位相跳躍量演算部は、前記有効電力に位相補償を行う位相補償器を備え、前記位相補償を行った前記有効電力を前記角速度演算部に入力する、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記位相跳躍量に所定のフィルタを適用し、前記フィルタの出力に所定の比例ゲインを乗算することにより電流目標値を算出する電流目標値演算部を備え、
    　前記駆動信号生成部は、前記電力変換器から前記交流配線部に出力される交流電流が前記電流目標値となるような前記駆動信号を生成する、請求項１から５の何れかに記載の電力変換装置。
  7. 　前記電力変換装置の代わりに仮想の同期調相機が接続されたと仮定した場合の前記仮想の同期調相機における内部起電圧と前記電圧検出器により検出される前記系統電圧との電圧差から電流目標値を算出する電流目標値演算部を備え、
    　前記駆動信号生成部は、前記電力変換器から前記交流配線部に出力される交流電流が前記電流目標値となるような前記駆動信号を生成する、請求項１から５の何れかに記載の電力変換装置。
  8. 　前記電流目標値演算部は、前記電流目標値として有効電流成分および無効電流成分をそれぞれ算出し、
    　前記駆動信号生成部は、算出された前記有効電流成分を用いて、前記位相跳躍量を抑制するように前記電力変換器に入出力される有効電力を調整し、算出された前記無効電流成分を用いて、電圧変動を抑制するように前記電力変換器に入出力される無効電力を調整するための前記駆動信号を生成する、請求項７に記載の電力変換装置。
     
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