JPS5990292A - 電圧変換回路 - Google Patents
電圧変換回路Info
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- JPS5990292A JPS5990292A JP57198596A JP19859682A JPS5990292A JP S5990292 A JPS5990292 A JP S5990292A JP 57198596 A JP57198596 A JP 57198596A JP 19859682 A JP19859682 A JP 19859682A JP S5990292 A JPS5990292 A JP S5990292A
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- JP
- Japan
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- voltage
- mos transistor
- drain
- source
- gate
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/0944—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET
- H03K19/0948—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET using CMOS or complementary insulated gate field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
- H03K19/0185—Coupling arrangements; Interface arrangements using field effect transistors only
- H03K19/018507—Interface arrangements
- H03K19/018521—Interface arrangements of complementary type, e.g. CMOS
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は不指発性手導体メモリに用いられる電圧変換
回路に関する。
回路に関する。
フローティングゲートを倫えたMOSトランジスタをメ
モリセルとして用いた不揮発性半導体メモリでは、デー
タを書き込む際に、通常のデータ読み出し用電圧よりも
高い電圧が使用されている。たとえは、データ読み出し
用電圧が+5Vであれは、上記データを普き込む際に用
いられるデータ畳込み用電圧は+20V程度に設定され
る。そしてこのデータ曹込み用電圧は、データ読み出し
用電圧系の論理信号を電圧変換することにより得られる
。
モリセルとして用いた不揮発性半導体メモリでは、デー
タを書き込む際に、通常のデータ読み出し用電圧よりも
高い電圧が使用されている。たとえは、データ読み出し
用電圧が+5Vであれは、上記データを普き込む際に用
いられるデータ畳込み用電圧は+20V程度に設定され
る。そしてこのデータ曹込み用電圧は、データ読み出し
用電圧系の論理信号を電圧変換することにより得られる
。
第1図は、データ読み出し用電圧系の論理信号からデー
タ書込み用電圧を得る、従来の電圧変換回路の構成図で
ある。第1図においてVccはデータ読み出し用の低電
圧系の高電位側電圧であり、この値はたとえは+5vに
設定される。
タ書込み用電圧を得る、従来の電圧変換回路の構成図で
ある。第1図においてVccはデータ読み出し用の低電
圧系の高電位側電圧であり、この値はたとえは+5vに
設定される。
また、 vppはデータ書込み用の高電圧系の高電位側
電圧であり、この値はたとえは+21Vに設定される。
電圧であり、この値はたとえは+21Vに設定される。
第1図においていま、 Vccを電源電圧とするインバ
ータ11に入力されるVcc系の論理信号Hが論理 O
レベル(グラノドレベル−OV)のとき、その反転出力
信号Hは論理1 レベル(Vccレベル)となる。
ータ11に入力されるVcc系の論理信号Hが論理 O
レベル(グラノドレベル−OV)のとき、その反転出力
信号Hは論理1 レベル(Vccレベル)となる。
