JPS6411883B2

JPS6411883B2 -

Info

Publication number: JPS6411883B2
Application number: JP53153588A
Authority: JP
Inventors: Anderumu Inguaaru
Original assignee: SUTEIFUTERUSEN INST FUOORU MIKUROBAAGUSUTEKUNIIKU
Current assignee: SUTEIFUTERUSEN INST FUOORU MIKUROBAAGUSUTEKUNIIKU
Priority date: 1977-12-09
Filing date: 1978-12-08
Publication date: 1989-02-27
Also published as: US4743902A; GB2009944B; JPS5494354A; DE2853142C3; DE2853142B2; FR2411391A1; DE2853142A1; GB2009944A; SE7714010L; FR2411391B1; CH635423A5; SE411392B; US4420754A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は例えば手動の測定器具のスケールとス
ライドのような相対的に可動な二つの部品の一方
の他方に対する位置を容量によつて測定する装置
に関する。

本発明の目的は例えばノギス（sliding
caliper）のような手動測定器具に使用できる優
れた測定分解能ないし精度（0.01mm）を有し、電
力消費が少ない簡単な構成の安価な装置を提供す
ることにある。

西独特許第224660号には、容量式角度測定装置
が開示されている。この装置は一定の時間シーケ
ンスで電気パルスが供給される多数のセグメント
を有するスケールを備え、この測定装置の可動部
分上に設けた検出電極からの信号がこの可動部分
の位置の電気的決定のために用いられるようにな
つている。

しかし、この位置測定はスケールの目盛に対応
して不連続に段階的にしか行なうことができず、
0.01mmより高い分解能を得るためにこの原理を用
いるには、スケール上のセグメントを非現実的に
まで小さくすることが必要となる。

西独国特許第2217183号には二つのグループの
電極を備えたスケールからなる容量式長さおよび
角度測定システムが開示されている。各グループ
における電極は互いに電気的に接続されており、
二つのグループには互いに180度の位相差を有す
る交流電圧が加えられる。

この測定システムにおいては、スケールに対し
て可動な部品、すなわちスライドには多数の検出
電極が設けられ、これらの検出電極は互いに接続
されて数グループを形成し、電圧の位相位置を補
間法（interpolation）による測定値の決定に使
用するようになつている。

この特許の方式は補間を線形（linear）たらし
めるには、コストが高く広い設置空間を占める装
置を必要とする。さらにこの装置ではスケールの
二つの電極グループには発振器を接続し、他方ス
ライドの電極には評価電子回路を接続する必要が
ある。

本発明の目的は上述の欠点を除いた装置を提供
することにある。

本発明の容量式長さおよび角度測定システムに
おいては、スケールの電極は各電極間同士でもま
た周囲とも電気的に接続されていない。従つてシ
ステムに含まれる全ての電子回路はスライド上に
配備することができ、手動測定器具としての取扱
いおよび保守に対して制限となるようないかなる
結線あるいは摺動接点をスケールに設ける必要が
ない。スケールの電極も互いに接続されていない
ので、スケールの他の部分が完全に露出されてい
ても、スライドの電子回路および電極並びにスラ
イドに近接したスケールの部分の外乱から効果的
に遮蔽することができる。又、供給電極が極めて
単純な形状をしているので、供給電極の構成が簡
単であり、小型化が容易で精度が出し易い。更
に、供給電極の全グループを、スケール上の電極
に対して同じ相対的位置関係で設ければよいの
で、供給電極グループの配置が簡単である。従つ
て、スライドの設計、製造が容易である。更に、
供給電極のグループ数が少ないので、スライドの
測定方向長さを短くでき、測定の有効長を長くと
れる。又、検出電極の幅を、供給電極１ピツチ分
の幅以上であつて、且つ、供給電極グループの１
周期長から供給電極１ピツチ分を引いた幅以下と
し、この検出電極を、前記グループの１周期長毎
に１つの割合で配設すればよいので、供給電極に
比し検出電極のピツチを大きくでき、加工が容易
で精度が出し易く、スケールの設計、製造も容易
である。更に、グループ内の各供給電極に、単一
の周期的な波形に従つた、同じグループ内の空間
的に隣り合う供給電極に関しては位相が順次異な
るが、異なるグループ間の空間的に対応する供給
電極に関しては同相である、少なくとも３相の交
流電圧をそれぞれ周期的に印加すると共に、前記
検出電極を介して伝達電極から導き出した測定信
号の位相を分析しているので、検出電極の配設周
期、即ち、供給電極の各グループ長の範囲内にお
ける測定精度（即ち分解能）は、供給電極の配設
間隔には依存せず、信号相の数（即ち、１グルー
プ内の供給電極の数）に依存する。従つて、相数
を増やして信号波形の精度を向上することによ
り、高分解能の測定信号を容易に得ることができ
る。以上、要するに本発明装置の電極は、簡単で
小型で加工精度の出し易いパターンを構成してい
るので、非常に正確で小型のパターンを作ること
が可能である。

