JP3186489B2 - ディジタル信号処理方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばディジタルオー
ディオ信号等をビット圧縮した圧縮データを記録又は伝
送するディジタル信号処理方法及び装置に関し、特に、
トーナリティの高い信号を含むディジタルオーディオ信
号を扱うディジタル信号処理方法及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】本件出願人は、先に、入力されたディジ
タルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を
記録単位としてバースト的に記録媒体に記録するような
技術を、例えば特開平４−１０５２７０号公報や、U.S.
Appln. S.N. 08/171,263 、USP 5,243,588 、USP 5,24
4,705 の各明細書及び図面等において提案している。

【０００３】なお、上記S.N. 08/171,263 の明細書及び
図面には、データ領域の記録位置を示す目録データがサ
ブコーディングされて記録されるリードイン領域に、上
記データ領域の記録内容に関する表示データをメインデ
ータとして記録したディスクと、このディスクにデータ
を記録する記録手段を有するディスク記録装置と、この
ディスクからデータを再生する再生手段及びその再生手
段により得られる表示データに応じた表示を行う表示手
段を有するディスク再生装置とが記載されている。ま
た、上記特開平４−１０５２７０号公報には、連続して
入力される入力データが順次書き込まれ、書き込まれた
入力データが該入力データの転送速度よりも速い転送速
度の記録データとして順次読み出されるメモリ手段と、
ディスク状記録媒体を回転させる速度の切り換え可能な
回転駆動手段と、上記ディスク状記録媒体に上記メモリ
手段から読み出される記録データを記録する記録手段
と、上記メモリ手段に記録されている上記入力データの
データ量が所定量以上になると上記記録データを所定量
だけ該メモリ手段から順次読み出し、上記メモリ手段に
所定データ量以上の書き込み空間を確保しておくように
メモリ制御を行うメモリ制御手段と、このメモリ制御手
段によりメモリ手段から不連続に順次読み出される上記
記録データを上記ディスク状記録媒体上の記録トラック
に連続的に記録するように記録位置の制御を行う記録制
御手段とを備えるディスク記録装置と、これに対応する
ディスク再生装置とが記載されている。また、USP 5,24
3,588 の明細書及び図面には、ディジタルデータを一時
記憶する記憶手段と、上記記憶手段からのディジタルデ
ータを一定数のセクタ毎にクラスタ化し、各クラスタの
接続部分にインターリーブ処理の際のインターリーブ長
より長いクラスタ接続用セクタを設け、ディジタルデー
タにインターリーブを施して上記ディスク状記録媒体に
記録する記録手段を有するディスク記録装置と、これに
対応するディスク再生装置とが記載されている。さら
に、USP 5,244,705 の各明細書及び図面には、圧縮オー
ディオデータ等が記録されるディスク状記録媒体におい
て、ディスク状記録媒体のデータ記録領域の内径寸法を
３２mm〜５０mmの範囲内の所定値に設定するとき、デー
タ記録領域の内径寸法が３２mmのときの外径寸法は６０
mm〜６２mmの範囲内の値とし、データ記録領域の内径寸
法が５０mmのときの外径寸法は７１mm〜７３mmの範囲内
の値とすることにより、小型携帯用のディスク記録／再
生装置に使用可能とすると共に、例えば圧縮率が１／４
の圧縮オーディオデータを記録することで標準的な１２
ｃｍＣＤと同程度の再生時間を実現可能としたものが記
載されている。

【０００４】上記各明細書及び図面等において提案して
いる技術は、記録媒体として光磁気ディスクを用い、い
わゆるコンパクト・ディスク（ＣＤ：Compact Disc）の
ＣＤ−Ｉ（ＣＤ−インタラクティブ）やＣＤ−ＲＯＭ
ＸＡのオーディオデータフォーマットに規定されている
ＡＤ（適応差分）ＰＣＭオーディオデータを記録再生す
るものであり、このＡＤＰＣＭオーディオデータの例え
ば３２セクタ分とインターリーブ処理のためのリンキン
グ用の数セクタとを記録単位として、ＡＤＰＣＭオーデ
ィオデータを光磁気ディスクにバースト的に記録してい
る。

【０００５】この光磁気ディスクを用いた記録再生装置
におけるＡＤＰＣＭオーディオデータには、いくつかの
モードが選択可能になっており、例えば通常のＣＤの再
生時間に比較して、２倍の圧縮率でサンプリング周波数
が３７．８ｋＨｚのレベルＡのモード、４倍の圧縮率で
サンプリング周波数が３７．８ｋＨｚのレベルＢのモー
ド、８倍の圧縮率でサンプリング周波数が１８．９ｋＨ
ｚのレベルＣのモードがある。

【０００６】すなわち、例えば前記レベルＢの場合に
は、ディジタルオーディオデータが略々１／４に圧縮さ
れ、このレベルＢのモードで記録されたディスクの再生
時間（プレイタイム）は、標準的なＣＤフォーマット
（ＣＤ−ＤＡフォーマット）の場合の４倍となる。これ
によれば、より小型のディスクで標準の直径１２ｃｍの
ディスクと同じ程度の記録再生時間が得られることか
ら、装置の小型化が図れることになる。

【０００７】ただし、この光磁気ディスクを用いた記録
再生装置では、ディスクの回転速度は標準的なＣＤと同
じであるため、例えば前記レベルＢの場合、所定時間当
たりその４倍の再生時間分の圧縮データが得られること
になる。このため、例えばセクタやクラスタ等の時間単
位で同じ圧縮データを重複して４回読み出すようにし、
そのうちの１回分の圧縮データのみをオーディオ再生に
まわすようにしている。具体的には、スパイラル状の記
録トラックを走査（トラッキング）する際に、１回転毎
に元のトラック位置に戻るようなトラックジャンプを行
って、同じトラックを４回ずつ繰り返しトラッキングす
るような形態で再生動作を進めることになる。これは、
例えば４回の重複読み取りの内、少なくとも１回だけ正
常な圧縮データが得られればよいことになり、外乱等に
よるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用して好ま
しいものである。

【０００８】さらに将来的には、半導体メモリを記録媒
体として用いることが考えられており、圧縮効率をさら
に高めるためには、追加のビット圧縮が行われる事が望
ましい。具体的には、半導体メモリを含むＩＣ（集積回
路）をカード内に配したいわゆるＩＣカードを用いてオ
ーディオ信号を記録再生するようなものであり、このＩ
Ｃカードに対して、ビット圧縮処理された圧縮データを
記録し、再生する。

【０００９】このような半導体メモリを用いたＩＣカー
ド等は、半導体技術の進歩に伴って記録容量の増大や低
価格化が実現されてゆくものであるが、市場に供給され
始めた初期段階では容量が不足気味で、また高価である
ことが考えられる。従って、例えば上記光磁気ディスク
等のような他の安価で大容量の記録媒体からＩＣカード
等に内容を転送して頻繁に書き換えて使用することが充
分考えられる。具体的には、例えば上記光磁気ディスク
に収録されている複数の曲の内、好みの曲をＩＣカード
にダビングするようにし、不要になれば他の曲と入れ換
える。このようにして、ＩＣカードの内容書換えを頻繁
に行うことにより、少ない手持ち枚数のＩＣカードで種
々の曲を戸外等で楽しむことができる。

【００１０】なお、本件出願人は、先にEUROPEAN PATEN
T APPLICATION publication number: 0 525 809 A2 (Da
te of publication 03.02.93)において、上述の圧縮デ
ータを生成するために好適な符号化方法を提案してい
る。

【００１１】また、本件出願人は、EUROPEAN PATENT AP
PLICATION publication number : 0599 719 A1 (Date o
f publication 01.06.94)、EUROPEAN PATENT APPLICATI
ONpublication number : 0 601 566 A1 (Date of publi
cation 15.06.94)、及びInternational Publication Nu
mber : WO 94/19801 (International PublicationDate
: 1 September 1994)において、上述のＩＣカードを利
用した記録／再生に好適な記録／再生システムを提案し
ている。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、記録時間を
延ばすことを目的として高能率符号のビットレートを下
げて行くと、徐々に音質の劣化が目立つようになる。特
に、聴覚的な効果が効き難い音楽信号でこの事が顕著と
なる。

【００１３】そこで、本発明は、上述したようなことを
鑑み、記録時間を延ばすことを目的として高能率符号の
ビットレートを下げて行く場合に、アルゴリズムを複雑
化することなく、不自然な感じのない聴きやすい音質を
得ることができるディジタル信号処理方法及び装置を提
供することを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明のディジタル信号
処理方法は、上述の目的を達成するために提案されたも
のであり、入力ディジタル信号を、有限時間幅と有限周
波数幅を持つ複数のブロック内のスペクトル成分に変換
する変換ステップと、上記複数のブロックのうちの一部
のブロックを選択するブロック選択ステップと、上記ブ
ロック選択ステップにて選択したブロック内のスペクト
ル成分を非線形処理する非線形処理ステップと、上記非
線形処理ステップにて非線形処理されたスペクトル成分
を持つブロックのスペクトル成分を量子化する量子化ス
テップとを有し、上記非線形処理ステップでは、上記ブ
ロック内の少なくとも最大値を与えるスペクトル成分を
除くスペクトル成分を大きくすることを特徴とする。ま
た、本発明のディジタル信号処理方法は、上述の目的を
達成するために提案されたものであり、入力ディジタル
信号を、有限時間幅と有限周波数幅を持つ複数のブロッ
ク内のスペクトル成分に変換する変換ステップと、上記
複数のブロックのうちの一部のブロックを選択するブロ
ック選択ステップと、上記ブロック選択ステップにて選
択したブロック内のスペクトル成分を非線形処理する非
線形処理ステップと、上記非線形処理ステップにて非線
形処理されたスペクトル成分を持つブロックのスペクト
ル成分を量子化する量子化ステップとを有し、上記非線
形処理ステップでは、上記ブロック内の少なくとも最大
の信号対雑音比を持つスペクトル成分を除くスペクトル
成分を、そのスペクトル成分の上記量子化ステップによ
る量子化値がゼロになるように処理することを特徴とす
る。

