JPH112283A - 能動型振動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】伝達関数の同定処理の負荷を軽減したい。 【解決手段】周波数ｆ₀ を最低周波数ｆ_min に設定し
（２０１）、周波数ｆ₀ の正弦波を出力し（２０２）、
残留振動信号ｅを十分な個数を読み込んだら（２０３、
２０４）、周波数ｆ₀ が所定周波数帯域の最低値ｆ_L 以
上且つ最大値ｆ_U 未満であるか否かを判定し（２０
５）、「ＮＯ」なら周波数ｆ₀ に増加分Δｆを加えて新
たな周波数ｆ₀ を演算し（２０６）、「ＹＥＳ」なら周
波数ｆ₀ に増加分Δｆの半分を加えて新たな周波数ｆ₀
を演算し（２０７）、新たな周波数ｆ₀ が最大値ｆ_max
を越えるまで上記処理を繰り返す（ステップ２０８）。
そして、ＦＦＴ演算を行って周波数成分を抽出し（２０
９）、各周波数成分の周波数間隔が均一となるように補
間演算を実行し（２１０）、逆ＦＦＴ演算して時間軸上
のインパルス応答を求め（２１１）、求めたインパルス
応答を新たな伝達関数フィルタＣ＾として記憶する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、車両エンジン等
の振動源から車体に伝達される振動に、制御振動源から
発せられる制御振動を干渉させることにより、振動の低
減を図る能動型振動制御装置に関し、特に、制御振動源
を駆動させるための制御アルゴリズムが、制御振動源と
残留振動を検出する手段との間の伝達関数を含むものに
おいて、その伝達関数の同定処理の負荷軽減並びに伝達
関数の同定精度の向上を図ったものである。

【０００２】

【従来の技術】本発明のような能動型振動制御装置の場
合、制御振動源と残留振動を検出する手段との間の伝達
関数は、その能動型振動制御装置の適用対象装置，適用
対象設備毎の特性バラツキによって微妙に異なるし、ま
た、適用対象装置等の使用に伴う特性変化等によって当
初の状態からは変化してしまう可能性があるため、高精
度の振動低減制御を実行するためには、能動型振動制御
装置を適用対象装置に組み込んだ後に伝達関数を同定し
たり、適用対象装置の定期検査毎に伝達関数を同定する
ことが望ましい。

【０００３】そこで、本出願人は、先に特開平６−３３
２４７１号公報に開示されるような技術を提案してい
る。即ち、この公報に開示された従来技術は、制御音源
や制御振動源からインパルス信号に応じた同定音や同定
振動を発生させ、その応答を残留騒音や残留振動を検出
する手段で計測することにより、能動型騒音制御装置や
能動型振動制御装置の制御アルゴリズムに必要な伝達関
数を同定するようになっている。そして、そのインパル
ス信号に応じた同定音や同定振動を発生するタイミング
を、騒音源や振動源から騒音や振動が発生していない状
態から発生する状態に移行する直前に限ることにより、
演算負荷の大幅な増大を招くことなく、また、人間等に
不快感を与えることなく、伝達関数の同定が行えるよう
になっていた。

【０００４】なお、その他の先行技術としては、振動の
低減ではなく騒音の低減技術に関するものではあるが、
特開平３−２５９７２２号公報に開示されたものがあ
る。この公報に開示された装置は、冷蔵庫のコンプレッ
サで発生し機械室ダクトを通じて外部に放射される騒音
を、その機械室ダクトから放射される前に打ち消す装置
であって、機械室ダクト内の騒音制御を行うラウドスピ
ーカ及びマイクロフォンを備えていて、コンプレッサの
駆動状態に応じてラウドスピーカから制御音を発生して
騒音低減を図る一方、騒音制御特性が劣化しないよう
に、コンプレッサが停止する度に、ホワイトノイズ信号
に応じた同定音を発生して、ラウドスピーカ及びマイク
ロフォン間の伝達関数を測定し、フィルタの同定を行っ
ている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】確かに、上述したよう
な先行技術によれば、能動型振動制御装置や能動型騒音
制御装置の適用対象装置毎に、制御に必要な伝達関数を
同定することは可能であるから、高精度の振動低減制御
等が期待できる。

【０００６】一方、上述したような先行技術において伝
達関数を同定するためには、インパルス信号又はホワイ
トノイズ信号に応じた同定音を発生する必要があるが、
それらインパルス信号及びホワイトノイズ信号は、全周
波数帯域の成分を含む信号であるため、同定音を発生し
ても広い周波数帯域に出力が分散されてしまう。する
と、同定音の全出力を十分に高くしなければ、各周波数
成分毎の出力が僅かになってしまい、伝達関数の同定が
不十分になってしまう。従って、各周波数成分毎の出力
が十分に得られるように、高い出力で同定音を発生しな
ければならないという要求がある。

【０００７】かかる要求に対しては、例えばラウドスピ
ーカを制御音源とした能動型騒音制御装置であれば、大
出力可能なラウドスピーカはスペース的な余裕さえ確保
できれば適用することは容易であるから、比較的容易に
達成することができる。

【０００８】しかしながら、例えば車両のエンジンから
車体に伝達される振動を、そのエンジン及び車体間に配
設されたエンジンマウントで能動的な支持力を発生する
ことによって低減するようになっている能動型振動制御
装置の場合、エンジンマウントが発生可能な能動的な支
持力に限界がある。このため、大きなインパルス信号や
ホワイトノイズ信号を制御振動源としてのエンジンマウ
ントに供給しても、実際に発生する同定音のレベルはそ
れほど高くならず、このままでは伝達関数の同定に長時
間を要してしまう。

【０００９】また、車両エンジン等が振動源となる場合
のように実際の振動低減制御の際には、ホワイトノイズ
のような全周波数帯域に渡った振動が発生するのではな
く、特定の周波数に集中した振動が発生するのが一般的
であるから、ホワイトノイズ信号等による同定音では実
際の使用条件に適した伝達関数の同定が行えない場合も
ある。

【００１０】さらに、実際に伝達関数の同定を行う状況
を考えると、例えば車両用の能動型振動制御装置であれ
ば、工場のライン上において、能動型振動制御装置を搭
載した車両毎に伝達関数の同定を行うため、車両に搭載
されたコントローラを用いて伝達関数の同定を行わなけ
ればならないし、その同定に要する時間も工場のライン
速度に大きな影響を与えないようにできるだけ短時間で
なければならない。つまり、各車両毎の伝達関数の同定
は、実験室において高能力・大メモリ容量のコンピュー
タを用いて十分な時間枠の中で同定演算を行うのとは異
なり、車両に搭載された比較的低能力のコントローラに
よって、しかも限られた時間内で行わなければならない
のである。

【００１１】本発明は、このような従来の技術が有する
未解決の課題に着目してなされたものであって、振動低
減制御に必要な伝達関数の同定処理の負荷を軽減できる
能動型振動制御装置並びに伝達関数の同定精度が向上す
る能動型振動制御装置を提供することを目的としてい
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る発明である能動型振動制御装置は、
振動源から発せられる振動と干渉する制御振動を発生可
能な制御振動源と、前記振動源の振動発生状態を検出し
基準信号として出力する基準信号生成手段と、前記干渉
後の振動を検出し残留振動信号として出力する残留振動
検出手段と、前記基準信号及び前記残留振動信号に基づ
き前記制御振動源及び前記残留振動検出手段間の伝達関
数を含む制御アルゴリズムを用いて前記振動が低減する
ように前記制御振動源を駆動する能動制御手段と、正弦
波状の同定信号を前記制御振動源に供給する同定信号供
給手段と、前記同定信号に応じた振動が前記制御振動源
から発せられた場合の前記残留振動信号を読み込む応答
信号読み込み手段と、この応答信号読み込み手段が読み
込んだ前記残留振動信号に基づいて前記伝達関数を同定
する伝達関数同定手段と、前記正弦波状の同定信号の周
波数を一つずつ選択する周波数選択手段と、を備え、前
記周波数選択手段は、前記正弦波状の各同定信号の周波
数を、一の周波数帯域では他の周波数帯域に比べて細か
い周波数間隔で選択するようになっている。

【００１３】また、請求項２に係る発明は、上記請求項
１に係る発明である能動型振動制御装置において、前記
一の周波数帯域を、制御対象系に共振現象が連続して表
れる周波数帯域とした。

【００１４】そして、請求項３に係る発明は、上記請求
項１又は２に係る発明である能動型振動制御装置におい
て、前記伝達関数同定手段は、前記応答信号読み込み手
段が読み込んだ前記残留振動信号をフーリエ変換して前
記各同定信号の周波数に相当する周波数成分を求めるフ
ーリエ変換手段と、このフーリエ変換手段が求めた各周
波数成分の周波数間隔が均一となるようにそれら各周波
数成分に基づいた補間演算を行う補間演算手段と、前記
補間演算によって周波数間隔が均一になった前記各周波
数成分を合成したものを逆フーリエ変換して前記伝達関
数としてのインパルス応答を求める逆フーリエ変換手段
と、を備えているようにした。

【００１５】一方、上記目的を達成するために、請求項
４に係る発明である能動型振動制御装置は、振動源から
発せられる振動と干渉する制御振動を発生可能な制御振
動源と、前記振動源の振動発生状態を検出し基準信号と
して出力する基準信号生成手段と、前記干渉後の振動を
検出し残留振動信号として出力する残留振動検出手段
と、前記基準信号及び前記残留振動信号に基づき前記制
御振動源及び前記残留振動検出手段間の伝達関数を含む
制御アルゴリズムを用いて前記振動が低減するように前
記制御振動源を駆動する能動制御手段と、正弦波状の同
定信号を前記制御振動源に供給する同定信号供給手段
と、前記同定信号に応じた振動が前記制御振動源から発
せられた場合の前記残留振動信号を読み込む応答信号読
み込み手段と、この応答信号読み込み手段が読み込んだ
前記残留振動信号に基づいて前記伝達関数としてのイン
パルス応答を求める伝達関数同定手段と、前記正弦波状
の同定信号の周波数を一つずつ選択する周波数選択手段
と、前記伝達関数同定手段が求める前記伝達関数にサン
プリング・クロックの周期の半分の時間に相当する位相
遅れを付与する位相遅れ付与手段と、を備えた。

【００１６】請求項５に係る発明は、上記請求項４に係
る発明である能動型振動制御装置において、前記位相遅
れ付与手段は、前記応答信号読み込み手段が読み込んだ
前記残留振動信号を、前記サンプリング・クロックの周
期の半分の時間だけ遅らせることにより、前記伝達関数
に前記位相遅れを付与するようになっている。

【００１７】これに対し、請求項６に係る発明は、上記
請求項４に係る発明である能動型振動制御装置におい
て、前記伝達関数同定手段は、前記応答信号読み込み手
段が読み込んだ前記残留振動信号をフーリエ変換して前
記各同定信号の周波数に相当する周波数成分を求めるフ
ーリエ変換手段と、このフーリエ変換手段が求めた各周
波数成分を合成したものを逆フーリエ変換して前記伝達
関数としてのインパルス応答を求める逆フーリエ変換手
段と、を備え、前記位相遅れ付与手段は、前記フーリエ
変換手段の結果に前記位相遅れを付与するようになって
いる。

【００１８】そして、請求項７に係る発明は、上記請求
項４に係る発明である能動型振動制御装置において、前
記伝達関数同定手段は、前記伝達関数として、前記サン
プリング・クロックの周期で離散化されたインパルス応
答を求めるようになっており、前記位相遅れ付与手段
は、前記インパルス応答を半タップ分遅らせることによ
り、前記伝達関数に前記位相遅れを付与するようになっ
ている。

【００１９】また、請求項８に係る発明である能動型振
動制御装置は、振動源から発せられる振動と干渉する制
御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動発
生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手
段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動信号として出
力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記残留
振動信号に基づき前記制御振動源及び前記残留振動検出
手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズムを用いて前記
振動が低減するように前記制御振動源を駆動する能動制
御手段と、正弦波状の同定信号を前記制御振動源に供給
する同定信号供給手段と、前記同定信号に応じた振動が
前記制御振動源から発せられた場合の前記残留振動信号
を読み込む応答信号読み込み手段と、この応答信号読み
込み手段が読み込んだ前記残留振動信号に基づいて前記
伝達関数としてのインパルス応答を求める伝達関数同定
手段と、前記正弦波状の同定信号の周波数を一つずつ選
択する周波数選択手段と、を備え、前記正弦波状の同定
信号には予めサンプリング・クロックの周期の半分の時
間に相当する位相遅れを与えた。

