JP3334374B2 - ディジタル信号圧縮方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルオーディオ
信号等をビット圧縮した圧縮データの記録再生に関し、
特に、入力信号の時間軸上の波形の振幅変化に応じて、
その処理ブロックの時間的大きさを変化させるような、
ディジタル信号を情報圧縮して記録若しくは伝送するデ
ィジタル信号圧縮方法及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】本件出願人は、先に、入力されたディジ
タルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を
記録単位としてバースト的に記録するような技術を、例
えば特願平２−２２１３６４号、特願平２−２２１３６
５号、特願平２−２２２８２１号、特願平２−２２２８
２３号の各明細書及び図面等において提案している。

【０００３】この技術は、記録媒体として光磁気ディス
クを用い、いわゆるＣＤ−Ｉ（ＣＤ−インタラクティ
ブ）やＣＤ−ＲＯＭ ＸＡのオーディオデータフォーマ
ットに規定されているＡＤ（適応差分）ＰＣＭオーディ
オデータを記録再生するものであり、このＡＤＰＣＭデ
ータの例えば３２セクタ分とインターリーブ処理のため
のリンキング用の数セクタとを記録単位として、光磁気
ディスクにバースト的に記録している。

【０００４】この光磁気ディスクを用いた記録再生装置
におけるＡＤＰＣＭオーディオにはいくつかのモードが
選択可能になっており、例えば通常のＣＤの再生時間に
比較して、２倍の圧縮率でサンプリング周波数が３７．
８ｋＨｚのレベルＡ、４倍の圧縮率でサンプリング周波
数が３７．８ｋＨｚのレベルＢ、８倍の圧縮率でサンプ
リング周波数が１８．９ｋＨｚのレベルＣが規定されて
いる。すなわち、例えば上記レベルＢの場合には、ディ
ジタルオーディオデータが略々１／４に圧縮され、この
レベルＢのモードで記録されたディスクの再生時間（プ
レイタイム）は、標準的なＣＤフォーマット（ＣＤ−Ｄ
Ａフォーマット）の場合の４倍となる。これは、より小
型のディスクで標準１２ｃｍと同じ程度の記録再生時間
が得られることから、装置の小型化が図れることにな
る。

【０００５】ただし、ディスクの回転速度は標準的なＣ
Ｄと同じであるため、例えば上記レベルＢの場合、所定
時間当たりその４倍の再生時間分の圧縮データが得られ
ることになる。このため、例えばセクタやクラスタ等の
時間単位で同じ圧縮データを重複して４回読み出すよう
にし、そのうちの１回分の圧縮データのみをオーディオ
再生にまわすようにしている。具体的には、スパイラル
状の記録トラックを走査（トラッキング）する際に、１
回転毎に元のトラック位置に戻るようなトラックジャン
プを行って、同じトラックを４回ずつ繰り返しトラッキ
ングするような形態で再生動作を進めることになる。こ
れは、例えば４回の重複読み取りの内、少なくとも１回
だけ正常な圧縮データが得られればよいことになり、外
乱等によるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用し
て好ましいものである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
技術を用いた応用例の殆どの場合において、記録媒体や
伝送経路の都合上、使用可能なビットレートの上限が規
定される為、より多くのビットを割当る方が望ましい信
号、例えば、矩形波や多数の正弦波の合成信号の圧縮に
対し、ビット数が不足する場合が生じる。この際は、応
用例の要求される特性に応じた処理が行われることが一
般的である。使用可能なビットレートの上限が規定され
ていると言うことは、即ち、圧縮後の一定時間（処理ブ
ロック）内のエネルギ量の上限が規定されていることに
等しく、一定時間内における周波数幅或いは記録又は伝
送帯域と各周波数におけるＳ／Ｎの積が先の上限によっ
て制限されている事を示している。

【０００７】従って、上述のビット数が不足した場合の
処理は、通常の処理方法を取る限り、一定時間内におけ
る周波数幅或いは記録又は伝送帯域と各周波数における
Ｓ／Ｎの積が一定以下と言う条件下での処理となるた
め、必然的に、周波数幅を削減するか、各周波数におけ
るＳ／Ｎを削減するか、或いは、双方を削減するかに帰
着する。周波数幅を削減した場合、入力信号の音質に与
える影響が問題となり、各周波数におけるＳ／Ｎを削減
した場合は、発生したノイズ或いは歪みが聴感上の問題
となる可能性が高まる。以上のような問題を内在してい
るため、先のビット数が不足した場合の処理は、如何に
入力信号に適応させ、音質変化が目立たずに、ノイズ或
いは歪みが聴感上の問題とならない範囲に止めるとい
う、非常に難しい調整を余儀なくされる。この問題は、
使用可能なビットレートが低くなる程、大きな問題とな
り、ある値以下では、事実上、調整が不可能となり、通
常では、その値をもって当該圧縮手法の限界とされてい
る。

【０００８】本発明はこの様な実情に鑑みてなされたも
のであり、入力信号の特性を変化させることにより、聴
感上の音質変化、並びに、ノイズ或いは歪み問題を容易
に調整することが可能なビットの割当の手法が適用され
るディジタル信号圧縮方法及び装置の提供を目的とする
ものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル
信号圧縮方法及び装置は、上述の目的を達成するために
提案されたものであり、入力ディジタル信号をブロック
化してスペクトルデータに変換し、時間と周波数につい
て細分化した小ブロック毎に、圧縮のためのビット割当
を行って情報圧縮する際に、規定されたビット数と上記
ビット割当を行ったビットの総数との差を重み付けして
各小ブロックに割り振り、割り振られた各小ブロックの
ビット数を当該ブロックのスペクトルデータのレベルに
変換し、変換されたレベルに基づいて各小ブロック内の
スペクトルデータを補正することによるスペクトルデー
タ特性変更の処理を少なくとも１回実行して、ビット割
当の制御を行うことを特徴とするものである。

【００１０】また、本発明のディジタル信号圧縮方法及
び装置は、時間軸上のスペクトルデータを得、上記時間
軸上のスペクトルデータから許容可能なノイズスペクト
ルを求め、上記求めた許容可能なノイズスペクトルを時
間と周波数について細分化した小ブロックに分配し、圧
縮のためのビット割当を行い、規定されたビット数と上
記求めたビット割当数との差からレベル差を求め、上記
求めたレベル差を基に入力信号の周波数軸上のスペクト
ルデータの特性を変化させてビット割当数の制御を行う
ことも特徴とする。

【００１１】さらに、本発明のディジタル信号圧縮方法
及び装置は、許容可能なノイズスペクトルを求め、上記
求めた許容ノイズスペクトルを時間と周波数について細
分化した小ブロックに分配し、圧縮のためのビット割当
を行い、規定されたビット数と上記求めたビット割当数
との差からレベル差を求め、上記レベル差を減少させる
フィルタ係数を求めて、当該フィルタ係数を基に入力信
号を時間軸上でフィルタリングすることによってビット
割当数の制御を行うことも特徴とする。このとき、帯域
分割フィルタにより入力信号を複数個の帯域に分割し、
当該帯域分割フィルタをビット割当数の制御を行うフィ
ルタと共用する。

【００１２】ここで、本発明の各ディジタル信号圧縮方
法及び装置においては、入力信号の特性を変化させる為
の情報を複数処理ブロックに渡って遅延或いは記憶し、
時間的に前の処理ブロックの情報を用いて、上記入力信
号の特性を変化させる処理を行って、ビット割当数の制
御を行う。