【００１５】さらに、本発明のディジタル信号処理方法
は、上述の目的を達成するために提案されたものであ
り、入力ディジタル信号を、有限時間幅と有限周波数幅
を持つ複数のブロック内のスペクトル成分に変換する変
換ステップと、上記複数のブロックのうちの一部のブロ
ックを選択するブロック選択ステップと、上記ブロック
選択ステップにて選択したブロック内のスペクトル成分
を正規化した後に非線形処理する非線形処理ステップ
と、上記非線形処理ステップにて非線形処理されたスペ
クトル成分を持つブロックのスペクトル成分を量子化す
る量子化ステップとを有し、上記非線形処理ステップで
は、上記正規化における正規化レベルより小さい第１の
比較レベルと当該第１の比較レベルより小さい第２の比
較レベルの間の大きさを持つスペクトル成分に対して
は、そのスペクトル成分を大きくするか又はそのスペク
トル成分の上記量子化ステップによる量子化値がゼロに
なるようにし、上記第２の比較レベルより小さい値のス
ペクトル成分に対しては、そのスペクトル成分の上記量
子化ステップによる量子化値がゼロとなるように処理す
ることを特徴とする。また、本発明のディジタル信号処
理装置は、入力ディジタル信号を、有限時間幅と有限周
波数幅を持つ複数のブロック内のスペクトル成分に変換
する変換手段と、上記複数のブロックのうちの一部のブ
ロックを選択するブロック選択手段と、上記ブロック選
択手段によって選択したブロック内のスペクトル成分を
非線形処理する非線形処理手段と、上記非線形処理手段
によって非線形処理されたスペクトル成分を持つブロッ
クのスペクトル成分を量子化する量子化手段とを有し、
上記非線形処理手段は、上記ブロック内の少なくとも最
大値を与えるスペクトル成分を除くスペクトル成分を大
きくすることにより、上述の目的を達成する。

【００１６】さらに、本発明のディジタル信号処理装置
は、入力ディジタル信号を、有限時間幅と有限周波数幅
を持つ複数のブロック内のスペクトル成分に変換する変
換手段と、上記複数のブロックのうちの一部のブロック
を選択するブロック選択手段と、上記ブロック選択手段
によって選択したブロック内のスペクトル成分を非線形
処理する非線形処理手段と、上記非線形処理手段によっ
て非線形処理されたスペクトル成分を持つブロックのス
ペクトル成分を量子化する量子化手段とを有し、上記非
線形処理手段は、上記ブロック内の少なくとも最大の信
号対雑音比を持つスペクトル成分を除くスペクトル成分
を、そのスペクトル成分の上記量子化手段による量子化
値がゼロになるようにすることにより、上述の目的を達
成する。さらにまた、本発明のディジタル信号処理装置
は、入力ディジタル信号を、有限時間幅と有限周波数幅
を持つ複数のブロック内のスペクトル成分に変換する変
換手段と、上記複数のブロックのうちの一部のブロック
を選択するブロック選択手段と、上記ブロック選択手段
によって選択したブロック内のスペクトル成分を正規化
した後に非線形処理する非線形処理手段と、上記非線形
処理手段によって非線形処理されたスペクトル成分を持
つブロックのスペクトル成分を量子化する量子化手段と
を有し、上記非線形処理手段は、上記正規化における正
規化レベルより小さい第１の比較レベルと当該第１の比
較レベルより小さい第２の比較レベルの間の大きさを持
つスペクトル成分に対しては、そのスペクトル成分を大
きくするか又はそのスペクトル成分の上記量子化手段に
よる量子化値がゼロになるようにし、上記第２の比較レ
ベルより小さい値のスペクトル成分に対しては、そのス
ペクトル成分の上記量子化手段による量子化値がゼロと
なるようにすることにより、上述の目的を達成する。

【００１７】

【作用】本発明のディジタル信号処理方法及び装置にお
いては、入力ディジタル信号が、有限時間幅と有限周波
数幅を持つ複数のブロック内のスペクトル成分に変換さ
れ、この複数のブロックのうちの少なくとも一部のブロ
ックが選択され、選択されたブロック内のスペクトル成
分が非線形処理され、この非線形処理されたスペクトル
成分を持つブロックのスペクトル成分が量子化されるこ
とにより、例えばトーナリティが高い成分を含むブロッ
クに関して非線形処理されたデータが得られる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。

【００１９】先ず、図１に、本発明のディジタル信号処
理方法を実現する一実施例として、ディジタルオーディ
オ信号をビット圧縮した圧縮データの記録媒体への記録
再生を行う圧縮データ記録再生装置の概略構成を示す。

【００２０】この図１の圧縮データ記録再生装置は、本
発明の記録媒体の一例である光磁気ディスク１に対して
圧縮データを記録再生するための光磁気ディスク記録再
生ユニットと、他の例の記録媒体としてのＩＣカード２
に対して圧縮データの書き込み／読み出しを行うための
ＩＣカード記録ユニットとの２つのユニットを、１つの
システムに組んで構成されている。

【００２１】この光磁気ディスク記録再生ユニット側の
再生系で再生された信号を上記ＩＣカード記録ユニット
で記録する際には、先ず、上記再生系の光磁気ディスク
１から光学ヘッド５３によってデータが読み取られる。
このデータはデコーダ７１に送られてＥＦＭ（８−１
４）復調やデインターリーブ処理や誤り訂正処理等が施
されて再生圧縮データとなされる。上記再生圧縮データ
は、上記ＩＣカード記録ユニットのメモリ８５に送ら
れ、一旦記憶される。上記メモリ８５から読み出された
再生圧縮データに、エントロピィ符号化等を行う追加圧
縮器８４による可変ビットレート符号化処理等の追加処
理が施され、その後、当該追加処理が施された再生圧縮
データがＩＣカードインタフェース回路８６を介してＩ
Ｃカード２に書き込まれる。このように、光磁気ディス
ク１から再生された圧縮データは、ＡＴＣデコーダ７３
による伸張処理を受ける前の圧縮状態のままで上記ＩＣ
カード２に対する記録系に送られて、当該ＩＣカード２
に書き込まれる。

【００２２】ところで、通常の再生時すなわちオーディ
オ聴取のための再生時には、記録媒体すなわち光磁気デ
ィスク１から間歇的或いはバースト的に所定データ量単
位（例えば３２セクタ＋数セクタ）で圧縮データを読み
出し、これを伸張して連続的なオーディオ信号に変換し
ているが、上述のようないわゆるダビングを行う時に
は、光磁気ディスク１上の圧縮データを連続的に読み取
って、上記ＩＣカード記録ユニットに送って記録してい
る。これによって、データ圧縮率に応じた高速の（短時
間の）ダビングが行える。

【００２３】以下、図１に示す圧縮データ記録再生装置
の具体的な構成について詳細に説明する。

【００２４】図１に示す圧縮データ記録再生装置の光磁
気ディスク記録再生ユニットにおいて、記録媒体として
は、スピンドルモータ５１により回転駆動される光磁気
ディスク１が用いられる。光磁気ディスク１に対するデ
ータの記録時には、例えば光学ヘッド５３によりレーザ
光を照射した状態で記録データに応じた変調磁界を磁気
ヘッド５４により印加することによって、いわゆる磁界
変調記録を行い、光磁気ディスク１の記録トラックに沿
ってデータを記録する。また、再生時には、光磁気ディ
スク１の記録トラックを光学ヘッド５３によりレーザ光
でトレースして磁気光学的にデータの再生を行う。

【００２５】光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオ
ード等のレーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、
偏光ビームスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学
部品及び所定パターンの受光部を有するフォトディテク
タ等から構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁
気ディスク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位
置に設けられている。光磁気ディスク１にデータを記録
するときには、記録系のヘッド駆動回路６６により磁気
ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調磁界を印
加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気ディスク１
の目的トラックにレーザ光を照射することによって、磁
界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの光学ヘッ
ド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の反射光を
検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォーカスエ
ラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法によりト
ラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク１からデ
ータを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フォーカス
エラーやトラッキングエラーを検出すると同時に、レー
ザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カー回転
角）の違いを検出して再生信号を生成する。

【００２６】光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給するととも
に、再生信号を２値化して再生系のデコーダ７１に供給
する。

【００２７】サーボ制御回路５６は、例えばフォーカス
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また上記トラ
ッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー信
号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラッ
キング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサーボ
制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例え
ば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモータ
５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。

【００２８】システムコントローラ５７にはキー入力操
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ５７は、光磁
気ディスク１の記録トラックに記録されているいわゆる
ヘッダータイムやサブコードのＱデータ等から再生され
るセクタ単位のアドレス情報に基づいて、光学ヘッド５
３及び磁気ヘッド５４がトレースしている上記記録トラ
ック上の記録位置や再生位置を管理する。さらにシステ
ムコントローラ５７は、キー入力操作部５８により切り
換え選択されたＡＴＣエンコーダ６３でのビット圧縮モ
ード情報や、ＲＦ回路５５から再生系を介して得られる
再生データ内のビット圧縮モード情報に基づいて、この
ビット圧縮モードを表示部５９に表示させると共に、該
ビット圧縮モードにおけるデータ圧縮率と上記記録トラ
ック上の再生位置情報とに基づいて表示部５９に再生時
間を表示させる制御を行う。この再生時間表示は、光磁
気ディスク１の記録トラックに記録されているヘッダー
タイムやサブコードＱデータ等から再生されるセクタ単
位のアドレス情報（絶対時間情報）に対し、上記ビット
圧縮モードにおけるデータ圧縮率の逆数（例えば１／４
圧縮のときには４）を乗算することにより、実際の時間
情報を求め、これを表示部５９に表示させるものであ
る。なお、記録時においても、例えば光磁気ディスク等
の記録トラックに予め絶対時間情報が記録されている
（プリフォーマットされている）場合に、このプリフォ
ーマットされた絶対時間情報を読み取ってデータ圧縮率
の逆数を乗算することにより、現在位置を実際の記録時
間で表示させることも可能である。

【００２９】次に、この圧縮データ記録再生装置の記録
再生系のうちの記録系において、入力端子６０からのア
ナログオーディオ入力信号ＡINがローパスフイルタ６１
を介してＡ／Ｄ変換器６２に供給され、このＡ／Ｄ変換
器６２は上記アナログオーディオ入力信号ＡINを量子化
（ＰＣＭ）する。Ａ／Ｄ変換器６２から得られたディジ
タルオーディオ信号は、ＡＴＣ（Adaptive Transform C
oding ）エンコーダ６３に供給される。また、入力端子
６７からのディジタルオーディオ入力信号ＤINがディジ
タル入力インタフェース回路６８を介してＡＴＣエンコ
ーダ６３に供給される。ＡＴＣエンコーダ６３は、上記
アナログオーディオ入力信号ＡINを上記Ａ／Ｄ変換器６
２により量子化した所定転送速度のディジタルオーディ
オ信号又はディジタル入力インタフェース回路６８を介
して供給されるディジタルオーディオ信号について、表
１に示すＡＴＣ方式における各種モードに対応するビッ
ト圧縮（データ圧縮）処理を行うもので、上記システム
コントローラ５７により動作モードが指定されるように
なっている。例えばＢモードでは、サンプリング周波数
が４４．１ｋＨｚでビットレートが６４ｋｂｐｓの圧縮
データ（ＡＴＣオーディオデータ）とされ、メモリ６４
に供給される。このＢモ−ドのステレオモードでのデー
タ転送速度は、上記標準のＣＤ−ＤＡのフォーマットの
データ転送速度（７５セクタ／秒）の１／８（９．３７
５セクタ／秒）に低減されている。

