CN1106968A - 多压缩模式的数字输入信号压缩装置方法和系统 - Google Patents

多压缩模式的数字输入信号压缩装置方法和系统 Download PDF

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Abstract

依靠对数字输入信号以从多个压缩模式中选择 其一加以压缩而从该数字输入信号推演得压缩数字 信号的一种装置、方法、和系统。数字输出信号在各 压缩模式中具有不同的位速率，但在所有压缩模式中 则均以同样的位速率接收数字输入信号。在此方法 中，由数字输入信号推演出频谱系数，并将它们按频 率和按时间分组成频段。每一频段均具有一频率宽 度，至少一频段的频率宽度按照所选压缩模式设定。

Description

本发明是关于由采用多压缩模式的数字输入信号来得到压缩数字信号的装置、方法和系统。其中各压缩模式中压缩数字信号具有不同的位速率，但所有压缩模式则均以同一位速率接收数字输入信号。
本发明的代理人已提出了在其发明被这里引用为参考的例如美国专利No.5243588和No.5244705以及未决美国专利申请07/736046中的一种压缩数字音频输入信号及将压缩结果以一定的压缩记录信号位数作为记录单元的脉冲式记录信号的记录技术。
采用这一技术，经压缩的记录信号是自适应差分脉码调制（ADPCM）音频信号，并采用磁性光盘作为记录媒体按所谓的CD-I（交互式CD）或CD-ROM    XA记录信号格式来记录经压缩的记录信号。此压缩记录信号以例如32个扇区压缩记录信号加上数个链接扇区作为一记录单元的脉冲串方式记录在磁性光盘上。这些链接扇区被用于记录该32个扇区中的压缩记录信号的交错存取所产生的附加信号。
磁性光盘的记录和再现设备可采用数种针对此压缩记录信号的记录和再现模式中的一种。在CD-I和CD-XA格式中定义了记录模式A、B和C，其中，将与通常的激光盘（CD）上所记录的相类似但采样频率较低的未经压缩的PCM音频信号加以压缩来取得在磁性光盘上记录所需的压缩记录信号。记录模式A采样频率为37.8KHz，PCM音频信号以压缩比为2加以压缩;记录模式B的采样频率与模式A同，压缩比为4;而记录模式C的采样频率为18.9KHz，压缩比为8。在记录模式B的情况下，例如说，PCM音频输入信号是以压缩比为4加以压缩的，因之记录有模式B记录信号的激光盘的重放时间即成为按照标准CD格式（CD-DA格式）记录的激光盘的4倍。利用将PCM音频信号加以压缩的记录模式能减小记录和再现装置的尺寸，因为借助于较小尺寸的激光盘可达到与一标准12cm盘的记录或重放时间不相上下的效果。
记录以记录模式B压缩信号的小尺寸盘的记录音道相对于读出头的速度（“记录速度”）被选取得与标准CD相同。这就意味着由此激光盘再现的压缩记录信号的位速率是模式B解码器所要求的位速率的4倍。这就使得能够由该激光盘读出压缩记录信号的同一记录单元4次，不过在此压缩记录信号的记录单元的4次读数中，仅有一次被送进该解码器。
压缩记录信号在激光盘上是被记录在螺旋音轨上的。在重现该音轨的内容时，激光盘每旋转一整圈就使得读出头执行一次径向音轨跳跃。此音轨跳跃使读出头回到音轨上它的原先位置。使读出头执行4次音轨跳跃就促使读出头读出该音轨的同一部分4次。这种再现音轨上的压缩记录信号的方法是很优越的，尤其是在被应用于小尺寸袖珍装置中时，因为即使此压缩记录信号的记录单元的4次读数中只有一次能被正确地解码，也能取得满意的再现。因此，这种由激光盘再现压缩记录信号的方法对机械故障等所产生的再现误差具有很强的抗扰性能。
未来半导体存贮器很可能被用作为记录数字音频信号的媒体。为使半导体存贮器能提供可用的重放时间，就必须利用可变位速率压缩编码，例如熵编码，来进一步提供压缩比。具体说，可以预料采用半导体存贮器的IC电路卡将被用来记录和/或再现言频信号。利用可变速率压缩技术进行压缩的压缩记录信号将被记录到IC电路卡上并由其再现。
虽然予期到将来随着半导体技术的进步，IC电路卡的重放（音）时间将增加而IC电路卡的成本将降低，但与现有的IC电路卡的重放时间及成本相比，这种IC电路卡还是刚刚开始进入市场，在目前还是很贵而且重放时间亦很短的。因此可以想象最先的应用IC电路卡是将另外的、较便宜的、较大容量的记录媒介例如一磁性光盘的内容传递给它。在此IC电路卡与磁性光盘之间将进行信息交换和再记录操作。具体说，在磁性光盘上选择一个或多个所希望的内容复制到该IC电路卡。在需要时，然后可以用其他的选项来代替所复制的选择内容。重复交换IC电路卡记录的选项，就可以在采用少量市售IC电路卡的袖珍IC卡放音机上播放各种不同的选择内容。
不同的应用要求在记录和重现音频信号时有不同的频宽和信噪比。例如在要求高保真度地记录和再现音频信号时，就需要频带宽延伸到15KHz或20KHz以及很大的信噪比。为了能利用一个在记录媒体上记录压缩数字记录信号并由其上再现的系统提供上述特性，该压缩记录信号必须具有相当高的位速率。例如，每一音频信道的位速率要求在256Kbps至64kbps的范围内。另一方面，在当要记录和再现代表语言的数字音频信号时，伸展到5KHz或7KHz带度就十分适当，而信噪比较低则可能是能接受的。采用在64kbps至数kbps范围内的位速率就可以取得这样的特性。位速率低会使记录媒体的记录时间增大。因此，为能记录不同类型的音频信号同时保证充分利用记录媒体的记录容量，记录/再现装置就应当能够尽可能经济地以不同的位速率记录和再现。
通常的采用例如上述记录模式A、B和C的记录和再现装置以数种不同的采样频率运行以便给这些模式提供不同的带宽和信噪比。以不同的采样频率工作需要一种复杂的采样频率信号发生电路，并增加LSI信号处理电路中的复杂程度。而且在压缩模式采样频率不同时，将一种压缩模式中压缩的压缩信号变换成另一压缩模式亦很困难。
在当要将以高位速率记录在一大容量磁性光盘上的压缩记录信号进行变换以使其能由低速率记录在一小容量IC电路卡上时，必须将该压缩记录信扩展回到未扩展的PCM信号，然后再利用低位速率压缩模式将其再压缩来得到低位速率记录信号。这需要进行大量的信号处理，而这在经济运用的信号处理LSI上是不能实时进行的。
另外，在低位速率记录模式中，能表征音频信号（压缩记录信号中的主要信息）的信息位数量的减少还可能导致音质的恶化。如果将以频谱系数分组构成的频带的带宽作成对所有频率都相同的话，则将0Hz至22KHz的音频区间分成32个频段就会使每一频带的带宽成为700Hz。这是一般约100Hz的低频临界带宽的很多倍，而且大于大部分音频区间的临界带宽。那些相等带宽频带的带宽与低、中频率时的临界频带的带宽之间的这种失讯现象大大降低了压缩过程的效率。因而为减小压缩记录信号的位速率，就必须不仅减小主要信息的信息量，也要减小辅助信息量。
本发明的目的是提供能以多种压缩模式之一压缩数字输入信号的压缩装置、方法及压缩/扩展系统，其中能避免因需要产生多种采样频率的采样频率发生电路的复杂性及由此引起的LSI集成度的增加。
本发明的另一目的是提供能以一种压缩模式对数字输入信号加以压缩的压缩装置、压缩方法和压缩/扩展系统，由其所得到的压缩信号具有用于在有限存贮容量的记录媒体例如IC电路卡上记录所需的低位速率。
本发明的再一目的是提供一种压缩装置、压缩方法和压缩/扩展系统，其中，由一种类型的记录媒介例如磁性光盘或光盘输出的压缩信号可以以较少量的算术逻辑操作进行进一步的压缩以便复制到另一记录媒质上，而且还可以藉助少量的算术逻辑操作由该另一记录媒质例如IC电路卡上再现此经过进一步压缩的信号。
本发明还有一个目的是提供对数字输入信号进行压缩，所得压缩信号具有低位速率，而由采用此低位速率所导致的音质的恶化程度降至最小的压缩装置、压缩方法和压缩/扩展系统。
这样，本发明提出的装置是以由多个压缩模式中选择一个来对数字输入信号进行压缩以取得压缩数字信号。这些压缩模式包括一第一压缩模式和一第二压缩模式。第一压缩模式中的压缩数字信号的位速率大于第二压缩模式中的。此装置包含有一由数字输入信号推演出按频率和时间分组为频段的频谱系数的推演电路。每一频段具有一频宽。此电路包含一按照所选择压缩模式设定至少一个频段的频宽的频宽设置电路。此装置还包含有一量化器，它由推演电路接收频谱系数频段，给出经量化的频谱系数的频段。最后，该装置还包含有一使压缩信号中加入由量化器所得的量化频谱系数和每一频带的辅助信息的电路。
本发明还提出一种以多种压缩模式中选择一个来压缩数字输入信号得出压缩数字信号的方法。这些多种压缩模式包括有一第一压缩模式和第二压缩模式。第一种压缩模式中压缩数字信号具有高于第二压缩模式中的位速率。在此方法中，由数字输入信号推演出频谱系数，并将它们按频率和时间分组成为频段。每一频段均有一频宽，并根据所选择的压缩模式至少为一个频段设定频宽。将每一频段中的频谱系数加以量化以得到经量化的频谱系数。最后，将每一频带中的量化频谱系数连同每一频段的辅助信息加进压缩数字信号中。
本发明也提出对数字输入信号进行压缩以得到压缩数字信号和将压缩数字信号加以扩展以得出数字输入信号的一种数字信号处理系统。此系统以至少两种不同压缩模式中所选择的一个运行。第一压缩模式中压缩数字信号的位速率大于第二压缩模式中的位速率。此系统包括有一压缩器和一扩展器。
该压缩器含有一个推演出压缩信号的电路，它将数字输入信号分解成为按频率分组成多个频段的许多频谱系数，对每一频段的频谱系数加以量化以求得量化频谱系数，并以该量化频谱系数作为压缩数字信号。此压缩器还包含一为至少一个按频率分组的频谱系数组成的频段设定频宽的电路。此电路根据所选择的压缩模式设定频宽。
该扩展器包含有一由压缩信号提取量化频谱系数和辅助信息的译码器和一利用频段辅助信息对每一频段中的量化谱系数进行逆量化处理的逆量化器。至少一个频段的频宽按照所选压缩模式加以设定。最后，在此扩展器中一个电路由逆量化器得到的频谱系数推演出数字输出信号。
最后，本发明还提出一种改变压缩信号的压缩模式的方法。此方法由以第一压缩模式压缩数字输入信号所得到的第一压缩数字信号推演得第二压缩数字信号。此第二压缩数字信号以一位速率低于第一压缩模式位速率的第二压缩模式加以压缩。第一压缩数字信号包含有多个按频率分组成频段的量化频谱系数，它们再进一步按频率分组成为频率区间。在此方法中，由第一压缩数字信号提取量化频谱系数，将它们加以逆量化以得出复原的频谱系数。最低频的频率区间内的复原频谱系数经逆正交变换得出一最低频频率区间信号的组块。多个组块的最低频频率区间信号共同组成为超信号组块，然后再对之作正交变换以得出新的频谱系数。这些所频谱系数和那些在逆变换中未作逆变换的复原频谱系数作再次量化以得到新的量化频谱系数。最后，将新量化频谱系数加入第二压缩数字信号中。
在按照本发明的压缩器、系统和方法中，由一高位速率压缩模式改变为较低位速率模式时，频谱系数分组构成的频段的频宽就被增大，最好以整数倍增加。另外，在由高位速率压缩模式改变成较低位速率模式时，就降低数字输入信号的频率上界。
在当数字输入信号代表一音频信号，而频段的频宽的设置是为了确定量化噪声和掩蔽的目的时，频段的频宽即随频率增加而增加。而且，超过压缩模式频率上界的频段中的频谱系数不配置量化信息位，在压缩信号中亦不加入这样的频段的任何辅助信息。
在按照本发明的装置、系统、和方法中，所有压缩模式均以同一采样频率接收数字输入信号。
频谱系数可以对数字输入信号作正交变换来由数字输入信号中推演得。正交变换可依靠将数字输入信号分成为多个频率区间中每一个的频率区间信号、随后将每一频率区间信号分为组块、和对每一频率区间信号的每一组块进行正交变换来实现。最低的两个频率区间最好具有相等的带宽。大于该最低频率区间的频率区间的带宽最好随频率增加而增大。频率区间信号所划分形成的组块的最大长度，在由高位速率压缩模式改变为低位速率模式时，最好应给予增大。但是，由较高频率区间内的频率区间信号划分的组块的最大长度可以在所有压缩模式中保持相同。
按照本发明的方法可能包括有将压缩信号记录在记录媒质上的附加步骤。记录媒体可以是磁性光盘，半导体记录媒体，IC存贮器电路卡、光盘、或某种其它记录媒体中的任何一种。
在按照本发明的装置、系统和方法中，可以采用经过修改的DCT作为正交变换。
按照本发明的装置、系统和方法还可以另外将以一种压缩模式压缩的压缩信号加以压缩以得出以另一较低位速率的压缩模式压缩的压缩信号。在这方面，压缩信号中至少最低频率区间中的频谱分量可以进行逆正交变换，而后所得到的恢复的频率区间信号则可以以增加的最大组块长度再作正交变换以提供附加压缩信号的主要信息。
