KR100391762B1 - 압축데이터기록장치및압축데이터기록방법과압축데이터재생방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 압축처리과정에 귀환구조를 이용함으로써, 전달함수의 변화나, 청각모델 등의 부적합에 의한 오차의 발생을 억제하고, 양호한 특성을 가진 압축데이타 기록 및/또는 재생 혹은 전송 및/또는 수신장치의 제공을 목적으로 하는 것이다.

본 발명에 따른 압축데이타 기록 및/또는 재생 혹은 전송 및/또는 수신장치는 압축처리의 과정에 신장처리를 행하기 위한 복호화회로(31∼33)를 가지고, 적응비트할당 부호화회로(22∼24)에서 압축하고, 복호화회로(31∼33)에서 신장한 데이타와 입력된 데이타에서 입출력오차산출회로(41)에서 압축과정에 발생하는 오차를 산출하고, 입력데이타는 그대로 산술한 오차를 기초하여 비트배분을 다시 산출하고 양자화(부호화회로(22∼24)에서의 부호화)를 행하는 것이나, 입출력오차 산출회로 (41)에서 압축처리로 발생하는 오차를 제거하도록 데이타를 작성하고, 입력신호에 가산하고 양자화를 행하도록 구성되어 용의하는 청각모델이나 각 정수가 입력 신호에 부적당하여도, 혹은 입력신호가 예상외의 신호라도, 입력신호에 적응한 압축신호를 얻을 수 있도록 구성되어 있다.

Description

압축데이터 기록장치 및 압축데이터 기록방법과 압축데이터 재생방법

본 발명은 디지탈 오디오 신호등을 비트압축한(bit-compressed) 압축데이터의 압축데이터 기록장치 및 압축데이터 기록방법과 압축데이터 재생방법에 관한 것으로, 특히 입력신호에 적응하여 그 처리회로계에 귀환(feedback) 구조를 가지고, 양호한 압축, 신장(expansion)을 행할 수 있도록 하는 압축데이터의 압축데이터 기록장치 및 압축데이터 기록방법과 압축데이터 재생방법에 관한 것이다.

본건 출원인은 먼저 입력된 디지탈 오디오 신호를 비트압축하고 소정의 데이터량을 기록단위로 하여 버스트(burst) 방식으로 기록할 수 있도록 하는 기술을 예를 들면 일본 특원평 2-221364호, 특원평 2-221365호, 특원평 2-222821호, 특원평2-222823호의 각 명세서 및 도면 등에 있어서 제안하고 있다.

이 기술은 기록매체로서 광자기디스크를 이용하고, 소위 CD-I(CD Interactive) 나 CD-ROM XA의 오디오 데이터 포맷으로 규정되어 있는 AD(적응차분: Adaptive Differential) PCM 오디오데이터를 기록재생하는 것이고, 이 ADPCM 데이터의 예를 들면 32섹터분과 인터리브처리를 하기 위한 링킹용의 수 개의 섹터를 기록단위로 하여 광자기디스크에 버스트 방식으로 기록하고 있다.

이 광자기디스크를 이용한 기록재생장치에 있어서의 ADPCM 오디오에는 몇 개의 모드가 선택가능하게 되어 있어, 예를 들면 통상의 CD의 재생시간에 비교하여 2배의 압축률로 샘플링주파수가 37.8kHz의 레벨A, 4배의 압축률로 샘플링주파수가 37.8kHz의 레벨B, 8배의 압축률로 샘플링주파수가 18.9kHz의 레벨C가 규정되어 있다. 즉, 예를 들면 상기 레벨B의 경우에는 디지탈 오디오 데이터가 거의 1/4로 압축되고, 이 레벨B의 모드로 기록된 디스크의 재생시간(플레이타임)은 표준적인 CD포맷(CD-DA포맷)의 경우의 4배가 된다. 이것은 보다 소형의 디스크로 표준 12cm와 동일한 정도의 기록재생시간이 얻어지는 것으로 장치의 소형화가 도모된다.

단, 디스크의 회전속도는 표준적인 CD와 동일한 것이기 때문에, 예를 들면 상기 레벨B의 경우, 소정시간당 그 4배의 재생시간 만큼의 압축데이터가 얻어지는 것으로 된다. 이로 인해, 예를 들면 섹터나 클러스터 등의 시간단위로 동일 압축데이터를 중복하여 4회 독출하도록 하고, 그 중의 1회분의 압축데이터만을 오디오재생에 회전시키도록 하고 있다. 구체적으로는 스파이럴(spiral)상의 기록트랙을 주사(트랙킹;tracking)하는 때에 1회전마다 원래의 트랙위치에 돌아오도록 트랙점프를 행하고, 동일 트랙을 4회씩 반복하여 트래킹하는 것 같은 형태의 재생동작을 진행하게 된다. 이것은 예를 들면 4회의 중복 독출 내, 적어도 1회만 정상의 압축데이터가 얻어지면 좋게 되고, 외란 등에 의한 에러에 강하고, 특히 휴대용 소형기기에 적용하기에 바람직한 것이다.

또한 본 출원인은 일본 특개평 3-52332호 공보 및 특원평 3-263926호 공보 등에 있어서, 입력신호가 큰 진폭변화에 적응하여 압축과정의 처리블럭을 가변(可變)으로 함으로써 처리계의 시간적 분해능(temporal resolution) 및 응답성을 개선하는 기술을 개시하고 있다.

이 기술은 처리계의 시간분해능과 주파수분해능이라고 하는 서로 상반하는 특성을 입력신호의 성질에 따라서 변화시킴으로써 입력신호로의 적응성을 높이고 청감상의 양질의 음질을 얻는 것이다. 수많이 알려진 고능률 압축법중 직교변환을 이용하는 소위 트랜스폼 코딩(transform coding)에 있어서는 진폭변화가 심한 신호가 입력된 경우에 생기는 프리에코(pre-echo)에 대하여 특히 유효한 수법이다. 여기에서 상술하고 있는 프리에코라는 것은 직교변환블럭 중에 큰 진폭변화가 생긴 상태에서 압축, 신장을 행한 경우, 그 직교변환블럭내에 시간적으로 균일한 양자화 노이즈가 발생하고, 원래의 신호의 진폭이 작은 부분에 있어서 먼저의 양자화노이즈가 청감상 문제가 되는 현상을 나타내고 있다.

여기에서, 상술한 것 같은 기술을 이용하여 신호의 기록재생장치를 구성하는 경우, 압축과정에서의 정보량의 소멸을 실시하지 않는 경우의 각 처리계의 전달함수는 1 즉, 오차 혹은 왜곡이 없도록 장치를 구성할 수 있지만, 이와 같은 장치에있어서도 정보량의 소멸을 실시한 경우, 그 전달함수는 1로는 되지 않고, 몇 개의 오차, 혹은 왜곡이 발생한다. 따라서, 이와 같은 장치에 있어서는 정보량의 소멸에 의한 입출력의 오차 이외에 먼저의 전달함수의 변화에 의한 오차가 가산되고, 압축된 신호의 오차가 된다.

먼저, 정보량의 소멸에는 인간의 청각적 성질, 예를 들면 최소가청 특성 (minimum audibility character)이나 등(等) 라우드니스(loudness) 커브 및 마스킹 등을 이용하여 행하면 효과적이지만, 이들 특성은 정적으로 측정된 것으로 예를 들면 음악신호와 같이 능동적인 신호에 대한 특성은 정확히는 알려져 있지 않다. 따라서, 정보량의 소멸에 필요한 최적한 청각모델 또는 특성 등을 결정하는 것이 곤란한 작업으로 되어 있다.

여기에서, 본 발명은 이와 같은 실정을 감안하여 되어진 것으로, 압축처리과정에 귀환구조를 이용함으로써, 전달함수의 변화나, 청각모델 등의 부적합에 의한 오차의 발생을 억제하고, 양호한 특성을 가진 압축데이터 기록장치 및 압축데이터 기록방법과 압축데이터 재생방법의 제공을 목적으로 하는 것이다.

본 발명에 따른 압축데이터 기록장치에 의하면, 디지틸신호를 정보압축하는 압축 데이터 기록장치에 있어서, 압축처리의 과정에서 신장처리를 행하는 수단을 가지며, 압축 및 신장 후의 데이터와 입력데이터와의 차이에 기초하여 소정의 수정데이터를 이용하여 상기 입력데이터를 재차 압축하는 처리를 복수회 반복하며,상기 수정데이터는 압축, 신장과정에서 발생하는 오차를 제거하기 위하여 입력데이터에 부가하는 데이터인 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 압축데이터 기록방법에 의하면, 디지털신호를 정보압축하는 압축데이터 기록방법에 있어서, 압축처리의 과정에 신장처리를 행하는 단계를 가지며, 압축 및 신장 후의 데이터와 입력데이터와의 차이에 기초하여 작성한 소정의 수정데이터를 이용하여 상기 입력데이터를 재차 압축하는 처리를 복수회 반복하며,상기 수정데이터는 압축, 신장과정에서 발생하는 오차를 제거하기 위하여 입력데이터에 부가하는 데이터인 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 압축데이터 재생방법에 의하면, 디지털신호를 정보 압축한 압축데이터를 재생하는 압축데이터 재생방법에 있어서, 압축데이터는 압축처리의 과정에서 신장처리를 행하고, 압축 및 신장한 데이터와 입력데이터의 차이에 기초하여 작성한 소정의 수정데이터를 이용하여 상기 입력데이터를 재차 압축하는 처리를 복수회 반복함으로써 생성되며,상기 수정데이터는 압축, 신장과정에서 발생하는 오차를 제거하기 위하여 입력데이터에 부가하는 데이터인 것을 특징으로 한다.