【００１３】

【００１４】

【００１５】

【００１６】

【００１７】すなわち、本発明に係るディジタル信号圧
縮方法及び装置（高能率符号化方法及び装置）は、ビッ
ト割当数の目標値と実際のビット配分数の差から、周波
数別に必要レベルを算出し、このレベルを基に入力信号
の特性を変化させることにより、ビット割当数の目標値
と実際のビット配分数の差を少なくすることで上述の問
題を解決する。

【００１８】ここで、入力信号の特性変化とビット配分
数の制御を必要に応じて、複数回実施するとより効果的
である。

【００１９】さらには、周波数軸上のスペクトルデータ
を算出する手段を有する場合には、入力信号の特性を変
化させる際に、スペクトルデータを直接操作することに
よって、演算量の低減が図れる。また、周波数軸上での
フィルタ、例えば、等バンド分割フィルタ等を有する場
合には、入力信号の特性を変化させる作用を、先のフィ
ルタで実行することにより、演算量の低減を図ることも
可能である。

【００２０】

【作用】本発明のディジタル信号圧縮方法及び装置によ
れば、より多くのビット配分を必要とする入力信号に対
し、最適なエネルギ配分をもたらす特性操作を行うこと
により、ビット配分を行うことで聴覚的にも望ましいビ
ットの配分を実現できる。これにより、圧縮の効率の低
下を防ぐことができ、同一のビットレートにおいてはよ
り良好な音質を得ることができるようになり、又、同一
の音質においてはより低いビットレートでの記録、伝送
等を実現することが可能となる。

【００２１】

【実施例】先ず、図１には、本発明のディジタル信号圧
縮装置としての圧縮データ記録再生装置の一実施例の概
略構成を示す。

【００２２】図１に示す圧縮データ記録再生装置におい
て、先ず記録媒体としては、スピンドルモータ５１によ
り回転駆動される光磁気ディスク１が用いられる。光磁
気ディスク１に対するデータの記録時には、例えば光学
ヘッド５３によりレーザ光を照射した状態で記録データ
に応じた変調磁界を磁気ヘッド５４により印加すること
によって、いわゆる磁界変調記録を行い、光磁気ディス
ク１の記録トラックに沿ってデータを記録する。また再
生時には、光磁気ディススク１の記録トラックを光学ヘ
ッド５３によりレーザ光でトレースして磁気光学的に再
生を行う。

【００２３】光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオ
ード等のレーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、
偏光ビームスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学
部品及び所定パターンの受光部を有するフォトディテク
タ等から構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁
気ディスク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位
置に設けられている。光磁気ディスク１にデータを記録
するときには、後述する記録系のヘッド駆動回路６６に
より磁気ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調
磁界を印加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気デ
ィスク１の目的トラックにレーザ光を照射することによ
って、磁界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの
光学ヘッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の
反射光を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォ
ーカスエラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法
によりトラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク
１からデータを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フ
ォーカスエラーやトラッキングエラーを検出すると同時
に、レーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カ
ー回転角）の違いを検出して再生信号を生成する。

【００２４】光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給するととも
に、再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７
１に供給する。

【００２５】サーボ制御回路５６は、例えばフォーカス
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また上記トラ
ッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー信
号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラッ
キング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサーボ
制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例え
ば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモータ
５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。

【００２６】システムコントローラ５７にはキー入力操
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ７は、光磁気
ディスク１の記録トラックからヘッダタイムやサブコー
ドのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレス
情報に基づいて、光学ヘッド５３及び磁気ヘッド５４が
トレースしている上記記録トラック上の記録位置や再生
位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７は、
データ圧縮率と上記記録トラック上の再生位置情報とに
基づいて表示部５９に再生時間を表示させる制御を行
う。

【００２７】この再生時間表示は、光磁気ディスク１の
記録トラックからいわゆるヘッダタイムやいわゆるサブ
コードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレ
ス情報（絶対時間情報）に対し、データ圧縮率の逆数
（例えば１／４圧縮のときには４）を乗算することによ
り、実際の時間情報を求め、これを表示部５９に表示さ
せるものである。なお、記録時においても、例えば光磁
気ディスク等の記録トラックに予め絶対時間情報が記録
されている（プリフォーマットされている）場合に、こ
のプリフォーマットされた絶対時間情報を読み取ってデ
ータ圧縮率の逆数を乗算することにより、現在位置を実
際の記録時間で表示させることも可能である。

【００２８】次にこのディスク記録再生装置の記録系に
おいて、入力端子６０からのアナログオーディオ入力信
号ＡINがローパスフィルタ６１を介してＡ／Ｄ変換器６
２に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２は上記アナログオ
ーディオ入力信号ＡINを量子化する。Ａ／Ｄ変換器６２
から得られたディジタルオーディオ信号は、ＡＴＣ（Ad
aptive Transform Coding ）ＰＣＭエンコーダ６３に供
給される。また、入力端子６７からのディジタルオーデ
ィオ入力信号ＤINがディジタル入力インターフェース回
路６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に供給される。Ａ
ＴＣエンコーダ６３は、上記入力信号ＡINを上記Ａ／Ｄ
変換器６２により量子化した所定転送速度のディジタル
オーディオＰＣＭデータについて、ビット圧縮（データ
圧縮）処理を行う。ここではその圧縮率を４倍として説
明するが、本実施例はこの倍率には依存しない構成とな
っており、応用例により任意に選択が可能である。

【００２９】次にメモリ６４は、データの書き込み及び
読み出しがシステムコントローラ５７により制御され、
ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータを一
時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記録す
るためのバッファメモリとして用いられている。すなわ
ち、例えばＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮オ
ーディオデータは、そのデータ転送速度が、標準的なＣ
Ｄ−ＤＡフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ／
秒）の１／４、すなわち１８．７５セクタ／秒に低減さ
れており、この圧縮データがメモリ１４に連続的に書き
込まれる。この圧縮データ（ＡＴＣデータ）は、前述し
たように４セクタにつき１セクタの記録を行えば足りる
が、このような４セクタおきの記録は事実上不可能に近
いため、後述するようなセクタ連続の記録を行うように
している。この記録は、休止期間を介して、所定の複数
セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラス
タを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマット
と同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト的
に行われる。すなわちメモリ１４においては、上記ビッ
ト圧縮レートに応じた１８．７５（＝７５／４）セクタ
／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＡＴＣオー
ディオデータが、記録データとして上記７５セクタ／秒
の転送速度でバースト的に読み出される。この読み出さ
れて記録されるデータについて、記録休止期間を含む全
体的なデータ転送速度は、上記１８．７５セクタ／秒の
低い速度となっているが、バースト的に行われる記録動
作の時間内での瞬時的なデータ転送速度は上記標準的な
７５セクタ／秒となっている。従って、ディスク回転速
度が標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ速度（一定
線速度）のとき、該ＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ記録
密度、記憶パターンの記録が行われることになる。

【００３０】メモリ６４から上記７５セクタ／秒の（瞬
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。

【００３１】エンコーダ６５は、メモリ６４から上述し
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。この
エンコーダ６５による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に
印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。

【００３２】また、システムコントローラ５７は、メモ
リ６４に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク２の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によ
りメモリ６４からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路５６に供給することによって行われる。

【００３３】次に、この光磁気ディスクの記録再生装置
の再生系について説明する。この再生系は、上述の記録
系により光磁気ディスク１の記録トラック上に連続的に
記録された記録データを再生するためのものであり、光
学ヘッド５３によって光磁気ディスク１の記録トラック
をレーザ光でトレースすることにより得られる再生出力
がＲＦ回路５５により２値化されて供給されるデコーダ
７１を備えている。この時光磁気ディスクのみではな
く、コンパクトディクス（ＣＤ：COMPACT DISC）と同じ
再生専用光ディスクの読み出しも行うことができる。