【００２０】さらに、請求項９に係る発明である能動型
振動制御装置は、振動源から発せられる振動と干渉する
制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動
発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
手段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動信号として
出力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記残
留振動信号に基づき前記制御振動源及び前記残留振動検
出手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズムを用いて前
記振動が低減するように前記制御振動源を駆動する能動
制御手段と、正弦波状の同定信号を前記制御振動源に供
給する同定信号供給手段と、前記同定信号に応じた振動
が前記制御振動源から発せられた場合の前記残留振動信
号を読み込む応答信号読み込み手段と、この応答信号読
み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号に基づいて前
記伝達関数としてのインパルス応答を求める伝達関数同
定手段と、前記正弦波状の同定信号の周波数を一つずつ
選択する周波数選択手段と、を備え、前記伝達関数同定
手段は、サンプリング・クロックの周期よりも細かい所
定時間間隔で離散化された前記インパルス応答を一旦求
め、そのインパルス応答の各数値を前記サンプリング・
クロックの一周期毎に平均化して数列を生成し、その数
列の先頭に零を付加したものを、最終的な前記インパル
ス応答として求めるようにした。

【００２１】そして、請求項１０に係る発明は、上記請
求項９に係る発明である能動型振動制御装置において、
前記所定時間間隔は、前記サンプリング・クロックの周
期の１／ｎ（ｎは２以上の整数）に相当する時間とし
た。

【００２２】また、上記目的を達成するために、請求項
１１に係る発明である能動型振動制御装置は、振動源か
ら発せられる振動と干渉する制御振動を発生可能な制御
振動源と、前記振動源の振動発生状態を検出し基準信号
として出力する基準信号生成手段と、前記干渉後の振動
を検出し残留振動信号として出力する残留振動検出手段
と、前記基準信号及び前記残留振動信号に基づき前記制
御振動源及び前記残留振動検出手段間の伝達関数を含む
制御アルゴリズムを用いて前記振動が低減するように前
記制御振動源を駆動する能動制御手段と、正弦波状の同
定信号を前記制御振動源に供給する同定信号供給手段
と、前記同定信号に応じた振動が前記制御振動源から発
せられた場合の前記残留振動信号を読み込む応答信号読
み込み手段と、この応答信号読み込み手段が読み込んだ
前記残留振動信号に基づいて前記伝達関数としてのイン
パルス応答を求める伝達関数同定手段と、前記正弦波状
の同定信号の周波数を一つずつ選択する周波数選択手段
と、前記伝達関数同定手段が求める前記伝達関数のゲイ
ン特性をサンプリング・クロックの周期に基づいて補正
するゲイン特性補正手段と、を備えた。

【００２３】そして、請求項１２に係る発明は、上記請
求項１１に係る発明である能動型振動制御装置におい
て、前記ゲイン特性補正手段は、前記応答信号読み込み
手段が読み込んだ前記残留振動信号の振幅を、前記同定
信号の周波数が高くなるに従って低減幅が大きくなる傾
向で低減するようになっている。

【００２４】これに対し、請求項１３に係る発明は、上
記請求項１１に係る発明である能動型振動制御装置にお
いて、前記伝達関数同定手段は、前記応答信号読み込み
手段が読み込んだ前記残留振動信号をフーリエ変換して
前記各同定信号の周波数に相当する周波数成分を求める
フーリエ変換手段と、このフーリエ変換手段が求めた各
周波数成分を合成したものを逆フーリエ変換して前記伝
達関数としてのインパルス応答を求める逆フーリエ変換
手段と、を備え、前記ゲイン特性補正手段は、前記フー
リエ変換手段の結果を、前記同定信号の周波数が高くな
るに従って低減幅が大きくなる傾向で低減するようにな
っている。

【００２５】そして、請求項１４に係る発明である能動
型振動制御装置は、振動源から発せられる振動と干渉す
る制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振
動発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生
成手段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動信号とし
て出力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記
残留振動信号に基づき前記制御振動源及び前記残留振動
検出手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズムを用いて
前記振動が低減するように前記制御振動源を駆動する能
動制御手段と、正弦波状の同定信号を前記制御振動源に
供給する同定信号供給手段と、前記同定信号に応じた振
動が前記制御振動源から発せられた場合の前記残留振動
信号を読み込む応答信号読み込み手段と、この応答信号
読み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号に基づいて
前記伝達関数としてのインパルス応答を求める伝達関数
同定手段と、前記正弦波状の同定信号の周波数を一つず
つ選択する周波数選択手段と、を備え、前記正弦波状の
各同定信号の振幅は、前記サンプリング・クロックの周
期に基づいて補正されているものである。

【００２６】さらに、請求項１５に係る発明は、上記請
求項１４に係る発明である能動型振動制御装置におい
て、前記正弦波状の各同定信号の振幅は、各同定信号の
周波数が高くなるに従って小さくなっている。

【００２７】ここで、請求項１に係る発明にあっては、
同定信号供給手段から制御振動源には、正弦波状の同定
信号が供給されるため、その同定信号に応じて制御振動
源から発せられる振動（同定振動）は、正弦波状に変化
する振動となる。すると、同定振動の周波数成分は、元
の正弦波の周波数に相当する特定周波数に集中するよう
になるから、制御振動源が発生可能な能動的な支持力に
限界があっても、応答信号読み込み手段において比較的
高レベルの残留振動信号を読み込むことができ、伝達関
数同定手段において高精度に伝達関数を同定することが
できる。

【００２８】また、同定振動の周波数成分が特定周波数
に集中すれば、応答信号読み込み手段で読み込む必要が
ある残留振動信号は、伝達関数（インパルス応答）とし
て時間軸上で必要な長さに相当した分だけ取り込めばよ
いから、同定振動を発している時間は、ホワイトノイズ
信号により同定する場合よりも短くて済む。つまり、ホ
ワイトノイズ信号を用いて同定演算を行うためには、同
定振動を残留振動信号として取り込む一方で例えば適応
演算を行って伝達関数を同定する必要があるから、伝達
関数を高精度に同定するためには、できるだけ長時間に
渡って同定振動を発生し続ける必要があるが、この請求
項１に係る発明のように、正弦波状の同定振動を発生す
る構成であれば、残留振動信号に含まれる周波数成分の
うち、同定信号の元となっている正弦波の周波数に相当
する成分のレベル及び位相を例えばフーリエ変換処理等
によって把握できればよいのであるから、伝達関数同定
手段における演算処理に必要な時間は、結局は必要なデ
ータ数を取り込むのに費やされる時間となるから、ホワ
イトノイズ信号により伝達関数を同定する場合よりも短
くなるのである。

【００２９】そして、同定振動の周波数成分が特定周波
数に集中すれば、伝達関数同定手段における演算処理も
例えばフーリエ変換や逆フーリエ変換等の比較的演算負
荷の小さい演算で済むようになるから、ホワイトノイズ
信号によって同定する場合よりも処理が簡易となり、必
要なコントローラも比較的低能力のものとなる。

【００３０】なお、この請求項１に係る発明のように、
振動伝達系の伝達関数の同定を正弦波状の同定信号を用
いて行う場合、振動伝達系の特性を高精度に同定するこ
とだけを考えれば、選択される周波数は多ければ多いほ
どよい、つまり、各同定信号の周波数間隔は細かければ
細かいほどほいよいが、選択される周波数が多くなる
と、それだけ同定処理に要する時間が長くなってしま
う。

【００３１】そこで、この請求項１に係る発明にあって
は、同定信号の周波数を選択する周波数選択手段を有し
ており、その周波数選択手段は、選択する同定信号の周
波数を、全周波数帯域に渡って均一な間隔とするのでは
なく、積極的に、一の周波数帯域では細かい周波数間隔
で、他の周波数帯域では広い周波数間隔で選択するか
ら、同定処理に要する時間が極端に長くなることを避け
つつ、伝達関数の同定精度を高くすることに貢献できる
のである。

【００３２】例えば、請求項２に係る発明のように、周
波数が細かく選択される一の周波数帯域を、制御対象系
に共振現象が連続して表れる周波数帯域とし、それ以外
の周波数帯域では周波数間隔を広くすれば、ゲイン特性
や位相特性等に共振ピークが表れる周波数帯域の伝達特
性を、高精度で伝達関数で表現することができる一方
で、同定処理に要する時間を最小限に抑えることができ
るのである。

【００３３】また、請求項３に係る発明にあっては、フ
ーリエ変換手段が求めた各周波数成分に基づいた補間演
算を行う補間演算手段を有するため、同定信号の周波数
間隔が一の周波数帯域と他の周波数帯域とでは異なって
いても、逆フーリエ変換手段で逆フーリエ変換を行う際
には、各周波数成分の周波数間隔は均一になる。このた
め、逆フーリエ変換は特に支障なく行える。

【００３４】そして、補間演算手段における演算は、結
局のところ、周波数間隔が広い他の周波数帯域につい
て、その周波数間隔を一の周波数帯域の周波数間隔と同
じになるような補間演算になる。

【００３５】そこで、一の周波数帯域における周波数間
隔を１とした場合に、他の周波数帯域における周波数間
隔を２、３、４…等の整数としておけば、補間演算が簡
易になるという利点がある。例えば、一の周波数帯域に
おける周波数間隔を１とし、他の周波数帯域における周
波数間隔を２とした場合であれば、補間演算手段におけ
る補間演算は、フーリエ変換手段が求めた他の周波数帯
域における各周波数成分のうち、隣り合った二つの周波
数成分を平均化して、その隣り合った二つの周波数成分
の間に位置する周波数成分を求める、という演算で済む
ようになる。

【００３６】次に、請求項４に係る発明にあっても、正
弦波状の同定信号を用いて伝達関数の同定を行うように
なっているため、上記請求項１に係る発明と同様に、高
精度に伝達関数を同定できる、伝達関数同定手段におけ
る演算処理に必要な時間はホワイトノイズ信号により伝
達関数を同定する場合よりも短くなる、必要なコントロ
ーラも比較的低能力のものとなる、等の作用が得られ
る。

【００３７】さらに、この請求項４に係る発明にあって
は、位相遅れ付与手段を備えているため、さらに高精度
の伝達関数を求めることができる。即ち、正弦波状の同
定信号を用いて伝達関数の同定を行う場合には、各周波
数毎のゲイン特性及び位相特性が求められるから、それ
らを合成して伝達関数としてのインパルス応答を求める
と、理想的なインパルス応答（幅０、高さ無限大、面積
１の単位インパルスに対する応答）が求められる。しか
しながら、実際に振動低減制御を実行する場合には、サ
ンプリング・クロックに同期して残留振動の読み込みや
駆動信号の出力が行われるため、各信号の波形は、サン
プリング・クロックの周期と同じ幅を持った方形波が集
合した波形（ステップ状に変化する波形）となる。この
ため、理想的なインパルス応答は、却って実際の振動低
減制御には不向きであり、むしろサンプリング・クロッ
クの周期と同じ幅の方形波をインパルスと見なした場合
の応答を、伝達関数としてのインパルス応答にするべき
なのである。

【００３８】そこで、理想的なインパルス応答と、サン
プリング・クロックの周期と同じ幅の方形波をインパル
スと見なした場合のインパルス応答と、を比較した場
合、位相特性に着目すれば、前者は、後者に対して所定
時間（サンプリング・クロックの周期の半分の時間）分
の位相進みを有することになる。

【００３９】よって、この請求項４に係る発明にあって
は、位相遅れ付与手段が、伝達関数同定手段が求める伝
達関数としてのインパルス応答に、上記所定時間に相当
する位相遅れを強制的に付与するから、それだけ高精度
の伝達関数が得られる。

【００４０】そして、請求項５に係る発明にあっては、
応答信号読み込み手段が読み込んだ残留振動信号が、上
記所定時間だけ強制的に遅延させられ、その遅延させら
れた残留振動信号に基づいて伝達関数同定手段が伝達関
数としてのインパルス応答を求めるから、求められたイ
ンパルス応答に、上記所定時間に相当する位相遅れが強
制的に付与されるようになる。