以下図示実施例を詳細に説明する。

本発明の容量式長さおよび角度測定システム
は、第１図に示すように尺ないしスケール
（scale）２０からなり、このスケール上に多数の
電極２１が配備されている。これらの電極はスケ
ールに沿つて等間隔に配置され、お互いにおよび
周囲から電気的に絶縁されている。

スケールの上方にこのスケールに沿つて移動可
能なスライド（slide）２２が配備されている。
このスライドは一定のパターンに配置された電極
とこれらの電極に接続された電子回路２４とから
なる。

第２図に示すように、スライドの電極のパター
ン２３は長方向の電極２６，２７，２８が配置さ
れた区域２５からなる。これらの電極は同じ幅寸
法ｂを有し、各電極間に間隔ｃが設けられてい
る。各電極は互いに平行で、スケールの長さ方向
に対して直角方向に配置されている。

これらの電極は、三つおきの電極が一つのグル
ープを構成するように接続され、三つのグループ
を形成している。これらの三つのグループの電極
には３相発電機２９からの３相出力電圧が供給さ
れている。これらの３相電圧は波形と振幅は等し
いが、互いに位相が１周期の1/3ずつずれている。

スライドの電極パターンはさらに二つの長方形
電極３０，３１からなり、スケールの長さ方向に
供給電極パターン２３の数周期に対応する長さを
有している。これらの電極はそれぞれ高入力イン
ピーダンス増幅器３２，３３に接続されている。

第２図はスライドの電極パターンの平面図であ
る。区域２５内の供給電極（supplying
electrodes）と受信電極（receiving electrodes）
３０，３１との間の直結を避けるために、遮蔽パ
ターン３６が設けられている。このパターンは図
示の形状の導体層からなり、信号処理回路の中性
点に接続されている。

発振器２９は正弦波電圧を発生するように構成
されている。スケールの電極間の補間
（interpolation）は発振器２９に対して受信電極
（３０または３１）からの電圧の位相角を測定
することによつて行なわれる。

第７図は発振器２９の三つの供給電圧Ｒ，Ｓ，
Ｔと受信電極３０，３１から得られた波形（破
線）を示す。スライドおよびスケールの電極パタ
ーンの適当な構成を用いることによつて位相角
は測定方向におけるスライドとスケールの間の変
位の一次関数となる。

第３図はスケール２０の電極のパターンを示
す。このパターンは第２図の長方形供給電極と正
弦波供給電圧とで線形補間（linear
interpolation）を行なうことができる。

第３図の電極パターンは検出電極３７とこの電
極に接続された伝達電極（transfer electrode）
３８からなる。検出電極はその測定方向に沿う幅
がスライドの供給パターンの周期に等しい周期を
有する正弦関数の正の部分に対応する形状を有し
ている。このような半正弦波形状検出電極３７の
それぞれが伝達電極３８に接続されている。

検出電極３７は、スライドがスケールに沿つて
変位されるときに、スライドの電極２６，２７，
２８によつて覆われる区域内に配置されている。
各伝達電極間には狭い絶縁間隙３９がある。この
間隙の大きさと形状は位相角に本質的に影響を与
えない。なぜならスライドの下に配置されたすべ
ての遮蔽および伝達電極は実質上同電位を有する
からである。しかし、これらの電極と伝達電極が
非常に大きい被覆面積を有していることが受信電
極からの信号の強度にとつて重要である。

検出電極の上述の構成によつて供給電極のパタ
ーン（第１図）における電極の幅ｂと電極間隔ｃ
の関係とは無関係に補間１次関数が得られる。こ
のパターンは優れた伝達容量に対する要求と使用
される製造技術に基づく絶縁間隔に対する制約の
点から最適なものとなしうる。

第３図のパターンと同じであるが測定方向に半
周期位相がずれた他の検出パターンを検出電極を
通る線に対して反対側に配置することによつて、
信号の振幅を２倍となすと同時にシステムにおけ
る電気的外乱の影響を減少させることができる。
この場合、スライドのパターンにも電極３０，３
１に対して供給パターンの反対側にさらに受信電
極を設ける。供給パターンの両側の受信電極から
の有効信号は逆位相になるので、これを組み合わ
せて差動増幅器で増幅し、すべての受信電極に対
する同じ位相位置をもつ電気的外乱を除くことが
できる。

電子回路２４は発振器２９、信号増幅器３２，
３３、論理回路３４および表示器３５からなる。
論理回路３４は位相角を測定値に変換してこれ
を表示器３５に表示させる。論理回路３４には発
振器から少なくとも二つの標準位相信号が与えら
れ、増分計数によつてスケールパターンにおける
経過周期の数を計数するとともに位相測定によつ
て周期内の補間を行なう。