【００３４】デコーダ７１は、上述の記録系におけるエ
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理
を行いオーディオデータを、正規の転送速度よりも早い
７５セクタ／秒の転送速度で再生する。このデコーダ７
１により得られる再生データは、メモリ７２に供給され
る。

【００３５】メモリ７２は、データの書き込み及び読み
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データが正規の７５セクタ／秒の転送速度１８．７５
セクタ／秒で連続的に読み出される。

【００３６】システムコントローラ５７は、再生データ
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記１８．７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５
７によりメモリ７２からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気ディスク１も
しくは光ディスク１の記録トラック上の再生位置を指定
する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することによ
って行われる。

【００３７】メモリ７２から１８．７５セクタ／秒の転
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＡＴＣオーディオデータは、ＡＴＣデコーダ７３に供
給される。このＡＴＣデコーダ７３は、ＡＴＣデータを
４倍にデータ伸張（ビット伸張）することで１６ビット
のディジタルオーディオデータを再生する。このＡＴＣ
デコーダ７３からのディジタルオーディオデータは、Ｄ
／Ａ変換器７４に供給される。

【００３８】Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号ＡOUT を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーデイオ信号ＡOUT は、ローパスフィルタ７５を介
して出力端子７６から出力される。

【００３９】次に本実施例装置におけるデータ圧縮に使
用される高能率圧縮符号化について詳述する。すなわ
ち、オーディオＰＣＭ信号等の入力ディジタル信号を、
帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適応変換符号化（ＡＴＣ）
及び適応ビット割当ての各技術を用いて高能率符号化す
る技術について、図２以降を参照しながら説明する。

【００４０】図２並びに図３に示す具体的な高能率符号
化装置では、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に
分割すると共に、最低域の隣接した２帯域の帯域幅は同
じで、より高い周波数帯域では高い周波数帯域ほどバン
ド幅を広く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行っ
て、得られた周波数軸のスペクトルデータを、低域で
は、後述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯
域幅（クリティカルバンド）毎に、中高域ではブロック
フローティング効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した
帯域毎に、適応的にビット割当して符号化している。通
常このブロックが量子化雑音発生ブロックとなる。さら
に、本発明実施例においては、直交変換の前に入力信号
に応じて適応的にブロックサイズ（処理ブロック長）を
変化させると共に、該ブロック単位でフローティング処
理を行っている。

【００４１】即ち、図２において、入力端子２００には
例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０〜
２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。
この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦ等のフィルタか
らなる帯域分割フィルタ２０１により０〜１１ｋＨｚ帯
域と１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１
１ｋＨｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦの帯域分割
フィルタ２０２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋ
Ｈｚ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割される。帯域分割フィル
タ２０１からの１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は直
交変換回路の一例であるＭＤＣＴ回路２０３に送られ、
帯域分割フィルタ２０２からの５. ５ｋＨｚ〜１１ｋＨ
ｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路２０４に送られ、帯域分割
フィルタ２０２からの０〜５．５ｋＨｚ域の信号はＭＤ
ＣＴ回路２０５に送られることにより、それぞれＭＤＣ
Ｔ処理される。

【００４２】ここで、上述した入力ディジタル信号を複
数の周波数帯域に分割する手法の一例としてのＱＭＦの
フィルタは、例えば文献「ディジタル・コーディング・
オブ・スピーチ・イン・サブバンズ」("Digital coding
of speech in subbands" R.E.Crochiere, Bell Syst.
Tech. J., Vol.55,No.8 1976) に述べられている。この
ＱＭＦのフィルタは、帯域を等バンド幅に２分割するも
のであり、当該フィルタにおいては上記分割した帯域を
後に合成する際にいわゆるエリアシングが発生しないこ
とが特徴となっている。

【００４３】また、文献「ポリフェイズ・クァドラチュ
ア・フィルターズ −新しい帯域分割符号化技術」("Po
lyphase Quadrature filters -A new subband coding t
echnique", Joseph H. Rothweiler ICASSP 83, BOSTON)
には、等帯域幅のフィルタ分割手法が述べられている。
このポリフェイズ・クァドラチュア・フィルタにおいて
は、信号を等バンド幅の複数の帯域に分割する際に一度
に分割できることが特徴となっている。

【００４４】さらに、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）、離散コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイド
ＤＣＴ変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周波
数軸に変換するような直交変換がある。このＭＤＣＴに
ついては、文献「時間領域エリアシング・キャンセルを
基礎とするフィルタ・バンク設計を用いたサブバンド／
変換符号化」("Subband/Transform Coding Using Filte
r Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Cance
llation," J.P.Princen A.B.Bradley, Univ. of Surrey
Royal Melbourne Inst. of Tech. ICASSP 1987)に述べ
られている。

【００４５】ここで、各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５に
供給する各帯域毎の処理ブロックについての標準的な入
力信号に対する具体例を図４に示す。この図４の具体例
においては、３つのフィルタ出力信号は、各帯域毎に独
立に各々複数の直交変換ブロックサイズを持ち、信号の
時間特性、周波数分布等により時間分解能を切り換えら
れる様にしている。信号が時間的に準定常的である場合
には、直交変換ブロックサイズを１１．６ｍＳ、即ち、
図４の（Ａ）に示すロングモード（ＬｏｎｇＭｏｄｅ）
と大きくし、信号が非定常的である場合には、直交変換
ブロックサイズを更に２分割、４分割とする。図４の
（Ｂ）に示すショートモード（Ｓｈｏｒｔ Ｍｏｄｅ）
のごとく、全てを４分割で２．９ｍＳとする場合や、図
４の（Ｃ）に示すミドルモード Ａ（Ｍｉｄｄｌｅ Ｍ
ｏｄｅ Ａ）、図４の（Ｄ）に示すミドルモード Ｂ
（Ｍｉｄｄｌｅ Ｍｏｄｅ Ｂ）のごとく、一部を２分
割で５．８ｍｓ、１部を４分割で２．９ｍｓの時間分解
能とすることで、実際の複雑な入力信号に適応するよう
になっている。この直交変換ブロックサイズの分割は処
理装置の規模が許せば、さらに複雑な分割を行うと、よ
り効果的なことは明白である。このブロックサイズの決
定は図２のブロックサイズ決定回路２０６〜２０８で決
定され、各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５に伝えられると
ともに、該当ブロックのブロックサイズ情報として出力
端子２１６〜２１８より出力される。

【００４６】次に、ブロックサイズ決定回路の詳細を図
５に示す。ここでは図２のブロック決定回路２０６を例
に説明する。図２の帯域分割フィルタ２０１の出力のう
ち、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの出力は図５の入力端子４
０１を介してパワー算出回路４０４に送られる。さら
に、図２の帯域分割フィルタ２０２の出力のうち、５．
５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力は図５における入力端子４
０２を介してパワー算出回路４０５へ、０〜５．５ｋＨ
ｚの出力は図５における入力端子４０３を介してパワー
算出回路４０６へとそれぞれ送られる。また、図２のブ
ロックサイズ決定回路２０７、２０８は図５における入
力端子４０１〜４０３へ入力される信号がブロックサイ
ズ決定回路２０６の場合と異なるだけで、動作は同一で
ある。各ブロックサイズ決定回路２０６〜２０８におけ
るそれぞれの入力端子４０１〜４０３はマトリクス構成
となっており、即ち、ブロックサイズ決定回路２０７の
入力端子４０１には図２の帯域分割フィルタ２０２の
５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力が接続されており、同
入力端子４０２には０〜５．５ｋＨｚの出力が接続され
ている。ブロックサイズ決定回路２０８についても、同
様である。