또한, 필요에 따라서 상기 처리를 복수회 실행하면 보다 효과적이다. 또한 상술의 2개의 수법을 입력신호 및/또는 응용예에 따라서, 선택 및/또는 병용하면 보다 양호한 결과가 얻어진다.

본 발명에 의하면, 압축데이터 기록재생장치 혹은 전달계에 있어서, 압축처리과정에 귀환구조를 이용함으로써 처리계의 왜곡을 최소로 고정하고, 양호한 압축결과를 얻는 것이 가능하게 되고, 보다 고능률로 양호한 음질의 장치의 실현이 가능하게 된다.

(실시예)

이하, 본 발명의 실시예에 대하여 도면을 참조하면서 설명한다.

먼저, 제 1도는 본 발명에 대한 압축데이터 기록재생장치의 일실시예의 개략구성을 나타내는 블럭회로도이다.

제 1도에 나타내는 압축데이터 기록재생장치에 있어서, 먼저 기록매체로서는 스핀들모터(51)에 의해 회전구동되는 광자기디스크(1)가 이용된다. 광자기디스크 (1)에 대한 데이터의 기록시에는 예를 들면 광학헤드(53)에 의해 레이저광을 조사한 상태로 기록데이터에 따른 변조자계를 자기헤드(54)에 의해 인가함으로써 소위 자계변조기록을 행하고, 광자기디스크(1)의 기록트랙에 따라서 데이터를 기록한다. 또한 재생시에는 광자기디스크(1)의 기록트랙을 광학헤드(53)에 의해 레이저광으로 트레이스(trace)하여 자기광학적으로 재생을 행한다.

광학헤드(53)는 예를 들면, 레이저 다이오드 등의 레이저광원, 콜리메이터 (collimator)렌즈, 대물렌즈, 편광빔 스플리터(splitter), 원통형(cylindrical)렌즈등의 광학부품 및 소정패턴의 수광부를 가지는 광감지기(photo detector)등으로 구성되어 있다. 이 광학헤드(53)는 광자기디스크(1)를 통하여 상기 자기헤드(54)와 대향하는 위치에 설치되어 있다. 광자기디스크(1)에 데이터를 기록하는 때에는 후술하는 기록계의 자기헤드구동회로(66)에 의해 자기헤드(54)를 구동하여 기록데이터에 따른 변조자계를 인가하는 동시에, 광학헤드(53)에 의해 광자기디스크(1)의 목적트랙에 레이저광을 조사함으로써 자계변조방식에 의해 열자기기록을 행한다. 또한 이 광학헤드(53)는 목적트랙에 조사한 레이저광의 반사광을 검출하고, 예를 들면 소위 비점수차법에 의해 포커스에러를 검출하고, 예를 들면 소위 푸시풀(push-pull)법에 의해 트래킹에러를 검출한다. 광자기디스크(1)에서 데이터를 재생하는 때, 광학헤드(53)는 상기 포커스에러나 트래킹에러를 검출하는 동시에, 레이저광의 목적 트랙에서의 반사광의 편광각(카회전각)이 다름을 검출하여 재생신호를 생성한다.

광학헤드(53)의 출력은 RF회로(55)에 공급된다. 이 RF회로(55)는 광학헤드 (53)의 출력에서 상기 포커스에러신호나 트래킹에러신호를 추출하여 서보제어회로 (56)에 공급하는 동시에, 재생신호를 2치화하여 후술하는 재생계의 디코더(71)에 공급한다.

서보제어회로(56)는 예를 들면 포커스서보제어회로나 트래킹서보제어회로, 스핀들 모터 서보제어회로, 스레드(thread) 서보제어회로 등으로 구성된다. 상기 포커스 서보제어회로는 상기 포커스에러신호가 제로가 되도록 광학헤드(53)의 광학계의 포커스제어를 행한다. 또한 상기 트래킹 서보제어회로는 상기 트래킹에러신호가 제로가 되도록 광학 헤드(53)의 광학계의 트래킹제어를 행한다. 또한 상기 트래킹서보제어회로는 광자기디스크(1)를 소정의 회전속도(예를 들면 일정선속도)로 회전구동하도록 스핀들모터(51)를 제어한다. 또한 상기 스레드 서보제어회로는 시스템컨트롤러(57)에 의해 지정되는 광자기디스크(1)의 목적 트랙위치에 광학헤드(53) 및 자기 헤드(54)를 이동시킨다. 이와 같은 각종 제어동작을 행하는 서보제어회로 (56)는 상기 서보제어회로(56)에 의해 제어되는 각부의 동작상태를 나타내는 정보를 시스템 컨트롤러(57)에 보낸다.

시스템 컨트롤러(57)에는 키입력조작부(58)나 표시부(디스플레이)(59)가 접속되어 있다. 이 시스템 컨트롤러(57)는 키입력조작부(58)에 의한 조작입력정보에 의해 지정되는 동작모드에서 기록계 및 재생계의 제어를 행한다. 또한 시스템 컨트롤러(7)는 광자기디스크(1)의 기록트랙에서 혜더타임이나 서브코드의 Q데이터 등에 의해 재생되는 섹터단위의 어드레스정보에 기초하여, 광학헤드(53) 및 자기헤드 (54)가 트레이스하고 있는 상기 기록트랙상의 기록위치나 재생위치를 관리한다. 또한 시스템 컨트롤러(57)는 데이터압축률과 상기 기록트랙상의 재생위치정보에 기초하여 표시부(디스플레이)(59)에 재생시간을 표시시키는 제어를 행한다.

이 재생시간표시는 광자기디스크(1)의 기록트랙에서 소위 헤더타임이나 소위 서브코드 Q데이터 등에 의해 재생되는 섹터단위의 어드레스정보(절대시간정보)에 대하여 데이터압축률의 역수(예를 들면, 1/4압축때에는 4)를 승산함으로써 실제의 시간 정보를 구하고, 이것을 표시부(디스플레이)(59)에 표시시키는 것이다. 또한 기록시에 있어서도 예를 들면 광자기디스크 등의 기록트랙에 이미 절대시간정보가 기록되어 있는(프리포맷되어 있는)경우에 이 프리포맷된 절대시간정보를 독취하여 데이터 압축률의 역수를 승산함으로써 현재위치를 실제의 기록시간으로 표시시키는 것도 가능하다.

다음에 이 디스크 기록재생장치의 기록재생기의 기록계에 있어서, 입력단자 (60)로부터의 아날로그 오디오 입력신호(AIN)가 로패스필터(low-pass filter)(61)를 통하여 A/D변환기(62)에 공급되고, 이 A/D변환기(62)는 상기 아날로그 오디오 입력신호(AIN)를 양자화한다. A/D변환기(62)에서 얻어진 디지탈 오디오 신호는 ATC(Adaptive Transform Coding)PCM인코더(63)에 공급된다. 또한, 입력단자(67)로부터의 디지탈 오디오 입력신호(DIN)가 디지탈입력 인터페이스회로(68)를 통하여 ATC인코더(63)에 공급된다. ATC인코더(63)는 상기 입력신호(AIN)를 상기 A/D 변환기(62)에 의해 양자화한 소정전송속도의 디지탈 오디오 PCM 데이터에 대하여, 비트압축(데이터압축)처리를 행한다. 여기에서는 그 압축률을 4배로 하여 설명하지만, 본 실시예는 이 배율에는 의존하지 않은 구성으로 되어 있고, 응용예에 의해 임의로 선택이 가능하다.

다음에 메모리(64)는 데이터의 기입 및 독출이 시스템 컨트롤러(57)에 의해 제어되고, ATC인코더(63)에서 공급되는 ATC데이터를 일시적으로 기억하고 있고, 필요에 따라서 디스크상에 기록하기 위한 백업메모리로서 이용되고 있다. 즉, 예를 들면, ATC인코더(63)에서 공급되는 압축오디오데이터는 그 데이터의 전송속도가 표준적인 CD-DA포맷의 데이터 전송속도(75섹터/초)의 1/4, 즉 18.75 섹터/초로 저감되어 있고, 이 압축데이터가 메모리(6)에 연속적으로 기입된다. 이 압축데이터(ATC데이터)는 상술한 바와 같이 4섹터에 대하여 1섹터의 기록을 행하면 족하지만, 이와 같은 4섹터마다의 (4섹터 간격의) 기록은 사실상 불가능에 가깝기 때문에, 후술하는 바와 같은 섹터연속의 기록을 행하도록 하고 있다. 이 기록은 휴지(休止) 기간을 통하여 소정의 복수섹터(예를 들면 32섹터+수섹터)로 이루어진 클러스터를 기록단위로 하여 표준적인 CD-DA포맷과 동일 데이터 전송속도(75섹터/초)로 버스트 방식으로 행해진다. 즉 메모리(6)에 있어서는 상기 비트압축레이트에 따른 18.75 (=75/4 섹터/초의 낮은 전송속도로 연속적으로 기입된 ATC오디오데이터가 기록데이터로서 상기 75섹터/초의 전송속도로 버스트 방식으로 독출된다. 이 독출되어 기록되는 데이터에 대하여, 기록휴지기간을 포함하는 전체적인 데이터 전송속도는 상기 18.75 섹터/초의 낮은 속도로 되어 있지만, 버스트 방식으로 행해지는 기록동작의 시간내에서의 순시적인 데이터 전송속도는 상기 표준적인 75섹터/초가 되어 있다. 따라서, 디스크회전속도가 표준적인 CD-DA포맷과 동일속도(일정선속도)의 때, 상기 CD-DA포맷과 동일기록밀도, 기억패턴의 기록이 행해지게 된다.