按照本发明的装置、系统和方法，尽管不同模式的输出位速率不同，所有压缩模式中的数字输入信号则具有同一采样频率。这就免除了为取得多个采样频率所需的采样频率发生电路所必具的复杂性以及以多个采样频率运行的处理电路的复杂性。按照本发明的方法和装置使得在一个压缩模式压缩的压缩信号能被容易地变换成以另一压缩模式压缩的压缩信号。这在到目前为止因为要采用不同的采样频率是很难做到的。
如果希望将以高位速率压缩模式压缩的压缩信号从一像磁性光盘那样的大容量记录媒体复制到小容量的例如一IC电路卡的记录媒体，并将该压缩信号作进一步压缩以减小记录在IC卡上的信号的位速率。则此另加的压缩就可仅仅用另加的处理来实现。无需完全地扩展压缩信号和从头开始再以新压缩模式对被扩展的信号进行压缩。
由于在较低位速率压缩模式中的压缩信号的频率上界降低了，因而就不必对高于频率上界的频段作算术和逻辑操作，这就减少了算术逻辑操作的数量，而可以简化处理电路。换句话说，不用的处理能力可被用来进行另加的为改善低位速率压缩模式中的音质的处理。而且如果无需整个高频率区间，则可整个地省略该频率区间。如果需要该频率区间的部分，就可仅仅进行被实际应用的频率区间的这一部分中的处理，而可省略掉该频率区间不用的部分中的处理。
可用于表示压缩信号的主要信息的信息位数量的相应减少大于压缩模式之间的位速率上的对应减少。因此，就希望有另外的措施来防止在采用较低位速率压缩模式时音质的难以承受的恶化。根据本发明，通过增加帧长度来改善压缩效率，亦即依靠增加作正交变换的最大组块长度，依靠增加最大组块长度，信号可由时间范畴到频率范畴以满意的准确性作正交变换，而辅助信息量，例如换算因子和字长数据，则会减少。辅助信息量的减少使可用于表达主要信息的信息位数量增加。
此外，在趋向于频率增高时，按本发明的方法和装置增宽至少大部分频段的频宽，由正交变换所得频谱系数按频率划分到这些频段中去以便确定量化噪声和掩蔽。在频率降低趋向上，按本发明的方法和装置执行正交变换并以促使频段紧密对应临界频段方式进行频段分组，而不考虑低位速率压缩模式中频率上界的降低。这些措施使得有可能防止在通常在整个频率区间宽度相等的频段设置中会发生的压缩系数降低的情况。
在频率上界下降时，如果频谱系数被划分到其中去以便确定量化噪声和掩蔽的频段的宽度不因频率变化而改变的话，将从0Hz至22KHz的频率区间分成为32个频段就会得到频段宽约为700Hz的结果，这大大宽于低频率（通常为100Hz左右）时的临界频宽，也宽于大部分频率区间的临界频宽。这使得压缩效率降低。
根据本发明，为确定量化噪声和掩蔽而将频谱系数划分到其中去的频段的宽度被选择得随频率增大而加宽，并使之接近于至少大多数频段的临界频宽。另外，为了防止较低位速率压缩模式中音质的恶化，在低位速率压缩模式中将欲进行正交变换的最大组块长度加大。
如果欲将记录在作为第一记录媒体的磁性光盘上的压缩信号复制到一第二记录媒体例如IC电路卡上，依靠将信号直接由一记录媒体复制到另一媒体上，或者在将其记录到第二记录媒体前另行对由第一记录媒体再生的压缩信号加以压缩而不将该再生的信号完全扩展，就可以减少算术和逻辑操作的量。
在复制过程中算术和逻辑操作的数量借助对频率区间一定部分中的频谱系数、亦即对过低频率区间的频谱系数施行逆正交变换可以得到减少。所得的恢复频率区间信号然后再以较长的最大组块长度进行正交变换，以得出另加压缩的信号的频谱系数。对于那些其频谱系数不作再变换的频率区间，则增大由频谱系数按频率分组成的、其压缩信号加有辅助信息的频段的频宽，以减少有压缩信号中的辅助信息的量。这就使更多的信息位可用于量化频谱系数，而减少用采用低位速率压缩模式所引起的音质恶化程度。
本说明所用附图如下：
图1为按照本发明的包括有编码器的记录和再生压缩记录信号的装置的实例方框图;
图2为说明记录在磁性光盘和IC电路卡中的内容的图示;
图3表明记录和再生装置前面板外观的示例;
图4为表明按照本发明的用于压缩数字音频输入信号的编码器的实例的方框图;
图5表明以四种不同压缩模式处理由数字音频输入信号推演得的频率区间信号的帧和组块结构;
图6为图4中所示允许噪声计算电路20的一实施例的方框图;
图7表明简化频谱直方图，和各频段中频谱系数的掩蔽区间;
图8表明掩蔽频谱;
图9表明最小可闻电平曲线与掩蔽频谱的合成;
图10A为图4中所示位配置计算电路的另一实施例的方框图;
图10B至10E表明可用于图10A所示位配置计算电路的各种按频率加权的特性方案曲线;
图11为一表明图10所示位配置计算电路在信号频谱分布相当平坦时进行位配置的图形;
图12为表明由图11中所示的位配置所得的噪音频谱的图形;
图13为表明图10所示位配置计算电路在信号相当音色化时进行位配置的图形;
图14为表明由图13中所示的位配置所得的噪音频谱的图形;
图15表明在考虑到临界频段的频宽和对频段作组块浮动处理的效率时如何将11.6ms的帧信息按频率和按时间分成为52个频段;
图16说明模式B的帧长度如何因模式B的带宽和位速率降低而相对模式A增加的情形;
图17为表明按照本发明的在高频率区间降低采样电路细节的编码器的简化方框图;
图18为表明不同压缩模式之间帧长度要改变时用于将压缩信号由一压缩模式变换为另一模式的电路的方框图;
图19为表明将按本发明的编码器所产生的压缩信号加以扩展的译码器的方框图。
现在参照附图来叙述本发明的优选实施例。
图1为表明一用于记录和再生压缩记录信号的装置8的实施例的配置的示意图。此装置包含一按照本发明的压缩数字输入信号的编码器。
图1中所示的装置8由用于第一记录媒体例如磁性光盘1的记录和再生系统9，以及用于第二记录媒体例如IC电路卡2的记录和再生系统4组成。当记录在磁性光盘1上的压缩记录信号复制到IC电路卡2时，变形电路71对由光读取头从磁性光盘1读出的压缩记录信号进行处理。变形电路71对电磁性光盘1读出的压缩记录信号施行8-14调制（EFM）、解调和去交错、即纠错处理。由变形电路71得到的压缩记录信号被写进IC电路卡记录和再生系统4的存贮器85，在此它由辅助压缩器84进行处理。此辅助压缩器采用可变位速率编码，例如熵编码，对贮存在存贮器85中的压缩记录信号再加以压缩。由此所得的再次压缩信号通过IC电路卡接口86记录到IC电路卡2上。
在刚才谈的复制过程中，由磁性光盘1再生的压缩记录信号是在压缩状态被送进IC卡记录和再生系统4中的，这就是说，再生的压缩记录信号没有经译码器23扩展。此未被扩展的压缩记录信号然后在被记录到IC电路卡2之前再作另一次压缩。
记录和再生装置8具有两种再生记录在第一记录媒体、例如磁性光盘1上的压缩记录信号的操作模式;正常模式和高速复制模式。在正常再生模式中，压缩记录信号间歇性地由磁性光盘再生，即以脉冲串的方式。压缩记录信号被安排呈包含一定位数的记录单元的格式。例如说，一记录单元可以由一包含32个扇区压缩记录信号的一簇加上为适应该32个扇区中压缩记录信号的交错作用所产生的附加信号的数个附加扇区所组成。然后，再生的压缩记录信号再经扩展和变换来得出至少一个音频输出信号。
在高速复制模式中压缩记录信号以高速度从第一记录媒体复制到第二记录媒体，在所示例子中为IC卡2。记录在第一记录媒体上的压缩记录信号被连续地读出，连续地作附加压缩，并连续地馈送到第二记录媒体连续地记录下来。这就取得高速度即短时间周期的复制效果。这种复制速度的增加至少等于记录在第一记录媒体上的压缩记录信号的压缩比。
下面详细介绍图1中所示的记录和再生装置8。在记录和再生装置的磁性光盘记录和再生系统9中，记录媒体是磁性光盘1，它由主轴电机51驱动旋转。
压缩记录信号采用磁场调制记录顺沿着予先构成的音轨被记录在磁性光盘上。在这方面，由磁头驱动电路66驱动磁头54将按该压缩记录信号加以调制的磁场加到磁性光盘1的一面，而由光头53将激光辐射到光盘1的另一面上。此磁场与激光协同进行热磁性记录。
压缩记录信号通过追踪音轨从磁性光盘1上再生，此时是利用光头53发射的激光作光磁性地再生记录信号。
光头53包括有一激光源，例如激光二极光;光学元件，例如准直议透镜，物镜，偏光束分离器，和柱面透镜;以及一具有预定特性的光接收单元的光探测器。光头53被设置在磁性光盘1面向磁头54的另一面上。
光头53还对写入或读出压缩记录信号地点的记录音轨所反射的激光加以检测，以便使此光头能检测出聚焦误差和寻轨误差。在由磁性光盘1再生压缩记录信号时，光头53应用所谓象散法来检测聚集误差，应用所谓推挽法来检测寻轨误差。
光头53还检测由记录音轨反射的激光的偏振角（克耳旋转角）中的偏差，并由此产生一重放信号。由光头53得到的重放信号被馈送到RF电路55中，后者由光头53的输出提取聚集和寻轨信号，并将它们送到侍服控制电路56。RF电路还将光头的输出变换成为二进制信号，它被送至变形电路71，这在下面将详述。
侍服控制电路56由例如一聚焦侍服控制电路，一寻轨侍服控制电路，一主轴电机侍服控制电路，和一头馈侍服控制电路组成。聚集侍服控制电路控制光头53的光路系统，将聚焦误差信号降低到零。寻轨侍服控制电路也控制光头53的光学系统，将寻轨误差信号降低到零。主轴电机侍服控制电路控制主轴电机转动磁性充盘1以建立记录音轨和光头之间的恒定线速度。头馈侍服控制电路促使光头53和磁头54作相对磁性光盘1的径向移动到系统控制器57指定的记录音轨上的地点。
侍服控制电路56在执行上述控制操作时，将表明其所控制的各个不同部分的运行状态的信息传送到电路的其他部件，例如系统控制器57，这将在下面讨论。
系统控制器57连接有控制输入键盘58和显示器59。此系统控制器按照用户由控制输入键盘58送入的输入信息所选定的操作模式控制记录和再生系统。系统控制器57还依据由磁性光盘1的记录音轨所再生的、包括标题时间或子码Q数据的扇区-扇区地址信息，对记录和重放时光头53及磁头54在记录音轨上的位置进行控制。
系统控制器57还促使显示器59显示出压缩模式信息。在记录时，由编码器63依据控制输入键盘58中的压缩模式控制键（图中未作出）的设定提供压缩模式信息。重放时，压缩模式信息则由再生系统提供，它由从磁性光盘1再生的压缩记录信号中提取此压缩模式信息，下面将对此加以说明。
最后，系统控制器57在显示器59上显示重放时间。重放时间是由将从磁性光盘1的记录音轨再生的扇区-扇区地址信息（绝对时间信息），如标题时间或子码Q数据，乘以给出实际重放时间的指定压缩模式的压缩比推导得的。例如;如果压缩比为4，则将由磁性光盘读出的绝对时间乘以4来获得实际重放时间。如果绝对时间信息是在制造磁性光盘的过程中预先形成在光盘的记录音轨上的话，就可以将此预先形成的绝对时间信息读出并乘以压缩比来显示当前的再生位置的实际重放时间。
在记录和再生装置8的记录和再生系统9的记录系统中，模拟音频输入信号Ain由输入端60通过低通滤波器61送至模数（A/D）转换器62。此A/D转换器将模拟音频输入信号Ain变换成PCM数字音频输入信号。由此A/D转换器输出的数字音频输入信号被送到编码器63。由输入端67出来的PCM数字音频信号另外可经由数字输入接口电路68送到编码器63。
表1（采样频率＝44.1KHz）
压缩模式 位速率 频带宽 帧长度
Kbps/通道 KHZ msec
A 128 22 11.6
B 64 13 23.2
C 32 5.5 34.8
D 16 3 46.4
编码器63以系统采样速率接收数字音频输入信号，按照由系统控制器57所指定的表1中所示压缩模式之一对之进行压缩。例如说，如果指定的压缩模式为压缩模式B，编码器便以44.1KHz的采样速率接收数字输入信号，并将压缩信号以64Kb/S的位速率馈送入存贮器64。编码器将标准CD-DA格式的位速率降低8倍，即由75扇区/秒降至9.375扇区/秒。
在图1所示的实施例中，A/D转换器62的采样频率与标准CD-DA格式的采样频率相同，即44.1KHz，编码器63在所有压缩模式中均以此采样频率工作。但由于压缩记录信号的带宽在较低位速率压缩模式中减小了，因此低通滤波器61的截止频率就必须按所选择的压缩模式设定。
系统控制器57控制压缩信号的写入缓冲存贮器64和压缩记录信号的由其中读出。缓冲存贮器64临时存放编码器63送出的压缩信号，为其记录到光盘上作好准备。在压缩模式B中，编码器63输出的压缩信号的传送速度为标准CD-DA格式传送速率75扇区/秒的1/8，亦即9.375扇区/秒。
