JP3531177B2 - 圧縮データ記録装置及び方法、圧縮データ再生方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルオーディオ
信号等をビット圧縮した圧縮データの記録装置及び方
法、並びに圧縮データ再生方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】本件出願人は、先に、入力されたディジ
タルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を
記録単位としてバースト的に記録するような技術を、例
えば特願平２−２２１３６４号、特願平２−２２１３６
５号、特願平２−２２２８２１号、特願平２−２２２８
２３号の各明細書及び図面等において提案している。

【０００３】この技術は、記録媒体として光磁気ディス
クを用い、いわゆるＣＤ−Ｉ（ＣＤ−インタラクティ
ブ）やＣＤ−ＲＯＭ ＸＡのオーディオデータフォーマ
ットに規定されているＡＤ（適応差分）ＰＣＭオーデイ
オデータを記録再生するものであり、このＡＤＰＣＭデ
ータの例えば３２セクタ分とインターリーブ処理のため
のリンキング用の数セクタとを記録単位として、光磁気
ディスクにバースト的に記録している。

【０００４】この光磁気ディスクを用いた記録再生装置
におけるＡＤＰＣＭオーディオにはいくつかのモードが
選択可能になっており、例えば通常のＣＤの再生時間に
比較して、２倍の圧縮率でサンプリング周波数が３７．
８ｋＨｚのレベルＡ、４倍の圧縮率でサンプリング周波
数が３７．８ｋＨｚのレベルＢ、８倍の圧縮率でサンプ
リング周波数が１８．９ｋＨｚのレベルＣが規定されて
いる。すなわち、例えば上記レベルＢの場合には、ディ
ジタルオーディオデータが略々１／４に圧縮され、この
レベルＢのモードで記録されたディスクの再生時間（プ
レイタイム）は、標準的なＣＤフォーマット（ＣＤ−Ｄ
Ａフォーマット）の場合の４倍となる。これは、より小
型のディスクで標準１２ｃｍと同じ程度の記録再生時間
が得られることから、装置の小型化が図れることにな
る。

【０００５】ただし、ディスクの回転速度は標準的なＣ
Ｄと同じであるため、例えば上記レベルＢの場合、所定
時間当たりその４倍の再生時間分の圧縮データが得られ
ることになる。このため、例えばセクタやクラスタ等の
時間単位で同じ圧縮データを重複して４回読み出すよう
にし、そのうちの１回分の圧縮データのみをオーディオ
再生にまわすようにしている。具体的には、スパイラル
状の記録トラックを走査（トラッキング）する際に、１
回転毎に元のトラック位置に戻るようなトラックジヤン
プを行って、同じトラックを４回ずつ繰り返しトラッキ
ングするような形態で再生動作を進めることになる。こ
れは、例えば４回の重複読み取りの内、少なくとも１回
だけ正常な圧縮データが得られればよいことになり、外
乱等によるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用し
て好ましいものである。

【０００６】さらに、本出願人は、特開平３−５２３３
２号公報及び特願平３−２６３９２６号公報等におい
て、入力信号の大きな振幅変化に適応して圧縮過程の処
理ブロックを可変とすることで、処理系の時間的分解能
並びに応答性を改善する技術を開示している。

【０００７】この技術は、処理系の時間分解能と周波数
分解能という互いに相反する特性を入力信号の性質に応
じて変化させることによって、入力信号への適応性を高
め、聴感上の良質な音質を得るものである。数多く知ら
れる高能率圧縮法のうち、直交変換を用いる、いわゆる
トランスフォームコーディングにおいては、振幅変化の
激しい信号が入力された場合に生じるプリエコーに対し
て、特に有効な手法である。ここで述べているプリエコ
ーとは、直交変換ブロック中に大きな振幅変化が生じた
状態で圧縮、伸張を行なった場合、その直交変換ブロッ
ク内に時間的に均一な量子化ノイズが発生し、元の信号
の振幅の小さい部分において先の量子化ノイズが聴感上
問題となる現象を示している。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の様な
技術を用いて信号の記録再生装置を構成する場合、圧縮
過程での情報量の削減を実施しない場合の各処理系の伝
達関数は１、即ち、誤差あるいは歪みの無い様に装置を
構成することが出来るが、この様な装置においても情報
量の削減を実施した場合、その伝達関数は１とはなら
ず、何らかの誤差、あるいは、歪みが発生する。従っ
て、この様な装置においては、情報量の削減による入出
力の誤差の他に、先の伝達関数の変化による誤差が加算
され、圧縮された信号の誤差となる。

【０００９】また、情報量の削減には人間の聴覚的性
質、例えば、最小可聽限特性や等ラウドネスカーブ、及
びマスキング等を利用して行なうと効果的であるが、こ
れらの特性は静的に測定されたもので、例えば音楽信号
のごとく、能動的な信号に対する特性は、正確には知ら
れていない。従って、情報量の削減に必要な、最適な聴
覚モデル又は特性等を決めることが難しい作業となって
いる。

【００１０】そこで、本発明はこの様な実情に鑑みてな
されたものであり、圧縮処理過程に帰還構造を用いるこ
とにより、伝達関数の変化や、聴覚モデル等の不適合に
よる誤差の発生を押さえ、良好な特性を持った圧縮デー
タ記録装置及び方法、圧縮データ再生方法、記録媒体の
提供を目的とするものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明に係る圧縮データ
記録装置は、ディジタル信号に対して所定の帯域ごとに
ビット割り当てを行って情報圧縮する手段と、圧縮処理
の過程に伸張処理を行う手段とを有し、圧縮、伸張後の
データと入力データとの差に基づいて作成した修正デー
タを用いて、上記入力データを再度圧縮する処理を複数
回繰り返す圧縮データ記録装置であって、上記圧縮処理
は、入力信号に応じてビット配分を行う適応ビット割当
符号化を含み、上記修正データは、上記ビット配分を修
正するためのデータであることを特徴とする。また、本
発明に係る圧縮データ記録装置は、ディジタル信号に対
して所定の帯域ごとにビット割り当てを行って情報圧縮
する手段と、圧縮処理の過程に伸張処理を行う手段とを
有し、圧縮、伸張後のデータと入力データとの差に基づ
いて作成した修正データを用いて、上記入力データを再
度圧縮する処理を複数回繰り返す圧縮データ記録装置で
あって、上記修正データは、圧縮、伸張過程で発生する
誤差を打ち消すために入力データに付加するデータであ
ることを特徴とする。更に、本発明に係る圧縮データ記
録装置は、ディジタル信号に対して所定の帯域ごとにビ
ット割り当てを行って情報圧縮する手段と、圧縮処理の
過程に伸張処理を行う手段とを有し、圧縮、伸張後のデ
ータと入力データとの差に基づいて作成した修正データ
を用いて、上記入力データを再度圧縮する処理を複数回
繰り返す圧縮データ記録装置であって、上記圧縮処理は
入力信号を複数の帯域に分割する帯域分割処理を含み、
分割後の上記各帯域毎に上記修正データの選択情報を作
成し、上記選択情報に基づいて全帯域の修正データを決
定することを特徴とする。