【００３０】

【表１】

【００３１】ここで、図１の実施例においては、Ａ／Ｄ
変換器６２のサンプリング周波数が例えば上記標準的な
ＣＤ−ＤＡフォーマットのサンプリング周波数である４
４．１ｋＨｚに固定されており、ＡＴＣエンコーダ６３
においてもサンプリング周波数は維持され、ビット圧縮
処理が施されるようなものを想定している。この時：低
ビットレートモードになるほど、信号通過帯域は狭くし
て行くので、それに応じてローパスフイルタ６１のカッ
トオフ周波数も切換制御する。すなわち、上記圧縮モー
ドに応じてＡ／Ｄ変換器６２のローパスフイルタ６１の
カットオフ周波数を同時に切換制御する。

【００３２】次に、メモリ６４は、データの書き込み及
び読み出しがシステムコントローラ５７により制御さ
れ、ＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮されたオ
ーディオデータ（以下、ＡＴＣオーディオデータと言
う）を一時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上
に記録するためのバッファメモリとして用いられてい
る。すなわち、例えば上記Ｂモ−ドのステレオのモード
において、ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣ
オーディオデータは、そのデータ転送速度が、標準的な
ＣＤ−ＤＡフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ
／秒）の１／８、すなわち９．３７５セクタ／秒に低減
されており、このＡＴＣオーディオデータがメモリ６４
に連続的に書き込まれる。このＡＴＣオーディオデータ
は、前述したように８セクタにつき１セクタの記録を行
えば足りるが、このような８セクタおきの記録は事実上
不可能に近いため、後述するようなセクタ連続の記録を
行うようにしている。

【００３３】この記録は、休止期間を介して、所定の複
数セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラ
スタを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマッ
トと同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト
的に行われる。すなわちメモリ６４においては、上記ビ
ット圧縮レートに応じた９．３７５（＝７５／８）セク
タ／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＢモ−ド
でステレオモードのＡＴＣオーディオデータが、記録デ
ータとして上記７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に読み出される。この読み出されて記録されるデータに
ついて、記録休止期間を含む全体的なデータ転送速度
は、上記９．３７５セクタ／秒の低い速度となっている
が、バースト的に行われる記録動作の時間内での瞬時的
なデータ転送速度は上記標準的な７５セクタ／秒となっ
ている。従って、ディスク回転速度が標準的なＣＤ−Ｄ
Ａフォーマットと同じ速度（一定線速度）のとき、該Ｃ
Ｄ−ＤＡフォーマットと同じ記録密度、記憶パターンの
記録が行われる。

【００３４】メモリ６４から上記７５セクタ／秒の（瞬
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。

【００３５】エンコーダ６５は、メモリ６４から上述し
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ処理などを施す。このエンコ
ーダ６５による符号化処理が施された記録データが磁気
ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッド駆動
回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、上記記
録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に印加す
るように磁気ヘッド５４を駆動する。 また、システ
ムコントローラ５７は、メモリ６４に対する上述の如き
メモリ制御を行うとともに、このメモリ制御によりメモ
リ６４からバースト的に読み出される上記記録データを
光磁気ディスク１の記録トラックに連続的に記録するよ
うに記録位置の制御を行う。この記録位置の制御は、シ
ステムコントローラ５７によりメモリ６４からバースト
的に読み出される上記記録データの記録位置を管理し
て、光磁気ディスク１の記録トラック上の記録位置を指
定する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することに
よって行われる。次に、この光磁気ディスク記録再生ユ
ニットの再生系について説明する。

【００３６】この再生系は、上述の記録系により光磁気
ディスク１の記録トラック上に連続的に記録された記録
データを再生するためのものであり、光学ヘッド５３に
よって光磁気ディスク１の記録トラックをレーザ光でト
レースすることにより得られる再生出力がＲＦ回路５５
により２値化されて供給されるデコーダ７１を備えてい
る。なお、この再生系では、光磁気ディスクのみではな
く、いわゆるコンパクディスク（ＣＤ：Compact Disc）
と同じ再生専用光ディスクの読み出しも行うことができ
る。

【００３７】デコーダ７１は、上述の記録系におけるエ
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の復号化処理（デインターリーブ処理や誤り訂正処理）
やＥＦＭの復調処理などの処理を行い上述のＢモ−ドの
ステレオモードにおけるＡＴＣオーディオデータを、該
Ｂモ−ドのステレオモードにおける正規の転送速度より
も早い７５セクタ／秒の転送速度で再生する。このデコ
ーダ７１により得られる再生データは、メモリ７２に供
給される。

【００３８】メモリ７２は、データの書き込み及び読み
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データがＢモ−ドのステレオモードの正規の９．３７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出される。

【００３９】システムコントローラ５７は、再生データ
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記９．３７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２にバースト的に書
き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録ト
ラックから連続的に再生するように再生位置の制御を行
う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５７
により光磁気ディスク１からバースト的に読み出される
上記再生データの再生位置を管理して、システムコント
ローラ５７から、光磁気ディスク１もしくは光ディスク
１の記録トラック上の再生位置を指定する制御信号をサ
ーボ制御回路５６に供給することによって行われる。

【００４０】メモリ７２から９．３７５セクタ／秒の転
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＢモ−ドのステレオモードにおけるＡＴＣオーディオ
データは、ＡＴＣデコーダ７３に供給される。このＡＴ
Ｃデコーダ７３は、上記記録系のＡＴＣエンコーダ６３
に対応するもので、システムコントローラ５７により動
作モードが指定されて、例えば上記Ｂモ−ドのステレオ
モードにおけるＡＴＣオーディオデータを８倍にデータ
伸張（ビット伸張）することで１６ビットのディジタル
オーディオデータを再生する。このＡＴＣデコーダ７３
からのディジタルオーディオデータは、Ｄ／Ａ変換器７
４に供給される。

【００４１】Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号ＡOUT を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーディオ出力信号ＡOUTは、ローパスフイルタ７５
を介して出力端子７６から出力される。

【００４２】次に、この圧縮データ記録再生装置の上記
ＩＣカード記録ユニットについて説明する。

【００４３】デコーダ７１からのＡＴＣオーディオデー
タは、追加圧縮器８４に送られて余剰ビットの除去及び
ゼロ語長処理等の処理がなされる。

【００４４】ここで、本実施例では、ブロックフローテ
ィングの為のブロック内の最大値より著しく小さいスペ
クトル成分をゼロとする。この処理は、メモリ８５に対
するデータの読み書きを伴いながら実行される。余剰ビ
ットの除去及びゼロ語長処理等を行う追加圧縮器８４か
らの可変ビットレート圧縮符号化されたデータは、ＩＣ
カードインタフェース回路８６を介してＩＣカード２に
書き込まれる。勿論、本発明においては、余剰ビットの
除去及びゼロ語長処理等の可変ビットレ−ト圧縮は行わ
ないが、直交変換サイズを大きくしたり、サブ情報を持
つ周波数軸上のブロックフローティングの為のブロック
及び／又は量子化雑音が発生するブロックの周波数幅を
広げることで、より低いビットレートの定ビットレート
での書き込みを行うようにしても良い。

【００４５】上記光磁気ディスク記録再生ユニットの再
生系のデコーダ７１からの圧縮データ（ＡＴＣオーディ
オデータ）が、伸張されずにそのまま上記ＩＣカード記
録ユニットのメモリ８５に送られるようになっている。
このデータ転送は、いわゆる高速ダビング時にシステム
コントローラ５７がメモリ８５等を制御することによっ
て行われる。このようにビットレートが低いＡＴＣオー
ディオデータを光磁気ディスク若しくは光ディスクから
ＩＣカード２に書き込むことは、記録容量当たりの価格
が高いＩＣカードを用いる場合に適している。なお、メ
モリ７２からの圧縮データをメモリ８５に送るようにし
てもよい。

【００４６】ここで、いわゆる高速ディジタルダビング
動作について説明する。

【００４７】高速ディジタルダビング時には、キー入力
操作部５８のダビング操作キー等を操作することによ
り、システムコントローラ５７が高速ダビング制御処理
動作を実行する。具体的には、上記デコーダ７１からの
圧縮データをそのままＩＣカード記録ユニットのメモリ
８５に送り、余剰ビットの除去及びゼロ語長処理等の処
理を行う追加圧縮器８４により可変ビットレート符号化
を施して、ＩＣカードインタフェース回路８６を介して
ＩＣカード２に書き込む。ここで、光磁気ディスク１に
例えば上記Ｂモ−ドのステレオモードにおけるＡＴＣオ
ーディオデータが記録されている場合には、デコーダ７
１からは８倍に圧縮されたディジタルオーディオデータ
が連続的に読み出されることになる。

【００４８】従って、上記高速ダビング時には、光磁気
ディスク１から実時間で８倍（上記Ｂモ−ドのステレオ
モードの場合）の時間に相当する圧縮データが連続して
得られることになり、これに余剰ビットの除去及びゼロ
語長処理等の処理が施されて、一定ビットレート化され
たデータがＩＣカード２に書き込まれるから、８倍の高
速ダビングを実現できる。なお、圧縮モードが異なれば
ダビング速度の倍率も異なってくる。また、圧縮の倍率
以上の高速でダビングを行わせるようにしてもよい。こ
の場合には、光磁気ディスク１を定常速度の何倍かの速
度で高速回転駆動する。

【００４９】ところで、上記光磁気ディスク１には、図
２に示すように、ビット圧縮符号化されたデータが記録
されると同時に、該データを追加圧縮伸張ブロック３で
可変ビットレート符号化により圧縮符号化した際のデー
タ量（すなわちＩＣカード２に書き込むために必要とさ
れるデータ記録容量）の情報が記録されている。こうす
ることによって、例えば光磁気ディスク１に記録されて
いる曲の内、ＩＣカード２に書き込み可能な曲数や曲の
組合せ等を、これらのデータ量情報を読み取ることによ
り即座に知ることができる。もちろん可変ビットレート
モードではなく、固定ビットレートのより低ビットレー
トモードへの変換を追加圧縮伸張ブロック３で行なうこ
ともできる。