【００４７】図５において、各パワー算出回路４０４〜
４０６は入力された時間波形を一定時間、積分すること
によって、各周波数帯域のパワーを求めている。この
際、積分する時間幅は上述の直交変換ブロックサイズの
うち、最小時間ブロック以下である必要がある。また、
上述の算出法以外、例えば直交変換ブロックサイズの最
小時間幅内の最大振幅の絶対値あるいは振幅の平均値を
代表パワーとして用いても同様の効果が得られる。パワ
ー算出回路４０４の出力は変化分抽出回路４０８及びパ
ワー比較回路４０９に、パワー算出回路４０５、４０６
の出力はパワー比較回路４０９にそれぞれ送られる。変
化分抽出回路４０８ではパワー算出回路４０４より送ら
れたパワーの微係数を求めてパワーの変化情報として、
ブロックサイズ１次決定回路４１０及びメモリ４０７へ
送る。メモリ４０７では、変化分抽出回路４０８より送
られたパワーの変化情報を上述の直交変換ブロックサイ
ズの最大時間以上、蓄積する。これは時間的に隣接する
直交変換ブロックが直交変換の際のウィンドウ処理によ
り、互いに影響を与え合うため、時間的に隣接する１つ
前のブロックのパワー変化情報をブロックサイズ１次決
定回路４１０において必要とするためである。ブロック
サイズ１次決定回路４１０では変化分抽出回路４０８よ
り送られた該当ブロックのパワー変化情報とメモリ４０
７より送られた時間的に隣接する該当ブロックの１つ前
のブロックのパワー変化情報をもとに、該当する周波数
帯域内のパワーの時間的変位から該当する周波数帯域の
直交変換ブロックサイズを決定する。この際、一定以上
の変位が認められた場合、より時間的に短い直交変換ブ
ロックイサイズを選択するわけであるが、その変位点
（所定の境界値）は固定でも効果は得られる。さらに周
波数に比例した値、即ち、周波数が高い場合は大きな変
位によって時間的に短いブロックサイズとなり、周波数
が低い場合は、高い場合のそれに比べ小さな変位で時間
的に短いブロックサイズに決定されると、より効果的で
ある。この値（境界値）はなめらかに変化することが望
ましいが、複数段階の階段状の変化であっても、構わな
い。以上のように決定されたブロックサイズはブロック
サイズ修正回路４１１へ伝送される。

【００４８】一方、パワー比較回路４０９において、各
パワー算出回路４０４〜４０６より送られた各周波数帯
域のパワー情報を同時刻及び時間軸上でマスキング効果
の発生する時間幅で比較を行い、パワー算出回路４０４
の出力周波数帯域に及ぼす他の周波数帯域の影響を求
め、ブロックサイズ修正回路４１１へ伝送する。ブロッ
クサイズ修正回路４１１ではパワー比較回路４０９より
送られたマスキング情報及びディレイ群のディレイ４１
２〜４１４の各タップから送られた過去のブロックサイ
ズ情報を基に、ブロックサイズ１次決定回路４１０より
送られたブロックサイズをより時間的に長いブロックサ
イズを選択するよう修正をかけ、ディレイ４１２及びウ
ィンドウ形状決定回路４１５へ出力している。ブロック
サイズ修正回路４１１における作用は、該当周波数帯域
においてプリエコーが問題となる場合でも、他の周波数
帯域、特に該当周波数帯域より低い帯域において、大き
な振幅を持つ信号が存在した場合、そのマスキング効果
により、プリエコーが聴感上問題とならない、或いは問
題が軽減される場合があるという特性を利用している。
なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上の特性によ
り、ある信号によって他の信号がマスクされて聞こえな
くなる現象をいうものであり、このマスキング効果に
は、時間軸上のオーデイオ信号による時間軸マスキング
効果と、周波数軸上の信号による同時刻マスキング効果
とがある。これらのマスキング効果により、マスキング
される部分にノイズがあったとしても、このノイズは聞
こえないことになる。このため、実際のオーデイオ信号
では、このマスキングされる範囲内のノイズは許容可能
なノイズとされる。

【００４９】次に、ディレイ４１２〜４１４では過去の
直交変換ブロックサイズを順に記録しておき、各タッ
プ、即ち、ディレイ４１２〜４１４の出力より、ブロッ
クサイズ決定回路４１１へ出力している。同時に、ディ
レイ４１２の出力は出力端子４１７へ、ディレイ４１
２、４１３の出力はウィンドウ形状決定回路４１５へ接
続している。このディレイ４１２〜４１４からの出力は
ブロックサイズ修正回路４１１においてより長い時間幅
でのブロックサイズの変化を該当ブロックのブロックサ
イズの決定に役立てる働き、例えば、過去頻繁により時
間的に短いブロックサイズが選択されている場合は、時
間的に短いブロックサイズの選択を増やし、過去におい
て時間的に短いブロックサイズの選択がなされてない場
合においては、時間的に長いブロックサイズの選択を増
やす等の判断を可能としている。なお、このディレイ群
はウィンドウ決定回路４１５及び出力端子４１７に必要
なディレイ４１２、４１３を除けば、そのタップ数は装
置の実際的な構成、規模により増減させて用いられる場
合もある。ウィンドウ形状決定回路４１５ではブロック
サイズ修正回路４１１の出力、即ち、該当ブロックの時
間的に隣接する１つ後のブロックサイズとディレイ４１
２の出力、即ち、該当ブロックのブロックサイズとディ
レイ４１３の出力、即ち、該当ブロックの時間的隣接す
る１つ前のブロックサイズとから、上述の図２の各ＭＤ
ＣＴ回路２０３〜２０５において使用されるウィンドウ
の形状を決定し、出力端子４１６へ出力する。図５の出
力端子４１７、即ち、ブロックサイズ情報と出力端子４
１６、即ち、ウィンドウ形状情報が、図２のブロックサ
イズ決定回路２０６〜２０８の出力として各部へ接続さ
れる。

【００５０】ここでウィンドウ形状決定回路４１５にお
いて決定されるウィンドウの形状について説明する。図
６に隣接するブロックとウィンドウの形状の様子を示
す。図６の（ａ）〜（ｃ）より判るように、図中点線及
び実線で示すように直交変換に使用されるウィンドウは
時間的に隣接するブロックとの間で重複する部分があ
り、本実施例では、隣接するブロックの中心まで重複す
る形状を採用しているため、隣接するブロックの直交変
換サイズによりウィンドウの形状が変化する。

【００５１】図７には上記ウィンドウ形状の詳細を示
す。図７においてウィンドウ関数ｆ（ｎ）、ｇ（ｎ＋
Ｎ）は次式（１）を満たす関数として与えられる。

【００５２】 ｆ（ｎ）×ｆ（Ｌ−１−ｎ）＝ｇ（ｎ）×ｇ（Ｌ−１−ｎ） ｆ（ｎ）×ｆ（ｎ）＋ｇ（ｎ）×ｇ（ｎ）＝１ ・・・（１） ０≦ｎ≦Ｌ−１。

【００５３】この式（１）におけるＬは、隣接する変換
ブロック長が同一であればそのまま変換ブロック長とな
るが、隣接する変換ブロック長が異なる場合は、より短
いほうの変換ブロック長をＬとし、より長い変換ブロッ
ク長をＫとすると、ウィンドウが重複しない領域におい
ては、次式（２）として与えられる。