메모리(64)에서 상기 75섹터/초의 (순시적인) 전송속도로 버스트 방식으로 독출된 ATC오디오 데이터 즉 기록데이터는 인코더(65)에 공급된다. 여기에서, 메모리(64)에서 인코더(65)에 공급되는 데이터열에 있어서 1회의 기록에서 연속기록되는 단위는 복수 섹터(예를 들면 32 섹터)로 이루어지는 클러스터 및 클러스터의 전후위치에 배치된 클러스터 접속용(링킹용)의 수섹터로 구성되어 있다. 이 클러스터 접속용 섹터는 인코더(65)에서의 인터리브길이보다 길게 설정하고 있고 인터리브되어도 다른 클러스터의 데이터에 영향을 주지 않도록 하고 있다.

인코더(65)는 메모리(64)에서 상술한 바와 같이 버스트 방식으로 공급되는 기록데이터에 대하여, 에러정정을 위한 부호화처리(패러티부가 및 인터리브처리)나 EFM부호화처리 등을 실시한다. 이 인코더(65)에 의한 부호화처리가 실시된 기록데이터가 자기 헤드구동회로(66)에 공급된다. 이 자기헤드 구동회로(66)는 자기헤드 (54)가 접속되어 있고, 상기 기록데이터에 따른 변조자계를 광자기디스크(1)에 인가하도록 자기헤드(54)를 구동한다.

또 시스템컨트롤러(57)는 메모리(64)에 대한 상술한 바와 같은 메모리제어를 행하는 동시에, 이 메모리제어에 의해 메모리(64)에서 버스트 방식으로 독출되는상기 기록데이터를 광자기디스크(2)의 기록트랙에 연속적으로 기록하도록 기록위치의 제어를 행한다. 이 기록위치의 제어는 시스템 컨트롤러(57)에 의해 메모리(64)에서 버스트 방식으로 독출되는 상기 기록데이터의 기록위치를 관리하고, 광자기디스크(1)의 기록트랙상의 기록위치를 지정하는 제어신호를 서브제어회로(56)에 공급함으로써 행해진다.

다음에, 이 광자기디스크 기록재생유닛의 재생계에 대하여 설명한다. 이 재생계는 상술의 기록계에 의해 광자기 디스크(1)의 기록트랙상에 연속적으로 기록된 기록데이터를 재생하기 위한 것이고, 광학헤드(53)에 의해 광자기디스크(1)의 기록트랙을 레이저광으로 트레이스함으로써 얻어지는 재생출력이 RF회로(55)에 의해 2치화되어 공급되는 디코더(71)를 갖추고 있다. 이때, 상기 광자기디스크뿐만 아니라, 예를 들면 소위 컴팩트디스크(compact disc)와 동일 재생전용광디스크의 독출도 행할 수 있다.

디코더(71)는 상술의 기록계에 있어서는 인코더(65)에 대응하는 것으로, RF회로(55)에 의해 2치화된 재생출력에 대하여 에러정정을 위한 상술한 바와 같은 복호화처리나 EFM복호화처리 등의 처리를 행하여 오디오 데이터를 정규의 전송속도보다도 빠른 75섹터/초의 전송속도로 재생한다. 이 디코더(71)에 의해 얻어지는 재생 데이터는 메모리(72)에 공급된다.

메모리(72)는 데이터의 기입 및 독출이 시스템컨트롤러(57)에 의해 제어되고, 디코더(71)에서 75섹터/초의 전송속도로 공급되는 재생데이터가 그 75섹터/초의 전송속도로 버스트 방식으로 기입된다. 또 이 메모리(72)는 상기 75섹터/초의전송속도로 버스트 방식으로 기입된 상기 재생데이터가 정규의 75섹터/초의 전송속도 18.75섹터/초로 연속적으로 독출된다.

시스템 컨트롤러(57)는 재생데이터를 메모리(72)에 75섹터/초의 전송속도로 기입하는 동시에, 메모리(72)에서 상기 재생데이터를 상기 18.75섹터/초의 전송속도로 연속적으로 독출하도록 메모리 제어를 행한다. 또 시스템 컨트롤러(57)는 메모리(72)에 대한 상술과 같은 메모리제어를 행하는 동시에 이 메모리제어에 의해 메모리(72)에서 버스트 방식으로 기입되는 상기 재생데이터를 광자기디스크(1)의 기록트랙에서 연속적으로 재생하도록 재생위치의 제어를 행한다. 이 재생위치의 제어는 시스템 컨트롤러(57)에 의해 메모리(72)에서 버스트 방식으로 독출되는 상기 재생데이터의 재생위치를 관리하고, 광자기디스크(1) 혹은 광디스크(1)의 기록트랙상의 재생위치를 지정하는 제어신호를 서보제어회로(56)에 공급함으로써 행해진다.

메모리(72)에서 18.75섹터/초의 전송속도로 연속적으로 독출된 재생데이터로서 얻어지는 ATC오디오 데이터는 ATC디코더(73)에 공급된다. 이 ATC디코더(73)는 ATC데이터를 4배로 데이터 신장(비트신장)하는 것으로 16비트의 디지탈오디오데이터를 재생한다. 이 ATC디코더(73)로부터의 디지탈 오디오 데이터는 D/A변환기(74)에 공급된다.

D/A변환기(74)는 ATC디코더(73)에서 공급되는 디지탈 오디오 데이터를 아날로그 신호로 변환하고, 아날로그 오디오 출력신호(AOUT)를 형성한다. 이 D/A변환기 (74)에 의해 얻어지는 아날로그 오디오 신호(AOUT)는 로패스필터(75)를 통하여 출력단자(76)에서 출력된다.

다음에 고능률압축부호화에 대하여 상세히 서술한다. 즉, 오디오 PCM 신호등의 입력디지탈 신호를 대역분할 부호화(SBC: Sub-Band Coding), 적응변환부호화 (ATC) 및 적응비트할당(Adaptive Bit Allocation)의 각 기술을 이용하여 고능률부호화하는 기술에 대하여 제 2도 이하를 참조하면서 설명한다.

제 2도에 나타내는 구체적인 고능률부호화장치에서는 입력디지탈 신호를 복수의 주파수대역으로 분할하는 동시에, 최저역의 인접한 2대역의 대역폭은 동일하고, 보다 높은 주파수대역일수록 밴드폭을 넓게 선정하고, 각 주파수 대역마다 직교변환을 행하여, 얻어진 주파수축의 스펙트럼 데이터를 저역에서는 후술하는 인간의 청각특성을 고려한 소위 임계대역폭(크리티컬 밴드;critical band)마다, 중고역에서는 블럭플로팅효율을 고려하여 임계대역폭을 세분화한 대역마다에 적응적으로 비트할당하여 부호화하고 있다. 통상 이 블럭이 양자화잡음 발생블럭이 된다. 또한 본 발명 실시예에 있어서는 직교변환의 전에 입력신호에 따라서 적응적으로 블럭사이즈(블럭길이)를 변화시키는 동시에 상기 블럭단위로 플로팅처리를 행하고 있다.

즉, 제 2도에 있어서 입력단자(10)에 예를 들면 샘플링 주파수가 44.1kHz의 때, 0∼22kHz의 오디오 PCM신호가 공급되고 있다. 이 입력신호는 예를 들면 소위 QMF필터 등의 대역분할필터(frequency dividing filter)(11)에 의해 0∼11kHz대역과 11kHz∼22kHz대역과로 분할되고, 0∼11kHz대역의 신호는 동일하게 소위 QMF필터 등의 대역분할필터(12)에 의해 0∼5.5kHz대역과 5.5kHz∼11kHz대역으로 분할된다.

대역분할필터(11)에서의 11kHz∼22kHz대역의 신호는 메모리(34)에 축적된 후, 가산기(42)에 입출력오차 산출회로(41)에서 출력된 보정신호로 가산되고, 직교변환회로의 일예인 MDCT회로(13)에 보내지고, 대역분할필터(12)로부터의 5.5kHzkHz∼11kHz대역의 신호는 메모리(35)에 축적된 후, 가산기(42)에 입출력오차 산출회로 (41)에서 출력된 보정신호와 가산되어, MDCT회로(13)로 보내지고 대역분할필터(12)로부터의 0∼5.5kHz대역의 신호는 메모리(36)에 축적된후 가산기(44)에서 입출력오차 산출회로(41)에서 출력된 보정신호와 가산되고 MDCT회로(15)에 보내짐으로써 각각 직교변환된다. 또한 각 대역마다의 가산기(42,43,44)의 출력은 각각 각대역마다의 블럭결정회로(19, 20, 21)로 접속되어있다. 또한 각 대역마다 메모리(34, 35, 36)의 출력은 입출력오차 산출회로(41)에도 접속되어있다.

여기에서 상술한 입력디지털신호를 복수의 주파수 대역으로 분할하는 수법으로서는 예를 들면 QMF필터가 있고, 1976 R.E.Crochierse Digital Coding of Speech In Subbands Bell Syst.Tech.J.Vol.55,No.8 1976에 기술되어 있다. 또한 ICASSP 83,Boston Polyphase Quadrature Filters-A New Subband Coding Technique Joseph H.Rothweiler에는 같은 밴드폭의 필터분할 수법이 서술되어 있다.

또한 상술한 직교변환으로서는, 예를 들면 입력오디오신호를 소정단위시간(프레임)으로 블럭화하고, 상기 블럭마다에 고속프리에변환(FET), 코사인변환(DCT), 모디파이드DCT변환(MDCT)등을 행함으로써 시간축을 주파수축으로 변환하도록 하는 직교변환이 있다. 상기 MDCT에 대하여는 ICASSP 1987 Subband/Transform Coding Using Filter Bank DesignBased On Time Domain Aliasing Cancellation J.P.Princen A.B.Bradley Univ. of Surrey Royal Melbourne Inst. of Tech.에 서술되어 있다.