【００４１】これに対し、請求項６に係る発明にあって
は、位相遅れ付与手段が、フーリエ変換手段が求めた各
周波数成分に、上記所定時間に相当する位相遅れを強制
的に付与するとともに、その位相遅れが付与された各周
波数成分を合成したものが、逆フーリエ変換手段によっ
て逆フーリエ変換されて、伝達関数としてのインパルス
応答が求められるから、求められたインパルス応答に、
上記所定時間に相当する位相遅れが強制的に付与される
ようになる。

【００４２】さらに、請求項７に係る発明にあっては、
伝達関数同定手段が求める伝達関数としてのインパルス
応答は、サンプリング・クロックの周期で離散化された
数列で表現されるから、位相遅れ付与手段が、伝達関数
としのてインパルス応答を半タップ分遅延させると、そ
のインパルス応答には、上記所定時間に相当する位相遅
れが強制的に付与されたことになる。

【００４３】また、請求項８に係る発明にあっても、正
弦波状の同定信号を用いて伝達関数の同定を行うように
なっているため、上記請求項１や請求項４に係る発明と
同様に、高精度に伝達関数を同定できる、伝達関数同定
手段における演算処理に必要な時間はホワイトノイズ信
号により伝達関数を同定する場合よりも短くなる、必要
なコントローラも比較的低能力のものとなる、等の作用
が得られる。

【００４４】そして、この請求項８に係る発明にあって
は、正弦波状の同定信号には、予め上記所定時間に相当
する位相遅れが与えられているから、その同定振動に応
じて発生する同定振動にも同様の位相遅れが含まれ、さ
らに応答信号読み込み手段が読み込んだ残留振動信号に
も同様の位相遅れが含まれるようになる。その結果、伝
達関数同定手段が伝達関数としてのインパルス応答を求
めると、求められたインパルス応答には、上記所定時間
に相当する位相遅れが強制的に含まれるようになり、上
記請求項４に係る発明と同様に高精度の伝達関数が得ら
れる。

【００４５】さらに、請求項９に係る発明にあっても、
正弦波状の同定信号を用いて伝達関数の同定を行うよう
になっているため、上記請求項１や請求項４に係る発明
と同様に、高精度に伝達関数を同定できる、伝達関数同
定手段における演算処理に必要な時間はホワイトノイズ
信号により伝達関数を同定する場合よりも短くなる、必
要なコントローラも比較的低能力のものとなる、等の作
用が得られる。

【００４６】そして、この請求項９に係る発明にあって
は、伝達関数同定手段は、サンプリング・クロックの周
期で離散化されたインパルス応答を直接求めるのではな
く、そのサンプリング・クロックの周期よりも細かい所
定間隔で離散化されたインパルス応答を一旦求めるよう
になっている。つまり、実際に制御に使用するサンプリ
ング・クロックよりもさらに高周波のサンプリング・ク
ロックによって残留振動信号を細かくサンプリング（オ
ーバーサンプリング）し、そのオーバーサンプリングし
た残留振動信号を用いて伝達関数同定手段で伝達関数と
してのインパルス応答を求めることにより、実際に制御
に使用するサンプリング・クロックの周期よりも細かい
所定間隔で離散化されたインパルス応答が求められる。

【００４７】さらに、その求められたインパルス応答の
各数値をサンプリング・クロックの一周期毎に平均化す
ると、各平均値は、各サンプリング・クロックの一周期
内の中間点（一のサンプリング・クロックの入力タイミ
ングから、サンプリング・クロックの周期の半分の時間
だけずれた位置）における値に相当する。そこで、各平
均値からなる数列の先頭にさらに零を付加した数列は、
理想的なインパルス応答に上記所定時間に相当する位相
遅れが強制的に付与されたものと実質的に等価である。
よって、その数列を、最終的なインパルス応答とすれ
ば、上記請求項４に係る発明と同様に高精度の伝達関数
が得られたことになる。

【００４８】なお、上記のようにオーバーサンプリング
したインパルス応答の各数値をサンプリング・クロック
の一周期毎に平均化することを考えると、請求項１０に
係る発明のように、オーバーサンプリングする場合の上
記所定時間間隔は、振動低減制御実行時のサンプリング
・クロックの周期の１／ｎ（ｎは２以上の整数）に相当
する時間に設定することが望ましい。

【００４９】次に、請求項１１に係る発明にあっても、
正弦波状の同定信号を用いて伝達関数の同定を行うよう
になっているため、上記請求項１に係る発明と同様に、
高精度に伝達関数を同定できる、伝達関数同定手段にお
ける演算処理に必要な時間はホワイトノイズ信号により
伝達関数を同定する場合よりも短くなる、必要なコント
ローラも比較的低能力のものとなる、等の作用が得られ
る。

【００５０】さらに、この請求項１１に係る発明にあっ
ては、ゲイン特性補正手段を備えているため、さらに高
精度の伝達関数を求めることができる。即ち、上述した
ように、正弦波状の同定信号を用いて伝達関数の同定を
行うことにより求められる理想的なインパルス応答と、
サンプリング・クロックの周期と同じ幅の方形波をイン
パルスと見なした場合のインパルス応答とは、完全には
一致せず、位相特性だけに着目しても、前者は、後者に
対してサンプリング・クロックの周期の半分の時間に相
当する位相進みを有している。そこで、上記のような請
求項４〜請求項１０に係る発明によって上記位相進みの
影響をなくして、高精度の伝達関数を求めるようにして
いるのである。

【００５１】さらに、ゲイン特性についても調査してみ
ると、上記理想的なインパルス応答と、上記方形波をイ
ンパルスと見なした場合のインパルス応答との間には、
サンプリング・クロックの周期に応じた差があることが
判った。

【００５２】よって、請求項１１に係る発明のように、
伝達関数同定手段が求める伝達関数のゲイン特性を、サ
ンプリング・クロックの周期に基づいて補正するゲイン
特性補正手段を有していれば、それだけ高精度の伝達関
数を求めることができるのである。

【００５３】ここで、本発明者等が行ったシミュレーシ
ョンによれば、上記方形波をインパルスと見なした場合
のインパルス応答のゲイン特性は、上記理想的なインパ
ルス応答に比べて、周波数が高くなるに従って徐々に低
下する傾向があることが判った。

【００５４】そこで、請求項１２に係る発明のように、
ゲイン特性補正手段が、応答信号読み込み手段が読み込
んだ残留振動信号の振幅を、同定信号の周波数が高くな
るに従って低減幅が大きくなる傾向で低減すれば、その
低減する傾向をシミュレーション結果等に従って設定し
ておくことにより、伝達関数としてのインパルス応答の
ゲイン特性は好ましい状態に補正されるようになり、よ
り高精度の伝達関数が得られるようになる。

【００５５】さらに、請求項１３に係る発明のように、
ゲイン特性補正手段が、フーリエ変換手段の結果である
各周波数成分を、周波数が高くなるに従って低減幅が大
きくなる傾向で低減すれば、その低減する傾向をシミュ
レーション結果等に従って設定しておくことにより、逆
フーリエ変換手段によって求められるインパルス応答の
ゲイン特性は好ましい状態に補正されるようになり、よ
り高精度の伝達関数が得られるようになる。

【００５６】また、請求項１４に係る発明にあっても、
正弦波状の同定信号を用いて伝達関数の同定を行うよう
になっているため、上記請求項１に係る発明と同様に、
高精度に伝達関数を同定できる、伝達関数同定手段にお
ける演算処理に必要な時間はホワイトノイズ信号により
伝達関数を同定する場合よりも短くなる、必要なコント
ローラも比較的低能力のものとなる、等の作用が得られ
る。

【００５７】そして、この請求項１４に係る発明にあっ
ては、同定信号供給手段が制御振動源に供給する同定信
号の振幅が、サンプリング・クロックの周期に基づいて
補正されているため、その補正された振幅の影響が、伝
達関数同定手段が求める伝達関数としてのインパルス応
答に含まれるようになって、上記請求項１１に係る発明
と同様に、それだけ高精度の伝達関数を求めることがで
きるのである。

【００５８】さらに、請求項１５に係る発明にあって
は、同定信号供給手段が制御振動源に供給する同定信号
の振幅が、周波数が高くなるに従って小さくなっている
ため、その小さくする傾向をシミュレーション結果等に
従って設定しておくことにより、伝達関数同定手段が求
めるインパルス応答のゲイン特性は好ましい状態に調整
されるようになり、より高精度の伝達関数が得られるよ
うになる。

【００５９】

【発明の効果】本発明によれば、正弦波状の同定信号を
用いて伝達関数を同定するようにしたため、伝達関数の
同定を、能動型振動制御装置を適用する装置や設備に搭
載された比較的低能力のコントローラであっても高精度
で且つ短時間で行えるという効果がある。

【００６０】特に、請求項１〜３に係る発明によれば、
正弦波状の各同定信号の周波数を、一の周波数帯域では
他の周波数帯域に比べて細かい周波数間隔で選択するよ
うにしているため、同定処理に要する時間が極端に長く
することなく伝達関数の同定精度が高くなり、良好な振
動低減制御が実行できるという効果がある。

【００６１】また、請求項３に係る発明によれば、補間
演算手段を設けたため、逆フーリエ変換手段を支障なく
行え、伝達関数としてのインパルス応答を特に問題なく
演算できるという効果がある。

【００６２】そして、請求項４〜１０に係る発明によれ
ば、伝達関数としてのインパルス応答に、サンプリング
・クロックの周期の半分の時間に相当する位相遅れを含
ませて、より高精度の伝達関数を同定するようにしたた
め、良好な振動低減制御が実行できるという効果があ
る。

【００６３】また、請求項１１〜１５に係る発明によれ
ば、伝達関数としてのインパルス応答のゲイン特性を適
宜調整して、より高精度の伝達関数を同定するようにし
たため、良好な振動低減制御が実行できるという効果が
ある。

【００６４】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面に基づいて説明する。図１乃至図６は本発明の第１の
実施の形態を示す図であって、図１は本発明に係る能動
型振動制御装置を適用した車両の概略側面図である。

【００６５】先ず、構成を説明すると、エンジン３０が
駆動信号に応じた能動的な支持力を発生可能な能動型エ
ンジンマウント１を介して、サスペンションメンバ等か
ら構成される車体３５に支持されている。なお、実際に
は、エンジン３０及び車体３５間には、能動型エンジン
マウント１の他に、エンジン３０及び車体３５間の相対
変位に応じた受動的な支持力を発生する複数のエンジン
マウントも介在している。受動的なエンジンマウントと
しては、例えばゴム状の弾性体で荷重を支持する通常の
エンジンマウントや、ゴム状の弾性体内部に減衰力発生
可能に流体を封入してなる公知の流体封入式のマウント
インシュレータ等が適用できる。

【００６６】一方、能動型エンジンマウント１は、例え
ば、図２に示すように構成されている。即ち、この実施
の形態における能動型エンジンマウント１は、エンジン
３０への取付け用のボルト２ａを上部に一体に備え且つ
内部が空洞で下部が開口したキャップ２を有し、このキ
ャップ２の下部外面には、軸が上下方向を向く内筒３の
上端部がかしめ止めされている。

【００６７】内筒３は、下端側の方が縮径した形状とな
っていて、その下端部が内側に水平に折り曲げられて、
ここに円形の開口部３ａが形成されている。そして、内
筒３の内側には、キャップ２及び内筒３内部の空間を上
下に二分するように、キャップ２及び内筒３のかしめ止
め部分に一緒に挟み込まれてダイアフラム４が配設され
ている。ダイアフラム４の上側の空間は、キャップ２の
側面に孔を開けることにより大気圧に通じている。

【００６８】さらに、内筒３の内側にはオリフィス構成
体５が配設されている。なお、本実施の形態では、内筒
３内面及びオリフィス構成５間には、薄膜状の弾性体
（ダイアフラム４の外周部を延長させたものでもよい）
が介在していて、これにより、オリフィス構成体５は内
筒３内側に強固に嵌め込まれている。

【００６９】このオリフィス構成体５は、内筒３の内部
空間に整合して略円柱形に形成されていて、その上面に
は円形の凹部５ａが形成されている。そして、その凹部
５ａと、底面の開口部３ａに対向する部分との間が、オ
リフィス５ｂを介して連通するようになっている。オリ
フィス５ｂは、例えば、オリフィス構成体５の外周面に
沿って螺旋状に延びる溝と、その溝の一端部を凹部５ａ
に連通させる流路と、その溝の他端部を開口部３ａに連
通させる流路とで構成される。