この信号HはそのゲートにVccレベルが常に与えられ
ているNチャンネルMOSトランジスタ12のソースま
たはドレインいずれか一方に与えられる。このため、上
記MOSトランジスタ12のドレインまたはソースが接
続されている回路点13の電圧は、VccからこのMO
S トランジスタ12のしきい値電圧Vthだけ低下し
た( Vcc −Vt11)になる。この回路点13の
電圧は、PチャネルMO8)う/ラスタ14及びNチャ
ネルMOS)ランジスタ15からなりVppを電泳電圧
とするchiosインバータ16に入力される。ここで
、上記CMOSインバータ16の回路しきい値電圧が(
Vcc −vth )よりも小さく設計されていれは、
このCMOSインバータ16の出力端子が接続されてい
る電圧出力端子17の電圧はグランドレベルすなわち0
■に向って立下る。またこのとき、 vpp印加点と前
記回路点13との間に挿入され上記電圧財力端子17の
電圧をゲート入力とするPチャネルMO8)ランジスタ
18がオンU′、また回路点13の電圧が(Vcc −
vth )以上になるとトランジスタ12がオフするの
でこれにより回路点13の電圧はVl)I)まで上昇す
る口さらにこれによりCMOSイ/バインバータのPチ
ャネ+MOSトランジスタ14は完全にオフ状態となり
電圧出力端子17の電圧はよりOvに近ずく。
ているNチャンネルMOSトランジスタ12のソースま
たはドレインいずれか一方に与えられる。このため、上
記MOSトランジスタ12のドレインまたはソースが接
続されている回路点13の電圧は、VccからこのMO
S トランジスタ12のしきい値電圧Vthだけ低下し
た( Vcc −Vt11)になる。この回路点13の
電圧は、PチャネルMO8)う/ラスタ14及びNチャ
ネルMOS)ランジスタ15からなりVppを電泳電圧
とするchiosインバータ16に入力される。ここで
、上記CMOSインバータ16の回路しきい値電圧が(
Vcc −vth )よりも小さく設計されていれは、
このCMOSインバータ16の出力端子が接続されてい
る電圧出力端子17の電圧はグランドレベルすなわち0
■に向って立下る。またこのとき、 vpp印加点と前
記回路点13との間に挿入され上記電圧財力端子17の
電圧をゲート入力とするPチャネルMO8)ランジスタ
18がオンU′、また回路点13の電圧が(Vcc −
vth )以上になるとトランジスタ12がオフするの
でこれにより回路点13の電圧はVl)I)まで上昇す
る口さらにこれによりCMOSイ/バインバータのPチ
ャネ+MOSトランジスタ14は完全にオフ状態となり
電圧出力端子17の電圧はよりOvに近ずく。
このような状態から次に論理信号Hが論理1 レベルに
反転する。するとインバータ11の反転出力信号Hは論
理 Oレベルになり、これによりMOS)シ/ジスタ1
2がオンして、回路点13の電圧はVppから低下して
いく。そしてこの回路点13の電圧がCMOSインバー
タ16の回路しきい値よりも低下すると、インバータが
反転し、電圧出力端子17の電圧は今度はVl)I)レ
ベルに向って上昇する。すると、いままでオ/していた
MOS)ランジスタ18の電流供給能力が減少し、回路
点ノ3の電圧がより低下するため、電圧出力端子17の
電圧は最終的にVppレベルで安定する。
反転する。するとインバータ11の反転出力信号Hは論
理 Oレベルになり、これによりMOS)シ/ジスタ1
2がオンして、回路点13の電圧はVppから低下して
いく。そしてこの回路点13の電圧がCMOSインバー
タ16の回路しきい値よりも低下すると、インバータが
反転し、電圧出力端子17の電圧は今度はVl)I)レ
ベルに向って上昇する。すると、いままでオ/していた
MOS)ランジスタ18の電流供給能力が減少し、回路
点ノ3の電圧がより低下するため、電圧出力端子17の
電圧は最終的にVppレベルで安定する。
なお、このときに電圧出力端子17の電圧を速やかニV
ppレベルまで上昇させるには回路点13の電圧を速や
かに低下させることが必要である。そしてこのためには
さらに、MOS)ランジスタ12のコンダクタンスをM
OSトランジスタ18よりも充分に大きく設計する必要
がある0 このように、第1図の回路ではVcc系の論理信号Hか
もvpp系の信号を得ることができる。
ppレベルまで上昇させるには回路点13の電圧を速や