여기에서 각 MDCT회로(13, 14, 15)에 공급하는 각 대역마다의 블럭에 대하여 표준적인 입력신호에 대한 구체예를 제 3도에 나타낸다. 이 제 3도의 구체예에 있어서는 3개의 필터출력신호는 각 대역마다 독립으로 복수의 직교변환 블럭사이즈를 가지고, 신호의 시간특성, 주파수분포 등에 의해 시간분해능을 전환할 수 있게 되어 있다. 신호가 시간적으로 준정상적인(pseudo-stationary) 경우에는 직교변환 블럭 사이즈를 11.6ms, 즉, 제 3도에 있어서 A의 롱모드(Long Mode)로 크게 하고, 신호가 비정상적인 경우에는 직교변환 블럭사이즈를 2분할, 4분할로 한다. 제 3도에 있어서 B의 쇼트모드(Short Mode)와 같이 전체를 4분할, 2.9ms로 하는 경우나 제 3도에 있어서 C의 미들 모드A(Middle Mode A), 제 3도에 있어서 D의 미들 모드 B( Middle Mode B)와 같이 일부를 2분할 5.8ms, 일부를 4분할 2.9ms의 시간분해능으로 함으로써, 실제의 복잡한 입력신호에 적응하도록 되어있다. 이 직교변환 블럭사이즈의 분할은 처리장치의 규모가 허용된다면 좀더 복잡한 분할을 행하면 보다 효과적인 것은 명백하다. 이 블럭사이즈의 결정은 제 2도에 있어서 블럭사이즈의 결정회로(19, 20, 21)에서 결정되고, 각 MDCT회로(13, 14, 15) 및 복호화회로(31, 32, 33)에 전해지는 동시에, 해당 블럭의 블럭사이즈정보로서 출력단자(28, 29, 30)에서 출력된다.

다음에 블럭사이즈 결정회로의 상세를 제 4도에 나타낸다. 제 2도에 있어서 블록사이즈 결정회로(19)를 예로 설명한다. 제 2도에 있어 대역분할필터(11)의 출력중 11KHz∼22KHz의 출력은 제 4도에 있어서의 입력단자(301)를 통하여 파워산출회로(304)에 보내진다. 또한 제 2도에 있어서 대역분할필터(12)의 출력 중 5.5KHz∼11KHz의 출력은 제 4도에 있어서 입력단자(302)를 통하여 파워산출회로(305)에 0∼5.5KHz의 출력은 제 4도에 있어서 입력단자(303)를 통하여 파워산출회로(306)로도 각각 보내진다.

또한 제 2도에 있어서 블럭사이즈 결정회로(20, 21)는 제 4도에 있어서 입력단자(301, 302, 303)로 입력되는 신호가 블럭사이즈 결정회로(19)의 경우와 다를뿐으로, 동작은 동일하다. 각 블럭사이즈 결정회로(19, 20, 21)에 있어서의 각각의 입력단자(301, 302, 303)는 매트릭스 구성으로 되어있다. 즉, 블럭사이즈 결정회로 (20)의 입력단자(301)에는 제 2도에 있어서의 대역분할필터(12)의 5.5KHz∼11KHz의 출력이 접속되어 있고, 동입력단자(302)에는 0∼5.5KHz의 출력이 접속되어 있다. 블록사이즈 결정회로(21)에 대하여도 동일하다.

제 4도에 있어서, 각 파워산출회로(304, 305, 306)는 입력된 시간파형을 일정시간 적분함으로써 각 주파수대역의 파워를 구하고 있다. 이때, 적분하는 시간폭은 상술의 직교변환 블록사이즈 중 최소시간 블록이하일 필요가 있다. 또, 상술의 산출법이외 예를 들면 직교변환 블럭사이즈의 최소폭내의 최소시간폭의 최대진폭의 절대치 혹은 진폭의 평균치를 대표파워로서 이용하는 것도 있다.

파워산출회로(304)의 출력은 변화분 추출회로(308) 및 파워비교회로(309)에 파워산출회로(305, 306)의 출력은 파워비교회로(309)에 각각 보내진다. 변화분 추출회로(308)에서는 파워산출회로(304)에서 보내진 파워의 미분계수(differential coefficient)를 구하여 파워의 변화정보로서 블럭사이즈 1차결정회로(310) 및 메모리(307)에 보낸다.

메모리(307)에서는 변화분 추출회로(308)에서 보내진 파워의 변화정보를 상술의 직교변환 블럭사이즈의 최대시간 이상 축적한다. 이것은 시간적으로 인접하는 직교변환블럭이 직교변환의 때의 윈도우처리에 의해 서로 영향을 주기 때문에 시간적으로 인접하는 한 개 이전의 블럭의 파워변화정보를 블럭사이즈 1차결정회로 (310)에서 필요로 하기 때문이다. 블럭사이즈 1차결정회로(310)에서는 변화분 추출회로(308)에서 보내진 상기 블럭의 파워변화정보와 메모리(307)에서 보내진 시간적으로 인접하는 상기 블럭의 한 개 이전의 블럭의 파워변화정보를 기초로 해당하는 주파수대역내의 파워의 시간적변위로부터 해당하는 주파수대역의 직교변환 블럭사이즈를 결정한다. 이때 일정이상의 변위가 인정된 경우, 보다 시간적으로 짧은 직교 변환 블럭사이즈를 선택해야 하지만, 그 변위점은 고정이라도 효과는 얻어진다. 또한 주파수에 비례한 값, 즉 주파수가 높은 경우는 큰 변위에 의해 시간적으로 짧은 블럭사이즈가 되고, 주파수가 낮은 경우는 높은 경우의 그것에 비해 작은 변위로 시간적으로 짧은 블럭사이즈로 결정되면 보다 효과적이다. 이 값은 순조롭게 변화하는 것이 바람직하지만 복수단계의 계단형의 변화에서도 관계없다. 이상과 같이 결정된 블럭사이즈는 블럭사이즈 수정회로(311)로 전송된다.

한편, 파워비교회로(309)에 있어서, 각 파워산출회로(304, 305, 306)에서 보내진 주파수대역의 파워정보를 동시각 및 시간축상에서 마스킹효과가 발생하는 시간폭에서 비교를 행하고, 파워산출회로(304)의 출력주파수대역에 미치는 다른 주파수대역의 영향을 구하고, 블럭사이즈 수정회로(311)로 전송한다.

블럭사이즈 수정회로(311)에서는 파워비교회로(309)에 보내진 마스킹정보 및딜레이군(지연장치)(312, 313, 314)의 각 탭(tap)에서 보내진 과거의 블럭사이즈 정보를 기초하여 블럭사이즈 1차결정회로(310)에서 보내진 블럭사이즈로 수정을 가하고, 딜레이군(312) 및 윈도우형상 결정회로(317)로 출력하고 있다. 블럭사이즈 수정회로(311)에 있어서의 작용은 어느 주파수대역에 있어서 프리에코가 문제가 되는 경우에서도, 다른 주파수대역 특히 해당주파수대역보다 낮은 대역에 있어서도, 큰 진폭을 가지는 신호가 존재한 경우 그 마스킹효과에 의해 프리에코가 청감상문제가 되지 않고, 혹은 문제가 경감되는 경우가 있다고 하는 특성을 이용하고 있다.

또한, 상기 마스킹이라는 것은 인간의 청각상의 특성에 의해 어느 신호에 의해 다른 신호가 마스크되어 들을 수 없게 되는 현상을 말하는 것이고, 그 마스킹 효과에는 시간축상의 오디오신호에 의한 시간축 마스킹효과와 주파수축상의 신호에 의한 동시각(concurrent) 마스킹효과가 있다. 이들 마스킹효과에 의해 마스킹되는 부분에 노이즈가 있었더라도 이 노이즈는 들을 수 없는 것으로 된다. 이로 인해 실제의 오디오신호에서는 이 마스킹되는 범위내의 노이즈는 허용가능한 노이즈로 된다.

다음에 딜레이군(312, 313, 314)에서는 과거의 직교변환 블럭사이즈를 순차로 기록하여두고, 각 탭 즉 딜레이(312, 313, 314)의 출력에서 블럭사이즈 수정회로(311)로 출력하고 있다. 동시에 딜레이(312)의 출력은 출력단자(315)로 딜레이 (312, 313)의 출력은 윈도우형상 결정회로(317)로 접속하고 있다.

이 딜레이군(312, 313, 314)으로부터의 출력은 블럭사이즈 수정회로(311)에 있어서 보다 긴 시간폭에서의 블럭사이즈의 변화를 이 블럭의 블럭사이즈 결정에설립하는 움직임, 예를 들면, 과거 빈번하게 시간적으로 짧은 블럭사이즈가 선택되고 있는 경우는 시간적으로 짧은 블럭사이즈의 선택을 늘리고, 과거에 있어서 시간적으로 짧은 블록사이즈의 선택이 되어지지 않는 경우에 있어서는 시간적으로 긴 블럭사이즈의 선택을 늘리는 등의 판단을 가능하게 하고 있다.

또한 이 딜레이군은 윈도우형상 결정회로(317) 및 출력단자(315)에 필요한 딜레이(312, 313)를 제외하면, 그 탭수는 장치의 실제적인 구성, 규모에 의해 경감시켜 이용되는 경우도 있다. 윈도우형상 결정회로(317)에서는 블럭사이즈 수정회로 (311)의 출력, 즉, 해당블럭의 시간적으로 인접하는 한 개 후의 블럭사이즈와 딜레이(312)의 출력, 즉, 해당블럭의 블럭사이즈와 딜레이(313)의 출력, 즉, 해당블럭의 시간적 인접하는 한 개 전의 블럭사이즈에서, 상술의 제 2도에 있어서 MDCT회로 (13, 14, 15)에 있어서 사용되는 윈도우의 형상을 결정하고 출력단자(319)로 출력한다. 제 4도에 있어서 출력단자(315), 즉, 블럭사이즈정보와 출력단자(319), 즉, 윈도우형상정보가 제 2도에 있어서 블럭사이즈 결정회로(19, 20, 21)의 출력으로서 각부로 접속된다.