【００７０】一方、内筒３の外周面には、内周面側が若
干上方に盛り上がった肉厚円筒状の支持弾性体６の内周
面が加硫接着されていて、その支持弾性体６の外周面
は、上端側が拡径した外筒７の内周面上部に加硫接着さ
れている。

【００７１】そして、外筒７の下端部は上面が開口した
円筒形のアクチュエータケース８の上端部にかしめ止め
されていて、そのアクチュエータケース８の下端面から
は、車体３５側への取付け用の取付けボルト９が突出し
ている。取付けボルト９は、その頭部９ａが、アクチュ
エータケース８の内底面に張り付いた状態で配設された
平板部材８ａの中央の空洞部８ｂに収容されている。

【００７２】さらに、アクチュエータケース８の内側に
は、円筒形の鉄製のヨーク１０Ａと、このヨーク１０Ａ
の中央部に軸を上下に向けて巻き付けられた励磁コイル
１０Ｂと、ヨーク１０Ａの励磁コイル１０Ｂに包囲され
た部分の上面に極を上下に向けて固定された永久磁石１
０Ｃと、から構成される電磁アクチュエータ１０が配設
されている。

【００７３】また、アクチュエータケース８の上端部は
フランジ状に形成されたフランジ部８Ａとなっていて、
そのフランジ部８Ａに外筒７の下端部がかしめられて両
者が一体となっているのであるが、そのかしめ止め部分
には、円形の金属製の板ばね１１の周縁部（端部）が挟
み込まれていて、その板ばね１１の中央部の電磁アクチ
ュエータ１０側には、リベット１１ａによって磁化可能
な磁路部材１２が固定されている。なお、磁路部材１２
はヨーク１０Ａよりも若干小径の鉄製の円板であって、
その底面が電磁アクチュエータ１０に近接するような厚
みに形成されている。板ばね１１及び磁路部材１２によ
って可動部材が構成される。

【００７４】さらに、上記かしめ止め部分には、フラン
ジ部８Ａと板ばね１１とに挟まれるように、リング状の
薄膜弾性体１３と、力伝達部材１４のフランジ部１４ａ
とが支持されている。具体的には、アクチュエータケー
ス８のフランジ部８Ａ上に、薄膜弾性体１３と、力伝達
部材１４のフランジ部１４ａと、板ばね１１とをこの順
序で重ね合わせるとともに、その重なり合った全体を外
筒７の下端部をかしめて一体としている。

【００７５】力伝達部材１４は、磁路部材１２を包囲す
る短い円筒形の部材であって、その上端部がフランジ部
１４ａとなっており、その下端部は電磁アクチュエータ
１０のヨーク１０Ａの上面に結合している。具体的に
は、ヨーク１０Ａの上端面周縁部に形成された円形の溝
に、力伝達部材１４の下端部が嵌合して両者が結合され
ている。また、力伝達部材１４の弾性変形時のばね定数
は、薄膜弾性体１３のばね定数よりも大きい値に設定さ
れている。

【００７６】ここで、本実施の形態では、支持弾性体６
の下面及び板ばね１１の上面によって画成された部分に
主流体室１５が形成され、ダイアフラム４及び凹部５ａ
によって画成された部分に副流体室１６が形成されてい
て、これら主流体室１５及び副流体室１６間が、オリフ
ィス構成体５に形成されたオリフィス５ｂを介して連通
している。なお、これら主流体室１５，副流体室１６及
びオリフィス５ｂ内には、エチレングリコール等の流体
が封入されている。

【００７７】かかるオリフィス５ｂの流路形状等で決ま
る流体マウントとしての特性は、走行中のエンジンシェ
イク発生時、つまり５〜１５Hzで能動型エンジンマウン
ト１が加振された場合に高動ばね定数、高減衰力を示す
ように調整されている。

【００７８】そして、電磁アクチュエータ１０の励磁コ
イル１０Ｂは、コントローラ２５からハーネス２３ａを
通じて供給される電流である駆動信号ｙに応じて所定の
電磁力を発生するようになっている。コントローラ２５
は、マイクロコンピュータ，必要なインタフェース回
路，Ａ／Ｄ変換器，Ｄ／Ａ変換器，アンプ、ＲＯＭ，Ｒ
ＡＭ等の記憶媒体等を含んで構成され、アイドル振動や
こもり音振動・加速時振動が車体３５に入力されている
場合には、その振動を低減できる能動的な支持力が能動
型エンジンマウント１に発生するように、能動型エンジ
ンマウント１に対する駆動信号ｙを生成し出力するよう
になっている。

【００７９】ここで、アイドル振動やこもり音振動は、
例えばレシプロ４気筒エンジンの場合、エンジン回転２
次成分のエンジン振動が車体３５に伝達されることが主
な原因であるから、そのエンジン回転２次成分に同期し
て駆動信号ｙを生成し出力すれば、車体側振動の低減が
可能となる。そこで、本実施の形態では、エンジン３０
のクランク軸の回転に同期した（例えば、レシプロ４気
筒エンジンの場合には、クランク軸が１８０度回転する
度に一つの）インパルス信号を生成し基準信号ｘとして
出力するパルス信号生成器２６を設けていて、その基準
信号ｘが、エンジン３０における振動の発生状態を表す
信号としてコントローラ２５に供給されるようになって
いる。

【００８０】一方、電磁アクチュエータ１０のヨーク１
０Ａの下端面と、アクチュエータケース８の底面を形成
する平板部材８ａの上面との間に挟み込まれるように、
エンジン３０から支持弾性体６を通じて伝達する加振力
を検出する荷重センサ２２が配設されていて、荷重セン
サ２２の検出結果がハーネス２３ｂを通じて残留振動信
号ｅとしてコントローラ２５に供給されるようになって
いる。荷重センサ２２としては、具体的には、圧電素
子，磁歪素子，歪ゲージ等が適用可能である。

【００８１】そして、コントローラ２５は、供給される
残留振動信号ｅ及び基準信号ｘに基づき、逐次更新型の
適応アルゴリズムの一つである同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ
−ＸＬＭＳアルゴリズムを実行することにより、能動型
エンジンマウント１に対する駆動信号ｙを演算し、その
駆動信号ｙを能動型エンジンマウント１に出力するよう
になっている。

【００８２】具体的には、コントローラ２５は、フィル
タ係数Ｗ_i （ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉはタップ
数）可変の適応ディジタルフィルタＷを有していて、最
新の基準信号ｘが入力された時点から所定のサンプリン
グ・クロックの間隔で、その適応ディジタルフィルタＷ
のフィルタ係数Ｗ_i を順番に駆動信号ｙとして出力する
一方、基準信号ｘ及び残留振動信号ｅに基づいて適応デ
ィジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ_i を適宜更新する
処理を実行するようになっている。

【００８３】適応ディジタルフィルタＷの更新式は、Ｆ
ｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムに従った下記
の（１）式のようになる。 Ｗ_i （ｎ＋１）＝Ｗ_i （ｎ）−μＲ^T ｅ（ｎ） ……（１） ここで、（ｎ），（ｎ＋１）が付く項はサンプリング時
刻ｎ，ｎ＋１における値であることを表し、μは収束係
数である。また、更新用基準信号Ｒ^T は、理論的には、
基準信号ｘを、能動型エンジンマウント１の電磁アクチ
ュエータ１０及び荷重センサ２２間の伝達関数Ｃを有限
インパルス応答型フィルタでモデル化した伝達関数フィ
ルタＣ＾でフィルタ処理した値であるが、基準信号ｘの
大きさは“１”であるから、伝達関数フィルタＣ＾のイ
ンパルス応答を基準信号ｘに同期して次々と生成した場
合のそれらインパルス応答波形のサンプリング時刻ｎに
おける和に一致する。

【００８４】また、理論的には、基準信号ｘを適応ディ
ジタルフィルタＷでフィルタ処理して駆動信号ｙを生成
するのであるが、基準信号ｘの大きさが“１”であるた
め、フィルタ係数Ｗ_i を順番に駆動信号ｙとして出力し
ても、フィルタ処理の結果を駆動信号ｙとしたのと同じ
結果になる。

【００８５】さらに、コントローラ２５は、上記のよう
な適応ディジタルフィルタＷを用いた振動低減処理を実
行する一方で、その振動低減制御に必要な伝達関数Ｃを
同定する処理をも実行するようになっている。

【００８６】即ち、コントローラ２５には、伝達関数Ｃ
の同定処理を開始するタイミングで操作される同定処理
開始スイッチ２８が設けられていて、例えば製造ライン
における最終工程において、或いはディーラーにおける
定期点検時において、作業者がその同定処理開始スイッ
チ２８を操作すると、コントローラ２５内で伝達関数Ｃ
の同定処理が実行される。なお、伝達関数Ｃの同定処理
実行中には、通常の振動低減処理は実行されない。

【００８７】つまり、コントローラ２５は、車両のイグ
ニッションがオンになっている通常の走行時等には、同
期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムに従っ
た振動低減処理を実行するが、同定処理開始スイッチ２
８が操作されると、振動低減処理を停止して、伝達関数
Ｃの同定処理を実行するようになっている。

【００８８】そして、本実施の形態では、伝達関数Ｃの
同定処理は、正弦波状の同定信号を用いて行うようにな
っている。具体的には、正弦波状の同定信号を駆動信号
ｙの代わりに能動型エンジンマウント１に所定時間出力
し続けるとともに残留振動信号ｅを読み込む、というデ
ータ読み込み処理を、同定信号の周波数を順次変えつつ
繰り返し実行し、各データ読み込み処理によって得られ
た残留振動信号ｅの各数列をＦＦＴ処理して同定信号の
周波数に相当する成分を抽出し、抽出された各周波数成
分を合成した結果を、逆ＦＦＴ処理して、伝達関数Ｃと
してのインパルス応答を求めるようになってる。求めら
れたインパルス応答は、有限インパルス応答型の伝達関
数フィルタＣ＾としてそれまでの伝達関数フィルタＣ＾
と置き換えられるようになっている。

【００８９】なお、同定信号の周波数ｆ₀ は、同定処理
開始時に最小値ｆ_min （この実施の形態では、ｆ_min ＝
１０Hz）に設定された後に、原則的には、最大値ｆ_max
（この実施の形態では、ｆ_max ＝１５０Hz）に到るまで
の間は所定の増加分Δｆ（この実施の形態では、Δｆ＝
１０Hz）ずつ増加していくようになっている。ただし、
同定信号の周波数ｆ₀ は、例外的に、所定の周波数帯域
の最小値ｆ_L を越えて最大値ｆ_U に到るまでの間は、増
加分Δｆの半分（Δｆ／２）ずつ増加するようになって
いる。

【００９０】つまり、同定信号の周波数ｆ₀ は、所定の
周波数帯域（ｆ_U 〜ｆ_L ）では細かい周波数間隔で選択
されるが、他の周波数帯域（ｆ_min 〜ｆ_U 、ｆ_L 〜ｆ
_max ）では広い周波数間隔で選択されるようになってい
る。

【００９１】ここで、本実施の形態にあっては、所定の
周波数帯域を２０〜８０Hzに設定している。この周波数
帯域は、制御対象系としてのエンジン支持系に共振現象
が連続して表れる周波数帯域である。つまり、本実施の
形態のような構成であると、エンジンマウントの特性及
び車体３５の曲げ共振が影響する２０〜３０Hz、サスペ
ンションメンバ系の共振が表れる５０Hz付近には、連続
した共振ピークが表れるため、余裕を見て、所定の周波
数帯域を２０〜８０Hzに設定している。

【００９２】また、上記のように逆ＦＦＴ処理によって
伝達関数Ｃとしてのインパルス応答を求めるようになっ
ているが、選択される同定信号の周波数間隔が、上記所
定の周波数帯域と他の周波数帯域とで異なっていること
の不具合に対処するために、逆ＦＦＴ処理をする前に、
各周波数成分について補間演算を行い、周波数成分の間
隔を一定にするようになっている。具体的には、上記他
の周波数帯域の周波数成分については、隣り合った二つ
の周波数成分の平均値を求め、その平均値を、それら二
つの周波数成分の間に位置する周波数成分とするように
なっている。