压缩信号连续地写进缓冲存贮器64。尽管如上所述，可由缓冲存贮器64读出压缩记录信号将其记录到光盘上所有8个扇区中的一个，但最好像下面将说明的那样，将压缩记录信号准连续地记录到光盘上多个扇区中，因为记录进所有8个扇区的一个是不现实的。
为了作准连续状态的记录压缩记录信号，在不作记录的等待周期后，以75扇区/秒的瞬时传送速率的脉冲串方式进行记录。此传送速率与标准CD-DA格式的传送速率相同。以一定数量扇区为一簇的记录单位进行记录。最好每一簇包括32扇区，再加上为适应此32扇区中压缩记录信号的交错作用而引起的辅助信息量所需的数个附加扇区。
在系统控制器57的控制下，压缩信号以压缩模式B的9.375（75/8）扇区/秒的传送速率连续地写入缓冲存贮器64。同样在系统控制器57的控制下，压缩记录信号以75扇区/秒的瞬时速率按脉冲串方式由缓冲存贮器64中读出。计及非记录时间在内的由缓冲存贮器67读出压缩记录信号和将其写到磁性光盘上的综合传送速率为低速率9.375。不过在记录过程当中的瞬时传送速率为标准速率75扇区/秒。这样，如果磁性光盘1的记录速度与标准CD-DA格式相同的话，则在磁性光盘1上的记录就将具有与通常的CD-DA格式的记录同样的记录密度和记录型式。
由存贮器64中以瞬时传送速度75扇区/秒的脉冲串方式读出的压缩记录信号被送到格式化单元65。在此格式化单元中，压缩记录信号被组成按簇计的记录单元，单元簇由多个扇区，最好为32个扇区，加上被安排在它的前后的数个簇链接扇区共同构成。此簇链接扇区的数量的设置应能使这些簇链接扇区能适应因该多个扇区中压缩记录信号的交错作用而产生的辅助信号的需要。这样，每一簇均配合有一不受相邻簇中压缩记录信号部分交错作用影响的压缩记录信号的自保持部分。
格式化单元65另外还对按脉冲串方式由缓冲存贮器64读出的压缩记录信号进行使其作纠错编码（如附加和插入奇偶校验位）和使其作8-14（EFM）编码的处理。由格式化单元65输出的压缩记录信号被馈送至磁头驱动电路66。此磁头驱动电路连接到磁头54，并使其向磁性光盘1提供一按压缩记录信号调制的磁场。
系统控制器57控制光头53和磁头54在磁性光盘1的记录音轨上的位置，以便将由缓冲存贮器64以脉冲串方式读出的压缩记录信号记录到磁性光盘的记录音轨上。系统控制器还将指定磁性光盘的记录音轨上的记录位置的控制信号提供给侍服控制电路56。
现在来讨论磁性光盘记录和再生系统9的再生系统。
再生系统将由上述记录系统准连续地记录在磁性光盘1的记录音轨上的压缩记录信号加以再现。光头53用激光照射光盘1，并响应由光盘反射的光产生重放信号。此重放信号被馈送到RF电路55，在此被变换成二进制重放信号，再被输送到变形单元71。此再生系统除能用于再现磁性光盘1外，也能再现普通的激光盘（CD-DA）。
变形单元71是上述记录系统中格式化单元65的对应物。此变形单元对由RF电路55得到的二进制重放信号进行处理，给之以EFM译码、纠错、和逆交错处理，以便为所选压缩模式中的压缩记录信号提供75扇区/秒的传送速率。这要大于所选压缩模式的传送速率。
在系统控制器75的控制下，由变形单元71出来的压缩记录信号以75扇区/秒的传送速率被重复地写入缓冲存贮器72，并一次连续地以相当于所选压缩模式B的传送速率9.375扇区/秒从该缓冲存贮器中读出。
系统控制器57控制光头53在磁性光盘1的记录音轨上的位置，使得由光盘1的记录音轨重复再生压缩记录信号，以便重复地写进存贮器72。系统控制器还将指定磁性光盘记录音轨上的重放位置的控制信号提供给侍服控制电路56。
压缩信号以压缩模式B的传送速率9.375扇区/秒连续地由存贮器72传送到译码器73。译码器73针对记录系统中编码器63所进行的编码进行译码。译码器73的操作模式由系统控制器57指定。译码器73将压缩信号作8倍的扩展以取得数字音频输出信号，16位的PCM信号。此数字音频输出信号被由译码器73馈送给数模（D/A）变换器74。
D/A变换器74将由译码器73得到的数字音频输出信号转换成模拟音频输出信号Aout，再经过低通滤波器75送到模拟音频输出端76。此数字音频输出信号也可馈送到一数字音频输出端（图中未作出）。
将由输入端60输入的模拟音频输入信号Ain经过低通滤波器61后在A/D变换器62中被变换所得到的，或者直接由数字输入端67引入的数字音频输入信号，由编码器63压缩以得到压缩信号。此压缩信号再经辅助压缩器84进行压缩以便记录到IC电路卡2上。此辅助压缩器可以是一种位速率可变的编码器类型，能实现所谓的熵编码。由编码器63所得的压缩信号经由缓冲存贮器81被送到辅助压缩器84。压缩信号读出缓冲存贮器85后进入辅助压缩器84，由其进行可变位速率编码，如熵编码。所得的经辅助压缩的信号经过IC卡接口电路86以可变位速率记录到IC卡中。
以可能采用按照本发明的压缩器作为辅助压缩器84来代替执行熵编码的编码器。按照本发明的压缩器依靠增加正交变换的大小，或者依靠应用浮动组块的频域中频段的宽度，使得信号以恒定的低位速率记录到IC电路卡2上。
IC卡记录和再生系统4不仅能记录馈送到模拟输入端60的模拟输入信号或馈送到数字输入端67的数字输入信号，而且也以高速度记录由磁性光盘1复制的压缩记录信号。在后面的情况中，由磁性光盘1再生的信号直接地未经完全扩展地被馈送进IC卡记录和再生系统4中的缓冲存贮器85。
系统控制器57响应输入控制键盘58的高速复制键的作用，为使装置能进入高速复制模式作好准备。在将IC卡2插入IC卡记录单元4时，IC卡检测电路52通过侍服机构56发送一信号到系统控制器57。当IC卡检测电路52检测到IC卡2已经插入记录单元4时，系统控制器就将装置设置到高速复制模式。
响应系统控制器57的控制信号，侍服机构56使得磁性光盘1上记录的压缩记录信号将作连续的再现（即就是不进行音轨跳越）。由变形单元71所得的再生压缩记录信号直接地、即未作扩展地，送至IC卡记录和再生系统4中的缓冲存贮器85。此压缩信号由进行可变位速率编码的辅助压缩器84加以处理，然后经由IC卡接口电路86记录到IC卡2上。如果记录在磁性光盘1上的压缩记录信号按照压缩模式B压缩，由磁性光盘（再生的压缩记录信号的传送速率，因而亦即由变形单元71所得的压缩信号的传送速率，即成为正常传送速率的8倍。
因此，在高速复制期间，记录在磁性光盘1上的模式B压缩记录信号就连续地由磁性光盘再现，并在作可变长度编码后，以8倍正常速率被复制到IC卡2。这样，就可以将磁性光盘1上记录的选择内容即可以实际时间的1/8复制到IC卡2上。如上所说，辅助压缩器84另外亦可利用较低的固定位速率来压缩该压缩信号，来代替变化位速率。
复制过程的速度比取决于记录在磁性光盘1上压缩记录信号的压缩模式。但如果磁性光盘的转动使得记录速度成为正常记录速度的数倍的话，进行复制的速度比就有可能大于由压缩记录在磁性光盘1上的压缩记录信号所得的速度比。
参看图2，具有恒定位速率的压缩记录信号连同表明在辅助压缩扩展器3对压缩信号另行压缩时所得的辅助压缩信号中的信息位数的信号量信息一齐记录在磁性光盘1上。如上所述，作辅助压缩的信号可以具有变化的位速率，或者低的固定速率。此信号量信息指明欲被记录在IC卡2上的辅助压缩记录信号中的信息位数，也指明为记录辅助压缩记录信号IC卡2上所需的记录容量。为磁性光盘1上的每一选择信息项给出信号量信息，就可由磁性光盘读出此信号量信息直接知道能为IC卡2所适应的磁性光盘上记录的选项数，或者这些选项的集合。
此外，如果在进行辅助压缩之前，将指明压缩信号中信息位数的第二信号量信息连同辅助压缩记录信号记录在IC卡2上，则在将选择内容由IC卡2复制回磁性光盘时所需的磁性光盘的容量也能直接知道。
图3表明图1中所示电路的记录和再生装置的前面示图。此装置包括磁性光盘插入部分6和IC卡插入槽7。换言之，磁性光盘记录和再生系9（图1）及IC卡记录和再生系统4（图1）可是独立的单元，它们之间利用合适的链路，例如电或光缆，或者RF或光发射和接收，来传送所需的信号。
下面参照图4及以下各图形来说明采用图1中编码器63所用的子频段编码（SBC）、自适应变换编码（ATC）和自适位配置（APC-AB）技术的压缩数字输入信号（如PCM音频输入信号）的技术以及图1中译码器73所用的相应的扩展技术。
在图4所示编码器中，频率区间划分滤波器将数字输入信号按频率分成多个频率区间之一中的频率区间信号，使得这些频率区间的频宽随频率增加而增大，而两个较低频率区间的频宽则相同。每一频率区间内的频率区间信号按时间分成组块，每一频率区间信号的每一组块进行正交变换以求得频域内的多个频谱系数。这些频谱系数按频率分组成频段，并进行自适应位配置以设定频段中可用的量化信息位的总数。每一频段中的频谱系数利用频段内所配置的量化位数加以量化。
频谱系数的每一频段表示将数字输入信号按时间和频率进行划分所得到的数字输入信号的片段。时间分割是将输入信号按时间分成为组块，频率分割是将由正交变换组块之一所得的频谱系数进行频率分组。
按频率分组成频带的频谱系数另外也可采用多个滤波器作串并联配置，如QMF滤波器，将数字输入信号按频率分为多个窄频段的每一个中的频段信号。而后再将此频段信号按时间分成频谱数频段。每一频谱系数频段仍然代表由将数字输入信号按时间和频率划分所得到的数字输入信号的一个片段。此频率划分就是将输入信号按频率分成多个窄频率段，而时间划分则就是将频率段信号按时间划分。
“频段”是临界频段，或者是由将趋向较高频率的临界频段进一步按频率划分所得的子频段。将频谱系数按频率分组成相当于临界频段的频段时考虑到人类听觉的频率分辩特性，这将在下面解释。对趋向较高频率的频谱系数按频率分组成相当于临界频率一个局部的频段提高应用于每一频段的组块浮动的效率。
在编码器63中，频率区间滤波器11和12将数字数入信号按频分为多个频率区间的每一个中的频率区间信号。
然后每一频率区间信号被按时间分成对之要进行组块浮动处理和正交变换处理的组块。组块长度决定电路45根据数字输入信号的动态特性适当地确定每一频率区间中的组块的组块长度。数字输入信号想象性地按时间划分为帧。然后，在数字输入信号被分为多个频率区间信号之后，即将每一频率区间信号分成为其中频率区间信号将作正交变换处理的组块。每一组块相当于一帧，或一帧的整分数（例如1/2，1/4）。这样，其中的每一频率区间信号要作正交变换处理的最大组块长度就等于帧长度。每一帧所分成的组块数按照信号的动态特性决定。
在编码器63中，组块浮动处理电路42、43和44，对每一频率区间内的频率区间信号组块作组块浮动处理。组块浮动处理是一个规格化过程，它将以一定准确度表达频率区间信号组块中的采样信号所要求的信息位数归约化。这降低正交变换电路的复杂程度。组块浮动处理最好对每一频率区间信号的每一组块都施行，但也可对一组块的一部分，或者多个组块进行。
另外，在编码器63中，组块浮动处理电路46、47和48对由正交变换所得的频谱系数施行组块浮动处理。对一临界频段中的、一组临界频段中的、或者、趋近较高频率的临界频段中的、将临界频段按频率划分所得的子频段中的频谱系数均可作组块浮动处理。在所示实施例中，组块浮动处理电路46、47和48对相当于趋近于低频率的临界频段的频段，和相当于高频率处的临界频段的一部分的频段进行组块浮动处理。
在图4中，数字音频输入信号，即一具有频率区间0Hz至22KHz而采样频率为44.1Hz的16位PCM音频信号，被送至输入端10。此数字音频输入信号由输入端10通过低通滤波器40被送进频率区间划分滤波器11。频率区间划分滤波器11将数字音频输入信号分成为在频率区间0Hz至11KHz内的频率区间信号和在高频率区间11KHz至22KHz内的频率区间信号。频率区间划分滤波器12进一步将频率区间0Hz至11KHz内的频率区间信号分成为低频率区间0Hz至5.5KHz内的频率区间信号和中间频率区间5.5KHz至11KHz内的频率区间信号。这样，低频率区间的带宽和中间频率区间的带宽即相等。频率区间划分滤波器11和12是例如一正交镜象滤波器（QMF）。QMF滤波器在R.E.Crochiere的“Digital  Coding  of  Speech  in  Subbands”（Bell  Syst.Tech.J.Vol.55，No.8，1976）中有介绍。采用等带宽滤波器的频段划分技术则在Joseph  H.Rothweiler的“Polyphase  Quadrature  Fitters-A  New  Snbband  Coding  Technigue”（ICASSP  83，Boston  1983）中有介绍。