受信電極を二つの部分３０と３１に分割し、そ
れぞれに対して信号増幅器３２，３３を設けたの
はスケールと供給パターン上のほこりあるいは機
械的な損傷によつて生じる誤差に対して当該シス
テムが自己制御できるようにするためである。

論理回路３４は二つの測定チヤンネルで交互に
測定できるように構成されプログラムが作られて
いる。これらの２チヤンネルの測定の結果が同一
でないと、誤差の指示が行なわれ、操作者によつ
て電極パターンが制御され清掃される。

エレクトロニクスを用いた値段の安い完全なシ
ステムを製造するには、デイジタル技術を可能な
最大限に用いるのが有利である。上述のシステム
において、正弦波電圧は正弦波の周期を大きさは
一定であるが幅の異なる多数のパルスに分割し、
フイルタを通過したあとの信号が所望のきれいな
正弦波形になるようなデイジタル正弦波発生器に
よつて得ることができる。このフイルタは発振器
と供給パターン間に配置することができ、すべて
の供給位相を同じように非常に正確に処理できる
ように構成される。このフイルタはまた増幅器３
２，３３と論理回路３４間に接続することもでき
る。

本発明の容量式長さおよび角度測定システムの
電子回路の一層の簡略化とコスト低下は、供給電
極にこの装置の基本周波数の方形波を供給できる
ような構成によつて達成される。

第８図は３相システムのためのそのような供給
電圧（Ｓ，Ｒ，Ｔ）の波形とそれによつて受信電
極３０，３１から得られる「信号」の波形を示
す。このシステムにおいては、正弦波電圧を使用
するシステムにおけるように受信信号の零レベル
通過（zero passage）を用いて位置を検出する
ことはできない。零レベル通過点は、スライドが
スケールに沿つて動かされるときに、多数の固定
位置の間で段階的に変位する。

しかし、測定回路が時間ゲート（第８図の「ゲ
ート」）内の信号の平均値を求めると、供給電圧
に対するゲートの位置（ｙ）およびスケールに対
するスライドの位置（ｘ）の関数Ｆ（ｘ，ｙ）で
ある電圧が得られる。ゲートの長さおよび電極の
幅と形状を適当な寸法とすることによつて、ｘと
ｙの間に予め定められた関係が存在するとき関数
Ｆ（ｘ，ｙ）が零となるように構成することがで
きる。

すなわち、ｘ−NL＝kyに対してＦ（ｘ，ｙ）＝
０ここにＮは整数、Ｌは供給電圧の周期の長さ、
ｋは定数である。

第６図は上述のような電極パターンの寸法を示
すためのスライドとスケールの断面図である。こ
の図において、供給電極の幅ｂは隣り合う電極間
の間隔ｃと等しい。スケールの長方形電極の幅ａ
は供給電極の幅の２倍に電極間隔ｃを加えた距離
に等しい。

スケールの電極はｎ相供給パターンの周期長と
同じ周期スプリツト（split）Ｌでスケールに沿
つて配置されている。ゲート時間Ｇはｎ相システ
ムの隣接する相の間の時間差に等しくなければな
らない。この場合におけるｘとｙの間の直線関係
を得るための前提条件は次のように要約される。

ｃ＝ｂａ＝3d ｄ＝Ｌ−ａＧ＝１／ｎ・ＰここにＰは供給電圧の周期である。

電極パターンの上述の寸法とゲート時間を用い
ることによつて、スケールに対するスライドの位
置に対応する測定値を電気信号として自動的に提
示する簡単な電子回路を設計することができる。
この電気信号は表示器に送られるか、あるいは機
械的な位置の制御に使用することができる。

第９図にそのような回路の一例を示す。この回
路においては、三つの方形（矩形）波電圧Ｒ，
Ｓ，Ｔは発振器からの例えば30KHzの周波数₁を
ユニツト４２で三分割し、出力電圧の周期の３分
の１にそれぞれ対応する位相差を生じるようにし
て発生させる。

ユニツト４５は例えばCMOS回路CA4064のよ
うな位相ロツク回路（phase locked circuit）で
ある。この回路は電圧制御発振器（voltage
controlled oscillator）を含み、この発振器の周
波数は二つの入力周波数₁₁，₁₂が正確に一致す
るように位相検知回路によつて制御される。周波
数₁₁は周波数₁とユニツト４５からの出力周波
数₂とから得られる。すなわち、周波数₁は、 ₁−₂＝₁／301 となるように制御される。この式は、300₁＝
301₂と等しい。