かに低下させることが必要である。そしてこのためには
さらに、MOS)ランジスタ12のコンダクタンスをM
OSトランジスタ18よりも充分に大きく設計する必要
がある0 このように、第1図の回路ではVcc系の論理信号Hか
もvpp系の信号を得ることができる。
ところで、第1図に示す従来回路では、論理信号Hが@
理111”レベルから論理 Oレベルに反転した直後で
は回路点13の電圧が(Vcc−vth) までしか
上昇しないため、CMOSイ/ノ(−タフ6内のNチャ
ネルMOS)>ンシスタ15は駆動能力が不足する。こ
の結果、電圧出力端子17の信号電圧を0■に設定する
ための時間が長くなってしまうという欠点がある。この
ことは特にVccO値を低くして使用する場合に顕著と
なり、さらにVccの埴によっては電圧出力端子17の
電圧が完全にQ ’Vまで低下しない状態のままで安定
してしまう恐れもある。
理111”レベルから論理 Oレベルに反転した直後で
は回路点13の電圧が(Vcc−vth) までしか
上昇しないため、CMOSイ/ノ(−タフ6内のNチャ
ネルMOS)>ンシスタ15は駆動能力が不足する。こ
の結果、電圧出力端子17の信号電圧を0■に設定する
ための時間が長くなってしまうという欠点がある。この
ことは特にVccO値を低くして使用する場合に顕著と
なり、さらにVccの埴によっては電圧出力端子17の
電圧が完全にQ ’Vまで低下しない状態のままで安定
してしまう恐れもある。
また、従来回路では前記したように回路点13の電圧を
速やかに低下させるために、 MOSトランジスタ12
と18とのコンダクタンス比を所定比以上に設定しなけ
ればならない。このため、プロセス上のマージンが狭く
なる欠点がある。
速やかに低下させるために、 MOSトランジスタ12
と18とのコンダクタンス比を所定比以上に設定しなけ
ればならない。このため、プロセス上のマージンが狭く
なる欠点がある。
この発明は上記のような事情を考慮してなされたもので
あり、その目的は、一方の出力電圧としてグランドレベ
ルを速やかにかつ広い電源電圧範囲で安定に得ることが
できるとともに、プロセス上のマージンも十分に広い電
圧変換回路を提供することにある。
あり、その目的は、一方の出力電圧としてグランドレベ
ルを速やかにかつ広い電源電圧範囲で安定に得ることが
できるとともに、プロセス上のマージンも十分に広い電
圧変換回路を提供することにある。
この発明によれば、そのソースまたはドレインがVcc
(+5V)系の論理信号H印加点に接続されるとともに
そのゲートがVcc印加点に掛続されるNチャネルの第
1のMOS)ランジスタと、そのソースまたはドレイン
がvl)p(+21V)印加点に、そのドレインまたは
ソースが電圧出力端子にそれぞれ接続されかつそのゲー
トが上記第1のMOS)7yジスタのドレインまたはソ
ースに接続されるPチャネルの第2のMOSトランジス
タと、そのドレイ/またはソースが上記電圧出力端子に
、そのソースまたはドレインがグランドレベル(0■)
点にそれぞれ接続されかつそのゲートが上記論理信号H
印加点に接続されるNチャネルの第3のMOSトランジ
スタと、そのソースまたはドレインがVl)I)印加点
に、そのドレインまたはソースが上記第2のMOSトラ
ンジスタのゲートにそれぞれ接続されかつそのゲートが
上記電圧出力端子に接続されるPチャネルの第4のMO
S)ランジスタとを備えた電圧変換回路が提供されてい
る。
(+5V)系の論理信号H印加点に接続されるとともに
そのゲートがVcc印加点に掛続されるNチャネルの第
1のMOS)ランジスタと、そのソースまたはドレイン
がvl)p(+21V)印加点に、そのドレインまたは
ソースが電圧出力端子にそれぞれ接続されかつそのゲー
トが上記第1のMOS)7yジスタのドレインまたはソ
ースに接続されるPチャネルの第2のMOSトランジス
タと、そのドレイ/またはソースが上記電圧出力端子に
、そのソースまたはドレインがグランドレベル(0■)
点にそれぞれ接続されかつそのゲートが上記論理信号H
印加点に接続されるNチャネルの第3のMOSトランジ
スタと、そのソースまたはドレインがVl)I)印加点
に、そのドレインまたはソースが上記第2のMOSトラ
ンジスタのゲートにそれぞれ接続されかつそのゲートが
上記電圧出力端子に接続されるPチャネルの第4のMO
S)ランジスタとを備えた電圧変換回路が提供されてい
る。
