JPH07231259A

JPH07231259A - ディジタル信号処理方法及び装置、並びに記録媒体

Info

Publication number: JPH07231259A
Application number: JP2247794A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Suzuki; 浩之鈴木
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-02-21
Filing date: 1994-02-21
Publication date: 1995-08-29

Abstract

(57)【要約】【構成】マスクパターン生成回路７０２及びマスクモ
デル表保持回路７１０により、入力信号を周波数につい
て変換したそれぞれ毎に、マスキングについてのマスク
モデルを設定し、畳込みフィルタ７０３により、このモ
デルを畳込み演算して許容ノイズスペクトルを求め、割
付回路７０８では、各周波数毎に求められたノイズ許容
量が時間と周波数に細分化したビット割当の為の小ブロ
ックに割付けを行うようにしており、その後この小ブロ
ックに対しビット割当を行うようにしている。【効果】倍音を多く含むような入力信号に対し、聴覚
的にも望ましいビットの配分の手法を実現でき、したが
って、聴感上、音質の勝れた高能率な圧縮、伸張を行う
ことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルオーディオ
信号等をビット圧縮した圧縮データの記録再生若しくは
圧縮データの送受を行う際のディジタル信号処理方法
と、ディジタル信号処理装置、その圧縮データが記録さ
れる記録媒体に関し、特に、入力信号の時間軸上の波形
の振幅変化に応じて、その処理ブロックの時間的大きさ
を変化させるような、ディジタル信号を情報圧縮して記
録若しくは伝送及び／又は再生若しくは受信して伸張す
るディジタル信号処理方法及びその装置並びに記録媒体
に関する。

【０００２】

【従来の技術】本件出願人は、先に、入力されたディジ
タルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を
記録単位としてバースト的に記録するような技術を、例
えば特願平２−２２１３６４号、特願平２−２２１３６
５号、特願平２−２２２８２１号、特願平２−２２２８
２３号の各明細書及び図面等において提案している。

【０００３】なお、上記特願平２−２２１３６４号の明
細書及び図面には、データ領域の記録位置を示す目録デ
ータがサブコーディングされて記録されるリードイン領
域に、上記データ領域の記録内容に関する表示データを
メインデータとして記録したディスクと、このディスク
にデータを記録する記録手段を有するディスク記録装置
と、このディスクからデータを再生する再生手段及びそ
の再生手段により得られる表示データに応じた表示を行
う表示手段を有するディスク再生装置とが記載されてい
る。また、上記特願平２−２２１３６５号の明細書及び
図面には、連続して入力される入力データが順次書き込
まれ、書き込まれた入力データが該入力データの転送速
度よりも速い転送速度の記録データとして順次読み出さ
れるメモリ手段と、ディスク状記録媒体を回転させる速
度の切り換え可能な回転駆動手段と、上記ディスク状記
録媒体に上記メモリ手段から読み出される記録データを
記録する記録手段と、上記メモリ手段に記録されている
上記入力データのデータ量が所定量以上になると上記記
録データを所定量だけ該メモリ手段から順次読み出し、
上記メモリ手段に所定データ量以上の書き込み空間を確
保しておくようにメモリ制御を行うメモリ制御手段と、
このメモリ制御手段によりメモリ手段から不連続に順次
読み出される上記記録データを上記ディスク状記録媒体
上の記録トラックに連続的に記録するように記録位置の
制御を行う記録制御手段とを備えるディスク記録装置
と、これに対応するディスク再生装置とが記載されてい
る。また、特願平２−２２２８２１号の明細書及び図面
には、ディジタルデータを一時記憶する記憶手段と、上
記記憶手段からのディジタルデータを一定数のセクタ毎
にクラスタ化し、各クラスタの接続部分にインターリー
ブ処理の際のインターリーブ長より長いクラスタ接続用
セクタを設け、インターリーブを施して上記ディスク状
記録媒体に記録する記録手段を有するディスク記録装置
と、これに対応するディスク再生装置とが記載されてい
る。さらに、特願平２−２２２８２３号の各明細書及び
図面には、圧縮オーディオデータ等が記録されるディス
ク状記録媒体において、ディスクのデータ記録領域の内
径寸法を３２mm〜５０mmの範囲内の所定値に設定すると
き、データ記録領域の内径寸法が３２mmのときの外径寸
法は６０mm〜６２mmの範囲内の値とし、データ記録領域
の内径寸法が５０mmのときの外径寸法は７１mm〜７３mm
の範囲内の値とすることにより、小型携帯用のディスク
記録／再生装置に使用可能とすると共に、例えば圧縮率
が１／４の圧縮オーディオデータを記録することで標準
的な１２ｃｍＣＤと同程度の再生時間を実現可能とした
ものが記載されている。

【０００４】上記各明細書及び図面等において提案して
いる技術は、記録媒体として光磁気ディスクを用い、い
わゆるコンパクト・ディスク（ＣＤ：Compact Disc）の
ＣＤ−Ｉ（ＣＤ−インタラクティブ）やＣＤ−ＲＯＭ
ＸＡのオーディオデータフォーマットに規定されている
ＡＤ（適応差分）ＰＣＭオーディオデータを記録再生す
るものであり、このＡＤＰＣＭデータの例えば３２セク
タ分とインターリーブ処理のためのリンキング用の数セ
クタとを記録単位として、光磁気ディスクにバースト的
に記録している。

【０００５】この光磁気ディスクを用いた記録再生装置
におけるＡＤＰＣＭオーディオには、いくつかのモード
が選択可能になっており、例えば通常のＣＤの再生時間
に比較して、２倍の圧縮率でサンプリング周波数が３
７．８ｋＨｚのレベルＡ、４倍の圧縮率でサンプリング
周波数が３７．８ｋＨｚのレベルＢ、８倍の圧縮率でサ
ンプリング周波数が１８．９ｋＨｚのレベルＣが規定さ
れている。

【０００６】すなわち、例えば前記レベルＢの場合に
は、ディジタルオーディオデータが略々１／４に圧縮さ
れ、このレベルＢのモードで記録されたディスクの再生
時間（プレイタイム）は、標準的なＣＤフォーマット
（ＣＤ−ＤＡフォーマット）の場合の４倍となる。これ
によれば、より小型のディスクで標準１２ｃｍと同じ程
度の記録再生時間が得られることから、装置の小型化が
図れることになる。

【０００７】ただし、ディスクの回転速度は標準的なＣ
Ｄと同じであるため、例えば前記レベルＢの場合、所定
時間当たりその４倍の再生時間分の圧縮データが得られ
ることになる。このため、例えばセクタやクラスタ等の
時間単位で同じ圧縮データを重複して４回読み出すよう
にし、そのうちの１回分の圧縮データのみをオーディオ
再生にまわすようにしている。具体的には、スパイラル
状の記録トラックを走査（トラッキング）する際に、１
回転毎に元のトラック位置に戻るようなトラックジャン
プを行って、同じトラックを４回ずつ繰り返しトラッキ
ングするような形態で再生動作を進めることになる。こ
れは、例えば４回の重複読み取りの内、少なくとも１回
だけ正常な圧縮データが得られればよいことになり、外
乱等によるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用し
て好ましいものである。

【０００８】さらに、本出願人は、効率良く、良好な圧
縮を実現するためのビット割当手法を特願平４−３６９
５２号の明細書及び図面等において提案している。この
技術はビットの割当に際し、いわゆる臨界帯域（クリテ
ィカルバンド）等の各小ブロック中の信号の大きさに依
存したビット割り当てを、当該小ブロックの対応する帯
域に応じて重み付けして行うというものである。この技
術によれば各小ブロック内のスペクトルの大きさに極端
なばらつきが生じない場合には、良好に圧縮を行うこと
が出来る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、各小ブ
ロック内のスペクトラムの大きさに極端なバラツキや特
出するピーク成分を含む場合、言い換えれば、マスクす
る音がトーン状の場合や、各小ブロック中の信号の大き
さを各小ブロック内の最大の値を取るもの或いは各小ブ
ロック中の総和又は平均等で求めた場合にその値と同様
の値を示す各小ブロック内の信号の大きさに極端なバラ
ツキの無い小ブロックの場合には、マスクする音がノイ
ズ状の小ブロックとの区別がつかず、上述の技術でも良
好な結果が得られない場合が生じる。これは、マスキン
グ効果を考えた場合、マスクする音の性質、即ち、それ
がノイズ状であるか、トーン状であるかによってその効
果の大きさが変化することに起因している。

【００１０】従って、上述の技術では、上記の場合、よ
り多くのビットを必要とする、即ち、トーン状の信号が
マスクする音となっている小ブロックに合わせたビット
割当を採用しなければならず、より少ないビットの割当
で済むマスクする音がノイズ状である小ブロックに、余
分なビットを割り当てる結果となり、圧縮に際しての効
率の低下を招く場合が生じる。

【００１１】そこで、本発明はこの様な実情に鑑みてな
されたものであり、マスクする音の性質に合わせたビッ
トの割当の手法が適用されるディジタル信号処理方法及
びその装置、並びに本発明のディジタル信号処理方法に
よって圧縮されたデータを記録してなる記録媒体の提供
を目的とするものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述の目的を
達成するために提案されたものであり、ディジタル信号
を情報圧縮して記録若しくは伝送及び／又は再生若しく
は受信して伸張するディジタル信号処理方法であって、
本発明のディジタル信号処理方法は、入力信号のスペク
トル毎にマスクモデルを生成するマスクモデル生成工程
と、上記マスクモデル生成工程で生成したマスクモデル
を全ての周波数について畳込み演算を実施し、許容ノイ
ズスペクトルを求める許容ノイズスペクトル演算工程
と、上記許容ノイズスペクトル演算工程で求めた許容ノ
イズスペクトルを時間と周波数について細分化した小ブ
ロックに分配し、圧縮のためのビット割当を行うビット
割当工程とを有するものである。