ユニツト４６によつて長さが周波数₂の一周期
に等しく、周波数が₂／３に等しいパルスが発生
される。スケールの供給周波数₀に対する位相位
置は、ゲートパルスの各周期について周期₀の周
期の1/300（Ｌ＝３mmならば1/100mmに相当）ずれ
る。300のゲートパルスの時間内で、スケールの
信号電圧に対するゲートパルスの位相位置が1/10
０mmに対応するステツプないし段階ですべての可
能な値を掃引（sweep）する。ゲートパルスは、
ゲート時間中スイツチ５７を閉じておくようにこ
のスイツチを制御する。積分器６３がこの時間中
の信号の平均値を形成する。

ゲート時間の開始直前に積分器６３はスイツチ
６４によつて帰零される。このスイツチ６４はユ
ニツト４６からのパルスによつて制御される。こ
の積分器の出力電圧は比較器５０に与えられ、こ
の比較器が積分器の電圧の正、負を検出する。

ゲート時間の直後に続く期間中に比較器５０の
出力がゲート５８を介してカウンタ５２に送られ
る。ゲート時間中の信号の平均値が負値から正値
へと零を通過するとき、カウンタ５２が停止す
る。これはスケールに対するスライドの機械的位
置の関数である掃引（sweep）の一時点において
発生する。

ユニツト５１において周波数₂が900で除され、
これによつて掃引と同じ周波数を有するが測定装
置の機械的位置とは無関係な位相位置を有する方
形波が得られる。ユニツト５１からのこの方形波
は、スライドがスケールに対して機械的に変位さ
れるとき比較器５０の零レベル通過に対する位相
位置の変位を測定するときの標準となる。

スライドがその機械的位置にあるときに、この
標準電圧の位相位置が比較器の出力電圧の位相位
置と一致するように標準電圧の位相位置を零設定
することは、比較器の出力電圧がその論理レベル
を「０」から「１」に変化させたときユニツト５
１によつてカウンタを零設定（リセツト）するこ
とによつて容易に行なうことができる。

カウンタ５２はユニツト５１からの出力電圧の
変化によつてリセツトされ始動されるカウンタで
あつて、始動されると、対応する変化が比較器５
０からゲート５８を介して到達するまで、₂から
のパルスを計数する。カウントされたパルスの数
は供給パターンの周期（３mm）内においてスライ
ドのスケールに対する零位置からの0.01mmの変位
の数に対応する。

スライドがスケールに沿つて移動した周期の数
を測定するために、測定信号が増幅器３２の通過
した後にユニツト５４に送られる。このユニツト
５４は公知の技術を用いて発振器の位相分割器４
２からの標準位相（R.S，Ｔ）によつて１mmの移
動に対応する供給信号周期の1/3ずつのスライド
のスケールに沿う運動による測定信号の位相の変
位を検出することができる。

ユニツト５４はスケールの変位に応じて運動の
方向を決定し、カウンタ５３の増幅計数のための
パルスを発生する。カウンタ５３はスケールシス
テムが零に復帰されるとき零にリセツトされ、そ
の後零位置からの長さ方向の変位（ミリメータ）
に相当する数を出力する。

カウンタ５２と５３からの出力信号はユニツト
５５に入力され、数値表示器５６を動作させる。
あるいは、カウンタ５２，５３からの出力信号を
外部で処理してこのスケールシステムで位置を検
出した機械の部分を制御するのに使用することも
できる。

第４図、第５図は四つまたはそれ以上の位相の
システムに使用されるスケールとスライドの電極
パターンの二つの実施例を示す。第２図のスケー
ルパターンにおいては各２番目の検出電極は正規
のスプリツトＬからＬ／2nに等しい距離だけ測
定方向に変位している。Ｌは供給パターンの長さ
に等しく、ｎは位相の数である。受信電極３０は
周期長さＬの偶数倍に等しい長さを有していなけ
ればならない。各検出電極の幅はＬ／ｎに等し
い。

第５図の電極パターンにおいては、検出電極は
周期Ｌで等間隔に配置されているが、各電極は二
つの等しい大きさの部分からなり、この各部分は
幅がＬ／ｎであり、かつ測定方向にＬ／2nだけ
ずれている。

第４図、第５図のスケールパターンにおいて
は、供給電極の幅はｂ、間隔ｃ＝Ｌ／2nであり、
第９図の電子回路におけるゲート長さＧ＝2P／
ｎである。

本発明の容量式長さおよび角度測定システムは
経過した周期の数をカウントすることによつてス
ライドの移動を連続的に制御することなく、機械
的位置を明確に決定できるように構成することが
できる。

第１０図、第１１図にそのような構成の例を示
す。第１０図のスケールはそれぞれ間隔L₁とL₂
を有する二列の電極を備えている。スライドは周
期長さL₁とL₂の対応するｎ相の供給パターンを
有する。スケールとスライドのこの電極パターン
は前述の実施例におけるように各列の電極に伝達
電極を有し、スライドからは二つの信号V₁およ
びV₂が得られ、この信号を電子回路で処理する
ようになつている。パターンの各周期内の位置は
供給位相の一つ、例えばＲに対して電圧V₁の位
相を測定することによつて前述のようにして測定
される。

