JPH06244738A - ディジタル信号処理装置又は方法、及び記録媒体 - Google Patents
ディジタル信号処理装置又は方法、及び記録媒体Info
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- JPH06244738A JPH06244738A JP5029423A JP2942393A JPH06244738A JP H06244738 A JPH06244738 A JP H06244738A JP 5029423 A JP5029423 A JP 5029423A JP 2942393 A JP2942393 A JP 2942393A JP H06244738 A JPH06244738 A JP H06244738A
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
- H04B1/665—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using psychoacoustic properties of the ear, e.g. masking effect
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- Multimedia (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成分に分
解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロック内
の信号成分を得てこの２次元ブロック毎に量子化して情
報圧縮するエンコーダ６３と、この情報圧縮された２次
元ブロック内の信号成分を、この２次元ブロック毎の情
報圧縮パラメータを用いて伸張するデコーダ７３とを有
してなり、これらエンコーダ６３，デコーダ７３は、複
数の情報ビットレートで、記録及び／又は再生するモー
ドを持ち、少なくとも２つのモード間で、時間と周波数
に関する２次元ブロックの少なくとも周波数幅を異なら
せるようにしている。 【効果】 回路規模の増大を防ぐことができ、演算量も
少なく、低ビットレートでも音質低下が少ない。
解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロック内
の信号成分を得てこの２次元ブロック毎に量子化して情
報圧縮するエンコーダ６３と、この情報圧縮された２次
元ブロック内の信号成分を、この２次元ブロック毎の情
報圧縮パラメータを用いて伸張するデコーダ７３とを有
してなり、これらエンコーダ６３，デコーダ７３は、複
数の情報ビットレートで、記録及び／又は再生するモー
ドを持ち、少なくとも２つのモード間で、時間と周波数
に関する２次元ブロックの少なくとも周波数幅を異なら
せるようにしている。 【効果】 回路規模の増大を防ぐことができ、演算量も
少なく、低ビットレートでも音質低下が少ない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルオーディオ
信号等をビット圧縮した圧縮データの記録及び／又は再
生若しくは伝送及び／又は受信するディジタル信号処理
装置及び手法と記録媒体に関し、特に、複数のビットレ
ートの圧縮モードで記録等するような圧縮データ記録及
び／又は再生装置及び手法と記録媒体に関するものであ
る。
信号等をビット圧縮した圧縮データの記録及び／又は再
生若しくは伝送及び／又は受信するディジタル信号処理
装置及び手法と記録媒体に関し、特に、複数のビットレ
ートの圧縮モードで記録等するような圧縮データ記録及
び／又は再生装置及び手法と記録媒体に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】本件出願人は、先に、入力されたディジ
タルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を
記録単位としてバースト的に記録するような技術を、例
えば特願平２−２２１３６４号、特願平２−２２１３６
５号、特願平２−２２２８２１号、特願平２−２２２８
２３号の各明細書及び図面等において提案している。
タルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を
記録単位としてバースト的に記録するような技術を、例
えば特願平２−２２１３６４号、特願平２−２２１３６
５号、特願平２−２２２８２１号、特願平２−２２２８
２３号の各明細書及び図面等において提案している。
【０００３】この技術は、記録媒体として光磁気ディス
クを用い、いわゆるＣＤ−Ｉ（ＣＤ−インタラクティ
ブ）やＣＤ−ＲＯＭ ＸＡのオーディオデータフォーマ
ットに規定されているＡＤ（適応差分）ＰＣＭオーディ
オデータを記録再生するものであり、このＡＤＰＣＭデ
ータの例えば３２セクタ分とインターリーブ処理のため
のリンキング用の数セクタとを記録単位として、光磁気
ディスクにバースト的に記録している。
クを用い、いわゆるＣＤ−Ｉ（ＣＤ−インタラクティ
ブ）やＣＤ−ＲＯＭ ＸＡのオーディオデータフォーマ
ットに規定されているＡＤ（適応差分）ＰＣＭオーディ
オデータを記録再生するものであり、このＡＤＰＣＭデ
ータの例えば３２セクタ分とインターリーブ処理のため
のリンキング用の数セクタとを記録単位として、光磁気
ディスクにバースト的に記録している。
【０００４】この光磁気ディスクを用いた記録再生装置
におけるＡＤＰＣＭオーディオには幾つかのモードが選
択可能になっており、例えば通常のＣＤ（コンパクトデ
ィスク）の再生時間に比較して、２倍の圧縮率でサンプ
リング周波数が３７．８ｋＨｚのレベルＡ、４倍の圧縮
率でサンプリング周波数が３７．８ｋＨｚのレベルＢ、
８倍の圧縮率でサンプリング周波数が１８．９ｋＨｚの
レベルＣが規定されている。すなわち、例えば上記レベ
ルＢの場合には、ディジタルオーディオデータが略々１
／４に圧縮され、このレベルＢのモードで記録されたデ
ィスクの再生時間（プレイタイム）は、標準的なＣＤフ
ォーマット（ＣＤ−ＤＡフォーマット）の場合の４倍と
なる。これは、より小型のディスクで標準の直径１２ｃ
ｍのディスクと同じ程度の記録再生時間が得られること
から、装置の小型化が図れることになる。
におけるＡＤＰＣＭオーディオには幾つかのモードが選
択可能になっており、例えば通常のＣＤ（コンパクトデ
ィスク）の再生時間に比較して、２倍の圧縮率でサンプ
リング周波数が３７．８ｋＨｚのレベルＡ、４倍の圧縮
率でサンプリング周波数が３７．８ｋＨｚのレベルＢ、
８倍の圧縮率でサンプリング周波数が１８．９ｋＨｚの
レベルＣが規定されている。すなわち、例えば上記レベ
ルＢの場合には、ディジタルオーディオデータが略々１
／４に圧縮され、このレベルＢのモードで記録されたデ
ィスクの再生時間（プレイタイム）は、標準的なＣＤフ
ォーマット（ＣＤ−ＤＡフォーマット）の場合の４倍と
なる。これは、より小型のディスクで標準の直径１２ｃ
ｍのディスクと同じ程度の記録再生時間が得られること
から、装置の小型化が図れることになる。
【０００５】ただし、ディスクの回転速度は標準的なＣ
Ｄと同じであるため、例えば上記レベルＢの場合、所定
時間当たりその４倍の再生時間分の圧縮データが得られ
ることになる。このため、例えばセクタやクラスタ等の
時間単位で同じ圧縮データを重複して４回読み出すよう
にし、そのうちの１回分の圧縮データのみをオーディオ
再生にまわすようにしている。具体的には、スパイラル
状の記録トラックを走査（トラッキング）する際に、１
回転毎に元のトラック位置に戻るようなトラックジャン
プを行って、同じトラックを４回ずつ繰り返しトラッキ
ングするような形態で再生動作を進めることになる。こ
れは、例えば４回の重複読み取りの内、少なくとも１回
だけ正常な圧縮データが得られればよいことになり、外
乱等によるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用し
て好ましいものである。
Ｄと同じであるため、例えば上記レベルＢの場合、所定
時間当たりその４倍の再生時間分の圧縮データが得られ
ることになる。このため、例えばセクタやクラスタ等の
時間単位で同じ圧縮データを重複して４回読み出すよう
にし、そのうちの１回分の圧縮データのみをオーディオ
再生にまわすようにしている。具体的には、スパイラル
状の記録トラックを走査（トラッキング）する際に、１
回転毎に元のトラック位置に戻るようなトラックジャン
プを行って、同じトラックを４回ずつ繰り返しトラッキ
ングするような形態で再生動作を進めることになる。こ
れは、例えば４回の重複読み取りの内、少なくとも１回
だけ正常な圧縮データが得られればよいことになり、外
乱等によるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用し
て好ましいものである。
【０００６】さらに将来的には、半導体メモリを記録媒
体として用いることが考えられており、圧縮効率をさら
に高めるためには、追加のビット圧縮が行われる事が望
ましい。具体的には、いわゆるＩＣカードを用いてオー
ディオ信号を記録再生するようなものであり、このＩＣ
カードに対して、ビット圧縮処理された圧縮データを記
録し、再生する。
体として用いることが考えられており、圧縮効率をさら
に高めるためには、追加のビット圧縮が行われる事が望
ましい。具体的には、いわゆるＩＣカードを用いてオー
ディオ信号を記録再生するようなものであり、このＩＣ
カードに対して、ビット圧縮処理された圧縮データを記
録し、再生する。
【０００７】このような半導体メモリを用いたＩＣカー
ド等は、半導体技術の進歩に伴って記録容量の増大や低
価格化が実現されてゆくものであるが、市場に供給され
始めた初期段階では容量が不足気味で、また高価である
ことが考えられる。従って、例えば上記光磁気ディスク
等のような他の安価で大容量の記録媒体からＩＣカード
等に内容を転送して頻繁に書き換えて使用することが充
分考えられる。具体的には、例えば上記光磁気ディスク
に収録されている複数の曲の内、好みの曲をＩＣカード
にダビングするようにし、不要になれば他の曲と入れ換
える。このようにして、ＩＣカードの内容書換えを頻繁
に行うことにより、少ない手持ち枚数のＩＣカードで種
々の曲を戸外等で楽しむことができる。
ド等は、半導体技術の進歩に伴って記録容量の増大や低
価格化が実現されてゆくものであるが、市場に供給され
始めた初期段階では容量が不足気味で、また高価である
ことが考えられる。従って、例えば上記光磁気ディスク
等のような他の安価で大容量の記録媒体からＩＣカード
等に内容を転送して頻繁に書き換えて使用することが充
分考えられる。具体的には、例えば上記光磁気ディスク
に収録されている複数の曲の内、好みの曲をＩＣカード
にダビングするようにし、不要になれば他の曲と入れ換
える。このようにして、ＩＣカードの内容書換えを頻繁
に行うことにより、少ない手持ち枚数のＩＣカードで種
々の曲を戸外等で楽しむことができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、オーディオ
信号の記録再生に際しては、多種多様な用途に対して、
必要な帯域幅、雑音対信号特性が異なっている。例えば
高音質のオーディオを必要とする場合には、帯域幅は１
５ｋＨｚから２０ｋＨｚが要求され、雑音対信号特性も
良いことが必要である。これを達成するためのビットレ
ートは割合高くても許容される。通常２５６ｋｂｐｓか
ら６４ｋｂｐｓ／チャネル位のビットレートとなる。こ
れに対して音声信号を主に取り扱う場合には、帯域幅は
５ｋＨｚから７ｋＨｚでよく、雑音対信号特性もそれほ
ど高い必要はない。しかしながら、できるだけ記録再生
時間を長くするために、ビットレートは６４ｋｂｐｓか
ら数ｋｂｐｓ程度に下げることが要求される。このよう
なことから、上述のような要求水準の異なる複数の用途
に対して満足でき、可能な限り経済的な負担を小さくし
た記録再生装置の提供を行なうことが必要である。
信号の記録再生に際しては、多種多様な用途に対して、
必要な帯域幅、雑音対信号特性が異なっている。例えば
高音質のオーディオを必要とする場合には、帯域幅は１
５ｋＨｚから２０ｋＨｚが要求され、雑音対信号特性も
良いことが必要である。これを達成するためのビットレ
ートは割合高くても許容される。通常２５６ｋｂｐｓか
ら６４ｋｂｐｓ／チャネル位のビットレートとなる。こ
れに対して音声信号を主に取り扱う場合には、帯域幅は
５ｋＨｚから７ｋＨｚでよく、雑音対信号特性もそれほ
ど高い必要はない。しかしながら、できるだけ記録再生
時間を長くするために、ビットレートは６４ｋｂｐｓか
ら数ｋｂｐｓ程度に下げることが要求される。このよう
なことから、上述のような要求水準の異なる複数の用途
に対して満足でき、可能な限り経済的な負担を小さくし
た記録再生装置の提供を行なうことが必要である。
【０００９】しかし、帯域幅の違う複数のモードを持た
せようとすると、今までは複数のサンプリング周波数を
サポートせざるを得ず、このためサンプリング周波数信
号発生回路の複雑化や、ＬＳＩ規模の増大が避けられな
い。また、各モードのサンプリング周波数が異なる場合
には、各モード間の情報移動が困難であり、大容量光磁
気ディスク上の高ビットレートモード情報を小容量ＩＣ
カードに低ビッレートモードで書き込みを行ないたい時
には、一度圧縮モードを完全に解いて時間軸上信号に戻
し、それから再び低ビッレートモードで圧縮処理をする
必要があるため、処理演算量が大きくてリアルタイム処
理は難しくなる。次に、ビットレートの低いモードにな
るにしたがって、使用できるビットの減少から音質の低
下が起こる。例えば帯域幅を狭めた場合、圧縮のための
周波数分割幅が周波数にかかわらず一定の場合には、２
０ｋＨｚ帯域を３２分割した程度では低域の臨界帯域幅
１００Ｈｚに対して分割帯域幅が７００Ｈｚ程と大変広
いものになり、中低域のほとんどで臨界帯域よりも広く
なってしまい、圧縮効率の低下が著しい。また、ビット
レートを下げたときには、高の率符号のメイン情報とサ
ブ情報の内、片方にのみ偏ったビット量削減を行うと、
音質の劣化が著しいものとなる。このため、メイン情報
のみの削減ではなく、サブ情報の削減を行う必要が生じ
る。
せようとすると、今までは複数のサンプリング周波数を
サポートせざるを得ず、このためサンプリング周波数信
号発生回路の複雑化や、ＬＳＩ規模の増大が避けられな
い。また、各モードのサンプリング周波数が異なる場合
には、各モード間の情報移動が困難であり、大容量光磁
気ディスク上の高ビットレートモード情報を小容量ＩＣ
カードに低ビッレートモードで書き込みを行ないたい時
には、一度圧縮モードを完全に解いて時間軸上信号に戻
し、それから再び低ビッレートモードで圧縮処理をする
必要があるため、処理演算量が大きくてリアルタイム処
理は難しくなる。次に、ビットレートの低いモードにな
るにしたがって、使用できるビットの減少から音質の低
下が起こる。例えば帯域幅を狭めた場合、圧縮のための
周波数分割幅が周波数にかかわらず一定の場合には、２
０ｋＨｚ帯域を３２分割した程度では低域の臨界帯域幅
１００Ｈｚに対して分割帯域幅が７００Ｈｚ程と大変広
いものになり、中低域のほとんどで臨界帯域よりも広く
なってしまい、圧縮効率の低下が著しい。また、ビット
レートを下げたときには、高の率符号のメイン情報とサ
ブ情報の内、片方にのみ偏ったビット量削減を行うと、
音質の劣化が著しいものとなる。このため、メイン情報
のみの削減ではなく、サブ情報の削減を行う必要が生じ
る。
【００１０】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、第１に、複数のビットレートモードを持
たせたいときにサンプリング周波数信号発生回路の複雑
化やＬＳＩ規模の増大を防ぐこと、第２に、光磁気ディ
スク又は光ディスク等の一方の記録媒体からのビット圧
縮データをＩＣカード等の他方の記録媒体にダビングす
る場合若しくは、ＩＣカード等の他の記録媒体からビッ
ト圧縮データを再生する場合に、少ない演算量で行なう
事が可能な圧縮データ記録及び／又は再生装置の提供、
第３に、さらに低ビットレートモードでの音質低下をで
きる限り防止することを目的とするものである。
たものであり、第１に、複数のビットレートモードを持
たせたいときにサンプリング周波数信号発生回路の複雑
化やＬＳＩ規模の増大を防ぐこと、第２に、光磁気ディ
スク又は光ディスク等の一方の記録媒体からのビット圧
縮データをＩＣカード等の他方の記録媒体にダビングす
る場合若しくは、ＩＣカード等の他の記録媒体からビッ
ト圧縮データを再生する場合に、少ない演算量で行なう
事が可能な圧縮データ記録及び／又は再生装置の提供、
第３に、さらに低ビットレートモードでの音質低下をで
きる限り防止することを目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明のディジタル信号
処理装置又は方法は、ディジタル信号を複数の周波数帯
域成分に分解して、時間と周波数に関する複数の２次元
ブロック内の信号成分を得、前記時間と周波数に関する
２次元ブロック毎に量子化して情報圧縮し、前記時間と
周波数に関する２次元ブロック毎の情報圧縮パラメータ
と共に、記録又は伝送する信号圧縮手段、及び／又は、
当該情報圧縮された時間と周波数に関する複数の２次元
ブロック内の信号成分を、前記時間と周波数に関する２
次元ブロック毎の情報圧縮パラメータを用いて再生又は
受信する信号伸張手段を有するディジタル信号処理装置
又は方法であって、複数の情報ビットレートで、記録及
び／又は再生するモード、又は、伝送及び／又は受信す
るモードを持ち、少なくとも２つのモード間で、前記時
間と周波数に関する２次元ブロックの少なくとも周波数
幅を異ならせることを特徴とするものである。
処理装置又は方法は、ディジタル信号を複数の周波数帯
域成分に分解して、時間と周波数に関する複数の２次元
ブロック内の信号成分を得、前記時間と周波数に関する
２次元ブロック毎に量子化して情報圧縮し、前記時間と
周波数に関する２次元ブロック毎の情報圧縮パラメータ
と共に、記録又は伝送する信号圧縮手段、及び／又は、
当該情報圧縮された時間と周波数に関する複数の２次元
ブロック内の信号成分を、前記時間と周波数に関する２
次元ブロック毎の情報圧縮パラメータを用いて再生又は
受信する信号伸張手段を有するディジタル信号処理装置
又は方法であって、複数の情報ビットレートで、記録及
び／又は再生するモード、又は、伝送及び／又は受信す
るモードを持ち、少なくとも２つのモード間で、前記時
間と周波数に関する２次元ブロックの少なくとも周波数
幅を異ならせることを特徴とするものである。
【００１２】ここで、本発明のディジタル信号処理装置
又は方法においては、以下に述べることを行う。すなわ
ち、より高いビットレートのモードからより低いビット
レートのモードに上記モードを変換するときには、前記
時間と周波数に関する２次元ブロックの周波数幅を広く
したり、前記時間と周波数に関する２次元ブロックの周
波数幅を整数倍広くしたりする。また、より高いビット
レートのモードからより低いビットレートのモードに上
記モードを変換するときは、信号通過帯域幅を狭くす
る。さらに、入力信号はオーディオ信号であり、少なく
とも大部分の量子化雑音の発生が制御されるブロックの
周波数幅を、高域程広くしてゆく。なお、全てのモード
のサンプリング周波数を同一とする。略信号通過帯域以
上の帯域の信号成分に、圧縮符号のメイン情報及び／又
はサブ情報を割り当てない。さらに、ディジタル信号を
複数の周波数帯域成分に分解して、時間と周波数に関す
る複数の２次元ブロック内の信号成分を得るためには、
直交変換を用いる処理、及び／又は、時間と周波数に関
する複数の２次元ブロック内の信号成分から時間軸上の
ディジタル信号への変換に逆直交変換を用いる処理を行
う。同じく、ディジタル信号を複数の周波数帯域成分に
分解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロック
内の信号成分を得るためには、複数の帯域に分割し、分
割された帯域毎に複数のサンプルからなるブロックを形
成し、各帯域のブロック毎に直交変換を行い係数データ
を得る処理、及び／又は、周波数軸上の複数帯域から時
間軸信号への変換に、各帯域のブロック毎に逆直交変換
を行い、各逆直交変換出力を合成して時間軸上の合成信
号を得る処理を行う。また、直交変換前の時間軸信号か
ら周波数軸上の複数の帯域への分割における分割周波数
幅及び／又は逆直交変換後の周波数軸上の複数の帯域か
ら時間軸信号への合成における複数の帯域からの合成周
波数幅を、最低域の連続した２帯域で同一とする。また
さらに、直交変換前の時間軸信号から周波数軸上の複数
の帯域への分割における分割周波数幅及び／又は逆直交
変換後の周波数軸上の複数の帯域から時間軸信号への合
成における複数の帯域からの合成周波数幅を、概略高域
程広くする。さらに、情報ビットレートが少ないモード
程、記録及び／又は再生する信号の最大直交変換ブロッ
クの長さ、又は、伝送及び／又は受信する信号の最大直
交変換ブロックの長さを長くしたモードを持つ。また、
何れの情報レートモードにおいても、高域側の記録及び
／又は再生する信号の最大直交変換ブロックの長さ又
は、伝送及び／又は受信する信号の最大直交変換ブロッ
クの長さを同じとする。
又は方法においては、以下に述べることを行う。すなわ
ち、より高いビットレートのモードからより低いビット
レートのモードに上記モードを変換するときには、前記
時間と周波数に関する２次元ブロックの周波数幅を広く
したり、前記時間と周波数に関する２次元ブロックの周
波数幅を整数倍広くしたりする。また、より高いビット
レートのモードからより低いビットレートのモードに上
記モードを変換するときは、信号通過帯域幅を狭くす
る。さらに、入力信号はオーディオ信号であり、少なく
とも大部分の量子化雑音の発生が制御されるブロックの
周波数幅を、高域程広くしてゆく。なお、全てのモード
のサンプリング周波数を同一とする。略信号通過帯域以
上の帯域の信号成分に、圧縮符号のメイン情報及び／又
はサブ情報を割り当てない。さらに、ディジタル信号を
複数の周波数帯域成分に分解して、時間と周波数に関す
る複数の２次元ブロック内の信号成分を得るためには、
直交変換を用いる処理、及び／又は、時間と周波数に関
する複数の２次元ブロック内の信号成分から時間軸上の
ディジタル信号への変換に逆直交変換を用いる処理を行
う。同じく、ディジタル信号を複数の周波数帯域成分に
分解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロック
内の信号成分を得るためには、複数の帯域に分割し、分
割された帯域毎に複数のサンプルからなるブロックを形
成し、各帯域のブロック毎に直交変換を行い係数データ
を得る処理、及び／又は、周波数軸上の複数帯域から時
間軸信号への変換に、各帯域のブロック毎に逆直交変換
を行い、各逆直交変換出力を合成して時間軸上の合成信
号を得る処理を行う。また、直交変換前の時間軸信号か
ら周波数軸上の複数の帯域への分割における分割周波数
幅及び／又は逆直交変換後の周波数軸上の複数の帯域か
ら時間軸信号への合成における複数の帯域からの合成周
波数幅を、最低域の連続した２帯域で同一とする。また
さらに、直交変換前の時間軸信号から周波数軸上の複数
の帯域への分割における分割周波数幅及び／又は逆直交
変換後の周波数軸上の複数の帯域から時間軸信号への合