【００１３】また、本発明のディジタル信号処理装置
は、入力信号のスペクトル毎にマスクモデルを生成する
マスクモデル生成手段と、上記マスクモデル生成手段で
生成したマスクモデルを全ての周波数について畳込み演
算を実施し、許容ノイズスペクトルを求める許容ノイズ
スペクトル演算手段と、上記許容ノイズスペクトル演算
手段で求めた許容ノイズスペクトルを時間と周波数につ
いて細分化した小ブロックに分配し、圧縮のためのビッ
ト割当を行うビット割当手段とを有するものである。

【００１４】ここで、本発明のディジタル信号処理方法
とディジタル信号処理装置において、上記マスクモデル
生成の際には、ディジタル信号に対するビット割当のた
めの時間と周波数について細分化した小ブロック内の信
号を、当該小ブロック内の代表値によって正規化し、且
つ、入力信号のスペクトル毎にマスクモデルを生成す
る。また、上記マスクモデル生成の際には、ディジタル
信号に対する圧縮のためのビット割当に使用できる全ビ
ットを入力信号を時間と周波数について細分化した小ブ
ロック内の信号の大きさに依存して割り当てる際のビッ
ト割当分と、入力信号のスペクトル毎に、マスクモデル
を生成し、さらにこのときの上記ビット割当の際には、
許容ノイズスペクトル演算工程で求めた許容ノイズスペ
クトルを、時間と周波数について細分化した小ブロック
に分配して圧縮のためのビット割当を行うビット割当分
に分割使用し、そのうちの各小ブロック内の信号の大き
さに依存したビット割当を、該当する小ブロックの対応
する帯域に応じて重み付けして割り当てるようにする。

【００１５】さらに、本発明のディジタル信号処理方法
（又は装置）では、以下のようなことを行う。すなわ
ち、入力信号に適応してその処理ブロックの長さを可変
とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及び外の処理
ブロックの入力信号の変化、及び／又はパワー、或いは
エネルギ又はピーク情報を基に、当該処理ブロックの長
さを決定する処理ブロック長決定工程（又は手段）を設
けるようにしている。入力信号に適応してその処理ブロ
ックの長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の
変化及び時間的に処理ブロックの最大より長い時間幅の
入力信号により得られる入力信号の変化情報を基に当該
処理ブロックの長さを決定する処理ブロック長決定工程
（又は手段）を設けるようにしている。また、これら両
処理ブロック長決定工程（又は手段）の両機能を合わせ
もつようにもしている。さらに、上記処理ブロック長決
定工程（又は手段）は、処理ブロックの長さを決定する
要素の決定に関与する割合を固定、或いは入力信号に適
応した割合及び／又は所定の割合（例えば２倍，４倍，
８倍等）で併用若しくは単独で使用する。なお、入力信
号はオーディオ信号であり、高域程、少なくとも大部分
の量子化雑音の発生をコントロールするブロックの周波
数幅を広くしてゆくようにしている。また、本発明のデ
ィジタル信号処理装置には、時間軸信号から周波数軸上
の複数の帯域への分割に直交変換を用いる直交変換工程
（又は手段）及び／又は周波数軸上の複数帯域から時間
軸信号への変換に逆直交変換を用いる逆直交変換工程
（又は手段）と、上記直交変換における直交変換サイズ
の可変と共に当該直交変換時に使用する窓関数の形状も
変化させる直交変換サイズ及び窓関数形状可変工程（又
は手段）とを設けるようにもしている。このとき、上記
時間軸信号から周波数軸上の複数の帯域への分割の際に
は、先ず複数の帯域に分割し、当該分割された帯域毎に
複数のサンプルからなるブロックを形成し、各帯域のブ
ロック毎に直交変換を行い係数データを得、及び／又
は、上記周波数軸上の複数帯域から時間軸信号への変換
の際には、周波数軸上の複数帯域から時間軸信号への変
換に各帯域のブロック毎に逆直交変換を行い、各逆直交
変換出力を合成して時間軸上の合成信号を得る。また、
直交変換前の時間軸信号から周波数軸上の複数の帯域へ
の分割における分割周波数幅及び／又は逆直交変換後の
周波数軸上の複数の帯域から時間軸信号への合成におけ
る複数の帯域からの合成周波数幅を、略高域程広くす
る。前記分割周波数幅及び／又は前記合成周波数幅を最
低域の連続した２帯域で同一とする。さらに、上記ビッ
ト割当の際には、略信号通過帯域以上の帯域の信号成分
に対する圧縮符号のメイン情報及び／又はサブ情報を割
り当てないようにもする。なお、前記複数の帯域への分
割及び／又は前記複数の帯域からなる時間軸上の信号へ
の変換にクワドラチャ・ミラー・フィルタ（ＱＭＦフィ
ルタ）を用いるようにしている。また、直交変換として
は、変更離散コサイン変換を用いている。さらに上記処
理ブロックの入力信号の変化を基に処理ブロックの時間
的長さを決定する際には、その境界値が入力信号の振
幅、周波数に応じて可変とする。上記処理ブロックの入
力信号の変化を基に処理ブロックの時間的長さを決定す
る境界値が入力信号の振幅、周波数に応じて複数の階段
状の値をとる。上記外の処理ブロックの信号が前記処理
ブロックの信号に及ぼす聴覚上の特性を周波数軸上のス
ペクトル及び／又は直交変換係数のエネルギ及び／又は
パワー又はピーク情報を用いて計算し、当該処理ブロッ
クの時間的長さの決定を行うようにする。上記外の処理
ブロックの信号が前記処理ブロックの信号に及ぼす聴覚
上の特性を計算する際に用いる周波数軸上のスペクトル
及び／又は直交変換係数を、圧縮のためのビットの割当
及び／又はブロックフローティングに用いる直交変換後
の時間軸上のスペクトル及び／又は直交変換係数と共用
する。さらに、本発明のディジタル信号処理装置は、上
記境界値を入力信号の振幅，周波数に応じて可変する機
能と、聴覚上の特性をスペクトル，エネルギ，パワー，
ピーク情報を用いて計算して処理ブロックの時間的長さ
を決定する機能を合わせもつようにしている。またさら
に、上記処理ブロックの入力信号の変化を基に処理ブロ
ックの時間的長さを決定する際には、入力信号の周期的
変化、及び／又は繰り返しのパルス又は周期的特徴を基
にした判断を行うようにしている。

【００１６】最後に、本発明の記録媒体は、上述した本
発明のディジタル信号処理方法若しくは装置によって圧
縮した圧縮データを記録してなるものである。

【００１７】すなわち、本発明に係るディジタル信号処
理装置（高能率符号化装置又は圧縮又は／及び伸張装
置）は、入力信号を周波数について変換したそれぞれ毎
に、マスキングについてのモデルを設定し、このモデル
を畳込み演算ないしは、総加算によって許容ノイズスペ
クトルを求め、この値を時間と周波数について細分化し
た小ブロックに対しビット割当を行うようにして、マス
クする音の性質によるマスキング効果の違いを利用し、
上述の問題を解決する。

【００１８】ここで、スペクトル毎にモデルを設定する
際に、そのスペクトルの周波数に応じてモデルの周波数
幅を変化させるといっそう効果的である。

【００１９】さらには、設定するモデルのレベルは、そ
のスペクトルの周波数に応じて可変とすると、よりいっ
そう効果的である。

【００２０】

【作用】本発明のディジタル信号処理方法及び装置によ
れば、入力信号を周波数について変換したそれぞれ毎
に、マスキングについてのモデルを設定し、このモデル
を畳込み演算ないしは総加算することによって許容ノイ
ズスペクトルを求め、この値を時間と周波数について細
分化した小ブロックに対しビット割当を行うようにし
て、マスクする音の性質に適応したビットの配分を行う
ようにしている。これにより、圧縮の効率の低下を防ぐ
ことができ、同一のビットレートにおいてはより良好な
音質を得ることができるようになり、又、同一の音質に
おいてはより低いビットレートでの記録、伝送等を実現
することが可能となる。

【００２１】

【実施例】先ず、図１は、本発明のディジタル信号処理
方法が適用される本発明実施例のディジタル信号処理装
置（圧縮データ記録及び／又は再生装置９）の一実施例
の概略構成を示すブロック回路図である。

【００２２】図１に示す圧縮データ記録及び／又は再生
装置９において、先ず記録媒体としては、スピンドルモ
ータ５１により回転駆動される光磁気ディスク１が用い
られる。光磁気ディスク１に対するデータの記録時に
は、例えば光学ヘッド５３によりレーザ光を照射した状
態で記録データに応じた変調磁界を磁気ヘッド５４によ
り印加することによって、いわゆる磁界変調記録を行
い、光磁気ディスク１の記録トラックに沿ってデータを
記録する。また再生時には、光磁気ディススク１の記録
トラックを光学ヘッド５３によりレーザ光でトレースし
て磁気光学的に再生を行う。