【００５０】また逆に、ＩＣカード２内に、可変ビット
レート符号化によりビット圧縮符号化されたデータのみ
ならず、ビット圧縮符号化したデータのデータ量情報も
書き込んでおくことにより、ＩＣカード２から光磁気デ
ィスク１に曲等のデータを送って記録する際のデータ量
を迅速に知ることができる。もちろん、ＩＣカード２内
には、可変ビットレート符号化でビット圧縮符号化され
たデータのみならず、固定ビットレートの低ビットレー
トモードのデータを書き込むこともできる。

【００５１】ここで、図３は、上記図１に示す構成の圧
縮データ記録再生装置５の正面外観を示しており、光磁
気ディスク又は光ディスクの挿入部６とＩＣカード挿入
スロット７とが設けられている。もちろん、光磁気ディ
スク記録再生ユニットとＩＣカード記録ユニットとは別
々のセットになっていてその間をケーブルで接続するよ
うにしてもよい。

【００５２】次に、ＡＴＣエンコーダ６３における高能
率符号化について詳述する。すなわち、ディジタルオー
ディオ信号等の入力ディジタル信号を、帯域分割符号化
（ＳＢＣ）、適応変換符号化（ＡＴＣ）及び適応ビット
割当ての各技術を用いた高能率符号化の技術について、
図４以降の各図を参照しながら説明する。

【００５３】本発明のディジタル信号処理方法における
高能率符号化の処理を具体的に実現するＡＴＣエンコー
ダ６３（以下、高能率符号化装置という）は、入力ディ
ジタル信号を複数の周波数帯域に分割すると共に、最低
域の２つの帯域の帯域幅は同じで、より高い周波数帯域
では高い周波数帯域ほどバンド幅を広く選定し、各周波
数帯域毎に直交変換を行って、得られた周波数軸のスペ
クトルデータを、低域では、後述する人間の聴覚特性を
考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリテイカルバンド）毎
に、中高域ではブロックフローティング効率を考慮して
臨界帯域幅を細分化した帯域毎に、適応的にビット割当
して符号化している。通常、上述の直交変換のためのブ
ロックが量子化雑音の発生する単位である。さらに、本
実施例においては、直交変換の前に入力ディジタルオー
ディオ信号に応じて適応的にブロックサイズ（ブロック
長）を変化させると共に、該ブロック単位でフローティ
ング処理を行っている。

【００５４】具体的には、図４において、入力端子１０
には例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、
０〜２２ｋＨｚのディジタルオーディオ信号が供給され
ている。この入力ディジタルオーディオ信号は、例えば
いわゆるＱＭＦ(QuadratureMirror filter)等のフィル
タからなる帯域分割フイルタ１１により０〜１１ｋＨｚ
帯域と１１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１
ｋＨｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦ等のフィルタ
からなる帯域分割フィルタ１２により０〜５．５ｋＨｚ
帯域と５．５ｋ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割される。帯域
分割フィルタ１１からの１１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号
は直交変換回路の一例であるＭＤＣＴ回路１３に送ら
れ、帯域分割フィルタ１２からの５．５ｋ〜１１ｋＨｚ
帯域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送られ、帯域分割フィ
ルタ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ
回路１５に送られることにより、それぞれＭＤＣＴ処理
される。

【００５５】ここで上述した入力ディジタル信号を複数
の周波数帯域に分割する手法としては、例えば上記ＱＭ
Ｆ等のフィルタによる分割手法がある。この分割手法は
文献「ディジタル・コーディング・オブ・スピーチ・イ
ン・サブバンズ」("Digitalcoding of speech in subba
nds" R.E.Crochiere, Bell Syst.Tech. J., Vol.55,N
o.8 1976) に述べられている。

【００５６】また、文献「ポリフェィズ・クァドラチュ
ア・フィルターズ −新しい帯域分割符号化技術」("Po
lyphase Quadrature filters -A new subband coding t
echnique", Joseph H. Rothweiler ICASSP 83, BOSTON)
には、等帯域幅のフィルタ分割手法が述べられている。

【００５７】また、上述した直交変換としては、例えば
入力オーディオ信号を所定単位時間でブロック化し、前
記ブロック毎に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、離散コサ
イン変換（ＤＣＴ）、変更離散コサイン変換（ＭＤＣ
Ｔ）等を行うことで時間軸を周波数軸に変換するような
直交変換がある。上記ＭＤＣＴについては、文献「時間
領域エリアシング・キャンセルを基礎とするフィルタ・
バンク設計を用いたサブバンド／変換符号化」("Subban
d/Transform Coding Using Filter Bank DesignsBased
on Time Domain Aliasing Cancellation," J.P.Princen
A.B.Bradley, Univ. of Surrey Royal Melbourne Ins
t. of Tech. ICASSP 1987)に述べられている。

【００５８】次に、標準的な入力ディジタルオーディオ
信号に対する各モードにおけるＭＤＣＴ回路１３、１
４、１５でのブロックについての具体例を図５に示す。

【００５９】この図５の具体例において、上記図４の各
帯域分割フィルタ１１，１２からの３つのフィルタ出力
信号は、各々複数の直交変換ブロックサイズを有するＭ
ＤＣＴ回路１３、１４、１５によって、信号の時間特性
により、その時間分解能を切り換えられる。また、ＭＤ
ＣＴ回路１３、１４、１５は、ビットレートが小さいモ
ード程、最大処理ブロックの時間長を長くし、信号通過
帯域幅を狭くする。

【００６０】すなわち、この実施例では、Ａモードの場
合、信号が時間的に準定常的であるときには直交変換ブ
ロックサイズを１１．６ｍｓと大きくし、信号が非定常
的であるときには図５に示すように１１ｋＨｚ以下の帯
域で直交変換ブロックサイズを更に４分割とし、１１ｋ
Ｈｚ以上の帯域では直交変換ブロックサイズを８分割と
する。

【００６１】Ｂモードの場合は、Ａモードに比べて直交
変換ブロックの時間長が２倍長くなって２３．２ｍｓと
なり、信号通過帯域幅は１３ｋＨｚまでと狭くなる。ま
た、信号が時間的に準定常的である場合には直交変換ブ
ロックサイズを２３．２ｍｓと大きくし、信号が非定常
的である場合には２分割して１１．６ｍｓとする。さら
に、信号の非定常性がより強まったときは、図５に示す
ように１１ｋＨｚ以下の帯域では直交変換ブロックサイ
ズを更に４分割として合計８分割とし、１１ｋＨｚ以上
の帯域では直交変換ブロックサイズを更に８分割して合
計１６分割とする。

【００６２】Ｃモードの場合は、直交変換ブロックの時
間長を３４．８ｍｓまでとする。通過帯域は、５．５ｋ
Ｈｚに制限する。

【００６３】Ｄモードの場合は、直交変換ブロックの時
間長を４６．４ｍｓとする。

【００６４】ここで、各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５
において、直交変換ブロックの時間長を２倍長くするの
を、低域側の帯域に限ることにより、ＡモードからＢモ
ードへのビットレートの変換が容易となる。すなわち、
Ａモードの低域側の直交変換した信号を逆直交変換し、
得られる信号を直交変換ブロックサイズが倍で直交変換
する。これは、全帯域を成す複数の帯域の信号を逆直交
変換してから、再びそれぞれの帯域毎に直交変換するの
に比較して容易である。また、これは例えば光磁気ディ
スクからＩＣメモリカードへの高速転送をＡモードから
Ｂモードへの変換を行いながら実行するのに都合がよ
い。これは、低域よりも高域の音響信号の方が、時間的
変動が大きいこと、信号対雑音比が小さくてもよいこと
がその根拠となる。

【００６５】なお、このとき、信号通過帯域幅は、１３
ｋＨｚまでとする。この場合、１１ｋＨｚから２２ｋＨ
ｚ帯域の信号において直交変換前のフィルタ出力信号を
１／２若しくは１／４サブサンプリングすることで、信
号通過帯域以上の帯域の為の無駄な信号処理を避けるこ
とができる。

【００６６】以下Ｃモード、Ｄモードとなるにしたがっ
て直交変換ブロックの長さが長くなり、信号通過帯域幅
は狭くすることができる。もちろん、全てのモード間で
直交変換ブロックの長さ及び信号通過帯域幅が異なる必
要はなく、同じ値を取る場合もある。

【００６７】また、例え低ビットレートモードの方が直
交変換ブロックの長さが長くなっていたとしても、時間
遅れを短くしたい用途のためには、そのモードが持つ複
数の直交変換ブロックサイズの内、短い直交変換ブロッ
クサイズを選択的に使って直交変換することで目的を達
成することができる。

【００６８】再び図４において、Ａモードにおける各Ｍ
ＤＣＴ回路１３、１４、１５にてＭＤＣＴ処理されて得
られた周波数軸上のスペクトルデータ（スペクトル成
分）あるいはＭＤＣＴ係数データは、低域はいわゆる臨
界帯域（クリティカルバンド）毎にまとめられて、また
中高域はブロックフローティングの有効性を考慮して臨
界帯域幅を細分化して、後述する非線形処理回路４０，
４１，４２を介した後、適応ビット割当符号化回路１８
に送られている。なお、このクリティカルバンドとは、
人間の聴覚特性を考慮して分割された周波数帯域であ
り、ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域のノイズ
によって当該純音がマスクされるときのそのノイズの持
つ帯域のことである。このクリティカルバンドは、高域
ほど帯域幅が広くなっており、上記０〜２２ｋＨｚの全
周波数帯域は例えば２５のクリティカルバンドに分割さ
れている。

【００６９】Ｂモードにおいて、直交変換ブロックサイ
ズをＡモードの場合の２倍にしない信号が非定常的であ
る場合には、サブ情報を有するブロックの周波数幅を、
例えばＡモードの２倍の周波数幅にとることにより、前
記ブロックの数を半減し、サブ情報を減らしている。こ
のようにして、低域は、直交変換ブロックサイズを２倍
にすることで、それ以外の帯域は、サブ情報を有するブ
ロックの周波数幅を大きくすることで、全帯域でのサブ
情報を減らすことができる。

【００７０】次に、ビット配分算出回路４３は、上記ク
リティカルバンド及びブロックフローティングを考慮し
て分割されたスペクトルデータに基づき、クリティカル
バンド及びブロックフローティングを考慮した各分割帯
域毎のエネルギ或いはピーク値等を求め、さらに、マス
キング量を考慮したこの各分割帯域毎のエネルギ或いは
ピーク値等に基づいて、各帯域毎に割り当てビット数を
求め、この情報を適応ビット割当符号化回路１８に送
る。当該適応ビット割当符号化回路１８では、各帯域毎
に割り当てられたビット数に応じて各スペクトルデータ
（或いはＭＤＣＴ係数データ）を正規化及び量子化する
ようにしている。このようにして符号化されたデータ
は、出力端子１９を介して取り出される。