【００１２】本発明に係る圧縮データ記録方法は、ディ
ジタル信号に対して所定の帯域ごとにビット割り当てを
行って情報圧縮するステップと、圧縮処理の過程に伸張
処理を行うステップとを有し、圧縮、伸張後のデータと
入力データとの差に基づいて作成した所定の修正データ
を用いて上記入力データを再度圧縮する処理を複数回繰
り返す圧縮データ記録方法において、上記圧縮処理は、
入力信号に応じてビット配分を行う適応ビット割当符号
化を含み、上記修正データは、上記ビット配分を修正す
るためのデータであることを特徴とする。

【００１３】

【００１４】本発明に係る圧縮データ再生方法は、ディ
ジタル信号に対して所定の帯域ごとにビット割り当てを
行って圧縮処理する過程で伸張処理を行い、圧縮、伸張
したデータと入力データの差に基づいて作成した所定の
修正データを用いて上記入力データを再度圧縮する処理
を複数回繰り返すことにより生成された圧縮データを再
生する圧縮データ再生方法であって、記圧縮処理は入力
信号に応じてビット配分を行う適応ビット割当符号化を
含み、上記修正データは上記ビット配分を修正するため
のデータであることを特徴とする。

【００１５】

【作用】本発明によれば、圧縮処理過程に帰還構造を用
いることで、処理系の歪みを最小に止め、良好な圧縮結
果を得ることが可能となり、より高能率で良好な音質の
装置の実現が出来るようになる。

【００１６】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。

【００１７】先ず、図１は、本発明に係る圧縮データ記
録及び／又は再生方法を実現する圧縮データ記録及び／
又は再生装置の一実施例の概略構成を示すブロック回路
図である。図１に示す圧縮データ記録及び／又は再生装
置において、先ず記録媒体としては、スピンドルモータ
５１により回転駆動される光磁気ディスク１が用いられ
る。光磁気デイスク１に対するデータの記録時には、例
えば光学ヘッド５３によりレーザ光を照射した状態で記
録データに応じた変調磁界を磁気ヘッド５４により印加
することによって、いわゆる磁界変調記録を行い、光磁
気ディスク１の記録トラックに沿ってデータを記録す
る。また再生時には、光磁気ディスク１の記録トラック
を光学ヘッド５３によりレーザ光でトレースして磁気光
学的に再生を行う。

【００１８】光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオ
ード等のレーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、
偏光ビームスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学
部品及び所定パターンの受光部を有するフォトディテク
タ等から構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁
気ディスク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位
置に設けられている。光磁気ディスク１にデータを記録
するときには、後述する記録系のヘッド駆動回路６６に
より磁気ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調
磁界を印加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気デ
ィスク１の目的トラックにレーザ光を照射することによ
って、磁界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの
光学ヘッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の
反射光を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォ
ーカスエラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法
によりトラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク
１からデータを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フ
ォーカスエラーやトラッキングエラーを検出すると同時
に、レーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カ
ー回転角）の違いを検出して再生信号を生成する。

【００１９】光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給するととも
に、再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７
１に供給する。

【００２０】サーボ制御回路５６は、例えばフォーカス
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また上記トラ
ッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー信
号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラッ
キング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサーボ
制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例え
ば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモータ
５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。

【００２１】システムコントローラ５７にはキー入力操
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ７は、光磁気
デイスク１の記録トラックからヘッダータイムやサブコ
ードのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレ
ス情報に基づいて、光学ヘッド５３及び磁気ヘッド５４
がトレースしている上記記録トラック上の記録位置や再
生位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７
は、データ圧縮率と上記記録トラック上の再生位置情報
とに基づいて表示部５９に再生時間を表示させる制御を
行う。

【００２２】この再生時間表示は、光磁気ディスク１の
記録トラックからいわゆるヘッダータイムやいわゆるサ
ブコードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアド
レス情報（絶対時間情報）に対し、データ圧縮率の逆数
（例えば１／４圧縮のときには４）を乗算することによ
り、実際の時間情報を求め、これを表示部５９に表示さ
せるものである。なお、記録時においても、例えば光磁
気ディスク等の記録トラックに予め絶対時間情報が記録
されている（プリフォーマットされている）場合に、こ
のプリフォーマットされた絶対時間情報を読み取ってデ
ータ圧縮率の逆数を乗算することにより、現在位置を実
際の記録時間で表示させることも可能である。

【００２３】次にこのディスク記録再生装置の記録再生
機の記録系において、入力端子６０からのアナログオー
ディオ入力信号ＡINがローパスフイルタ６１を介してＡ
／Ｄ変換器６２に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２は上
記アナログオーディオ入力信号ＡINを量子化する。Ａ／
Ｄ変換器６２から得られたディジタルオーディオ信号
は、ＡＴＣ（Adaptive Transform Coding）ＰＣＭエン
コーダ６３に供給される。また、入力端子６７からのデ
ィジタルオーディオ入力信号ＤINがディジタル入力イン
ターフェース回路６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に
供給される。ＡＴＣエンコーダ６３は、上記入力信号Ａ
INを上記Ａ／Ｄ変換器６２により量子化した所定転送速
度のディジタルオーディオＰＣＭデータについて、ビッ
ト圧縮（データ圧縮）処理を行う。ここではその圧縮率
を４倍として説明するが、本実施例はこの倍率には依存
しない構成となっており、応用例により任意に選択が可
能である。

【００２４】次にメモリ６４は、データの書き込み及び
読み出しがシステムコントローラ５７により制御され、
ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータを一
時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記録す
るためのバッファメモリとして用いられている。すなわ
ち、例えばＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮オ
ーディオデータは、そのデータ転送速度が、標準的なＣ
Ｄ−ＤＡフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ／
秒）の１／４、すなわち１８．７５セクタ／秒に低減さ
れており、この圧縮データがメモリ１４に連続的に書き
込まれる。この圧縮データ（ＡＴＣデータ）は、前述し
たように４セクタにつき１セクタの記録を行えば足りる
が、このような４セクタおきの記録は事実上不可能に近
いため、後述するようなセクタ連続の記録を行うように
している。この記録は、休止期間を介して、所定の複数
セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラス
タを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマット
と同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト的
に行われる。すなわちメモリ１４においては、上記ビッ
ト圧縮レートに応じた１８．７５（＝７５／４）セクタ
／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＡＴＣオー
ディオデータが、記録データとして上記７５セクタ／秒
の転送速度でバースト的に読み出される。この読み出さ
れて記録されるデータについて、記録休止期間を含む全
体的なデータ転送速度は、上記１８．７５セクタ／秒の
低い速度となっているが、バースト的に行われる記録動
作の時間内での瞬時的なデータ転送速度は上記標準的な
７５セクタ／秒となっている。従って、デイスク回転速
度が標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ速度（一定
線速度）のとき、該ＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ記録
密度、記憶パターンの記録が行われることになる。

【００２５】メモリ６４から上記７５セクタ／秒の（瞬
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。

【００２６】エンコーダ６５は、メモリ６４から上述し
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。この
エンコーダ６５による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に
印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。

【００２７】また、システムコントローラ５７は、メモ
リ６４に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク２の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によ
りメモリ６４からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路５６に供給することによって行われる。

【００２８】次に、この光磁気ディスク記録再生ユニッ
トの再生系について説明する。この再生系は、上述の記
録系により光磁気ディスク１の記録トラック上に連続的
に記録された記録データを再生するためのものであり、
光学ヘッド５３によって光磁気ディスク１の記録トラッ
クをレーザ光でトレースすることにより得られる再生出
力がＲＦ回路５５により２値化されて供給されるデコー
ダ７１を備えている。この時、上記光磁気ディスクのみ
ではなく、例えばいわゆるコンパクトディスク（compac
t disc) と同じ再生専用光ディスクの読み出しも行なう
ことができる。