【００９３】次に、本実施の形態の動作を説明する。即
ち、エンジンシェイク発生時には、オリフィス５ｂの流
路形状等を適宜選定している結果、この能動型エンジン
マウント１は高動ばね定数、高減衰力の支持装置として
機能するため、エンジン３０側で発生したエンジンシェ
イクが能動型エンジンマウント１によって減衰されると
ともに、図示しない他の流体封入式エンジンマウント等
によってもエンジンシェイクは減衰されるから、車体３
５側の振動レベルが低減される。なお、エンジンシェイ
クに対しては、特に可動板１２を積極的に変位させる必
要はない。

【００９４】一方、オリフィス５ｂ内の流体がスティッ
ク状態となり主流体室１５及び副流体室１６間での流体
の移動が不可能になるアイドル振動周波数以上の周波数
の振動が入力された場合には、コントローラ２５は、所
定の演算処理を実行し、電磁アクチュエータ１０に駆動
信号ｙを出力し、能動型エンジンマウント１に振動を低
減し得る能動的な支持力を発生させる。

【００９５】これを、アイドル振動，こもり音振動入力
時にコントローラ２５内で実行される処理の概要を示す
フローチャートである図３に従って具体的に説明する。
先ず、そのステップ１０１において所定の初期設定が行
われた後に、ステップ１０２に移行し、伝達関数フィル
タＣ＾に基づいて更新用基準信号Ｒ^T が演算される。な
お、このステップ１０２では、一周期分の更新用基準信
号Ｒ^T がまとめて演算される。

【００９６】そして、ステップ１０３に移行しカウンタ
ｉが零クリアされた後に、ステップ１０４に移行して、
適応ディジタルフィルタＷのｉ番目のフィルタ係数Ｗ_i
が駆動信号ｙとして出力される。

【００９７】ステップ１０４で駆動信号ｙを出力した
ら、ステップ１０５に移行し、残留振動信号ｅが読み込
まれる。そして、ステップ１０６に移行して、カウンタ
ｊが零クリアされ、次いでステップ１０７に移行し、適
応ディジタルフィルタＷのｊ番目のフィルタ係数Ｗ_j が
上記（１）式に従って更新される。

【００９８】ステップ１０７における更新処理が完了し
たら、ステップ１０８に移行し、次の基準信号ｘが入力
されているか否かを判定し、ここで基準信号ｘが入力さ
れていないと判定された場合は、適応ディジタルフィル
タＷの次のフィルタ係数の更新又は駆動信号ｙの出力処
理を実行すべく、ステップ１０９に移行する。

【００９９】ステップ１０９では、カウンタｊが、出力
回数Ｔ_y （正確には、カウンタｊは０からスタートする
ため、出力回数Ｔ_y から１を減じた値）に達しているか
否かを判定する。この判定は、ステップ１０４で適応デ
ィジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ_i を駆動信号ｙと
して出力した後に、適応ディジタルフィルタＷのフィル
タ係数Ｗ_i を、駆動信号ｙとして必要な数だけ更新した
か否かを判断するためのものである。そこで、このステ
ップ１０９の判定が「ＮＯ」の場合には、ステップ１１
０でカウンタｊをインクリメントした後に、ステップ１
０７に戻って上述した処理を繰り返し実行する。

【０１００】しかし、ステップ１０９の判定が「ＹＥ
Ｓ」の場合には、適応ディジタルフィルタＷのフィルタ
係数のうち、駆動信号ｙとして必要な数のフィルタ係数
の更新処理が完了したと判断できるから、ステップ１１
１に移行し、カウンタｉをインクリメントした後に、上
記ステップ１０４の処理を実行してから所定のサンプリ
ング・クロックの間隔に対応する時間が経過するまで待
機し、サンプリング・クロックに対応する時間が経過し
たら、上記ステップ１０４に戻って上述した処理を繰り
返し実行する。

【０１０１】一方、ステップ１０８で基準信号ｘが入力
されたと判断された場合には、ステップ１１２に移行
し、カウンタｉ（正確には、カウンタｉが０からスター
トするため、カウンタｉに１を加えた値）を最新の出力
回数Ｔ_y として保存した後に、ステップ１０２に戻っ
て、上述した処理を繰り返し実行する。

【０１０２】このような図３の処理を繰り返し実行する
結果、コントローラ２５から能動型エンジンマウント１
の電磁アクチュエータ１０に対しては、基準信号ｘが入
力された時点から、サンプリング・クロックの間隔で、
適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ_i が順番に
駆動信号ｙとして供給される。

【０１０３】この結果、励磁コイル１０Ｂに駆動信号ｙ
に応じた磁力が発生するが、磁路部材１２には、既に永
久磁石１０Ｃによる一定の磁力が付与されているから、
その励磁コイル１０Ｂによる磁力は永久磁石１０Ｃの磁
力を強める又は弱めるように作用すると考えることがで
きる。つまり、励磁コイル１０Ｂに駆動信号ｙが供給さ
れていない状態では、磁路部材１２は、板ばね１１によ
る支持力と、永久磁石１０Ｃの磁力との釣り合った中立
の位置に変位することになる。そして、この中立の状態
で励磁コイル１０Ｂに駆動信号ｙが供給されると、その
駆動信号ｙによって励磁コイル１０Ｂに発生する磁力が
永久磁石１０Ｃの磁力と逆方向であれば、磁路部材１２
は電磁アクチュエータ１０とのクリアランスが増大する
方向に変位する。逆に、励磁コイル１０Ｂに発生する磁
力が永久磁石１０Ｃの磁力と同じ方向であれば、磁路部
材１２は電磁アクチュエータ１０とのクリアランスが減
少する方向に変位する。

【０１０４】このように磁路部材１２は正逆両方向に変
位可能であり、磁路部材１２が変位すれば主流体室１５
の容積が変化し、その容積変化によって支持弾性体６の
拡張ばねが変形するから、この能動型エンジンマウント
１に正逆両方向の能動的な支持力が発生するのである。

【０１０５】そして、駆動信号ｙとなる適応ディジタル
フィルタＷの各フィルタ係数Ｗ_i は、同期式Ｆｉｌｔｅ
ｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムに従った上記（１）式
によって逐次更新されるため、ある程度の時間が経過し
て適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗ_i が最
適値に収束した後は、駆動信号ｙが能動型エンジンマウ
ント１に供給されることによって、エンジン３０から能
動型エンジンマウント１を介して車体３５側に伝達され
るアイドル振動やこもり音振動が低減されるようになる
のである。

【０１０６】以上は車両走行時等に実行される振動低減
処理の動作である。その一方、例えば車両が出荷される
前の製造ラインの最終工程において、作業者が同定処理
開始スイッチ２８を操作すると、図４に示すような伝達
関数Ｃの同定処理が実行される。

【０１０７】即ち、伝達関数Ｃの同定処理が開始される
と、先ずそのステップ２０１において、同定信号の周波
数ｆ₀ を、同定処理を実行する必要がある振動低減制御
を実行する周波数帯域（ｆ_min 〜ｆ_max ）のうちの、最
低値ｆ_min （この場合には、１０Hz）に設定する。

【０１０８】次いで、ステップ２０２に移行し、同定信
号として、周波数ｆ₀ の正弦波を能動型エンジンマウン
ト１に供給する。すると、能動型エンジンマウント１内
の電磁アクチュエータ１０が同定信号によって駆動して
同定振動が発生し、かかる同定振動は各部材を伝搬して
荷重センサ２２に達する。

【０１０９】そこで、ステップ２０３に移行し、残留振
動信号ｅを読み込み、次いで、ステップ２０４に移行
し、十分な個数の残留振動信号ｅを読み込んだか否かを
判定する。なお、残留振動信号ｅの十分な個数として設
定される値は、伝達関数Ｃがインパルス応答として求め
られることから、そのインパルス応答が充分に減衰する
のに必要な時間を、サンプリング・クロックで割った値
以上であればよい。ただし、時系列として取り込んだ残
留振動信号ｅに対して後にＦＦＴ演算を行うことから、
その残留振動信号ｅの取り込み個数は、２の巾乗とする
ことが望ましいこと、及び、残留振動信号ｅを極めて大
量に読み込んでしまうと、その読み込み時間が長くなる
し、ＦＦＴ演算に要する時間も長くなるという不具合も
あるため、残留振動信号ｅの十分な個数として設定され
る値は、インパルス応答が充分に減衰するのに必要な時
間をサンプリング・クロックで割った場合の数を越える
２の巾乗の数値のうちの、最小値とすることが望まし
い。例えば、サンプリング・クロックが２msecであっ
て、インパルス応答が充分に減衰する時間が０．２sec
であれば、０．２sec ／２msec＝１００となるから、ス
テップ２０４に設定する値は１２８となる。

【０１１０】ステップ２０４の判定が「ＮＯ」の場合に
は、上記ステップ２０２に戻って、同定信号の出力処理
（ステップ２０２）及び残留振動信号ｅの読み込み処理
（ステップ２０３）を繰り返し実行する。

【０１１１】そして、ステップ２０４の判定が「ＹＥ
Ｓ」となったら、ステップ２０５に移行する。なお、ス
テップ２０３で次々と読み込まれた残留振動信号ｅは、
周波数ｆ₀ に対応した時系列データとして記憶される。

【０１１２】そして、ステップ２０５では、現在の周波
数ｆ₀ が、上述した所定の周波数帯域の最低値ｆ_L 以上
且つ最大値ｆ_U 未満（ｆ_L ≦ｆ₀ ＜ｆ_U ）であるか否か
を判定する。

【０１１３】このステップ２０５の判定が「ＮＯ」の場
合には、ステップ２０６に移行し、現在の周波数ｆ₀ に
増加分Δｆを加えることにより、新たな周波数ｆ₀ を演
算する。

【０１１４】これに対し、ステップ２０５の判定が「Ｙ
ＥＳ」の場合には、ステップ２０７に移行し、現在の周
波数ｆ₀ に増加分Δｆの半分（Δｆ／２）を加えること
により、新たな周波数ｆ₀ を演算する。

【０１１５】次いで、ステップ２０８に移行し、新たな
周波数ｆ₀ が、同定処理を行う周波数の最大値ｆ_max を
越えているか否かを判定する。このステップ２０８の判
定が「ＮＯ」の場合には、上記ステップ２０２に戻って
上述した処理を再び実行する。このため、ステップ２０
２〜２０７の一連の処理は、ステップ２０８の判定が
「ＹＥＳ」となるまで実行される。

【０１１６】つまり、ステップ２０２、２０３の処理
は、最小値ｆ_min 〜最大値ｆ_max の範囲で増加分Δｆず
つ或いはその半分Δｆ／２ずつ変化する周波数ｆ₀ 毎に
実行されるようになっているから、ステップ２０８の処
理が「ＹＥＳ」となった時点では、ステップ２０３の処
理によって時系列データとして記憶される残留振動信号
ｅは、周波数ｆ₀ の種類と同じ数だけ記憶されているこ
とになる。

【０１１７】そこで、ステップ２０８の判定が「ＹＥ
Ｓ」となったら、ステップ２０９に移行し、周波数ｆ₀
毎に記憶されている残留振動信号ｅの時系列データのそ
れぞれについてＦＦＴ演算を行って、各時系列データの
周波数成分を抽出する。ただし、ここで必要なのは、各
時系列データ毎の全周波数の成分ではなく、対応する周
波数ｆ₀ によって決まる元の正弦波の周波数に相当する
成分だけであるから、ステップ２０９では、各時系列に
対して厳密なＦＦＴ演算を行うのではなく、各時系列に
対応する周波数ｆ₀ の成分を求めるのに足りる演算だけ
を行えばよい。

【０１１８】次いで、ステップ２１０に移行し、ステッ
プ２０９で求められた各周波数成分の周波数間隔が均一
となるように、それら周波数成分に基づいた補間演算を
実行する。具体的には、同定信号の周波数ｆ₀ が所定の
周波数帯域ｆ_L 〜ｆ_U にあるときの選択間隔がΔｆ／２
であり、その他の周波数帯域にあるときの選択間隔がΔ
ｆであることから、選択間隔がΔｆとなっている周波数
帯域について、求められている各周波数成分のうち、隣
り合った二つの周波数成分の平均値を演算し、その平均
値をそれら二つの周波数成分の間の周波数成分とすれば
よい。

【０１１９】そして、ステップ２１１に移行し、上記補
間演算によって周波数間隔が均一となった各周波数成分
を逆ＦＦＴ演算し、時間軸上のインパルス応答に変換
し、次いでステップ２１２に移行し、ステップ２１１で
求めたインパルス応答を新たな伝達関数フィルタＣ＾と
して記憶する。伝達関数フィルタＣ＾の記憶が完了した
ら、今回の伝達関数Ｃの同定処理を終了する。