成における複数の帯域からの合成周波数幅を、概略高域
程広くする。さらに、情報ビットレートが少ないモード
程、記録及び／又は再生する信号の最大直交変換ブロッ
クの長さ、又は、伝送及び／又は受信する信号の最大直
交変換ブロックの長さを長くしたモードを持つ。また、
何れの情報レートモードにおいても、高域側の記録及び
／又は再生する信号の最大直交変換ブロックの長さ又
は、伝送及び／又は受信する信号の最大直交変換ブロッ
クの長さを同じとする。
【００１３】次に、本発明の記録媒体は、上記ディジタ
ル信号処理装置により圧縮されたデータを記録する。こ
こで、当該記録媒体としては、光磁気ディスク、半導体
記録媒体、ＩＣメモリカード、光ディスク等を用いるこ
とができる。
ル信号処理装置により圧縮されたデータを記録する。こ
こで、当該記録媒体としては、光磁気ディスク、半導体
記録媒体、ＩＣメモリカード、光ディスク等を用いるこ
とができる。
【００１４】また、本発明のディジタル信号処理装置又
は方法では、前記直交変換として変更離散コサイン変換
を用いるようにしている。ここで、本発明のディジタル
信号処理装置又は方法では、少なくとも低域側の一つの
帯域の直交変換を解除した後、直交変換サイズを拡大し
て直交変換し、ビットレートを低減したモードを得るよ
うにする。
は方法では、前記直交変換として変更離散コサイン変換
を用いるようにしている。ここで、本発明のディジタル
信号処理装置又は方法では、少なくとも低域側の一つの
帯域の直交変換を解除した後、直交変換サイズを拡大し
て直交変換し、ビットレートを低減したモードを得るよ
うにする。
【００１５】このように、本発明が適用されく圧縮デー
タ記録及び／又は再生装置と手法、又は記録媒体は、各
モードのビットレートの違いにかかわらず、同じサンプ
リング周波数を用いることによって、複数のサンプリン
グ周波数を持った場合に起こるサンプリング周波数信号
発生回路の複雑化やＬＳＩ規模の増大を防ぐ。また、各
モードのサンプリング周波数が異なる場合には、困難で
あった各モード間の情報移動が簡便に行え、大容量光磁
気ディスク上の高ビットレートモード情報を小容量ＩＣ
カードに低ビッレートモードで書き込みを行ないたい時
には、圧縮モードを完全に解いて時間軸上信号に戻す必
要はなく、追加の処理だけで低ビッレートモード圧縮処
理を得ることができ、処理演算量の増大は最小限で抑え
られリアルタイム処理も可能となる。また低ビットレー
トモードでの信号通過帯域の削減は高域側の不必要な帯
域の演算処理を行わないことにより、処理演算量の低減
若しくは余った演算能力を低ビットレートモードの音質
向上のための追加演算処理に回すことができる。高域側
の不必要な帯域の演算処理を行わないことの為には、直
交変換前の帯域分割の存在が役にたつ。すなわち高域側
分割帯域全体が不要であれば、その分割帯域の処理は全
く行なわなくてよいし、部分的に使用する場合でも使用
帯域だけを生かすサブサンプリング処理により、使用し
ない帯域のための演算処理を避けることができる。
タ記録及び／又は再生装置と手法、又は記録媒体は、各
モードのビットレートの違いにかかわらず、同じサンプ
リング周波数を用いることによって、複数のサンプリン
グ周波数を持った場合に起こるサンプリング周波数信号
発生回路の複雑化やＬＳＩ規模の増大を防ぐ。また、各
モードのサンプリング周波数が異なる場合には、困難で
あった各モード間の情報移動が簡便に行え、大容量光磁
気ディスク上の高ビットレートモード情報を小容量ＩＣ
カードに低ビッレートモードで書き込みを行ないたい時
には、圧縮モードを完全に解いて時間軸上信号に戻す必
要はなく、追加の処理だけで低ビッレートモード圧縮処
理を得ることができ、処理演算量の増大は最小限で抑え
られリアルタイム処理も可能となる。また低ビットレー
トモードでの信号通過帯域の削減は高域側の不必要な帯
域の演算処理を行わないことにより、処理演算量の低減
若しくは余った演算能力を低ビットレートモードの音質
向上のための追加演算処理に回すことができる。高域側
の不必要な帯域の演算処理を行わないことの為には、直
交変換前の帯域分割の存在が役にたつ。すなわち高域側
分割帯域全体が不要であれば、その分割帯域の処理は全
く行なわなくてよいし、部分的に使用する場合でも使用
帯域だけを生かすサブサンプリング処理により、使用し
ない帯域のための演算処理を避けることができる。
【００１６】次に、ビットレートの低いモードになるに
したがって、使用できるビットの減少が起き、音質の低
下を防ぐ必要が発生してくるが、本発明では最大処理時
間ブロックの長時間化を行なうことによって圧縮効率の
向上を得ている。最大処理時間ブロックの長時間化とし
ては、直交変換ブロックサイズの拡大を行う。
したがって、使用できるビットの減少が起き、音質の低
下を防ぐ必要が発生してくるが、本発明では最大処理時
間ブロックの長時間化を行なうことによって圧縮効率の
向上を得ている。最大処理時間ブロックの長時間化とし
ては、直交変換ブロックサイズの拡大を行う。
【００１７】このように、直交変換ブロックの時間長が
長くなることにより、正確な時間軸から周波数軸上への
信号変換を行なうことができ、スケールファクタ、ワー
ドレングス情報などのサブ情報の量も削減することがで
きる。また、直交変換ブロックの最大時間長を長くしな
い帯域、特に高域側の帯域においては、サブ情報の削減
のために、サブ情報を持つ周波数軸上のブロックフロー
ティングのためのブロック及び／又は量子化雑音発生ブ
ロックの周波数幅を広げる。また、少なくとも大部分の
ブロックで高域程サブ情報を持つ周波数軸上のブロック
フローティングのためのブロック及び／又は量子化雑音
発生ブロックの周波数幅を広くすることによな、例え低
ビットレートモードで帯域幅を狭めていっても、臨界帯
域に近い周波数分割を中低域で行えることにより、等分
割の場合のような圧縮効率低下を防ぐことができる。低
ビットレートモードでは、使用帯域以上の帯域にはメイ
ン及びサブ情報を割り当てないことによって無駄なビッ
ト使用を防ぐことができる。また、帯域幅を狭めた場
合、量子化雑音のコントロールのみの周波数分割幅が、
周波数にかかわらず一定の場合には、２０ｋＨｚ帯域を
３２分割した程度では低域の臨界帯域幅１００Ｈｚに対
して７００Ｈｚ程度と大変広いものになり、中低域で臨
界帯域よりも広くなってしまい、効率の低下が著しい。
このため、本発明では、量子化雑音のコントロールの為
の周波数分割幅を、臨界帯域幅に近くなるように少なく
とも殆どの周波数分割帯域で周波数が高くなるほど広く
なるように選定する。
長くなることにより、正確な時間軸から周波数軸上への
信号変換を行なうことができ、スケールファクタ、ワー
ドレングス情報などのサブ情報の量も削減することがで
きる。また、直交変換ブロックの最大時間長を長くしな
い帯域、特に高域側の帯域においては、サブ情報の削減
のために、サブ情報を持つ周波数軸上のブロックフロー
ティングのためのブロック及び／又は量子化雑音発生ブ
ロックの周波数幅を広げる。また、少なくとも大部分の
ブロックで高域程サブ情報を持つ周波数軸上のブロック
フローティングのためのブロック及び／又は量子化雑音
発生ブロックの周波数幅を広くすることによな、例え低
ビットレートモードで帯域幅を狭めていっても、臨界帯
域に近い周波数分割を中低域で行えることにより、等分
割の場合のような圧縮効率低下を防ぐことができる。低
ビットレートモードでは、使用帯域以上の帯域にはメイ
ン及びサブ情報を割り当てないことによって無駄なビッ
ト使用を防ぐことができる。また、帯域幅を狭めた場
合、量子化雑音のコントロールのみの周波数分割幅が、
周波数にかかわらず一定の場合には、２０ｋＨｚ帯域を
３２分割した程度では低域の臨界帯域幅１００Ｈｚに対
して７００Ｈｚ程度と大変広いものになり、中低域で臨
界帯域よりも広くなってしまい、効率の低下が著しい。
このため、本発明では、量子化雑音のコントロールの為
の周波数分割幅を、臨界帯域幅に近くなるように少なく
とも殆どの周波数分割帯域で周波数が高くなるほど広く
なるように選定する。
【００１８】また、上記光磁気ディスクなどの一の記録
媒体からのビット圧縮データを上記ＩＣカードなどの他
の記録媒体にダビングする場合、少なくとも完全にビッ
ト伸張を行ってしまわず、そのまま若しくは追加圧縮を
行ってダビングする。追加圧縮の場合、低域側の限られ
た直交変換だけを逆直交変換して低域側の時間軸信号を
得て、次に直交変換するときは、より長い直交変換サイ
ズで直交変換出力を得ることは、処理量の低減に役立
つ。直交変換サイズを変更しない帯域においては、サブ
情報を低減するために、サブ情報を持つ周波数軸上のブ
ロックフローティングのためのブロック及び／又は量子
化雑音発生ブロックの周波数幅を広げる。
媒体からのビット圧縮データを上記ＩＣカードなどの他
の記録媒体にダビングする場合、少なくとも完全にビッ
ト伸張を行ってしまわず、そのまま若しくは追加圧縮を
行ってダビングする。追加圧縮の場合、低域側の限られ
た直交変換だけを逆直交変換して低域側の時間軸信号を
得て、次に直交変換するときは、より長い直交変換サイ
ズで直交変換出力を得ることは、処理量の低減に役立
つ。直交変換サイズを変更しない帯域においては、サブ
情報を低減するために、サブ情報を持つ周波数軸上のブ
ロックフローティングのためのブロック及び／又は量子
化雑音発生ブロックの周波数幅を広げる。
【００１９】
【作用】本発明のディジタル信号処理装置又は方法、及
び記録媒体は、１種類のサンプリング周波数を用いるこ
とによって、複数のサンプリング周波数を持った場合に
起こるサンプリング周波数信号発生回路の複雑化、ＬＳ
Ｉ規模の増大を防ぐことができるようになる。また、ビ
ットレートの異なるモード間の情報移動がサンプリング
周波数変換等の複雑な操作無しで簡便に行え、大容量光
磁気ディスク上の高ビットレートモード情報を小容量Ｉ
Ｃカードに低ビッレートモードで書き込みを行ないたい
時には、追加の処理だけで低ビッレートモード圧縮処理
を得ることができ、処理演算量の増大は最小限で抑えら
れリアルタイム処理も可能となる。また、本発明によれ
ば、ビットレートの低いモードでの音質の低下を防ぐこ
とができる。
び記録媒体は、１種類のサンプリング周波数を用いるこ
とによって、複数のサンプリング周波数を持った場合に
起こるサンプリング周波数信号発生回路の複雑化、ＬＳ
Ｉ規模の増大を防ぐことができるようになる。また、ビ
ットレートの異なるモード間の情報移動がサンプリング
周波数変換等の複雑な操作無しで簡便に行え、大容量光
磁気ディスク上の高ビットレートモード情報を小容量Ｉ
Ｃカードに低ビッレートモードで書き込みを行ないたい
時には、追加の処理だけで低ビッレートモード圧縮処理
を得ることができ、処理演算量の増大は最小限で抑えら
れリアルタイム処理も可能となる。また、本発明によれ
ば、ビットレートの低いモードでの音質の低下を防ぐこ
とができる。
【００２０】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。先ず、図１には、本発明のディジタル
信号処理装置の一例としての圧縮データ記録再生装置の
一実施例の概略構成を示す。
ながら説明する。先ず、図１には、本発明のディジタル
信号処理装置の一例としての圧縮データ記録再生装置の
一実施例の概略構成を示す。
【００２１】この図１の記録再生装置は、一方の記録媒
体である光磁気ディスク１の記録再生ユニット９と、他
方の記録媒体であるＩＣカード２の記録ユニット４との
２つのユニットを１つのシステムに組んで構成されてい
る。この光磁気ディスク記録再生ユニット９側の再生系
で光磁気ディスク１から再生された信号を上記ＩＣカー
ド記録ユニット４でＩＣカード２に記録する際には、上
記再生系の光磁気ディスク１より光学ヘッド５３にて読
み取られデコーダ７１に送られてＥＦＭ復調やデインタ
ーリーブ処理や誤り訂正処理等が施された再生圧縮デー
タ（ＡＴＣオーディオデータ）が、上記ＩＣカード記録
ユニット４のメモリ８５に送られ、このメモリ８５に対
してエントロピ符号化等の追加処理を行う追加圧縮器８
４による可変ビットレート符号化処理窓の追加処理が施
され、ＩＣカードインターフェース回路８６を介してＩ
Ｃカード２に記録される。このように、再生された圧縮
データは、ＡＴＣデコーダ７３による伸張処理を受ける
前の圧縮状態のままで記録系に送られ、ＩＣカード２に
記録される。
体である光磁気ディスク１の記録再生ユニット９と、他
方の記録媒体であるＩＣカード２の記録ユニット４との
２つのユニットを１つのシステムに組んで構成されてい
る。この光磁気ディスク記録再生ユニット９側の再生系
で光磁気ディスク１から再生された信号を上記ＩＣカー
ド記録ユニット４でＩＣカード２に記録する際には、上
記再生系の光磁気ディスク１より光学ヘッド５３にて読
み取られデコーダ７１に送られてＥＦＭ復調やデインタ
ーリーブ処理や誤り訂正処理等が施された再生圧縮デー
タ（ＡＴＣオーディオデータ）が、上記ＩＣカード記録
ユニット４のメモリ８５に送られ、このメモリ８５に対
してエントロピ符号化等の追加処理を行う追加圧縮器８
４による可変ビットレート符号化処理窓の追加処理が施
され、ＩＣカードインターフェース回路８６を介してＩ
Ｃカード２に記録される。このように、再生された圧縮
データは、ＡＴＣデコーダ７３による伸張処理を受ける
前の圧縮状態のままで記録系に送られ、ＩＣカード２に
記録される。
【００２２】ところで、通常の（オーディオ聴取のため
の）再生時には、記録媒体（光磁気ディスク１）から間
歇的或いはバースト的に所定データ量単位（例えば３２
セクタ＋数セクタ）で圧縮データを読み出し、これを伸
張して連続的なオーディオ信号に変換しているが、いわ
ゆるダビング時には、媒体上の圧縮データを連続的に読
み取って記録系に送って記録している。これによって、
データ圧縮率に応じた高速の（短時間の）ダビングが行
える。
の）再生時には、記録媒体（光磁気ディスク１）から間
歇的或いはバースト的に所定データ量単位（例えば３２
セクタ＋数セクタ）で圧縮データを読み出し、これを伸
張して連続的なオーディオ信号に変換しているが、いわ
ゆるダビング時には、媒体上の圧縮データを連続的に読
み取って記録系に送って記録している。これによって、
データ圧縮率に応じた高速の（短時間の）ダビングが行
える。
【００２３】以下、図１の具体的な構成について詳細に
説明する。図１に示す圧縮データ記録及び／又は再生装
置の光磁気ディスク記録再生ユニット９において、先ず
記録媒体としては、スピンドルモータ５１により回転駆
動される光磁気ディスク１が用いられる。光磁気ディス
ク１に対するデータの記録時には、例えば光学ヘッド５
３によりレーザ光を照射した状態で記録データに応じた
変調磁界を磁気ヘッド５４により印加することによっ
て、いわゆる磁界変調記録を行い、光磁気ディスク１の
記録トラックに沿ってデータを記録する。また再生時に
は、光磁気ディスク１の記録トラックを光学ヘッド５３
によりレーザ光でトレースして磁気光学的に再生を行
う。
説明する。図１に示す圧縮データ記録及び／又は再生装
置の光磁気ディスク記録再生ユニット９において、先ず
記録媒体としては、スピンドルモータ５１により回転駆
動される光磁気ディスク１が用いられる。光磁気ディス
ク１に対するデータの記録時には、例えば光学ヘッド５
３によりレーザ光を照射した状態で記録データに応じた
変調磁界を磁気ヘッド５４により印加することによっ
て、いわゆる磁界変調記録を行い、光磁気ディスク１の
記録トラックに沿ってデータを記録する。また再生時に
は、光磁気ディスク１の記録トラックを光学ヘッド５３
によりレーザ光でトレースして磁気光学的に再生を行
う。
【００２４】ここで、上記記録再生機を主として説明す
る。光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオード等の
レーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、偏光ビー
ムスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学部品及び
所定パターンの受光部を有するフォトディテクタ等から
構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁気ディス
ク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位置に設け
られている。光磁気ディスク１にデータを記録するとき
には、後述する記録系のヘッド駆動回路６６により磁気
ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調磁界を印
加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気ディスク１
の目的トラックにレーザ光を照射することによって、磁
界変調方式により熱磁気記録を行う。また、この光学ヘ
ッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の反射光
を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォーカス
エラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法により
トラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク１から
データを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フォーカ
スエラーやトラッキングエラーを検出すると同時に、レ
ーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カー回転
角）の違いを検出して再生信号を生成する。
る。光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオード等の
レーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、偏光ビー
ムスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学部品及び
所定パターンの受光部を有するフォトディテクタ等から
構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁気ディス
ク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位置に設け
られている。光磁気ディスク１にデータを記録するとき
には、後述する記録系のヘッド駆動回路６６により磁気
ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調磁界を印
加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気ディスク１
の目的トラックにレーザ光を照射することによって、磁
界変調方式により熱磁気記録を行う。また、この光学ヘ
ッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の反射光
を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォーカス
エラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法により
トラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク１から
データを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フォーカ
スエラーやトラッキングエラーを検出すると同時に、レ
ーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カー回転
角）の違いを検出して再生信号を生成する。
【００２５】光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給すると共に、
再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７１に
供給する。
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給すると共に、
再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７１に
供給する。
【００２６】サーボ制御回路５６は、例えばフォーカス
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また、上記ト
ラッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー
信号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラ
ッキング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサー
ボ制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例
えば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモー
タ５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また、上記ト
ラッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー
信号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラ
ッキング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサー
ボ制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例
えば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモー
タ５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。
【００２７】システムコントローラ５７にはキー入力操
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ７は、光磁気
ディスク１の記録トラックからヘッダータイムやサブコ
ードのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレ
ス情報に基づいて、光学ヘッド５３及び磁気ヘッド５４
がトレースしている上記記録トラック上の記録位置や再
生位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７
は、キー入力操作部５８により切換選択された後述する
ＡＴＣエンコーダ６３でのビット圧縮モード情報や、Ｒ
Ｆ回路５５から後述する再生系を介して得られる再生デ
ータ内のビット圧縮モード情報に基づいて、このビット
圧縮モードを表示部５９に表示させると共に、該ビット
圧縮モードにおけるデータ圧縮率と上記記録トラック上
の再生位置情報とに基づいて表示部５９に再生時間を表
示させる制御を行う。
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ７は、光磁気