【００２３】光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオ
ード等のレーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、
偏光ビームスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学
部品及び所定パターンの受光部を有するフォトディテク
タ等から構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁
気ディスク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位
置に設けられている。光磁気ディスク１にデータを記録
するときには、後述する記録系のヘッド駆動回路６６に
より磁気ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調
磁界を印加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気デ
ィスク１の目的トラックにレーザ光を照射することによ
って、磁界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの
光学ヘッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の
反射光を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォ
ーカスエラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法
によりトラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク
１からデータを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フ
ォーカスエラーやトラッキングエラーを検出すると同時
に、レーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カ
ー回転角）の違いを検出して再生信号を生成する。

【００２４】光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給するととも
に、再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７
１に供給する。

【００２５】サーボ制御回路５６は、例えばフォーカス
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また上記トラ
ッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー信
号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラッ
キング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサーボ
制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例え
ば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモータ
５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。

【００２６】システムコントローラ５７にはキー入力操
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ７は、光磁気
ディスク１の記録トラックからヘッダータイムやサブコ
ードのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレ
ス情報に基づいて、光学ヘッド５３及び磁気ヘッド５４
がトレースしている上記記録トラック上の記録位置や再
生位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７
は、データ圧縮率と上記記録トラック上の再生位置情報
とに基づいて表示部５９に再生時間を表示させる制御を
行う。

【００２７】この再生時間表示は、光磁気ディスク１の
記録トラックからいわゆるヘッダータイムやいわゆるサ
ブコードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアド
レス情報（絶対時間情報）に対し、データ圧縮率の逆数
（例えば１／４圧縮のときには４）を乗算することによ
り、実際の時間情報を求め、これを表示部９に表示させ
るものである。なお、記録時においても、例えば光磁気
ディスク等の記録トラックに予め絶対時間情報が記録さ
れている（プリフォーマットされている）場合に、この
プリフォーマットされた絶対時間情報を読み取ってデー
タ圧縮率の逆数を乗算することにより、現在位置を実際
の記録時間で表示させることも可能である。

【００２８】次にこのディスク記録再生装置の記録再生
機の記録系において、入力端子６０からのアナログオー
ディオ入力信号ＡINがローパスフィルタ６１を介してＡ
／Ｄ変換器６２に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２は上
記アナログオーディオ入力信号ＡINを量子化する。Ａ／
Ｄ変換器６２から得られたディジタルオーディオ信号
は、ＡＴＣ（Adaptive Transform Coding ）ＰＣＭエン
コーダ６３に供給される。また、入力端子６７からのデ
ィジタルオーディオ入力信号ＤINがディジタル入力イン
ターフェース回路６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に
供給される。ＡＴＣエンコーダ６３は、上記入力信号Ａ
INを上記Ａ／Ｄ変換器６２により量子化した所定転送速
度のディジタルオーディオＰＣＭデータについて、ビッ
ト圧縮（データ圧縮）処理を行う。ここではその圧縮率
を４倍として説明するが、本実施例はこの倍率には依存
しない構成となっており、応用例により任意に選択が可
能である。

【００２９】次にメモリ６４は、データの書き込み及び
読み出しがシステムコントローラ５７により制御され、
ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータを一
時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記録す
るためのバッファメモリとして用いられている。すなわ
ち、例えばＡＴＣエンコーダ６３によって高能率符号化
がなされた圧縮オーディオデータは、そのデータ転送速
度が、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットのデータ転送速
度（７５セクタ／秒）の１／４、すなわち１８．７５セ
クタ／秒に低減されており、この圧縮データがメモリ１
４に連続的に書き込まれる。この圧縮データ（ＡＴＣデ
ータ）は、前述したように４セクタにつき１セクタの記
録を行えば足りるが、このような４セクタおきの記録は
事実上不可能に近いため、後述するようなセクタ連続の
記録を行うようにしている。この記録は、休止期間を介
して、所定の複数セクタ（例えば３２セクタ＋数セク
タ）から成るクラスタを記録単位として、標準的なＣＤ
−ＤＡフォーマットと同じデータ転送速度（７５セクタ
／秒）でバースト的に行われる。すなわちメモリ１４に
おいては、上記ビット圧縮レートに応じた１８．７５
（＝７５／４）セクタ／秒の低い転送速度で連続的に書
き込まれたＡＴＣオーディオデータが、記録データとし
て上記７５セクタ／秒の転送速度でバースト的に読み出
される。この読み出されて記録されるデータについて、
記録休止期間を含む全体的なデータ転送速度は、上記１
８．７５セクタ／秒の低い速度となっているが、バース
ト的に行われる記録動作の時間内での瞬時的なデータ転
送速度は上記標準的な７５セクタ／秒となっている。従
って、ディスク回転速度が標準的なＣＤ−ＤＡフォーマ
ットと同じ速度（一定線速度）のとき、該ＣＤ−ＤＡフ
ォーマットと同じ記録密度、記憶パターンの記録が行わ
れることになる。

【００３０】メモリ６４から上記７５セクタ／秒の（瞬
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。

【００３１】エンコーダ６５は、メモリ６４から上述し
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。この
エンコーダ６５による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に
印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。

【００３２】また、システムコントローラ５７は、メモ
リ６４に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク２の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によ
りメモリ６４からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路５６に供給することによって行われる。

【００３３】次に、この光磁気ディスク記録再生ユニッ
トの再生系について説明する。この再生系は、上述の記
録系により光磁気ディスク１の記録トラック上に連続的
に記録された記録データを再生するためのものであり、
光学ヘッド５３によって光磁気ディスク１の記録トラッ
クをレーザ光でトレースすることにより得られる再生出
力がＲＦ回路５５により２値化されて供給されるデコー
ダ７１を備えている。この時光磁気ディスクのみではな
く、コンパクトディクス（ＣＤ：COMPACT DISC）と同じ
再生専用光ディスクの読み出しも行なうことができる。

【００３４】デコーダ７１は、上述の記録系におけるエ
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理
を行いオーディオデータを、正規の転送速度よりも早い
７５セクタ／秒の転送速度で再生する。このデコーダ７
１により得られる再生データは、メモリ７２に供給され
る。

【００３５】メモリ７２は、データの書き込み及び読み
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データが正規の７５セクタ／秒の転送速度１８．７５
セクタ／秒で連続的に読み出される。

【００３６】システムコントローラ５７は、再生データ
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記１８．７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５
７によりメモリ７２からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気ディスク１も
しくは光ディスク１の記録トラック上の再生位置を指定
する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することによ
って行われる。

【００３７】メモリ７２から１８．７５セクタ／秒の転
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＡＴＣオーディオデータは、ＡＴＣデコーダ７３に供
給される。このＡＴＣデコーダ７３は、ＡＴＣデータを
４倍にデータ伸張（ビット伸張）することで１６ビット
のディジタルオーディオデータを再生する。このＡＴＣ
デコーダ７３からのディジタルオーディオデータは、Ｄ
／Ａ変換器７４に供給される。

【００３８】Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号ＡOUT を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーデイオ信号ＡOUT は、ローパスフィルタ７５を介
して出力端子７６から出力される。

【００３９】次に、上記ＡＴＣエンコーダ６３における
高能率圧縮符号化について詳述する。すなわち、オーデ
ィオＰＣＭ信号等の入力ディジタル信号を、帯域分割符
号化（ＳＢＣ）、適応変換符号化（ＡＴＣ）及び適応ビ
ット割当ての各技術を用いて高能率符号化する技術につ
いて、図２以降を参照しながら説明する。

【００４０】図２に示す具体的な高能率符号化装置で
は、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割する
と共に、最低域の隣接した２帯域の帯域幅は同じで、よ
り高い周波数帯域では高い周波数帯域ほどバンド幅を広
く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行って、得られ
た周波数軸のスペクトルデータを、低域では、後述する
人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリテ
ィカルバンド）毎に、中高域ではブロックフローティン
グ効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した帯域毎に、適
応的にビット割当して符号化している。通常このブロッ
クが量子化雑音発生ブロックとなる。さらに、本発明実
施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適応
的にブロックサイズ（ブロック長）を変化させると共
に、該ブロック単位でフローテイング処理を行ってい
る。

【００４１】即ち、図２において、入力端子２００には
例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０〜
２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。
この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯
域分割フィルタ２０１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１１
ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨｚ
帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域分
割フィルタ２０２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５
ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割される。帯域分割フィ
ルタ２０１からの１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は
直交変換回路の一例であるＭＤＣＴ回路２０３に送ら
れ、帯域分割フィルタ２０２からの５. ５ｋＨｚ〜１１
ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路２０４に送られ、帯域
分割フィルタ２０２からの０〜５．５ｋＨｚ域の信号は
ＭＤＣＴ回路２０５に送られることにより、それぞれＭ
ＤＣＴ処理される。

【００４２】ここで上述した入力ディジタル信号を複数
の周波数帯域に分割する手法としては、例えば上記ＱＭ
Ｆ等のフィルタによる分割手法がある。この分割手法は
文献「ディジタル・コーディング・オブ・スピーチ・イ
ン・サブバンズ」("Digitalcoding of speech in subba
nds" R.E.Crochiere, Bell Syst.Tech. J., Vol.55,N
o.8 1976) に述べられている。また、文献「ポリフェィ
ズ・クァドラチュア・フィルターズ −新しい帯域分割
符号化技術」("Polyphase Quadrature filters-A new s
ubband coding technique", Joseph H. Rothweiler ICA
SSP 83, BOSTON)には、等帯域幅のフィルタ分割手法が
述べられている。