【００２９】デコーダ７１は、上述の記録系におけるエ
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理
を行いオーディオデータを、正規の転送速度よりも早い
７５セクタ／秒の転送速度で再生する。このデコーダ７
１により得られる再生データは、メモリ７２に供給され
る。

【００３０】メモリ７２は、データの書き込み及び読み
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データが正規の７５セクタ／秒の転送速度１８．７５
セクタ／秒で連続的に読み出される。

【００３１】システムコントローラ５７は、再生データ
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記１８．７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５
７によりメモリ７２からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気デイスク１も
しくは光ディスク１の記録トラック上の再生位置を指定
する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することによ
って行われる。

【００３２】メモリ７２から１８．７５セクタ／秒の転
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＡＴＣオーディオデータは、ＡＴＣデコーダ７３に供
給される。このＡＴＣデコーダ７３は、ＡＴＣデータを
４倍にデータ伸張（ビット伸張）することで１６ビット
のディジタルオーディオデータを再生する。このＡＴＣ
デコーダ７３からのディジタルオーディオデータは、Ｄ
／Ａ変換器７４に供給される。

【００３３】Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号ＡOUT を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーディオ信号ＡOUT は、ローパスフィルタ７５を介
して出力端子７６から出力される。

【００３４】次に高能率圧縮符号化について詳述する。
すなわち、オーディオＰＣＭ信号等の入力ディジタル信
号を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適応変換符号化（Ａ
ＴＣ）及び適応ビット割当ての各技術を用いて高能率符
号化する技術について、図２以降を参照しながら説明す
る。

【００３５】図２に示す具体的な高能率符号化装置で
は、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割する
と共に、最低域の隣接した２帯域の帯域幅は同じで、よ
り高い周波数帯域では高い周波数帯域ほどバンド幅を広
く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行って、得られ
た周波数軸のスペクトルデータを、低域では、後述する
人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリテ
ィカルバンド）毎に、中高域ではブロックフローティン
グ効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した帯域毎に、適
応的にビット割当して符号化している。通常このブロッ
クが量子化雑音発生ブロックとなる。さらに、本発明実
施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適応
的にブロックサイズ（ブロック長）を変化させると共
に、該ブロック単位でフローティング処理を行ってい
る。

【００３６】即ち、図２において、入力端子１０には例
えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０〜２
２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。こ
の入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域
分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１１ｋＨ
ｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨｚ帯域
の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域分割フ
ィルタ１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋＨｚ
〜１１ｋＨｚ帯域とに分割される。帯域分割フィルタ１
１からの１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域の信号はメモリ３
４に蓄積された後、加算器４２にて入出力誤差算出回路
４１より出力された補正信号と加算され、直交変換回路
の一例であるＭＤＣＴ回路１３に送られ、帯域分割フィ
ルタ１２からの５. ５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域の信号は
メモリ３５に蓄積された後、加算器４２にて入出力誤差
算出回路４１より出力された補正信号と加算され、ＭＤ
ＣＴ回路１４に送られ、帯域分割フィルタ１２からの０
〜５．５ｋHZ帯域の信号はメモリ３６に蓄積された後、
加算器４２にて入出力誤差算出回路４１より出力された
補正信号と加算され、ＭＤＣＴ回路１５に送られること
により、それぞれ直交変換される。また、各帯域毎の加
算器４２、４３、４４の出力はそれぞれ各帯域毎のブロ
ック決定回路１９、２０、２１へ接続されている。さら
に、各帯域毎のメモリ３４、３５、３６の出力は入出力
誤差算出回路４１にも接続されている。

【００３７】ここで上述した入力ディジタル信号を複数
の周波数帯域に分割する手法としては、例えばＱＭＦフ
ィルタがあり、1976 R.E.Crochiere Digital Coding
ofSpeech In Subbands Bell Syst.Tech. J. Vol.55,N
o.8 1976に、述べられている。またICASSP 83,Boston P
olyphase Quadrature Filters-A New Subband CodingTe
chnique Joseph H. Rothweilerには等バンド幅のフィル
ター分割手法が述べられている。

【００３８】また、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）、コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイドＤＣ
Ｔ変換（ＭＤＣＴ）等を行うことで時間軸を周波数軸に
変換するような直交変換がある。上記ＭＤＣＴについて
はICASSP 1987 Subband/Transform Coding Using Filte
r Bank DesignsBased OnTime Domain Aliasing Cancell
ation J.P.Princen A.B.Bradley Univ.of Surrey Royal
Melbourne Inst. of Tech. に述べられている。

【００３９】ここで、各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５
に供給する各帯域毎のブロックについての標準的な入力
信号に対する具体例を図３に示す。この図３の具体例に
おいては、３つのフィルタ出力信号は、各帯域ごとに独
立におのおの複数の直交変換ブロックサイズを持ち、信
号の時間特性、周波数分布等により時間分解能を切り換
えられる様にしている。信号が時間的に準定常的である
場合には、直交変換ブロックサイズを１１．６ｍｓ、即
ち、図３におけるＡのロングモード（ＬｏｎｇＭｏｄ
ｅ）と大きくし、信号が非定常的である場合には、直交
変換ブロックサイズを更に２分割、４分割とする。図３
におけるＢのショートモード（Ｓｈｏｒｔ Ｍｏｄｅ）
のごとく、全てを４分割、２．９ｍｓとする場合や図３
におけるＣのミドルモードＡ（Ｍｉｄｄｌｅ Ｍｏｄｅ
Ａ）、図３におけるＤのミドルモードＢ（Ｍｉｄｄｌ
ｅ Ｍｏｄｅ Ｂ）のごとく、一部を２分割、５．８ｍ
ｓ、１部を４分割、２．９ｍｓの時間分解能とすること
で、実際の複雑な入力信号に適応するようになってい
る。この直交変換ブロックサイズの分割は処理装置の規
模が許せば、さらに複雑な分割を行なうと、より効果的
なことは明白である。このブロックサイズの決定は図２
におけるブロックサイズ決定回路１９、２０、２１で決
定され、各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５及び復号化回
路３１、３２、３３に伝えられるとともに、該当ブロッ
クのブロックサイズ情報として出力端子２８、２９、３
０より出力される。

【００４０】次に、ブロックサイズ決定回路の詳細を図
４に示す。図２におけるブロック決定回路１９を例に説
明する。図２における帯域分割フィルタ１１の出力のう
ち、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの出力は図４における入力
端子３０１を介してパワー算出回路３０４に送られる。
さらに、図２における帯域分割フィルタ１２の出力のう
ち、５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力は図４における入
力端子３０２を介してパワー算出回路３０５へ、０〜
５．５ｋＨｚの出力は図４における入力端子３０３を介
してパワー算出回路３０６へとそれぞれ送られる。