ディスク１の記録トラックからヘッダータイムやサブコ
ードのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレ
ス情報に基づいて、光学ヘッド５３及び磁気ヘッド５４
がトレースしている上記記録トラック上の記録位置や再
生位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７
は、キー入力操作部５８により切換選択された後述する
ＡＴＣエンコーダ６３でのビット圧縮モード情報や、Ｒ
Ｆ回路５５から後述する再生系を介して得られる再生デ
ータ内のビット圧縮モード情報に基づいて、このビット
圧縮モードを表示部５９に表示させると共に、該ビット
圧縮モードにおけるデータ圧縮率と上記記録トラック上
の再生位置情報とに基づいて表示部５９に再生時間を表
示させる制御を行う。
【００２８】この再生時間表示は、光磁気ディスク１の
記録トラックからいわゆるヘッダータイムやいわゆるサ
ブコードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアド
レス情報（絶対時間情報）に対し、上記ビット圧縮モー
ドにおけるデータ圧縮率の逆数（例えば１／４圧縮のと
きには４）を乗算することにより、実際の時間情報を求
め、これを表示部９に表示させるものである。なお、記
録時においても、例えば光磁気ディスク等の記録トラッ
クに予め絶対時間情報が記録されている（プリフォーマ
ットされている）場合に、このプリフォーマットされた
絶対時間情報を読み取ってデータ圧縮率の逆数を乗算す
ることにより、現在位置を実際の記録時間で表示させる
ことも可能である。
記録トラックからいわゆるヘッダータイムやいわゆるサ
ブコードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアド
レス情報（絶対時間情報）に対し、上記ビット圧縮モー
ドにおけるデータ圧縮率の逆数（例えば１／４圧縮のと
きには４）を乗算することにより、実際の時間情報を求
め、これを表示部９に表示させるものである。なお、記
録時においても、例えば光磁気ディスク等の記録トラッ
クに予め絶対時間情報が記録されている（プリフォーマ
ットされている）場合に、このプリフォーマットされた
絶対時間情報を読み取ってデータ圧縮率の逆数を乗算す
ることにより、現在位置を実際の記録時間で表示させる
ことも可能である。
【００２９】次に、このディスク記録再生装置の記録再
生機の記録系において、入力端子６０からのアナログオ
ーディオ入力信号ＡINがローパスフィルタ６１を介して
Ａ／Ｄ変換器６２に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２は
上記アナログオーディオ入力信号ＡINを量子化する。Ａ
／Ｄ変換器６２から得られたディジタルオーディオ信号
は、ＡＴＣ（Adaptive Transform Coding ）ＰＣＭエン
コーダ６３に供給される。また、入力端子６７からのデ
ィジタルオーディオ入力信号ＤINがディジタル入力イン
ターフェース回路６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に
供給される。ＡＴＣエンコーダ６３は、上記入力信号Ａ
INを上記Ａ／Ｄ変換器６２により量子化した所定転送速
度のディジタルオーディオＰＣＭデータについて、表１
に示すＡＴＣ方式における各種モードに対応するビット
圧縮（データ圧縮）処理を行うもので、上記システムコ
ントローラ５７により動作モードが指定されるようにな
っている。例えばＢモードでは、サンプリング周波数が
４４．１ｋＨｚでビットレートが６４ｋｂｐｓの圧縮デ
ータ（ＡＴＣデータ）とされ、メモリ６４に供給され
る。このＢモードのステレオモードでのデータ転送速度
は、上記標準のＣＤ−ＤＡのフォーマットのデータ転送
速度（７５セクタ／秒）の１／８（9.375 セクタ／秒）
に低減されている。
生機の記録系において、入力端子６０からのアナログオ
ーディオ入力信号ＡINがローパスフィルタ６１を介して
Ａ／Ｄ変換器６２に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２は
上記アナログオーディオ入力信号ＡINを量子化する。Ａ
／Ｄ変換器６２から得られたディジタルオーディオ信号
は、ＡＴＣ（Adaptive Transform Coding ）ＰＣＭエン
コーダ６３に供給される。また、入力端子６７からのデ
ィジタルオーディオ入力信号ＤINがディジタル入力イン
ターフェース回路６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に
供給される。ＡＴＣエンコーダ６３は、上記入力信号Ａ
INを上記Ａ／Ｄ変換器６２により量子化した所定転送速
度のディジタルオーディオＰＣＭデータについて、表１
に示すＡＴＣ方式における各種モードに対応するビット
圧縮（データ圧縮）処理を行うもので、上記システムコ
ントローラ５７により動作モードが指定されるようにな
っている。例えばＢモードでは、サンプリング周波数が
４４．１ｋＨｚでビットレートが６４ｋｂｐｓの圧縮デ
ータ（ＡＴＣデータ）とされ、メモリ６４に供給され
る。このＢモードのステレオモードでのデータ転送速度
は、上記標準のＣＤ−ＤＡのフォーマットのデータ転送
速度（７５セクタ／秒）の１／８（9.375 セクタ／秒）
に低減されている。
【００３０】
【表１】
【００３１】ここで、図１の実施例においては、Ａ／Ｄ
変換器６２のサンプリング周波数が例えば上記標準的な
ＣＤ−ＤＡフォーマットのサンプリング周波数である４
４．１ｋＨｚに固定されており、ＡＴＣエンコーダ６３
においてもサンプリング周波数は維持され、ビット圧縮
処理が施されるようなものを想定している。この時、低
ビットレートモードになるほど、信号通過帯域は狭くし
て行くので、それに応じてローパスフィルタ６１のカッ
トオフ周波数も切換制御する。すなわち、上記圧縮モー
ドに応じてＡ／Ｄ変換器６２のローパスフィルタ６１の
カットオフ周波数を同時に切換制御するようにすればよ
い。
変換器６２のサンプリング周波数が例えば上記標準的な
ＣＤ−ＤＡフォーマットのサンプリング周波数である４
４．１ｋＨｚに固定されており、ＡＴＣエンコーダ６３
においてもサンプリング周波数は維持され、ビット圧縮
処理が施されるようなものを想定している。この時、低
ビットレートモードになるほど、信号通過帯域は狭くし
て行くので、それに応じてローパスフィルタ６１のカッ
トオフ周波数も切換制御する。すなわち、上記圧縮モー
ドに応じてＡ／Ｄ変換器６２のローパスフィルタ６１の
カットオフ周波数を同時に切換制御するようにすればよ
い。
【００３２】次に、メモリ６４は、データの書き込み及
び読み出しがシステムコントローラ５７により制御さ
れ、ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータ
を一時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記
録するためのバッファメモリとして用いられている。す
なわち、例えば上記Ｂモードのステレオのモードにおい
て、ＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮オーディ
オデータは、そのデータ転送速度が、標準的なＣＤ−Ｄ
Ａフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ／秒）の
１／８、すなわち９．３７５セクタ／秒に低減されてお
り、この圧縮データがメモリ６４に連続的に書き込まれ
る。この圧縮データ（ＡＴＣデータ）は、前述したよう
に８セクタにつき１セクタの記録を行えば足りるが、こ
のような８セクタおきの記録は事実上不可能に近いた
め、後述するようなセクタ連続の記録を行うようにして
いる。
び読み出しがシステムコントローラ５７により制御さ
れ、ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータ
を一時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記
録するためのバッファメモリとして用いられている。す
なわち、例えば上記Ｂモードのステレオのモードにおい
て、ＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮オーディ
オデータは、そのデータ転送速度が、標準的なＣＤ−Ｄ
Ａフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ／秒）の
１／８、すなわち９．３７５セクタ／秒に低減されてお
り、この圧縮データがメモリ６４に連続的に書き込まれ
る。この圧縮データ（ＡＴＣデータ）は、前述したよう
に８セクタにつき１セクタの記録を行えば足りるが、こ
のような８セクタおきの記録は事実上不可能に近いた
め、後述するようなセクタ連続の記録を行うようにして
いる。
【００３３】この記録は、休止期間を介して、所定の複
数セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラ
スタを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマッ
トと同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト
的に行われる。すなわちメモリ６４においては、上記ビ
ット圧縮レートに応じた９．３７５（＝７５／８）セク
タ／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＢモード
でステレオモードのＡＴＣオーディオデータが、記録デ
ータとして上記７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に読み出される。この読み出されて記録されるデータに
ついて、記録休止期間を含む全体的なデータ転送速度
は、上記９．３７５セクタ／秒の低い速度となっている
が、バースト的に行われる記録動作の時間内での瞬時的
なデータ転送速度は上記標準的な７５セクタ／秒となっ
ている。したがって、ディスク回転速度が標準的なＣＤ
−ＤＡフォーマットと同じ速度（一定線速度）のとき、
該ＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ記録密度、記憶パター
ンの記録が行われることになる。
数セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラ
スタを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマッ
トと同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト
的に行われる。すなわちメモリ６４においては、上記ビ
ット圧縮レートに応じた９．３７５（＝７５／８）セク
タ／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＢモード
でステレオモードのＡＴＣオーディオデータが、記録デ
ータとして上記７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に読み出される。この読み出されて記録されるデータに
ついて、記録休止期間を含む全体的なデータ転送速度
は、上記９．３７５セクタ／秒の低い速度となっている
が、バースト的に行われる記録動作の時間内での瞬時的
なデータ転送速度は上記標準的な７５セクタ／秒となっ
ている。したがって、ディスク回転速度が標準的なＣＤ
−ＤＡフォーマットと同じ速度（一定線速度）のとき、
該ＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ記録密度、記憶パター
ンの記録が行われることになる。
【００３４】メモリ６４から上記７５セクタ／秒の（瞬
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。
【００３５】エンコーダ６５は、メモリ６４から上述し
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。この
エンコーダ６５による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に
印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。この
エンコーダ６５による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に
印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。
【００３６】また、システムコントローラ５７は、メモ
リ６４に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク１の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によ
りメモリ６４からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路５６に供給することによって行われる。
リ６４に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク１の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によ
りメモリ６４からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路５６に供給することによって行われる。
【００３７】次に、この光磁気ディスク記録再生ユニッ
ト９の再生系について説明する。この再生系は、上述の
記録系により光磁気ディスク１の記録トラック上に連続
的に記録された記録データを再生するためのものであ
り、上記光学ヘッド５３によって光磁気ディスク１の記
録トラックをレーザ光でトレースすることにより得られ
る再生出力がＲＦ回路５５により２値化されて供給され
るデコーダ７１を備えている。この時、光磁気ディスク
１のみではなく、いわゆるコンパクトディスク（ＣＤ：
Compact Disc）と同じ再生専用光ディスクの読み出しも
行うことができる。
ト９の再生系について説明する。この再生系は、上述の
記録系により光磁気ディスク１の記録トラック上に連続
的に記録された記録データを再生するためのものであ
り、上記光学ヘッド５３によって光磁気ディスク１の記
録トラックをレーザ光でトレースすることにより得られ
る再生出力がＲＦ回路５５により２値化されて供給され
るデコーダ７１を備えている。この時、光磁気ディスク
１のみではなく、いわゆるコンパクトディスク（ＣＤ：
Compact Disc）と同じ再生専用光ディスクの読み出しも
行うことができる。
【００３８】デコーダ７１は、上述の記録系におけるエ
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理
を行い上述のＢモードのステレオモードＡＴＣオーディ
オデータを、該Ｂモードのステレオモードにおける正規
の転送速度よりも早い７５セクタ／秒の転送速度で再生
する。このデコーダ７１により得られる再生データは、
メモリ７２に供給される。
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理
を行い上述のＢモードのステレオモードＡＴＣオーディ
オデータを、該Ｂモードのステレオモードにおける正規
の転送速度よりも早い７５セクタ／秒の転送速度で再生
する。このデコーダ７１により得られる再生データは、
メモリ７２に供給される。
【００３９】メモリ７２は、データの書き込み及び読み
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データがＢモードのステレオモードの正規の９．３７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出される。
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データがＢモードのステレオモードの正規の９．３７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出される。
【００４０】システムコントローラ５７は、再生データ
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記９．３７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５
７によりメモリ７２からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気ディスク１若
しくは光ディスク１の記録トラック上の再生位置を指定
する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することによ
って行われる。
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記９．３７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５
７によりメモリ７２からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気ディスク１若
しくは光ディスク１の記録トラック上の再生位置を指定
する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することによ
って行われる。
【００４１】メモリ７２から９．３７５セクタ／秒の転
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＢモードのステレオモードＡＴＣオーディオデータ
は、ＡＴＣデコーダ７３に供給される。このＡＴＣデコ
ーダ７３は、上記記録系のＡＴＣエンコーダ６３に対応
するもので、システムコントローラ５７により動作モー
ドが指定されて、例えば上記Ｂモードのステレオモード
ＡＴＣデータを８倍にデータ伸張（ビット伸張）するこ
とで１６ビットのディジタルオーディオデータを再生す
る。このＡＴＣデコーダ７３からのディジタルオーディ
オデータは、Ｄ／Ａ変換器７４に供給される。
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＢモードのステレオモードＡＴＣオーディオデータ
は、ＡＴＣデコーダ７３に供給される。このＡＴＣデコ
ーダ７３は、上記記録系のＡＴＣエンコーダ６３に対応
するもので、システムコントローラ５７により動作モー
ドが指定されて、例えば上記Ｂモードのステレオモード
ＡＴＣデータを８倍にデータ伸張（ビット伸張）するこ
とで１６ビットのディジタルオーディオデータを再生す
る。このＡＴＣデコーダ７３からのディジタルオーディ
オデータは、Ｄ／Ａ変換器７４に供給される。
【００４２】Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号ＡOUT を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーディオ信号ＡOUT は、ローパスフィルタ７５を介
して出力端子７６から出力される。
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号ＡOUT を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーディオ信号ＡOUT は、ローパスフィルタ７５を介
して出力端子７６から出力される。
【００４３】次に、この圧縮データ記録及び／又は再生
装置の上記ＩＣカード記録ユニット４について説明す
る。
装置の上記ＩＣカード記録ユニット４について説明す
る。
【００４４】この記録ユニット４に供給されたアナログ
オーディオ入力信号ＡINがローパスフィルタを介してＡ
／Ｄ変換器に供給されて量子化される。Ａ／Ｄ変換器か
ら得られたディジタルオーディオ信号は、可変ビットレ
ート符号化器の一種であるいわゆるエントロピ符号化等
を行う追加圧縮器８４に送られてエントロピ符号化等の
処理をされる。ここで、上記追加圧縮器８４に送られる
信号は、具体的には上記入力端子６０を介したアナログ
オーディオ入力信号ＡINが、ローパスフィルタ６１及び
Ａ／Ｄ変換器６２を介し、さらに上記ＡＴＣエンコーダ
６３を介してメモリ８５に記憶された信号としている。
したがって、上記追加圧縮器８４でのエントロピ符号化
等の処理は、メモリ８５に対するデータの読み書きを伴
いながら実行される。エントロピ符号化等を行う追加圧
縮器８４からの可変ビットレート圧縮符号化されたデー
タは、ＩＣカードインターフェース回路８６を介してＩ
Ｃカード２に記録される。勿論、本発明においては、エ
ントロピ符号の可変ビットレート圧縮は行わないが、直
交変換サイズを大きくしたり、サブ情報を持つ周波数軸
上のブロックフローティングのためのブロック及び／又
は量子化雑音発生ブロックの周波数幅を広げることで、
より低いビットレートの定ビットレートでの記録を行っ
ても良い。
オーディオ入力信号ＡINがローパスフィルタを介してＡ
／Ｄ変換器に供給されて量子化される。Ａ／Ｄ変換器か
ら得られたディジタルオーディオ信号は、可変ビットレ
ート符号化器の一種であるいわゆるエントロピ符号化等
を行う追加圧縮器８４に送られてエントロピ符号化等の
処理をされる。ここで、上記追加圧縮器８４に送られる
信号は、具体的には上記入力端子６０を介したアナログ
オーディオ入力信号ＡINが、ローパスフィルタ６１及び
Ａ／Ｄ変換器６２を介し、さらに上記ＡＴＣエンコーダ
６３を介してメモリ８５に記憶された信号としている。
したがって、上記追加圧縮器８４でのエントロピ符号化
等の処理は、メモリ８５に対するデータの読み書きを伴
いながら実行される。エントロピ符号化等を行う追加圧
縮器８４からの可変ビットレート圧縮符号化されたデー
タは、ＩＣカードインターフェース回路８６を介してＩ
Ｃカード２に記録される。勿論、本発明においては、エ
ントロピ符号の可変ビットレート圧縮は行わないが、直
交変換サイズを大きくしたり、サブ情報を持つ周波数軸
上のブロックフローティングのためのブロック及び／又
は量子化雑音発生ブロックの周波数幅を広げることで、
より低いビットレートの定ビットレートでの記録を行っ
ても良い。
【００４５】ここで、上記光磁気ディスク記録再生ユニ
ット９の再生系のデコーダ７１からの圧縮データ（ＡＴ
Ｃデータ）が、伸張されずにそのまま上記ＩＣカード記
録ユニット４のメモリ８５に送られるようになってい
る。このデータ転送は、いわゆる高速ダビング時にシス
テムコントローラ５７がメモリ８５等を制御することに
よって行われる。なお、メモリ７２からの圧縮データを
メモリ８５に送るようにしてもよい。ビットレートモー
ドを変えて、ビットレートを下げて光磁気ディスク若し
くは光ディスクからＩＣカードに記録することは、記録
容量当たりの価格が高いＩＣカードへの記録に適してい
る。このことは、ビットレートモードの如何に拘わらず
サンプリング周波数が同一であることが不必要なサンプ
リング周波数変換を伴わず、好都合となる。実際の追加