さらに、二つの信号V₁とV₂の間の位相角を測
定することによつて、次のような延長Ｍを有する
長い距離Ｍ内の位置の正確な測定が可能である。

Ｍ＝L₁（L₁／L₁−L₂−１）例えば、L₁＝３mm、L₂＝３・100／101mmとすると、Ｍ＝300mmになる。

第１１図はスケール上のスライドの位置の明確
な絶対測定を行なうのに用いる電子回路のブロツ
ク図を示す。３２，６２はスライドの二つの受信
電極からの信号が与えられる高入力インピーダン
スを有する増幅器である。この増幅器で増幅され
た信号V₁，V₂はユニツト６０，６１に与えられ
る。ユニツト６０は信号V₁とV₂の間の位相角を
測定することによつてスライドの位置の粗測定を
行なう。ユニツト６１においては、信号V₁とス
ライドの発振器の出力の一つの位相Ｒとの間の位
相角を測定することによつてスライドの正確な位
置が測定される。５５，５６は第９図におけると
同様にそれぞれデコーダ／ドライバーと表示ユニ
ツトである。

第１０図のシステムは三相正弦波電圧を使用す
るように構成されているが、上述のシステムを変
形し方形波電圧を使用してスケールに対するスラ
イドの位置の正確な測定を行なえるように構成す
ることもできる。

スケールに方形波が加えられるようにしたシス
テムにおいては、タイムゲート「Ｇ」における積
分の前に信号の波形が変化しないことが補間の１
次性ないし直線性（linearity）によつて重要であ
る。問題なのはスケールからの信号が非常に低い
伝達能力と結合しているときである。実際には増
幅器３２，３３，６２からの信号のための供給イ
ンピーダンスは１ピコフアラツドより大きくな
い。従つて増幅器入力側で何らかの方法で直接接
地する必要がある。

手動器具としての使用に適するように電子回路
をコンパクトに設計する場合、数10メグオーム以
上の抵抗を用いることは実際上困難である。増幅
器入力側に例えば200μsの時定数で高域フイルタ
ー効果が得られる。10kHzの測定周波数₀で１次
補間関数からのずれが生じるが、これは1/100mm
という所望の分解能と比較して無視できないもの
である。

ｎ個の入力に対して比較的低い周波数のｎ個の
相によつて変調された高周波信号がスケールに与
えられるようなシステムにおいて、上述の問題を
かなり解消することが可能である。HF信号によ
つて制御された同期検出器での変調後に、第８図
の「信号」と同じ波形を有する低周波入力の位相
の組合わせからなる信号が受信器に得られる。

この高周波変調は、減少した容量性伝達インピ
ーダンスのために、このスケールシステムにおけ
る伝達容量の抵抗性シヤンテイング（resistive
shunting）に関する許容範囲を増加させる。例え
ばスケール上のよごれによる伝達インピーダンス
の抵抗性シヤンテイングは低周波包絡線（LF−
envelope）の相対的形状に影響を与えることな
く、振幅を直線的に減少させるだけである。従つ
て、検出された低周波信号の振幅が相当に小さく
なるほど抵抗性負荷が大きくないかぎり、受信さ
れた測定値は影響を受けない。

第１２図は上述の信号の例を示す。低周波矩形
波信号が高周波信号に重畳され、これによつて
LF変調に応じて交番する位相と不変な振幅を有
するHF信号が得られる。

同期検出器は第１３図のように構成することが
できる。入力信号はHF信号₀によつて制御され
るスイツチによつて増幅器の正の入力端子と負の
入力端子に交互に与えられる。すなわち、第１２
図の変調された信号の影を付けた部分が増幅器の
正の入力端子に与えられ、信号の残りの部分が負
の入力端子に与えられる。

第１２図の左側部分は高域フイルタを通過した
後の信号がスケールのよごれによる抵抗性負荷に
対応してどのように変化するかを示す。スケール
の上に比較的高い抵抗性負荷があつても、第１３
図の復調器を通過した後の信号は主として低周波
信号_Rによることが分かる。

第１４図はLF方形波が重畳されたHF信号に関
する上述の原理を適用した回路を示す。発振器４
１から例えば128kHzの周波数₀が７段２分割分周
器（７ step binary frequency divider）８１
に送られ1kHzまで分周される。周波数はユニツ
ト８２によつてさらに２分割され、等間隔の位相
位置を有する四つの500Hzの方形波が作られる。

これら四つの500Hz信号は変調器８０に送られ
周波数₀と組合わされ、四つの128kHz信号がトラ
ンスデユーサ８５に送られ、500Hz信号の極性に
応じて180度位相が変えられる。