【００４１】また、図２におけるブロックサイズ決定回
路２０、２１は図４における入力端子３０１、３０２、
３０３へ入力される信号がブロックサイズ決定回路１９
の場合と異なるだけで、動作は同一である。各ブロック
サイズ決定回路１９、２０、２１におけるそれぞれの入
力端子３０１、３０２、３０３はマトリクス構成となっ
ている。即ち、ブロックサイズ決定回路２０の入力端子
３０１には図２における帯域分割フィルタ１２の５．５
ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力が接続されており、同入力端
子３０２には０〜５．５ｋＨｚの出力が接続されてい
る。ブロックサイズ決定回路２１についても、同様であ
る。

【００４２】図４において、各パワー算出回路３０４、
３０５、３０６は入力された時間波形を一定時間、積分
することによって、各周波数帯域のパワーを求めてい
る。この際、積分する時間幅は上述の直交変換ブロック
サイズのうち、最小時間ブロック以下である必要があ
る。また、上述の算出法以外、例えば直交変換ブロック
サイズの最小時間幅内の最大振幅の絶対値あるいは振幅
の平均値を代表パワーとして用いることもある。

【００４３】パワー算出回路３０４の出力は変化分抽出
回路３０８及びパワー比較回路３０９に、パワー算出回
路３０５、３０６の出力はパワー比較回路３０９にそれ
ぞれ送られる。変化分抽出回路３０８ではパワー算出回
路３０４より送られたパワーの微係数を求めてパワーの
変化情報として、ブロックサイズ１次決定回路３１０及
びメモリ３０７へ送る。

【００４４】メモリ３０７では、変化分抽出回路３０８
より送られたパワーの変化情報を上述の直交変換ブロッ
クサイズの最大時間以上、蓄積する。これは時間的に隣
接する直交変換ブロックが直交変換の際のウィンドウ処
理により、互いに影響を与え合うため、時間的に隣接す
る１つ前のブロックのパワー変化情報をブロックサイズ
１次決定回路３１０において必要とするためである。ブ
ロックサイズ１次決定回路３１０では変化分抽出回路３
０８より送られた該当ブロックのパワー変化情報とメモ
リ３０７より送られた時間的に隣接する該当ブロックの
１つ前のブロックのパワー変化情報をもとに、該当する
周波数帯域内のパワーの時間的変位から該当する周波数
帯域の直交変換ブロックサイズを決定する。この際、一
定以上の変位が認められた場合、より時間的に短い直交
変換ブロックイサイズを選択するわけであるが、その変
位点は固定でも効果は得られる。さらに周波数に比例し
た値、即ち、周波数が高い場合は大きな変位によって時
間的に短いブロックサイズとなり、周波数が低い場合
は、高い場合のそれに比べ小さな変位で時間的に短いブ
ロックサイズに決定されると、より効果的である。この
値はなめらかに変化することが望ましいが、複数段階の
階段状の変化であっても、構わない。以上のように決定
されたブロックサイズはブロックサイズ修正回路３１１
へ伝送される。

【００４５】一方、パワー比較回路３０９において、各
パワー算出回路３０４、３０５、３０６より送られた各
周波数帯域のパワー情報を同時刻及び時間軸上でマスキ
ング効果の発生する時間幅で比較を行ない、パワー算出
回路３０４の出力周波数帯域に及ぼす他の周波数帯域の
影響を求め、ブロックサイズ修正回路３１１へ伝送す
る。

【００４６】ブロックサイズ修正回路３１１ではパワー
比較回路３０９より送られたマスキング情報及びディレ
イ群３１２、３１３、３１４の各タップから送られた過
去のブロックサイズ情報を基に、ブロックサイズ１次決
定回路３１０より送られたブロックサイズに修正をか
け、ディレイ群３１２及びウィンドウ形状決定回路３１
７へ出力している。ブロックサイズ修正回路３１１にお
ける作用は、ある周波数帯域においてプリエコーが問題
となる場合でも、他の周波数帯域、特に該当周波数帯域
より低い帯域において、大きな振幅を持つ信号が存在し
た場合、そのマスキング効果により、プリエコーが聴感
上問題とならない、あるいは問題が軽減される場合があ
るという特性を利用している。

【００４７】なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上
の特性により、ある信号によって他の信号がマスクされ
て聞こえなくなる現象をいうものであり、このマスキン
グ効果には、時間軸上のオーディオ信号による時間軸マ
スキング効果と、周波数軸上の信号による同時刻マスキ
ング効果とがある。これらのマスキング効果により、マ
スキングされる部分にノイズがあったとしても、このノ
イズは聞こえないことになる。このため、実際のオーデ
ィオ信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは
許容可能なノイズとされる。

【００４８】次に、ディレイ群３１２、３１３、３１４
では過去の直交変換ブロックサイズを順に記録してお
き、各タップ、即ち、ディレイ３１２、３１３、３１４
の出力より、ブロックサイズ決定回路３１１へ出力して
いる。同時に、ディレイ３１２の出力は出力端子３１５
へ、ディレイ３１２、３１３の出力はウィンドウ形状決
定回路３１７へ接続している。

【００４９】このディレイ群３１２、３１３、３１４か
らの出力はブロックサイズ修正回路３１１においてより
長い時間幅でのブロックサイズの変化をこのブロックの
ブロックサイズの決定に役立てる働き、例えば、過去頻
繁により時間的に短いブロックサイズが選択されている
場合は、時間的に短いブロックサイズの選択を増やし、
過去において時間的に短いブロックサイズの選択がなさ
れてない場合においては、時間的に長いブロックサイズ
の選択を増やす等の判断を可能としている。

【００５０】なお、このディレイ群はウィンドウ決定回
路３１７及び出力端子３１５に必要なディレイ３１２、
３１３を除けば、そのタップ数は装置の実際的な構成、
規模により増減させて用いられる場合もある。ウィンド
ウ形状決定回路３１７ではブロックサイズ修正回路３１
１の出力、即ち、該当ブロックの時間的に隣接する１つ
後のブロックサイズととディレイ３１２の出力、即ち、
該当ブロックのブロックサイズとディレイ３１３の出
力、即ち、該当ブロックの時間的隣接する１つ前のブロ
ックサイズとから、上述の図２における各ＭＤＣＴ回路
１３、１４、１５において使用されるウィンドウの形状
を決定し、出力端子３１９へ出力する。図４における出
力端子３１５、即ち、ブロックサイズ情報と出力端子３
１９、即ち、ウィンドウ形状情報が、図２におけるブロ
ックサイズ決定回路１９、２０、２１の出力として各部
へ接続される。

【００５１】ここでウィンドウ形状決定回路３１７にお
いて決定されるウィンドウの形状について説明する。図
５に隣接するブロックとウィンドウの形状の様子を示
す。図５のａ〜ｂより判るように、図中点線及び実線で
示すように直交変換に使用されるウィンドウは時間的に
隣接するブロックとの間で重複する部分があり、本実施
例では、隣接するブロックの中心まで重複する形状を採
用しているため、隣接するブロックの直交変換サイズに
よりウィンドウの形状が変化する。

【００５２】図６に上記ウィンドウ形状の詳細を示す。
図６においてウィンドウ関数ｆ（ｎ）、ｇ（ｎ＋Ｎ）は
次の式（１）を満たす関数として与えられる。

【００５３】 ｆ（ｎ）×ｆ（Ｌ−１−ｎ）＝ｇ（ｎ）×ｇ（Ｌ−１−ｎ） ｆ（ｎ）×ｆ（ｎ）＋ｇ（ｎ）×ｇ（ｎ）＝１ ・・・０≦ｎ≦Ｌ−１ （１）

【００５４】この式（１）におけるＬは、隣接する変換
ブロック長が同一であればそのまま変換ブロック長とな
るが、隣接する変換ブロック長が異なる場合は、より短
いほうの変換ブロック長をＬとし、より長い変換ブロッ
ク長をＫとすると、ウィンドウが重複しない領域におい
ては、式（２）に示すように、