由频率区间划分滤波器11所得的高频率区间内的频率区间信号通过组块浮动处理电路42被送至正交变换电路13。由频率区间划分滤波器12所得的中间频率区间内的频率区间信号通过组块浮动处理电路43被送至正交变换电路14。由频率区间划分滤波器12所得的低频率区间内的频率区间信号通过组块浮动处理电路44被馈送至正交变换电路15。
组块浮动处理电路42、43和44分别对高频率区间内的、中间频率区间内的和低频率区间内的每一频率区间信号组块作组块浮动处理。每一组块的组块长度由组块长度决定电路45确定。
正交变换电路13，14和15由时域对各个频率区间信号的每一组块作正交变换以得到频域中的频谱系数。正交变换电路13、14和15最好为改进的离散余弦变换（MDCT）电路。亦可代之以采用离散余弦变换电路或快速傅里叶变换电路。变型的离散余弦变换在J.P.Princen  &  A.B.Bradley的“Snb-Band/Transform  Coding  Using  Filtor  Bank  Designs  Based  On  Time  Domain  Aliasing  Cancellation”（ICASSP  1987）中有介绍。
图5以实例1说明如何将数字输入信号按频率划分为频率区域，如何将每一频率区域中的信号想像地按时间划分为每一压缩模式A、B、C和D中的帧，以及如何将每一频率区域中的频率区域信号的帧独立地按时间划分为每一压缩模式A、B、C和D中的组块。每一频率区域信号的帧能予以划分成的最小组块数为1。每一压缩模式中每一频率区间内的频率区间信号帧能被划分成的最大组块数由垂直破折线所指明。组块的实际划分取决于数字输入信号的、或一或多个各个频率区间信号的动态特性，这将在下面说明。在当选择低位速率的压缩模式时，响应此压缩模式信号，组块长度决定电路45增大帧长度或最大组块长度，而低通滤波器40减小数字输入信号的带宽。
在压缩模式A，组块长度决定电路45将帧长设置为11.6ms，低通滤波器40则将数字输入信号的带宽设置为22KHz。在数字输入信号为时间上准静止时，组块长度决定电路45就使得频率区间信号按时间划分成所有三个频率区间信号的组块长度均相同，即11.6ms。在当数字输入信号成为更显动态性时，组块长度决定电路就渐进地降低组块长度。在低和中间频率区间，频率区间信号被按时间划分得使每一帧能被分成为4组块之多，每块长2.9ms。在高频率区间，频率区间信号被按时间划分得使每帧能被分成为8个组块之多，每块长1.45ms。
组块长度决定电路渐进地将每一频率区间信号的组块长由相当于帧长的最大组块长降低至最小组块长度。在当数字输入信号基本上为静态时，频率区间信号就被划分成其组块长度等于帧长的组块。在当数字输入信号渐进地成为更动态性时，频率区间信号被划分成组块长度等于1/2帧长的组块，然后再被分成为组块长度等于1/4帧长的组块，如此等等，直至达到最小组块长。另外，在某些动态情况下，如果在一帧期间内发生的瞬变状态，频率区间信号帧就可以作不平衡划分。例如说，可将该帧分为三个组块，其中一块的组块长为1/2帧长，另二块的组块长则等于1/4帧长。最后，一数字输入信号帧中的频率区间信号可被划分为不同的组块数。
在压缩模式B，组块长度决定电路45将帧长，因而亦即最大组块长度，设定为压缩模式A中的二倍，即23.2ms，而低通滤波器40则将数字输入信号的频率上界降至13KHz。在当数字输入信号为时间性准静态时，组块长度决定电路45将组块长设置为等于帧长度，即23.2ms。当数字输入信号成为更动态性时，组块长度决定电路就渐进地降低组块长，如上所述，在低和中间频率区间，频率区间信号被按时间划分成使得每帧可被分为8组块之多，每块长2.9ms。在高频率区间，频率区间信号被按时间划分得使每帧能被分成16个组块之多，每块长1.45ms。
由于数字输入信号的频率上界仅仅延伸到13KHz，编码器63就包含有下降采样电路41，用来对高频率区间中的频率区间信号作1/2或1/4的下降采样。这就避免了在频率等于和大于频率上界时的不必要的信号处理。
在压缩模式C和D，组块长度决定电路45进一步分别将帧长增加到压缩模式A帧长的三或四倍。低通滤波器40也进一步分别将数字输入信号的频率上界降低到5.5KHz和3KHz。
为便于由压缩模式A转变到压缩模式B，可以仅在一或多个较低频率区间中将最大组块长度加倍，如下面将详细说明的。结果，在当压缩信号由一压缩模式转变为另一压缩模式时，仅仅只将压缩信号中的低频率区间信号作正交变换所得的频谱系数作逆正交变换，然后将所得到的恢复后的低频率区间信号以增大的组块长作再次正交变换。这就使得压缩模式变换较容易实现，否则的话，就需要首先对所有频率区间的频谱系数作逆正交变换，然后再将所得的恢复后的频率区间信号作再次正交变换。由此而带来的处理工作量的减少，就使得有可能与将由磁性光盘所再生的信号由压缩模式A转换到压缩模式B的同时，实现由磁性光盘1至IC存贮器卡2的高速复制。这样来实现处理工作量的减少是很合理的，因为较高频率区间内音频信号分量较之较低频率区间具有更快的起伏特性，而且在高频率区间的信号分量能容许承受较低的信噪比。
数字输入信号的帧长和频率上界在所有压缩模式中不一定要求各不相同：一些压缩模式可以采用相同的帧长度和/或频率上界。即使在低位速率的压缩模式中帧长度要增大，也可以有选择地采用其组块长度等于或为帧长的分数的较短的帧长度来缩短时间性的处理延迟。
按照本发明的编码器利用一种被称这为“掩蔽（masking）”的人类听力上的音质评判特性。掩蔽过程是一种心理声学现象，这时，一种信号或噪声由于另外的同时发生的、或稍前于、或稍后于该信号或噪声发生的信号，而成为无法听见的，或者说“被掩蔽掉”。掩蔽过程可被分类为时域掩蔽，此时掩蔽作用是由早于或迟于被掩蔽信号发生的信号所引起的，和并发掩蔽，此时掩蔽作用是由与被掩蔽信号同时发生的、而频率与之不同的信号所引起的。
掩蔽使一信号能将其时间或频率掩蔽区间内的任何噪音成为无法听到。这就意味着，一产生量化噪音的数字编码系统可以具有较之不存在有信号时所允许的噪音电平要高的量化噪音电平，只要此量化噪音处在该信号的掩蔽区间之内。由于如果为该信号所掩蔽可允许相当高的量化噪声电平，就可以大大减少为表示带有可接受低电平量化噪声的信号、或此信号的部分、所需的信息位数。
一临界频段是可为一信号掩蔽的频率区间的尺度。一临界频段是能为一纯正的信号所掩蔽的噪声频段，该纯正信号的强度与此噪声的相同，并具有此临界频段的中心频率。相继的临界频率段的带宽随频率增大而增加。0Hz至22KHz的音频频率区间通常被分成为例如说25个临界频段。
在本发明的这一说明书中，会不时地引用一压缩信号的量化噪声。一压缩信号的量化噪声是由对压缩信号加以扩展和D/A变换所得的模拟信号中的量化噪声。
现在再回到图4，在编码器63中，由正交变换电路13、14和15对从数字输入信推演得的频率区间信号的组块作正交变换所得到的频谱系数按频率分组构成频段。趋近较低频率的频段相当于临界频段，趋近于较高频率的频段对应于为提高作用于每一频段的组块浮动处理的效率而按频率被作进一步划分的临界频段。
被分组为频段的频谱系数被馈送到组块浮动处理电路46、47和48，由他们对每一频段中的频谱系数作组块浮动处理。由组块浮动处理电路46、47和48出来，频谱系数进入到量化电路18。在此量化电路中，每一频段中的频谱系数被利用由自适应位配置计算电路20所决定的、为量化该频段中频谱系数所配置的信息位数进行量化。此自适应位配置计算电路为能进行各频段中频谱系数的量化配置总的量化信息位数，并将位配置信息提供给量化电路18。能用于量化频谱系数的总信息位数决定于所选择压缩模式的位速率。
自适应位配置计算电路20通过组块浮动解除电路52由正交变换电路13、14和15接收频谱系数，该浮动解除电路解除由组块浮动处理电路42、43和44所作的组块浮动处理。自适应位配置电路20确定为量化一频段中的频谱系数要配置到每一频段的信息位数，并将所定的位配置信息送到量化器18。此量化器利用配置到每一频段的量化位数重复对每一频段中的频谱系数进行量化。经刚才所述的重复量化的频谱系数传送给多路器51，而作为由此多路器馈送至输出端19的压缩信号的主要信息。
图6是自适应位配置计算电路20的第一实施方案的实例方框图。自适应位配置计算电路决定考虑到掩蔽作用的每一频段所允许的噪音电平。此自适应位配置计算电路20接着计算每一频段中的能量或峰值信号的振幅与每一频段中所允许的噪声电平间之差值，并根据这一信息确定为量化每一频段中的频谱系数要配置到每一频段的信息位数。
由正交变换电路13、14和15（图4）得出的频谱系数通过组块浮动解除电路52（图4）和输入端21被馈送至频段能量计算电路22。此频段能量计算电路以计算频段中频谱系数幅值之和来确定每一临界频段中的能量。此频段能量亦可由利用频谱系数作均方根计算来计算得。还可代之以采用频谱系数振幅的峰值或平均值。频段能量计算电路22的输出是每一临界频段中的能谱，并被称之为直方图谱。图7表明12个连续的临界频段中能量的这种直方图能谱SB。该图为了简单起见，只表明了12个临界频段B1至B12
为了估算此直方图谱SB对掩蔽的效果，进行卷积处理。在此卷积处理中，直方图谱被乘以预定的加权系数，并将所得乘积相加。此卷积处理计算相邻临界频段中能量对每一临界频段中掩蔽电平的作用。这些在图7中以破折线标出。
频段能量计算电路22的输出，亦即直方图谱SB的值，为送到卷积滤波电路23。此卷积滤波电路23包括多个用于顺次延迟输入直方图谱的延迟部件。此卷积滤波器还包括有多个乘法器，它们每一个均将一延迟部件的输出乘以一加权系数。最好采用25个延迟部件和25个乘法器，每一临界频段一个。作为卷积滤波电路23的乘法器中加权系数的一个实际示例，如果一给定临界频段的乘法器M的加权系数为1，各个延迟部件的输出即分别被乘法器M-1、M-2、M-3、M+1、M+2和M+3乘以0.15、0.0019、0.000086、0.4、0.06及0.007。M是1与25之间的任意数。最后，此卷积滤波电路还包括一用于对乘法器的输出求和的加法器。
卷积滤波电路23的输出被输送到加法器24以确定对应于作卷积区内容许噪声电平的电平α。电平α是一由消卷积给于每一临界频段容许噪声电平的电平，如将在下面所说那样。一用于求得此电平α的表达掩蔽电平的掩蔽函数被提供给减法器24。此电平α由增加或减小该掩蔽函数加以控制。此掩蔽函数由（n-ai）发生器25提供，这将在下面说明。
对应于允许噪声电平的电平α由下式确定：
α＝S-（n-ai）    （1）
式中，i为临界频段号，最低频率临界频段的号为1，n和a为常数，a大于0;S为作卷积的直方图槽的密度;而（n-ai）为掩蔽函数。在图6的示例中，n＝38和n＝1时音质无任何降低。
电平α在减法器24中决定，所得结果送到对作卷积区中电平α作消卷积的除法器26。这样，依靠消卷积处理即可由电平α得到掩蔽频谱，并将所掩蔽频谱用作为容许的噪声电平。虽然通常消卷积要求进行复杂的处理，在图6所示的例子中，仅仅由简单的除法器26来执行。
掩蔽频谱通过合成电路27传送到减法器28。减法器28不经由延时电路29接收频段能量计算电路22的输出，即直方图谱SB，减法器28将掩蔽频谱由直方图谱SB中减去，此直方图谱中低于该掩蔽频谱MS所表明的电平部分即被掩蔽，如图8中所示。
减法器28的输出经由容许噪声矫正电路30被送至ROM50，其中（例如）存贮以多个经预先配置的位配置格式。位配置信息由ROM50读出后，通过输出端31被送至量化电路18。按照经由允许噪声矫正电路30从减法器28所得到的每一频段中的能量与每一频段所容许噪声电平间之差，ROM50为每一频段选择一个预先配置的位配置格式并读出配置的信息位数。然后量化电路18利用每一频段的配置的信息位数再对各频段中由正交变换电路13、14和15所得的频谱系数进行量化处理。
概括地说，量化电路18利用根据频段中的能量即峰值与该频段的允许噪声电平间之差所配置的信息位数来将每一频段中的频谱系数加以量化。
延时电路29被用来对由能量计算电路22所得的直方图谱SB作延时处理，以便考虑合成电路27之前的电路中的延迟作用。