【００４３】さらに、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）、コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイドＤＣ
Ｔ変換（ＭＤＣＴ）等を行うことで時間軸を周波数軸に
変換するような直交変換がある。上記ＭＤＣＴについて
は、文献「時間領域エリアシング・キャンセルを基礎と
するフィルタ・バンク設計を用いたサブバンド／変換符
号化」("Subband/Transform Coding Using Filter Bank
Designs Based on Time Domain Aliasing Cancellatio
n," J.P.Princen A.B.Bradley, Univ. of Surrey Royal
Melbourne Inst. of Tech. ICASSP 1987)に述べられて
いる。

【００４４】ここで、各ＭＤＣＴ回路２０３、２０４、
２０５に供給する各帯域毎のブロックについての標準的
な入力信号に対する具体例を図３に示す。この図３の具
体例においては、３つのフィルタ出力信号は、各帯域ご
とに独立に各々複数の直交変換ブロックサイズを持ち、
信号の時間特性、周波数分布等により時間分解能を切り
換えられる様にしている。信号が時間的に準定常的であ
る場合には、直交変換ブロックサイズを１１．６ｍＳ、
即ち、図３における（Ａ）ＬｏｎｇＭｏｄｅと大きく
し、信号が非定常的である場合には、直交変換ブロック
サイズを更に２分割、４分割とする。図３における
（Ｂ）ＳｈｏｒｔＭｏｄｅのごとく、すべてを４分割
で２．９ｍＳとする場合や、図３における（Ｃ）Ｍｉｄ
ｄｌｅＭｏｄｅＡ、（Ｄ）ＭｉｄｄｌｅＭｏｄｅ
Ｂのごとく、一部を２分割で５．８ｍＳ、１部を４分
割で２．９ｍＳの時間分解能とすることで、実際の複雑
な入力信号に適応するようになっている。この直交変換
ブロックサイズの分割は処理装置の規模が許せば、さら
に複雑な分割を行なうと、より効果的なことは明白であ
る。このブロックサイズの決定は図２におけるブロック
サイズ決定回路２０６、２０７、２０８で決定され、各
ＭＤＣＴ回路２０３、２０４、２０５に伝えられるとと
もに、該当ブロックのブロックサイズ情報として出力端
子２１６、２１７、２１８より出力される。

【００４５】次に、ブロックサイズ決定回路の詳細を図
４に示す。ここでは図２におけるブロック決定回路２０
６を例に説明する。図２におけるＱＭＦ２０１の出力の
うち、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの出力は図４における入
力端子４０１を介してパワー算出回路４０４に送られ
る。さらに、図２におけるＱＭＦ２０２の出力のうち、
５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力は図４における入力端
子４０２を介してパワー算出回路４０５へ、０〜５．５
ｋＨｚの出力は図４における入力端子４０３を介してパ
ワー算出回路４０６へとそれぞれ送られる。また、図２
におけるブロックサイズ決定回路２０７、２０８は図４
における入力端子４０１、４０２、４０３へ入力される
信号がブロックサイズ決定回路２０６の場合と異なるだ
けで、動作は同一である。各ブロックサイズ決定回路２
０６、２０７、２０８におけるそれぞれの入力端子４０
１、４０２、４０３はマトリクス構成となっており、即
ち、ブロックサイズ決定回路２０７の入力端子４０１に
は図２におけるＱＭＦ２０２の５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨ
ｚの出力が接続されており、同入力端子４０２には０〜
５．５ｋＨｚの出力が接続されている。ブロックサイズ
決定回路２０８についても、同様である。

【００４６】図４において、各パワー算出回路４０４、
４０５、４０６は入力された時間波形を一定時間、積分
することによって、各周波数帯域のパワーを求めてい
る。この際、積分する時間幅は上述の直交変換ブロック
サイズのうち、最小時間ブロック以下である必要があ
る。また、上述の算出法以外、例えば直交変換ブロック
サイズの最小時間幅内の最大振幅の絶対値あるいは振幅
の平均値を代表パワーとして用いても同様の効果が得ら
れる。パワー算出回路４０４の出力は変化分抽出回路４
０８及びパワー比較回路４０９に、パワー算出回路４０
５、４０６の出力はパワー比較回路４０９にそれぞれ送
られる。変化分抽出回路４０８ではパワー算出回路４０
４より送られたパワーの微係数を求めてパワーの変化情
報として、ブロックサイズ１次決定回路４１０及びメモ
リ４０７へ送る。メモリ４０７では、変化分抽出回路４
０８より送られたパワーの変化情報を上述の直交変換ブ
ロックサイズの最大時間以上、蓄積する。これは時間的
に隣接する直交変換ブロックが直交変換の際のウィンド
ウ処理により、互いに影響を与え合うため、時間的に隣
接する１つ前のブロックのパワー変化情報をブロックサ
イズ１次決定回路４１０において必要とするためであ
る。ブロックサイズ１次決定回路４１０では変化分抽出
回路４０８より送られた該当ブロックのパワー変化情報
とメモリ４０７より送られた時間的に隣接する該当ブロ
ックの１つ前のブロックのパワー変化情報をもとに、該
当する周波数帯域内のパワーの時間的変位から該当する
周波数帯域の直交変換ブロックサイズを決定する。この
際、一定以上の変位が認められた場合、より時間的に短
い直交変換ブロックイサイズを選択するわけであるが、
その変位点は固定でも効果は得られる。さらに周波数に
比例した値、即ち、周波数が高い場合は大きな変位によ
って時間的に短いブロックサイズとなり、周波数が低い
場合は、高い場合のそれに比べ小さな変位で時間的に短
いブロックサイズに決定されると、より効果的である。
この値はなめらかに変化することが望ましいが、複数段
階の階段状の変化であっても、構わない。以上のように
決定されたブロックサイズはブロックサイズ修正回路４
１１へ伝送される。

【００４７】一方、パワー比較回路４０９において、各
パワー算出回路４０４、４０５、４０６より送られた各
周波数帯域のパワー情報を同時刻及び時間軸上でマスキ
ング効果の発生する時間幅で比較を行ない、パワー算出
回路４０４の出力周波数帯域に及ぼす他の周波数帯域の
影響を求め、ブロックサイズ修正回路４１１へ伝送す
る。ブロックサイズ修正回路４１１ではパワー比較回路
４０９より送られたマスキング情報及びディレイ回路４
１２、４１３、４１４からなるディレイ群の各タップか
ら送られた過去のブロックサイズ情報を基に、ブロック
サイズ１次決定回路４１０より送られたブロックサイズ
をより時間的に長いブロックサイズを選択するよう修正
をかけ、ディレイ回路４１２及びウィンドウ形状決定回
路４１５へ出力している。ブロックサイズ修正回路４１
１における作用は、該当周波数帯域においてプリエコー
が問題となる場合でも、他の周波数帯域、特に該当周波
数帯域より低い帯域において、大きな振幅を持つ信号が
存在した場合、そのマスキング効果により、プリエコー
が聴感上問題とならない、あるいは問題が軽減される場
合があるという特性を利用している。なお、上記マスキ
ングとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によっ
て他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象をいうも
のであり、このマスキング効果には、時間軸上のオーデ
イオ信号による時間軸マスキング効果と、周波数軸上の
信号による同時刻マスキング効果とがある。これらのマ
スキング効果により、マスキングされる部分にノイズが
あったとしても、このノイズは聞こえないことになる。
このため、実際のオーデイオ信号では、このマスキング
される範囲内のノイズは許容可能なノイズとされる。

【００４８】次に、ディレイ回路４１２、４１３、４１
４では過去の直交変換ブロックサイズを順に記録してお
き、各タップ、即ち、ディレイ回路４１２、４１３、４
１４の出力より、ブロックサイズ決定回路４１１へ出力
している。同時に、ディレイ回路４１２の出力は出力端
子４１７へ、ディレイ回路４１２、４１３の出力はウィ
ンドウ形状決定回路４１５へ接続している。このディレ
イ回路４１２、４１３、４１４からの出力はブロックサ
イズ修正回路４１１においてより長い時間幅でのブロッ
クサイズの変化を該当ブロックのブロックサイズの決定
に役立てる働き、例えば、過去頻繁により時間的に短い
ブロックサイズが選択されている場合は、時間的に短い
ブロックサイズの選択を増やし、過去において時間的に
短いブロックサイズの選択がなされてない場合において
は、時間的に長いブロックサイズの選択を増やす等の判
断を可能としている。なお、このディレイ群はウィンド
ウ決定回路４１５及び出力端子４１７に必要なディレイ
回路４１２、４１３を除けば、そのタップ数は装置の実
際的な構成、規模により増減させて用いられる場合もあ
る。ウィンドウ形状決定回路４１５ではブロックサイズ
修正回路４１１の出力、即ち、該当ブロックの時間的に
隣接する１つ後のブロックサイズとディレイ回路４１２
の出力、即ち、該当ブロックのブロックサイズとディレ
イ回路４１３の出力、即ち、該当ブロックの時間的隣接
する１つ前のブロックサイズとから、上述の図２におけ
る各ＭＤＣＴ回路２０３、２０４、２０５において使用
されるウィンドウの形状を決定し、出力端子４１６へ出
力する。図４における出力端子４１７、即ち、ブロック
サイズ情報と出力端子４１６、即ち、ウィンドウ形状情
報が、図２におけるブロックサイズ決定回路２０６、２
０７、２０８の出力として各部へ接続される。