여기에서 윈도우형상 결정회로(317)에 있어서 결정되는 윈도우의 형상에 대하여 설명한다. 제5도에 인접하는 블럭과 윈도우의 형상의 모습을 나타낸다. 제 5 도의 a∼b에서 판단하는 바와 같이 도면중 점선 및 실선으로 나타내는 바와 같이 직교변환하여 사용되는 윈도우는 시간적으로 인접하는 블럭과의 사이에서 중복하는 부분이 있고, 본 실시예에서는 인접하는 블럭의 중심까지 중복하는 형상을 이용하고 있기 때문에 인접하는 블럭의 직교변환사이즈에 의해 윈도우의 형상이 변화한다.

제 6도에 상기 윈도우형상의 상세를 나타낸다. 제 6도에 있어서 윈도우함수 f(n), g(n+N)은 다음식(1)을 만족하는 함수로서 부여된다.

이 식(1)에 있어서 L은 인접하는 변환블럭길이가 동일하면 그대로 변환블럭길이가 되지만, 인접하는 변환블럭길이가 다른 경우는 보다 짧은 쪽의 변환블럭길이를 L로서, 보다 긴 변환블럭길이를 K로 하면, 윈도우가 중복하지 않은 영역에 있어서는 식 (2)로 나타내는 바와 같이

로서 부여된다. 이와 같이 중복부분을 가능한한 길게취함으로써 직교변환의 때의 스펙트럼의 주파수분해능을 양호한 것으로 하고 있다. 이상의 설명에서 명백한 바와 같이 직교변환으로 사용하는 윈도우의 형상은 시간적으로 연속하는 3블럭만큼의 직교변환 사이즈를 확정한 후 결정된다.

따라서 제 4도에 있어서 입력단자(301, 302, 303)에서 입력되는 신호의 블럭과 출력단자(315, 319)에서 출력되는 신호의 블럭은 본 실시예에 있어서 1블럭만큼의 차이를 발생하고 있다.

또, 제 4도에 있어서 파워산출회로(305, 306) 및 파워비교회로(309)를 생략하여도 제 2도에 있어서 블럭사이즈 결정회로(19, 20, 21)를 구성하는 것은 가능하다. 또한 윈도우형상을 직교변환블럭이 취할 수 있는 시간적으로 최소의 블럭사이즈로 고정함으로써 그 종류를 1종류로 하고, 제 4도에 있어서 딜레이군(312, 313, 314) 및 블럭사이즈 수정회로(311) 및 윈도우형상 결정회로(317)를 생략하여서 구성하는 것도 가능하다. 특히, 처리시간의 지연을 원하지 않는 응용예에 있어서는 상술의 생략에 의해 지연이 적은 구성이 되고, 유효하게 작용한다.

또한, 본 실시예에서는 앞의 프리에코의 마스킹상태를 고려하기 때문에 직교변환 전의 대역분할을 그대로 이용하고 있지만, 보다 많은 대역으로 분할, 내지는 독립한 직교변환을 이용하여 마스킹의 계산을 행하면 또한 양호한 결과가 얻어진다. 더욱이는 상술보다 긴 시간을 관찰함으로써 얻어지는 입력신호의 주기적 시간변화를 제 4도에 있어서 딜레이군(312,313,314) 즉 과거의 블럭의 직교변환 사이즈를 기억하는 것으로 실현하고 있지만 입력파형의 특징추출로 압축과정과는 다른 직교변환을 실시한 데이터 또는 보다 좁은 주파수대로 분할한 데이터 등을 이용하는 것에 의해 또한 양호한 결과가 얻어진다.

다시 제 2도에 있어서, 각 MDCT회로(13, 14, 15)에서 MDCT처리되어 얻어진 주파수축상의 스펙트럼 데이터 혹은 MDCT계수데이터는 저역은 소위 임계대역(크리티컬 포인트)마다 합쳐지고, 중고역은 블럭플로우팅의 유효성을 고려하여, 임계대역폭을 세분화하여 각 대역마다 메모리(37, 38, 39)에 축적된 후, 적응비트할당 부호화회로(22, 23, 24) 및 비트분배 산출회로(18)에 보내지고 있다. 이 크리티컬 포인트로는 인간의 청각특성을 고려하여 분할된 주파수대역이고, 어느 순음의 주파수근방의 동일한 강도의 협대역 밴드노이즈에 의해 해당 순음이 마스크되는 때의 그 노이즈가 갖는 대역의 것이다. 이 크리티컬밴드는 고역까지 대역폭이 넓게 되어있고, 상기 0∼22KHz의 전주파수대역은 예를 들면 25의 크리티컬밴드로 분할되어 있다.

비트분배 산출회로(18)는 상기 크리티컬밴드 및 블럭플로팅을 고려하여 분할된 스펙트럼 데이터에 기초하여, 소위 마스킹효과 등을 고려하여 크리티컬밴드 및 블럭 프로팅을 고려한 각 분할대역마다의 마스킹량을 구하고, 이 마스킹량과 크리티컬밴드 및 블럭플로팅을 고려한 각 분할대역마다의 에너지 혹은 피크치 등에 기초하여, 각 대역마다에 할당비트수를 구하고, 적응비트할당 부호화회로(22, 23, 24)로 전송하고 있다. 또한 할당비트를 구하는 때에 산출한 허용잡음정보를 메모리(41)에 축적하고 있다. 적응비트할당 부호화회로(22, 23, 24)에 의해 각 대역마다에 할당되어진 비트수에 따라서 각 스펙트럼 데이터(혹은 MDCT계수데이터)를 양자화하고 있다.

이와 같이하여 부호화된 데이터는 비트분배 산출부분에 귀환을 걸기 위한 복호화 회로(31, 32, 33)로 출력된다.

복호화회로(31, 32, 33)에서는 적응비트할당 부호화회로(22, 23, 24)로 부호화된 코드를 주파수축상의 데이터로 돌리고 또한 MDCT의 역변환처리를 행함으로써 각 대역에 대응한 시간축상의 데이터를 구하고, 입출력오차 산출회로(41)로 보내고 있다.

입출력오차 산출회로(41)에서는 앞의 복호화회로(31, 32, 33)에서의 시간파형과 메모리(34, 35, 36)에 축적되고, 복호화회로(31, 32, 33)의 출력신호와 위상을 합하기 위해 지연처리된 신호파형을 감산하고, 오차만큼을 추출하고 수정데이터를 생성한다.

이때 입출력오차가 일반적으로 최소화되는 것 같은 비트분배을 유도하는 수정데이터를 작성하여도 좋고, 특정의 특성과의 차, 예를 들면 비트분배 산출회로 (18)내에서 산출되는 허용잡음특성과의 차이가 최소로 되도록 수정데이터를 작성하여도 관계없다. 또한 비트분배는 고정의 그대로 처리계의 오차를 제거하는 것 같은 데이터로서도 좋다. 혹은 상술의 방법을 병용하여도 좋다. 이 수정데이터는 대역마다의 가산기(42, 43, 44)로 출력되고, 메모리(34, 35, 36)에 축적되어 있던 각 대역의 시간축상의 데이터와 가산되어 다시 MDCT처리된다. 재 MDCT 처리된 주파수축상의 신호 내지는 MDCT 계수는 다시 비트분배을 산출하는 경우는 비트분배 산출회로(18)로 보내지고, 상술한 것 같이, 각 대역마다의 비트의 분배가 결정되고, 적응비트 할당부호화회로(22, 23, 24)에 보내진다.

적응비트회로(22, 23, 24)에서는 메모리(37, 38, 39)에 축적된 수정데이터를 가산하기 전의 주파수축정보를 비트분배 산출회로(18)에서 보내진 각 대역마다의 비트분배에 의해 양자화한다. 또 비트분배를 고정하여 처리되는 경우, 재MDCT처리된 주파수축상의 신호 내지는 MDCT계수는 메모리(37, 38, 39)를 통하여 적응비트할당 부호화회로(22, 23, 24)에 보내지고, 비트분배 산출회로(18)에서 출력되는 메모리(40)에 축적된 비트분배의 정보를 기초하여 양자화된다. 따라서, 다시 비트분배를 산출처리하는 경우는 비트분배의 산출을 다시 실시하고, 양자화를 받는 데이터는 수정전의 데이터를 사용한다. 이 때의 입출력오차 산출회로(41)가 출력하는 수정데이터는 입출력오차의 많은 부분에 의사적으로 많은 비트가 할당되어지는 것 같은 정보가 된다. 또, 비트분배을 고정으로 하여 처리하는 경우는 수정된 데이터가 양자화되고, 이 경우의 입출력오차 산출회로(41)가 출력하는 수정데이터는 입출력오차를 제거하는 것 같은 정보가 된다.

이하의 처리는 이미 서술한 것같이 다시 동작하고, 필요에 따라서 복수회처리된다. 이와 같이 복수회처리됨으로써 미리 주의할 청각모델 및/또는 비트할당을 위한 각 정수가 최적화가 도모되지 않아도 입력신호에 적응한 압축신호를 얻을 수 있다.

이상 서술한 바와 같이, 본 실시예의 압축처리에 있어서는 귀환구조를 특징으로 하고 있고, 그 종료 혹은 수속조건으로서는 다음의 것을 들 수 있다.