【０１２０】このように、本実施の形態であれば、車両
に搭載された後の任意のタイミングで伝達関数Ｃを同定
し、その同定された伝達関数Ｃで伝達関数フィルタＣ＾
を置換するようになっているから、実験室で求めた伝達
関数Ｃを全車両に適用する場合に比べて、高精度の伝達
関数フィルタＣ＾が振動低減制御に用いられることにな
るし、定期点検毎に伝達関数Ｃを同定すれば各部品の経
時変化等による振動伝達系の変化にも対応できるから、
良好な振動低減制御が実行できるのである。

【０１２１】そして、伝達関数Ｃは、例えばホワイトノ
イズ信号による同定信号を発生させた場合でも得ること
はできるが、ホワイトノイズ信号を電磁アクチュエータ
１０に供給して同定振動を発生させた場合には、同定振
動の出力は図６に破線で示すように広い周波数帯域に分
散して、各周波数成分は極小さくなってしまう。このた
め、伝達関数Ｃを高精度に得るためには、ホワイトノイ
ズ信号と、そのホワイトノイズ信号により発生した同定
振動とに基づいた適応演算を、比較的長時間に渡って行
わなければならない。これに対し、正弦波に基づいて生
成した同定信号を用いる本実施の形態にあっては、同定
振動の出力は、図５に実線で示すように特定の周波数に
集中するようになるから、個々の周波数毎の演算時間が
短くなるばかりか、全体の演算時間もホワイトノイズ信
号により同定を行う場合に比べて短縮されるのである。

【０１２２】この結果、車両に搭載される比較的能力の
低いコントローラ２５であっても、比較的短い時間で伝
達関数Ｃの同定を行うことができるのである。このた
め、例えば製造ラインの最終工程において同定処理開始
スイッチ２８を操作して伝達関数Ｃの同定処理を行うよ
うにしても、ライン速度に大きな影響を与えないで済む
し、或いは、ディーラーでの定期点検時に同定処理開始
スイッチ２８を操作して伝達関数Ｃの同定処理を行うよ
うにしても、作業時間が大幅に増大してしまうようなこ
とを回避できるのである。

【０１２３】さらに、本実施の形態にあっては、伝達関
数Ｃの同定処理において、同定信号としての正弦波の周
波数を、所定の周波数帯域では細かい間隔（Δｆ／２）
で選択し、それ以外の周波数帯域では広い間隔（Δｆ）
で選択するようにしているため、演算負荷の増大を最小
限に抑えつつ、伝達関数Ｃの同定を高精度で行うことが
できるという利点がある。

【０１２４】即ち、図６（ａ）にゲイン特性を示すよう
に、本実施の形態の振動伝達系の実際の伝達関数には、
２０〜８０Hzの間に細かい共振ピークが表れるが、その
周波数帯域では、同定信号の周波数を細かい間隔（Δｆ
／２）で選択しているため、伝達関数Ｃを伝達関数フィ
ルタＣ＾によって高精度に表現することができるのであ
る。また、他の周波数帯域では、同定信号の周波数を広
い間隔（Δｆ）で選択し、その間の周波数成分は補間演
算によって求めている（図６中、白丸は同定信号を用い
て実測した周波数成分を示し、黒丸は補間演算によって
推定した周波数成分を示している。）が、かかる他の周
波数帯域では細かい共振ピークは表れていないため、補
間演算によって求めた周波数成分を一部に含んでいて
も、伝達関数Ｃを高精度に表現することができるのであ
る。

【０１２５】これに対し、図６（ｂ）に同じくゲイン特
性を示すように、同定信号の周波数の選択間隔をΔｆに
固定してしまうと、実際の伝達関数を伝達関数フィルタ
Ｃ＾で高精度に表現することができない。また、間隔Δ
ｆそのものを細かくすると、同定処理の負荷が大幅に増
加し、短時間で同定処理を行うという要求に反してしま
うのである。

【０１２６】しかも、逆ＦＦＴ処理を実行する前に補間
演算を行って各周波数成分の間隔を均一にするようにし
ているから、特に支障なく逆ＦＦＴ処理を行って伝達関
数フィルタＣ＾を求めることができる。

【０１２７】ここで、本実施の形態では、エンジン３０
が振動源に対応し、能動型エンジンマウント１が制御振
動源に対応し、パルス信号生成器２６が基準信号生成手
段に対応し、荷重センサ２２が残留振動検出手段に対応
し、図３の処理が能動制御手段に対応し、図４のステッ
プ２０２の処理が同定信号供給手段に対応し、ステップ
２０３の処理が応答信号読み込み手段に対応し、ステッ
プ２０１、２０５〜２０８の処理が周波数選択手段に対
応し、ステップ２０９〜２１１の処理が伝達関数同定手
段に対応し、ステップ２０９の処理がフーリエ変換手段
に対応し、ステップ２１０の処理が補間演算手段に対応
し、ステップ２１１の処理が逆フーリエ変換手段に対応
し、所定の周波数帯域ｆ_L 〜ｆ_U が一の周波数帯域に対
応し、それ以外の周波数帯域が他の周波数帯域に対応す
る。

【０１２８】図７乃至図１０は本発明の第２の実施の形
態を示す図であって、図７は、上記第１の実施の形態に
おける図４と同様にコントローラ２５内で実行される同
定処理の概要を示すフローチャートである。なお、その
他の構成は上記第１の実施の形態と同様であるため、そ
の図示及び説明は省略するとともに、上記第１の実施の
形態と同様の処理を実行するステップには同じ番号を付
し、その重複する説明も省略する。

【０１２９】即ち、本実施の形態にあっては、ステップ
２０８の判定が「ＹＥＳ」となったら、ステップ２０９
に移行する前に、データ読み込み処理によって得られた
残留振動信号ｅの各数列に対して位相遅れを付与する処
理（ステップ３０１）と、この処理で位相遅れが付与さ
れた各数列の振幅を補正する処理（ステップ３０２）と
を実行するようになっている。

【０１３０】ステップ３０１における位相遅れ付与処理
は、サンプリング・クロックの周期Ｔ₀ の半分の時間
（Ｔ₀ ／２）に相当する位相遅れを、データ読み込み処
理によって得られた残留振動信号ｅの各数列に付与する
処理である。具体的には、時間（Ｔ₀ ／２）が、残留振
動信号ｅの各数列が対応する各同定信号の周波数にとっ
て何度の位相に相当するかを求め或いは予め求めてお
き、その位相分の遅れを付与する特性を有するフィルタ
で残留振動信号ｅの数列を処理することにより、各数列
に時間（Ｔ₀ ／２）に相当する位相遅れ付与するように
なっている。

【０１３１】ここで、サンプリング・クロックに同期し
て実行される図３に示すような振動低減処理にあって
は、駆動信号ｙは、実際には図８（ａ）に示すようにサ
ンプリング・クロックの周期Ｔ₀ の幅を有する方形波が
連続した信号になる。よって、制御振動源としての能動
型エンジンマウント１と残留振動検出手段としての加重
センサ２２との間のインパルス応答は、周期Ｔ₀ の幅を
有する方形波をインパルスと見なした場合の応答である
ことが望ましく、例えば図８（ｂ）に示すような波形に
なる。これに対し、理論的なインパルスに対する応答
は、理論的なインパルスが図８（ａ）にＰで示すように
幅を有しないパルスであることから、図８（ｃ）に示す
ような波形になる。そして、図８（ｂ）に示す波形と同
（ｃ）に示す波形との位相特性に着目してみると、同
（ｃ）に示す波形は、同（ｂ）に示す波形に対して時間
（Ｔ₀ ／２）に相当する位相進みを有している。

【０１３２】つまり、振動低減制御にとって好ましい伝
達関数フィルタＣ＾に相当する図８（ｂ）に示す波形
は、同定信号として正弦波を用いて測定した伝達関数に
相当する図８（ｃ）に示す波形に対して、時間（Ｔ₀ ／
２）に相当する位相遅れを有していることになり、かか
る位相遅れは、時間領域で一定の値であることから、例
えば図９に示すように、同定信号の周波数が高くなるに
従って徐々に大きくなる傾向がある。

【０１３３】そこで、ステップ２０３で読み込んだ残留
振動信号ｅの各数列に対して、対応する同定信号の周波
数に応じた例えば図９に示すような位相遅れをステップ
３０１で付与することにより、ステップ２１１における
逆ＦＦＴ処理によって得られるインパルス応答に各周波
数毎の位相遅れが付与され、伝達関数フィルタＣ＾の位
相特性の精度を向上することができるのである。

【０１３４】一方、ステップ３０２における振幅補正処
理は、ステップ３０１で位相遅れが付与された残留振動
信号ｅの各数列の振幅を、対応する同定信号の周波数が
高くなるに従って低減幅が大きくなる傾向で低減するよ
うな処理である。即ち、振動低減制御にとって好ましい
伝達関数フィルタＣ＾と、同定信号として正弦波を用い
て測定した伝達関数との間には、図８（ｂ）及び（ｃ）
に示すような位相差があることは上述した通りである
が、両者のゲイン特性にも、サンプリング・クロックの
周期Ｔ₀ （方形波の幅）に応じた差がある。

【０１３５】具体的には、振動低減制御にとって好まし
い伝達関数フィルタＣ＾のゲイン特性は、同定信号とし
て正弦波を用いて測定した伝達関数のゲイン特性に対し
て、例えば図１０に示すように、周波数が高くなるに従
って落ち込み幅が大きくなる傾向で小さくなる。なお、
図１０に示すようなゲイン特性は、サンプリング・クロ
ックの周期Ｔ₀ に基づいて決まるものであるから、予め
シミュレーション等を行うことにより求めることができ
る。

【０１３６】そこで、ステップ３０１で位相遅れが付与
された残留振動信号ｅの各数列に対して、ステップ３０
２において、対応する同定信号の周波数に応じて例えば
図１０に示すような傾向でゲイン特性を補正することに
より、ステップ２１１における逆ＦＦＴ処理によって得
られるインパルス応答のゲイン特性が、各周波数毎に補
正され、伝達関数フィルタＣ＾のゲイン特性の精度を向
上することができるのである。

【０１３７】以上から、本実施の形態であれば、伝達関
数フィルタＣ＾の位相特性及びゲイン特性の両方をさら
に高精度にすることができるから、さらに良好な振動低
減制御を実行することができるのである。

【０１３８】ここで、本実施の形態にあっては、ステッ
プ３０１の処理が位相遅れ付与手段に対応し、ステップ
３０２の処理がゲイン特性補正手段に対応し、ステップ
２０１、２０６、２０８の処理が周波数選択手段に対応
する。

【０１３９】図１１及び図１２は本発明の第３の実施の
形態を示す図であって、図１１は伝達関数の同定処理の
一部を示すフローチャートである。なお、その他の構成
は上記第１の実施の形態と同様であるため、その図示及
び説明は省略するとともに、上記第１の実施の形態と同
様の処理を実行するステップには同じ番号を付し、その
重複する説明も省略する。

【０１４０】即ち、本実施の形態では、上記第２の実施
の形態のように残留振動信号ｅの各数列に対して位相遅
れ処理及び振幅調整処理を実行するのではなく、ステッ
プ２０９におけるＦＦＴ処理の結果である各周波数成分
に対して、ステップ４０１で位相遅れを付与することに
より伝達関数に所定の位相遅れを付与するとともに、ス
テップ４０２で各周波数成分の大きさを低減することに
より、伝達関数の各周波数成分毎の振幅を調整するよう
にしている。

【０１４１】つまり、ステップ２０９におけるＦＦＴ処
理によって求められる各周波数毎の周波数成分の実部Ａ
及び虚部Ｂに対して、位相遅れθを与える演算は、

【０１４２】

【数１】

【０１４３】……（２） であり、この（２）式に従って位相遅れθを付与するこ
とにより、各周波数成分の実部Ａ及び虚部Ｂは、例えば
図１２に示すように、実部Ａ' 及び虚部Ｂ' に変換され
る。なお、位相遅れθは、上記第２の実施の形態と同様
に、例えば図９に示すようなテーブルを参照することに
より求められる。