【００４９】ここでウィンドウ形状決定回路４１５にお
いて決定されるウィンドウの形状について説明する。図
５に隣接するブロックとウィンドウの形状の様子を示
す。図５のａ〜ｃより判るように、図中点線及び実線で
示すように直交変換に使用されるウィンドウは時間的に
隣接するブロックとの間で重複する部分があり、本実施
例では、隣接するブロックの中心まで重複する形状を採
用しているため、隣接するブロックの直交変換サイズに
よりウィンドウの形状が変化する。

【００５０】図６には上記ウィンドウ形状の詳細を示
す。図６においてウィンドウ関数ｆ（ｎ）、ｇ（ｎ＋
Ｎ）は次式（１）を満たす関数として与えられる。

【００５１】ｆ（ｎ）×ｆ（Ｌ−１−ｎ）＝ｇ（ｎ）×ｇ（Ｌ−１−ｎ）ｆ（ｎ）×ｆ（ｎ）＋ｇ（ｎ）×ｇ（ｎ）＝１・・・（１）０≦ｎ≦Ｌ−１。

【００５２】この式（１）におけるＬは、隣接する変換
ブロック長が同一であればそのまま変換ブロック長とな
るが、隣接する変換ブロック長が異なる場合は、より短
いほうの変換ブロック長をＬとし、より長い変換ブロッ
ク長をＫとすると、ウィンドウが重複しない領域におい
ては、次式（２）として与えられる。

【００５３】ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝１Ｋ≦ｎ≦３Ｋ／２−Ｌ／２ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝０３Ｋ／２＋Ｌ≦ｎ≦２Ｋ・・・（２）

【００５４】この様にウィンドウの重複部分をできる限
り長く取ることにより、直交変換の際のスペクトルの周
波数分解能を良好なものとしている。以上の説明から明
らかな様に、直交変換に使用するウィンドウの形状は時
間的に連続する３ブロック分の直交変換サイズが確定し
た後、決定される。従って、図４における入力端子４０
１、４０２、４０３から入力される信号のブロックと出
力端子４１６、４１７から出力される信号のブロックは
本実施例において１ブロック分の差異を生じている。

【００５５】また、図４におけるパワー算出回路４０
５、４０６及びパワー比較回路４０９を省略しても図２
におけるブロックサイズ決定回路２０６、２０７、２０
８を構成することは可能である。さらに、ウィンドウの
形状を直交変換ブロックの取りうる時間的に最小のブロ
ックサイズに固定することによってその種類を１種類と
し、図４におけるディレイ回路４１２、４１３、４１４
及びブロックサイズ修正回路４１１ならびにウィンドウ
形状決定回路４１５を省略して構成することも可能であ
る。特に、処理時間の遅延を好まない応用例においては
上述の省略により遅延の少ない構成となり、有効に作用
する。

【００５６】再び図２において、各ＭＤＣＴ回路２０
３、２０４、２０５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周
波数軸上のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数デー
タは、適応ビット割当符号化回路２１０、２１１、２１
２及びビット配分算出回路２０９に送られている。ここ
で特に適応ビット割当符号化回路２１０、２１１、２１
３へ送られているスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係
数データは、低域はいわゆる臨界帯域（クリティカルバ
ンド）毎にまとめられて、また中高域はブロックフロー
ティングの有効性を考慮して臨界帯域幅がさらに細分化
されている。なお、このクリティカルバンドとは、人間
の聴覚特性を考慮して分割された周波数帯域であり、あ
る純音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズに
よって当該純音がマスクされるときのそのノイズの持つ
帯域のことである。このクリティカルバンドは、高域ほ
ど帯域幅が広くなっており、上記０〜２２ｋＨｚの全周
波数帯域は例えば２５のクリティカルバンドに分割され
ている。

【００５７】ビット配分算出回路２０９は、先ず、スペ
クトルデータあるいはＭＤＣＴ係数データ毎にいわゆる
マスキング効果等を考慮したマスキングのモデルを設定
し、このモデルをすべてのスペクトルデータあるいはＭ
ＤＣＴ係数データについて畳み込むことによって周波数
軸上の各周波数についての許容ノイズスペクトルを求め
る。さらに、ビット配分算出回路２０９は、この許容ノ
イズスペクトルをクリティカルバンド及びブロックフロ
ーティングを考慮した各分割帯域に再割り当てし、この
分割帯域毎にマスキング量を求め、このマスキング量と
クリティカルバンド及びブロックフローティングを考慮
した各分割帯域毎のエネルギあるいはピーク値等に基づ
いて、各帯域毎に割当ビット配分を求める。その後、ビ
ット配分算出回路２０９からは、上記各帯域毎の割当ビ
ット配分の情報が各適応ビット割当符号化回路２１０、
２１１、２１２へ伝送される。

【００５８】適応ビット割当符号化回路２１０、２１
１、２１２では上記各帯域毎に割り当てられたビット配
分と使用可能な総ビット数から、実際に各帯域に割り当
てることの出来るビット数を算出し、これに応じて各ス
ペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を量子
化するようにしている。このようにして符号化されたデ
ータは、出力端子２１３、２１４、２１５を介して取り
出される。

【００５９】なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上
の特性により、ある信号によって他の信号がマスクされ
て聞こえなくなる現象をいうものであり、このマスキン
グ効果には、時間軸上のオーディオ信号による時間軸マ
スキング効果と、周波数軸上の信号による同時刻マスキ
ング効果とがある。これらのマスキング効果により、マ
スキングされる部分にノイズがあったとしても、このノ
イズは聞こえないことになる。このため、実際のオーデ
ィオ信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは
許容可能なノイズとされる。

【００６０】ここで図７を用いてビット配分算出回路２
０９による適応ビット割り当ての動作を説明する。図２
におけるＭＤＣＴ回路２０３、２０４、２０５の各出力
は、図７における入力端子７０１に接続され、スペクト
ル毎のマスクパターン生成回路７０２、及びブロックフ
ローティング係数算出回路７１０に入力されている。ス
ペクトル毎のマスクパターン生成回路７０２では、マス
クモデル表保持回路７１０より出力されるモデルを基に
図８に示すごときマスキングのパターンを各スペクトル
毎に生成する。なお、図８中、Ｐｄはスペクトルのパワ
ー或いはエネルギの関数で表され、また、Ｗｄはスペク
トルの周波数の関数で表されている。より具体的には、
Ｐｄは与えられるスペクトルの周波数が低いほど大きく
なるように重み付され、Ｗｄは周波数が高いほど広くな
るように重み付されてモデル化されている。

【００６１】次に、スペクトル毎のマスクモデルは畳込
みフィルタ回路７０３に送られる。該畳込みフィルタ回
路７０３は、例えば、入力データを順次遅延させる複数
の遅延素子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係
数（重み付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各
スペクトルに対応する５１２個の乗算器）と、各乗算器
出力の総和をとる総和加算器とから構成されるものであ
る。

【００６２】ここで、上記畳込みフィルタ回路７０３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意の周波数に対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
の畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは０〜５１１の任
意の整数である。

【００６３】次に、上記畳込みフィルタ回路７０３の出
力は引算器７０４に送られる。該引算器７０４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお当該許容可能
なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベル
αは、後述するように、逆コンボリューション処理を行
うことによって、各スペクトルの示す周波数毎の許容ノ
イズレベルとなるようなレベルである。ここで上記引算
器７０４には、上記レベルαを求めるための許容関数
（マスキングレベルを表現する関数）が供給される。こ
の許容関数を増減させることで上記レベルαの制御を行
っている。当該許容関数は、次に説明するような（ｎ−
ａｉ）関数発生回路７０５から供給されているものであ
る。

【００６４】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、スペクトルの低域から順に与えられる番号を
ｉとすると、次の（３）式で求めることができる。

【００６５】α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）・・・（３）

【００６６】この（３）式において、ｎ，ａは定数でａ
＞０、Ｓは畳込み処理されたスペクトルの強度であり、
（３）式中(n-ai)が許容関数となる。

【００６７】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器７０６に伝送される。当該割
算器７０６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαから許容ノイズスペクトルが得られ
る。なお、上記逆コンボリューション処理は、複雑な演
算を必要とするが、本実施例では簡略化した割算器７０
６を用いて逆コンボリューションを行っている。

【００６８】次に、上記許容ノイズスペクトルは、減算
器７０７に伝送される。ここで、当該減算器７０７に
は、ブロックフローティング係数算出回路７１１で求め
られたブロックフローティング係数が、畳込み演算の出
力との位相を合わせる為の遅延回路７１２を介して供給
されている。ここで求められているブロックフローティ
ング係数は、本実施例においては時間と周波数に細分化
した小ブロック内の絶対値の最大値を代表としている
が、エネルギーの平均を持って代表値としても同様の効
果が得られる。上記減算器７０７で上記許容ノイズスペ
クトルとブロックフローティング係数との減算演算が行
われることで、ブロックフローティング係数で正規化し
たノイズ許容量が得られ、割付回路７０８へ伝送され
る。

【００６９】当該割付回路７０８では、各周波数毎に求
められた上述のノイズ許容量が時間と周波数に細分化し
たビット割当の為の小ブロックに割付けられる。この割
付回路７０８の出力は、出力端子７０９を介し、図２に
おける適応ビット割当符号化回路２１０、２１１、２１
２に出力される。本実施例において、この割り付けに際
しては、小ブロック内に該当するノイズ許容量の内、最
小のレベルをもって該小ブロックのノイズ許容量として
いるが、該当ノイズ許容量の平均を求めるようにしても
良い。