トランスデユーサの出力信号は増幅器７０で増
幅される。次いでこの信号は抵抗７１、スイツチ
７２、積分器７３からなるユニツトによつて復
調、積分される。スイツチ７２は周波数₀によつ
て制御され、LF信号が積分される。

積分器の抵抗７４，７５は高い抵抗値を有し、
コンデンサ７６，７７によつて得られる時定数は
LF信号の周期よりもずつと大きい。積分器から
の出力信号U_IOは1/4周期の位相差とトランスデユ
サの位置の関数である振幅とを有する二つの三角
波の和である。この合成波の零点通過は比較器７
９によつて検出される。

比較器の出力Ｋは、トランスデユーサの位置の
関数であるトランスデユーサのLF入力変調に対
する位相位置を有する方形波になる。この方形波
の正の立上り縁がラツチユニツト８３をトリガ
し、これがその時点で分周器８１−８２の各２分
割値（binary value）をラツチする。そしてラツ
チユニツト８３はスケールパターンの周期内での
トランスデユーサの位置を表わす値を出力する。

このラツチユニツトの出力は計算ユニツト８４
で処理され、次の作用が行なわれる。

ａスケールの補間関数の残存非直線性成分の補
正：位相位置Ｋ＝ｆ（トランスデユーサ位置）ｂだいたいの位置、すなわち、トランスデユー
サが移動する間のスケールパターンの周期の数
の計算。この情報は順次のＫ周期の間のトラン
スデユーサの移動がトランスデユーサのパター
ンの周期の半分以下であるとき、順次生じるラ
ツチ出力から得られる。

ｃ零設定：スイツチ８６の操作により、計算ユ
ニツトが実際の位置の値を記録し、この値から
のトランスデユーサの移動量を計算する。

ｄスケールフアクター（scale factor）をmmあ
るいはインチで読みとるように選定する。

ｅ測定値を表示ユニツト１１０を動作させるの
に適当な形に変形する。

これらの機能は所望の動作を行なうようにプロ
グラムされたマイクロコンピユータで行なうこと
ができる。

本発明をデイジタルノギス（digital caliper）
に適用するときは、コンパクトで安価な構成が重
要である。

第１５図は成分の計数に有利であり、少数のモ
ノリシツク回路での積分に適した電子回路を示
す。第１５図のシステムはブロツク４１，７０〜
８３に関しては第１４図のシステムと同様であ
る。ラツチ回路８３からの出力Ｂがユニツト８６
でスケール関数における非直線性を調整されて新
しい２進値B^*が得られ、この値が減算器８７の
一方側に与えられる。減算器のもう一方側には２
進アツプダウンカウンタ８８の出力Ｃが接続され
る。

ユニツト８６としては公知のリードオンリーメ
モリ（ROM）を使用できる。Ｃ値がB^*値に等し
くないと、ゲート９０が開き₀パルスがカウンタ
８８に送られる。ユニツト８７からの出力の最上
位ビツト（MSB）がトランスデユーサの移動方
向に応じてカウンタ８８のカウント方向を制御す
るための信号（Up／Down）として用いられる。

カウンタの値Ｃが値B^*に等しくなると、ゲー
ト９１が高い出力をノアゲート９０に与え、ゲー
トが₀パルスに対して閉じられてカウンタ８８が
停止する。

カウンタ８８へのクロツクパルス₀ ^*はユニツ
ト８９にも与えられ、このユニツト８９はパルス
列₀中の適当な数のパルスを除き、mmあるいはイ
ンチのスケールフアクターのための新しいパルス
列mを与える。

ユニツト９４はBCD（２進化10進）アツプダウ
ンカウンタを含んでいる。これにパルス列mが
クロツクパルスとして与えられている。このアツ
プ・ダウンカウンタとカウンタ８８のカウント方
向は同じ信号で制御される。従つて、ユニツト９
４内のカウンタはスイツチ９３の設定に応じてイ
ンチまたはmmの適当なスケールフアクターによつ
てトランスデユーサ８５の移動に追従する。

ユニツト９５はユニツト９４からのBCD出力
を表示ユニツト１１０のコード化および駆動要件
に一致させるためのデコーダ／ドライバである。

ユニツト９２はトランスデユーサの移動速度を
チエツクするためにシステムに含まれる。トラン
スデユーサの移動速度が速くなり過ぎると、ユニ
ツト９２が誤差警報を発し、これがユニツト９４
でラツチされ、誤差情報が表示ユニツト１１０に
表示される。

測定システムの零設定はスイツチ８６を押すこ
とによつて行なわれ、これによつてユニツト９４
内のカウンタと誤差ラツチが零にリセツトされ
る。

第１６図はデイジタルノギス（digital
caliper）のための電子システムを示す。このシ
ステムは既述の１次スケール関数の原理に基づい
ており、LF信号の連続的積分を含んでいる。