제 1의 처리블럭의 처리로 허용되는 시간(본 실시예에서는 11.6ms), 제 2에 입출력오차 산출회로(41)에서 출력되는 수정정보가 일정이하가 되는 것, 제 3에 복수회의 재압축처리를 행하여도, 입출력오차 산출회로(41)에서 출력되는 수정정보가 감소하지 않는 것을 들 수 있다.

또, 입력신호가 정상적인 경우, 즉 제 3도에 있어서 A와 같이 롱모드가 선택된 경우, 시간적으로 전의 블럭의 입출력오차 산출회로(41)에서 출력되는 수정정보를 귀환데이터로 사용하여도 좋다. 또한 제 2도에 있어서의 메모리(40)에 과거의 복수분의 처리블럭의 허용잡음정보를 축적함으로써 비트분배가 되어지는 최적화를꾀하는 것도 가능하고, 이 메모리(40)의 대신에 외부의 대용량기억장치, 예를 들면 하드디스크를 사용하므로 보다 장시간의 정보의 축적이 가능하기 때문에 기록매체 등에 기록되어 있는 신호를 압축하는 경우에는 시험적압축처리에 의해 사전에 비트분배의 최적화를 처리시간의 제약없이 행하는 것도 가능하다.

본 실시예에서는 메모리(34, 35, 36 또 37, 38, 39, 40 및 41)로 나누어 설명하였지만, 전부 동일칩상에 구성하여도 아무런 문제가 없다. 또 귀환의 돌아온 위치는 본 실시예에 한정되는 것은 아니고, 예를 들면 QMF필터 등의 대역분할필터 (11)와 입력단자(10)의 사이에 있어서도 동일의 효과가 얻어진다. 이 경우 메모리 (34,35,36)는 입력단자(10)의 귀환의 돌아오는 위치의 사이로 이동하고, 복호화회로(31,32,33)와 입출력오차산출회로(41)와의 사이에 각 대역을 합성하는 1QMF회로를 삽입하는 것으로 실현할 수 있다. 또한 제 1도에 있어서의 ATC디코더(73)와 제 2도에 있어서의 복호화회로(31, 32, 33)는 등가의 것이므로, 동일 케이스체상에 압축, 신장처리회로가 존재하는 것 같이 응용예에 있어서는 먼저의 제 1도에 있어서의 ATC디코더(73)와 제 2도에 있어서의 복호화회로(31, 32, 33)를 공통화하여 구성하는 것도 용이하다.

다음에, 제 7도는 제 2도에 있어서의 입출력오차 산출회로(41)의 구성예를 나타내는 블럭회로도이다. 또한 제 7도에 나타낸 것은 한 개의 대역용의 구성으로 본 실시예에서는 제 7도의 구성이 3개로 제 2도에 있어서의 입출력오차산출회로 (41)를 구성하고 있다.

입력단자(401)는 제 2도에 있어서의 메모리(34, 35, 36)의 출력에 접속되고,즉 지연처리를 받은 입력신호가 차분추출회로(403)로 입력되고 있다. 또, 입력단자 (402)는 제 2도에 있어서의 복호화회로(31, 32, 33)의 출력에 접속되고, 즉 압축처리된 후 신장된 신호가 동일하게 차분추출회로(403)에 입력된다.

차분추출회로(403)에서는 입력된 2개의 입력을 감산함으로써 차분을 추출하고 있다. 이 때의 피감수를 지연처리를 받은 입력신호로 하고 감수를 복호화회로에서 입력된 신호로 한다. 차분추출회로(403)에서 얻어진 차분정보는 비트분배를 다시 산출하는 처리법을 위한 필터회로(404) 또 비트분배를 고정으로 하여 처리하기 위한 위상조정회로(405) 및 파워산출회로(407)에 입력된다.

필터회로(404)에서는 제 2도에 있어서의 비트분배 산출회로(18)에서 산출되는 비트분배가 오차가 많은 부분에 많게 분배되도록 데이터를 작성한다. 이 경우 위상성분이 변화하면 가산하는 때의 오차가 되므로 위상성분이 변화가 없는 구성으로 되어 있다.

한편, 위상조정회로(405)에서는 입력신호를 압축처리한 때에 생기는 오차를 제거하는 데이터를 작성하기 위하여 위상을 반전하고 있다. 이때는 진폭성분에 변화가 없는 구성으로 되어 있다.

필터회로(404) 또 위상조정회로(405)에서 각각 작성된 수정데이터는 귀환법결정회로(406) 및 파워산출회로(407)로 보내지고 있다.

또 파워산출회로(407)에서는 차분추출회로(403)에서 보내진 차분정보를 처리블럭으로 적분하고, 파워를 산출하고 귀환법의 선택정보를 작성하고, 귀환법결정회로(406)로 보내고 있다. 또 파워산출회로(407)에서는 귀환종료의 결정을 행하기 위한 정보도 작성하고 귀환종료결정회로(408)로 보내고 있다. 이 주파수에 따라서 웨이팅(weighting, 중부(重付))을 행하는 적분을 실행하면 효과적이다.

귀환법 결정회로(406)에서는 각 대역마다의 파워산출회로(407)에서 보내진 귀환법의 선택정보에 기초하여 전체대역에 동일의 귀환법을 결정하고, 그 결정에 따른 수정데이터를 출력단자(409)에서 출력한다. 이 결정에 따라서는 다수결방식으로 결정할 수 있지만, 보다 주파수가 낮은 대역에 웨이팅을 행하고, 결정하면 보다 효과적이다.

또 귀환법 종료결정회로(408)에서는 각 대역마다의 파워산출회로에서 보내진 귀환종료의 결정정보를 기초하여 귀환을 계속하는가 아닌가의 결정을 행하고, 출력단자(410)에서 출력한다. 여기에서의 판정은 먼저 서술한 수속조건 중 2 및 3에 관한 판정이고, 차분정보의 파워가 일정이하 내지는 최하점이 된 경우 귀환을 종료한다.

다음에 제 8도는 상기 비트분배 산출회로(18)의 한 구체예의 개략구성을 나타내는 블럭회로도이다.

이 제 8도에 있어서, 입력단자(701)에는 상기 각 MDCT회로(13, 14, 15)로부터의 주파수축상의 스펙트럼 데이터가 공급되고 있다. 이 주파수축 상의 입력데이터는 대역마다의 에너지산출회로(702)에 보내지고, 상기 마스킹량과 크리티컬 밴드 및 블럭플로팅을 고려한 각 분할 대역의 에너지가 예를 들면 상기 밴드내에서의 각 진폭치의 총화를 계산하는 것 등에 의해 구해진다. 이 각 밴드마다의 에너지의 대신에 진폭치의 피크치, 평균치 등이 이용되는 것도 있다. 이 에너지산출회로(702)로부터의 출력으로서 예를 들면 각 밴드의 총화치의 스펙트럼을 제 9도에 SB로서 나타내고 있다. 단, 이 제 9도에서는 도시를 생략화하였기 때문에, 상기 마스킹량과 크리티컬밴드 및 블럭플로팅을 고려한 분할대역수를 12밴드(B1∼B12)로 표현하고 있다.

여기에서, 상기 스펙트럼(SB)의 소위 마스킹에 있어서의 영향을 고려하기 때문에, 상기 스펙트럼(SB)에 소정의 웨이팅(weighting) 계수를 걸어서 가산하는 것 같은 접어넣기(convolution)처리를 행한다. 이로 인해, 상기 대역마다의 에너지산출회로(702)의 출력 즉 상기 스펙트럼(SB)의 각 값은 접어넣기(convolution) 필터회로(703)에 보내진다. 상기 접어넣기필터회로(703)는 예를 들면 입력데이터를 순차지연시키는 복수의 지연소자와 이들 지연소자로부터의 출력에 필터계수(접어넣기 (convolution) 계수)를 승산하는 복수의 승산기(예를 들면 각 밴드에 대응하는 25개의 승산기)와, 각 승산기 출력의 총화를 취하는 총화가산기로 구성되는 것이다. 이 접어넣기처리에 의해 제 10도중 점선으로 표시하는 부분의 총화가 취해진다.

여기에서, 상기 접어넣기 필터회로(703)의 각 승산기의 승산계수(필터계수)의 일 구체예를 나타내면, 임의의 밴드에 대응하는 승산기(M)의 계수를 취할 때, 승산기(M-1)에서 계수 0.15를, 승산기(M-2)에서 계수 0.0019를, 승산기(M-3)에서 계수 0.0000086를, 승산기(M+1)에서 계수 0.4를, 승산기(M+2)에서 계수 0.06를 승산기(M+3)에서 계수0.007를 각 지연소자의 출력에 승산함으로써 상기 스펙트럼(SB)의 접어넣기처리가 행해진다. 단, M은 1∼25의 임의의 정수이다.

다음에, 상기 접어넣기 필터회로(703)의 출력은 감산기(704)에 보내진다. 상기 감산기(704)는 상기 접어넣은 영역에서의 후술하는 허용가능한 노이즈 레벨에 대응하는 레벨(α)을 구하는 것이다. 또한 해당허용가능한 노이즈레벨(허용노이즈레벨)에 대응하는 레벨(α)은 후술하는 바와 같이, 역컨벌루션처리를 행함으로써 크리티컬밴드의 각 밴드마다의 허용노이즈레벨이 되는 바와 같은 레벨이다. 여기에서, 상기 감산기(704)에는 상기 레벨(α)을 구하기 위한 허용함수(마스킹 레벨을 표현하는 함수)가 공급된다. 이 허용함수를 증감시키는 것으로 상기 레벨(α)의 제어를 행하고 있다. 상기 허용함수는 다음에 설명하는 바와 같은 (n-ai)함수발생회로(705)에서 공급되고 있는 것이다.