【００７１】次に、図６は上記ビット配分算出回路４３
の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。こ
の図６において、入力端子２１には、上記各非線形処理
回路４０，４１，４２からの周波数軸上のスペクトルデ
ータが供給されている。

【００７２】次にこの周波数軸上のスペクトルデータ
は、帯域毎のエネルギ算出回路２２に送られて、クリテ
ィカルバンド及びブロックフローティングを考慮した各
分割帯域のエネルギが、例えば当該バンド内での各スペ
クトル成分の振幅値の総和を計算すること等により求め
られる。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値
のピーク値、平均値等を用いるようにしてもよい。この
エネルギ算出回路２２からの出力として、例えば各バン
ドの総和値のスペクトルを図７の図中ＳＢとして示して
いる。ただし、この図７では、図示を簡略化するため、
上記マスキング量とクリティカルバンド及びブロックフ
ローティングを考慮した分割帯域数を１２バンド（Ｂ1
〜Ｂ12）で表現している。

【００７３】ここで、上記スペクトルＳＢのいわゆるマ
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリユーション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路２２の出力すなわち該スペク
トルＳＢの各値は、畳込みフィルタ回路２３に送られ
る。該畳込みフィルタ回路２３は、例えば、入力データ
を順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素子か
らの出力に乗算係数（重み付け関数）を乗算する複数の
乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗算器）
と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから構成さ
れるものである。この畳込み処理により、図７の図中点
線で示す部分の総和がとられる。なお、上記マスキング
とは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によって他
の信号がマスクされて聞こえなくなる現象をいうもので
あり、このマスキング効果には、時間軸上のオーディオ
信号による時間軸マスキング効果と、周波数軸上の信号
による同時刻マスキング効果とがある。これらのマスキ
ング効果により、マスキングされる部分にノイズがあっ
たとしても、このノイズは聞こえないことになる。この
ため、実際のオーディオ信号では、このマスキングされ
る範囲内のノイズは許容可能なノイズとされる。

【００７４】ここで、上記畳込みフィルタ回路２３の各
乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。

【００７５】次に、上記畳込みフィルタ回路２３の出力
は引算器２４に送られる。該引算器２４は、上記畳込ん
だ領域での後述する許容可能な雑音レベルに対応するレ
ベルαを求めるものである。なお、当該許容可能な雑音
レベル（以下、許容ノイズレベルという）に対応するレ
ベルαは、後述するように、逆コンボリューション処理
を行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎
の許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここ
で、上記引算器２４には、上記レベルαを求めるための
許容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給さ
れる。この許容関数を増減させることで上記レベルαの
制御を行っている。当該許容関数は、次に説明するよう
な（ｎ−ａｉ）関数発生回路２５から供給されているも
のである。

【００７６】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（１）式で求めるこ
とができる。

【００７７】α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） ・・・（１） この（１）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、（１）
式中(n-ai)が許容関数となる。本実施例ではｎ＝３８，
ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符
号化が行えた。

【００７８】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器２６に伝送される。当該割算
器２６では、上記畳込みされた領域での上記レベルαを
逆コンボリユーションするためのものである。したがっ
て、この逆コンボリユーション処理を行うことにより、
上記レベルαからマスキングスペクトルが得られるよう
になる。すなわち、このマスキングスペクトルが許容ノ
イズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリユーショ
ン処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例では簡
略化した割算器２６を用いて逆コンボリユーションを行
っている。

【００７９】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路２７を介して減算器２８に伝送される。ここで、当
該減算器２８には、上記帯域毎のエネルギ検出回路２２
からの出力、すなわち前述したスペクトルＳＢが、遅延
回路２９を介して供給されている。したがって、この減
算器２８で上記マスキングスペクトルとスペクトルＳＢ
との減算演算が行われることで、図８に示すように、上
記スペクトルＳＢは、該マスキングスペクトルＭＳのレ
ベルで示すレベル以下がマスキングされることになる。
以下、マスキングされたスペクトルＳＢを許容雑音レベ
ルという当該減算器２８からの出力は、許容雑音補正回
路３０を介し、出力端子３１から取り出され、例えば割
り当てビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ等（図示せ
ず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算回路２８か
ら許容雑音補正回路３０を介して得られた出力に応じ、
各バンド毎の割り当てビット数情報を出力する。この割
り当てビット数情報が上記適応ビット割当符号化回路１
８に送られることで、ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５か
らの周波数軸上の各スペクトルデータがそれぞれのバン
ド毎に割り当てられたビット数で量子化されるわけであ
る。

【００８０】すなわち要約すれば、適応ビット割当符号
化回路１８では、上記マスキング量を考慮した各分割帯
域のエネルギに応じて割り当てられたビット数で上記各
バンド毎のスペクトルデータを量子化することになる。
なお、遅延回路２９は上記合成回路２７以前の各回路で
の遅延量を考慮してエネルギ検出回路２２からのスペク
トルＳＢを遅延させるために設けられている。

【００８１】ところで、上述した合成回路２７での合成
の際に、最小可聴カーブ発生回路３２から供給される図
９に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最小可聴
カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスペクトル
ＭＳとを合成するようにしてもよい。この最小可聴カー
ブＲＣにおいて、雑音の絶対レベルがこの最小可聴カー
ブＲＣ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この
最小可聴カーブＲＣは、コーディングが同じであっても
例えば再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとな
が、現実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビッ
トダイナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違
いがないので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえや
すい周波数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他
の周波数帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量
子化雑音は聞こえないと考えられる。

【００８２】したがって、例えば４ｋＨｚ付近の雑音が
聞こえない使い方をするとし、この最小可聴カーブＲＣ
とマスキングスペクトルＭＳとを共に合成することで許
容雑音レベルを得るようにし、この場合の許容雑音レベ
ルは、図９の図中の斜線で示す部分までとすることがで
きる。なお、本実施例では、上記最小可聴カーブの４ｋ
Ｈｚのレベルを、例えば２０ビット相当の最低レベルに
合わせている。また、この図９は、信号スペクトルＳＳ
も同時に示している。

【００８３】また、上記許容雑音補正回路３０では、補
正情報出力回路３３から送られてくる例えば等ラウドネ
スカーブの情報に基づいて、上記減算器２８からの出力
における許容雑音レベルを補正している。ここで、等ラ
ウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する特性曲線
であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに聞こえる
各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだもので、ラ
ウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの等ラウド
ネス曲線は、図９に示した最小可聴カーブＲＣと略同じ
曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線において
は、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのところより音圧
が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大きさに聞こ
え、逆に、１０ｋＨｚ付近では１ｋＨｚでの音圧よりも
約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。このた
め、許容雑音補正回路３０において、許容雑音レベル
を、等ラウドネス曲線と同じ周波数特性を持つようにす
るのが良いことがわかる。このようなことから、上記等
ラウドネス曲線を考慮して上記許容雑音レベルを補正す
ることは、人間の聴覚特性に適合していることがわか
る。

【００８４】また、補正情報出力回路３３において、上
記適応ビット割当符号化回路１８での量子化の際の出力
情報量（データ量）と、最終符号化データのビットレー
ト目標値との間の誤差の情報に基づいて、上記許容雑音
レベルを補正する補正データを出力する。これは、全て
のビット割り当て単位ブロックに対して予め一時的な適
応ビット割り当てを行って得られた総ビット数が、最終
的な符号化出力データのビットレートによって定まる一
定のビット数（目標値）に対して誤差を持つことがあ
り、その誤差分を０とするように再度ビット割り当てを
するものである。すなわち、当該目標値よりも総割り当
てビット数が少ないときには、差のビット数を各単位ブ
ロックに割り振って付加するようにし、目標値よりも総
割り当てビット数が多いときには、差のビット数を各単
位ブロックに割り振って削るようにするわけである。

【００８５】具体的には、上記総割り当てビット数の上
記目標値からの誤差を検出し、この誤差データに応じて
補正情報出力回路３３が各割り当てビット数を補正する
ための補正データを出力する。ここで、上記誤差データ
がビット数の不足を示す場合は、上記単位ブロック当た
り多くのビット数が使われることで上記データ量が上記
目標値よりも多くなっている場合である。また、上記誤
差データが、ビット数の余りを示すデータとなる場合
は、上記単位ブロック当たり少ないビット数で済み、上
記データ量が上記目標値よりも少なくなっている場合で
ある。したがって、上記補正情報出力回路３３からは、
この誤差データに応じた上記減算器２８からの許容雑音
レベルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データに
基づいて補正させるための上記補正データが出力され
る。上述のような補正データが、上記許容雑音補正回路
３０に伝送されることで、上記減算器２８からの許容雑
音レベルが補正される。

【００８６】以上説明したような高能率符号化装置で
は、メイン情報として量子化されたスペクトルデータが
出力されると共に、サブ情報としてブロックフローティ
ングの状態を示すスケールファクタ、語長を示すワード
レングスが出力される。もちろん、ワードレングス情報
は必須ではなく、ＡＴＣデコーダ７３においてスケール
ファクタ情報から求めることもできる。

【００８７】ここで、前記ビット配分算出回路４３は、
図１０のような構成とすることもできる。この図１０を
用いて、以上述べたビット配分手法とは異なる次のよう
な有効なビット配分手法について述べる。

【００８８】上記図４における各非線形処理回路４０，
４１，４２の出力は、図１０の入力端子３０１を介し
て、帯域毎のエネルギを算出するエネルギ算出回路３０
３に送られる。この帯域毎のエネルギ算出回路３０３で
は、上記臨界帯域（クリティカルバンド）又は高域では
更にクリティカルバンドを分割した帯域毎のエネルギ
が、例えば当該バンド内での各振幅値の２乗平均の平方
根を計算すること等により求められる。なお、この各バ
ンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピーク値や平均
値等を用いるようにしてもよい。また、上記エネルギ算
出回路３０３からの出力としては、例えば図７に示した
クリティカルバンド又は高域では更にクリティカルバン
ドを分割した帯域毎のスペクトル成分の総和値であるバ
ークスペクトルＳＢとしてもよい。