圧縮は追加圧縮器８４で行なうこととなる。
ット９の再生系のデコーダ７１からの圧縮データ（ＡＴ
Ｃデータ）が、伸張されずにそのまま上記ＩＣカード記
録ユニット４のメモリ８５に送られるようになってい
る。このデータ転送は、いわゆる高速ダビング時にシス
テムコントローラ５７がメモリ８５等を制御することに
よって行われる。なお、メモリ７２からの圧縮データを
メモリ８５に送るようにしてもよい。ビットレートモー
ドを変えて、ビットレートを下げて光磁気ディスク若し
くは光ディスクからＩＣカードに記録することは、記録
容量当たりの価格が高いＩＣカードへの記録に適してい
る。このことは、ビットレートモードの如何に拘わらず
サンプリング周波数が同一であることが不必要なサンプ
リング周波数変換を伴わず、好都合となる。実際の追加
圧縮は追加圧縮器８４で行なうこととなる。
【００４６】次に、いわゆる高速ディジタルダビング動
作について説明する。先ず、いわゆる高速ディジタルダ
ビング時には、キー入力操作部５８のダビング操作キー
等を操作することにより、システムコントローラ５７が
所定の高速ダビング制御処理動作を実行する。具体的に
は、上記デコーダ７１からの圧縮データをそのままＩＣ
カード記録系のメモリ８５に送り、エントロピ符号化等
を行う追加圧縮器８４により可変ビットレート符号化を
施して、ＩＣカードインターフェース回路８６を介して
ＩＣカード２に記録する。ここで、光磁気ディスク１に
例えば上記ＢモードのステレオモードＡＴＣデータが記
録されている場合には、デコーダ７１からは８倍の圧縮
データが連続的に読み出されることになる。なお、ＩＣ
カード２が記録ユニット４に挿入（装填）されたか否か
は、ＩＣカード検出回路５２が行っている。このＩＣカ
ード検出回路５２は、ＩＣカード２が記録ユニット４に
挿入されたと検出した時に、上記記録再生ユニット９に
対してその旨の信号を出力し、当該記録再生ユニット９
は当該信号を受けて上記ダビングのための処理を行う。
作について説明する。先ず、いわゆる高速ディジタルダ
ビング時には、キー入力操作部５８のダビング操作キー
等を操作することにより、システムコントローラ５７が
所定の高速ダビング制御処理動作を実行する。具体的に
は、上記デコーダ７１からの圧縮データをそのままＩＣ
カード記録系のメモリ８５に送り、エントロピ符号化等
を行う追加圧縮器８４により可変ビットレート符号化を
施して、ＩＣカードインターフェース回路８６を介して
ＩＣカード２に記録する。ここで、光磁気ディスク１に
例えば上記ＢモードのステレオモードＡＴＣデータが記
録されている場合には、デコーダ７１からは８倍の圧縮
データが連続的に読み出されることになる。なお、ＩＣ
カード２が記録ユニット４に挿入（装填）されたか否か
は、ＩＣカード検出回路５２が行っている。このＩＣカ
ード検出回路５２は、ＩＣカード２が記録ユニット４に
挿入されたと検出した時に、上記記録再生ユニット９に
対してその旨の信号を出力し、当該記録再生ユニット９
は当該信号を受けて上記ダビングのための処理を行う。
【００４７】従って、上記高速ダビング時には、光磁気
ディスク１から実時間で８倍（上記Ｂモードのステレオ
モードの場合）の時間に相当する圧縮データが連続して
得られることになり、これがそのままエントロピ符号化
や低ビットレートの一定ビットレート化されてＩＣカー
ド２に記録されるので、８倍の高速ダビングが実現でき
る。なお、圧縮モードが異なればダビング速度の倍率も
異なってくる。また、圧縮の倍率以上の高速でダビング
を行わせるようにしてもよい。この場合には、光磁気デ
ィスク１を定常速度の何倍かの速度で高速回転駆動す
る。
ディスク１から実時間で８倍（上記Ｂモードのステレオ
モードの場合）の時間に相当する圧縮データが連続して
得られることになり、これがそのままエントロピ符号化
や低ビットレートの一定ビットレート化されてＩＣカー
ド２に記録されるので、８倍の高速ダビングが実現でき
る。なお、圧縮モードが異なればダビング速度の倍率も
異なってくる。また、圧縮の倍率以上の高速でダビング
を行わせるようにしてもよい。この場合には、光磁気デ
ィスク１を定常速度の何倍かの速度で高速回転駆動す
る。
【００４８】ところで、上記光磁気ディスク１には、図
２に示すように、一定ビットレートでビット圧縮符号化
されたデータが記録されると同時に、該データを追加圧
縮伸張ブロック３で可変ビット圧縮符号化した際のデー
タ量（すなわちＩＣカード２内に記録するために必要と
されるデータ記録容量）の情報が記録されている。こう
することによって、例えば光磁気ディスク１に記録され
ている曲の内、ＩＣカード２に記録可能な曲数や曲の組
合せ等を、これらのデータ量情報を読み取ることにより
即座に知ることができる。もちろん可変ビットレートモ
ードではなく、固定ビットレートのより低ビットレート
モードへの追加圧縮操作を追加圧縮伸張ブロック３で行
なうこともできる。
２に示すように、一定ビットレートでビット圧縮符号化
されたデータが記録されると同時に、該データを追加圧
縮伸張ブロック３で可変ビット圧縮符号化した際のデー
タ量（すなわちＩＣカード２内に記録するために必要と
されるデータ記録容量）の情報が記録されている。こう
することによって、例えば光磁気ディスク１に記録され
ている曲の内、ＩＣカード２に記録可能な曲数や曲の組
合せ等を、これらのデータ量情報を読み取ることにより
即座に知ることができる。もちろん可変ビットレートモ
ードではなく、固定ビットレートのより低ビットレート
モードへの追加圧縮操作を追加圧縮伸張ブロック３で行
なうこともできる。
【００４９】また逆に、ＩＣカード２内には、可変ビッ
トレートでビット圧縮符号化されたデータのみならず、
一定ビットレートでビット圧縮符号化したデータのデー
タ量情報も記録しておくことにより、ＩＣカード２から
光磁気ディスク１に曲等のデータを送って記録する際の
データ量を迅速に知ることができる。もちろん、ＩＣカ
ード２内には、可変ビットレートでビット圧縮符号化さ
れたデータのみならず、一定ビットレートでビット圧縮
符号化したデータを記録することもできる。
トレートでビット圧縮符号化されたデータのみならず、
一定ビットレートでビット圧縮符号化したデータのデー
タ量情報も記録しておくことにより、ＩＣカード２から
光磁気ディスク１に曲等のデータを送って記録する際の
データ量を迅速に知ることができる。もちろん、ＩＣカ
ード２内には、可変ビットレートでビット圧縮符号化さ
れたデータのみならず、一定ビットレートでビット圧縮
符号化したデータを記録することもできる。
【００５０】ここで図３は、上記図１に示す構成の圧縮
データ記録及び／又は再生装置５の正面外観を示してお
り、光磁気ディスクまたは光ディスク挿入部６とＩＣカ
ード挿入スロツト７とが設けられている。もちろんディ
スクとＩＣカードとは別々のセットになっていてその間
をケーブルで信号伝送するようにしてもよい。
データ記録及び／又は再生装置５の正面外観を示してお
り、光磁気ディスクまたは光ディスク挿入部６とＩＣカ
ード挿入スロツト７とが設けられている。もちろんディ
スクとＩＣカードとは別々のセットになっていてその間
をケーブルで信号伝送するようにしてもよい。
【００５１】次に、本実施例の圧縮データ記録及び／又
は再生装置に用いられる高能率圧縮符号化について詳述
する。すなわち、オーディオＰＣＭ信号等の入力ディジ
タル信号を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適応変換符号
化（ＡＴＣ）及び適応ビット割り当ての各技術を用いて
高能率符号化する技術について、図４以降を参照しなが
ら説明する。
は再生装置に用いられる高能率圧縮符号化について詳述
する。すなわち、オーディオＰＣＭ信号等の入力ディジ
タル信号を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適応変換符号
化（ＡＴＣ）及び適応ビット割り当ての各技術を用いて
高能率符号化する技術について、図４以降を参照しなが
ら説明する。
【００５２】図４に示す具体的な高能率符号化装置で
は、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割する
と共に、最低域の隣接した２帯域の帯域幅は同じとし、
より高い周波数帯域では高い周波数帯域ほどバンド幅を
広く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行い、得られ
た周波数軸のスペクトルデータに対して、低域では、後
述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅
（クリティカルバンド）毎に、中高域ではいわゆるブロ
ックフローティング効率を考慮して臨界帯域幅を細分化
した帯域毎に、適応的にビット割り当して符号化してい
る。通常、このブロックが量子化雑音発生ブロックとな
る。さらに、本発明実施例においては、直交変換の前に
入力信号に応じて適応的にブロックサイズ（ブロック
長）を変化させると共に、該ブロック単位でフローティ
ング処理を行っている。
は、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割する
と共に、最低域の隣接した２帯域の帯域幅は同じとし、
より高い周波数帯域では高い周波数帯域ほどバンド幅を
広く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行い、得られ
た周波数軸のスペクトルデータに対して、低域では、後
述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅
（クリティカルバンド）毎に、中高域ではいわゆるブロ
ックフローティング効率を考慮して臨界帯域幅を細分化
した帯域毎に、適応的にビット割り当して符号化してい
る。通常、このブロックが量子化雑音発生ブロックとな
る。さらに、本発明実施例においては、直交変換の前に
入力信号に応じて適応的にブロックサイズ（ブロック
長）を変化させると共に、該ブロック単位でフローティ
ング処理を行っている。
【００５３】すなわち、図４において、入力端子１０に
は例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０
〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されてい
る。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦフィルタ等
の帯域分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１
１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨ
ｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域
分割フィルタ１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５
ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割される。帯域分割フィ
ルタ１１からの１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は直
交変換回路の一例であるＭＤＣＴ回路１３に送られ、帯
域分割フィルタ１２からの５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯
域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送られ、帯域分割フィル
タ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回
路１５に送られることにより、それぞれＭＤＣＴ処理さ
れる。
は例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０
〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されてい
る。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦフィルタ等
の帯域分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１
１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨ
ｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域
分割フィルタ１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５
ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割される。帯域分割フィ
ルタ１１からの１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は直
交変換回路の一例であるＭＤＣＴ回路１３に送られ、帯
域分割フィルタ１２からの５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯
域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送られ、帯域分割フィル
タ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回
路１５に送られることにより、それぞれＭＤＣＴ処理さ
れる。
【００５４】ここで、上述した入力ディジタル信号を複
数の周波数帯域に分割する手法としては、例えばＱＭＦ
フィルタがあり、1976 R.E.Crochiere Digital coding
ofspeech in subbandsBell Syst.Tech. J. Vol.55,No.
8 1976 に、述べられている。またICASSP 83,BOSTON Po
lyphase Quadrature filters-A new subband codingtec
hnique Joseph H. Rothweiler には、等バンド幅のフィ
ルタ分割手法が述べられている。ここで、上述した直交
変換としては、例えば、入力オーディオ信号を所定単位
時間（フレーム）でブロック化し、当該ブロック毎に高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）、コサイン変換（ＤＣＴ）、
モディファイドＤＣＴ変換（ＭＤＣＴ）等を行うことで
時間軸を周波数軸に変換するような直交変換がある。Ｍ
ＤＣＴについてはICASSP 1987Subband/Transform Codin
g Using Filter Bank DesignsBased on Time Domain Al
iasing Cancellation J.P.Princen A.B.Bradley Univ.
of Surrey Royal Melbourne Inst.of Tech.に述べら
れている。
数の周波数帯域に分割する手法としては、例えばＱＭＦ
フィルタがあり、1976 R.E.Crochiere Digital coding
ofspeech in subbandsBell Syst.Tech. J. Vol.55,No.
8 1976 に、述べられている。またICASSP 83,BOSTON Po
lyphase Quadrature filters-A new subband codingtec
hnique Joseph H. Rothweiler には、等バンド幅のフィ
ルタ分割手法が述べられている。ここで、上述した直交
変換としては、例えば、入力オーディオ信号を所定単位
時間（フレーム）でブロック化し、当該ブロック毎に高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）、コサイン変換（ＤＣＴ）、
モディファイドＤＣＴ変換（ＭＤＣＴ）等を行うことで
時間軸を周波数軸に変換するような直交変換がある。Ｍ
ＤＣＴについてはICASSP 1987Subband/Transform Codin
g Using Filter Bank DesignsBased on Time Domain Al
iasing Cancellation J.P.Princen A.B.Bradley Univ.
of Surrey Royal Melbourne Inst.of Tech.に述べら
れている。
【００５５】次に、標準的な入力信号に対する各モード
における各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５に供給する各
帯域毎のブロックについての具体例を図５に示す。この
図５の具体例において、上記図４の各帯域分割フィルタ
１１，１２からの３つのフィルタ出力信号は、各帯域ご
とに独立に各々複数の直交変換ブロックサイズを持ち、
信号の時間特性により時間分解能を切り換えられるよう
にしている。また、ビットレートが小さいモード程、最
大処理ブロックの時間長が長くなり、信号通過帯域幅が
狭くなる。
における各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５に供給する各
帯域毎のブロックについての具体例を図５に示す。この
図５の具体例において、上記図４の各帯域分割フィルタ
１１，１２からの３つのフィルタ出力信号は、各帯域ご
とに独立に各々複数の直交変換ブロックサイズを持ち、
信号の時間特性により時間分解能を切り換えられるよう
にしている。また、ビットレートが小さいモード程、最
大処理ブロックの時間長が長くなり、信号通過帯域幅が
狭くなる。
【００５６】すなわち、Ａモードの場合において、信号
が時間的に準定常的であるときには直交変換ブロックサ
イズを１１．６ｍｓと大きくし、信号が非定常的である
ときには１１ｋＨｚ以下の帯域で直交変換ブロックサイ
ズを更に４分割とし、１１ｋＨｚ以上の帯域では直交変
換ブロックサイズを８分割とする。
が時間的に準定常的であるときには直交変換ブロックサ
イズを１１．６ｍｓと大きくし、信号が非定常的である
ときには１１ｋＨｚ以下の帯域で直交変換ブロックサイ
ズを更に４分割とし、１１ｋＨｚ以上の帯域では直交変
換ブロックサイズを８分割とする。
【００５７】Ｂモードの場合には、Ａモードに比べて最
大直交変換ブロックの時間長が２倍長くなって２３．２
ｍｓとなり、信号通過帯域幅は１３ｋＨｚまでと狭くな
る。また、信号が時間的に準定常的である場合には直交
変換ブロックサイズを２３．２ｍｓと大きくし、信号が
より非定常的である場合には２分割して１１．６ｍｓと
する。さらに、信号の非定常性が強まったときは、１１
ｋＨｚ以下の帯域では直交変換ブロックサイズを更に４
分割として合計８分割とし、１１ｋＨｚ以上の帯域では
直交変換ブロックサイズを更に８分割して合計１６分割
とする。
大直交変換ブロックの時間長が２倍長くなって２３．２
ｍｓとなり、信号通過帯域幅は１３ｋＨｚまでと狭くな
る。また、信号が時間的に準定常的である場合には直交
変換ブロックサイズを２３．２ｍｓと大きくし、信号が
より非定常的である場合には２分割して１１．６ｍｓと
する。さらに、信号の非定常性が強まったときは、１１
ｋＨｚ以下の帯域では直交変換ブロックサイズを更に４
分割として合計８分割とし、１１ｋＨｚ以上の帯域では
直交変換ブロックサイズを更に８分割して合計１６分割
とする。
【００５８】Ｃモードでは、最大処理時間ブロックの時
間長を３４．８ｍｓまで持たせる。通過帯域は、５．５
ｋＨｚに制限する。
間長を３４．８ｍｓまで持たせる。通過帯域は、５．５
ｋＨｚに制限する。
【００５９】Ｄモードでは、４６．４ｍｓの最大処理ブ
ロックの時間長までを持たせる。
ロックの時間長までを持たせる。
【００６０】ここで、各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５
に供給する各帯域の内、最大直交変換ブロックの時間長
を２倍長くするのを、低域側の帯域に限ることにより、
ＡモードからＢモードへの変換が容易となる。すなわ
ち、Ａモードの低域側直交変換を逆直交変換して、再び
直交変換サイズが倍の直交変換を行う。これは、全帯域
を成す複数の帯域の逆直交変換を行ってから、再びそれ
ぞれの帯域毎に直交変換するのに比較して容易である。
また、これは例えば光磁気ディスクからＩＣメモリカー
ドへの高速転送をＡモードからＢモードへの変換を行い
ながら実行するのに都合がよい。これは、低域よりも高
域の音響信号の方が、時間的変動が大きいこと、信号対
雑音比が小さくてもよいことがその根拠となる。
に供給する各帯域の内、最大直交変換ブロックの時間長
を２倍長くするのを、低域側の帯域に限ることにより、
ＡモードからＢモードへの変換が容易となる。すなわ
ち、Ａモードの低域側直交変換を逆直交変換して、再び
直交変換サイズが倍の直交変換を行う。これは、全帯域
を成す複数の帯域の逆直交変換を行ってから、再びそれ
ぞれの帯域毎に直交変換するのに比較して容易である。
また、これは例えば光磁気ディスクからＩＣメモリカー
ドへの高速転送をＡモードからＢモードへの変換を行い
ながら実行するのに都合がよい。これは、低域よりも高
域の音響信号の方が、時間的変動が大きいこと、信号対
雑音比が小さくてもよいことがその根拠となる。
【００６１】なお、このとき、信号通過帯域幅は、１３
ｋＨｚまでとする。この場合、図５に示すように、１１
ｋＨｚから２２ｋＨｚ帯域の信号において直交変換前の
フィルタ出力信号を１／２若しくは１／４サブサンプリ
ングすることで、信号通過帯域以上の帯域の為の無駄な
信号処理を避けることができる。
ｋＨｚまでとする。この場合、図５に示すように、１１
ｋＨｚから２２ｋＨｚ帯域の信号において直交変換前の
フィルタ出力信号を１／２若しくは１／４サブサンプリ
ングすることで、信号通過帯域以上の帯域の為の無駄な
信号処理を避けることができる。
【００６２】以下Ｃモード、Ｄモードとなるにしたがっ
て最大直交変換ブロックの長さが長くなり、信号通過帯
域幅は狭くすることができる。もちろん、全てのモード
間で最大処理時間ブロックの長さ及び信号通過帯域幅が
異なる必要はなく、同じ値を取る場合もある。
て最大直交変換ブロックの長さが長くなり、信号通過帯
域幅は狭くすることができる。もちろん、全てのモード
間で最大処理時間ブロックの長さ及び信号通過帯域幅が
異なる必要はなく、同じ値を取る場合もある。
【００６３】また、例え低ビットレートモードの方が最
大直交変換ブロックの長さが長くなっていたとしても、
時間遅れを短くしたい用途のためには、そのモードが持
つ複数の直交変換ブロックの内、短い直交変換ブロック
を選択的に使ってエンコード処理することで目的を達成
することができる。
大直交変換ブロックの長さが長くなっていたとしても、
時間遅れを短くしたい用途のためには、そのモードが持
つ複数の直交変換ブロックの内、短い直交変換ブロック
を選択的に使ってエンコード処理することで目的を達成
することができる。
【００６４】再び図４において、Ａモードにおける各Ｍ
ＤＣＴ回路１３、１４、１５にてＭＤＣＴ処理されて得
られた周波数軸上のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ
係数データは、低域はいわゆる臨界帯域（クリティカル
バンド）毎にまとめられて、また中高域はブロックフロ