【００５４】 ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝１ Ｋ≦ｎ≦３Ｋ／２−Ｌ／２ ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝０ ３Ｋ／２＋Ｌ≦ｎ≦２Ｋ ・・・（２） この様にウィンドウの重複部分をできる限り長く取るこ
とにより、直交変換の際のスペクトルの周波数分解能を
良好なものとしている。以上の説明から明らかな様に、
直交変換に使用するウィンドウの形状は時間的に連続す
る３ブロック分の直交変換サイズが確定した後、決定さ
れる。従って、図５の入力端子４０１〜４０３から入力
される信号のブロックと出力端子４１６、４１７から出
力される信号のブロックは本実施例において１ブロック
分の差異を生じている。

【００５５】また、図５のパワー算出回路４０５、４０
６及びパワー比較回路４０９を省略しても図２のブロッ
クサイズ決定回路２０６〜２０８を構成することは可能
である。さらにウィンドウの形状を直交変換ブロックの
取りうる時間的に最小のブロックサイズに固定すること
によってその種類を１種類とし、図５のディレイ４１２
〜４１４及びブロックサイズ修正回路４１１並びにウィ
ンドウ形状決定回路４１５を省略して構成することも可
能である。特に、処理時間の遅延を好まない応用例にお
いては上述の省略により遅延の少ない構成となり、有効
に作用する。

【００５６】再び図２において、各ＭＤＣＴ回路２０３
〜２０５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数軸上の
スペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数データは、可変
フィルタ２１９〜２２１に送られている。可変フィルタ
２１９〜２２１では可変フィルタ係数決定回路２２２よ
り送られた係数を基に、上述のＭＤＣＴ回路２０３〜２
０５にて得られた周波数軸上のスペクトルデータ或いは
ＭＤＣＴ係数データの特性を変化させて、適応ビット割
当符号化回路２１０、２１１、２１３及びビット配分算
出回路２０９に伝送している。ここで特に適応ビット割
当符号化回路２１０〜２１３へ送られているスペクトル
データ或いはＭＤＣＴ係数データは、低域はいわゆる臨
界帯域（クリティカルバンド）毎にまとめられて、中高
域はブロックフローティングの有効性を考慮して、臨界
帯域幅を細分化されている。このクリティカルバンドと
は、人間の聴覚特性を考慮して分割された周波数帯域で
あり、ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域バンド
ノイズによって当該純音がマスクされるときのそのノイ
ズの持つ帯域のことである。このクリティカルバンド
は、高域ほど帯域幅が広くなっており、上記０〜２２ｋ
Ｈｚの全周波数帯域は例えば２５のクリティカルバンド
に分割されている。

【００５７】ビット配分算出回路２０９は、上記クリテ
ィカルバンド及びブロックフローティングを考慮して分
割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキン
グ効果等を考慮してクリティカルバンド及びブロックフ
ローティングを考慮した各分割帯域毎のマスキング量を
求め、このマスキング量とクリティカルバンド及びブロ
ックフローティングを考慮した各分割帯域毎のエネルギ
あるいはピーク値等に基づいて、各帯域毎に割当ビット
数を求め、適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２へ
伝送している。さらに、ビット配分算出回路２０９は、
規定ビットレートでは歪みが問題となるような場合に
は、問題となる量と規定ビットレートとの差分情報を可
変フィルタ係数決定回路２２２に伝送している。適応ビ
ット割当符号化回路２１０〜２１２では各帯域毎に割り
当てられたビット数に応じて各スペクトルデータ（ある
いはＭＤＣＴ係数データ）を量子化している。このよう
にして符号化されたデータは、出力端子２１３〜２１５
を介して取り出される。また、可変フィルタ係数決定回
路２２２ではビット配分算出回路２０９より伝送された
差分情報を基にＳ／Ｎの不足するレベルを算出し、フィ
ルタの係数を決定し、可変フィルタ２１９〜２１１に伝
送している。この際、フィルタ係数の決定には、ビット
配分算出回路２０９の出力が必要なため、該当ブロック
のフィルタ係数を決定した後、可変フィルタにて先の各
スペクトルデータ或いはＭＤＣＴ係数データの特性を変
更した後、再度、ビット配分の算出を行うことになる。
さらに、必要に応じて、上述の帰還動作を複数回実行す
ることにより、最適なビット配分ならびにスペクトル或
いはＭＤＣＴ係数データの補正が行えることは明白であ
る。さらには、上述の帰還構造を取らず、時間的に前の
ブロックのフィルタ係数を以て、上述の特性変更を行っ
ても同様の効果が得られる。この場合、図２のビット配
分算出回路２０９と可変フィルタ２２２の間に、図中破
線で示したような経路で遅延回路２２４を挿入し、デー
タの位相を合わせる必要があることは明白である。さら
に、この遅延回路２２４において遅延する量は、必要に
応じて複数のブロックに渡ってデータを保持するもので
あっても良い。このような構成は、特に、処理時間を短
くする必要のある応用、例えば、放送や通信等において
は有効な手法となり、効率の良い装置或いはシステムの
構築が可能となる。

【００５８】ここで、図３を用いて図２とは異なる構成
で同様の効果を得る高能率符号化装置について説明す
る。図２、図３より明らかなように、図２の可変フィル
タ２１９〜２２１と図３の可変フィルタ３１９の配置が
異なっており、図３においてフィルタ係数表格納回路３
２３が追加となっている。これ以外の構成については、
図２、図３共に同一であり、説明の便宜上、図中の番号
は異なっているが、同一の名称のブロックは同一の作用
を及ぼす為、ここでは、差異の有る部分について説明す
る。

【００５９】図３において、入力端子３００には例えば
サンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０〜２２ｋ
ＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。この入
力信号は、可変フィルタ係数決定回路３２２によって決
定された係数を基に可変フィルタ３１９により、特性を
変更されていわゆるＱＭＦからなる帯域分割フィルタ３
０１へと伝送される。可変フィルタ係数決定回路３２２
ではビット配分算出回路３０９より伝送されたＳ／Ｎの
不足するレベルから必要なフィルタの特性を算出し、フ
ィルタ係数表格納回路３２３に予め用意されている係数
の中から最適の係数を決定し、可変フィルタ３１９に伝
送している。なお、図３中、破線で示したように可変フ
ィルタ係数決定回路３２２より、帯域分割フィルタ３０
１、３０２に直接係数を出力することにより、可変フィ
ルタ３１９を省略して構成することも可能である。この
場合、上述の可変フィルタ３１９を用いる手法に比べ、
分割フィルタの特質の制約を受ける為、係数の選択範囲
が狭くなる欠点を持っているが、全体の演算量が少なく
なるという利点を持っている。一方、応用例によって、
処理能力や処理時間に余裕の有る場合は、フィルタ係数
表格納回路を省略し、全ての係数を演算で求めると一層
良好な結果が得られることは明白である。また、図２に
おいて説明した事項と同様に、この帰還を複数回処理し
ても良く、さらに、時間的に前のブロックのデータから
求めた係数を使用して、処理時間を短縮しても同様の効
果が得られる。