【００８９】ここで、本実施例において、ＭＤＣＴ係数
を伝送又は記録するのに使えるビット数を例えば１００
Ｋｂｐｓとすると、本実施例ではその１００Ｋｂｐｓを
用いた固定ビット配分パターンを作成する。本実施例に
おいては、上記固定ビット配分のためのビット割り当て
パターンが複数個用意されており、信号の性質によりパ
ターンを選択することが出来るようになっている。本実
施例では、上記１００Ｋｂｐｓに対応する短い時間のビ
ット量を各周波数に分布させた種々のパターンを、固定
ビット配分回路３０５が持っている。当該固定ビット配
分回路３０５は、特に、中低域と高域とのビット配分率
を違えたパターンを複数個有している。そして、信号の
大きさが小さいほど、高域への割り当て量が少ないパタ
ーンを選択するようにする。このようにすることで、小
さい信号の時ほど高域の感度が低下するラウドネス効果
を生かせる。なお、このときの信号の大きさとしては、
全帯域の信号の大きさを使用することも出来るが、例え
ばＱＭＦ等のフィルタ出力若しくはＭＤＣＴ処理した出
力を利用することもできる。なお、ＭＤＣＴ係数を伝送
又は記録するのに使えるビット数（使用可能なビット数
の１００Ｋｂｐｓ）は、例えば使用可能総ビット数出力
回路３０２で設定される。この使用可能総ビット数は、
外部から入力することも可能である。

【００９０】また、エネルギ依存のビット配分は、上記
１００Ｋｂｐｓに対応する短い時間のエネルギのｄＢ値
に対してブロック毎に予め定められた係数をかけて重み
付けを行ない、このようにして得られた値に比例するよ
うに行なわれる。ここで、上記重み付け係数を低域に対
して大きな値になるように設定することにより、低域に
より多くのビットが割り当てられる事になる。なお、こ
のエネルギ依存のビット配分は、上記エネルギ算出回路
３０３の出力が供給されるエネルギ依存ビット配分回路
３０４が行っている。

【００９１】すなわち、このエネルギ依存ビット配分回
路３０４においては、上記固定ビット配分回路３０５と
同様に重み付け係数を複数パターン用意し、この複数パ
ターンを入力信号によって切り替えるようにしたり、或
いは、例えば二つの重み付け係数のパターンを入力信号
によって内挿した重み付けパターンを用いてエネルギ依
存のビット配分を計算する。このように、本実施例にお
いては、入力信号によって重み付けの係数を変化させる
ことにより、より聴感に適合したビット割り当てが可能
となり、音質向上を図ることができる。

【００９２】この図１０において、上述したような固定
ビット配分パターンへの配分と例えばバークスペクトル
（スペクトルＳＢ）に依存したビット配分との分割率
は、信号スペクトルの滑らかさを表す指標により決定さ
れる。すなわち、本実施例では、上記エネルギ算出回路
３０３の出力をスペクトル滑らかさ算出回路３０８に送
り、当該スペクトル滑らかさ算出回路３０８において、
信号スペクトルデータの隣接値間の差の絶対値の和を信
号スペクトルデータの和で割った値を指標として算出
し、この指標が上記ビット配分の分割率を求めるビット
分割率決定回路３０９に送られる。

【００９３】上記ビット分割率決定回路３０９からの分
割率データは、上記固定ビット配分回路３０５の出力が
供給される乗算器３１２と、上記エネルギ依存ビット配
分回路３０４の出力が供給される乗算器３１１とに送ら
れる。これら乗算器３１２，３１１の出力が和算出回路
３０６に送られる。すなわち、固定ビット配分と帯域毎
の臨界帯域（クリティカルバンド）又は高域では更にク
リティカルバンドを分割した帯域毎のスペクトルのエネ
ルギに依存したビット配分の値の和が、上記和算出回路
３０６で演算されて、この演算結果が出力端子（各帯域
のビット割り当て量出力端子）３０７から適応ビット割
当符号化回路１８に送られて量子化の際に使用される。

【００９４】このときのビット割当の様子を図１１，図
１３に示す。また、これに対応する量子化雑音の様子を
図１２，図１４に示す。なお、図１１，図１２は信号の
スペクトルが割合平坦である場合を示し、図１３，図１
４は信号スペクトルが高いトーナリティーを示す場合を
示している。また、図１１及び図１３の図中Ｑ_S はエネ
ルギ依存分のビット量を示し、図中Ｑ_F は固定ビット割
り当て分のビット量を示している。図１２及び図１４の
図中Ｌは信号レベルを示し、図中Ｎ_S はエネルギ依存分
による雑音低下分を、図中Ｎ_F は固定ビット割り当て分
による雑音レベルを示している。

【００９５】上記信号のスペクトルが割合平坦である場
合を示している図１１及び図１２において、通常、多量
の固定ビット割り当て分によるビット割り当ては、全帯
域にわたって大きい信号対雑音比を取るために役立つ。
しかし、この図１１，図１２のような場合、低域及び高
域では比較的少ないビット割り当てが使用されるように
なる。これは、聴覚的にこの帯域の重要度が小さいため
である。また、このとき、図１１の図中Ｑ_S に示すよう
に、若干のエネルギ依存のビット配分を行なう分（ビッ
ト）によって、信号の大きさが大きい帯域の雑音レベル
が選択的に低下させられる。したがって、信号のスペク
トルが割合平坦である場合には、この選択性も割合広い
帯域に渡って働くことになる。

【００９６】これに対して図１２，図１４に示すよう
に、信号スペクトルが高いトーナリティを示す場合に
は、図１２の図中Ｑ_S に示すように、多量のエネルギ依
存のビット配分を行なう分（ビット）による量子化雑音
の低下は極めて狭い帯域（図１４の図中Ｎ_S で示す帯
域）の雑音を低減するために使用される。これにより孤
立スペクトル成分を有する入力信号に対する量子化雑音
の特性の向上が達成される。また、同時に若干の固定ビ
ット割り当て分によるビット配分を行なう分（ビット）
により、広い帯域の雑音レベルが非選択的に低下させら
れる。

【００９７】ブロック選択回路２０は、十分に信号対雑
音比の取れないブロックを検出し、非線形処理回路４
０，４１，４２はそれぞれブロック選択回路２０で検出
されたブロックに対し、次のような非線形信号処理を行
って量子化雑音を低減させる。すなわち、ＭＤＣＴ変換
出力である周波数軸上のスペクトルデータは、上記マス
キング量とクリティカルバンド及びブロックフローティ
ングを考慮した各分割帯域毎に、最大スペクトルデータ
に比較して小さいスペクトルデータの大きさをより大き
くするかゼロとする変換処理が行われる。

【００９８】これについて図１５を用いて説明する。

【００９９】この図１５には、あるブロックフローティ
ングの為の周波数ブロックｎ及びｎ＋１のように、周波
数ブロックｎｉ（ｉは整数）それぞれに５本のスペクト
ルデータ（成分）が存在する場合が示されている。周波
数ブロックｎの場合には、各スペクトル成分の大きさが
似通ったものであるため、ブロックフローティン及び各
スペクトル成分に共通の語長で量子化を行ったときに各
スペクトル成分の信号対雑音比が略同一となり、周波数
ブロックｎ内のスペクトル成分に共通のブロックフロー
ティング情報と語長情報を用いても、効率的に各スペク
トル成分に対して高い信号対雑音比を与えることができ
る。

【０１００】これに比して、周波数ブロックｎ＋１の場
合には、各スペクトル成分の大きさが似通っておらず特
に数少ないスペクトル成分が他の多数のスペクトル成分
よりも飛び抜けて大きい場合には、十分な信号対雑音比
が得られるスペクトル成分は少数となる。残りの多数の
スペクトル成分は著しく低い信号対雑音比を有すること
になる。この場合、レベルの大きいスペクトル成分によ
るマスキング効果が期待できそうであるが、このような
孤立したスペクトル成分のマスキング効果は雑音成分に
よるマスキング効果に比して著しく小さいことが知られ
ている。この結果、信号対雑音比の小さいスペクトル成
分は全体的に音質の劣化要因となる。

【０１０１】本発明では、このような信号対雑音比の大
きく取れないスペクトル成分についてはマスキングの効
果を判定して、もしもマスキングが効き難い場合には、
信号対雑音比の大きく取れないスペクトル成分は量子化
雑音が発生しないようにゼロビット配分を行って、量子
化値がゼロとなるようにするか、若しくはビット配分を
行う場合には信号対雑音比を大きくするようにスペクト
ル成分を大きくなるように変形した後に適応ビット割当
符号化回路１８で正規化及び量子化処理を行うようにす
る。

【０１０２】非線形処理回路４０，４１，４２の動作を
図１６を用いて説明する。なお、周波数ブロックｎ＋１
は、ブロック選択回路２０によって非線形処理を行うブ
ロックとして選択されているものとする。

【０１０３】この図１６において、ブロックフローティ
ングの為の周波数ブロックｎ＋１のスペクトル成分Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅの５本について考える。この場合、スペ
クトル成分Ｂが最大値を与えるので、正規化のレベルは
このスペクトル成分Ｂで決定される。

【０１０４】次に、正規化レベルから概略１２ｄＢ低い
レベルとして第１の比較レベルを、１８ｄＢ低いレベル
として第２の比較レベルを設定する。そして、第１の比
較レベルと第２の比較レベルの間のレベルのスペクトル
成分については、信号対雑音比を大きくするためにスペ
クトル成分の大きさを大きくする。上記スペクトル成分
の大きさを大きくする方法としては、正規化レベルから
６ｄＢ小さいレベルとする。

【０１０５】図１６に示すように、このときスペクトル
成分Ａは第２の比較レベルよりも小さい値を持つために
更に小さくされてスペクトル成分Ａ’のように量子化出
力がゼロとなるようにされる。スペクトル成分Ｂは最大
値を持つため、なんらの変更をされない。スペクトル成
分Ｃは第１の比較レベルと第２の比較レベルの間にある
ため、大きくされてスペクトル成分Ｃ’のように変更す
る。以下、スペクトル成分Ｄ，Ｅは第２の比較レベルよ
りも小であるため、小さくされて量子化出力はゼロとな
る。なお、図１６には無いが、第１の比較レベルよりも
大きいスペクトル成分については、そのままの値でも充
分に信号対雑音比が得られるため、特に処理は行われな
い。

【０１０６】このとき別の方法としては、第１及び第２
の比較レベルが、周波数ブロック内最大スペクトル成分
の値により可変であるようにすることもできる。その方
法としては、周波数ブロック内の最大スペクトル成分の
値が大きいほど第１の比較レベルが低下するようにする
か、又は周波数ブロック内の最大スペクトル成分の値が
大きいほど第２の比較レベルが上昇するようにさせる。
更には 周波数ブロック内の最大スペクトル成分の値が
大きいほど、第１の比較レベルが低下し、第２の比較レ
ベルが上昇する様にすることもできる。このように、第
１及び／又は第２の比較レベルを、周波数ブロック内の
最大スペクトル成分の値に応じて可変とすることによ
り、より聴覚に適合した選択が可能となる。また、音質
の変化は大きくなるが、第１の比較レベルより小さい値
のスペクトル成分については、すべてその量子化値がゼ
ロとなるように、各スペクトル成分をより小さい値とす
るようにしてもよい。