ーティングの有効性を考慮して臨界帯域幅を細分化し
て、適応ビット割当符号化回路１８に送られている。な
お、このクリティカルバンドとは、人間の聴覚特性を考
慮して分割された周波数帯域であり、ある純音の周波数
近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって当該純音
がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域のことであ
る。このクリティカルバンドは、高域ほど帯域幅が広く
なっており、上記０〜２２ｋＨｚの全周波数帯域は例え
ば２５のクリティカルバンドに分割されている。
ＤＣＴ回路１３、１４、１５にてＭＤＣＴ処理されて得
られた周波数軸上のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ
係数データは、低域はいわゆる臨界帯域（クリティカル
バンド）毎にまとめられて、また中高域はブロックフロ
ーティングの有効性を考慮して臨界帯域幅を細分化し
て、適応ビット割当符号化回路１８に送られている。な
お、このクリティカルバンドとは、人間の聴覚特性を考
慮して分割された周波数帯域であり、ある純音の周波数
近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって当該純音
がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域のことであ
る。このクリティカルバンドは、高域ほど帯域幅が広く
なっており、上記０〜２２ｋＨｚの全周波数帯域は例え
ば２５のクリティカルバンドに分割されている。
【００６５】Ｂモードにおいては、最大直交変換ブロッ
クサイズをＡモードの場合の２倍にしない帯域では、サ
ブ情報を有するブロックの周波数幅を、例えばＡモード
の２倍の周波数幅にとることにより、前記ブロックの数
を半減し、サブ情報を減らしている。このようにして、
低域は、直交変換ブロックサイズを２倍にすることで、
それ以外の帯域は、サブ情報を有するブロックの周波数
幅を大きくすることで、全帯域でのサブ情報を減らすこ
とができる。
クサイズをＡモードの場合の２倍にしない帯域では、サ
ブ情報を有するブロックの周波数幅を、例えばＡモード
の２倍の周波数幅にとることにより、前記ブロックの数
を半減し、サブ情報を減らしている。このようにして、
低域は、直交変換ブロックサイズを２倍にすることで、
それ以外の帯域は、サブ情報を有するブロックの周波数
幅を大きくすることで、全帯域でのサブ情報を減らすこ
とができる。
【００６６】また、ビット配分算出回路２０は、上記ク
リティカルバンド及びブロックフローティングを考慮し
て分割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマス
キング効果等を考慮してクリティカルバンド及びブロッ
クフローティングを考慮した各分割帯域毎のマスキング
量を求め、さらに、このマスキング量とクリティカルバ
ンド及びブロックフローティングを考慮した各分割帯域
毎のエネルギ或いはピーク値等に基づいて、各帯域毎に
割り当てビット数を求め、この情報を適応ビット割当符
号化回路１８に送る。当該適応ビット割当符号化回路１
８では、各帯域毎に割り当てられたビット数に応じて各
スペクトルデータ（或いはＭＤＣＴ係数データ）を再量
子化するようにしている。このようにして符号化された
データは、出力端子１９を介して取り出される。
リティカルバンド及びブロックフローティングを考慮し
て分割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマス
キング効果等を考慮してクリティカルバンド及びブロッ
クフローティングを考慮した各分割帯域毎のマスキング
量を求め、さらに、このマスキング量とクリティカルバ
ンド及びブロックフローティングを考慮した各分割帯域
毎のエネルギ或いはピーク値等に基づいて、各帯域毎に
割り当てビット数を求め、この情報を適応ビット割当符
号化回路１８に送る。当該適応ビット割当符号化回路１
８では、各帯域毎に割り当てられたビット数に応じて各
スペクトルデータ（或いはＭＤＣＴ係数データ）を再量
子化するようにしている。このようにして符号化された
データは、出力端子１９を介して取り出される。
【００６７】次に、図６は上記ビット配分算出回路２０
の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。こ
の図６において、入力端子２１には、上記各ＭＤＣＴ回
路１３、１４、１５からの周波数軸上のスペクトルデー
タが供給されている。
の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。こ
の図６において、入力端子２１には、上記各ＭＤＣＴ回
路１３、１４、１５からの周波数軸上のスペクトルデー
タが供給されている。
【００６８】この周波数軸上の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路２２に送られて、上記マスキング量と
クリティカルバンド及びブロックフローティングを考慮
した各分割帯域のエネルギが、例えば当該バンド内での
各振幅値の総和を計算すること等により求められる。こ
の各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピーク
値、平均値等が用いられることもある。このエネルギ算
出回路２２からの出力として、例えば各バンドの総和値
のスペクトルを図７の図中ＳＢとして示している。ただ
し、この図７では、図示を簡略化するため、上記マスキ
ング量とクリティカルバンド及びブロックフローティン
グを考慮した分割帯域数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で
表現している。
エネルギ算出回路２２に送られて、上記マスキング量と
クリティカルバンド及びブロックフローティングを考慮
した各分割帯域のエネルギが、例えば当該バンド内での
各振幅値の総和を計算すること等により求められる。こ
の各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピーク
値、平均値等が用いられることもある。このエネルギ算
出回路２２からの出力として、例えば各バンドの総和値
のスペクトルを図７の図中ＳＢとして示している。ただ
し、この図７では、図示を簡略化するため、上記マスキ
ング量とクリティカルバンド及びブロックフローティン
グを考慮した分割帯域数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で
表現している。
【００６９】ここで、上記スペクトルＳＢのいわゆるマ
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリユーション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路２２の出力すなわち該スペク
トルＳＢの各値は、畳込みフィルタ回路２３に送られ
る。該畳込みフィルタ回路２３は、例えば、入力データ
を順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素子か
らの出力にフィルタ係数（重み付け関数）を乗算する複
数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗算
器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから構
成されるものである。この畳込み処理により、図７の図
中点線で示す部分の総和がとられる。なお、上記マスキ
ングとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によっ
て他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象をいうも
のであり、このマスキング効果には、時間軸上のオーデ
ィオ信号による時間軸マスキング効果と、周波数軸上の
信号による同時刻マスキング効果とがある。これらのマ
スキング効果により、マスキングされる部分にノイズが
あったとしても、このノイズは聞こえないことになる。
このため、実際のオーディオ信号では、このマスキング
される範囲内のノイズは許容可能なノイズとされる。
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリユーション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路２２の出力すなわち該スペク
トルＳＢの各値は、畳込みフィルタ回路２３に送られ
る。該畳込みフィルタ回路２３は、例えば、入力データ
を順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素子か
らの出力にフィルタ係数（重み付け関数）を乗算する複
数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗算
器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから構
成されるものである。この畳込み処理により、図７の図
中点線で示す部分の総和がとられる。なお、上記マスキ
ングとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によっ
て他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象をいうも
のであり、このマスキング効果には、時間軸上のオーデ
ィオ信号による時間軸マスキング効果と、周波数軸上の
信号による同時刻マスキング効果とがある。これらのマ
スキング効果により、マスキングされる部分にノイズが
あったとしても、このノイズは聞こえないことになる。
このため、実際のオーディオ信号では、このマスキング
される範囲内のノイズは許容可能なノイズとされる。
【００７０】ここで、上記畳込みフィルタ回路２３の各
乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。
乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。
【００７１】次に、上記畳込みフィルタ回路２３の出力
は引算器２４に送られる。該引算器２４は、上記畳込ん
だ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対応する
レベルαを求めるものである。なお、当該許容可能なノ
イズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベルα
は、後述するように、逆コンボリューション処理を行う
ことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の許容
ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、上記
引算器２４には、上記レベルαを求めるための許容関数
（マスキングレベルを表現する関数）が供給される。こ
の許容関数を増減させることで上記レベルαの制御を行
っている。当該許容関数は、次に説明するような（ｎ−
ａｉ）関数発生回路２５から供給されているものであ
る。
は引算器２４に送られる。該引算器２４は、上記畳込ん
だ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対応する
レベルαを求めるものである。なお、当該許容可能なノ
イズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベルα
は、後述するように、逆コンボリューション処理を行う
ことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の許容
ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、上記
引算器２４には、上記レベルαを求めるための許容関数
（マスキングレベルを表現する関数）が供給される。こ
の許容関数を増減させることで上記レベルαの制御を行
っている。当該許容関数は、次に説明するような（ｎ−
ａｉ）関数発生回路２５から供給されているものであ
る。
【００７２】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（１）式で求めるこ
とができる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） ・・・（１） この（１）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、（１）
式中(n-ai)が許容関数となる。本実施例ではｎ＝３８，
ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符
号化が行えた。
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（１）式で求めるこ
とができる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） ・・・（１） この（１）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、（１）
式中(n-ai)が許容関数となる。本実施例ではｎ＝３８，
ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符
号化が行えた。
【００７３】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器２６に伝送される。当該割算
器２６では、上記畳込みされた領域での上記レベルαを
逆コンボリユーションするためのものである。したがっ
て、この逆コンボリユーション処理を行うことにより、
上記レベルαからマスキングスペクトルが得られるよう
になる。すなわち、このマスキングスペクトルが許容ノ
イズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリユーショ
ン処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例では簡
略化した割算器２６を用いて逆コンボリユーションを行
っている。
れ、このデータは、割算器２６に伝送される。当該割算
器２６では、上記畳込みされた領域での上記レベルαを
逆コンボリユーションするためのものである。したがっ
て、この逆コンボリユーション処理を行うことにより、
上記レベルαからマスキングスペクトルが得られるよう
になる。すなわち、このマスキングスペクトルが許容ノ
イズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリユーショ
ン処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例では簡
略化した割算器２６を用いて逆コンボリユーションを行
っている。
【００７４】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路２７を介して減算器２８に伝送される。ここで、当
該減算器２８には、上記帯域毎のエネルギ検出回路２２
からの出力、すなわち前述したスペクトルＳＢが、遅延
回路２９を介して供給されている。したがって、この減
算器２８で上記マスキングスペクトルとスペクトルＳＢ
との減算演算が行われることで、図８に示すように、上
記スペクトルＳＢは、該マスキングスペクトルＭＳのレ
ベルで示すレベル以下がマスキングされることになる。
回路２７を介して減算器２８に伝送される。ここで、当
該減算器２８には、上記帯域毎のエネルギ検出回路２２
からの出力、すなわち前述したスペクトルＳＢが、遅延
回路２９を介して供給されている。したがって、この減
算器２８で上記マスキングスペクトルとスペクトルＳＢ
との減算演算が行われることで、図８に示すように、上
記スペクトルＳＢは、該マスキングスペクトルＭＳのレ
ベルで示すレベル以下がマスキングされることになる。
【００７５】当該減算器２８からの出力は、許容雑音補
正回路３０を介し、出力端子３１を介して取り出され、
例えば割り当てビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ等
（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算回
路２８から許容雑音補正回路３０を介して得られた出力
（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定手段
の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の割り当
てビット数情報を出力する。この割り当てビット数情報
が上記適応ビット割当符号化回路１８に送られること
で、ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５からの周波数軸上の
各スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り当てら
れたビット数で量子化されるわけである。
正回路３０を介し、出力端子３１を介して取り出され、
例えば割り当てビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ等
（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算回
路２８から許容雑音補正回路３０を介して得られた出力
（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定手段
の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の割り当
てビット数情報を出力する。この割り当てビット数情報
が上記適応ビット割当符号化回路１８に送られること
で、ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５からの周波数軸上の
各スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り当てら
れたビット数で量子化されるわけである。
【００７６】すなわち要約すれば、適応ビット割当符号
化回路１８では、上記マスキング量とクリティカルバン
ド及びブロックフローティングを考慮した各分割帯域の
エネルギと上記ノイズレベル設定手段の出力との差分の
レベルに応じて割り当てられたビット数で上記各バンド
毎のスペクトルデータを量子化することになる。なお、
遅延回路２９は上記合成回路２７以前の各回路での遅延
量を考慮してエネルギ検出回路２２からのスペクトルＳ
Ｂを遅延させるために設けられている。
化回路１８では、上記マスキング量とクリティカルバン
ド及びブロックフローティングを考慮した各分割帯域の
エネルギと上記ノイズレベル設定手段の出力との差分の
レベルに応じて割り当てられたビット数で上記各バンド
毎のスペクトルデータを量子化することになる。なお、
遅延回路２９は上記合成回路２７以前の各回路での遅延
量を考慮してエネルギ検出回路２２からのスペクトルＳ
Ｂを遅延させるために設けられている。
【００７７】ところで、上述した合成回路２７での合成
の際には、最小可聴カーブ発生回路３２から供給される
図９に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最小可
聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスペクト
ルＭＳとを合成することができる。この最小可聴カーブ
において、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ以下な
らば該雑音は聞こえないことになる。この最小可聴カー
ブは、コーディングが同じであっても例えば再生時の再
生ボリュームの違いで異なるものとなが、現実的なディ
ジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナミックレ
ンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがないので、例
えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波数帯域の
量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数帯域では
この最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音は聞こえ
ないと考えられる。
の際には、最小可聴カーブ発生回路３２から供給される
図９に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最小可
聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスペクト
ルＭＳとを合成することができる。この最小可聴カーブ
において、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ以下な
らば該雑音は聞こえないことになる。この最小可聴カー
ブは、コーディングが同じであっても例えば再生時の再
生ボリュームの違いで異なるものとなが、現実的なディ
ジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナミックレ
ンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがないので、例
えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波数帯域の
量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数帯域では
この最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音は聞こえ
ないと考えられる。
【００７８】したがって、このように例えばシステムの
持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑音が聞こえない
使い方をすると仮定し、この最小可聴カーブＲＣとマス
キングスペクトルＭＳとを共に合成することで許容ノイ
ズレベルを得るようにすると、この場合の許容ノイズレ
ベルは、図９の図中の斜線で示す部分までとすることが
できるようになる。なお、本実施例では、上記最小可聴
カーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビット相当の
最低レベルに合わせている。また、この図９は、信号ス
ペクトルＳＳも同時に示している。
持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑音が聞こえない
使い方をすると仮定し、この最小可聴カーブＲＣとマス
キングスペクトルＭＳとを共に合成することで許容ノイ
ズレベルを得るようにすると、この場合の許容ノイズレ