【００６０】図３の構成の高能率符号化装置において
は、図２のそれに比較すると次のような特徴を持ってい
る。

【００６１】第１の特徴として、図２に比較して、帰還
利得を大きく設定する事が出来るため、入力信号に対す
る適応能力が高い。

【００６２】第２の特徴として、時間軸上の信号に対
し、直交変換前に特性変化を与えるため、特性を変化さ
せたことによる直交変換、逆直交変換への影響が無い。

【００６３】第３の特徴として、時間軸上の信号に対
し、周波数軸上の特性変化を与えるため、演算量が多く
なり、係数も複雑な物を必要とする。

【００６４】従って、図２の構成の高能率符号化装置の
特徴は、上記と相反するものとなる。

【００６５】次に、図８は上記ビット割当算出回路２０
９或いは３０９の一具体例の概略構成を示すブロック回
路図である。この図８を用いてビット割当算出回路の作
用について説明する。この図８において、入力端子７０
１には、上記各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５或いは３０
３〜３０５からの周波数軸上のスペクトルデータが供給
されている。

【００６６】この周波数軸上の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路７０２に送られて、上記マスキング量
とクリティカルバンド及びブロックフローティングを考
慮した各分割帯域のエネルギが、例えば当該バンド内で
の各振幅値の総和を計算すること等により求められる。
この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピーク
値、平均値等が用いられることもある。このエネルギ算
出回路７０２からの出力として、例えば各バンドの総和
値のスペクトルを図９にＳＢとして示している。ただ
し、この図９では、図示を簡略化するため、上記マスキ
ング量とクリティカルバンド及びブロックフローティン
グを考慮した分割帯域数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で
表現している。

【００６７】ここで、上記スペクトルＳＢのいわゆるマ
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリユーション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路７０２の出力すなわち該スペ
クトルＳＢの各値は、畳込みフイルタ回路７０３に送ら
れる。該畳込みフイルタ回路７０３は、例えば、入力デ
ータを順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素
子からの出力にフイルタ係数（重み付け関数）を乗算す
る複数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗
算器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから
構成されるものである。この畳込み処理により、図９中
点線で示す部分の総和がとられる。

【００６８】ここで、上記畳込みフイルタ回路７０３の
各乗算器の乗算係数（フイルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。

【００６９】次に、上記畳込みフイルタ回路７０３の出
力は引算器７０４に送られる。該引算器７０４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリユーション処理を
行うことによって、クリテイカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器７０４には、上記レベルαを求めるための許
容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給され
る。この許容関数を増減させることで上記レベルαの制
御を行っている。当該許容関数は、次に説明するような
（ｎ−ａｉ）関数発生回路７０５から供給されているも
のである。

【００７０】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリテイカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（３）式で求めるこ
とができる。

【００７１】α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） ・・・（３） この（３）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、（３）
式中（ｎ−ａｉ）が許容関数となる。本実施例では ｎ＝３８，ａ＝１ としており、この時の音質劣化はなく、良好な符号化が
行えた。

【００７２】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器７０６に伝送される。該割算
器７０６では、上記畳込みされた領域での上記レベルα
を逆コンボリユーションするためのものである。したが
って、この逆コンボリユーション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスペクトルが得られる
ようになる。すなわち、このマスキングスペクトルが許
容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリユー
ション処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例で
は簡略化した割算器７０６を用いて逆コンボリユーショ
ンを行っている。

【００７３】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路７０７を介して減算器７０８に伝送される。ここ
で、当該減算器７０８には、上記帯域毎のエネルギ検出
回路７０２からの出力、すなわち前述したスペクトルＳ
Ｂが、遅延回路７０９を介して供給されている。したが
って、この減算器７０８で上記マスキングスペクトルと
スペクトルＳＢとの減算演算が行われることで、図１０
に示すように、上記スペクトルＳＢは、該マスキングス
ペクトルＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキングさ
れることになる。

【００７４】当該減算器７０８からの出力は、許容雑音
補正回路７１０を介し、出力端子７１１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路７０８から許容雑音補正回路７１０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が図２の適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２或い
は図３の適応ビット割当符号可回路３１０〜３１２に送
られることで、図２のＭＤＣＴ回路２０３〜２０５或い
は図３のＭＤＣＴ回路３０３〜３０５からの周波数軸上
の各スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り当て
られたビット数で量子化されるわけである。

【００７５】すなわち要約すれば、図２の適応ビット割
当符号化回路２１０〜２１２或いは図３の適応ビット割
当符号可回路３１０〜３１２では、上記マスキング量と
クリティカルバンド及びブロックフローティングを考慮
した各分割帯域のエネルギと上記ノイズレベル設定手段
の出力との差分のレベルに応じて割当てられたビット数
で上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化すること
になる。なお、図８の遅延回路７０９は上記合成回路７
０７以前の各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回
路７０２からのスペクトルＳＢを遅延させるために設け
られている。

【００７６】ところで、上述した合成回路７０７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路７１２から供給さ
れる図１１に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
ペクトルＭＳとを合成することができる。この最小可聴
カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ
以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最小可
聴カーブは、コーデイングが同じであっても例えば再生
時の再生ボリユームの違いで異なるものとなるが、現実
的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナ
ミツクレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがない
ので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波
数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数
帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音
は聞こえないと考えられる。したがって、このように例
えばシステムの持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑
音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最小可聴カ
ーブＲＣとマスキングスペクトルＭＳとを共に合成する
ことで許容ノイズレベルを得るようにすると、この場合
の許容ノイズレベルは、図１１中の斜線で示す部分まで
とすることができるようになる。なお、本実施例では、
上記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０
ビット相当の最低レベルに合わせている。また、この図
１１は、信号スペクトルＳＳも同時に示している。

【００７７】また、上記許容雑音補正回路７１０では、
補正情報出力回路７１３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器７０８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１１に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大
きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音
圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえな
い。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑
音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じ
たカーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが
良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウド
ネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正するこ
とは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【００７８】さらに、補正情報出力回路７１３では、上
記適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２或いは３１
０〜３１２における量子化の際の出力情報量（データ
量）の検出出力と、最終符号化データのビットレート目
標値との間の誤差の情報に基づいて、上記許容ノイズレ
ベルを補正するようにしいる。これは、全てのビット割
当単位ブロックに対して予め一時的な適応ビット割当を
行って得られた総ビット数が、最終的な符号化出力デー
タのビットレートによって定まる一定のビット数（目標
値）に対して誤差を持つことがあり、その誤差分を０と
するように再度ビット割当をするものである。すなわ
ち、目標値よりも総割当ビット数が少ないときには、差
のビット数を各単位ブロックに割り振って付加するよう
にし、目標値よりも総割当ビット数が多いときには、差
のビット数を各単位ブロックに割り振って削るように作
用する。

【００７９】以上のような動作を行うため、上記総割当
ビット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デ
ータに応じて補正情報出力回路７１３が各割当ビット数
を補正するための補正データを出力する。ここで、上記
誤差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロ
ック当たり多くのビット数が使われることで上記データ
量が上記目標値よりも多くなっている場合を考えること
ができる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示
すデータとなる場合は、上記単位ブロック当たり少ない
ビット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少な
くなっている場合を考えることができる。したがって、
上記補正情報出力回路７１３からは、この誤差データに
応じて、上記減算器７０８からの出力における許容ノイ
ズレベルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データ
に基づいて補正させるための上記補正値のデータが出力
されるようになる。上述のような補正値が、上記許容雑
音補正回路７１０に伝送されることで、上記減算器７０
８からの許容ノイズレベルが補正されるようになる。た
だし、上述の誤差が予め定められた範囲以上の場合、上
述の補正を行わずに、出力端子７１４より、先に算出し
たビット割当が出力され、図２の可変フィルタ係数決定
回路２２２或いは図３の可変フィルタ係数決定回路３２
２に伝送される。以上説明したようなシステムでは、メ
イン情報として直交変換出力スペクトルをサブ情報によ
り処理したデータとサブ情報としてブロックフローティ
ングの状態を示すスケールファクタ、語長を示すワード
レングスが得られ、エンコーダからデコーダに送られ
る。