【００５５】 ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝１ ・・・Ｋ≦ｎ≦３Ｋ／２−Ｌ／２ ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝０ ・・・３Ｋ／２＋Ｌ≦ｎ≦２Ｋ （２）

【００５６】として与えられる。この様にウィンドウの
重複部分をできる限り長く取ることにより、直交変換の
際のスペクトルの周波数分解能をを良好なものとしてい
る。以上の説明から明らか様に、直交変換に使用するウ
ィンドウの形状は時間的に連続する３ブロック分の直交
変換サイズが確定した後、決定される。

【００５７】従って、図４における入力端子３０１、３
０２、３０３から入力される信号のブロックと出力端子
３１５、３１９から出力される信号のブロックは本実施
例において１ブロック分の差異を生じている。

【００５８】また、図４におけるパワー算出回路３０
５、３０６及びパワー比較回路３０９を省略しても図２
におけるブロックサイズ決定回路１９、２０、２１を構
成することは可能である。さらに、ウィンドウの形状を
直交変換ブロックの取りうる時間的に最小のブロックサ
イズに固定することによってその種類を１種類とし、図
４におけるディレイ群３１２、３１３、３１４及びブロ
ックサイズ修正回路３１１ならびにウィンドウ形状決定
回路３１７を省略して構成することも可能である。特
に、処理時間の遅延を好まない応用例においては上述の
省略により遅延の少ない構成となり、有効に作用する。

【００５９】なお、本実施例では、先のプリエコーのマ
スキング状態を考慮するために、直交変換前の帯域分割
をそのまま利用しているが、より多くの帯域に分割、な
いしは独立した直交変換を用いてマスキングの計算を行
うとさらに良好な結果が得られる。さらには、上述のよ
り長い時間を観察することによって得られる入力信号の
周期的時間変化を図４におけるディレイ群３１２、３１
３、３１４、即ち、過去のブロックの直交変換サイズを
記憶することで実現しているが、入力波形の特徴抽出
に、圧縮過程とは別の直交変換を施したデータもしく
は、より細かい周波数帯に分割したデータ等を用いるこ
とによりさらに良好な結果が得られる。

【００６０】再び図２において、各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数軸上
のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数データは、低
域はいわゆる臨界帯域（クリティカルバンド）毎にまと
められて、中高域はブロックフローティングの有効性を
考慮して、臨界帯域幅を細分化して各帯域毎にメモリ３
７、３８、３９に蓄積された後、適応ビット割当符号化
回路２２、２３、２４及びビット配分算出回路１８に送
られている。このクリテイカルバンドとは、人間の聴覚
特性を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純音
の周波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって
当該純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域の
ことである。このクリティカルバンドは、高域ほど帯域
幅が広くなっており、上記０〜２２ｋＨｚの全周波数帯
域は例えば２５のクリティカルバンドに分割されてい
る。

【００６１】ビット配分算出回路１８は、上記クリティ
カルバンド及びブロックフローティングを考慮して分割
されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキング
効果等を考慮してクリティカルバンド及びブロックフロ
ーティングを考慮した各分割帯域毎のマスキング量を求
め、このマスキング量とクリティカルバンド及びブロッ
クフローティングを考慮した各分割帯域毎のエネルギあ
るいはピーク値等に基づいて、各帯域毎に割当ビット数
を求め、適応ビット割当符号化回路２２、２３、２４へ
伝送している。さらに、割当ビットを求める際に算出し
た許容雑音情報をメモリ４１に蓄積している。適応ビッ
ト割当符号化回路２２、２３、２４により各帯域毎に割
り当てられたビット数に応じて各スペクトルデータ（あ
るいはＭＤＣＴ係数データ）を量子化している。このよ
うにして符号化されたデータは、ビット配分算出部分に
帰還を掛けるための復号化回路３１、３２、３３へ出力
される。

【００６２】復号化回路３１、３２、３３では適応ビッ
ト割当符号化回路２２、２３、２４で符号化されたコー
ドを周波数軸上のデータに戻し、且つ、ＭＤＣＴの逆変
換処理を行なうことによって、各帯域に対応した時間軸
上のデータを求め、入出力誤差算出回路４１へ送ってい
る。

【００６３】入出力誤差算出回路４１では、先の復号化
回路３１、３２、３３からの時間波形とメモリ３４、３
５、３６に蓄積され、復号化回路３１、３２、３３の出
力信号と位相を合わせる為に遅延処理された信号波形と
を減算し、誤差分を抽出し、修正データを生成する。こ
の際、入出力誤差が常に最小となる様なビット配分を誘
導する修正データを作成しても良いし、特定の特性との
差、例えば、ビット配分算出回路１８内で算出される許
容雑音特性との差が最小となるように修正データを作成
しても構わない。また、ビット配分は固定のまま、処理
系の誤差を打ち消すようなデータとしても良い。あるい
は、上述の方法を併用しても良い。

【００６４】この修正データは各帯域毎の加算器４２、
４３、４４に出力され、メモリ３４、３５、３６に蓄積
されていた各帯域の時間軸上のデータと加算され再ＭＤ
ＣＴ処理される。再ＭＤＣＴ処理された周波数軸上の信
号ないしはＭＤＣＴ係数は、再度ビット配分を算出する
場合は、ビット配分算出回路１８に送られ、上述のごと
く、各帯域毎のビットの配分が決定され、適応ビット割
当符号化回路２２、２３、２４に送られる。

【００６５】適応ビット回路２２、２３、２４では、メ
モリ３７、３８、３９に蓄積された修正データを加算す
る前の周波数軸情報をビット配分算出回路１８より送ら
れた各帯域毎のビット配分により量子化する。また、ビ
ット配分を固定にして処理される場合、再ＭＤＣＴ処理
された周波数軸上の信号ないしはＭＤＣＴ係数は、メモ
リ３７、３８、３９を通じて適応ビット割当符号化回路
２２、２３、２４に送られ、ビット配分算出回路１８よ
り出力されるメモリ４０に蓄積されたビット配分の情報
を基に量子化される。従って、再度ビット配分を算出処
理する場合は、ビット配分の算出を再度実施し、量子化
を受けるデータは修正前のデータを使用する。この際の
入出力誤差算出回路４１の出力する修正データは入出力
誤差の多い部分に疑似的に多くのビットが割り当てられ
るような情報となる。また、ビット配分を固定にして処
理する場合は、修正されたデータが量子化されることに
なり、この場合の入出力誤差算出回路４１の出力する修
正データは入出力誤差を打ち消すような情報となる。

【００６６】以降の処理は既に述べた様に再び動作し、
必要に応じて複数回処理される。この様に複数回処理さ
れることによって、予め用意する聴覚モデル及び／又は
ビット割当のための各定数が、最適化が図られていなく
ても入力信号に適応した圧縮信号を得ることが出来る。