【０１０７】ブロック選択回路２０において、以上のよ
うな非線形処理を周波数ブロック内で行うかどうかを決
める方法としては、ブロック選択回路２０を上述したビ
ット配分算出回路４３と同様の構成とし、ＭＤＣＴ回路
１３，１４，１５の出力を用いて、仮のビット配分を演
算し、この仮のビット配分により決まる各周波数ブロッ
クの語長に基づいて選択しても良い。具体的には、量子
化雑音レベルが正規化レベルから２４ｄＢ以下となる周
波数ブロックすなわち語長が４ビット以下となる周波数
ブロックのみを非線形処理の対象とする。

【０１０８】ブロック選択回路２０において、以上のよ
うな非線形処理を周波数ブロック内で行うかどうかを決
める別の方法としては、各周波数ブロックのトーナリテ
ィを用いる方法がある。例えば、スペクトル成分の大き
さが大きい方から少なくとも一つのスペクトル成分の実
効値と残りのスペクトル成分の実効値との比をトーナリ
ティとして求めることにより判定する方法を用いる。

【０１０９】ここで、本実施例では、この判定の際の実
効値の比として、スペクトル成分の大きさが最大となる
スペクトル成分すなわち最大の信号対雑音比を持つスペ
クトル成分の実効値と残りのスペクトル成分の実効値と
の比が１０ｄＢ以上ある場合であり、かつ、周波数ブロ
ック内の最大スペクトル成分の値があるレベル以上であ
るときに非線形処理を行う周波数ブロックとして選択す
るようにする。本実施例では、ピークレベルから−４０
ｄＢを、このレベルとする。これにより、聴覚的にみて
違和感が起こり難い低レベル信号での不必要な処理を避
けることができる。

【０１１０】また、このような非線形処理を行う周波数
帯域を特定の周波数帯域に限定することもできる。特に
非線形処理を行う帯域を高域に限定することで音質の変
化を最小限に止めることができる。このような非線形処
理が行われた後、実際のビット配分がビット配分算出回
路４３で実行される。非線形処理により増大したスペク
トル成分とゼロとされたスペクトル成分を考慮して最終
的なビット配分が決定される。

【０１１１】以上説明したように、本実施例では、ブロ
ック内の最大値を除く信号成分の内、値の大きい成分に
ついては、その値をより大きくするような非線形処理を
行うことにより、信号対雑音比を大きくしてマスキング
効果を大きくすることができる。

【０１１２】また、ブロック内の最大値を除く信号成分
の内、値の小さい成分については、その量子化値がゼロ
になるように、その値をより小さくするような非線形処
理を行うことにより、信号対雑音比の小さい信号から雑
音を発生しないようにすることができる。

【０１１３】また、仮のビット配分により決まる語長が
ある長さ以下のブロックのみを上述の非線形処理の処理
対象とすることにより、音質劣化を最小に抑えることが
できる。

【０１１４】さらに、上述の非線形処理を行うブロック
を、各ブロックのトーナリティに基づいて選択するよう
にしたことにより、必要なブロックのみを処理対象とす
ることができ、音質の変化を最小に抑えることができ
る。また、この時のトーナリティを、ブロック内信号成
分の内の少なくとも最大の信号対雑音比を持つ成分と、
その成分を除いたブロック内信号成分とから得られた
値、例えば、それぞれの成分の実効値の比から求めるこ
とにより、聴覚的にみて、マスキング効果の期待できな
いブロックのみを選択することができる。

【０１１５】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、ディジタルオーディオ信号の
みならず、ディジタル音声（スピーチ）信号やディジタ
ルビデオ信号等の信号処理装置にも適用可能である。ま
た、上述した最小可聴カーブの合成処理を行わない構成
としてもよい。この場合には、最小可聴カーブ発生回路
３２、合成回路２７が不要となり、上記引算器２４から
の出力は、割算器２６で逆コンボリューションされた
後、直ちに減算器２８に伝送されることになる。また、
ビット配分手法は多種多様であり、最も簡単には固定の
ビット配分若しくは信号の各帯域エネルギによる簡単な
ビット配分若しくは固定分と可変分を組み合わせたビッ
ト配分など使うことができる。また、光磁気ディスク１
を定常速度よりも速い回転速度で駆動することにより、
ビット圧縮率よりもさらに高速のダビングを行わせても
よい。この場合には、データ転送速度の許す範囲で高速
ダビングを行わせることができる。

【０１１６】次に、本発明のディジタル信号処理方法に
おける高能率符号化に対応する高能率復号化処理を具体
的に実現する高能率復号化装置を図１７に示す。

【０１１７】この図１７において、入力端子１５２，１
５４，１５６には前述した高能率符号化処理が施された
メイン情報である符号化データが供給され、これら符号
化データがそれぞれ対応する復号化回路１４６，１４
７，１４８に送られる。また、各復号化回路１４６，１
４７，１４８には、それぞれ対応する端子１５３，１５
５，１５７を介してサブ情報である情報圧縮パラメータ
も供給される。これら各復号化回路１４６，１４７，１
４８では、上記情報圧縮パラメータを用いて上記符号化
データの復号化を行って、周波数軸上のスペクトルデー
タを復元する。

【０１１８】上記各復号化回路１４６，１４７，１４８
からの出力データは、それぞれ対応するＩＭＤＣＴ回路
１４３，１４４，１４５に送られる。これらＩＭＤＣＴ
回路１４３，１４４，１４５では前述したＭＤＣＴ処理
に対応する逆変換であるＩＭＤＣＴ処理が行われる。す
なわち、上記復号化回路１４６，１４７，１４８からの
スペクトルデータの内の０〜５．５ｋＨｚ帯域のスペク
トルデータに対しては、ＩＭＤＣＴ回路１４５におい
て、また５．５〜１１ｋＨｚ帯域のスペクトルデータは
ＩＭＤＣＴ回路１４４において、さらに１１〜２２ｋＨ
ｚ帯域のスペクトルデータはＩＭＤＣＴ回路１４３にお
いて、それぞれＩＭＤＣＴ処理が施される。

【０１１９】さらに、上記ＩＭＤＣＴ回路１４３の出力
は、前記帯域分割フィルタ１１と逆の処理を行う帯域合
成フィルタ（ＩＱＭＦ）回路１４１に送られる。また、
ＩＭＤＣＴ回路１４４、１４５の出力は、前記帯域分割
フィルタ１２と逆の処理を行う帯域合成フィルタ（ＩＱ
ＭＦ）回路１４２に送られる。この帯域合成フィルタ回
路１４２の出力も、上記帯域合成フィルタ回路１４１に
送られる。したがって、当該帯域合成フィルタ回路１４
１からは、前記各帯域に分割された信号が合成されたデ
ィジタルオーディオ信号が得られることになる。このデ
ィジタルオーディオ信号が出力端子１４０から出力され
る。

【０１２０】

【発明の効果】すなわち、以上の説明からも明らかなよ
うに、本発明のディジタル信号処理方法及び装置におい
ては、例えビット配分量の不足のために信号対雑音比が
十分でない場合にも、ブロックフローティングの為のブ
ロック内の最大値を持つスペクトル成分からの大きさの
差によって、その差が小さい場合にはスペクトル成分の
大きさを大きくなるように変更するか、その差が大きい
場合には量子化値をゼロとすることによって、量子化雑
音の音質に与える影響を低減する事が可能である。した
がって、本発明においては、例えばトランペット音の信
号のように、高能率符号化においてフローティングブロ
ック内のトーナリティが大きい音の信号に対する量子化
雑音を低減して音質劣化を低減することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のディジタル信号処理方法を実現する一
実施例としての圧縮データのディスク記録再生装置の構
成例を示すブロック回路図である。

【図２】光磁気ディスクとＩＣカードの記録内容を示す
図である。

【図３】本実施例装置の外観の一例を示す概略的な正面
図である。

【図４】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化装置の一具体例を示すブロック回路
図である。

【図５】ビット圧縮の各モードでの処理ブロックのデー
タ構造をあらわす図である。

【図６】ビット配分演算を行う一具体例のブロック回路
図である。

【図７】各臨界帯域及びブロックフローティングを考慮
して分割された帯域のスペクトルを示す図である。

【図８】マスキングスペクトルを示す図である。

【図９】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合成
した図である。

【図１０】第２のビット配分法を実現する構成のブロッ
ク回路図である。

【図１１】第２のビット配分法において、信号スペクト
ルが平坦なときのノイズスペクトルを示す図である。

【図１２】第２のビット配分法において、信号スペクト
ルが平坦なときのビット割当を示す図である。

【図１３】第２のビット配分法において、信号スペクト
ルトのトーナリティが高いときのノイズスペクトルを示
す図である。

【図１４】第２のビット配分法において、信号スペクト
ルのトーナリティが高いときのビット割当を説明するた
めの図である。

【図１５】信号のトーナリティの違いにより生ずる信号
対雑音比の違いを説明するための図である。

【図１６】信号対雑音比の低いブロックに対して適応す
る非線形変換を説明するための図である。

【図１７】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可
能な高能率圧縮符号化装置の一具体例を示すブロック回
路図である。

【符号の説明】

１ 光磁気ディスク ２ ＩＣカード ３ 追加圧縮伸張ブロック ５ 録音再生装置 ６ 光磁気ディスクスロット ７ ＩＣカードスロット １１、１２ 帯域分割フイルタ １３、１４、１５ 直交変換（ＭＤＣＴ）回路 １８ 適応ビット割当符号化回路 ２０ ブロック選択回路 ２２ 帯域毎のエネルギ検出回路 ２３ 畳込みフイルタ回路 ２７ 合成回路 ２８ 減算器 ３０ 許容雑音補正回路 ３２ 最小可聴カーブ発生回路 ３３ 補正情報出力回路 ４０，４１，４２ 非線形処理回路 ４３ ビット配分算出回路 ５３ 光学ヘッド ５４ 磁気ヘッド ５６ サーボ制御回路 ５７ システムコントローラ ６２、８３ Ａ／Ｄ変換器 ６３ ＡＴＣエンコーダ ６４、７２、８５ メモリ ６５ エンコーダ ６６ 磁気ヘッド駆動回路 ７１ デコーダ ７３ ＡＴＣデコーダ ７４ Ｄ／Ａ変換器 ８４ 剰余ビット除去及び語長ゼロ処理回路 ８５ ＲＡＭ １２１ ローパスフィルタ １２２、１２３ 帯域分割フィルタ １２４ 高域信号処理回路 １２５ ダウンサンプリング回路 １２６、１２７、１２８ ＭＤＣＴ回路 １２９ ビット配分回路 １４１ １４２ 帯域合成フィルタ １４３ １４４ １４５ 逆直交変換回路 １４６ １４７ １４８ 復号化回路 ３０１ 帯域毎のエネルギ算出回路 ３０２ スペクトルの滑らかさ算出回路 ３０４ ビット分割率決定回路 ３０５ 使用可能な総ビット数 ３０６ エネルギ依存のビット配分回路 ３０７ 固定のビット配分回路 ３０８ ビットの和演算回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−304030（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−90972（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−24515（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−106228（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−164408（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−244738（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−30432（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 7/30 G10L 19/00 G11B 20/10 301