【００８０】次に、図１２は図２の可変フィルタ係数決
定回路２２２或いは図３の可変フィルタ係数決定回路３
２２の一具体例の概略構成を示すブロック回路図であ
る。この図１２を用いて可変フィルタ係数決定回路の作
用について説明する。なお、図中、破線で囲まれた部分
は、図３の可変フィルタ係数決定回路３２２の一具体例
の概略構成を示したもである。

【００８１】この図１２において、入力端子８０１に
は、図２のビット配分算出回路２０９或いは図３のビッ
ト配分算出回路３０９より出力される、帯域毎のビット
割当情報が入力され、総ビット割当数算出回路８０２に
伝達される。総ビット割当数算出回路８０２では、帯域
毎のビット割当と帯域毎のスペクトルの数との積をすべ
ての帯域に渡って加算することによって、総ビット割当
数を算出し、減算器８０３へ伝送している。減算器８０
３では、ビット割当目標値出力回路８０４より、出力さ
れるビット割当の目標値、即ち、ビット割当の上限値と
先の総ビット割当数の減算を行い、帯域毎重み付け回路
８０５へ伝送する。帯域毎重み付け回路８０５では、ビ
ット割当の上限値と先の総ビット割当数の差分を帯域毎
に重み付けを替えて割り振り、帯域毎変化量算出回路８
０６或いは伝達関数算出回路８０９へと伝送している。
図２における入力信号の特性を変化させる手法は、周波
数軸上のスペクトルデータであるから、帯域毎変化量算
出回路８０６では、帯域毎に重み付けされて割り振られ
たビット数をレベルに変換している。その際、遅延回路
８０７より、図２における入力信号の特性変化とビット
配分算出の帰還を複数回行う場合の為に、時間的に前の
回の帯域毎の変化量を積算して、補正をかけている。こ
れは、帰還系が収束せずに発振してしまうことを防ぐた
めの回路である。例えば、帯域毎重み付け回路８０５に
おいて、総ビット割当数がビット割当目標値よりも大き
い場合は高域により大きい重み付けを行い、総ビット割
当数がビット割当目標値よりも小さい場合は低域により
大きい重み付けを与えるように構成して、先の帰還系を
複数回処理を行うと、最悪のケースでは、スペクトルデ
ータが直流成分のみとなって、収束する場合が生じる。
この様な状態を回避するために、２回目以降の処理につ
いては、前回の処理において求めた変化量を小さくなる
方向に処理が行われるように修正をかけている。

【００８２】一方、図３における入力信号の特性を変化
させる手法は、時間軸上の振幅情報であるから、周波数
領域の特性変化を与えるためには、何らかのフィルタ演
算を行う必要がある。図１２の伝達関数算出回路８０９
は、帯域毎に重み付けされたビット数から、カットオフ
周波数、減衰量及び減衰特性等を求め、伝達関数を算出
し、フィルタ係数決定回路８１０へ出力している。その
際、遅延回路８１１からは、上述の図２の場合と同様
に、帰還系の安定のために、時間的に前の回の処理デー
タを入力し、補正をかけている。フィルタ係数決定回路
８１０では、先の伝達関数を基に図３のフィルタ係数表
格納回路３２３より入力端子８１２を介して入力される
フィルタ係数の選定を行う。なお、この構成は実施例の
装置の構成を簡易にするためのものであり、応用例によ
っては、フィルタ係数決定回路８１０において、伝達関
数よりフィルタ係数を数学的に算出するとより良好な結
果が得られる。以上の様にして決定されたフィルタ係数
は出力端子８１３を介して図３の可変フィルタ回路３１
９に伝達される。

【００８３】ここで、図１１で示されるような割当ビッ
ト数を実行した場合、前述のビット割当の目標値を大き
く上回る結果となる場合について、先の、可変フィルタ
２１９〜２２１或いは３１９の作用について説明する。
可変フィルタ２１９〜２２１或いは３１９によって特性
変化を行わずにビット配分を実行した結果、ビット割当
の目標値を大きく上回った場合、前述のように通常の調
整機能により、差のビット数を各単位ブロックに割り振
ってビットの配分を削減する。この際、削減量が大きく
なるために、必要なＳ／Ｎを得ることが難しくなる場合
が生じる。この様な場合に、図１３に示す様な特性のフ
ィルタを使用して、図９に示すスペクトルデータの特性
を変化させて、マスクキングスペクトルを計算すると図
１４におけるＭＳの様になる。このようにして求めたマ
スキングスペクトルＭＳと前述の最小可聴カーブＲＣを
合成した許容ノイズレベルを図１５に示す。図１１との
比較より明らかなように、高域のエネルギが減少するよ
うに特性を変化させた結果、許容ノイズレベルに占める
マスキングスペクトルＭＳの割合が相対的に減少し、図
１５中、Ｂ１０、Ｂ１１においては、必要とするＳ／
Ｎ、即ち、割当ビット数が減少しており、Ｂ１２におい
ては許容ノイズレベルＲＣが信号スペクトルＳＳの値を
越えており、ビットの割当を必要としない状態となって
いる。このことから、図１１の状態に比較して、ビット
配分の総数が減少していることは明白である。従って、
先のビット配分の目標値との差が減少したことを示して
いる。

【００８４】なお、上記実施例では高域のエネルギが減
少するような特性の変化を以て説明したが、本発明は上
記特性変化のみに限定されるものでなく、入力信号に適
応して様々な特性、例えば、帯域阻止或いは帯域通過特
性等を使用しても同様の効果が得られることは明白であ
る。

【００８５】図１６は図１のＡＴＣデコーダ７３、即
ち、上述のごとく高能率符号化されて記録媒体に記録さ
れた信号を再生して得た再生信号、又は伝送媒体を介し
て伝送されて受信された受信信号を、再び復号化するた
めの復号回路を示している。各帯域の量子化されたＭＤ
ＣＴ係数、即ち、図２の出力端子２１３〜２１５或いは
図３の出力端子３１３〜３１５の出力信号と等価のデー
タは、復号回路入力１０７に与えられ、使用されたブロ
ックサイズ情報、即ち、図２の出力端子２１６〜２１８
或いは図３の出力端子３１６〜３１８の出力信号と等価
のデータは、入力端子１０８に与えられる。適応ビット
割当復号化回路１０６では適応ビット割当情報を用いて
ビット割当を解除する。次に逆直交変換（ＩＭＤＣＴ）
回路１０３〜１０５では周波数軸上の信号が時間軸上の
信号に変換される。これらの部分帯域の時間軸上信号
は、帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）回路１０２、１０１
により、全帯域信号に復号化される。

【００８６】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、上記の記録再生媒体と信号圧
縮装置あるいは伸張装置と、さらには、信号圧縮装置と
伸張装置とは一体化されている必要はなく、記録媒体を
介せずに、その間をデータ転送用回線や光ケーブル，光
或いは電波による通信等で結ぶ事も可能である。更に例
えば、オーデイオＰＣＭ信号のみならず、ディジタル音
声（スピーチ）信号やディジタルビデオ信号等の信号処
理装置にも適用可能である。

【００８７】また、上記ディジタル信号圧縮装置により
圧縮されたデータを記録媒体に記録することで、記録容
量の有効利用が図れる。また、この記録媒体としては、
上述した光ディスクのみならず、磁気ディスク、ＩＣメ
モリ及びそのメモリを内蔵するカードや、磁気テープ等
の各種記録媒体とすることもできる。