【００７０】ここで、マスクパターン生成回路７０２よ
り生成されるパーターンを図１０に示すごとき特性とす
ることで、畳込み演算部分を単純な加算演算として実行
して同様の効果を得ることの出来るビット配分算出回路
２０９による適応ビット割り当てについて説明する。こ
の時の具体的構成を図９に示す。

【００７１】図２におけるＭＤＣＴ回路２０３、２０
４、２０５の各出力は、図９における入力端子９０１に
接続され、スペクトル毎のマスクパターン生成回路９０
２、及びブロックフローティング係数算出回路９０８に
入力されている。スペクトル毎のマスクパターン生成回
路９０２では、マスクモデル表保持回路９０７より出力
されるモデルを基に図１０に示すごときマスキングのモ
デルを各スペクトル毎に生成する。

【００７２】スペクトル毎のマスクパターンは総加算演
算器９０３に送られる。該総加算演算器９０３は、例え
ば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素子と、各
遅延素子出力の総和をとる総和加算器とから構成される
ものである。ここで先のマスキングのモデルは各周波数
毎に加算され、各周波数における許容ノイズスペクトル
として求められる。

【００７３】次に、上記許容ノイズスペクトルは、減算
器９０４に伝送される。ここで、当該減算器９０４に
は、ブロックフローティング係数算出回路９０８で求め
られたブロックフローティング係数が、畳込み演算の出
力との位相を合わせる為の遅延回路９０９を介して供給
されている。ここで求められているブロックフローティ
ング係数は、この図９の例においても、時間と周波数に
細分化した小ブロック内の絶対値の最大値を代表として
いるが、エネルギーの平均を持って代表値としても同様
の効果が得られる。この減算器９０４で上記許容ノイズ
スペクトルとブロックフローティング係数との減算演算
が行われることで、ブロックフローティング係数で正規
化したノイズ許容量が得られ、割付回路９０５へ伝送さ
れる。

【００７４】上記割付回路９０５では、各周波数毎に求
められた上述のノイズ許容量が時間と周波数に細分化し
たビット割当の為の小ブロックに割付けられる。この割
付回路９０５の出力は、出力端子９０６を介し、図２に
おける適応ビット割当符号化回路２１０、２１１、２１
２に出力される。この図９の例においても、この割り付
けに際しては、小ブロック内に該当するノイズ許容量の
内、最小のレベルをもって該小ブロックのノイズ許容量
としているが、該当ノイズ許容量の平均を求めるように
しても良い。

【００７５】次に、図１０と同様に示す図１１を用いて
各スペクトル毎にマスクモデルを設定し、このモデルに
依存したビット配分の効果について説明する。量子化の
効率を考慮し、特定の帯域に分けて量子化するものとす
ると、該帯域内のパワーないしはエネルギに依存したビ
ットの配分を考える際、帯域内のピークのパワーないし
エネルギに注目した場合、図１１における（ａ），
（ｂ）は同一のパワーないしエネルギを持つと判断さ
れ、略同一のビットが配分される。一方、帯域内の総エ
ネルギあるいは平均エネルギに注目すると、図１１にお
ける（ａ）の方がより多いビットの配分となる。しかし
ながら、図１１における（ａ）の場合、同図（ｂ）の場
合と比較して、明らかにノイズ状であり、マスキング効
果は、（ａ）の場合の方が高いと考えられる。従って、
図１１においてはむしろ、（ｂ）の方がより多いビット
配分とした方が良好な結果が得られる場合も生じる。

【００７６】したがって、本実施例においては、各スペ
クトル毎に設定したマスクモデルに対して畳込み演算或
いは総加算を実施、即ち、図１１中の斜線で示される部
分の許容ノイズスペクトルを求めることによって図１１
（ａ）よりも（ｂ）の場合により多くのビット配分がな
されるようにし、良好な結果を得ている。このことは例
えば、文献「トーンによるマスキング対ノイズ帯域」("
Masking by tones vsnoise bands", R.H. Ehmer , J. A
coust. Soc. Am., 31, 1253,(1959））に述べられてい
るような、マスクする音が純音とノイズの場合とでは、
マスキング効果の及ぶ範囲は殆ど変わらないが、２純音
による唸りが生じないために、ノイズの場合の方がマス
キング効果が高い、と言った聴覚的特性に基づき、モデ
ル化を行なったものである。

【００７７】なお、この実施例では、ＭＤＣＴの結果得
られるスペクトルは１００Ｈｚ以下の低域において、高
々、数本程度しか得られないものと仮定した。このよう
な場合には、計算によって得られた低域側の各スペクト
ルには、それよりも高域の周波数に相当するような信号
も多く混在するため、低域側には十分多くのビット数を
割り当てる必要がある。このため、近似的には、各ブロ
ックの信号成分の大きさに基づいて割り当てられるビッ
トは、低域側ほど多く割り当てられるようにしてよい。
しかし、スペクトルを求める区間をもっと長くとり、例
えば、１００Ｈｚ以下のスペクトルを十分に密に得るこ
とができる高能率符号化装置であれば、人間の耳の感度
が低い、例えば５０Ｈｚ以下に相当するスペクトルに対
する、信号の大きさに依存するビットの割当が、それ以
上の帯域の信号に対するビットの割当より少なくなるよ
うにしてもよい。

【００７８】以上説明したようなシステムでは、メイン
情報として直交変換出力スペクトルをサブ情報により処
理したデータとサブ情報としてブロックフローティング
の状態を示すスケールファクタ、語長を示すワードレン
グスが得られ、エンコーダからデコーダに送られる。

【００７９】図１２は図１におけるＡＴＣデコーダ７
３、即ち、上述のごとく高能率符号化された信号を再び
復号化するための復号回路を示している。

【００８０】この図１２において、各帯域の量子化され
たＭＤＣＴ係数、即ち、図２における出力端子２１３、
２１４、２１５の出力信号と等価のデータは、入力端子
１０７に与えられ、使用されたブロックサイズ情報、即
ち、図２における出力端子２１６、２１７、２１８の出
力信号と等価のデータは、入力端子１０８に与えられ
る。適応ビット割当復号化回路１０６では適応ビット割
当情報を用いてビット割当を解除する。次に逆直交変換
（ＩＭＤＣＴ）回路１０３、１０４、１０５では周波数
軸上の信号が時間軸上の信号に変換される。これら各逆
直交変換回路１０３、１０４、１０５からの部分帯域の
時間軸上信号は、帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）回路１
０２、１０１により、全帯域信号に復号化される。

【００８１】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、記録再生媒体と信号圧縮装置
あるいは伸張装置と、さらには、信号圧縮装置と伸張装
置とは一体化されている必要はなく、記録媒体を介せず
に、その間をデータ転送用回線や光ケーブル，光或いは
電波による通信等で結ぶ事も可能である。更に例えば、
オーデイオＰＣＭ信号のみならず、ディジタル音声（ス
ピーチ）信号やディジタルビデオ信号等の信号処理装置
にも適用可能である。

【００８２】また、本発明の記録媒体は、上記ディジタ
ル信号処理装置により圧縮されたデータを記録すること
で、記録容量の有効利用が図れる。また、本発明の記録
媒体としては、上述した光ディスクのみならず、磁気デ
ィスク、ＩＣメモリ及びそのメモリを内蔵するカード
や、磁気テープ等の各種記録媒体とすることもできる。

【００８３】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明のディジタル信号処理方法及び装置においては、入力
信号を周波数について変換したそれぞれ毎に、マスキン
グについてのモデルを設定し、このモデルを畳込み演算
ないしは総加算することによって許容ノイズスペクトル
を求め、この値を時間と周波数について細分化した小ブ
ロックに対しビット割当を行うようにしており、本発明
におけるスペクトル毎のモデルに注目したビット配分の
手法によれば、倍音を多く含むような入力信号に対し、
聴覚的にも望ましいビットの配分の手法を実現でき、し
たがって、聴感上、音質の勝れた高能率な圧縮、伸張を
行うことができる。

【００８４】また、本発明のディジタル信号処理方法及
び装置で圧縮したデータを記録する記録媒体としての例
えばディスクは、従来のものよりも記憶容量の有効利用
が図れることになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明ディジタル信号処理装置の一実施例とし
ての圧縮データの記録再生装置（ディスク記録再生装
置）の構成例を示すブロック回路図である。

【図２】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【図３】ビット圧縮の際の直交変換ブロックの構造を表
す図である。

【図４】直交変換ブロックサイズを決定する回路の構成
例を示すブロック回路図である。

【図５】時間的に隣接する直交変換ブロックの時間的長
さの変化と直交変換時に用いるウィンドウ形状の関係を
示す図である。

【図６】直交変換時に用いるウィンドウの形状の詳細例
を示す図である。

【図７】ビット配分演算機能を実現する畳込み演算を利
用した構成例を示すブロック回路図である。

【図８】畳込み演算を利用する際のスペクトル毎のマス
クモデルの例を示す図である。

【図９】ビット配分演算機能を実現する単純加算を利用
した構成例を示すブロック回路図である。

【図１０】単純加算を利用する際のスペクトル毎のマス
クモデルの例を示す図である。

【図１１】スペクトル毎のマスキングモデルに依存した
ビット配分の有用性を説明するための図である。

【図１２】実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化デコーダの一具体例を示すブロック
回路図である。