ベルは、図９の図中の斜線で示す部分までとすることが
できるようになる。なお、本実施例では、上記最小可聴
カーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビット相当の
最低レベルに合わせている。また、この図９は、信号ス
ペクトルＳＳも同時に示している。
【００７９】また、上記許容雑音補正回路３０では、補
正情報出力回路３３から送られてくる例えば等ラウドネ
スカーブの情報に基づいて、上記減算器２８からの出力
における許容雑音レベルを補正している。ここで、等ラ
ウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する特性曲線
であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに聞こえる
各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだもので、ラ
ウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの等ラウド
ネス曲線は、図９に示した最小可聴カーブＲＣと略同じ
曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線において
は、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのところより音圧
が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大きさに聞こ
え、逆に、５０ｋＨｚ付近では１ｋＨｚでの音圧よりも
約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。このた
め、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑音（許容ノ
イズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じたカーブで
与えられる周波数特性を持つようにするのが良いことが
わかる。このようなことから、上記等ラウドネス曲線を
考慮して上記許容ノイズレベルを補正することは、人間
の聴覚特性に適合していることがわかる。
正情報出力回路３３から送られてくる例えば等ラウドネ
スカーブの情報に基づいて、上記減算器２８からの出力
における許容雑音レベルを補正している。ここで、等ラ
ウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する特性曲線
であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに聞こえる
各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだもので、ラ
ウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの等ラウド
ネス曲線は、図９に示した最小可聴カーブＲＣと略同じ
曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線において
は、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのところより音圧
が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大きさに聞こ
え、逆に、５０ｋＨｚ付近では１ｋＨｚでの音圧よりも
約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。このた
め、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑音（許容ノ
イズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じたカーブで
与えられる周波数特性を持つようにするのが良いことが
わかる。このようなことから、上記等ラウドネス曲線を
考慮して上記許容ノイズレベルを補正することは、人間
の聴覚特性に適合していることがわかる。
【００８０】ここで、補正情報出力回路３３として、上
記適応ビット割当符号化回路１８での量子化の際の出力
情報量（データ量）の検出出力と、最終符号化データの
ビットレート目標値との間の誤差の情報に基づいて、上
記許容ノイズレベルを補正するようにしてもよい。これ
は、全てのビット割り当て単位ブロックに対して予め一
時的な適応ビット割り当てを行って得られた総ビット数
が、最終的な符号化出力データのビットレートによって
定まる一定のビット数（目標値）に対して誤差を持つこ
とがあり、その誤差分を０とするように再度ビット割り
当てをするものである。すなわち、当該目標値よりも総
割り当てビット数が少ないときには、差のビット数を各
単位ブロックに割り振って付加するようにし、目標値よ
りも総割り当てビット数が多いときには、差のビット数
を各単位ブロックに割り振って削るようにするわけであ
る。
記適応ビット割当符号化回路１８での量子化の際の出力
情報量（データ量）の検出出力と、最終符号化データの
ビットレート目標値との間の誤差の情報に基づいて、上
記許容ノイズレベルを補正するようにしてもよい。これ
は、全てのビット割り当て単位ブロックに対して予め一
時的な適応ビット割り当てを行って得られた総ビット数
が、最終的な符号化出力データのビットレートによって
定まる一定のビット数（目標値）に対して誤差を持つこ
とがあり、その誤差分を０とするように再度ビット割り
当てをするものである。すなわち、当該目標値よりも総
割り当てビット数が少ないときには、差のビット数を各
単位ブロックに割り振って付加するようにし、目標値よ
りも総割り当てビット数が多いときには、差のビット数
を各単位ブロックに割り振って削るようにするわけであ
る。
【００８１】このようなことを行うため、上記総割り当
てビット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差
データに応じて補正情報出力回路３３が各割り当てビッ
ト数を補正するための補正データを出力する。ここで、
上記誤差データがビット数不足を示す場合は、上記単位
ブロック当たり多くのビット数が使われることで上記デ
ータ量が上記目標値よりも多くなっている場合を考える
ことができる。また、上記誤差データが、ビット数余り
を示すデータとなる場合は、上記単位ブロック当たり少
ないビット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも
少なくなっている場合を考えることができる。したがっ
て、上記補正情報出力回路３３からは、この誤差データ
に応じて、上記減算器２８からの出力における許容ノイ
ズレベルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データ
に基づいて補正させるための上記補正値のデータが出力
されるようになる。上述のような補正値が、上記許容雑
音補正回路３０に伝送されることで、上記減算器２８か
らの許容ノイズレベルが補正されるようになる。以上説
明したようなシステムでは、メイン情報として直交変換
出力スペクトルをサブ情報により処理したデータとサブ
情報としてブロックフローティングの状態を示すスケー
ルファクター、語長を示すワードレングスが得られ、エ
ンコーダーからデコーダーに送られる。
てビット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差
データに応じて補正情報出力回路３３が各割り当てビッ
ト数を補正するための補正データを出力する。ここで、
上記誤差データがビット数不足を示す場合は、上記単位
ブロック当たり多くのビット数が使われることで上記デ
ータ量が上記目標値よりも多くなっている場合を考える
ことができる。また、上記誤差データが、ビット数余り
を示すデータとなる場合は、上記単位ブロック当たり少
ないビット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも
少なくなっている場合を考えることができる。したがっ
て、上記補正情報出力回路３３からは、この誤差データ
に応じて、上記減算器２８からの出力における許容ノイ
ズレベルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データ
に基づいて補正させるための上記補正値のデータが出力
されるようになる。上述のような補正値が、上記許容雑
音補正回路３０に伝送されることで、上記減算器２８か
らの許容ノイズレベルが補正されるようになる。以上説
明したようなシステムでは、メイン情報として直交変換
出力スペクトルをサブ情報により処理したデータとサブ
情報としてブロックフローティングの状態を示すスケー
ルファクター、語長を示すワードレングスが得られ、エ
ンコーダーからデコーダーに送られる。
【００８２】ここで、前記ビット配分算出回路２０は、
図１０のような構成とすることもできる。この図１０を
用いて、以上述べたビット配分手法とは異なる次のよう
な有効なビット配分手法について述べる。
図１０のような構成とすることもできる。この図１０を
用いて、以上述べたビット配分手法とは異なる次のよう
な有効なビット配分手法について述べる。
【００８３】上記図４における各ＭＤＣＴ回路１３，１
４，１５の出力は、図１０の入力端子３０１を介して、
帯域毎のエネルギを算出するエネルギ算出回路３０３に
送られる。この帯域毎のエネルギ算出回路３０３では、
上記臨界帯域（クリティカルバンド）又は高域では更に
クリティカルバンドを分割した帯域毎のエネルギが、例
えば当該バンド内での各振幅値の２乗平均の平方根を計
算すること等により求められる。なお、この各バンド毎
のエネルギの代わりに、振幅値のピーク値や平均値等を
用いるようにすることも可能である。
４，１５の出力は、図１０の入力端子３０１を介して、
帯域毎のエネルギを算出するエネルギ算出回路３０３に
送られる。この帯域毎のエネルギ算出回路３０３では、
上記臨界帯域（クリティカルバンド）又は高域では更に
クリティカルバンドを分割した帯域毎のエネルギが、例
えば当該バンド内での各振幅値の２乗平均の平方根を計
算すること等により求められる。なお、この各バンド毎
のエネルギの代わりに、振幅値のピーク値や平均値等を
用いるようにすることも可能である。
【００８４】上記エネルギ算出回路３０３からの出力と
しての例えば臨界帯域（クリティカルバンド）又は高域
では更にクリティカルバンドを分割した帯域毎の総和値
のスペクトルは、例えば、前記図７に示すようなスペク
トル（バークスペクトル）ＳＢとなる。
しての例えば臨界帯域（クリティカルバンド）又は高域
では更にクリティカルバンドを分割した帯域毎の総和値
のスペクトルは、例えば、前記図７に示すようなスペク
トル（バークスペクトル）ＳＢとなる。
【００８５】ここで、本実施例において、ＭＤＣＴ係数
を表現して伝送又は記録に使えるビット数を例えば１０
０Ｋｂｐｓとすると、本実施例ではそのうちの１００Ｋ
ｂｐｓを用いた固定ビット配分パターンを作成する。本
実施例においては、上記固定ビット配分のためのビット
割り当てパターンが複数個用意されており、信号の性質
により種々の選択をすることが出来るようになってい
る。本実施例では、上記１００Ｋｂｐｓに対応する短い
時間のブロックのビット量を各周波数に分布させた種々
のパターンを、固定ビット配分回路３０５が持ってい
る。当該固定ビット配分回路３０５においては、特に、
中低域と高域とのビット配分率を違えたパターンを複数
個用意している。そして、信号の大きさが小さいほど、
高域への割り当て量が少ないパターンを選択するように
する。このようにすることで、小さい信号の時ほど高域
の感度が低下するラウドネス効果を生かせる。なお、こ
のときの信号の大きさとしては、全帯域の信号の大きさ
を使用することも出来るが、例えばフィルタ等が用いら
れている非ブロツキング周波数分割回路の出力若しくは
ＭＤＣＴ出力を利用することもできる。なお、ＭＤＣＴ
係数を表現して伝送又は記録に使えるビット数（使用可
能なビット数の１００Ｋｂｐｓ）は、例えば使用可能総
ビット数出力回路３０２で設定される。この使用可能総
ビット数は、外部から入力することも可能である。
を表現して伝送又は記録に使えるビット数を例えば１０
０Ｋｂｐｓとすると、本実施例ではそのうちの１００Ｋ
ｂｐｓを用いた固定ビット配分パターンを作成する。本
実施例においては、上記固定ビット配分のためのビット
割り当てパターンが複数個用意されており、信号の性質
により種々の選択をすることが出来るようになってい
る。本実施例では、上記１００Ｋｂｐｓに対応する短い
時間のブロックのビット量を各周波数に分布させた種々
のパターンを、固定ビット配分回路３０５が持ってい
る。当該固定ビット配分回路３０５においては、特に、
中低域と高域とのビット配分率を違えたパターンを複数
個用意している。そして、信号の大きさが小さいほど、
高域への割り当て量が少ないパターンを選択するように
する。このようにすることで、小さい信号の時ほど高域
の感度が低下するラウドネス効果を生かせる。なお、こ
のときの信号の大きさとしては、全帯域の信号の大きさ
を使用することも出来るが、例えばフィルタ等が用いら
れている非ブロツキング周波数分割回路の出力若しくは
ＭＤＣＴ出力を利用することもできる。なお、ＭＤＣＴ
係数を表現して伝送又は記録に使えるビット数（使用可
能なビット数の１００Ｋｂｐｓ）は、例えば使用可能総
ビット数出力回路３０２で設定される。この使用可能総
ビット数は、外部から入力することも可能である。
【００８６】また、本実施例において、エネルギ依存の
ビット配分は、上記１００Ｋｂｐｓに対応する短い時間
のブロックのエネルギのｄＢ値に対して該ブロック毎に
予め定められた係数をかけて重み付けを行ない、このよ
うにして得られた値に比例するように行なわれる。ここ
で、上記重み付け係数を低域に対して大きな値になるよ
うに設定することにより、低域により多くのビットが割
り当てられる事になる。なお、このエネルギ依存のビッ
ト配分は、上記エネルギ算出回路３０３の出力が供給さ
れるエネルギ依存ビット配分回路３０４が行っている。
ビット配分は、上記１００Ｋｂｐｓに対応する短い時間
のブロックのエネルギのｄＢ値に対して該ブロック毎に
予め定められた係数をかけて重み付けを行ない、このよ
うにして得られた値に比例するように行なわれる。ここ
で、上記重み付け係数を低域に対して大きな値になるよ
うに設定することにより、低域により多くのビットが割
り当てられる事になる。なお、このエネルギ依存のビッ
ト配分は、上記エネルギ算出回路３０３の出力が供給さ
れるエネルギ依存ビット配分回路３０４が行っている。
【００８７】すなわち、このエネルギ依存ビット配分回
路３０４においては、上記固定ビット配分と同様に上記
重み付け係数を複数パターン用意し、この複数パターン
を入力信号によって切り替えるようにしたり、或いは、
例えば二つの重み付けパターンを入力信号によって内挿
した重み付けパターンを用いてエネルギ依存のビット配
分を計算する。このように、本実施例においては、入力
信号によって重み付けの係数を変化させることにより、
より聴感に適合したビット割り当てが可能となり、音質
向上を図ることができる。
路３０４においては、上記固定ビット配分と同様に上記
重み付け係数を複数パターン用意し、この複数パターン
を入力信号によって切り替えるようにしたり、或いは、
例えば二つの重み付けパターンを入力信号によって内挿
した重み付けパターンを用いてエネルギ依存のビット配
分を計算する。このように、本実施例においては、入力
信号によって重み付けの係数を変化させることにより、
より聴感に適合したビット割り当てが可能となり、音質
向上を図ることができる。
【００８８】この図１０において、上述したような固定
ビット配分パターンへの配分とバークスペクトル（スペ
クトルＳＢ）に依存したビット配分との分割率は、信号
スペクトルの滑らかさを表す指標により決定される。す
なわち、本実施例では、上記エネルギ算出回路３０３の
出力をスペクトル滑らかさ算出回路３０８に送り、当該
スペクトル滑らかさ算出回路３０８において、信号スペ
クトルの隣接値間の差の絶対値の和を信号スペクトルの
和で割った値を指標として算出し、この指標が上記ビッ
ト配分の分割率を求めるビット分割率決定回路３０９に
送られるようになっている。
ビット配分パターンへの配分とバークスペクトル（スペ
クトルＳＢ）に依存したビット配分との分割率は、信号
スペクトルの滑らかさを表す指標により決定される。す
なわち、本実施例では、上記エネルギ算出回路３０３の
出力をスペクトル滑らかさ算出回路３０８に送り、当該
スペクトル滑らかさ算出回路３０８において、信号スペ
クトルの隣接値間の差の絶対値の和を信号スペクトルの
和で割った値を指標として算出し、この指標が上記ビッ
ト配分の分割率を求めるビット分割率決定回路３０９に
送られるようになっている。
【００８９】上記ビット分割率決定回路３０９からの分
割率データは、上記固定ビット配分回路３０５の出力が
供給される乗算器３１２と、上記エネルギ依存ビット配
分回路３０４の出力が供給される乗算器３１１とに送ら
れる。これら乗算器３１２，３１１の出力が和算出回路
３０６に送られる。すなわち、固定ビット配分と帯域毎
の臨界帯域（クリティカルバンド）又は高域では更にク
リティカルバンドを分割した帯域毎のスペクトルに依存
したビット配分の値の和が、上記和算出回路３０６で演
算されて、この演算結果が出力端子（各帯域のビット割
り当て量出力端子）３０７から後段の構成に送られて量
子化の際に使用される。
割率データは、上記固定ビット配分回路３０５の出力が
供給される乗算器３１２と、上記エネルギ依存ビット配
分回路３０４の出力が供給される乗算器３１１とに送ら
れる。これら乗算器３１２，３１１の出力が和算出回路
３０６に送られる。すなわち、固定ビット配分と帯域毎
の臨界帯域（クリティカルバンド）又は高域では更にク
リティカルバンドを分割した帯域毎のスペクトルに依存
したビット配分の値の和が、上記和算出回路３０６で演
算されて、この演算結果が出力端子（各帯域のビット割
り当て量出力端子）３０７から後段の構成に送られて量
子化の際に使用される。
【００９０】このときのビット割当の様子を図１１，図
１３に示す。また、これに対応する量子化雑音の様子を
図１２，図１４に示す。なお、図１１，図１２は信号の
スペクトルが割合平坦である場合を示し、図１３，図１
４は信号スペクトルが高いトーナリティーを示す場合を
示している。また、図１１及び図１３の図中ＱS は信号
レベル依存分のビット量を示し、図中ＱF は固定ビット
割り当て分のビット量を示している。図１２及び図１４
の図中Ｌは信号レベルを示し、図中ＮS は信号レベル依
存分による雑音低下分を、図中ＮF は固定ビット割り当
て分による雑音レベルを示している。
１３に示す。また、これに対応する量子化雑音の様子を
図１２，図１４に示す。なお、図１１，図１２は信号の
スペクトルが割合平坦である場合を示し、図１３，図１
４は信号スペクトルが高いトーナリティーを示す場合を
示している。また、図１１及び図１３の図中ＱS は信号
レベル依存分のビット量を示し、図中ＱF は固定ビット
割り当て分のビット量を示している。図１２及び図１４
の図中Ｌは信号レベルを示し、図中ＮS は信号レベル依
存分による雑音低下分を、図中ＮF は固定ビット割り当
て分による雑音レベルを示している。
【００９１】上記信号のスペクトルが割合平坦である場
合を示している図１１及び図１３において、通常、多量
の固定ビット割り当て分によるビット割り当ては、全帯
域にわたって大きい信号対雑音比を取るために役立つ。
しかし、この図１１，図１３のような場合、低域及び高
域では比較的少ないビット割り当てが使用されるように
なる。これは、聴覚的にこの帯域の重要度が小さいため
である。また、このとき、図１１の図中ＱS に示すよう
に、若干の信号レベル依存のビット配分を行なう分（ビ
ット）によって、信号の大きさが大きい帯域の雑音レベ
ルが選択的に低下させられる。したがって、信号のスペ
クトルが割合平坦である場合には、この選択性も割合広
い帯域に渡って働くことになる。
合を示している図１１及び図１３において、通常、多量
の固定ビット割り当て分によるビット割り当ては、全帯
域にわたって大きい信号対雑音比を取るために役立つ。
しかし、この図１１，図１３のような場合、低域及び高
域では比較的少ないビット割り当てが使用されるように
なる。これは、聴覚的にこの帯域の重要度が小さいため
である。また、このとき、図１１の図中ＱS に示すよう
に、若干の信号レベル依存のビット配分を行なう分（ビ
ット）によって、信号の大きさが大きい帯域の雑音レベ
ルが選択的に低下させられる。したがって、信号のスペ
クトルが割合平坦である場合には、この選択性も割合広
い帯域に渡って働くことになる。
【００９２】これに対して図１２，図１４に示すよう
に、信号スペクトルが高いトーナリティを示す場合に
は、図１２の図中ＱS に示すように、多量の信号レベル
依存のビット配分を行なう分（ビット）による量子化雑
音の低下は極めて狭い帯域（図１４の図中ＮS で示す帯
域）の雑音を低減するために使用される。これにより孤
立スペクトル入力信号での特性の向上が達成される。ま
た、同時に若干の固定ビット割り当て分によるビット配
分を行なう分（ビット）により、広い帯域の雑音レベル
が非選択的に低下させられる。
に、信号スペクトルが高いトーナリティを示す場合に
は、図１２の図中ＱS に示すように、多量の信号レベル
依存のビット配分を行なう分（ビット）による量子化雑
音の低下は極めて狭い帯域（図１４の図中ＮS で示す帯
域）の雑音を低減するために使用される。これにより孤
立スペクトル入力信号での特性の向上が達成される。ま
た、同時に若干の固定ビット割り当て分によるビット配
分を行なう分（ビット）により、広い帯域の雑音レベル
が非選択的に低下させられる。
【００９３】次に、ビットレートの異なるモード間の信
号処理についてＡモードからＢモードへの変換を例にと
って述べる。
号処理についてＡモードからＢモードへの変換を例にと
って述べる。
【００９４】図１５に示すように、Ａモードでは１１．
６ｍｓの間の信号を見ながら処理内容を決めている。こ
こで、Ｂモードに変換する場合には、図１６に示すよう
に、この１１．６ｍｓの隣り合った２個のブロックを同
時にみて、２つのブロックが共にＡモードでの最大ブロ
ック長１１．６ｍｓで変換されていることを確認し、そ
の場合のみ更にスケールファクタ，ワードレングスが良
く似通っていることを確認して、このときに１１．６ｍ
ｓの隣り合った２個のブロックのスケールファクタ，ワ
ードレングスを共通化してサブ情報量を削減し、メイン
情報量を増やすことにより、ビットレートの低下による
音質低下を防止する。
６ｍｓの間の信号を見ながら処理内容を決めている。こ
こで、Ｂモードに変換する場合には、図１６に示すよう
に、この１１．６ｍｓの隣り合った２個のブロックを同
時にみて、２つのブロックが共にＡモードでの最大ブロ
ック長１１．６ｍｓで変換されていることを確認し、そ
の場合のみ更にスケールファクタ，ワードレングスが良
く似通っていることを確認して、このときに１１．６ｍ
ｓの隣り合った２個のブロックのスケールファクタ，ワ
ードレングスを共通化してサブ情報量を削減し、メイン
情報量を増やすことにより、ビットレートの低下による
音質低下を防止する。