【００６７】以上述べたように、本実施例の圧縮処理に
おいては、帰還構造を特徴としており、その終了、ある
いは収束条件としては次のものが挙げられる。

【００６８】第１に処理ブロックの処理に許容される時
間（本実施例では１１．６ｍｓ）、第２に入出力誤差算
出回路４１から出力される修正情報が一定以下となるこ
と、第３に複数回の再圧縮処理を行なっても、入出力誤
差算出回路４１から出力される修正情報が減少しないこ
とが挙げられる。

【００６９】また、入力信号が定常的な場合、即ち、図
３においてＡのごときロングモードが選択された場合、
時間的に前のブロックの入出力誤差算出回路４１から出
力される修正情報を帰還データと使用しても良い。さら
に、図２におけるメモリ４０に過去の複数分の処理ブロ
ックの許容雑音情報を蓄積することによって、ビット配
分のさらなる最適化を計ることも可能であり、このメモ
リ４０の代わりに外部の大容量記憶装置、例えばハード
ディスクを使用することで、より長時間の情報の蓄積が
出来るために、記録媒体等に記録されている信号を圧縮
する場合には、試験的圧縮処理により、事前にビット配
分の最適化を処理時間の制約無しに行なうことも可能で
ある。

【００７０】本実施例ではメモリ３４、３５、３６、並
びに３７、３８、３９、４０及び４１と分けて説明した
が、すべて同一のチップ上に構成しても何ら問題はな
い。また、帰還の戻す位置は本実施例に限定されるもの
ではなく、例えば、ＱＭＦフィルタ等の帯域分割フィル
タ１１と入力端子１０の間であっても同様の効果が得ら
れる。この場合、メモリ３４、３５、３６は入力端子１
０と帰還の戻し位置の間に移動し、復号化回路３１、３
２、３３と入出力誤差算出回路４１との間に、各帯域を
合成するＩＱＭＦ回路を挿入することで実現できる。さ
らに、図１におけるＡＴＣデコーダー７３と図２におけ
る復号化回路３１、３２、３３は等価のものであるか
ら、同一筐体上に、圧縮、伸張処理回路が存在するよう
な応用例においては、先の図１におけるＡＴＣデコーダ
７３と図２における復号化回路３１、３２、３３を共通
化して構成することも容易である。

【００７１】次に、図７は、図２における入出力誤差算
出回路４１の構成例を示すブロック回路図である。な
お、図７に示したものは１つの帯域用の構成で、本実施
例では図７の構成が３つで図２における入出力誤差算出
回路４１を構成している。

【００７２】入力端子４０１は図２におけるメモリ３
４、３５、３６の出力に接続され、即ち、遅延処理を受
けた入力信号が差分抽出回路４０３へ入力されている。
また、入力端子４０２は図２における復号化回路３１、
３２、３３の出力に接続され、即ち、圧縮処理された
後、伸張された信号が同じく差分抽出回路４０３に入力
される。

【００７３】差分抽出回路４０３では入力された２つの
入力を減算することによって、差分を抽出している。こ
の際の被減数を遅延処理を受けた入力信号とし、減数を
復号化回路より入力された信号とする。差分抽出回路４
０３で得られた差分情報はビット配分を再度算出する処
理法のためのフィルタ回路４０４、並びに、ビット配分
を固定として処理するための位相調整回路４０５、及
び、パワー算出回路４０７に入力される。

【００７４】フィルタ回路４０４では、図２におけるビ
ット配分算出回路１８で算出されるビット配分が誤差の
多い部分に多く配分されるようなデータを作成する。こ
の場合、位相成分が変化すると加算する際の誤差となる
ため、位相成分が変化の無い構成となっている。

【００７５】一方、位相調整回路４０５では、入力信号
を圧縮処理した際に生じる誤差を打ち消すデータを作成
するために、位相を反転している。この際は、振幅成分
に変化の無い構成となっている。

【００７６】フィルタ回路４０４、並びに位相調整回路
４０５でそれぞれ作成された修正データは帰還法決定回
路４０６、及びパワー算出回路４０７へ送られている。

【００７７】また、パワー算出回路４０７では、差分抽
出回路４０３より送られた差分情報を処理ブロックで積
分し、パワーを算出し、帰還法の選択情報を作成し、帰
還法決定回路４０６へ送っている。さらに、パワー算出
回路４０７では、帰還終了の決定を行なうための情報も
作成し、帰還終了決定回路４０８へ送っている。この周
波数に応じて重み付を行ない積分を実行すると効果的で
ある。

【００７８】帰還法決定回路４０６では各帯域毎のパワ
ー算出回路４０７より、送られた帰還法の選択情報を基
に、すべての帯域に同一の帰還法を決定し、その決定に
従った修正データを出力端子４０９より出力する。この
決定に際しては、多数決方式で実現できるが、より周波
数の低い帯域に重み付を行ない、決定するとより効果的
である。

【００７９】また、帰還終了決定回路４０８では各帯域
毎のパワー算出回路から送られた帰還終了の決定情報を
基に、帰還を継続するかどうかの決定を行ない、出力端
子４１０より出力する。ここでの判定は先に述べた収束
条件のうち２及び３に関しての判定であり、差分情報の
パワーが一定以下、ないしは、最下点となった場合、帰
還を終了する。

【００８０】次に、図８は上記ビット配分算出回路１８
の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。

【００８１】この図８において、入力端子７０１には、
上記各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５からの周波数軸上
のスペクトルデータが供給されている。 この周波数軸
上の入力データは、帯域毎のエネルギ算出回路７０２に
送られて、上記マスキング量とクリティカルバンド及び
ブロックフローティングを考慮した各分割帯域のエネル
ギが、例えば当該バンド内での各振幅値の総和を計算す
ること等により求められる。この各バンド毎のエネルギ
の代わりに、振幅値のピーク値、平均値等が用いられる
こともある。このエネルギ算出回路７０２からの出力と
して、例えば各バンドの総和値のスペクトルを図９にＳ
Ｂとして示している。ただし、この図９では、図示を簡
略化するため、上記マスキング量とクリティカルバンド
及びブロックフローティングを考慮した分割帯域数を１
２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現している。

【００８２】ここで、上記スペクトルＳＢのいわゆるマ
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリューション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路７０２の出力すなわち該スペ
クトルＳＢの各値は、畳込みフィルタ回路７０３に送ら
れる。該畳込みフィルタ回路７０３は、例えば、入力デ
ータを順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素
子からの出力にフィルタ係数（重み付け関数）を乗算す
る複数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗
算器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから
構成されるものである。この畳込み処理により、図１０
中点線で示す部分の総和がとられる。

【００８３】ここで、上記畳込みフィルタ回路７０３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。

【００８４】次に、上記畳込みフィルタ回路７０３の出
力は引算器７０４に送られる。該引算器７０４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリューション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器７０４には、上記レベルαを求めるための許
容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給され
る。この許容関数を増減させることで上記レベルαの制
御を行っている。当該許容関数は、次に説明するような
（ｎ−ａｉ）関数発生回路７０５から供給されているも
のである。

【００８５】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（３）式で求めるこ
とができる。

【００８６】α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） ・・・（３）

【００８７】この（３）式において、ｎ，ａは定数でａ
＞０、Ｓは畳込み処理されたバークスペクトルの強度で
あり、（３）式中（ｎ−ａｉ）が許容関数となる。本実
施例では、 ｎ＝３８，ａ＝１ としており、この時の音質劣化はなく、良好な符号化が
行えた。