合成电路27将掩蔽频谱MS与表示作为人类听觉的另一特性的所谓最低可闻电平曲线RC的数据进行组合。这一组合如图9所示。表示最低可闻电平曲线的数据由最低可闻电平曲线发生器32产生。按照此最低可闻电平曲线，绝对电平低于最低可闻电平曲线的噪声是听不到的。此最低可闻电平曲线随（例如）再现输出信号时的音响电平而改变。不过在实际数字音频系统中，在适应于（例如）16位的数字系统的动态范围的音乐的动态范围的各种方法方面，并无很大区别。因此，如果量化噪声电平在人最敏感的频段中，即4KHz邻近，听不到的话，就可以认为低于该最低可闻电平曲线的量化噪声在其他频段均不能被听到。
因而，假定此系统被这样的使用以使得，例如说，在4KHz邻近系统的某一字长所产生的噪声电平听不到，那么，在当将此最低可闻电平曲线RC与掩蔽频谱MS加以组合以得到允许的噪声电平时，此允许的噪声电平就可能达到图9中阴影部分所示的高度。在这一实施例中，最低可闻电平曲线的4KHz处的电平被设定为相当于对应采用（例如）20信息位进行量化时的最低电平。图9中还作出了信号频谱SS。
容许噪声矫正电路30利用例如由矫正信息输出电路33所提供的等响曲线对减法器28输出端的容许噪声电平进行矫正。等响曲线是人类听力的又一另外的特性。等响曲线表征以与1KHz的纯净声音相同强度听到的各种不同频率声音的声压电平。此等响曲线基本上与图9中所示的最低可闻电平曲线RC类似。按照等响曲线，例如一4KHz邻近的声音其发声响度就与声压电平约高8至10dB的1KHz的声音同样大小。另一方面，一50Hz的声音就一定具有高于发声响度大小相同的1KHz的声音15dB左右的声压电平。
因此就希望能将超过容许噪音电平曲线的噪声的频率特性用一相当于等响曲线的曲线加以矫正。针对等响曲线来矫正容许噪音电平的频率特性就是进一步考虑到人类听力的特性。
矫正信息输出电路33还可被用来按照表明量化电路18（图4）为量化频谱系数所采用的信息位数与压缩信号目标位速率间之差的信息来矫正容许噪音电平。这种矫正是需要的，因为在由自适应位配置计算电路20所作的预先配置中所配置的总位数与对应于压缩信号的目标位速率的位数之间可能存在有误差。因此必须重复信息位的配置以便将误差降到零。第二次位配置是这样进行的，在当所配置的信息位的总数小于目标值时，就将等于该差值的位数分配到这些频段以增加已配置的信息位。反之，在所配置的信息位总数大于目标值时，就将等于相差值的信息位数分配到这些频段以减除已配置的信息位。
为进行这一操作，要检测目标值与被配置的信息位总数之间的误差。然后矫正信息输出电路33即产生矫正允许噪声电平的矫正数据以按照误差来改变所配置的信息位数。在误差表明所配置的信息位数较少时，每一频段就必须采用更多的信息位。反之，在误差表明所配置的信息位数过多，则每一频段就必须用较少的信息位。
因此，矫正信息输出电路33，例如根据等响曲线和位配置误差，向容许噪声电平矫正电路30提供一矫正值，用以对减法器28输出的容许噪声电平进行矫正。这样就使减法器28输出的容许噪声电平等到矫正。
此容许噪声电平计算电路20可省略掉最低可闻电平曲线产生电路32和合成电路27加以简化，而将直接由除法器26的输出馈送给减法器28。
现在参照图10来说明自适应位配置电路20的另一实施例。图10中所示的自适应位配置电路为每一频段，按照根据输入信号电平所选择的多个位配置格式之一配置与电平相关的量化信息位，和按照经取决于频段的频率加权的频段幅值配置与频谱相关的量化信息位。如果，例如说可用于对所有频谱系数作量化的信息位数对应于100Kb/sec的位速率，则自适应位配置电路就按照由许多对应于100Kb/sec的位速率配置信息位数的位配置格式中所选择的一个来配置与电平相关的量化信息位。另外，此自适应位配置电路还对这些频段配置对应于100Kb/sec的与频谱相关的量化信息位。
为每一频段中频谱系数的量化而配置的实际的与电平相关的位数和实际的与频谱相关的位置由乘法器402按照信息位分配比加以调整，这将在下面作详细说明。总的可用的信息位数，即对应100Kb/sec位速率的信息位，由总的可用信息位数指示电路302指明。此总的可用信息位数根据所选的压缩模式设定。
在图10所示电路中，预定位配置格式存贮器411中存贮有多种对应于不同压缩模式的位速率，如128Kb/sec，64Kb/sec等的预定位配置格式。用于每一种压缩模式的不同预定位配置格式在中间至低频率频段的一方与高频率频段的另一方之间具有不同的位配置。与电平相关位配置电路305为每帧数字输入信号由存贮在预定位配置格式存贮器411中存放的多个预定位配置格式中选择最合适的一个。
与电平相关位配置电路308按照数字输入信号的电平由多个预定位配置格式中选择合适者，它使得能为输入信号电平较低者选择的预定位配置格式中较高频率的频段的量较少的信息位。这样选择预定位配置格式是利用音响效应，即人类听觉对较高频率的灵敏度在信号电平较低时会降低。
与电平相关的位配置电路305亦可以按照一频率划分电路的输出的电平来选择适宜的预定位配置格式，该频率划分电路按照一个或数个正交变换电路3-15（图4）所得出的一个或多个频谱系数的电平，或者按照频率区间滤波器11和12（图4）所得出的一个或多个频率区间信号的电平，借助一滤波器将输入信号分成许多频率分量。
与频谱相关的位配置由与频谱相关位配置电路304按照频段幅度计算电路303的加权输出执行。频段幅度计算电路经由组块浮动解除电路52（图4）和输入端400接收正交变换电路13-15（图4）送出的频谱系数。频段幅度计算电路303对每一频段计算频段幅度（即每一临界频段，和将较高频率临界频段按频率划分所得到的每一子频段），这最好是依靠取每一频段中频谱系数的平方之和的平方根来计算每一频段中的能量来实现。每一频段的频段幅度也可由频谱系数幅值的峰值或平均来计算，即依靠对频谱系数幅值进行积分来计算。
由频段幅度计算电路303输出的频谱是像图7中所示那样的直方图谱。为简化起见，图7仅仅作出了12个频段B1至B12，以之来代替实际电路中所用的实际数量（例如图15示例中的52个）。
频段幅度计算电路303的输出被馈送至乘法器410，后者还接收每频段一个的与频率相关的加权系数的加权格式。此乘法器将由频段幅度计算电路303所得的每一频段的幅度乘以由加权格式所定义的频段加权系数，来求得每一频段的加权频段幅度。每一频段的加权频段幅度被送往与频谱相关位配置电路304。此优选实施例采用图10B中所示的加权格式。
与频谱相关位配置电路304是这样为每一频段中的频谱系数配置与频谱相关的量化信息位的，即此与频谱相关位要按照每一频段的加权频段幅度来加以配置。在所示的实施例中，与频谱相关位配置电路配置的与频谱相关量化信息位数等于总的可能利用的量化信息位数，例如，对应于100Kb/sec位速率的与频谱相关信息位数。为量化频谱系数最后配置的与频谱相关信息位的实际数由乘法器401根据信息位分配比加以调整，这将在下面予以详细说明。
与频谱相关位配置电路304按照下式对各频段配置量化信息位：
b（K）＝δ+1/21og2[σ′2（K）/P]
式中b（K）是为量化第K频段中每一频谱系数所配置的与频谱相关量化信息位数，δ是一最佳偏置，σ′2（K）是第K频段的加权频段幅度，P为在整个频率频谱范围的平均量化噪声功率。为求得每一频段b（K）的最佳值，使δ值的变化能保证所有频段的b（K）之总和等于，或稍小于，与频谱相关量化信息位的总数。
一个优选的替代将由频段幅度计算电路303所得的频度幅度乘以单以加权格式的与频率相关加权系数的方案是，将该频段幅度乘以由多个加权格式中选择一个格式的加权系数。在加权格式存贮器406中存放有多个与频率相关加权系数的加权格式，并按照输入信号来由这多个加权格式中选择一个。
输入信号经由输入端404被送到加权格式选择器408。此加权格式选择器408由加权格式存贮器406中选择一个加权格式，并将所选的加权格式送进乘法器410。此乘法器还由频段幅度计算电路303接收频段幅度，并将每一频段的频段幅度乘以为所选加权格式所定义的频段的加权系数。所得的每一频段的加权频段幅度被馈送至与频谱相关位配置电路304。
图10B至10E作出了一些基本的加权格式。此外，在加权格式存贮器406中也可能存贮所示的这些基本加权格式的变体。在这些变体中，基本格式在斜率和交义频率上被作了修改，以便能为广宽的输入信号情况提供最佳加权格式。
加权格式选择器408按照输入信号的电平由加权格式存贮器406选择可用加权格式中的最适合者。加权格式选择器在由可用的加权格式中选择合适者时，可另外地或者替换地考虑到数字输入信号的频谱内容。
作为另一个替代方案，加权权式选择器408可根据数字输入信号，利用在例如二被存贮的加权格式之间的插入处理来计算出一加权格式。作为又一个替代方案，加权格式选择器可按照数字输入信号来调整一被选择加权格式的加权系数。在刚才描述的这些方法中，自适应位配置电路改变加权系数以取得与人类听觉更相适应的信息位配置。这就能改善收听者所接收的音质。
一表明数字输入信号频谱的平滑度的指数控制着总的可用信息位数在按所选择的多个预定位配置格式所配置的与电平相关信息位和按数字输入信号频谱所配置的与频谱相关信息位之间的划分。数字输入信号频谱的平滑度是输入信号缺乏音色的量度。频宽幅度计算电路303的输出被馈送进频谱平滑度计算电路308。换言之，此频谱平滑度计算电路可经由输入端400接收频谱系数。频谱平滑度计算电路以求所有频段幅度之和来计算相邻频段幅度值之间的差的绝对值总和的数，即
Ⅰ= 0.5 × Σ i = 1 n ｜S i - S i - 1 ｜ Σ i = 1 n ｜ S i ｜
式中，Ⅰ为频谱平滑度指数，而Si为第i频段中的频段幅度。频谱平滑度指数另外也可利用经由输入端400接收的频谱系数来计算。
计算得的频谱平滑度指数Ⅰ被送往划分比决定电路309。此划分比决定电路确定应用于可用信息位总数的划分比D。划分比D是与电平相关信息位数和可用信息位总数之间的比例。此划分比决定电路还计算划分比的补数（1-D），它是与频谱相关信息位数和可用信息位总数之间的比例。
划分比决定电路309将划分比D送到乘法器402，后者还接收与电平相关位配置电路305的输出。乘法器402在计及到划分比D的条件下计算出欲为计算出欲为每一频段配置的与电平相关信息位的实际数量。划分比决定电路309还将划分比补数（1-D）馈送到乘法器401，后者也接收与频谱相关位配置电路304的输出。乘法器401在考虑划分比D的条件下计算出欲为每一频段配置的与频谱相关实际信息位数。
在另一种设置中，可以省掉乘法器401和402，而可将划分比D馈送给与电平相关位配置电路305，然后后者即可利用将总的可用信息位数（即对应于位速率100Kb/sec的信息位）乘以划分比所指明的信息位数来选择一预定的位配置格式。划分比的补数（1-D）将被送至与频谱相关位配置电路304，后者按照每一频段的加权频段幅度为这些频段配置由将总的可用信息位数（即对应于位速率100Kb/sec的信息位）乘以此划分比补数所计算得的信息位数。
乘法器401和402的输出送进加法器306。加法器306采取为每一输入信号组块对每一频段将与电平相关位配置的值和与频谱相关位配置的值相加的措施来决定为量化每一频段中的每一频谱系数所配置的量化信息位总数。对于数字输入信号的每一帧，自适应位配置计算电路20将一组字长度信息送到输出端307。每一字长度信息指明为量化每一频段中频谱系数所配置的信息位总数。字长度信息被作为自适应位配置信息送至量化器18，在此，每一频段中的频谱系数各自利用该频段的字长度信息所指定的信息位数被加以量化。
总的可用信息位灵敏在与电平相关的信息位和与频谱相关的信息位之间的划分另外也可这样决定：对于每一频段，将以分贝（db）表示的加权频段幅度值乘以其值在0和1之间的频谱平滑度指数R。将所得的乘积相加来求得第一和S1。然后将配置到每一频段的与电平相关信息位数乘以（1-R），并将所得乘积相加求得第二和S2。此第一和第二和，S1和S2，各自除以第一与第二和之和值（S1+S2）以得到第一和第二比。然后此第一和第二比就被用作与频谱相关位配置和与电平相关位配置分别与可用信息位总数之间的信息位划分比。
图11和13说明图10A中所示的替代自适应位配置电路配置量化信息位的状态，而所得的量化噪声频谱则作于图12和14中。图11和12说明数字输入信号具有相当平坦的频谱时的信息位配置，而图13和14则说明数字输入信号高度音质化时的信息位配置。在图11和12中，QS指与频谱相关位配置，而QF指按一预定位配置格式的位配置。在图12和14中，L指信号电平，NF指由按预定位配置格式的位配置所得的噪声频谱。