【符号の説明】

１光磁気ディスク５３光学ヘッド５４磁気ヘッド５６サーボ制御回路５７システムコントローラ６１、７５ＬＰＦ６２Ａ／Ｄ変換器６３ＡＴＣエンコーダ６４、７２メモリ６５エンコーダ６６磁気ヘッド駆動回路７１デコーダ７３ＡＴＣデコーダ７４Ｄ／Ａ変換器１０１、１０２帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）１０３、１０４、１０５逆直交変換回路（ＩＭＤＣ
Ｔ）１０６適応ビット割当復号化回路２１０、２０２帯域分割フィルタ２０３、２０４、２０５直交変換回路（ＭＤＣＴ）２０６、２０７、２０８ブロック決定回路２０９ビット配分算出回路２１０、２１１、２１２適応ビット割当符号化回路４０４、４０５、４０６パワー算出回路４０７メモリ４０８変化分抽出回路４０９パワー比較回路４１０ブロックサイズ１次決定回路４１１ブロックサイズ修正回路４１２、４１３、４１４ディレイ回路４１５ウィンドウ形状決定回路７０２、９０２マスクパターン生成回路７０３畳込みフィルタ回路７０４引き算器７０５関数発生器７０６割り算器７０７、９０４減算器７０８、９０５割り付け回路７１０、９０７マスクモデル表保持回路７１１、９０８ブロックフローティング係数算出回路７１２、９０９遅延回路９０３総加算演算器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル信号を情報圧縮して記録若し
くは伝送及び／又は再生若しくは受信して伸張するディ
ジタル信号処理方法において、入力信号のスペクトル毎にマスクモデルを生成するマス
クモデル生成工程と、上記マスクモデル生成工程で生成したマスクモデルを全
ての周波数について畳込み演算し、許容ノイズスペクト
ルを求める許容ノイズスペクトル演算工程と、上記許容ノイズスペクトル演算工程で求めた許容ノイズ
スペクトルを時間と周波数について細分化した小ブロッ
クに分配し、圧縮のためのビット割当を行うビット割当
工程とを有することを特徴とするディジタル信号処理方
法。
【請求項２】ディジタル信号を情報圧縮して記録若し
くは伝送及び／又は再生若しくは受信して伸張するディ
ジタル信号処理方法において、ディジタル信号に対するビット割当のための時間と周波
数について細分化した小ブロック内の信号を、当該小ブ
ロック内の代表値によって正規化し、且つ、上記入力信
号のスペクトル毎にマスクモデルを生成するマスクモデ
ル生成工程と、上記マスクモデル生成工程で生成したマスクモデルを全
ての周波数について畳込み演算し、許容ノイズスペクト
ルを求める許容ノイズスペクトル演算工程と、上記許容ノイズスペクトル演算工程で求めた許容ノイズ
スペクトルを時間と周波数について細分化した小ブロッ
クに分配し、圧縮のためのビット割当を行うビット割当
工程とを有することを特徴とするディジタル信号処理方
法。
【請求項３】ディジタル信号を情報圧縮して記録若し
くは伝送及び／又は再生若しくは受信して伸張するディ
ジタル信号処理方法において、ディジタル信号に対する圧縮のためのビット割当に使用
できる全ビットを入力信号を時間と周波数について細分
化した小ブロック内の信号の大きさに依存して割り当て
る際のビット割当分と、入力信号のスペクトル毎に、マ
スクモデルを生成するマスクモデル生成工程と、上記マスクモデル生成工程で生成したマスクモデルを全
ての周波数について畳込み演算し、許容ノイズスペクト
ルを求める許容ノイズスペクトル演算工程と、上記許容ノイズスペクトル演算工程で求めた許容ノイズ
スペクトルを、時間と周波数について細分化した小ブロ
ックに分配して圧縮のためのビット割当を行うビット割
当分に分割使用し、そのうちの各小ブロック内の信号の
大きさに依存したビット割当を、該当する小ブロックの
対応する帯域に応じて重み付けして割り当てるビット割
当工程とを有することを特徴とするディジタル信号処理
方法。
【請求項４】上記小ブロック内の信号を大きさの順に
単数及び／又は複数個抽出する際には、該当する小ブロ
ックの対応する帯域に応じて重み付して求めることを特
徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に
記載のディジタル信号処理方法。
【請求項５】入力信号に適応してその処理ブロックの
長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及
び外の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパワ
ー、或いはエネルギ又はピーク情報を基に、当該処理ブ
ロックの長さを決定する処理ブロック長決定工程を設け
ることを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいず
れか１項に記載のディジタル信号処理方法。
【請求項６】入力信号に適応してその処理ブロックの
長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及
び時間的に処理ブロックの最大より長い時間幅の入力信
号により得られる入力信号の変化情報を基に当該処理ブ
ロックの長さを決定する処理ブロック長決定工程を設け
ることを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいず
れか１項に記載のディジタル信号処理方法。
【請求項７】入力信号に適応してその処理ブロックの
長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及
び外の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパワ
ー、或いはエネルギ又はピーク情報を基に、該当処理ブ
ロックの長さを決定する機能、及び、入力信号に適応し
てその処理ブロックの長さを可変とし、当該処理ブロッ
クの入力信号の変化及び時間的に処理ブロックの最大よ
り長い時間幅の入力信号により得られる入力信号の変化
情報を基に当該処理ブロックの長さを決定する機能を、
合わせもつ処理ブロック長決定工程を設けることを特徴
とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項に記
載のディジタル信号処理方法。
【請求項８】上記処理ブロック長決定工程は、処理ブ
ロックの長さを決定する要素の決定に関与する割合を固
定、或いは入力信号に適応した割合及び／又は所定の割
合で併用若しくは単独で使用することを特徴とする請求
項７記載のディジタル信号処理方法。
【請求項９】入力信号はオーディオ信号であり、高域
程、少なくとも大部分の量子化雑音の発生をコントロー
ルするブロックの周波数幅を広くしてゆくことを特徴と
する請求項１から請求項８のうちのいずれか１項に記載
のディジタル信号処理方法。
【請求項１０】時間軸信号から周波数軸上の複数の帯
域への分割に直交変換を用いる直交変換工程及び／又は
周波数軸上の複数帯域から時間軸信号への変換に逆直交
変換を用いる逆直交変換工程と、上記直交変換における直交変換サイズの可変と共に当該
直交変換時に使用する窓関数の形状も変化させる直交変
換サイズ及び窓関数形状可変工程とを設けることを特徴
とする請求項９記載のディジタル信号処理方法。
【請求項１１】上記時間軸信号から周波数軸上の複数
の帯域への分割の際には、先ず複数の帯域に分割し、当
該分割された帯域毎に複数のサンプルからなるブロック
を形成し、各帯域のブロック毎に直交変換を行い係数デ
ータを得、及び／又は、上記周波数軸上の複数帯域から
時間軸信号への変換の際には、周波数軸上の複数帯域か
ら時間軸信号への変換に各帯域のブロック毎に逆直交変
換を行い、各逆直交変換出力を合成して時間軸上の合成
信号を得ることを特徴とする請求項１０記載のディジタ
ル信号処理方法。
【請求項１２】直交変換前の時間軸信号から周波数軸
上の複数の帯域への分割における分割周波数幅及び／又
は逆直交変換後の周波数軸上の複数の帯域から時間軸信
号への合成における複数の帯域からの合成周波数幅を、
略高域程広くすることを特徴とする請求項１１記載のデ
ィジタル信号処理方法。
【請求項１３】前記分割周波数幅及び／又は前記合成
周波数幅を最低域の連続した２帯域で同一とすることを
特徴とする請求項１２記載のディジタル信号処理方法。
【請求項１４】上記ビット割当の際には、略信号通過
帯域以上の帯域の信号成分に対する圧縮符号のメイン情
報及び／又はサブ情報の割り当てを阻止することを特徴
とする請求項１３記載のディジタル信号処理方法。
【請求項１５】前記複数の帯域への分割及び／又は前
記複数の帯域からなる時間軸上の信号への変換にはクワ
ドラチャ・ミラー・フィルタを用いることを特徴とする
請求項１１から請求項１４のうちのいずれか１項に記載
のディジタル信号処理方法。
【請求項１６】直交変換として変更離散コサイン変換
を用いることを特徴とする請求項１０から請求項１５の
うちのいずれか１項に記載のディジタル信号処理方法。
【請求項１７】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際に、その境
界値を入力信号の振幅、周波数に応じて可変とすること
を特徴とする請求項５から請求項７のうちのいずれか１
項に記載のディジタル信号処理方法。
【請求項１８】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する境界値が入力
信号の振幅、周波数に応じて複数の階段状の値をとるこ
とを特徴とする請求項１７記載のディジタル信号処理方
法。
【請求項１９】上記処理ブロック長決定工程では、上
記外の処理ブロックの信号が前記処理ブロックの信号に
及ぼす聴覚上の特性を周波数軸上のスペクトル及び／又
は直交変換係数のエネルギ及び／又はパワー又はピーク
情報を用いて計算し、当該処理ブロックの時間的長さの
決定を行うことを特徴とする請求項５又は７記載のディ
ジタル信号処理方法。
【請求項２０】上記外の処理ブロックの信号が前記処
理ブロックの信号に及ぼす聴覚上の特性を計算する際に
用いる周波数軸上のスペクトル及び／又は直交変換係数
を、圧縮のためのビットの割当及び／又はブロックフロ
ーティングに用いる直交変換後の時間軸上のスペクトル