【００８８】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器７０６に伝送される。当該割
算器７０６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスペクトルが得られる
ようになる。すなわち、このマスキングスペクトルが許
容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリュー
ション処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例で
は簡略化した割算器７０６を用いて逆コンボリューショ
ンを行っている。

【００８９】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路７０７を介して減算器７０８に伝送される。ここ
で、当該減算器７０８には、上記帯域毎のエネルギ検出
回路７０２からの出力、すなわち前述したスペクトルＳ
Ｂが、遅延回路７０９を介して供給されている。したが
って、この減算器７０８で上記マスキングスペクトルと
スペクトルＳＢとの減算演算が行われることで、図１０
示すように、上記スペクトルＳＢは、該マスキングスペ
クトルＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキングされ
ることになる。

【００９０】当該減算器７０８からの出力は、許容雑音
補正回路７１０を介し、出力端子７１１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路７０８から許容雑音補正回路７１０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が図２における適応ビット割当符号化回路２２、２３、
２４に送られることで、図２におけるＭＤＣＴ回路１
３、１４、１５からの周波数軸上の各スペクトルデータ
がそれぞれのバンド毎に割り当てられたビット数で量子
化されるわけである。

【００９１】すなわち要約すれば、図２における適応ビ
ット割当符号化回路２２、２３、２４では、上記マスキ
ング量とクリティカルバンド及びブロックフローティン
グを考慮した各分割帯域のエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベルに応じて割当てられた
ビット数で上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化
することになる。なお、図９における遅延回路７０９は
上記合成回路７０７以前の各回路での遅延量を考慮して
エネルギ検出回路７０２からのスペクトルＳＢを遅延さ
せるために設けられている。

【００９２】ところで、上述した合成回路７０７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路７１２から供給さ
れる図１１に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
ペクトルＭＳとを合成することができる。この最小可聴
カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ
以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最小可
聴カーブは、コーデイングが同じであっても例えば再生
時の再生ボリユームの違いで異なるものとなが、現実的
なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナミ
ックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがないの
で、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波数
帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数帯
域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音は
聞こえないと考えられる。したがって、このように例え
ばシステムの持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑音
が聞こえない使い方をすると仮定し、この最小可聴カー
ブＲＣとマスキングスペクトルＭＳとを共に合成するこ
とで許容ノイズレベルを得るようにすると、この場合の
許容ノイズレベルは、図１１中の斜線で示す部分までと
することができるようになる。なお、本実施例では、上
記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビ
ット相当の最低レベルに合わせている。また、この図１
１は、信号スペクトルＳＳも同時に示している。

【００９３】また、上記許容雑音補正回路７１０では、
補正情報出力回路７１３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器７０８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１１に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大
きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音
圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえな
い。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑
音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じ
たカーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが
良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウド
ネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正するこ
とは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【００９４】ここで、補正情報出力回路７１３として、
上記適応ビット割当符号化回路２２、２３、２４での量
子化の際の出力情報量（データ量）の検出出力と、最終
符号化データのビットレート目標値との間の誤差の情報
に基づいて、上記許容ノイズレベルを補正するようにし
てもよい。これは、全てのビット割当単位ブロックに対
して予め一時的な適応ビット割当を行って得られた総ビ
ット数が、最終的な符号化出力データのビットレートに
よって定まる一定のビット数（目標値）に対して誤差を
持つことがあり、その誤差分を０とするように再度ビッ
ト割当をするものである。すなわち、目標値よりも総割
当ビット数が少ないときには、差のビット数を各単位ブ
ロックに割り振って付加するようにし、目標値よりも総
割当ビット数が多いときには、差のビット数を各単位ブ
ロックに割り振って削るようにするわけである。

【００９５】このようなことを行うため、上記総割当ビ
ット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デー
タに応じて補正情報出力回路７１３が各割当ビット数を
補正するための補正データを出力する。ここで、上記誤
差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロッ
ク当たり多くのビット数が使われることで上記データ量
が上記目標値よりも多くなっている場合を考えることが
できる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示す
データとなる場合は、上記単位ブロック当たり少ないビ
ット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少なく
なっている場合を考えることができる。したがって、上
記補正情報出力回路７１３からは、この誤差データに応
じて、上記減算器７０８からの出力における許容ノイズ
レベルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データに
基づいて補正させるための上記補正値のデータが出力さ
れるようになる。

【００９６】上述のような補正値が、上記許容雑音補正
回路７１０に伝送されることで、上記減算器７０８から
の許容ノイズレベルが補正されるようになる。以上説明
したようなシステムでは、メイン情報として直交変換出
力スペクトルをサブ情報により処理したデータとサブ情
報としてブロックフローティングの状態を示すスケール
ファクタ、語長を示すワードレングスが得られ、エンコ
ーダからデコーダに送られる。

【００９７】図１２は図１におけるＡＴＣデコーダ７
３、即ち、上述のごとく高能率符号化された信号を再び
複合化するための復号回路を示している。各帯域の量子
化されたＭＤＣＴ係数、即ち、図２における出力端子２
５、２６、２７の出力信号と等価のデータは、復号回路
入力１５２、１５４、１５６に与えられ、使用されたブ
ロックサイズ情報、即ち、図２における出力端子２８、
２９、３０の出力信号と等価のデータは、入力１５３、
１５５、１５７に与えられる。復号回路１４６、１４
７、１４８では適応ビット割当情報を用いてビット割当
を解除する。次にＩＭＤＣＴ回路１４３、１４４、１４
５では周波数軸上の信号が時間軸上の信号に変換され
る。これらの部分帯域の時間軸上信号は、ＩＱＭＦ回路
１４２、１４１により、全帯域信号に復号化され、出力
端子１４０より出力される。

【００９８】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、上記の記録再生媒体と信号圧
縮装置あるいは伸張装置と、さらには、記録媒体を介せ
ずに信号圧縮装置と伸張装置とは一体化されている必要
はなく、その間をデータ転送用回線等で結ぶ事も可能で
ある。更に例えば、オーディオＰＣＭ信号のみならず、
ディジタル音声（スピーチ）信号やディジタルビデオ信
号等の信号処理装置にも適用可能である。また、上述し
た最小可聴カーブの合成処理を行わない構成としてもよ
い。この場合には、図８における最小可聴カーブ発生回
路７１２、合成回路７０７が不要となり、上記引算器７
０４からの出力は、割算器７０６で逆コンボリューショ
ンされた後、直ちに減算器７０８に伝送されることにな
る。またビット配分手法は多種多様であり、最も簡単に
は固定のビット配分若しくは信号の各帯域エネルギによ
る簡単なビット配分若しくは固定分と可変分を組み合わ
せたビット配分など使うことができる。

【００９９】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明によれば、圧縮処理過程に帰還構造を用いることで、
入力信号を圧縮し、記録、伸張及び／又は伝送する機器
において、用意する聴覚モデル及び／又は各定数が入力
信号に不適当、あるいは入力信号が予想外の信号であっ
ても、入力信号に適応した圧縮信号を得ることが出来る
ようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る圧縮データの記録再生装置の一実
施例としてのディスク記録再生装置の構成例を示すブロ
ック回路図である。

【図２】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【図３】ビット圧縮の際の直交変換ブロックの構造を表
す図である。