【０１４４】そして、ステップ４０１で各周波数成分に
所定の位相遅れが付与されれば、ステップ２１１におけ
る逆ＦＦＴ処理によって得られるインパルス応答に各周
波数毎の位相遅れが付与されるから、上記第２の実施の
形態と同様に、伝達関数フィルタＣ＾の位相特性の精度
を向上することができるのである。

【０１４５】さらに、ステップ４０１で位相特性が付与
された各周波数成分の大きさが、ステップ４０２におい
て、例えば図１０に示すようなテーブルを参照すること
により低減される。その結果、ステップ２１１における
逆ＦＦＴ処理によって得られるインパルス応答のゲイン
特性が各周波数毎に補正され、伝達関数フィルタＣ＾の
ゲイン特性の精度を向上することができるのである。

【０１４６】よって、本実施の形態にあっても、上記第
２の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
ここで、本実施の形態にあっては、ステップ４０１にお
ける処理が位相遅れ付与手段に対応し、ステップ４０２
における処理が、ゲイン特性補正手段に対応する。

【０１４７】図１３及び図１４は本発明の第４の実施の
形態を示す図であって、図１３は伝達関数の同定処理の
一部を示すフローチャートである。なお、その他の構成
は上記第１の実施の形態と同様であるため、その図示及
び説明は省略するとともに、上記第１の実施の形態と同
様の処理を実行するステップには同じ番号を付し、その
重複する説明も省略する。

【０１４８】即ち、本実施の形態では、上記第２、３の
実施の形態のような手法ではなく、ステップ２１０にお
ける逆ＦＦＴ処理によって得られたインパルス応答（伝
達関数フィルタＣ＾）を、ステップ５０１において、半
タップ分（Ｔ₀ ／２）遅延させることにより伝達関数フ
ィルタＣ＾' を求め、新たな伝達関数フィルタＣ＾'
を、振動低減制御の伝達関数フィルタＣ＾として用いる
ようにしている。

【０１４９】具体的には、ステップ２１０から５０１に
移行し、下記式に基づいて伝達関数フィルタＣ＾を半タ
ップ分遅延させて、新たな伝達関数フィルタＣ＾' を演
算するようになっている。

【０１５０】Ｃ＾' ₀ ＝０ Ｃ＾' _i ＝（Ｃ＾_(i-1) ＋Ｃ＾_i ）／２ つまり、図１４（ａ）に示すような伝達関数フィルタＣ
＾を半タップ分遅延してなる図１４（ｂ）に示すような
伝達関数フィルタＣ＾' が、ステップ２１２において振
動低減制御用の伝達関数フィルタＣ＾に置き換えられ
る。

【０１５１】本実施の形態の場合、上記第２、３の実施
の形態とは異なり、各周波数成分毎の位相遅れを伝達関
数に付与するようにはなっていないから、若干精度は低
くなるが、位相遅れを全く付与しない場合に比べれば伝
達関数の位相特性は十分に高精度になる。しかも、各周
波数成分毎に位相遅れを付与する場合に比べて、演算が
簡易になるから、コントローラ２５の演算負荷の増大を
低く抑えることができるという利点もある。

【０１５２】ここで、本実施の形態にあっては、ステッ
プ５０１の処理が位相遅れ付与手段に対応する。図１５
及び図１６は本発明の第５の実施の形態を示す図であ
り、図１５は伝達関数の同定処理の一部を示すフローチ
ャートであり、図１６は同定処理実行時にコントローラ
２５が出力する同定信号を示す波形図であって比較的低
周波の同定信号の例（ａ）と比較的高周波の同定信号の
例（ｂ）とを示している。なお、その他の構成は上記第
１の実施の形態と同様であるため、その図示及び説明は
省略するとともに、上記第１の実施の形態と同様の処理
を実行するステップには同じ番号を付し、その重複する
説明も省略する。

【０１５３】即ち、本実施の形態にあっては、上記第
２、３、４の実施の形態のような手法ではなく、同定信
号の位相及び振幅を適宜選定することにより、最終的に
得られる伝達関数としてのインパルス応答の位相特性及
びゲイン特性を、上記第２の実施の形態と同様に高精度
にするようになっている。

【０１５４】具体的には、図１５に示すように、ステッ
プ２０１からステップ６０１に移行し、同定信号の現在
の周波数ｆ₀ に基づいて、例えば図９に示すようなテー
ブルを参照して位相遅れθ₀ を読み出すとともに、例え
ば図１０に示すようなテーブルを参照して振幅Ａ₀ を読
み出す。そして、ステップ６０２に移行して、周波数ｆ
₀ 、位相（−θ₀ ）、振幅Ａ₀ の正弦波状の同定信号を
出力する。

【０１５５】次いで、ステップ２０３に移行し、残留振
動信号ｅを読み込み、ステップ２０４の判定が「ＹＥ
Ｓ」となるまでステップ６０２、２０３の処理を繰り返
し実行する。また、ステップ２０８の判定が「ＮＯ」の
場合には、ステップ６０１に戻り、新たな周波数ｆ₀ に
従って上述した処理を繰り返し実行する。

【０１５６】このような処理が実行されると、同定信号
には、時間（Ｔ₀ ／２）に相当する位相遅れが与えられ
るようになる。つまり、例えば図１６（ａ）、（ｂ）に
示すように、全ての同定信号に時間（Ｔ₀ ／２）に相当
する位相遅れが付与されるから、その位相遅れが振動伝
達系の特性の一部として伝達関数に含まれるようにな
る。その結果、上記第２の実施の形態と同様に、伝達関
数フィルタＣ＾の位相特性の精度を向上することができ
るのである。

【０１５７】また、ステップ６０１において、振幅Ａ₀
を、図１０に示すように周波数が高くなるに従って小さ
くなるように各周波数ｆ₀ 毎に設定していることから、
各周波数毎の振幅Ａ₀ の相違が振動伝達系の特性の一部
として伝達関数に含まれるようになる。伝達関数フィル
タＣ＾のゲイン特性の精度を向上することができるので
ある。

【０１５８】よって、本実施の形態にあっても、上記第
２の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
しかも、本実施の形態にあっては、同定信号の位相及び
振幅を調整するだけであり、上記第２〜３の実施の形態
のように演算処理が増えることはないから、コントロー
ラ２５の演算負荷の軽減を図る上でも有利である。

【０１５９】図１７及び図１８は本発明の第６の実施の
形態を示す図であり、図１７は伝達関数の同定処理の一
部を示すフローチャートである。なお、その他の構成は
上記第１の実施の形態と同様であるため、その図示及び
説明は省略するとともに、上記第１の実施の形態と同様
の処理を実行するステップには同じ番号を付し、その重
複する説明も省略する。

【０１６０】即ち、本実施の形態では、伝達関数の同定
処理において、残留振動信号ｅを、振動低減制御用のサ
ンプリング・クロックよりもさらに細かいサンプリング
・クロックに同期して読み込むことにより、周期Ｔ₀ よ
りも細かい間隔で離散化されたインパルス応答（伝達関
数フィルタＣ＾）を求めるようになっている。具体的に
は、ステップ２０２、２０３の処理を周期Ｔ₀ の１／ｎ
（ｎは２以上の整数）の間隔で実行して残留振動信号ｅ
の数列をＴ₀ ／ｎの間隔で生成し、その数列に基づいて
ステップ２０９、２１１の処理を実行することにより、
Ｔ₀ ／ｎの間隔で離散化されたインパルス応答を一旦求
めるようになっている。

【０１６１】かかるインパルス応答が求まったら、ステ
ップ７０１に移行し、Ｔ₀ ／ｎの間隔で離散化されてい
るインパルス応答の各数値を、先頭から順番にｎ個ずつ
呼び出して平均化する。つまり、ステップ７０１では、
ステップ２１１で求めたインパルス応答の各数値を周期
Ｔ₀ 毎に平均化して、新たな数列を生成するようになっ
ている。

【０１６２】そして、ステップ７０２に移行し、ステッ
プ７０１で求めた新たな数列を時間軸上で後ろに一つず
つシフトするとともに、その先頭に０を付加したもの
を、最終的な伝達関数としてのインパルス応答とし、ス
テップ２１２に移行し、そのインパルス応答を振動低減
制御に用いる伝達関数フィルタＣ＾とする。

【０１６３】図１８は本実施の形態の動作の一例を示す
波形図であって、同（ａ）は、ｎ＝４とした場合にステ
ップ２１１によって得られたインパルス応答（オーバー
サンプリングのインパルス応答）を示している。そし
て、ステップ７０１では、そのオーバーサンプリングの
インパルス応答に対して、周期Ｔ₀ 毎に平均値を求める
のであるが、各平均値は、周期Ｔ₀ 内の丁度中間の値に
相当する。

【０１６４】さらに、図１８（ｂ）は、ステップ７０１
で求められた各数列の先頭に０を付加した数列を示して
いるが、ステップ７０１で求められた各数列が時間軸上
で後ろに一つずつシフトされると、数列の各値は周期Ｔ
₀ 内の中間の値であることから、時間（Ｔ₀ ／２）に相
当する位相遅れを付与したことと等価になり、上記請求
項２に係る発明と同様に、伝達関数フィルタＣ＾の位相
特性の精度を向上することができるのである。

【０１６５】また、本実施の形態のように、ステップ２
０２、２０３の処理の実行間隔を、周期Ｔ₀ を２以上の
整数ｎで割った時間としているため、ステップ７０１に
おける平均化処理を特に支障なく行えるという利点があ
る。

【０１６６】なお、本発明の適用対象は上記各実施の形
態のような車両に限定されるものではなく、エンジン３
０以外で発生する振動を低減するための能動型振動制御
装置であっても本発明は適用可能であり、適用対象に関
係なく上記各実施の形態と同様の作用効果を奏すること
ができる。例えば、工作機械からフロアや室内に伝達さ
れる振動を低減する装置等であっても、本発明は適用可
能である。

【０１６７】また、上記各実施の形態では、駆動信号ｙ
を生成するアルゴリズムとして同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ
−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムを適用しているが、適用可能
なアルゴリズムはこれに限定されるものではなく、例え
ば、通常のＦｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズム
等であってもよい。

【０１６８】そして、上記第１の実施の形態において示
した最低値ｆ_min 、最大値ｆ_max 、最低値ｆ_L 、最大値
ｆ_U 等の数値は何れも一例であり、適用対象の特性等に
応じて適宜選定されるものである。

【０１６９】さらに、図９や図１０に示すテーブルはい
ずれも一例であって、位相遅れを表す図９のようなテー
ブルは振動低減制御用のサンプリング・クロックの周期
Ｔ₀に応じて適宜設定可能であるし、ゲイン特性を表す
図１０に示すようなテーブルはサンプリング・クロック
の周期Ｔ₀ 及び振動伝達系の特性に応じて適宜設定可能
である。

【０１７０】ここで、上記第２の実施の形態におけるス
テップ３０１，３０２の処理及び上記第３の実施の形態
におけるステップ４０１，４０２の処理について、その
理論的な考え方を詳細に説明する。

【０１７１】即ち、周波数応答を逆フーリエ変換したも
のが、インパルス応答であるのに対し、伝達関数フィル
タＣ＾として実際に必要なのは、上述したように、サン
プリング・クロックの周期Ｔ₀ の幅を有するパルス状の
入力に対する応答である。

【０１７２】インパルス応答のラプラス変換をした結果
は、１である。これに対し、図１９（ａ）に示すような
幅ａのパルス状の信号ｆ（ｔ）は、図１９（ｂ）に示す
ような二つのステップ状関数ｆ₁ （ｔ），ｆ₂ （ｔ）の
和として表すことができる。つまり、 ｆ（ｔ）＝ｆ₁ （ｔ）＋ｆ₂ （ｔ） である。よって、ｆ（ｔ）のラプラス変換は、 Ｆ（ｓ）＝１／Ｓ−（１／Ｓ）ｅ^-aS となる。Ｓ＝ｊωとして周波数特性を求めると、 Ｆ（ｊω）＝−｛ sin（ａω）＋ｊ（１− cos（ａ
ω））｝／ω このゲインは、 ｜Ｆ（ｊω）｜＝｛２（１− cos（ａω））｝^1/2 ／ω ……（３） となり、位相遅れは、 ∠Ｆ（ｊω）＝（１− cos（ａω））／ sin（ａω） ……（４） となる。