在图11和12中，表明数字输入信号具有相当平坦的频谱时的位配置情形，信息位配置由于相当大信息位数是按照预定位配置格式进行的，在整个频率区间由得到很大的信噪比。不过在此频率区间两端的频谱系数则被配置以较少的信息位，因为人类听觉对这些区域较不敏感。在那些振幅较大的频段，配置以相当小数量的与频谱相关信息位以降低量化噪声电平，如图11中QS所表示的。在数字输入信号频谱平坦时，与频谱相关信息位被配置在相当大数量的频段上。
在数字输入信号极为音质化时，如图13和14中所示，依靠相当大的与频谱相关位配置来降低量化噪声。在大大降低窄信号频带中的量化噪声，如图14中NS所表明的。在数字输入信号的频谱由一或二窄行组成，这改善量化噪声特性。
编码器63产生频谱系数，利用适应配置的量化信息位数按频段量化，如上所述，作为压缩信号的主要信息成份。压缩信号另外还包括有附加信息。此附加信息包括在对每一组块和每一频段所作的组块浮动处理中产生的换算因子，指明每一频率区间中的组块长度的数据（或每一频率区间信号被划分成的组块数），以及每一频段的量化字长度，指明用于量化该频段中频谱系数的信息位数。主要信息和附加信息为乘法器51作乘法处理以得到压缩信号，再由接线端19送出。
现在来参照一可在压缩模式A和压缩模式B之间转换的编码器示例说明按照本发明的编码器给出多个具有不同输出位速率和不同频率上界的压缩模式的状况。
按本发明的编码器在所有压缩模式均以同样的采样频率接收数字输入信号，并利用由多个压缩模式选择的一个来对数字输入信号进行编码。按本发明的编码器的电路结构如图4中所示。在图4所示的编码器中，低通滤波器40的截止频率可按照压缩模式信号MODE加以转换，如果该编码器除压缩模式A外还以其它模式工作的话。组块长度决定电路45按照MODE信号工作，在选择低位速率压缩模式时增大帧长度，因而增加最大组块长度。此编码器还包括降低采样电路41，图17中作出了它的细节，此电路根据MODE信号工作。自适应位配置计算电路20的不同实施例中各自的ROM为每一压缩模式存放有一组位配置格式。每一组位配置格式均由MODE信号选择，并按照压缩模式的位速率给各频段配置量化信息位数。压缩模式B、C、和D的位配置格式对高于压缩模式频率上界的频段，亦即频率分别大于13KHz、5.5KHz、和3KHz的频段，不配置信息位。
在一能工作于不至一个上述压缩模式中的编码器中，上述参数随MODE信号改变。在一仅能工作于一个上述压缩模式中的编码器中，上述参数按照编码器所工作的压缩模式设定。
编码器在所有压缩模式中工作均相似，不过组块长度决定电路45在每一压缩模式中设定不同的帧长度。此各种不同的帧长度均为压缩模式A帧长的倍数，如图5中所示。在压缩模式A，数字输入信号按帧长为11.6ms的帧进行压缩，如图16中所示，由每一频率区间信号按时间划分为组块则采用压缩模式A的帧长11.6ms进行。在压缩模式B、C和D中，组块长度决定电路45则将帧长度设定为压缩模式A帧长的二、三和四倍。
在当一具有低位速率并选择较低的带宽的压缩模式时，按本发明的编码器以增大帧长来增加最大组块长度。这不仅增加了压缩信号中的主要信息量，而且也以降低时间分辨率为代价提高正交变换的频率分辨率。提高频率分辨率是很有利的，因为位速率的降低使可用的最化信息位数减少要增大量化噪声。而另一方面，由于数字输入信号的频率上降低，时间分辨率亦就较不重要的。加上，由于帧长度代表要作正交变换处理的最大组块长度，组埠长度决定电路45就可能在需要时将帧分成为短至1.45ms的组块以得到恰当的时间分辩率，而不管帧的长度。
对频率区间信号按长达46.4ms（1024采样）的组块进行处理要求大量的存贮器。依靠对压缩模式A帧中的每一频率区间信号作正交变换、而后将对压缩模式B、C和D中的频率区间信号的二、三或四个压缩模式A的帧作正交变换所得的频谱系数组成大组块，就可以不作大组块处理而获得采用大组块的一些利益。
现在来说明从一种压缩模式到另一压缩模式的转换，例如，由压缩模式A至压缩模式B的转变。如图16中所示，编码器首先确定是否有两个连续的压缩模式A组块已经以等于11.6ms的压缩模式A的帧长的组块长度进行了正交变换。如果判定情况是这样，编码器就接着确定此二连续组块的换算因子和字长度是否相同。如果也符合这种情况，那么此二连续组块的换算因子和字长就被作为由此二组块所组成的大组块所共用的。这样就减少了组成该大组块的二组块所要求的附加信息量，从而使得模式B压缩信号中的主要信息量就可能增加。这就减少了由于位速率降低所引起的音质恶化。
在数字输入信号在压缩模式A按等于帧长即11.6ms的组块长度的组块被压缩时，所得的频率区间0Hz至22KHz内的频谱系数按频分组成52个频段，如图15中垂直破折线所指明那样。在低和中间频率时，频段相当于临界频段;而在高频率时，频段则相当于临界频段的分数部分，以便提高施加于这些频段的组块浮动处理的效率。在此52频段中，20个在低频率区间（Hz至5.5Hz），16个在中间频率区间（5.5KHz至11KHz），16个在高频率区间（11KHz至22KHz）。
在按照本发明的编码器中，每次组块长度决定电路45（图4）使一组块长度分半时，由各个频率区间信号的每一组块作正交处理所得的频谱系数的数量也被平分，而频谱系数的频率空间则加倍。当发生这种情况时，每一频段的带宽加倍，这就使频段数减半。至少在趋近较高频率时频段的带宽被加倍，此处将频谱系数分组成频段是考虑到对每一频段作组块浮动处理的效率的。将趋近较高频率的频段的带宽加倍使由每帧频率区间信号所推演出的趋近较高频率的频段总数保持恒定，而不管每帧被划分成的组块数是多少。这就避免了在一帧以多于一组块作正交变换时所产生的附加信息量的增加。
参看图16，在压缩模式A中，附加信息包含有由每一11.6ms帧的正交变换处理所得的低频率区间由20频段的每一个的换算因子和字长度，而在压缩模式B中，此附加信息则包含有每一23.2ms帧的低频率区间内20频段的换算因子和字长度。在中间和高频率区间，最大组块长度不增加，但附加信息则因每一频段的频率宽度加倍而成为只有一半。结果，在中间频率区间，每一23.2ms帧的附加信息即为16个换算因子和字长度。在高频率区间，每一23.2ms帧的附加信息量则由于不对频率高于压缩模式频率上界的频段配置量化信息位（因而亦就不产生附加信息）而得到进一步的降低。
现在来谈一下低位速率压缩模式中带宽降低的另一些细节。压缩模式B中的压缩信号可以有两种替换方法产生，即，依靠直接对模拟或数字输入信号加以压缩以得到压缩模式B压缩信号，或者对压缩模式A压缩信号再行压缩以得到压缩模式B压缩信号。
一用于直接压缩数字输入信号以得到模式B压缩信号的实际装置安排如图17中所示。参看图17，采样频率为44.1KHz的数字输入信号经由输入端120被送至低通滤波器121。此低通滤波器的截止频率将该数字输入信号的频率上界降至压缩模式B的频率上界。例如，在压缩模式B，低通滤波器121将数字输入信号的频率上界降至13KHz。由低通滤波器121所得的带宽受限信号被馈送到频率区间划分滤波器122和123，它们与图4中所示的频率区间划分滤波器11和12相类似，最好是正交镜象（QMF）滤波器。
在压缩模式B，由频率区间滤波器123得到的低和中间频率区间内的频率区间信号被分成帧，被分成为相当于一帧或一帧的局部的组块，并被加以组块浮动处理。经处理过的组块然后再由正交变换电路127和128以类似于压缩模式A中组块进行正交变换处理的状态作正交变换。经处理过的模块决定于信号的动态特征可具有23.2ms、11.6ms或2.9ms的组块长度。
高频率区间的频率区间信号由频率区间划分滤波器122馈送至高频离区间处理电路124。在此高频率区间处理电路中，高频率区间信号被馈送进降低采样电路125，在此它被降低1/2加以采样。所得的降低采样的频率区间信号（其中每帧中的采样数被减半）被分成为组块，每一组块对应于一帧或一帧的一部分。取决于信号的动态特性，这些组块具有23.2ms、11.6ms或2.9ms的组块长度。对这些模块作浮动处理，经处理后所得的组块由正交变换电路126作正交变换。
由正交变换电路126、127、和128所得的频谱系数被分组成为频段，这些频段的频宽决定于其中频率区间信号被变换的组块的长度。在各组块的组块长度减少时增加频段的频率宽度将使附加信息量维持不变，不管组块长度如何。例如，在11KHz与15KHz间的频率区间中，在组块长度为23.2ms时，频谱多数被分组成8个频段，每一频段具有它自己的附加信息;在组块长度为11.2ms时，频谱系数被分组成4个频段，每一频段有其自己的附加信息;而在组块长度为2.9ms时，频谱系数被分组为一个具有自己附加信息的频段。
由正交变换电路126、127和128得出的频谱系数被馈送给与图4中所示的量化电路18相类似的量化电路129。但对所选择的压缩模式，亦即压缩模式B，加以优化的信息位配置则由存放在自适应位配置电路20中的ROM中的多个位配置格式中加以选择。被量化的频谱系数被馈送到乘法器（图中未作出），它们在此与附加信息相组合以得到数字输出信号，并送至输出端19。
一种替代方案是，高频率区间信号处理电路124可实现降低到1/4的降低采样。作为又一种替代方案，如果在压缩模式B，展延到11KHz的带宽能予接收的话，就可以完全省略掉高频率区间信号处理电路124。另外，在用于这一替代压式模式B的位配置格式中，对高于11KHz的频段不配置任何量化信息位。
下面参照图18来说明对一在压缩模式A压缩过的压缩信号（模式A压缩信号）作追加压缩以求得在压缩模B压缩的压缩信号（模式B压缩信号）的电路实例。在图18所示的装置安排中，在模式A压缩信号是一系列由具有11.6ms组块长度的组块作正交变换所得的量化频谱系数组，而这些组块的组块浮动系数中时域内变化小于一予设值时，就对每组量频谱系数作逆量化和逆正交变换，以求得复原的频率区间信号的组块。然后将连续的复原频率区间信号成对组块以模式B组块长订23.2ms作再次正交变换。这使得附加信息量减小。
参看图18，采样频率为44.1KHz频率上界为22KHz的数字输入信号由输入端221送到模式A编码器224，在此该输入信号被压缩来得到模式A压缩信号。此模式A压缩信号表现为图18中的三个频率区间成份。
在模式A编码器中，数字输入信号被频率区间划分滤波器222和223按频率划分成三种频率区间的每一个中的频率区间信号。频率区间划分滤波器222和223与以上对照图4所描述的频率区间划分滤波器11和12雷同，最好均为QMF滤波器。由频率区间划分滤波器222所得的高频率区间内的频率区间信号被馈送进正交变换电路225，而另一频率区间信号则从频率区间划分滤波器222被馈送到频率区间划分滤波器223，在此它被划分进中间和低频率区间内的频率区间信号。中间和低频率区间的频率区间信号被送到正交变换电路227和228。正交变换电路226、227和228最好均是变型的离散余弦变换电路，它们对由频率区间划分滤波器接收的频率区间信号按具有压缩模式A的最大组块长度11.6ms的组块作正交变换。由正交变换电路226、227和228所得的频谱系数按频率分组成频段，并被位配置和量化电路226利用一适当的位配置加以量化。
在每一该频率区间中的量化频谱系数和各自的附加信息被由模式A编码器224馈送到辅助压缩器420。在此辅助压缩器420中，正交变换规模确定电路400包括一针对每一频率区间的正交变换组块大小确定单元，它确定各频率区间中的正交变换组块的大小。这样，高频率区间、中间频率区间，和低频率区间中的频谱系数就被分别送往高频率区间正交变换规定确定单元421、中间频率区间正交变换规模确定单元422、和低频率区间正交变换规模确定单元423。由附加信息中的换算因子，正交变换规模确定单元421、422和423决定各个频率区间信号以之在模式A编码器中作正交变换的正交变换组块的大小。在图18中的示例中，组块长度被确定为11.6ms。
逆量化器401将由正交变换规模确定电路400得到的各个频率区间的输出中的量化频谱系数与附加信息分离开来。逆量化电路还利用每一频段的附加信息中的字长度来对每一频段中的量化频谱系数作逆量化。逆正交变换电路402、405和407对每一频率区间的结果频谱系数作逆正交变换以求得每一频率区间中的各自的复原频率区间信号。