発振器４１は例えば200kHzの周波数を分周器
８１に送る。この分周器は周波数を200で割り、
ユニツト８２は500Hzの４相矩形波を出力する。
変調器８０においては、この四つのLF位相が、
200kHzの周波数によつて乗ぜられ、その結果得
られた四つのHF信号がトランスデユーサ８５に
与えられる。このトランスデユーサの出力はユニ
ツト７０で増幅され、復調器７２において200k
Hzが重畳され、得られた信号が積分器７３で積分
される。

積分器の出力信号の零点通過（zero
crossings）は比較器７９によつて検出される。
比較器７９の出力ｋはトランスデユーサの位置の
関数であるユニツト８２からの４相LF信号に対
する位相位置を有する方形波となる。

ユニツト１０６は200kHz信号がクロツクとし
て与えられるBCDカウンタである。このカウン
タは400パルスのカウントサイクルを持ち、分周
器８１〜８２と同期して動作する。スイツチ８６
が閉じられると、ユニツト１０６がユニツト１１
１からのリセツト信号によつて帰零される。この
リセツト信号はＫパルスの立上りによつてトリガ
される。ユニツト１０７がパルスＫの各立上りで
カウンタ１０６の出力をラツチする。

従つて、ユニツト１０７の出力は零設定に対し
てスケール周期内でトランスデユーサ８５の位置
を表わす。ユニツト１０８において論理回路がト
ランスデユーサの移動における四つの１ミリメー
トル段階を表わすラツチ１０７の二つの最上位ビ
ツトの出力値の変化を検出する。この移動が１ミ
リメートル以上のプロＫ−パルス（pro Ｋ
pulse）でないならば、ユニツト１０８はクロツ
クパルスと方向信号を粗カウンタ１０９に正確に
与える。このカウンタはトランスデユーサの移動
のmmカウントを表示する。

粗カウンタ１０９と精密ラツチ１０７からの出
力はデコーダ／ドライバユニツト９５によつてデ
イジタル表示器１１０を駆動するための信号に変
換される。

既述の本発明の実施例は測定器具あるいは直線
的な機械的変位の測定に関するものであるが、こ
のスケールシステムを角位置の測定用に構成する
こともできる。この場合、例えばスケールをシリ
ンダの外周に巻回したバンドとなし、スライドを
同心の他のシリンダの内部に配置する。

直線的に延長するスケールシステムを円形のス
ケールシステムに構成し直す他の方法としては、
直線的に延長する座標軸ｘが角座標と等しくなる
ようにスケールとスライドのシステムを変更する
方法がある。この場合、スケールとスライドは共
通軸上で互いに接近配置された二枚の円板として
設計される。

例えば第９図、第１１図の電子回路を用いるこ
とによつて、測定物体上に何ら機械的負荷をかけ
ることなく簡単かつ安価な測定システムを得るこ
とができる。このシステムは角位置の正確な情報
をデイジタル形態で与えることができる。

以下本発明の態様を要約するが本発明はこれに
限られないこともちろんである。

(1) 相対的に可動な部品、例えば、手動操作の測
定器具におけるスケールとスライドの相対的な
位置を容量によつて測定する装置において、前
記スライドに複数のグループをなす供給電極を
測定方向に配設し、各グループのｎ個（ｎは３
より大きい整数）の電極をｎ相の発振器の各出
力に接続して全供給電極に周期的パターンで電
圧を供給するようになすとともに、前記スライ
ドに信号処理回路に接続された少なくとも一つ
の受信電極を配備し、前記スケールには互いに
内部的に（galvanical−ly）絶縁された複数の
スケール電極からなる電極パターンを配備し、
これらのスケール電極のそれぞれを互いに電気
的に（galvanically）接続された二つの電極部
分によつて構成し、一方の電極部分は検出電極
（detecting electrode）をなしこの検出電極は
前記スライドの供給電極がその上を通過移動す
る前記スケールの区域近傍に配置され、前記他
方の電極部分は伝達電極（transferring
electrode）をなしこの伝達電極は前記スライ
ドの受信電極がその上を通過移動する前記スケ
ールの区域の近傍に配置され、前記スライドを
スケールに対して変位させることにより、前記
供給電極の少なくとも二つの隣り合う電極の信
号に基づいて前記受信電極が信号を発生し、前
記信号処理回路において前記信号の位相に基づ
いて前記スライドのスケールに対する位置を決
定するようにしたことを特徴とする可動部品の
相対的位置測定装置。

(2) 前記ｎ相発振器が同じ振幅と周波数のｎ個の
周期信号を発生し、これらの信号が互いにＮ
（360／ｎ）度（ここにＮは整数）の位相差を有する(1)項の装置。

(3) 前記ｎ相発振器が前記供給電極に正弦波電圧
を供給し、前記供給電極が長方形をなし、前記
検出電極が測定方向に対し垂直な方向に、供給
パターンの周期に等しい周期長さの半正弦関数
（０〜180゜）に対応する延長幅を有する(2)項の
装置。