【０１７３】幅ａのパルス状の信号ｆ（ｔ）は、真のイ
ンパルス信号に対して、上記（３）式、（４）式の関係
を有するため、幅ａのパルス状の信号ｆ（ｔ）に対する
応答波形と、真のインパルス信号に対する応答波形との
間にも、同様の関係（周波数特性で比較した場合）があ
る。

【０１７４】従って、インパルス応答に対して、上記
（３）式及び（４）式の補正を行うことにより、インパ
ルス応答を、パルス状信号に対する応答に変換すること
ができる。

【０１７５】上記（３）式のゲイン特性は、図２０に示
すような特性であって、低周波ゲインが１となるように
ａで除算することにより、 ｛２（１− cos（ａω））｝^1/2 ／ａω ……（３）' となる。なお、上記（４）式の位相遅れは、ａ／２の時
間遅れとなる。

【０１７６】以上から、ゲイン特性の補正方法は、具体
的には、同定信号としての正弦波に上記（３）' に従っ
て振幅補正を行うか、フーリエ変換前のステップ３０２
の処理で上記（３）' に従って振幅補正を行うか、或い
は、フーリエ変換後のステップ４０２の処理で上記
（３）' を乗じて補正を行うか、のいずれかになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施の形態を示す車両の概略側面図であ
る。

【図２】能動型エンジンマウントの一例を示す断面図で
ある。

【図３】振動低減処理の概要を示すフローチャートであ
る。

【図４】伝達関数の同定処理の概要を示すフローチャー
トである。

【図５】同定信号として正弦波を用いる場合とホワイト
ノイズ信号を用いる場合との差を説明する周波数特性図
である。

【図６】第１の実施の形態の作用効果を説明する周波数
特性図である。

【図７】第２の実施の形態における伝達関数の同定処理
の概要を示すフローチャートである。

【図８】方形波に対する応答及び理論的なインパルス応
答を示す波形図である。

【図９】位相特性の差の一例を示す図である。

【図１０】ゲイン特性の差の一例を示す図である。

【図１１】第３の実施の形態における伝達関数の同定処
理の一部を示すフローチャートである。

【図１２】ＦＦＴ処理の結果に対して位相遅れを付与す
る演算の説明図である。

【図１３】第４の実施の形態における伝達関数の同定処
理の一部を示すフローチャートである。

【図１４】第４の実施の形態の動作を説明する波形図で
ある。

【図１５】第５の実施の形態における伝達関数の同定処
理の一部を示すフローチャートである。

【図１６】第５の実施の形態の動作を説明する同定信号
の波形図である。

【図１７】第６の実施の形態における伝達関数の同定処
理の概要を示すフローチャートである。

【図１８】第６の実施の形態の動作を説明する波形図で
ある。

【図１９】パルス状の信号の説明図である。

【図２０】ゲイン特性を説明する周波数特性図である。

【符号の説明】

１ 能動型エンジンマウント（制御振動源） １０ 電磁アクチュエータ ２２ 加重センサ（残留振動検出手段） ２５ コントローラ ２６ パルス信号生成器（基準信号生成手段） ２８ 同定処理開始スイッチ ３０ エンジン（振動源） ３５ 車体

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 振動源から発せられる振動と干渉する制
   御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動発
   生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手
   段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動信号として出
   力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記残留
   振動信号に基づき前記制御振動源及び前記残留振動検出
   手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズムを用いて前記
   振動が低減するように前記制御振動源を駆動する能動制
   御手段と、正弦波状の同定信号を前記制御振動源に供給
   する同定信号供給手段と、前記同定信号に応じた振動が
   前記制御振動源から発せられた場合の前記残留振動信号
   を読み込む応答信号読み込み手段と、この応答信号読み
   込み手段が読み込んだ前記残留振動信号に基づいて前記
   伝達関数を同定する伝達関数同定手段と、前記正弦波状
   の同定信号の周波数を一つずつ選択する周波数選択手段
   と、を備え、前記周波数選択手段は、前記正弦波状の各
   同定信号の周波数を、一の周波数帯域では他の周波数帯
   域に比べて細かい周波数間隔で選択するようになってい
   ることを特徴とする能動型振動制御装置。
2. 【請求項２】 前記一の周波数帯域は、制御対象系に共
   振現象が連続して表れる周波数帯域である請求項１記載
   の能動型振動制御装置。
3. 【請求項３】 前記伝達関数同定手段は、前記応答信号
   読み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号をフーリエ
   変換して前記各同定信号の周波数に相当する周波数成分
   を求めるフーリエ変換手段と、このフーリエ変換手段が
   求めた各周波数成分の周波数間隔が均一となるようにそ
   れら各周波数成分に基づいた補間演算を行う補間演算手
   段と、前記補間演算によって周波数間隔が均一になった
   前記各周波数成分を合成したものを逆フーリエ変換して
   前記伝達関数としてのインパルス応答を求める逆フーリ
   エ変換手段と、を備えている請求項１又は請求項２記載
   の能動型振動制御装置。
4. 【請求項４】 振動源から発せられる振動と干渉する制
   御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動発
   生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手
   段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動信号として出
   力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記残留
   振動信号に基づき前記制御振動源及び前記残留振動検出
   手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズムを用いて前記
   振動が低減するように前記制御振動源を駆動する能動制
   御手段と、正弦波状の同定信号を前記制御振動源に供給
   する同定信号供給手段と、前記同定信号に応じた振動が
   前記制御振動源から発せられた場合の前記残留振動信号
   を読み込む応答信号読み込み手段と、この応答信号読み
   込み手段が読み込んだ前記残留振動信号に基づいて前記
   伝達関数としてのインパルス応答を求める伝達関数同定
   手段と、前記正弦波状の同定信号の周波数を一つずつ選
   択する周波数選択手段と、前記伝達関数同定手段が求め
   る前記伝達関数にサンプリング・クロックの周期の半分
   の時間に相当する位相遅れを付与する位相遅れ付与手段
   と、を備えたことを特徴とする能動型振動制御装置。
5. 【請求項５】 前記位相遅れ付与手段は、前記応答信号
   読み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号を、前記サ
   ンプリング・クロックの周期の半分の時間だけ遅らせる
   ことにより、前記伝達関数に前記位相遅れを付与するよ
   うになっている請求項４記載の能動型振動制御装置。
6. 【請求項６】 前記伝達関数同定手段は、前記応答信号
   読み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号をフーリエ
   変換して前記各同定信号の周波数に相当する周波数成分
   を求めるフーリエ変換手段と、このフーリエ変換手段が
   求めた各周波数成分を合成したものを逆フーリエ変換し
   て前記伝達関数としてのインパルス応答を求める逆フー
   リエ変換手段と、を備え、前記位相遅れ付与手段は、前
   記フーリエ変換手段の結果に前記位相遅れを付与するよ
   うになっている請求項４記載の能動型振動制御装置。
7. 【請求項７】 前記伝達関数同定手段は、前記伝達関数
   として、前記サンプリング・クロックの周期で離散化さ
   れたインパルス応答を求めるようになっており、前記位
   相遅れ付与手段は、前記インパルス応答を半タップ分遅
   らせることにより、前記伝達関数に前記位相遅れを付与
   するようになっている請求項４記載の能動型振動制御装
   置。
8. 【請求項８】 振動源から発せられる振動と干渉する制
   御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動発
   生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手
   段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動信号として出
   力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記残留
   振動信号に基づき前記制御振動源及び前記残留振動検出
   手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズムを用いて前記
   振動が低減するように前記制御振動源を駆動する能動制
   御手段と、正弦波状の同定信号を前記制御振動源に供給
   する同定信号供給手段と、前記同定信号に応じた振動が
   前記制御振動源から発せられた場合の前記残留振動信号
   を読み込む応答信号読み込み手段と、この応答信号読み
   込み手段が読み込んだ前記残留振動信号に基づいて前記
   伝達関数としてのインパルス応答を求める伝達関数同定
   手段と、前記正弦波状の同定信号の周波数を一つずつ選
   択する周波数選択手段と、を備え、 前記正弦波状の同定信号には予めサンプリング・クロッ
   クの周期の半分の時間に相当する位相遅れを与えている
   ことを特徴とする能動型振動制御装置。
9. 【請求項９】 振動源から発せられる振動と干渉する制
   御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動発
   生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手
   段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動信号として出
   力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記残留
   振動信号に基づき前記制御振動源及び前記残留振動検出
   手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズムを用いて前記
   振動が低減するように前記制御振動源を駆動する能動制
   御手段と、正弦波状の同定信号を前記制御振動源に供給
   する同定信号供給手段と、前記同定信号に応じた振動が
   前記制御振動源から発せられた場合の前記残留振動信号
   を読み込む応答信号読み込み手段と、この応答信号読み
   込み手段が読み込んだ前記残留振動信号に基づいて前記
   伝達関数としてのインパルス応答を求める伝達関数同定
   手段と、前記正弦波状の同定信号の周波数を一つずつ選
   択する周波数選択手段と、を備え、 前記伝達関数同定手段は、サンプリング・クロックの周
   期よりも細かい所定時間間隔で離散化された前記インパ
   ルス応答を一旦求め、そのインパルス応答の各数値を前
   記サンプリング・クロックの一周期毎に平均化して数列
   を生成し、その数列の先頭に零を付加したものを、最終
   的な前記インパルス応答として求めるようになっている
   ことを特徴とする能動型振動制御装置。
10. 【請求項１０】 前記所定時間間隔は、前記サンプリン
    グ・クロックの周期の１／ｎ（ｎは２以上の整数）に相
    当する時間である請求項９記載の能動型振動制御装置。
11. 【請求項１１】 振動源から発せられる振動と干渉する
    制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動
    発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
    手段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動信号として
    出力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記残
    留振動信号に基づき前記制御振動源及び前記残留振動検
    出手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズムを用いて前
    記振動が低減するように前記制御振動源を駆動する能動
    制御手段と、正弦波状の同定信号を前記制御振動源に供
    給する同定信号供給手段と、前記同定信号に応じた振動
    が前記制御振動源から発せられた場合の前記残留振動信
    号を読み込む応答信号読み込み手段と、この応答信号読
    み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号に基づいて前
    記伝達関数としてのインパルス応答を求める伝達関数同
    定手段と、前記正弦波状の同定信号の周波数を一つずつ
    選択する周波数選択手段と、前記伝達関数同定手段が求
    める前記伝達関数のゲイン特性をサンプリング・クロッ
    クの周期に基づいて補正するゲイン特性補正手段と、を
    備えたことを特徴とする能動型振動制御装置。
12. 【請求項１２】 前記ゲイン特性補正手段は、前記応答
    信号読み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号の振幅
    を、前記同定信号の周波数が高くなるに従って低減幅が
    大きくなる傾向で低減するようになっている請求項１１
    記載の能動型振動制御装置。
13. 【請求項１３】 前記伝達関数同定手段は、前記応答信
    号読み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号をフーリ
    エ変換して前記各同定信号の周波数に相当する周波数成
    分を求めるフーリエ変換手段と、このフーリエ変換手段
    が求めた各周波数成分を合成したものを逆フーリエ変換
    して前記伝達関数としてのインパルス応答を求める逆フ
    ーリエ変換手段と、を備え、前記ゲイン特性補正手段
    は、前記フーリエ変換手段の結果を、前記同定信号の周
    波数が高くなるに従って低減幅が大きくなる傾向で低減
    するようになっている請求項１１記載の能動型振動制御
    装置。
14. 【請求項１４】 振動源から発せられる振動と干渉する
    制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動
    発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
    手段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動信号として
    出力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記残
    留振動信号に基づき前記制御振動源及び前記残留振動検
    出手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズムを用いて前
    記振動が低減するように前記制御振動源を駆動する能動
    制御手段と、正弦波状の同定信号を前記制御振動源に供
    給する同定信号供給手段と、前記同定信号に応じた振動
    が前記制御振動源から発せられた場合の前記残留振動信
    号を読み込む応答信号読み込み手段と、この応答信号読
    み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号に基づいて前
    記伝達関数としてのインパルス応答を求める伝達関数同
    定手段と、前記正弦波状の同定信号の周波数を一つずつ
    選択する周波数選択手段と、を備え、 前記正弦波状の各同定信号の振幅は、前記サンプリング
    ・クロックの周期に基づいて補正されていることを特徴
    とする能動型振動制御装置。
15. 【請求項１５】 前記正弦波状の各同定信号の振幅は、
    各同定信号の周波数が高くなるに従って小さくなってい
    る請求項１４記載の能動型振動制御装置。