降低采样电路403对高频率区间内复原的频率区间信号以降低1/2进行采样来以此比例减少复原的频率区间信号的采样数。然后正交变换电路404按具有组块长度23.2ms的组块时经降低采样的复原频率区间信号作再次正交变换。正交变换电路406对由正交变换电路405输出的中间频率区间内的复原频率区间信号按组块长为23.2ms的组块作再次正交变换。正交变换电路408对正交变换电路407输出的低频率区间内的复原频率区间信号按组块长为23.2ms的组块作再次正交变换。
而适应位配置和量化电路409将由正交变换电路404、406和408所产生的频谱系数按频率分组成频段，并利用压缩模式B所提供的量化信息信数的适应位配置来量化每一频段中的频谱系数。所得到的每一频段的量化频谱系数和附加信息包括进模式B压缩信号，再馈送到输出端410。就这样将模式A压缩信号进一步压缩来取得模式B压缩信号。
另外，在图18中所示的装置安排中，还可以不对中间和高频率区间的频谱系数作逆正交变换和再次正交变换而使处理工作量大大地减少。在这种情况下，压缩模式A组块长度被用作中间和高频率区间的压缩模式B组块长，并仅仅只对这些频率区间中的频谱系数作再次量化处理。
在当经由辅助压缩器84（图1）将磁性光盘1的选择内容复制到IC卡2时，模式A压缩信号就由磁性光盘再生。每一频率区间的量化频谱系数和附加信息通过缓冲存贮器85被馈送进对应于图18中所示辅助压缩器420的辅助压缩器84。
虽然这里对按本发明的编码器的说明，是针对产生一能由其中推演得到用于在磁性光盘或IC卡上记录的记录信号的压缩信号进行的，但由此压缩信号亦可推演得适于经由恰当的媒介，例如广播、电缆、电话、ISDN等，传送或分布的信号。因此，这里引用到记录信号和记录媒体的同样也应能被引用到通过任何媒体传送或分布的信号。
图19为对应于本发明的编码器的译码器的方框图。在图19中，输入端152、154和156接收编码器所产生的量化频谱系数，而输入端153、155和157接收编码器所送出的附加信息。此量化频谱系数和附加信息是通过一恰当的译码器（图中未作出）由从记录媒体再生的压缩信号中提取得的。
此量化频谱系数和附加信息被馈送进各自的逆量化电路146、147和148，在此时施加于每一频谱系数频段的量化和组块浮动处理利用附加信息作逆向处理。欲经受这种处理的频段的频率宽度取决于压缩模式。所得的频谱系数然后被按频率分组成对应于编码器中的三个频率区间的三个频率区间，并被送到逆正交变换电路143、144和145。这些电路施加如逆离散余弦变换处理之类的逆正交变换处理以对编码器中的正交变换处理电路13、14和15所施加的正交变换处理进行求补操作。这些逆正交处理电路143、144和145还接收附加信息，以便能解除编码器中组块浮动处理电路42、43和44所作的组块浮动作用。
由三个逆正交变换电路143、144和145中每一个所产生的复原频率区间信号组块中作时间领域内的三种复原频率区间信号的集中。将此三种复原频率区间信号送到逆正义镜象滤波器142和141，在此将它们组合成为数字输出信号，并送至输出端130。
如果对编码器中高频率区间的频率区间信号作降低采样，则在译码器中逆正交变换电路143的输出端和逆正交镜象滤波器141的输入之间设置有增高采样电路（图中未作出）。
由以上的说明可以看到，本发明提出了一种压缩装置、一种压缩方法、和一种压缩/扩展系统，其中，可对一数字输入信号进行采用多种号有不同输出位速率的压缩模式之一的压缩。按照本发明的这种压缩装置、压缩方法、和压缩/扩展系统在所有压缩模式中均以相同的采样频率工作。这就避免了采样频率发生电路图必须产生多种采样频率必然带来的复杂性，和要以多种采样频率下工作的处理电路的复杂性。
而且，按照本发明的压缩装置、压缩方法、和压缩/扩展系统还使能可能改变一压缩信号的压缩模式，这是在每一压缩模式采用不同采样频率时难以到的。如果希望将压缩信号由一大容量的磁性光盘复制到一小容量的IC卡上，并进一步压缩该压缩信号以降低此记录在IC卡上的信号的位速率的话，这种辅助的压缩就可由仅仅作一些附加的处理来实现。无需将由磁性光盘所再生的压缩信号完全进行扩展然后再次将此扩展的信号以新的压缩模式重新进行压缩。
因为在较低位速率的压缩模式中压缩信号的频率上界被降低了，因而也就不必对高于该频率上界的频段进行算术逻辑操作。这就减少了算术逻辑操作的数量，从而可能简化处理电路。另一方面，未被利用的处理能力可被用来执行为改善低速率压缩模式中的音质的辅助处理。而且，如果整个较高频率区间是不需要的话，就可仅在实际应用的部分频率区间中进行处理，而免除掉频率区间不同的部分的处理。
可用于表征压缩信号中主要信息的信息位数的比例降低大于压缩模式间位速率的比例降低。因此希望有辅助措施来防止采用较低位速率压缩模式时音质的无法忍受的恶化。根据本发明，依靠增加帧长，因而亦即依靠增加应作正交变换的最大组块长度来改善压缩效率。增加最大组块长度，可实现信号由时域到频域的正确变换，同时减少像换算因子和字长度数据之类的附加信息量。
另外，对于趋近较高频率处，按照本发明的压缩装置、压缩方法、和压缩/扩展系统将为确定量化噪声和掩蔽的目的而作正交变换所得的频谱系数按频率划分成的频段中至少大部分的频率宽度加宽。趋近于较低频率处，按照本发明的压缩装置、压缩方法、和压缩/扩展系统进行正交变换和频段分组是使得这些频段密切地对应于临界频段，而不管低位速率压缩模式中频率上界的降低。这些措施使得有可能防止通常在整个频率区间所有频段的宽均相等的安排中发生的压缩效率的降低。
在频率上界被降低时，如果为确定量化噪声和掩蔽目的而作的由频谱系数所划分成的频段的宽度随频率维持不变的话，将0Hz至22KHz的频率区间分成为32个频段就得到约700Hz宽的频段。这大大地宽于低频率时的临界带宽（一般约100Hz），也宽于整个频率区间大部分的临界带宽。这使得压缩效率恶化。
按照本发明，为确定量化噪声和掩蔽目的而作的将频谱系数划分成的频段的宽度被选择得在趋近于较高频率时较宽，并与至少大部分频段的临界带宽相似。另外，为防止较低位速率压缩模式中音质的降低，而在具有较低位速率的压缩模式中将要作正交变换的最大组块长度增大。
在较低位速率的压缩模式中，对该压缩模式的频率上界以上的频段不配置主要的和附加的信息来防止信息位的浪费。
如果要将记录在作为另一记录媒体的磁性光盘上的压缩信号复制到如IC卡那样的第二记录媒体上，依靠将信号直接由一记录媒体复制到另一媒体，或者将由第一记录媒体再生的压缩信号在将其记录到第二记录媒体上之前作再次压缩，而不将此再生的信号扩展，就可以降低算术逻辑操作的量。另外，以取决于压缩比的速度比可进行高速复制，从而能以短于被复制选项的实时周期的时间来完成复制。
虽然这里详细叙述了本发明的说明性实施例，但应于理解的是，本发明并不局限于所介绍的这些明确的实施方案，在由所列的权利要求所定义的发明领域中可以实现各种不同的变型方案。

Claims (59)

1、以由多个压缩模式中所选择的一个对数字输入信号进行压缩以得到压缩数字信号的装置，所述多个压缩模式包括一第一压缩模式和一第二压缩模式，所述压缩数字信号在所述第一压缩模式中具有高于所述第二压缩模式中的位速率，所述装置由下列组成：
用于由数字输入信号推演得按频率和时间分组成频段的频谱系数的推演设施，每一频段具有一频率宽度，所述推演设施包括有为按照所选压缩模式设定至少一个频段的频率宽度的频率宽度设定单元；
一量化器，由所述推演设施接收所述频谱系数频段，并给出量化频谱系数频段；以及
用于将每一频段的由所述量化器所得的量化频谱系数和附加信息加进所述压缩数字信号的置入措施。
2、权利要求1的装置，其中，在所述第一压缩模式中，所述频率宽度设定单元将至少一频段的频率宽度设置为一第一频率宽度，而在所述第二压缩模式中，将至少一频段的频率宽度设定为一第二频率宽度，所述第二频率宽度大于所述第一频率宽度。
3、权利要求2的装置，其中，所述第二频率宽度大于所述第一频率宽度一整数倍。
4、权利要求2或3的装置，其中：
所述数字输入信号是一数字音频信号;和
所述推演措施按频率将被选择的频谱系数分组成频段以决定量化噪声和掩蔽，趋近较高频率时大多数频段设置有较宽的频率宽度。
5、权利要求1的装置，其中：
所述数字输入信号是一数字音频信号;和
所述推演措施按频率将被选择的频谱系数分组成频段以决定量化噪声和掩蔽，趋近较高频率时大多数频段设置有较宽的频率宽度。
6、权利要求5的装置，其中，所述推演设施包括有以固定的采样频率接收数字输入信号的单元，所述采样频率在所述压缩模式间是不改变的。
7、权利要求1或5的装置，其中，所述推演设施包括有：
一截止频率按所选一个压缩模式设定的低通滤波器，所述低通滤波器接收数字输入信号，并给出一频率受限信号，所述低通滤波器的截止频率在所述第一压缩模式中被设置为高于在所述第二压缩模式时的频率;和
由所述频率受限信号推演频谱系数的单元。
8、权利要求7的装置，其中所述推演设施另外还包括有以固定采样频率接收数字输入信号的单元，所述采样频率在压缩模式间是不改变的。
9、权利要求7的装置，其中：
所述量化器包含有对频段配置量化信息位的自适应位配置单元，所述自适应位配置单元不给基本上高于所述低通滤波器的截止频率的频率处的频段配置任何量化信息位;和
所述置入措施对于基本上高于所述低通滤波器的截止频率的频率处的频段不将任何附加信息加入压缩数字信号。
10、权利要求1的装置，其中，所述推演措施包括有：
将数字输入信号按时间划分成组块的组块划分单元;
一正交变换电路，用于由所述组块划分单元接收每一组块，并按照每一组块给出一组频谱系数;和
用于将由所述正交变换电路得到的每组频谱系数按频率分组成频段的分组单元。
11、权利要求10的装置，其中：
所述装置另外还包括有将数字输入信号按频率划分为多个频率区间的每一个中的频率区间信号的频率区间划分单元;
所述组块划分单元用于将每一频率区间信号按时间划分成组块;和
所述正交变换电路包含有对每一频率区间信号的每一组块作正交变换以求取频谱系数。
12、权利要求11的装置，其中，所述频率区间划分单元将数字输入信号按频率划分成多个频率区间的一个中的频率区间信号，所述每一频率区间具有一带宽，所述多个频率区间包括一最低频率区间，和一次最低频率区间，所述次最低频率区间具有与所述最低频率区间相等的带宽。
13、权利要求11的装置，其中，所述频率区间划分单元将数字输入信号按频率划分为多个频率区间的每一个中的频率区间信号，所述多个频率区间的带宽随频率增加而增加。
14、权利要求12或13的装置，其中，所述组块划分单元将高于所述最低频率区间的每一频率区间中的频率区间信号划分成组块，每一组块具有一最大组块长度，组块的所述最大组块在压缩模式间是不变的。
15、权利要求11的装置，其中，所述组块划分单元将每一频率区间信号划分成组块，每一组块具有一组块长度，各组块的所述组块长度具有取决于所选择的一压缩模式的最大组块长度，所述最大组块长度在所述第二压缩模式中大于在所述第一压缩模中。
16、权利要求11或15的装置，其中，所述频率区间划分单元将数字输入信号按频率划分成每一频率区间中的频率区间信号，每一频率区间有一带宽，多个频率区间包含有一最低频率区间和一次最低频率区间，所述次最低频率区间具有与所述最低频率区间相等的带宽。
17、权利要求16的装置，其中，所述频率区间划分单元将数字输入信号按频率划分成每一频率区间内的频率区间信号，所述频率区间的带宽随频率增加而增大。
18、权利要求16的装置，其中，所述组块划分单元将高于所述最低频率区间的频率区间中的频率区间信号划分成具有最大组块长度的组块，所述最大组块长度在压缩模式之间是不改变的。
19、权利要求11或15的装置，其中，所述装置另外还用于推演得一辅助的压缩数字信号，所述辅助压缩数字信号具有低于所述压缩数字信号的位速率，和其中：
所述装置另外还包含有逆正交变换单元，用于对由一频率区间信号作正交变换所得的频谱系数作逆正交变换，以取得复原频率区间信号;
辅助组块划分单元将所述复原频率区间信号按时间分成组块，每一组块具有一组块长度，所述组块长度具有的最大组块长度大于所述组块划分单元划分所述频率区间信号所得的最大组块长度;和
辅助正交变换单元对所述辅助组块划分单元所得到的复原频率区间信号的每一组块作正交变换。
20、权利要求11的装置，其中，所述频率区间划分单元包括有：
一具有按所选的一压缩模式设置的截止频率的低通滤波器，所述低通滤波器接收数字输入信号，给出频率受限信号，所述低通滤波器的所述截止频率被设置为在第一压缩模式中高于在第二压缩模式中的频率;和