【００８８】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明のディジタル信号圧縮方法及び装置においては、より
多くのビット配分を必要とする入力信号に対し、最適な
エネルギー配分をもたらす特性操作を行うことによりビ
ット配分を行う手法によれば、周波数帯域とＳ／Ｎの調
和を容易に取ることが出来、聴覚的にも望ましいビット
の配分の手法を実現できる。従って、聴感上、音質の勝
れた高能率な圧縮、伸張を行うことができる。

【００８９】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明ディジタル信号圧縮方法が適用される本
発明ディジタル信号圧縮装置の一実施例としての圧縮デ
ータの記録再生装置（ディスク記録再生装置）の構成例
を示すブロック回路図である。

【図２】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【図３】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの他の具体例を示すブロ
ック回路図である。

【図４】ビット圧縮の際の直交変換ブロックの構造を表
す図である。

【図５】直交変換ブロックサイズを決定する回路の構成
例を示すブロック回路図である。

【図６】時間的に隣接する直交変換ブロックの時間的長
さの変化と直交変換時に用いるウィンドウ形状の関係を
示す図である。

【図７】直交変換時に用いるウィンドウの形状の詳細例
を示す図である。

【図８】ビット配分演算機能を実現する畳込み演算を利
用したビット配分算出回路の例を示すブロック回路図で
ある。

【図９】各臨界帯域及びブロックフローティングを考慮
して分割された帯域のスペクトルを示す図である。

【図１０】マスキングスペクトルを示す図である。

【図１１】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合
成した図である。

【図１２】可変フィルタ係数決定回路の一具体例を示す
ブロック図である。

【図１３】可変フィルタの特性の一例を示す図である。

【図１４】図１２で示す特性により、図９に示すスペク
トルの特性を変化させた信号のマスキングスペクトルを
示す図である。

【図１５】図１３で示すマスキングスペクトルと最小可
聴カーブを合成した図である。

【図１６】上記実施例のビットレート圧縮符号化に使用
可能な高能率圧縮符号化デコーダの一具体例を示すブロ
ック回路図である。

【符号の説明】

２０１、２０２、３０１、３０２ 帯域分割フィルタ ２０３〜２０５、３０３〜３０５ 直交変換回路 ２０６〜２０８、３０６〜３０８ ブロック決定回路 ２０９、３０９ ビット配分算出回路 ２１０〜２１２、３１０〜３１２ 適応ビット割当符号
化回路 ２１９〜２２１、３１９ 可変フィルタ ２２２、３２２ 可変フィルタ係数決定回路 ３２３ フィルタ係数表格納回路 ２２４、３２４ 遅延回路 ４０４〜４０６ パワー算出回路 ４０８ 変化分抽出回路 ４０９ パワー比較回路 ４１０ ブロックサイズ１次決定回路 ４１１ ブロックサイズ修正回路 ４１５ ウィンドウ形状決定回路

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力ディジタル信号をブロック化してス
   ペクトルデータに変換し、時間と周波数について細分化
   した小ブロック毎に、圧縮のためのビット割当を行って
   情報圧縮するディジタル信号圧縮方法において、 規定されたビット数と上記ビット割当を行ったビットの
   総数との差を重み付けして各小ブロックに割り振るステ
   ップと、 上記割り振られた各小ブロックのビット数を当該ブロッ
   クのスペクトルデータのレベルに変換するステップと、 上記変換されたレベルに基づいて各小ブロック内のスペ
   クトルデータを補正するステップとを有するスペクトル
   データ特性変更ステップを備え、 上記スペクトルデータ特性変更ステップによる処理を少
   なくとも１回実行して、ビット割当の制御を行うことを
   特徴とするディジタル信号圧縮方法。
2. 【請求項２】 上記レベルを複数処理ブロックに渡って
   遅延或いは記憶し、時間的に前の処理ブロックのレベル
   を用いて、上記スペクトルデータを補正することを特徴
   とする請求項１記載のディジタル信号圧縮方法。
3. 【請求項３】 入力ディジタル信号をブロック化してス
   ペクトルデータに変換し、時間と周波数について細分化
   した小ブロック毎に、圧縮のためのビット割当を行って
   情報圧縮するディジタル信号圧縮方法において、 規定されたビット数と上記ビット割当を行ったビットの
   総数との差を重み付けして各小ブロックに割り振るステ
   ップと、 上記割り振られた各小ブロックのビット数を当該ブロッ
   クのスペクトルデータのレベルに変換するステップと、 上記変換されたレベルに基づいてフィルタ係数を決定す
   るステップと、 上記決定された係数を持つフィルタを用いて、時間軸の
   入力ディジタル信号をフィルタリングするフィルタステ
   ップとを有する入力ディジタル信号特性変更ステップを
   備え、 上記入力ディジタル信号特性変更ステップによる処理を
   少なくとも１回実行して、ビット割当の制御を行うこと
   を特徴とするディジタル信号圧縮方法。
4. 【請求項４】 帯域分割フィルタにより入力信号を複数
   個の帯域に分割し、 当該帯域分割フィルタをビット割当数の制御を行うフィ
   ルタと共用することを特徴とする請求項３記載のディジ
   タル信号圧縮方法。
5. 【請求項５】 入力ディジタル信号をブロック化してス
   ペクトルデータに変換し、時間と周波数について細分化
   した小ブロック毎に、圧縮のためのビット割当を行って
   情報圧縮するディジタル信号圧縮装置において、 規定されたビット数と上記ビット割当を行ったビットの
   総数との差を重み付けして各小ブロックに割り振る手段
   と、 上記割り振られた各小ブロックのビット数を当該ブロッ
   クのスペクトルデータのレベルに変換する手段と、 上記変換されたレベルに基づいて各小ブロック内のスペ
   クトルデータを補正する手段とを有するスペクトルデー
   タ特性変更手段を備え、 上記スペクトルデータ特性変更手段による処理を少なく
   とも１回実行して、ビット割当の制御を行うことを特徴
   とするディジタル信号圧縮装置。
6. 【請求項６】 上記レベルを複数処理ブロックに渡って
   遅延或いは記憶する遅延手段を設け、 時間的に前の処理ブロックのレベルを用いて上記スペク
   トルデータを補正することを特徴とする請求項５記載の
   ディジタル信号圧縮装置。
7. 【請求項７】 入力ディジタル信号をブロック化してス
   ペクトルデータに変換し、時間と周波数について細分化
   した小ブロック毎に、圧縮のためのビット割当を行って
   情報圧縮するディジタル信号圧縮装置において、 規定されたビット数と上記ビット割当を行ったビットの
   総数との差を重み付けして各小ブロックに割り振る手段
   と、 上記割り振られた各小ブロックのビット数を当該ブロッ
   クのスペクトルデータのレベルに変換する手段と、 上記レベルに基づいてフィルタ係数を決定する手段と、 上記決定された係数を持つフィルタを用いて、時間軸の
   入力ディジタル信号をフィルタリングするフィルタ手段
   とを有する入力ディジタル信号特性変更手段を備え、 上記入力ディジタル信号特性変更手段による処理をを少
   なくとも１回実行して、ビット割当数の制御を行うこと
   を特徴とするディジタル信号圧縮装置。
8. 【請求項８】 入力信号を複数個の帯域に分割する帯域
   分割フィルタを設け、当該帯域分割フィルタをビット割
   当数の制御を行うためのフィルタ手段と共用することを
   特徴とする請求項７記載のディジタル信号圧縮装置。