以下図面を参照してこの発明の一実施例を説明する。第
2図に示すこの実施例回路が第1艮に示す従来回路と異
なる点は、NチャネルMOSトランジスタ15のゲート
を回路点13に接続する代りにインバータ1ノの出力端
すなわち論理信号Hの反転出力信号H点に接続するよう
にしたものである。なお、その他第1図と対応する箇所
には同一符号を付す。すなわち、この実施例回路は次の
ように構成されている。Vccを電源電圧とし、Vcc
系の論理信号Hが入力されるインバータ11の出力端に
はNチャネルMOSトランジスタ12のソースまたはド
レインが接続されている。上記M0.9)ランジスタ1
2のゲートはVcc印加点に接続されている。Pチャネ
ルMO8)シンジスタ14のドレイ/またはソースはV
pI)印加点に、ソースまたはドレイ/は電圧出力端子
17にそれぞれ接続され、ゲートは上記MO8):5ン
ジスタ12のドレインまたはソースが接続されている回
路点13に接続されている。NチャネルMOS)ランジ
スタ15のソースまたはドレインは上記電圧出力端子1
7に、ドレインまたはソースはグランドレベル点(0■
点)にそれぞれ接続され、ゲートは上記インバータ11
の出力端に接続されている。もう1つのPチャネルMO
8)シンジスタ18のソースまたはドレイ/はVpp印
加点に、ドレインまたはソースは上記回路点13にそれ
ぞれ接続され、ゲートは上記電圧出力端子17に接続さ
れている。また、上記MOSトランジスタ12.15の
バンクゲートはそれぞれグランドレベル点に接続され、
MOSト7ンジスタ14.1Bのバックゲートはそれぞ
れVpp印加点に接続されている。
2図に示すこの実施例回路が第1艮に示す従来回路と異
なる点は、NチャネルMOSトランジスタ15のゲート
を回路点13に接続する代りにインバータ1ノの出力端
すなわち論理信号Hの反転出力信号H点に接続するよう
にしたものである。なお、その他第1図と対応する箇所
には同一符号を付す。すなわち、この実施例回路は次の
ように構成されている。Vccを電源電圧とし、Vcc
系の論理信号Hが入力されるインバータ11の出力端に
はNチャネルMOSトランジスタ12のソースまたはド
レインが接続されている。上記M0.9)ランジスタ1
2のゲートはVcc印加点に接続されている。Pチャネ
ルMO8)シンジスタ14のドレイ/またはソースはV
pI)印加点に、ソースまたはドレイ/は電圧出力端子
17にそれぞれ接続され、ゲートは上記MO8):5ン
ジスタ12のドレインまたはソースが接続されている回
路点13に接続されている。NチャネルMOS)ランジ
スタ15のソースまたはドレインは上記電圧出力端子1
7に、ドレインまたはソースはグランドレベル点(0■
点)にそれぞれ接続され、ゲートは上記インバータ11
の出力端に接続されている。もう1つのPチャネルMO
8)シンジスタ18のソースまたはドレイ/はVpp印
加点に、ドレインまたはソースは上記回路点13にそれ
ぞれ接続され、ゲートは上記電圧出力端子17に接続さ
れている。また、上記MOSトランジスタ12.15の
バンクゲートはそれぞれグランドレベル点に接続され、
MOSト7ンジスタ14.1Bのバックゲートはそれぞ
れVpp印加点に接続されている。
このような構成において、論理信号Hが論理“0”レベ
ルのとき、すなわちその反転論理信号Hが論理″′1”
レベルのときには、回路点13の電圧は従来と同様に(
Vcc −Vth ) となる。このとき、Pチャネ
ルMO8)シンジスタ14はまだオ/している。一方、
1qチャネルMOSトランジスタ15のゲートにはVc
cとなっている反転論理信号Hが入力しているため、こ
のMOSトランジスタ15は従来の場合よりも駆動能力
が増した状態となる。これにより電圧出力端子17の電
圧は従来より急速に0■に向って立下る。するとPチャ
ネルMOSトランジスタ18がオンジ、これにより回路
点13の電圧がVppに向って上昇するため、Pチャネ
ルMO8)シンジスタ14はオフ状態となり、電圧出力
端子17の電圧はよりOVに近ずく。このように論理信
号Hが論理11”レベルのとき、NチャネルMOS)ラ
ンジスタ15のゲートには最初からVccが与えられる
ため、電圧出力端子17の電圧を急速にOVに設定する
ことができる。またVccの値を低くして使用するよう
な場合でも、N−1F−ヤネルMOSト7ンジスタ15
のゲートにはVccそのものが与えられるため、Vcc