及び／又は直交変換係数と共用することを特徴とする請
求項１９記載のディジタル信号処理方法。
【請求項２１】請求項１７記載のディジタル信号処理
方法及び請求項１９記載のディジタル信号処理方法の機
能を合わせもつことを特徴とするディジタル信号処理方
法。
【請求項２２】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際には、入力
信号の周期的変化、及び／又は繰り返しのパルス又は周
期的特徴を基にした判断を行うことを特徴とする請求項
１７記載のディジタル信号処理方法。
【請求項２３】請求項１から請求項２２のうちのいず
れか１項に記載のディジタル信号処理方法によって圧縮
した圧縮データを記録してなることを特徴とする記録媒
体。
【請求項２４】ディジタル信号を情報圧縮して記録若
しくは伝送及び／又は再生若しくは受信して伸張するデ
ィジタル信号処理装置において、入力信号のスペクトル毎にマスクモデルを生成するマス
クモデル生成手段と、上記マスクモデル生成手段で生成したマスクモデルを全
ての周波数について畳込み演算し、許容ノイズスペクト
ルを求める許容ノイズスペクトル演算手段と、上記許容ノイズスペクトル演算手段で求めた許容ノイズ
スペクトルを時間と周波数について細分化した小ブロッ
クに分配し、圧縮のためのビット割当を行うビット割当
手段とを有することを特徴とするディジタル信号処理装
置。
【請求項２５】ディジタル信号を情報圧縮して記録若
しくは伝送及び／又は再生若しくは受信して伸張するデ
ィジタル信号処理装置において、ディジタル信号に対するビット割当のための時間と周波
数について細分化した小ブロック内の信号を、当該小ブ
ロック内の代表値によって正規化し、且つ、上記入力信
号のスペクトル毎にマスクモデルを生成するマスクモデ
ル生成手段と、上記マスクモデル生成手段で生成したマスクモデルを全
ての周波数について畳込み演算し、許容ノイズスペクト
ルを求める許容ノイズスペクトル演算手段と、上記許容ノイズスペクトル演算手段で求めた許容ノイズ
スペクトルを時間と周波数について細分化した小ブロッ
クに分配し、圧縮のためのビット割当を行うビット割当
手段とを有することを特徴とするディジタル信号処理装
置。
【請求項２６】ディジタル信号を情報圧縮して記録若
しくは伝送及び／又は再生若しくは受信して伸張するデ
ィジタル信号処理装置において、ディジタル信号に対する圧縮のためのビット割当に使用
できる全ビットを入力信号を時間と周波数について細分
化した小ブロック内の信号の大きさに依存して割り当て
る際のビット割当分と、入力信号のスペクトル毎に、マ
スクモデルを生成するマスクモデル生成手段と、上記マスクモデル生成手段で生成したマスクモデルを全
ての周波数について畳込み演算し、許容ノイズスペクト
ルを求める許容ノイズスペクトル演算手段と、上記許容ノイズスペクトル演算手段で求めた許容ノイズ
スペクトルを、時間と周波数について細分化した小ブロ
ックに分配して圧縮のためのビット割当を行うビット割
当分に分割使用し、そのうちの各小ブロック内の信号の
大きさに依存したビット割当を、該当する小ブロックの
対応する帯域に応じて重み付けして割り当てるビット割
当手段とを有することを特徴とするディジタル信号処理
装置。
【請求項２７】上記小ブロック内の信号を大きさの順
に単数及び／又は複数個抽出する際には、該当する小ブ
ロックの対応する帯域に応じて重み付して求めることを
特徴とする請求項２４から請求項２６のうちのいずれか
１項に記載のディジタル信号処理装置。
【請求項２８】入力信号に適応してその処理ブロック
の長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化
及び外の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパ
ワー、或いはエネルギ又はピーク情報を基に、当該処理
ブロックの長さを決定する処理ブロック長決定手段を設
けることを特徴とする請求項２４から請求項２７のうち
のいずれか１項に記載のディジタル信号処理装置。
【請求項２９】入力信号に適応してその処理ブロック
の長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化
及び時間的に処理ブロックの最大より長い時間幅の入力
信号により得られる入力信号の変化情報を基に当該処理
ブロックの長さを決定する処理ブロック長決定手段を設
けることを特徴とする請求項２４から請求項２７のうち
のいずれか１項に記載のディジタル信号処理装置。
【請求項３０】入力信号に適応してその処理ブロック
の長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化
及び外の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパ
ワー、或いはエネルギ又はピーク情報を基に、該当処理
ブロックの長さを決定する機能、及び、入力信号に適応
してその処理ブロックの長さを可変とし、当該処理ブロ
ックの入力信号の変化及び時間的に処理ブロックの最大
より長い時間幅の入力信号により得られる入力信号の変
化情報を基に当該処理ブロックの長さを決定する機能
を、合わせもつ処理ブロック長決定手段を設けることを
特徴とする請求項２４から請求項２７のうちのいずれか
１項に記載のディジタル信号処理装置。
【請求項３１】上記処理ブロック長決定手段は、処理
ブロックの長さを決定する要素の決定に関与する割合を
固定、或いは入力信号に適応した割合及び／又は所定の
割合で併用若しくは単独で使用することを特徴とする請
求項３０記載のディジタル信号処理装置。
【請求項３２】入力信号はオーディオ信号であり、高
域程、少なくとも大部分の量子化雑音の発生をコントロ
ールするブロックの周波数幅を広くしてゆくことを特徴
とする請求項２４から請求項３１のうちのいずれか１項
に記載のディジタル信号処理装置。
【請求項３３】時間軸信号から周波数軸上の複数の帯
域への分割に直交変換を用いる直交変換手段及び／又は
周波数軸上の複数帯域から時間軸信号への変換に逆直交
変換を用いる逆直交変換手段と、上記直交変換における直交変換サイズの可変と共に当該
直交変換時に使用する窓関数の形状も変化させる直交変
換サイズ及び窓関数形状可変手段とを設けることを特徴
とする請求項３２記載のディジタル信号処理装置。
【請求項３４】上記時間軸信号から周波数軸上の複数
の帯域への分割の際には、先ず複数の帯域に分割し、当
該分割された帯域毎に複数のサンプルからなるブロック
を形成し、各帯域のブロック毎に直交変換を行い係数デ
ータを得、及び／又は、上記周波数軸上の複数帯域から
時間軸信号への変換の際には、周波数軸上の複数帯域か
ら時間軸信号への変換に各帯域のブロック毎に逆直交変
換を行い、各逆直交変換出力を合成して時間軸上の合成
信号を得ることを特徴とする請求項３３記載のディジタ
ル信号処理装置。
【請求項３５】直交変換前の時間軸信号から周波数軸
上の複数の帯域への分割における分割周波数幅及び／又
は逆直交変換後の周波数軸上の複数の帯域から時間軸信
号への合成における複数の帯域からの合成周波数幅を、
略高域程広くすることを特徴とする請求項３４記載のデ
ィジタル信号処理装置。
【請求項３６】前記分割周波数幅及び／又は前記合成
周波数幅を最低域の連続した２帯域で同一とすることを
特徴とする請求項３５記載のディジタル信号処理装置。
【請求項３７】上記ビット割当の際には、略信号通過
帯域以上の帯域の信号成分に対する圧縮符号のメイン情
報及び／又はサブ情報の割り当てを阻止することを特徴
とする請求項３６記載のディジタル信号処理装置。
【請求項３８】前記複数の帯域への分割及び／又は前
記複数の帯域からなる時間軸上の信号への変換にはクワ
ドラチャ・ミラー・フィルタを用いることを特徴とする
請求項３４から請求項３７のうちのいずれか１項に記載
のディジタル信号処理装置。
【請求項３９】直交変換として変更離散コサイン変換
を用いることを特徴とする請求項３３から請求項３８の
うちのいずれか１項に記載のディジタル信号処理装置。
【請求項４０】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際に、その境
界値を入力信号の振幅、周波数に応じて可変とすること
を特徴とする請求項２８から請求項３０のうちのいずれ
か１項に記載のディジタル信号処理装置。
【請求項４１】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する境界値が入力
信号の振幅、周波数に応じて複数の階段状の値をとるこ
とを特徴とする請求項４０記載のディジタル信号処理装
置。
【請求項４２】上記処理ブロック長決定手段では、上
記外の処理ブロックの信号が前記処理ブロックの信号に
及ぼす聴覚上の特性を周波数軸上のスペクトル及び／又
は直交変換係数のエネルギ及び／又はパワー又はピーク
情報を用いて計算し、当該処理ブロックの時間的長さの
決定を行うことを特徴とする請求項２８又は３０記載の
ディジタル信号処理装置。
【請求項４３】上記外の処理ブロックの信号が前記処
理ブロックの信号に及ぼす聴覚上の特性を計算する際に
用いる周波数軸上のスペクトル及び／又は直交変換係数
を、圧縮のためのビットの割当及び／又はブロックフロ
ーティングに用いる直交変換後の時間軸上のスペクトル
及び／又は直交変換係数と共用することを特徴とする請
求項４２記載のディジタル信号処理装置。
【請求項４４】請求項４０記載のディジタル信号処理
装置及び請求項４２記載のディジタル信号処理装置の機
能を合わせもつことを特徴とするディジタル信号処理装
置。
【請求項４５】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際には、入力
信号の周期的変化、及び／又は繰り返しのパルス又は周
期的特徴を基にした判断を行うことを特徴とする請求項
４０記載のディジタル信号処理装置。
【請求項４６】請求項２４から請求項４５のうちのい
ずれか１項に記載のディジタル信号処理装置によって圧
縮した圧縮データを記録してなることを特徴とする記録
媒体。