(4) 前記正弦波電圧がデイジタル正弦発振器と所
望の正弦成分を発生するフイルタとによつて発
生される(3)項の装置。

(5) 前記ｎ相発振器が前記供給電極に対して方形
波電圧を供給し、前記受信電極からの信号が長
さＧの期間内の平均値を測定され、得られた電
圧が前記供給電圧に対し前記期間の位相期間お
よび前記スケールに対する前記スライドの位置
の関数である(2)項の装置。

(6) 前記供給電極は実質上長方形をなし、隣り合
う電極間の間隔に等しい測定方向の延長ないし
幅を有し、前記検出電極は長方形をなし、前記
供給電極の幅の３倍の測定方向の延長ないし幅
を有し、前記受信電極からの信号は長さＧ＝
ｐ／ｎ（ここにｐは方形波電圧の周期、ｎは前記ｎ相発振器の位相の数）の期間内の平均値を測
定され、供給電圧に対する時間ゲート（time
gate）の位相位置が可変であり、平均値を算出
された信号が零となる位置が電極パターンの各
周期内の前記スケールに対する前記スライドの
位置の１次関数である(5)項の装置。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示す斜視
図、第２図は読み取りヘツド上の電極パターンの
一例を示す平面図、第３図は正弦波供給電圧に使
用されるスケール上の電極パターンの一例を示す
図、第４図は方形波供給電圧に使用されるスライ
ド上の供給パターンに対するスケールの一例を示
す図、第５図は同様のスケールの他の例を示す
図、第６図はスケールとスライドの電極の断面
図、第７図は３相正弦波供給電圧と受信器から得
られた電圧の波形図、第８図は３相方形波供給電
圧と受信器から得られた電圧の波形図、第９図は
装置の電気回路の一例を示すブロツク図、第１０
図はスケールパターンの一周期よりも広い範囲内
での絶対測定のためのスケールとスライドのパタ
ーンの一例を示す図、第１１図は第１０図のスケ
ールパターンによる測定電気回路のブロツク図、
第１２図は本発明装置で使用される供給信号の波
形図、第１３図は第１２図の信号を検出する同期
検出器の回路図、第１４図、第１５図、第１６図
はそれぞれ装置の電気回路の異なる実施例を示す
図である。２０……スケール、２２……スライド、２１，
２６，２７，２８，３０，３１，３７，３８……
電極、３２，３３，６２，７０……増幅器、３４
……論理回路、３５，５６，１０１……表示器、
３６……遮蔽パターン、２９，４１……発振器、
４２，８１，８２……分周器、４５……位相ロツ
ク回路、６３，７３……積分器、５０，７９……
比較器、５２，５３……カウンタ、７２……復調
器、８０……変調器、８３……ラツチユニツト、
８４……計算ユニツト、８５……トランスデユー
サ、８８……アツプダウンカウンタ、１０６……
BCDカウンタ。

Claims

【特許請求の範囲】１２つの相対的に移動可能な部材のうち、一方
の部材がスケール、他方の部材が該スケール上を
移動可能なスライドとして構成され、各部材上に
容量性電極が設けられている可動部品の相対的位
置測定装置において、ａ前記スライド上の電極が、互いに独立した供
給電極と受信電極からなり、ｂ該供給電極は、互いに平行で独立した略直線
状とされ、ｃ該供給電極を少くとも３つ含むグループが、
各グループ毎に前記スケール上の電極に対して
同じ相対的位置関係で、少くとも２グループ設
けられ、ｄ該グループ内の各供給電極に、単一の周期的
な波形に従つた、位相が順次異なる少くとも３
相の交流電圧をそれぞれ印加し、ｅ該交流電圧は、同じグループ内の空間的に隣
り合う供給電極に関しては位相が順次異なる
が、異なるグループ間の空間的に対応する供給
電極に関しては同相であり、ｆ前記スケール上に、相互に且つ周囲に対して
絶縁された複数の電極が、前記グループの１周
期長毎に１つの割合で配設され、ｇ該スケール上の電極が、それぞれ、互いに導
通された検出電極と伝達電極からなり、ｈ該検出電極の幅が、供給電極１ピツチ分の幅
以上であつて、且つ、前記グループの１周期長
から供給電極１ピツチ分を引いた幅以下であ
り、ｉ該検出電極が通過移動する部分の上に前記供
給電極が配置され、ｊ前記伝達電極が通過移動する部分の上に前記
受信電極が少くとも１つ配置されており、ｋ該受信電極が、前記伝達電極から導き出した
測定信号を測定回路に送り、ｌ該測定回路が、測定信号の位相を分析して両
部材の相対的位置を測定することを特徴とする可動部品の相対的位置測定装
置。