の広い電圧範囲で安定して電圧出力端子17の電圧を0
■に設定することができる。
ルのとき、すなわちその反転論理信号Hが論理″′1”
レベルのときには、回路点13の電圧は従来と同様に(
Vcc −Vth ) となる。このとき、Pチャネ
ルMO8)シンジスタ14はまだオ/している。一方、
1qチャネルMOSトランジスタ15のゲートにはVc
cとなっている反転論理信号Hが入力しているため、こ
のMOSトランジスタ15は従来の場合よりも駆動能力
が増した状態となる。これにより電圧出力端子17の電
圧は従来より急速に0■に向って立下る。するとPチャ
ネルMOSトランジスタ18がオンジ、これにより回路
点13の電圧がVppに向って上昇するため、Pチャネ
ルMO8)シンジスタ14はオフ状態となり、電圧出力
端子17の電圧はよりOVに近ずく。このように論理信
号Hが論理11”レベルのとき、NチャネルMOS)ラ
ンジスタ15のゲートには最初からVccが与えられる
ため、電圧出力端子17の電圧を急速にOVに設定する
ことができる。またVccの値を低くして使用するよう
な場合でも、N−1F−ヤネルMOSト7ンジスタ15
のゲートにはVccそのものが与えられるため、Vcc
の広い電圧範囲で安定して電圧出力端子17の電圧を0
■に設定することができる。
次にいままで論理 0 レベルであった論理信号Hが論
理 1 レベルに反転する。これに続いて信号Hは論理
Oレベルに反転する。するとMOS)う/ラスタ12
がオンし、その後、回路点13の電圧が下がり、この電
圧がPチャネルMOSト;jンジスタ14のしきい値電
圧以下になるとこのMOS)ランジスタ14がオンし始
める。一方、信号Hが論理 0 レベルになった直後で
はNチャネルMOSトランジスタ15はオフしているた
め、MOSトランジスタ14がオ/し始めると電圧電力
端子17における電圧は急速にVppに向って上昇する
。するとMOSトランジスタ18も速やかにオフし、こ
れによって回路点13の電圧も速やかに0■に向って低
下する。このとき、回路点13の電圧をより速やかに低
下させて電圧出力端子17の電圧を速やかにVl)I)
まで上昇させるには、MOS)シンジスタ12のコンダ
クタンスをMOS)ランジスタ18よりも大きくした方
がよい。ところがMOS)ランジスタ15は0■のゲー
トバイアスによって完全にオフし、MOSトランジスタ
18のオフ動作はこれにより従来よりも高速化されるた
め、上記両MOSトランジスタノ2゜ノ8のコンダクタ
ンス比に多少のばらつきがあっても高速動作を確保する
ことができる。したがって、従来にくらべてプロセス上
のマージンは十分に広くすることができる。
理 1 レベルに反転する。これに続いて信号Hは論理
Oレベルに反転する。するとMOS)う/ラスタ12
がオンし、その後、回路点13の電圧が下がり、この電
圧がPチャネルMOSト;jンジスタ14のしきい値電
圧以下になるとこのMOS)ランジスタ14がオンし始
める。一方、信号Hが論理 0 レベルになった直後で
はNチャネルMOSトランジスタ15はオフしているた
め、MOSトランジスタ14がオ/し始めると電圧電力
端子17における電圧は急速にVppに向って上昇する
。するとMOSトランジスタ18も速やかにオフし、こ
れによって回路点13の電圧も速やかに0■に向って低
下する。このとき、回路点13の電圧をより速やかに低
下させて電圧出力端子17の電圧を速やかにVl)I)
まで上昇させるには、MOS)シンジスタ12のコンダ
クタンスをMOS)ランジスタ18よりも大きくした方
がよい。ところがMOS)ランジスタ15は0■のゲー
トバイアスによって完全にオフし、MOSトランジスタ
18のオフ動作はこれにより従来よりも高速化されるた
め、上記両MOSトランジスタノ2゜ノ8のコンダクタ
ンス比に多少のばらつきがあっても高速動作を確保する
ことができる。したがって、従来にくらべてプロセス上
のマージンは十分に広くすることができる。
以上説明したようにこの発明によれば、一方の出力電圧
としてグランドレベルを速やかにかつ広い電源電圧範囲
で安定に得ることができるとともに、プロセス上のマー
ジンも十分に広い電圧変換回路を提供することの5でき
る。
としてグランドレベルを速やかにかつ広い電源電圧範囲
で安定に得ることができるとともに、プロセス上のマー
ジンも十分に広い電圧変換回路を提供することの5でき