【図４】直交変換ブロックサイズを決定する回路の構成
例を示すブロック回路図である。

【図５】時間的に隣接する直交変換ブロックの時間的長
さの変化と直交変換時に用いるウィンドウ形状の関係を
示す図である。

【図６】直交変換時に用いるウィンドウの形状の詳細例
を示す図である。

【図７】帰還構造を特徴づける入出力誤差算出回路の構
成例を示すブロック回路図である。

【図８】ビット配分演算機能を実現する具体的構成を示
すブロック回路図である。

【図９】各臨界帯域及びブロックフローティングを考慮
して分割された帯域のスペクトルを示す図である。

【図１０】マスキングスペクトルを示す図である。

【図１１】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合
成した図である。

【図１２】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可
能な高能率圧縮符号化デコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【符号の説明】

１・・・・・・・・・・光磁気ディスク １１、１２・・・・・・帯域分割フィルタ １３、１４、１５・・・直交変換回路（ＭＤＣＴ） １８・・・・・・・・・ビット配分算出回路 １９、２０、２１・・・ブロック決定回路 ２２、２３、２４・・・適応ビット割当符号化回路 ３１、３２、３３・・・復号化回路 ３４、３５、３６・・・メモリ ３７、３８、３９・・・メモリ ４０・・・・・・・・・メモリ ４１・・・・・・・・・入出力誤差算出回路 ４２、４３、４４・・・加算器 ５３・・・・・・・・・光学ヘッド ５４・・・・・・・・・磁気ヘッド ５６・・・・・・・・・サーボ制御回路 ５７・・・・・・・・・システムコントローラ ６１、７５・・・・・・ＬＰＦ ６２、８３・・・・・・Ａ／Ｄ変換器 ６３・・・・・・・・・ＡＴＣエンコーダ ６４、７２、８５・・・メモリ ６５・・・・・・・・・エンコーダ ６６・・・・・・・・・磁気ヘッド駆動回路 ７１・・・・・・・・・デコーダ ７３・・・・・・・・・ＡＴＣデコーダ ７４・・・・・・・・・Ｄ／Ａ変換器 １４６、１４７、１４８・復号化回路 １４１，１４２・・・・・帯域合成フィルタ（ＩＱＭ
Ｆ） １４３、１４４、１４５・逆直交変換回路（ＩＭＤＣ
Ｔ） ３０４、３０５、３０６・パワー算出回路 ３０７・・・・・・・・・メモリ ３０８・・・・・・・・・変化分抽出回路 ３０９・・・・・・・・・パワー比較回路 ３１０・・・・・・・・・ブロックサイズ１次決定回路 ３１１・・・・・・・・・ブロックサイズ修正回路 ３１２、３１３、３１４・ディレイ回路 ３１７・・・・・・・・・ウィンドウ形状決定回路 ４０３・・・・・・・・・差分抽出回路 ４０４・・・・・・・・・フィルタ回路 ４０５・・・・・・・・・位相調整回路 ４０６・・・・・・・・・帰還法決定回路 ４０７・・・・・・・・・帰還終了決定回路 ７０２・・・・・・・・・帯域毎のエネルギ検出回路 ７０３・・・・・・・・・畳込みフィルタ回路 ７０７・・・・・・・・・合成回路 ７０８・・・・・・・・・減算器 ７１０・・・・・・・・・許容雑音補正回路 ７１２・・・・・・・・・最小可聴カーブ発生回路 ７１３・・・・・・・・・補正情報出力回路

フロントページの続き (72)発明者 光野 誠 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ ニー株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−125076（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−55925（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−123535（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−74018（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−264832（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−161930（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 14/04 G11B 20/10 301 H03M 7/30

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル信号に対して所定の帯域ごと
   にビット割り当てを行って情報圧縮する手段と、圧縮処
   理の過程に伸張処理を行う手段とを有し、圧縮、伸張後
   のデータと入力データとの差に基づいて作成した修正デ
   ータを用いて、上記入力データを再度圧縮する処理を複
   数回繰り返す圧縮データ記録装置であって、 上記圧縮処理は、入力信号に応じてビット配分を行う適
   応ビット割当符号化を含み、 上記修正データは、上記ビット配分を修正するためのデ
   ータであることを特徴とする圧縮データ記録装置。
2. 【請求項２】 入力信号に適応して処理ブロックの長さ
   を可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及びこ
   の外の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパワ
   ー、或いはエネルギー又はピーク情報を基に当該処理ブ
   ロックの長さを決定することを特徴とする請求項１記載
   の圧縮データ記録装置。
3. 【請求項３】 入力信号に適応して処理ブロックの長さ
   を可変とし、当該処理ブロックの最大より長い時間幅の
   入力信号により得られる入力信号の変化情報を基に当該
   処理ブロックの長さを決定することを特徴とする請求項
   １記載の圧縮データ記録装置。
4. 【請求項４】 ディジタル信号に対して所定の帯域ごと
   にビット割り当てを行って情報圧縮する手段と、圧縮処
   理の過程に伸張処理を行う手段とを有し、圧縮、伸張後
   のデータと入力データとの差に基づいて作成した修正デ
   ータを用いて、上記入力データを再度圧縮する処理を複
   数回繰り返す圧縮データ記録装置であって、 上記修正データは、圧縮、伸張過程で発生する誤差を打
   ち消すために入力データに付加するデータであることを
   特徴とする圧縮データ記録装置。
5. 【請求項５】 ディジタル信号に対して所定の帯域ごと
   にビット割り当てを行って情報圧縮する手段と、圧縮処
   理の過程に伸張処理を行う手段とを有し、圧縮、伸張後
   のデータと入力データとの差に基づいて作成した修正デ
   ータを用いて、上記入力データを再度圧縮する処理を複
   数回繰り返す圧縮データ記録装置であって、 上記圧縮処理は入力信号を複数の帯域に分割する帯域分
   割処理を含み、 分割後の上記各帯域毎に上記修正データの選択情報を作
   成し、上記選択情報に基づいて全帯域の修正データを決
   定することを特徴とする圧縮データ記録装置。
6. 【請求項６】 上記選択情報を周波数によって重み付け
   して、上記全帯域の修正データを決定することを特徴と
   する請求項５記載の圧縮データ記録装置。
7. 【請求項７】 ディジタル信号に対して所定の帯域ごと
   にビット割り当てを行って情報圧縮するステップと、圧
   縮処理の過程に伸張処理を行うステップとを有し、圧
   縮、伸張後のデータと入力データとの差に基づいて作成
   した所定の修正データを用いて上記入力データを再度圧
   縮する処理を複数回繰り返す圧縮データ記録方法におい
   て、 上記圧縮処理は、入力信号に応じてビット配分を行う適
   応ビット割当符号化を含み、 上記修正データは、上記ビット配分を修正するためのデ
   ータであることを特徴とする圧縮データ記録方法。
8. 【請求項８】 ディジタル信号に対して所定の帯域ごと
   にビット割り当てを行って圧縮処理する過程で伸張処理
   を行い、圧縮、伸張したデータと入力データの差に基づ
   いて作成した所定の修正データを用いて上記入力データ
   を再度圧縮する処理を複数回繰り返すことにより生成さ
   れた圧縮データを再生する圧縮データ再生方法であっ
   て、 上記圧縮処理は入力信号に応じてビット配分を行う適応
   ビット割当符号化を含み、 上記修正データは上記ビット配分を修正するためのデー
   タであることを特徴とする圧縮データ再生方法。