用于将所述频率受限信号按频率划分以得到每一频率区间中的频率区间信号的单元。
21、权利要求20的装置，其中：
所述量化器包括有用于对频段作量化信息位配置的自适应位配置单元，所述自适应位配置单元对频率基本上高于所述低通滤波器的截止频率的频段不配置任何量化信息位;和
所述置入措施对于频率基本上高于所述低通滤波器的截止频率的频段没有附加信号加入压缩数字信号中。
22、权利要求10的装置，其中，所述正交变换电路包括有用于执行变形离散余弦变换的单元。
23、一个以多个压缩模式中所选择的一个进行数字输入信号压缩以得到压缩数字信号的方法，所述多个压缩模式包括一第一压缩模式和一第二压缩模式，所述压缩数字信号在所述第一压缩模式的位速率高于在第二压缩模式的，所述方法由以下步骤组成：
由数字输入信号推演出频谱系数按频率和按时间分组成组块，每一组块具有一频率宽，至少有一个频段的频率宽度按照所选择的一压缩模式设定;
将每一频段中的频谱系数进行量化以求得量化频谱系数;和
将每一频段中的量化频谱系数连同每一频段的附加信号一齐加进压缩数字信号中。
24、权利要求23的方法，其中，在推演频谱系数的步骤中，至少一频段的频率宽度被设置到所述第一压缩模式中的一第一频率宽度，和被设置到所述第二压缩模式中的一第二频率宽度，所述第二频率宽度大于所述第一频率宽度。
25、权利要求24的方法，其中，所述第二频率宽度大于所述第一频率宽度一整数倍。
26、权利要求24或25的方法，其中：
所述数字输入信号为数字音频信号;和
在推演频谱系数的步骤中，被选择的频谱系数被按频率分成组块以便决定量化噪声和掩蔽，趋近较高频率时大多数频段均将频率宽度设置得较宽。
27、权利要求23的方法，其中：
所述数字输入信号为数字音频信号;和
在推演频谱系数的步骤中，被选择的频谱系数按频率被分成频段以便决定量化噪声和掩蔽，而大部分频段趋近于较高频率时频宽设置得较宽。
28、权利要求27的方法，其中，推演频谱系数的步骤包括以一固定的采样频率接收数字输入信号的步骤，所述采样频率在压缩模式之间是不变的。
29、权利要求23或27的方法，其中，推演频谱系数的步骤包括有步骤：
提供一具有截止频率的低通滤波器;
按照所选择的压缩模式设定该低通滤波器的截止频率，此截止频率在第一压缩模式中被设置为比在第二压缩模中要高的频率;
利用该低通滤波器对数字输入信号进行滤波以得到一频率受限信号;和
由频率收限信号推演频谱系数。
30、权利要求29的方法，其中，推演频系数的步骤另外还包含以固定采样频率接收数字输入信号的步骤，此采样频率在压缩模式之间是不变的。
31、权利要求29的方法，其中：
量化频谱系数的步骤包括对频段作适应性地配置量化信息位的步骤，此量化信息位的配置使得在频率基本大于低通滤波器截止频率时的频段不配置任何量化信息位;和
在将量化频谱系数和附加信息加进压缩数字信号的步骤中，对于频率基本上高于低通滤波器截止频率的频段无附加信息加入压缩数字信号。
32、权利要求23的方法，其中，推演频谱系数的步骤包括下列步骤：
将数字输入信号按时间划分成组块;
对每一数字输入信号组块作正交变换以得到一组频谱系数;和
将该组频谱系数中的频谱系数按频率组成为频段。
33、权利要求23的方法，其中，由数字输入信号推演频谱系数的步骤包括有下列步骤：
将数字输入信号按频率划分成每一个频率区间中的频率区间信号;
将每一频率区间信号按时间划分为组块;
对频率区间信号组块作正交处理以得到一组频谱系数;和
将该组频谱系数中的频谱系数按频率分组成为频段。
34、权利要求33的方法，其中，在将数字输入信号按频划分的步骤中，每一频率区间具有一带宽，数字输入信号被划分为频率区间内的频率区间信号，此频率区间包括一最低频率区间和一次最低频率区间，该次最低频率区间的带宽与最低频率区间的带宽相等。
35、权利要求33的方法，其中，在将数字输入信号按频率划分进多个频率区间内的频率区间信号的步骤中，此频率区间包括一最低频率区间，每一频率区间均有一带宽，频率区间的带宽随频率增加而增加。
36、权利要求33、34或35的方法，其中，在将每一频率区间信号按时间划分为组块的中，将高于最低频率区间的每一频率区间中的频率区间信号划分或组块，每一组块具有一最大组块长度，各组块的最大组块长度在压缩模式之间是不变的。
37、权利要求33的方法，其中，在将每一频率区间信号划分成组块的步骤中，每一组块具有一组块长度，这些组块的组块长具有一最大组块长度，而每一频率区间信号被划分成具有决定于所选择压缩模式的最大组块长度的组块，此最大组块长度在第二压缩模式中大于在第一压缩模式中。
38、权利要求37的方法，其中，在将数字输入信号按频率划分的步骤中，每一频率区间均具有一带宽，数字输入信号被划分成包括有一最低频率区间和一次最低频率区间的多个频率区间内的频率区间信号，该次最低频率区间的带宽等于最低频率区间的带宽。
39、权利要求37的方法，其中，频率区间划分单元将数字输入信号按频率划分成每一频率区间内的频率区间信号，频率区间的带宽随频率增加而增大。
40、权利要求37、38或39的方法，其中，在将每一频率区间信号按时间划分为组块的步骤中，高于最低频率区间的频率区间内的频率区间信号被划分进具有最大组块长度的组块，此最大组块长度在压缩模式之间是不改变的。
41、权利要求33或37的方法，其中，所述方法还另外用于推演出一辅助压缩数字信号，此辅助压缩数字信号具有较所述压缩数字信号低的位速率，而其中所述方法另外还包括有下列步骤：
对由一频率区间信号作正交变换所得的频谱系数进行逆正交变换处理以得出复原频率区间信号;
将此复原频率区间信号按时间划分为组块，每一组块具有一组块长度，这些组块的组块长度具有一较将每一频率区间信号划分为组块的步骤中的所述最大组块长度大的最大组块长度;和
对由所述辅助组块划分单元所得的每一复原频率区间信号组块作正交变换。
42、权利要求33的方法，其中，将数字输入信号按频率划分的步骤包括有下列步骤：
提供一具有截止频率的低通滤波器;
按照所选的多个压缩模式之一设定该低通滤波器的截止频率;
利用该低通滤波器对数字输入信号进行滤波处理以得到一频率受限信号;和
将该频率受限信号按频率划分以得到每一频率区间内的频率区间信号。
43、权利要求42的方法，其中：量化频谱系数的步骤包括有对频段适应性地配置量化信息位的步骤，以使得在频率基本大于该低通滤波器的截止频率时的频段不配置任何量化信息位;和
在将量化频谱系数置入数字输出信号的步骤中，对于频率基本高于低通滤波器的截止频率的频段无附加信息被加入压缩数字信号中。
44、权利要求23、27、33或42的方法，其中，所述方法还包括有将压缩数字信号记录到一记录媒体上的步骤。
45、权利要求44的方法，其中，在将压缩数字信号记录到一记录媒体上的步骤中，压缩数字信号被记录在一磁性光盘上。
46、权利要求44的方法，其中，在将压缩数字信号记录到一记录媒体上的步骤中，压缩数字信号被记录到一半导体记录媒体上。
47、权利要求44的方法，其中，在将压缩数字信号记录到一记录媒体上的步骤中，压缩数字信号被记录到IC存贮器卡上。
48、权利要求44的方法，其中，在将压缩数字信号记录到一记录媒体上的步骤中，压缩数字信号被记录到一光盘上。
49、权利要求33的方法，其中，在数字输入信号作正交变换的步骤中，数字输入信号采用变型的离散余弦变换来作正交变换。
50、一对数字输入信号进行压缩以得到压缩数字信号和将压缩数字信号进行扩展以得到数字输出信号的数字信号压缩系统，所述系统以由至少两个不同压缩模式中选择的一个进行工作，此二不同压缩模式包括一第一压缩模式和一第二压缩模式，所述压缩数字信号在所述第一压缩模式中的位速率高于在所述第二压缩模式，所述系统由下列组成：
一压缩器，包括有：
压缩信号推演单元，用于将所述数字输入信号分解为按频率分组成多个频段的多个频谱系数，用于将所述每一频段中的频谱系数加以量化以得到量化频谱系数，和用于将所述量化频谱系数作为所述压缩数字信号提供;和
设定至少一个由所述频谱系数按频率分组成的频段的频率宽度的单元，所述频率宽度根据所述被选择的压缩模式设定;和
一扩展器，包括有
译码单元，用于接收所述所述压缩数字信号并由其中提取所述量化频谱系数和附加信息;
消量化单元，利用每一频段的附加信息对频段中的所述量化频谱系数进行消量化处理以得到所述频谱系数，至少一个频段的频率宽度按所选压缩模式设定;和
输出信号推演单元，由所述频谱系数推演得所述数字输出信号。
51、权利要求50的系统，其中，在所述压缩器中：
所述数字输入信号为数字音频信号;和
所述压缩信号推演单元为决定量化噪声和掩蔽将所选择的频谱系数按频率分组成频段，大多数所述频段在趋近于较高频率时将频宽设置得较宽。
52、权利要求50的系统，其中：
在所述压缩器中，所述压缩信号推演单元包括有：
将数字输入信号按时间划出为组块的组块划分单元;
一正交变换电路，由所述组块划分单元接收各所述数字输入信号组块，并按各组块提供一组频谱系数;和
将由所述正交变换电路所得的每组频谱系数按频率分组成频段的分组单元;和
在所述扩展器中，所述输出信号推演单元包括一逆正交变换电路，用于由所述消化单元接收频谱系数并给出数字输出信号组块。
53、权利要求52的系统，其中：
所述压缩器另外还包括有将数字输入信号按频率划分成每一频率区间中的频率区间信号的频率区间划分单元;
在所述压缩器中;
所述组块划分单元用于将各频率区间信号按时间划分成组块;和
所述正交变换电路包括有对每一频率区间信号组块作正交变换以得到频谱系数的单元;和
在所述扩展器中;
所述消量化单元包含有将频谱系数按频率划分为对应于由所述频率区间划分单元将所述数字输入信号划分成的频率区间的频率区间的单元;
所述正交变换电路包含有将各频率区间中的频谱系数作逆正交变换并给出复原频率区间信号的单元;和
所述信号推演单元另外还含有将复原频率区间信号加以综合以得出数字输出信号组块的单元。
54、权利要求53的系统，其中，在所述压缩器中，所述组块划分单元将各频率区间信号划分成组块，每一组块具有一组块长，所述组块的所述组块长具有一决定于所选压缩模式的最大组块长，所述最大组块长在所述第二压缩模式大于在所述第一压缩模式。
55、权利要求53的系统，其中，在所述压缩器中所述频率区间划分单元包括有：
一其截止频率按所选压缩模式设定的低通滤波器，用于接收数字输入信号并给出频率受限信号，所述低通滤波器的截止频率在所述第一压缩模式被设置为高于第二压缩模式时的频率;和
将所述频率收限信号按频率划会以给出每一频率区间中的频率区间信号的单元。
56、由将数字输入信号以一第一压缩模式压缩所得的第一压缩数字信号推演得一第二压缩信号的方法，所述第二压缩数字信号为以一第二压缩模式压缩所得，所述第一压缩数字信号和所述第二压缩数字信号分别具有一第一位速率和一第二位速率，所述第二位速率低于所述第一位速率，所述第一压缩数字信号包含有多个被按频率分组为频段的量化频谱系数，所述频段按频率分组成频率区间，所述频率区间包含有一最低频率频率区间，所述方法包括下列步骤：
由所述第一压缩数字信号提取量化频谱系数;
对量化频谱系数作消退化处理以得到复原的频谱系数;
将所述最低频率频率区间中的复原的频谱系数作逆正交处理，以得到最低频率频率区间信号组块;
将最低频率频率区间信号组块接合到一齐以得到超组块;
对最低频率频率区间信号的超组块作正交变换以得到新的频谱系数;
对新频谱系数作再次量化处理，而复原的量化系数不在逆正交变换步骤中作逆正交变换，以得出新的量化频谱系数;和
将新量化频谱系数加入到所述第二压缩数字信号中。
57、权利要求56的方法，其中：
所述频率区间另外还包含有一较高频率频率区间;
所述方法还另外包括有下列步骤：
对较高频率频率区间中的复原频谱系数作逆正交变换处理，以得到较高频率频率区间信号组块;
对较高频率频率区间信号作降低采样以得到降低采样频率区间信号;和
对降低采样频率区间信号作正交变换处理以得到辅助的新频谱系数;和
在量化步骤中，新频谱系数和复原频谱系数不在逆正交变换步骤中作逆正交变换，辅助的新频谱系数也被量化以得到新量化频谱系数。
58、权利要求57的方法，其中，在对较高频率频率区间信号作降低采样步骤中，降低采样至少降低1/2。
59、权利要求56的方法，其中，另外还包括有由记录媒体再现第一压缩信号的步骤。
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