る。
ヤネ/I/MOSトヲ/ジスタ、13・・・回路点、1
tt、1B・・・Pチャネ/I/MOSトランジスタ1
17・・・電圧出力端子。
tt、1B・・・Pチャネ/I/MOSトランジスタ1
17・・・電圧出力端子。
Claims (1)
- 低電圧系の論理入丈他号電圧を高電圧系の電圧に変換す
るものにおいて、そのソースまたはドレインが低電圧系
の論理信号印加点に接続されるとともにそのゲートが低
電圧系の高電位側電圧印加点に接続されるN−チャンネ
ル型の第1のMOS)ランジスタと、そのソ・−スまた
はドレインが高電圧系の高電圧側電圧印加点に、そのド
レイ/またはソースが電圧出力端子にそれぞれ接続され
かつそのゲートが上記第1のMOSトランジスタのドレ
インまたはソースに接続されるPチャンネル型の第2の
MOSト;zンジスタと、そのドレインまたはソースが
上記電圧出力端子に、そのソースまたはドレインが低電
圧系及び高電圧系の共進低−位側電圧印加点にそれぞれ
接続されかつそのゲートが上記論理信号印加点に接続さ
れるNチャンネル型の第3のMOSトランジスタと、そ
のソースまたはドレインが高電圧系の高電位$10%圧
印加点に、そのドレインまたはソースが上記第2のMO
Sトランジスタのゲートにそれぞれ接続されかつそのゲ
ートが上記電圧出力端子に接続されるPチャネル温の泥
4のMOS)シンジスタとを具備したことを特徴とする
電圧変換回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57198596A JPS5990292A (ja) | 1982-11-12 | 1982-11-12 | 電圧変換回路 |
US06/548,783 US4574273A (en) | 1982-11-12 | 1983-11-04 | Circuit for changing the voltage level of binary signals |
DE3340567A DE3340567C2 (de) | 1982-11-12 | 1983-11-09 | Spannungswandlerschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57198596A JPS5990292A (ja) | 1982-11-12 | 1982-11-12 | 電圧変換回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5990292A true JPS5990292A (ja) | 1984-05-24 |
Family
ID=16393816
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57198596A Pending JPS5990292A (ja) | 1982-11-12 | 1982-11-12 | 電圧変換回路 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4574273A (ja) |
JP (1) | JPS5990292A (ja) |
DE (1) | DE3340567C2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6150289A (ja) * | 1984-08-17 | 1986-03-12 | Nec Corp | デコ−ダ回路 |
JPS6264122A (ja) * | 1985-09-13 | 1987-03-23 | Nec Corp | ドライバ回路 |
JPS63257323A (ja) * | 1987-04-14 | 1988-10-25 | Nec Corp | レベルシフト回路 |
US4926070A (en) * | 1988-02-22 | 1990-05-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Voltage level converting circuit |
Families Citing this family (51)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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