즉, 허용노이즈레벨에 대응하는 레벨(α)은 크리티컬밴드의 밴드의 저감에서 순서로 부여되는 번호를 i로 하면 다음의 (3)식에서 구할 수 있다.

이 (3)식에 있어서, n,a는 정수이고 a>0, S는 접어넣기 처리된 백스펙트럼의 강도이고, (3)식중 (n-ai)가 허용계수가 된다. 본 실시예에서는

로 하고 있고, 이때의 음질열화는 없고 양호한 부호화가 행해진다.

이와 같이 하여, 상기 레벨(α)이 구해지고, 이 데이터는 제산기(706)에 전송된다. 상기 제산기(706)에서는 상기 접어넣어진 영역에서의 상기 레벨(α)을 역컨벌루션 하기 위한 것이다. 따라서, 이 역컨벌루션처리를 행함으로써 상기 레벨(α)에서 마스킹 스펙트럼이 얻어지도록 된다. 즉, 이 마스킹 스펙트럼이 허용노이즈 스펙트럼이 된다. 또한, 상기 역컨벌루션처리는 복잡한 연산을 필요로 하지만, 본 실시예에서는 간략화한 제산기(706)를 이용하여 역컨벌루션을 행하고 있다.

다음에, 상기 마스킹 스펙트럼은 합성회로(707)를 통하여 감산기(708)에 전송된다.

여기에서, 상기 감산기(708)에는 상기 대역마다의 에너지 검출회로(702)에서의 출력 즉 전술한 스펙트럼(SB)이 지연회로(709)를 통하여 공급되고 있다. 따라서, 이 감산기(708)에서 상기 마스킹 스펙트럼(MS)과 스펙트럼(SB)과의 감산연산이 행해지는 것으로, 제 10도에 나타낸 것같이 상기 스펙트럼(SB)은 상기 마스킹 스펙트럼(MS)의 레벨로 나타내는 레벨이하가 마스킹된다.

상기 감산기(708)로부터의 출력은 허용잡음 보정회로(710)를 통하여 출력단자(711)를 통하여 취출되고, 예를 들면 할당하여 비트 정보가 미리 기억된 ROM등(도시생략)에 전해진다. 이 ROM등은 상기 감산회로(708)에서 허용잡음보정회로(710)를 통하여 얻어진 출력(상기 밴드의 에너지와 상기 노이즈레벨 설정수단의 출력과의 차분의 레벨)에 따라서, 각 밴드마다의 할당비트수정보를 출력한다. 이 할당비트수정보가 제 2도에 있어서의 적응비트할당 부호화회로(22, 23, 24)에 보내지는 것으로 제 2도에 있어서의 MDCT회로(13, 14, 15)로부터의 주파수축상의 각 스펙트럼 데이터가 각각의 밴드마다의 할당되어진 비트수에서 양자화되는 것이다.

즉, 요약하면 제 2도에 있어서의 적응비트할당부호화회로(22, 23, 24)에서는 상기 마스킹량과 크리티컬 밴드 및 블럭 플로팅을 고려한 각 분할대역의 에너지와 상기 노이즈 레벨설정수단의 출력과의 차분의 레벨에 따라서 할당되어진 비트수로상기 각 밴드마다의 스펙트럼 데이터를 양자화하는 것으로 된다. 또한, 제 9도에 있어서의 지연회로(709)는 상기 합성회로(707)이전의 각 회로에서의 지연량을 고려하여 에너지 산출회로(702)로부터의 스펙트럼(SB)을 지연시키기 위하여 설치되어 있다.

그런데, 상술한 합성회로(707)에서의 합성의 때에는 최소가청커브발생회로 (712)에서 공급되는 제 11도에 나타내는 바와 같은 인간의 청각특성인 소위 최소가청커브(RC)를 나타내는 데이터와 상기 마스킹 스펙트럼(MS)를 합성할 수 있다. 이 최소가청커브에 있어서, 잡음절대레벨이 이 최소가청커브 이하로 되면 상기 잡음은 들을 수 없는 것으로 된다. 이 최소가청커브는 코딩이 동일하여도 예를 들면 재생시의 재생볼륨이 다르므로 다른 것이 되지만, 현실적인 디지탈 시스템에서는 예를 들면, 16비트 다이나믹 레인지로의 음악이 들어가는 방향으로는 그다지 차이가 없으므로, 예를 들면 4kHz부근의 가장 듣기 쉬운 주파수대역의 양자화잡음을 들을 수 없다고 하면, 다른 주파수대역에서는 그 최소가청커브의 레벨 이하의 양자화잡음은 들을 수 없다고 생각된다. 따라서, 이와 같이 예를 들면 시스템이 가지는 워드길이의 4kHz부근의 잡음을 들을 수 없는 사용방법을 한다고 가정하고, 이 최소가청커브 (RC)와 마스킹 스펙트럼(MS)을 함께 합성하는 것으로 허용노이즈레벨을 얻을 수 있도록 하면, 이 경우의 허용노이즈레벨은 제 11도중의 사선으로 나타내는 부분까지로 하는 것이 가능하도록 된다. 또한, 본 실시예에서는 상기 최소가청커브의 4kHz의 레벨을 예를 들면 20비트 상당의 최저레벨에 합하고 있다. 또 이 제 11도는 신호 스펙트럼(SS)도 동시에 나타내고 있다.

또 상기 허용잡음 보정회로(710)에서는 보정정보 출력회로(713)에서 보내져 오는 예를 들면 등라우드네스커브와 정보에 기초하여 상기 감산기(708)에서의 출력에 있어서의 허용잡음레벨을 보정하고 있다. 여기에서, 등라우드네스커브라는 것은 인간의 청각특성에 관한 특성곡선이고, 예를 들면 1kHz의 순음과 동일크기로 들을 수 있는 각 주파수에서의 음의 음압을 구하여 곡선으로 연결한 것으로, 라우드네스의 등감도곡선이라고도 불려진다. 또한 이 등라우드네스곡선은 제 11도에 나타낸 최소가청커브(RC)와 거의 동일한 곡선을 그린 것이다. 이 등라우드네스곡선에 있어서는 예를 들면 4kHz부근에서는 1kHz의 것보다 음압이 8∼10dB 낮아도 1kHz와 동일크기로 듣고, 역으로 50kHz부근에서는 1kHz에서의 음압보다도 거의 15dB 높지 않으면 동일크기로 들을 수 없다. 이로 인해, 상기 최소가청커브의 레벨을 넘은 잡음(허용노이즈레벨)은 상기 등라우드네스곡선에 따른 커브에서 부여되는 주파수특성을 가지도록 하는 것이 좋은 것을 알 수있다. 이와 같은 것에서, 상기 등라우드네스 곡선을 고려하여 상기 허용노이즈레벨을 보정하는 것은 인간의 청각특성에 적합하게 있는 것을 알 수 있다.

여기에서, 보정정보 출력회로(713)로서, 상기 적응비트할당 부호화회로(22, 23, 24)에서의 양자화의 때의 출력정보량(데이터량)의 검출출력과, 최종부호화 데이터의 비트레이트 목표치와의 사이의 오차의 정보에 기초하여, 상기 허용노이즈레벨을 보정하도록 하여도 좋다. 이것은 전부 비트 할당단위 블럭에 대하여 미리 일시적인 적응비크 할당을 행하여 얻어진 총비트수가 최종적인 부호화 출력데이터의 비트레이트에 의해 정해지는 일정의 비트수(목표치)에 대하여 오차를 가지는 것이고, 그 오차분을 0으로 하도록 다시 비트 할당을 하는 것이다. 즉, 목표치보다도 총할당비트수가 적은 때에는 차이의 비트수를 각 단위블럭에 할당하여 부가하도록 하고 목표치보다도 총할당비트수가 많은 때에는 차이의 비트수를 각 단위블럭에 할당하여 제거하도록 하는 것이다.

이와 같은 것을 행하기 위해 상기 총할당비트수의 상기 목표치에서의 오차를 검출하고, 이 오차데이터에 따라서 보정정보출력회로(713)가 각 할당비트수를 보정하기 위한 보정데이터를 출력한다. 여기에서, 상기 오차데이터가 비트수 부족을 나타내는 경우는 상기 단위블럭당 많은 비트수가 사용되는 것으로 상기 데이터량이 상기 목표치보다도 많게 되어 있는 경우를 고려할 수 있다. 또 상기 오차데이터가 비트수나머지를 나타내는 데이터가 되는 경우는 상기 단위블럭당 적은 비트수로 끝나고, 상기 데이터량이 상기 목표치보다도 적게 되어 있는 경우를 고려할 수 있다.

따라서, 상기 보정정보출력회로(713)에서는 이 오차데이터에 따라서 상기 감산기(708)에서의 출력에 있어서의 허용노이즈레벨을 예를 들면 상기 등라우드네스 곡선의 정보데이터에 기초하여 보정시키기 위한 상기 보정치의 데이터가 출력되도록 된다.

상술한 바와 같은 보정치가 상기 허용잡음 보정회로(710)에 전해지는 것으로, 상기 감산기(708)에서의 허용노이즈레벨이 보정되도록 된다. 이상 설명한 것같은 시스템에서는 메인정보로서 직교변환출력스펙트럼을 서브정보에 의해 처리한 데이터와 서브정보로서 블럭플로팅의 형태를 나타내는 스케일 팩터(scale factor), 말의 길이를 나타내는 워드랭스(word length)가 얻어지고, 인코더에서 디코더로 보내진다.