Claims (22)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力ディジタル信号を、有限時間幅と有
   限周波数幅を持つ複数のブロック内のスペクトル成分に
   変換する変換ステップと、 上記複数のブロックのうちの一部のブロックを選択する
   ブロック選択ステップと、 上記ブロック選択ステップにて選択したブロック内のス
   ペクトル成分を非線形処理する非線形処理ステップと、 上記非線形処理ステップにて非線形処理されたスペクト
   ル成分を持つブロックのスペクトル成分を量子化する量
   子化ステップとを有し、 上記 非線形処理ステップでは、上記ブロック内の少なく
   とも最大値を与えるスペクトル成分を除くスペクトル成
   分を大きくすることを特徴とするディジタル信号処理方
   法。
2. 【請求項２】 入力ディジタル信号を、有限時間幅と有
   限周波数幅を持つ複数のブロック内のスペクトル成分に
   変換する変換ステップと、 上記複数のブロックのうちの一部のブロックを選択する
   ブロック選択ステップと、 上記ブロック選択ステップにて選択したブロック内のス
   ペクトル成分を非線形処理する非線形処理ステップと、 上記非線形処理ステップにて非線形処理されたスペクト
   ル成分を持つブロックのスペクトル成分を量子化する量
   子化ステップとを有し、 上記 非線形処理ステップでは、上記ブロック内の少なく
   とも最大の信号対雑音比を持つスペクトル成分を除くス
   ペクトル成分を、そのスペクトル成分の上記量子化ステ
   ップによる量子化値がゼロになるように処理することを
   特徴とするディジタル信号処理方法。
3. 【請求項３】 入力ディジタル信号を、有限時間幅と有
   限周波数幅を持つ複数のブロック内のスペクトル成分に
   変換する変換ステップと、 上記複数のブロックのうちの一部のブロックを選択する
   ブロック選択ステップと、 上記ブロック選択ステップにて選択したブロック内のス
   ペクトル成分を正規化 した後に非線形処理する非線形処
   理ステップと、 上記非線形処理ステップにて非線形処理されたスペクト
   ル成分を持つブロックのスペクトル成分を量子化する量
   子化ステップとを有し、 上記 非線形処理ステップでは、上記正規化における正規
   化レベルより小さい第１の比較レベルと当該第１の比較
   レベルより小さい第２の比較レベルの間の大きさを持つ
   スペクトル成分に対しては、そのスペクトル成分を大き
   くするか又はそのスペクトル成分の上記量子化ステップ
   による量子化値がゼロになるようにし、上記第２の比較
   レベルより小さい値のスペクトル成分に対しては、その
   スペクトル成分の上記量子化ステップによる量子化値が
   ゼロとなるように処理することを特徴とするディジタル
   信号処理方法。
4. 【請求項４】 上記第１の比較レベル及び第２の比較レ
   ベルは、上記ブロック内の最大のスペクトル成分の値に
   応じて可変とすることを特徴とする請求項３記載のディ
   ジタル信号処理方法。
5. 【請求項５】 上記ブロック内の最大のスペクトル成分
   の値が大きいほど、上記第１の比較レベルが低下し、及
   び／又は、上記第２の比較レベルが上昇することを特徴
   とする請求項４記載のディジタル信号処理方法。
6. 【請求項６】 上記ブロック選択ステップでは、上記非
   線形処理前の上記スペクトル成分に基づいて求められた
   ビット配分によって決定される語長が、予め設定された
   語長よりも短いブロックを、上記非線形処理を行うブロ
   ックとして選択することを特徴とする請求項３記載のデ
   ィジタル信号処理方法。
7. 【請求項７】 上記ブロック選択ステップでは、ブロッ
   ク内の最大のスペクトル成分の値に基づいて、上記非線
   形処理を行うブロックを選択することを特徴とする請求
   項３記載のディジタル信号処理方法。
8. 【請求項８】 上記ブロック選択ステップでは、ブロッ
   クの最大のスペクトル成分の値が所定値以上のとき、当
   該ブロックを上記非線形処理を行うブロックとして選択
   することを特徴とする請求項７記載のディジタル信号処
   理方法。
9. 【請求項９】 上記ブロック選択ステップでは、ブロッ
   クのトーナリティに基づいて、上記非線形処理を行うブ
   ロックを選択することを特徴とする請求項３記載のディ
   ジタル信号処理方法。
10. 【請求項１０】 上記トーナリティは、ブロック内のス
    ペクトル成分の内の少なくとも最大の信号対雑音比を持
    つ成分でなる第１の成分と、当該第１の成分を除くブロ
    ック内のスペクトル成分でなる第２の成分とに基づいて
    求めることを特徴とする請求項９記載のディジタル信号
    処理方法。
11. 【請求項１１】 上記トーナリティは、上記第１の成分
    から得られた第１の値と、上記第２の成分から得られた
    第２の値との比であることを特徴とする請求項１０記載
    のディジタル信号処理方法。
12. 【請求項１２】 入力ディジタル信号を、有限時間幅と
    有限周波数幅を持つ複数のブロック内のスペクトル成分
    に変換する変換手段と、 上記複数のブロックのうちの一部のブロックを選択する
    ブロック選択手段と、 上記ブロック選択手段によって選択したブロック内のス
    ペクトル成分を非線形処理する非線形処理手段と、 上記非線形処理手段によって非線形処理されたスペクト
    ル成分を持つブロックのスペクトル成分を量子化する量
    子化手段とを有し、 上記 非線形処理手段は、上記ブロック内の少なくとも最
    大値を与えるスペクトル成分を除くスペクトル成分を大
    きくすることを特徴とするディジタル信号処理装置。
13. 【請求項１３】 入力ディジタル信号を、有限時間幅と
    有限周波数幅を持つ複数のブロック内のスペクトル成分
    に変換する変換手段と、 上記複数のブロックのうちの一部のブロックを選択する
    ブロック選択手段と、 上記ブロック選択手段によって選択したブロック内のス
    ペクトル成分を非線形処理する非線形処理手段と、 上記非線形処理手段によって非線形処理されたスペクト
    ル成分を持つブロックのスペクトル成分を量子化する量
    子化手段とを有し、 上記 非線形処理手段は、上記ブロック内の少なくとも最
    大の信号対雑音比を持つスペクトル成分を除くスペクト
    ル成分を、そのスペクトル成分の上記量子化手段による
    量子化値がゼロになるようにすることを特徴とするディ
    ジタル信号処理装置。
14. 【請求項１４】 入力ディジタル信号を、有限時間幅と
    有限周波数幅を持つ複数のブロック内のスペクトル成分
    に変換する変換手段と、 上記複数のブロックのうちの一部のブロックを選択する
    ブロック選択手段と、 上記ブロック選択手段によって選択したブロック内のス
    ペクトル成分を正規化した後に非線形処理する非線形処
    理手段と、 上記非線形処理手段によって非線形処理されたスペクト
    ル成分を持つブロックのスペクトル成分を量子化する量
    子化手段とを有し、 上記 非線形処理手段は、上記正規化における正規化レベ
    ルより小さい第１の比較レベルと当該第１の比較レベル
    より小さい第２の比較レベルの間の大きさを持つスペク
    トル成分に対しては、そのスペクトル成分を大きくする
    か又はそのスペクトル成分の上記量子化手段による量子
    化値がゼロになるようにし、上記第２の比較レベルより
    小さい値のスペクトル成分に対しては、そのスペクトル
    成分の上記量子化手段による量子化値がゼロとなるよう
    にすることを特徴とするディジタル信号処理装置。
15. 【請求項１５】 上記第１の比較レベル及び第２の比較
    レベルは、上記ブロック内の最大のスペクトル成分の値
    に応じて可変とすることを特徴とする請求項１４記載の
    ディジタル信号処理装置。
16. 【請求項１６】 上記ブロック内の最大のスペクトル成
    分の値が大きいほど、上記第１の比較レベルが低下し、
    及び／又は、上記第２の比較レベルが上昇することを特
    徴とする請求項１５記載のディジタル信号処理装置。
17. 【請求項１７】 上記ブロック選択手段は、上記非線形
    処理前の上記スペクトル成分に基づいて求められたビッ
    ト配分によって決定される語長が、予め設定された語長
    よりも短いブロックを、上記非線形処理を行うブロック
    として選択することを特徴とする請求項１４記載のディ
    ジタル信号処理装置。
18. 【請求項１８】 上記ブロック選択手段は、ブロック内
    の最大のスペクトル成分の値に基づいて、上記非線形処
    理を行うブロックを選択することを特徴とする請求項１
    ４記載のディジタル信号処理装置。
19. 【請求項１９】 上記ブロック選択手段は、ブロックの
    最大のスペクトル成分の値が所定値以上のとき、当該ブ
    ロックを上記非線形処理を行うブロックとして選択する
    ことを特徴とする請求項１８記載のディジタル信号処理
    装置。
20. 【請求項２０】 上記ブロック選択手段は、ブロックの
    トーナリティに基づいて、上記非線形処理を行うブロッ
    クを選択することを特徴とする請求項１４記載のディジ
    タル信号処理装置。
21. 【請求項２１】 上記トーナリティは、ブロック内のス
    ペクトル成分の内の少なくとも最大の信号対雑音比を持
    つ成分でなる第１の成分と、当該第１の成分を除くブロ
    ック内のスペクトル成分でなる第２の成分とに基づいて
    求めることを特徴とする請求項２０記載のディジタル信
    号処理装置。
22. 【請求項２２】 上記トーナリティは、上記第１の成分
    から得られた第１の値と、上記第２の成分から得られた
    第２の値との比であることを特徴とする請求項２１記載
    のディジタル信号処理装置。