【００９５】ここで、図１５において、１１．６ｍｓの
間に臨界帯域及びブロックフローティングを考慮したス
ペクトル分割ブロックの数は、全帯域で５２個となって
いる。このうち低域には２０個、中域及び高域にはそれ
ぞれ１６個ずつ存在する。同じモード内で信号が過渡性
が増し、時間軸上の処理ブロックの長さをもしも半減さ
せたときには、個数が同じとなるように周波数幅を２倍
とする。
間に臨界帯域及びブロックフローティングを考慮したス
ペクトル分割ブロックの数は、全帯域で５２個となって
いる。このうち低域には２０個、中域及び高域にはそれ
ぞれ１６個ずつ存在する。同じモード内で信号が過渡性
が増し、時間軸上の処理ブロックの長さをもしも半減さ
せたときには、個数が同じとなるように周波数幅を２倍
とする。
【００９６】また、図１６において、低域に対するＡモ
ードでは１１．６ｍｓ中に２０個、Ｂモードでは２３．
２ｍｓ中に２０個のスケールファクタ，ワードレングス
をそれぞれを持つようにしてサブ情報を半減している。
中高域では、最大処理ブロックサイズを拡大せず、サブ
情報を有するブロックの周波数幅を２倍にすることで、
サブ情報の数を半減している。これにより、中域では、
２３．２ｍｓ中に１６個のスケールファクタ，ワードレ
ングスサブ情報を持つ。更に、高域においては、以上に
加えて帯域幅を削減する。
ードでは１１．６ｍｓ中に２０個、Ｂモードでは２３．
２ｍｓ中に２０個のスケールファクタ，ワードレングス
をそれぞれを持つようにしてサブ情報を半減している。
中高域では、最大処理ブロックサイズを拡大せず、サブ
情報を有するブロックの周波数幅を２倍にすることで、
サブ情報の数を半減している。これにより、中域では、
２３．２ｍｓ中に１６個のスケールファクタ，ワードレ
ングスサブ情報を持つ。更に、高域においては、以上に
加えて帯域幅を削減する。
【００９７】次に、低ビットレートモードへモード変換
するときの帯域幅の縮小について述べる。Ｂモードの圧
縮信号を得るためには、第１にアナログ又はディジタル
の時間軸信号から直接Ｂモードへ圧縮する場合と、第２
にＡモード圧縮信号からＢモードへ追加圧縮する場合の
２通りが考えられる。
するときの帯域幅の縮小について述べる。Ｂモードの圧
縮信号を得るためには、第１にアナログ又はディジタル
の時間軸信号から直接Ｂモードへ圧縮する場合と、第２
にＡモード圧縮信号からＢモードへ追加圧縮する場合の
２通りが考えられる。
【００９８】具体的構成は図１７に示すようになる。こ
の図１７において、入力端子１２０を介したサンプリン
グ周波数４４．１ｋＨｚの時間軸上の信号を最初から圧
縮する場合には、帯域幅の縮小に応じた遮断周波数１３
ｋＨｚのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２１により、当
該時間軸上の信号の信号帯域を縮小しておく。
の図１７において、入力端子１２０を介したサンプリン
グ周波数４４．１ｋＨｚの時間軸上の信号を最初から圧
縮する場合には、帯域幅の縮小に応じた遮断周波数１３
ｋＨｚのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２１により、当
該時間軸上の信号の信号帯域を縮小しておく。
【００９９】次に、前述同様のＱＭＦフィルタ１２２、
１２３で帯域分割された信号のうち、ＱＭＦフィルタ１
２２からの高域側出力を除く信号は、ＱＭＦフィルタ１
２３へ送られて更に帯域分割されて、ＭＤＣＴ回路１２
７，１２８に送られる。こによれ、上記ＱＭＦフィルタ
１２２からの高域側出力を除く信号は、２３．３ｍｓ，
１１．６ｍｓ，２．９ｍｓの３種のＭＤＣＴの内から、
信号の時間特性によって選択したＭＤＣＴを受ける。
１２３で帯域分割された信号のうち、ＱＭＦフィルタ１
２２からの高域側出力を除く信号は、ＱＭＦフィルタ１
２３へ送られて更に帯域分割されて、ＭＤＣＴ回路１２
７，１２８に送られる。こによれ、上記ＱＭＦフィルタ
１２２からの高域側出力を除く信号は、２３．３ｍｓ，
１１．６ｍｓ，２．９ｍｓの３種のＭＤＣＴの内から、
信号の時間特性によって選択したＭＤＣＴを受ける。
【０１００】これに対して、ＱＭＦフィルタ１２２から
の高域側出力は、帯域信号処理回路１２４のダウンサン
プリング回路１２５によって１／２の比率でダウンサン
プリングされる。当該ダウンサンプリング回路１２５で
サンプル数を半減された信号は、次のＭＤＣＴ回路１２
６によってＭＤＣＴ変換が行なわれる。すなわち、この
ＭＤＣＴ回路１２６では、上記ダウンサンプリングによ
りサンプル数が半減した上での２３．３ｍｓ，１１．６
ｍｓ，２．９ｍｓの３種の直交変換（ＭＤＣＴ）の内か
ら、信号の時間特性によって選択したＭＤＣＴが行われ
る。例えば、１１ｋＨｚから１５ｋＨｚの間で、ＭＤＣ
Ｔの時間長が２３．２ｍｓならばその中にサブ情報を有
するバンドを８個、ＭＤＣＴの時間長が１１．２ｍｓな
らばその中にサブ情報を有するバンドを４個、ＭＤＣＴ
の時間長が２．９ｍｓならばその中にサブ情報を有する
バンドを１個もつようになる。なお、このとき、上記帯
域信号処理回路１２４では、１／４の比率のダウンサン
プリングを行うことも可能である。
の高域側出力は、帯域信号処理回路１２４のダウンサン
プリング回路１２５によって１／２の比率でダウンサン
プリングされる。当該ダウンサンプリング回路１２５で
サンプル数を半減された信号は、次のＭＤＣＴ回路１２
６によってＭＤＣＴ変換が行なわれる。すなわち、この
ＭＤＣＴ回路１２６では、上記ダウンサンプリングによ
りサンプル数が半減した上での２３．３ｍｓ，１１．６
ｍｓ，２．９ｍｓの３種の直交変換（ＭＤＣＴ）の内か
ら、信号の時間特性によって選択したＭＤＣＴが行われ
る。例えば、１１ｋＨｚから１５ｋＨｚの間で、ＭＤＣ
Ｔの時間長が２３．２ｍｓならばその中にサブ情報を有
するバンドを８個、ＭＤＣＴの時間長が１１．２ｍｓな
らばその中にサブ情報を有するバンドを４個、ＭＤＣＴ
の時間長が２．９ｍｓならばその中にサブ情報を有する
バンドを１個もつようになる。なお、このとき、上記帯
域信号処理回路１２４では、１／４の比率のダウンサン
プリングを行うことも可能である。
【０１０１】これらＭＤＣＴ回路１２６〜１２８の出力
が前述同様の適応ビット割当符号化回路１２９に送ら
れ、端子１９から出力される。なお、帯域幅が上述した
ような１３ｋＨｚではなく、例えば１１ｋＨｚまでの帯
域縮小を行なう場合には、高域側に設けられた上記帯域
信号処理回路１２４を削除すればよい。
が前述同様の適応ビット割当符号化回路１２９に送ら
れ、端子１９から出力される。なお、帯域幅が上述した
ような１３ｋＨｚではなく、例えば１１ｋＨｚまでの帯
域縮小を行なう場合には、高域側に設けられた上記帯域
信号処理回路１２４を削除すればよい。
【０１０２】次に、図１８を用いて、Ａモード圧縮信号
をＢモード圧縮信号に追加圧縮する場合について考え
る。
をＢモード圧縮信号に追加圧縮する場合について考え
る。
【０１０３】この図１８に示す構成では、Ａモードにお
ける時間長１１．６ｍｓのＭＤＣＴのブロックが連続し
て続き且つそれらのフローティング情報の時間軸上の変
化がある値以下である場合、２個づつＭＤＣＴを解い
て、Ｂモードにおける時間長２３．２ｍｓのＭＤＣＴを
行う。これによりサブ情報の量を減らすことができるよ
うになる。
ける時間長１１．６ｍｓのＭＤＣＴのブロックが連続し
て続き且つそれらのフローティング情報の時間軸上の変
化がある値以下である場合、２個づつＭＤＣＴを解い
て、Ｂモードにおける時間長２３．２ｍｓのＭＤＣＴを
行う。これによりサブ情報の量を減らすことができるよ
うになる。
【０１０４】すなわち、この図１８において、先ず、例
えばＡモードの圧縮を行うＡモード圧縮回路２２４によ
って、入力端子２２１を介して供給されたサンプリング
周波数４４．１ｋＨｚで２０ｋＨｚの時間軸上の信号が
圧縮される。このＡモード圧縮回路２２４において、当
該信号は、前述同様のＱＭＦフィルタ２２２、２２３に
より帯域分割され、ＱＭＦフィルタ２２２からの高域側
出力がＭＤＣＴ回路２２５に送られ、ＱＭＦフィルタ２
２２の低域側出力が更にＱＭＦフィルタ２２３によって
帯域分割されてそれぞれＭＤＣＴ回路２２７，２２８に
送られる。これらＭＤＣＴ回路２２６〜２２８では、供
給された信号を上記Ａモードにおける１１．６ｍｓのブ
ロック時間長でＭＤＣＴする。その後、これら各帯域の
ＭＤＣＴ出力は、ビット割当回路１２６でビット割り当
てされる。
えばＡモードの圧縮を行うＡモード圧縮回路２２４によ
って、入力端子２２１を介して供給されたサンプリング
周波数４４．１ｋＨｚで２０ｋＨｚの時間軸上の信号が
圧縮される。このＡモード圧縮回路２２４において、当
該信号は、前述同様のＱＭＦフィルタ２２２、２２３に
より帯域分割され、ＱＭＦフィルタ２２２からの高域側
出力がＭＤＣＴ回路２２５に送られ、ＱＭＦフィルタ２
２２の低域側出力が更にＱＭＦフィルタ２２３によって
帯域分割されてそれぞれＭＤＣＴ回路２２７，２２８に
送られる。これらＭＤＣＴ回路２２６〜２２８では、供
給された信号を上記Ａモードにおける１１．６ｍｓのブ
ロック時間長でＭＤＣＴする。その後、これら各帯域の
ＭＤＣＴ出力は、ビット割当回路１２６でビット割り当
てされる。
【０１０５】当該Ａモード圧縮回路２２４からの各帯域
毎の出力は、直交変換サイズ判定回路４００の当該各帯
域にそれぞれ対応する判定部（高域判定部４２１，中域
判定部４２２，低域判定部４２３）に送られる。これら
判定部４２１，４２２，４２３では、前記サブ情報のス
ケールファクタから上記ＭＤＣＴのブロックサイズが判
定される。この図１８の例では、１１．６ｍｓと判定さ
れる。
毎の出力は、直交変換サイズ判定回路４００の当該各帯
域にそれぞれ対応する判定部（高域判定部４２１，中域
判定部４２２，低域判定部４２３）に送られる。これら
判定部４２１，４２２，４２３では、前記サブ情報のス
ケールファクタから上記ＭＤＣＴのブロックサイズが判
定される。この図１８の例では、１１．６ｍｓと判定さ
れる。
【０１０６】この直交変換サイズ判定回路４００からの
各帯域毎の出力は、ビット割当解除回路４０１で、先の
ビット割り当てが解除された後、サブ情報とＭＤＣＴ係
数データに分けられて出力される。上記ＭＤＣＴ係数デ
ータは、それぞれの帯域に対応したＩＭＤＣＴ回路４０
２，４０５，４０７に送られて逆ＭＤＣＴされることに
より時間軸の信号に変換される。
各帯域毎の出力は、ビット割当解除回路４０１で、先の
ビット割り当てが解除された後、サブ情報とＭＤＣＴ係
数データに分けられて出力される。上記ＭＤＣＴ係数デ
ータは、それぞれの帯域に対応したＩＭＤＣＴ回路４０
２，４０５，４０７に送られて逆ＭＤＣＴされることに
より時間軸の信号に変換される。
【０１０７】上記各ＩＭＤＣＴ回路４０２，４０５，４
０７のうち、高域側のＩＭＤＣＴ回路４０２の出力は、
ダウンサンプリング回路４０３によって１／２の比率で
ダウンサンプリングされる。当該ダウンサンプリング回
路４０３でサンプル数を半減された信号は、次のＭＤＣ
Ｔ回路４０４によってＭＤＣＴ変換が行なわれる。すな
わち、このＭＤＣＴ回路４０４では、上記ダウンサンプ
リングによりサンプル数が半減した信号を２３．３ｍｓ
のブロックサイズでＭＤＣＴを行う。また、ＩＭＤＣＴ
回路４０５からの中域の信号はＭＤＣＴ回路４０６によ
って２３．３ｍｓのブロックサイズでＭＤＣＴが行わ
れ、ＩＭＤＣＴ回路４０７からの低域の信号はＭＤＣＴ
回路４０８によって２３．３ｍｓのブロックサイズでＭ
ＤＣＴが行われる。
０７のうち、高域側のＩＭＤＣＴ回路４０２の出力は、
ダウンサンプリング回路４０３によって１／２の比率で
ダウンサンプリングされる。当該ダウンサンプリング回
路４０３でサンプル数を半減された信号は、次のＭＤＣ
Ｔ回路４０４によってＭＤＣＴ変換が行なわれる。すな
わち、このＭＤＣＴ回路４０４では、上記ダウンサンプ
リングによりサンプル数が半減した信号を２３．３ｍｓ
のブロックサイズでＭＤＣＴを行う。また、ＩＭＤＣＴ
回路４０５からの中域の信号はＭＤＣＴ回路４０６によ
って２３．３ｍｓのブロックサイズでＭＤＣＴが行わ
れ、ＩＭＤＣＴ回路４０７からの低域の信号はＭＤＣＴ
回路４０８によって２３．３ｍｓのブロックサイズでＭ
ＤＣＴが行われる。
【０１０８】その後、ビット割当回路４０９で、上記サ
ブ情報と共に適応ビット割り当て符号化され、端子４１
０から出力される。これにより、Ａモード圧縮信号から
Ｂモード圧縮信号への変換が実現される。なお、上記図
１８の構成において、中，高域は、常にＡモードの直交
変換サイズ（ブロックサイズ）のままとしておくことも
可能である。
ブ情報と共に適応ビット割り当て符号化され、端子４１
０から出力される。これにより、Ａモード圧縮信号から
Ｂモード圧縮信号への変換が実現される。なお、上記図
１８の構成において、中，高域は、常にＡモードの直交
変換サイズ（ブロックサイズ）のままとしておくことも
可能である。
【０１０９】なお、本発明は上述した実施例のみに限定
されるものではなく、例えば、上記一方の記録再生媒体
（光磁気ディスク１）と上記他方の記録再生媒体（ＩＣ
カード２）用の各ユニット９，４は、一体化されている
必要はなく、その間を例えばデータ転送用ケーブル等で
結ぶことも可能である。更に例えば、オーディオＰＣＭ
信号のみならず、ディジタル音声（スピーチ）信号やデ
ィジタルビデオ信号等の信号処理装置にも適用可能であ
る。
されるものではなく、例えば、上記一方の記録再生媒体
（光磁気ディスク１）と上記他方の記録再生媒体（ＩＣ
カード２）用の各ユニット９，４は、一体化されている
必要はなく、その間を例えばデータ転送用ケーブル等で
結ぶことも可能である。更に例えば、オーディオＰＣＭ
信号のみならず、ディジタル音声（スピーチ）信号やデ
ィジタルビデオ信号等の信号処理装置にも適用可能であ
る。
【０１１０】また、上述した最小可聴カーブの合成処理
を行わない構成としてもよい。この場合には、図６の最
小可聴カーブ発生回路３２、合成回路２７が不要とな
り、上記引算器２４からの出力は、割算器２６で逆コン
ボリユーションされた後、直ちに減算器２８に伝送され
ることになる。
を行わない構成としてもよい。この場合には、図６の最
小可聴カーブ発生回路３２、合成回路２７が不要とな
り、上記引算器２４からの出力は、割算器２６で逆コン
ボリユーションされた後、直ちに減算器２８に伝送され
ることになる。
【０１１１】さらに、ビット配分手法は多種多様であ
り、最も簡単には固定のビット配分若しくは信号の各帯
域エネルギによる簡単なビット配分若しくは固定分と可
変分を組み合わせたビット配分など使うことができる。
り、最も簡単には固定のビット配分若しくは信号の各帯
域エネルギによる簡単なビット配分若しくは固定分と可
変分を組み合わせたビット配分など使うことができる。
【０１１２】また、光磁気ディスク１を定常速度よりも
速い回転速度で駆動することにより、ビット圧縮率より
もさらに高速のダビングを行わせてもよい。この場合に
は、データ転送速度の許す範囲で高速ダビングを行わせ
ることができる。
速い回転速度で駆動することにより、ビット圧縮率より
もさらに高速のダビングを行わせてもよい。この場合に
は、データ転送速度の許す範囲で高速ダビングを行わせ
ることができる。
【０１１３】最後に、図１９には、本実施例の高能率符
号化装置に対応する復号化装置の概略ブロック図を示
す。この図１９において、入力端子１５２，１５５，１
５６には上記符号化装置からの符号化データが供給さ
れ、入力端子１５３，１５５，１５７には上記符号化装
置からのサブ情報のデータが供給される。上記符号化デ
ータ及びサブ情報のデータは、各復号化回路１４６，１
４７，１４８に送られ、これら復号化回路で上記符号化
データを上記サブ情報のデータに基づいて復号化する処
理が行われる。この復号化データは例えば前記符号化装
置のＭＤＣＴ回路１３，１４，１５でのＭＤＣＴ処理と
は逆の処理（ＩＭＤＣＴ処理）を行うＩＭＤＣＴ回路１
４３，１４４，１４５に送られる。また、各ＩＭＤＣＴ
回路１４３，１４４，１４５には、上記サブ情報のデー
タもそれぞれ供給されるようになっている。したがっ
て、当該ＩＭＤＣＴ回路１４３，１４４，１４５でのＩ
ＭＤＣＴ処理もこのサブ情報のデータに基づいて行われ
る。上記ＩＭＤＣＴ回路１４３の出力は、前記ＱＭＦの
帯域分割フィルタ１１と逆の処理を行う帯域合成フィル
タ（ＩＱＭＦ）回路１４１に送られる。また、上記ＩＭ
ＤＣＴ回路１４４，１４５の出力は、前記帯域分割フィ
ルタ１２と逆の処理を行う帯域合成フィルタ（ＩＱＭ
Ｆ）回路１４２に送られる。この帯域合成フィルタ回路
１４２の出力も、上記帯域合成フィルタ回路１４１に送
られる。したがって、当該帯域合成フィルタ回路１４１
からは、前記各帯域に分割された信号が合成されたディ
ジタルのオーディオ信号が得られることになる。このオ
ーディオ信号が出力端子１３０から出力される。
号化装置に対応する復号化装置の概略ブロック図を示
す。この図１９において、入力端子１５２，１５５，１
５６には上記符号化装置からの符号化データが供給さ
れ、入力端子１５３，１５５，１５７には上記符号化装
置からのサブ情報のデータが供給される。上記符号化デ
ータ及びサブ情報のデータは、各復号化回路１４６，１
４７，１４８に送られ、これら復号化回路で上記符号化
データを上記サブ情報のデータに基づいて復号化する処
理が行われる。この復号化データは例えば前記符号化装
置のＭＤＣＴ回路１３，１４，１５でのＭＤＣＴ処理と
は逆の処理（ＩＭＤＣＴ処理）を行うＩＭＤＣＴ回路１
４３，１４４，１４５に送られる。また、各ＩＭＤＣＴ
回路１４３，１４４，１４５には、上記サブ情報のデー
タもそれぞれ供給されるようになっている。したがっ
て、当該ＩＭＤＣＴ回路１４３，１４４，１４５でのＩ
ＭＤＣＴ処理もこのサブ情報のデータに基づいて行われ
る。上記ＩＭＤＣＴ回路１４３の出力は、前記ＱＭＦの
帯域分割フィルタ１１と逆の処理を行う帯域合成フィル
タ（ＩＱＭＦ）回路１４１に送られる。また、上記ＩＭ
ＤＣＴ回路１４４，１４５の出力は、前記帯域分割フィ
ルタ１２と逆の処理を行う帯域合成フィルタ（ＩＱＭ
Ｆ）回路１４２に送られる。この帯域合成フィルタ回路
１４２の出力も、上記帯域合成フィルタ回路１４１に送
られる。したがって、当該帯域合成フィルタ回路１４１
からは、前記各帯域に分割された信号が合成されたディ
ジタルのオーディオ信号が得られることになる。このオ
ーディオ信号が出力端子１３０から出力される。
【０１１４】
【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明のディジタル信号処理装置及び方法又は記録媒体によ
れば、複数のモードが持つビットレートの違いにかかわ
らず、同じサンプリング周波数を用いることによって複
数のサンプリング周波数を持った場合に起こるサンプリ
ング周波数信号発生回路の複雑化、ＬＳＩ規模の増大を
防ぐことができる。また、各モードのサンプリング周波
数が異なる場合には、困難であった各モード間の情報移
動が簡便に行なえ、大容量光磁気ディスク上の高ビット
レートモード情報を小容量ＩＣカードに低ビッレートモ
ードで書き込みを行ないたい時には、圧縮モードを完全
に解いて時間軸上の信号に戻す必要はなく、追加の処理
だけで低ビッレートモード圧縮処理を得ることができ、
処理演算量の増大は最小限で抑えられリアルタイム処理
も可能となる。また、低ビットレートモードでの信号通
過帯域の削減は高域側の不必要な帯域の演算処理を行わ
ないことにより処理演算量の低減若しくは余った演算能
力を低ビットレートモードの音質向上のための追加演算
処理に回すことができる。すなわち高域側分割帯域全体
が不要であれば、その分割帯域の処理は全く行わなくて
よいし、部分的に使用する場合でも使用帯域だけのサブ
サンプリングにより使用しない帯域のための演算処理を
避けることができる。
明のディジタル信号処理装置及び方法又は記録媒体によ
れば、複数のモードが持つビットレートの違いにかかわ
らず、同じサンプリング周波数を用いることによって複
数のサンプリング周波数を持った場合に起こるサンプリ
ング周波数信号発生回路の複雑化、ＬＳＩ規模の増大を
防ぐことができる。また、各モードのサンプリング周波
数が異なる場合には、困難であった各モード間の情報移
動が簡便に行なえ、大容量光磁気ディスク上の高ビット
レートモード情報を小容量ＩＣカードに低ビッレートモ
ードで書き込みを行ないたい時には、圧縮モードを完全
に解いて時間軸上の信号に戻す必要はなく、追加の処理
だけで低ビッレートモード圧縮処理を得ることができ、
処理演算量の増大は最小限で抑えられリアルタイム処理
も可能となる。また、低ビットレートモードでの信号通
過帯域の削減は高域側の不必要な帯域の演算処理を行わ
ないことにより処理演算量の低減若しくは余った演算能
力を低ビットレートモードの音質向上のための追加演算
処理に回すことができる。すなわち高域側分割帯域全体
が不要であれば、その分割帯域の処理は全く行わなくて
よいし、部分的に使用する場合でも使用帯域だけのサブ
サンプリングにより使用しない帯域のための演算処理を
避けることができる。
【０１１５】次に、ビットレートの低いモードになるに
したがって、使えるビットの減少が起き音質の低下を防
ぐ必要がでてくるが、本発明では最大処理時間ブロック
の長時間化を行なうことによって圧縮効率の向上を得て
いる。処理ブロックの時間長が長くなることにより、正
確な時間軸から周波数軸上への信号変換をも行うことが
でき、スケールファクター、ワードレングス情報などの
サブ情報の量も削減することができる。また、周波数軸
上の量子化雑音発生ブロックの周波数幅を少なくとも大
部分のブロックで高域程広くする事により、例え低ビッ
トレートモードで帯域幅を狭めていっても、臨界帯域に
近い周波数分割を低域で行えることにより、等分割の場
合のような効率低下を防ぐことができる。低ビットレー
トモードでは、使用帯域以上の帯域にはメイン及びサブ
情報を割り当てないことによって無駄なビット使用を防
ぐことができる。
したがって、使えるビットの減少が起き音質の低下を防
ぐ必要がでてくるが、本発明では最大処理時間ブロック
の長時間化を行なうことによって圧縮効率の向上を得て
いる。処理ブロックの時間長が長くなることにより、正
確な時間軸から周波数軸上への信号変換をも行うことが
でき、スケールファクター、ワードレングス情報などの
サブ情報の量も削減することができる。また、周波数軸
上の量子化雑音発生ブロックの周波数幅を少なくとも大
部分のブロックで高域程広くする事により、例え低ビッ
トレートモードで帯域幅を狭めていっても、臨界帯域に
近い周波数分割を低域で行えることにより、等分割の場
合のような効率低下を防ぐことができる。低ビットレー
トモードでは、使用帯域以上の帯域にはメイン及びサブ
情報を割り当てないことによって無駄なビット使用を防
ぐことができる。
【０１１６】また、帯域幅を狭めた場合、量子化雑音の
コントロールの為の周波数分割幅が周波数にかかわらず
一定の場合には、２０ｋＨｚ帯域を３２分割した程度で
は低域の臨界帯域幅１００Ｈｚに対して７００Ｈｚ程度
と大変広いものになり、殆どの帯域で臨界帯域よりも広
くなってしまい効率の低下が著しいが、本発明では、量
子化雑音のコントロールの為の周波数分割幅を、臨界帯
域幅に近くなるように、少なくともほとんどの周波数分
割帯域で周波数が高くなるほど広くなるように選定す
る。また、ビットレートの低下に伴う音質低下を極力避
けるために、ビットレートが低いモード程最大圧縮処理
ブロックの長さが長いモードを持つようにする。光磁気