제 12도는 제 1도에 있어서의 ATC디코더(73) 즉, 상술한 것 같이 고능률부호화된 신호를 다시 복합화하기 위한 복호회로를 나타내고 있다. 각 대역에서의 양자화 된 MDCT계수, 즉 제 2도에 있어서의 출력단자(25, 26, 27)의 출력신호와 등가의 데이터는 복호회로입력(152, 154, 156)에 부여되고, 사용된 블럭사이즈정보, 즉 제 2도에 있어서의 출력단자(28, 29, 30)의 출력신호와 등가의 데이터는 입력(153, 155, 157)에 주어진다. 복호회로(146, 147, 148)에서는 적응비트 할당정보를 이용하여 비트할당을 해재한다. 다음에 IMDCT회로(143, 144, 145)에서는 주파수축상의 신호가 시간축상의 신호로 변환된다. 이들의 부분대역의 시간축상 신호는 IQMF회로 (142, 141)에 의해 전대역신호로 복호화되고, 출력단자(140)에서 출력된다.

또한, 본 발명은 상기 실시예만에 한정되는 것은 아니고, 예를 들면 상기의 기록재생매체와 신호압축장치 혹은 신장장치와 또는 기록매체를 통하지 않고 신호압축장치와 신장장치와는 일체화되어 있을 필요는 없고 그 사이를 데이터전송용 회선등으로 결부하는 것도 가능하다. 또한, 예를 들면 오디오 PCM신호뿐만 아니라 디지탈음성(스피커)신호나 디지털비디오신호 등의 신호처리장치에도 적용가능하다. 또 상술한 최소가청커브의 합성처리를 행하는 구성으로 하여도 좋다. 이 경우에서는 제 8도에 있어서의 최소가청커브 발생회로(712), 합성회로(707)가 불필요하게 되고, 상기 감산기(704)에서의 출력은 제산기(706)에서 역컨벌루션된 후, 바로 감산기(708)에 전송되는 것으로 된다. 또 비트분배수법은 다중다양하고, 가장 간단히는 고정의 비트분배 또는 신호의 각 대역 에너지에 의한 간단한 비트분배 또는 고정분과 가변분을 조합시킨 비트분배 등 사용할 수 있다.

이상의 설명에서도 명백한 것 같이, 본 발명에 관한 귀환구조를 가지는 압축장치를 이용함으로써 입력신호를 압축하고, 기록, 신장 및/또는 전송하는 기구에 있어서 준비하는 청각모델 및/또는 각 정수가 입력신호에 부적당 또는 입력신호가 예상외의 신호에 있어서도 입력신호에 적응한 압축신호를 얻을 수 있도록 된다.

제 1도는 본 발명에 관한 압축데이터의 기록재생장치의 일실시예로서의 디스크 기록재생장치의 구성예를 나타내는 블럭회로도이다.

제 2도는 본 실시예의 비트레이트 압축부호화에 사용가능한 고능률 압축부호화 인코더의 일 구체예를 나타내는 블럭회로도이다.

제 3도는 비트압축시의 직교변환블럭의 구조를 표시하는 도면이다.

제 4도는 직교변환 블럭사이즈를 결정하는 회로의 구성예를 나타내는 블럭회로도이다.

제 5도는 시간적으로 인접하는 직교변환블럭의 시간적 길이의 변화와 직교변환 시에 이용하는 윈도우형상의 계수를 나타내는 도면이다.

제 6도는 직교변환시에 이용하는 윈도우형상의 상세예를 나타내는 도면이다.

제 7도는 귀환구조를 특징지우는 입출력오차 산출회로의 구성예를 나타내는 블럭회로도이다.

제 8도는 비트분배연산기능을 실현하는 구체적 구성을 나타내는 블럭회로도이다.

제 9도는 각 임계대역 및 블럭 플로팅을 고려하여 분할된 대역의 스펙트럼을 나타내는 도면이다.

제 10도는 마스킹 스펙트럼을 나타내는 도면이다.

제 11도는 최소가청커브, 마스킹 스펙트럼을 합성한 도면이다.

제 12도는 본 실시예의 비트레이트 압축부호화에 사용가능한 고능률 압축부호화 디코더의 일 구체예를 나타내는 블럭회로도이다.

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1. 광자기디스크 11,12. 대역분할필터

13,14,15. 직교변환회로(MDCT) 18. 비트분배 산출회로

19,20,21. 블럭결정회로 22,23,24. 적응비트할당부호화회로

31,32,33. 복호화회로 34,35,36. 메모리

37,38,39. 메모리 40. 메모리

41. 입출력오차산출회로 42,43,44. 가산기

53. 광학헤드 54. 자기헤드

56. 서보제어회로 57. 시스템 컨트롤러

61,75. LPF 62,83. A/D변환기

63. ATC인코더 64,72,85. 메모리

65. 인코더 66. 자기헤드 구동회로

71. 디코더 73. ATC 디코더

74. D/A변환기 146,147,148. 복호화회로

141,142. 대역합성필터(IQMF) 143,144,145. 역직교변환회로(IMDCT)

304,305,306. 파워산출회로 307. 메모리

308. 변화분추출회로 309. 파워비교회로

310. 블럭사이즈 1차결정회로 311. 블럭사이즈수정회로

312,313,314. 딜레이회로 317. 윈도우형상결정회로

403. 차분추출회로 404. 필터회로

405. 위상조정회로 406. 귀환법결정회로

407. 귀환종료결정회로 702. 대역마다의 에너지검출회로

703. 접어넣기(convolution) 필터회로 707. 합성회로

708. 감산기 710. 허용잡음보정회로

712. 최소가청커브발생회로 713. 보정정보출력회로

Claims (11)

1. 디지털 신호를 정보 압축하는 압축데이터 기록장치에 있어서,

   압축처리의 과정에서 신장처리를 행하는 수단을 가지며,

   압축 및 신장 후의 데이터와 입력데이터와의 차이에 기초하여 소정의 수정데이터를 이용하여 상기 입력데이터를 재차 압축하는 처리를 복수회 반복하며,

   상기 수정 데이터는 압축, 신장과정에서 발생하는 오차를 제거하기 위하여 입력데이터에 부가하는 데이터인 것을 특징으로 하는 압축데이터 기록장치.
2. 제 1항에 있어서,

   상기 압축처리는 입력신호에 따라서 비트 배분을 수행하는 적응 비트 할당부호화를 포함하고,

   상기 수정데이터는 상기 비트배분을 수정하기 위한 데이터인 것을 특징으로 하는 압축데이터 기록장치.
3. 제 1항에 있어서,

   상기 압축처리는 입력신호를 복수의 대역으로 분할하는 대역분할처리를 포함하고,

   상기 수정데이터 작성 수단은 분할 후의 상기 각 대역마다 상기 수정데이터의 선택정보를 작성하고,

   상기 선택정보에 기초하여 전(全) 대역의 수정데이터를 결정하는 것을 특징으로 하는 압축데이터 기록장치.
4. 제 1항에 있어서,

   입력신호에 적응하여 처리블록의 길이를 가변하고, 그 처리블록의 입력신호의 변화 및 그 이외의 처리블록의 입력신호의 변화 정보를 기초로 그 처리블록의 길이를 결정하는 것을 특징으로 하는 압축데이터 기록장치.
5. 제 1항에 있어서,

   입력신호에 적응하여 처리블록의 길이를 가변으로 하고, 그 처리블록의 최대보다 긴 시간폭의 입력신호에 의해 얻어지는 입력신호의 변화정보를 기초로 그 처리 블록의 길이를 결정하는 것을 특징으로 하는 압축데이터 기록장치.
6. 디지털 신호를 정보압축하는 압축데이터 기록방법에 있어서,

   압축처리의 과정에 신장처리를 행하는 단계를 가지며,

   압축 및 신장 후의 데이터와 입력데이터와의 차이에 기초하여 작성한 소정의 수정데이터를 이용하여 상기 입력데이터를 재차 압축하는 처리를 복수회 반복하며,

   상기 수정데이터는 압축, 신장과정에서 발생하는 오차를 제거하기 위하여 입력데이터에 부가하는 데이터인 것을 특징으로 하는 압축데이터 기록방법.
7. 디지털신호를 정보 압축한 압축데이터를 재생하는 압축데이터 재생방법에 있어서,

   압축데이터는 압축처리의 과정에서 신장처리를 행하고, 압축 및 신장한 데이터와 입력데이터의 차이에 기초하여 작성한 소정의 수정데이터를 이용하여 상기 입력데이터를 재차 압축하는 처리를 복수회 반복함으로써 생성되며,

   상기 수정데이터는 압축, 신장과정에서 발생하는 오차를 제거하기 위하여 입력데이터에 부가하는 데이터인 것을 특징으로 하는 압축데이터 재생방법.
8. 제 3항에 있어서,

   상기 선택정보를 주파수에 의해 웨이팅(weighting)을 수행하여, 상기 전(全) 대역의 수정데이터를 결정하는 것을 특징으로 하는 압축데이터 기록장치.
9. 제 1항에 있어서,

   입력신호에 적응하여 처리블록의 길이를 가변으로 하고, 그 처리블록의 입력 신호의 변화 및 그 이외의 처리블록의 입력신호의 파워 정보를 기초로 그 처리블록의 길이를 결정하는 것을 특징으로 하는 압축데이터 기록장치.
10. 제 1항에 있어서,

    입력신호에 적응하여 처리블록의 길이를 가변으로 하고, 그 처리블록의 입력 신호의 변화 및 그 이외의 처리블록의 입력신호의 에너지 정보를 기초로 그 처리블록의 길이를 결정하는 것을 특징으로 하는 압축데이터 기록장치.
11. 제 1항에 있어서,

    입력신호에 적응하여 처리블록의 길이를 가변으로 하고, 그 처리블록의 입력 신호의 변화 및 그 이외의 처리블록의 입력신호의 피크 정보를 기초로 그 처리블록의 길이를 결정하는 것을 특징으로 하는 압축데이터 기록장치.