デイスクなどの一方の記録媒体からのビツト圧縮データ
を上記ＩＣカードなどの他の記録媒体にダビングする場
合、ビット伸張をおこなうことなく、そのまま若しくは
追加圧縮を行なってダビングする事で、処理演算量を少
なくできる。また、圧縮率に応じたいわゆる高速ダビン
グが行え、情報量が少なく短時間で能率よくダビングが
行える。
コントロールの為の周波数分割幅が周波数にかかわらず
一定の場合には、２０ｋＨｚ帯域を３２分割した程度で
は低域の臨界帯域幅１００Ｈｚに対して７００Ｈｚ程度
と大変広いものになり、殆どの帯域で臨界帯域よりも広
くなってしまい効率の低下が著しいが、本発明では、量
子化雑音のコントロールの為の周波数分割幅を、臨界帯
域幅に近くなるように、少なくともほとんどの周波数分
割帯域で周波数が高くなるほど広くなるように選定す
る。また、ビットレートの低下に伴う音質低下を極力避
けるために、ビットレートが低いモード程最大圧縮処理
ブロックの長さが長いモードを持つようにする。光磁気
デイスクなどの一方の記録媒体からのビツト圧縮データ
を上記ＩＣカードなどの他の記録媒体にダビングする場
合、ビット伸張をおこなうことなく、そのまま若しくは
追加圧縮を行なってダビングする事で、処理演算量を少
なくできる。また、圧縮率に応じたいわゆる高速ダビン
グが行え、情報量が少なく短時間で能率よくダビングが
行える。
【図１】本発明実施例の圧縮データの記録再生装置の一
具体例としてのデイスク記録再生装置の概略構成を示す
ブロック回路図である。
具体例としてのデイスク記録再生装置の概略構成を示す
ブロック回路図である。
【図２】光磁気デイスク，ＩＣカードの記録内容を説明
するための図である。
するための図である。
【図３】本実施例装置の外観の一例を示す概略正面図で
ある。
ある。
【図４】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。
な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。
【図５】ビット圧縮の各モードでの処理ブロックのデー
タ構造を示す図である。
タ構造を示す図である。
【図６】ビット配分演算を行う具体的回路を示すブロッ
ク回路図である。
ク回路図である。
【図７】各臨界帯域及びブロックフローティングを考慮
して分割された帯域のスペクトルを示す図である。
して分割された帯域のスペクトルを示す図である。
【図８】マスキングスペクトルを示す図である。
【図９】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合成
した図である。
した図である。
【図１０】ビット配分演算を行う他の具体的回路を示す
ブロック回路図である。
ブロック回路図である。
【図１１】ビット配分演算を行う他の具体的回路におけ
る信号スペクトルが平坦なときのビット割り当てを示す
図である。
る信号スペクトルが平坦なときのビット割り当てを示す
図である。
【図１２】ビット配分演算を行う他の具体的回路におけ
る信号スペクトルが平坦なときのノイズスペクトルを示
す図である。
る信号スペクトルが平坦なときのノイズスペクトルを示
す図である。
【図１３】ビット配分演算を行う他の具体的回路におけ
る信号スペクトルのトーナリティが高いときのビット割
り当てを示す図である。
る信号スペクトルのトーナリティが高いときのビット割
り当てを示す図である。
【図１４】ビット配分演算を行う他の具体的回路におけ
る信号スペクトルトのーナリティが高いときのノイズス
ペクトルを示す図である。
る信号スペクトルトのーナリティが高いときのノイズス
ペクトルを示す図である。
【図１５】１１．６ｍｓの処理ブロック中の臨界帯域及
びブロックフローティングを考慮した５２分割の周波数
帯域を示す周波数と時間に関する図である。
びブロックフローティングを考慮した５２分割の周波数
帯域を示す周波数と時間に関する図である。
【図１６】ビットレートの異なるモード間で最大処理時
間ブロック長を長くする場合の説明図である。
間ブロック長を長くする場合の説明図である。
【図１７】ビットレートの異なるモード間で信号帯域幅
を狭くする具体的構成を示すブロック回路図である。
を狭くする具体的構成を示すブロック回路図である。
【図１８】ビットレートの異なるモード間で最大処理時
間ブロック長を長くする他の具体的構成を示すブロック
回路図である。
間ブロック長を長くする他の具体的構成を示すブロック
回路図である。
【図１９】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可
能な高能率符号化のデコーダの一具体例を示すブロック
回路図である。
能な高能率符号化のデコーダの一具体例を示すブロック
回路図である。
１・・・・・・・・・・・光磁気デイスク ２・・・・・・・・・・・ＩＣカード ３・・・・・・・・・・・追加圧縮伸張ブロック ５・・・・・・・・・・・記録／再生装置 ６・・・・・・・・・・・光磁気ディスク挿入部 ７・・・・・・・・・・・ＩＣカード挿入スロット １０・・・・・・・・・・音響信号入力端子 １１，１２・・・・・・・帯域分割フィルタ １３，１４，１５・・・・ＭＤＣＴ回路（直交変換回
路） １８・・・・・・・・・・適応ビット割当符号化回路 ２０・・・・・・・・・・ビット配分算出回路 ２１・・・・・・・・・・許容雑音レベル算出機能入力
端子 ２２・・・・・・・・・・帯域毎のエネルギ検出回路 ２３・・・・・・・・・・畳込みフィルタ回路 ２７・・・・・・・・・・合成回路 ２８・・・・・・・・・・減算器 ３０・・・・・・・・・・許容雑音補正回路 ３１・・・・・・・・・・許容雑音レベル算出機能出力
端子 ３２・・・・・・・・・・最小可聴カーブ発生回路 ３３・・・・・・・・・・補正情報出力回路 ５３・・・・・・・・・・光学ヘツド ５４・・・・・・・・・・磁気ヘツド ５６・・・・・・・・・・サーボ制御回路 ５７・・・・・・・・・・システムコントローラ ６２，８３・・・・・・・Ａ／Ｄ変換器 ６３・・・・・・・・・・ＡＴＣエンコーダ ６４，７２，８５・・・・メモリ ６５・・・・・・・・・・エンコーダ ６６・・・・・・・・・・磁気ヘツド駆動回路 ７１・・・・・・・・・・デコーダ ７３・・・・・・・・・・ＡＴＣデコーダ ７４・・・・・・・・・・Ｄ／Ａ変換器 １２１・・・・・・・・・ローパスフィルタ １２２，１２３，２２２，２２３・・・ＱＭＦフィルタ
（分割フィルタ） １２４・・・・・・・・・高域信号処理回路 １２５，４０３・・・・・ダウンサンプリング回路 １２６，１２７，１２８，２２５，２２６，２２８・・
ＭＤＣＴ回路 １２９，２２６・・・・・ビット割当回路（ビット配分
回路） １４１，１４２・・・・・帯域合成フィルタ １４３，１４４，１４５・・ＩＤＣＴ回路 １４６，１４７，１４８・・復号化回路 １５３，１５５，１５７・・復号化サブ情報入力端子 １５２，１５４，１５６・・復号化メイン情報入力端子 ２２４・・・・・・・・・Ａモード圧縮回路 ４００・・・・・・・・・直交変換サイズ判定回路 ４０１・・・・・・・・・ビット割当解除回路 ４０２・・・・・・・・・高域ＩＭＤＣＴ回路 ４０４・・・・・・・・・高域ＭＤＣＴ回路 ４０５・・・・・・・・・中域ＩＭＤＣＴ回路 ４０６・・・・・・・・・中域ＭＤＣＴ回路 ４０７・・・・・・・・・低域ＩＭＤＣＴ回路 ４０８・・・・・・・・・低域ＭＤＣＴ回路 ４０９・・・・・・・・・ビット割当回路（再ビット配
分回路） ４１０・・・・・・・・・エンコーダ出力端子 ４２１・・・・・・・・・高域判定部 ４２２・・・・・・・・・中域判定部 ４２３・・・・・・・・・低域判定部
路） １８・・・・・・・・・・適応ビット割当符号化回路 ２０・・・・・・・・・・ビット配分算出回路 ２１・・・・・・・・・・許容雑音レベル算出機能入力
端子 ２２・・・・・・・・・・帯域毎のエネルギ検出回路 ２３・・・・・・・・・・畳込みフィルタ回路 ２７・・・・・・・・・・合成回路 ２８・・・・・・・・・・減算器 ３０・・・・・・・・・・許容雑音補正回路 ３１・・・・・・・・・・許容雑音レベル算出機能出力
端子 ３２・・・・・・・・・・最小可聴カーブ発生回路 ３３・・・・・・・・・・補正情報出力回路 ５３・・・・・・・・・・光学ヘツド ５４・・・・・・・・・・磁気ヘツド ５６・・・・・・・・・・サーボ制御回路 ５７・・・・・・・・・・システムコントローラ ６２，８３・・・・・・・Ａ／Ｄ変換器 ６３・・・・・・・・・・ＡＴＣエンコーダ ６４，７２，８５・・・・メモリ ６５・・・・・・・・・・エンコーダ ６６・・・・・・・・・・磁気ヘツド駆動回路 ７１・・・・・・・・・・デコーダ ７３・・・・・・・・・・ＡＴＣデコーダ ７４・・・・・・・・・・Ｄ／Ａ変換器 １２１・・・・・・・・・ローパスフィルタ １２２，１２３，２２２，２２３・・・ＱＭＦフィルタ
（分割フィルタ） １２４・・・・・・・・・高域信号処理回路 １２５，４０３・・・・・ダウンサンプリング回路 １２６，１２７，１２８，２２５，２２６，２２８・・
ＭＤＣＴ回路 １２９，２２６・・・・・ビット割当回路（ビット配分
回路） １４１，１４２・・・・・帯域合成フィルタ １４３，１４４，１４５・・ＩＤＣＴ回路 １４６，１４７，１４８・・復号化回路 １５３，１５５，１５７・・復号化サブ情報入力端子 １５２，１５４，１５６・・復号化メイン情報入力端子 ２２４・・・・・・・・・Ａモード圧縮回路 ４００・・・・・・・・・直交変換サイズ判定回路 ４０１・・・・・・・・・ビット割当解除回路 ４０２・・・・・・・・・高域ＩＭＤＣＴ回路 ４０４・・・・・・・・・高域ＭＤＣＴ回路 ４０５・・・・・・・・・中域ＩＭＤＣＴ回路 ４０６・・・・・・・・・中域ＭＤＣＴ回路 ４０７・・・・・・・・・低域ＩＭＤＣＴ回路 ４０８・・・・・・・・・低域ＭＤＣＴ回路 ４０９・・・・・・・・・ビット割当回路（再ビット配
分回路） ４１０・・・・・・・・・エンコーダ出力端子 ４２１・・・・・・・・・高域判定部 ４２２・・・・・・・・・中域判定部 ４２３・・・・・・・・・低域判定部
Claims (35)
- 【請求項１】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成分
に分解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロッ
ク内の信号成分を得、前記時間と周波数に関する２次元
ブロック毎に量子化して情報圧縮し、前記時間と周波数
に関する２次元ブロック毎の情報圧縮パラメータと共
に、記録又は伝送する信号圧縮手段、及び／又は、当該
情報圧縮された時間と周波数に関する複数の２次元ブロ
ック内の信号成分を、前記時間と周波数に関する２次元
ブロック毎の情報圧縮パラメータを用いて再生又は受信
する信号伸張手段を有するディジタル信号処理装置にお
いて、 複数の情報ビットレートで、記録及び／又は再生するモ
ード、又は、伝送及び／又は受信するモードを持ち、少
なくとも２つのモード間で、前記時間と周波数に関する
２次元ブロックの少なくとも周波数幅を異ならせること
を特徴とするディジタル信号処理装置。 - 【請求項２】 記録又は伝送される信号の情報ビットレ
ートのモードを、高ビットレートのモードから低ビット
レートのモードに変換するとき、前記時間と周波数に関
する２次元ブロックの周波数幅を広くすることを特徴と
する請求項１記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項３】 記録又は伝送される信号の情報ビットレ
ートのモードを、高ビットレートのモードから低ビット
レートのモードに変換するとき、前記時間と周波数に関
する２次元ブロックの周波数幅を整数倍広くすることを
特徴とする請求項２記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項４】 入力信号はオーディオ信号であり、少な
くとも大部分の量子化雑音の発生が制御されるブロック
の周波数幅を、高域程広くしてゆくことを特徴とする請
求項１、２、３記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項５】 記録又は伝送される信号の情報ビットレ
ートのモードを、高ビットレートのモードから低ビット
レートのモードに変換するとき、信号通過帯域幅を狭く
することを特徴とする請求項４記載のディジタル信号処
理装置。 - 【請求項６】 全てのモードのサンプリング周波数を同
一としたことを特徴とする請求項４、５記載のディジタ
ル信号処理装置。 - 【請求項７】 略信号通過帯域以上の帯域の信号成分に
対しては、圧縮符号のメイン情報及び／又はサブ情報を
割り当てないことを特徴とする請求項４、５、６記載の
ディジタル信号処理装置。 - 【請求項８】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成分
に分解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロッ
ク内の信号成分を得るために、直交変換を用いる処理、
及び／又は、時間と周波数に関する複数の２次元ブロッ
ク内の信号成分から時間軸上のディジタル信号への変換
に逆直交変換を用いる処理を行うことを特徴とする請求
項７記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項９】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成分
に分解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロッ
ク内の信号成分を得るために、複数の帯域に分割し、分
割された帯域毎に複数のサンプルからなるブロックを形
成し、各帯域のブロック毎に直交変換を行い係数データ
を得る処理、及び／又は、周波数軸上の複数帯域から時
間軸信号への変換に、各帯域のブロック毎に逆直交変換
を行い、各逆直交変換出力を合成して時間軸上の合成信
号を得る処理を行うことを特徴とする請求項８記載のデ
ィジタル信号処理装置。 - 【請求項１０】 情報ビットレートが少ないモード程、
記録及び／又は再生する信号の最大直交変換ブロックの
長さ、又は、伝送及び／又は受信する信号の最大直交変
換ブロックの長さを長くしたモードを持つことを特徴と
する請求項９記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項１１】 直交変換前の時間軸信号から周波数軸
上の複数の帯域への分割における分割周波数幅及び／又
は逆直交変換後の周波数軸上の複数の帯域から時間軸信
号への合成における複数の帯域からの合成周波数幅を、
最低域の連続した２帯域で同一としたことを特徴とする
請求項９、１０記載のディジタル信号処理装置。 - 【請求項１２】 直交変換前の時間軸信号から周波数軸
上の複数の帯域への分割における分割周波数幅及び／又
は逆直交変換後の周波数軸上の複数の帯域から時間軸信
号への合成における複数の帯域からの合成周波数幅を、
略高域程広くすることを特徴とする請求項１１記載のデ
ィジタル信号処理装置。 - 【請求項１３】 何れの情報レートモードにおいても、
高域側の記録及び／又は再生する信号の最大直交変換ブ
ロックの長さ、又は、伝送及び／又は受信する信号の最
大直交変換ブロックの長さを同じとしたことを特徴とす
る請求項１０、１１、１２記載のディジタル信号処理装
置 - 【請求項１４】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成
分に分解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロ
ック内の信号成分を得、前記時間と周波数に関する２次
元ブロック毎に量子化して情報圧縮し、前記時間と周波
数に関する２次元ブロック毎の情報圧縮パラメータと共
に、記録又は伝送する信号圧縮方法、及び／又は、情報
圧縮された時間と周波数に関する複数の２次元ブロック
内の信号成分を、前記時間と周波数に関する２次元ブロ
ック毎の情報圧縮パラメータを用いて再生又は受信する
信号伸張方法を有するディジタル信号処理方法におい
て、複数の情報レートモードの、記録及び／又は再生す
るモード又は、伝送及び／又は受信するモードを持ち、
少なくとも２つのモード間で、前記時間と周波数に関す
る２次元ブロックの少なくとも周波数幅を異ならせたこ
とを特徴とするディジタル信号処理方法。 - 【請求項１５】 記録又は伝送される信号の情報ビット
レートのモードを、高ビットレートのモードから低ビッ
トレートのモードに変換するとき、前記時間と周波数に
関する２次元ブロックの周波数幅を広くすることを特徴
とする請求項１４記載のディジタル信号処理方法。 - 【請求項１６】 記録又は伝送される信号の情報ビット
レートのモードを、高ビットレートのモードから低ビッ
トレートのモードに変換するとき、前記時間と周波数に
関する２次元ブロックの周波数幅を整数倍広くすること
を特徴とする請求項１５記載のディジタル信号処理方
法。 - 【請求項１７】 入力信号はオーディオ信号であり、少
なくとも大部分の量子化雑音の発生が制御されるブロッ
クの周波数幅を、高域程広くしてゆくことを特徴とする
請求項１４、１５、１６記載のディジタル信号処理方
法。 - 【請求項１８】 記録又は伝送される信号の情報ビット
レートのモードを、高ビットレートのモードから低ビッ
トレートのモードに変換するとき、信号通過帯域幅を狭
くすることを特徴とする請求項１７記載のディジタル信
号処理方法。 - 【請求項１９】 全てのモードのサンプリング周波数を
同一としたことを特徴とする請求項１８記載のディジタ
ル信号処理方法。 - 【請求項２０】 略信号通過帯域以上の帯域の信号成分
に対しては、圧縮符号のメイン情報及び／又はサブ情報
を割り当てないことを特徴とする請求項１７、１８、１
９記載のディジタル信号処理方法。 - 【請求項２１】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成
分に分解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロ
ック内の信号成分を得るために、直交変換を用いる処
理、及び／又は、時間と周波数に関する複数の２次元ブ
ロック内の信号成分から時間軸上のディジタル信号への
変換に逆直交変換を用いる処理を行うことを特徴とする
請求項２０記載のディジタル信号処理方法。 - 【請求項２２】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成
分に分解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロ
ック内の信号成分を得るために、複数の帯域に分割し、
分割された帯域毎に複数のサンプルからなるブロックを
形成し、各帯域のブロック毎に直交変換を行い係数デー
タを得る処理、及び／又は、周波数軸上の複数帯域から
時間軸信号への変換に、各帯域のブロック毎に逆直交変
換を行い、各逆直交変換出力を合成して時間軸上の合成
信号を得る処理を行うことを特徴とする請求項２１記載
のディジタル信号処理方法。 - 【請求項２３】 情報ビットレートが少ないモード程、
記録及び／又は再生する信号の最大直交変換ブロックの
長さ、又は、伝送及び／又は受信する信号の最大直交変
換ブロックの長さを長くしたモードを持つことを特徴と
する請求項２２記載のディジタル信号処理方法。 - 【請求項２４】 直交変換前の時間軸信号から周波数軸
上の複数の帯域への分割における分割周波数幅及び／又
は逆直交変換後の周波数軸上の複数の帯域から時間軸信
号への合成における複数の帯域からの合成周波数幅を、
最低域の連続した２帯域で同一としたことを特徴とする
請求項２２、２３記載のディジタル信号処理方法。 - 【請求項２５】 直交変換前の時間軸信号から周波数軸
上の複数の帯域への分割における分割周波数幅及び／又
は逆直交変換後の周波数軸上の複数の帯域から時間軸信
号への合成における複数の帯域からの合成周波数幅を、
略高域程広くすることを特徴とする請求項２４記載のデ
ィジタル信号処理方法。 - 【請求項２６】 何れの情報レートモードにおいても、
高域側の記録及び／又は再生する信号の最大直交変換ブ
ロックの長さ、又は、伝送及び／又は受信する信号の最
大直交変換ブロックの長さを同じとしたことを特徴とす
る請求項２３、２４、２５記載のディジタル信号処理方
法。 - 【請求項２７】 請求項１、５、７、１０記載のディジ
タル信号処理装置により圧縮されたデータを記録したこ
とを特徴とする記録媒体。 - 【請求項２８】 光磁気ディスクであることを特徴とす
る請求項２７記載の記録媒体。 - 【請求項２９】 半導体記録媒体であることを特徴とす
る請求項２７記載の記録媒体。 - 【請求項３０】 上記半導体記録媒体はＩＣメモリカー
ドであることを特徴とする請求項２９記載の記録媒体。 - 【請求項３１】 光ディスクであることを特徴とする請
求項２７記載の記録媒体。 - 【請求項３２】 前記直交変換として変更離散コサイン
変換を用いたことを特徴とする請求項８記載のディジタ
ル信号処理装置。 - 【請求項３３】 前記直交変換として変更離散コサイン
変換を用いたことを特徴とする請求項２１記載のディジ
タル信号処理方法。 - 【請求項３４】 少なくとも低域側の一つの帯域の直交
変換を解除した後、直交変換サイズを拡大して直交変換
し、ビットレートを低減したモードを得ることを特徴と
する請求項１０、１１、１２記載のディジタル信号処理
装置。 - 【請求項３５】 少なくとも一つの直交変換を解除した
後、直交変換サイズを拡大して直交変換し、ビットレー
トを低減したモードを得ることを特徴とする請求項２
３、２４、２５記載のディジタル信号処理方法。
Priority Applications (11)
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|---|---|---|---|
| JP05029423A JP3123286B2 (ja) | 1993-02-18 | 1993-02-18 | ディジタル信号処理装置又は方法、及び記録媒体 |
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| PCT/JP1994/000251 WO1994019801A1 (en) | 1993-02-18 | 1994-02-18 | Apparatus, method, and system for compressing a digital input signal in more than one compression mode |
| KR1019940703760A KR100289022B1 (ko) | 1993-02-18 | 1994-02-18 | 1이상의 압축모드로 디지탈입력신호를 압축하는 장치, 방법 및 시스템 |
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|---|---|---|---|
| JP05029423A JP3123286B2 (ja) | 1993-02-18 | 1993-02-18 | ディジタル信号処理装置又は方法、及び記録媒体 |
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|---|---|---|---|
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