CN1107382C - 数字信号处理方法和设备以及记录介质 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了用于传送数字信号的一种方法和设备。输入数字信号被变换为多个块，每块具有一个有限的时间宽度和一个有限的频率宽度。至少一些块的信号分量以非线性方式进行处理，并且得到的非线性处理的信号分量被量化。本发明还公开了在其上记录编码数字信号的记录介质。

Description

数字信号处理方法和设备以及记录介质
本发明涉及用于记录或发送根据数字音频信号比特压缩或类似压缩产生的压缩数据的数字信号处理设备和方法，以及记录由该数字信号处理方法产生的压缩数据的记录介质。更具体地说，它涉及用于处理包含高音调信号的数字音频信号的数字信号处理方法和设备，以及记录介质。
本受让人已经在美国专利申请序号08/171263，日本公开专利JP-A-4-105270，美国专利5243588号和美国专利5244705号中提出了比特压缩输入数字音频信号和用预置的数据量作为一个记录单元以脉冲串的方式在记录介质上记录该比特压缩信号的技术。
在美国专利申请序号08/171263中，描述了一个盘记录设备，它包括具有在数据区中指示记录内容的数据作为在引入区中的主数据的一张盘，该引入区具有指示在其上记录数据区的记录位置的子编码目录数据，和用于在该盘上记录数据的装置。它还公开了盘重放设备，它包括用于再生盘上数据的装置和用于进行显示相应于由重放装置产生的显示数据的装置。在日本专利公开JP-A-4-105270中，公开了一种盘记录设备，它包括存储装置，在这个存储装置上，连续的输入数据被顺序地写入并且被写入的输入数据作为记录数据以比输入转移速率高的读出速率从该存储装置中顺序地被读出，驱动装置用于以可变换的速率旋转地驱动该盘形记录介质，用于记录从盘形记录介质上的存储装置中读出的数据的装置，存储器控制装置，当记录在存储装置上的输入数据量超过比预置数据量多的用于维持在存储装置中写入空间的预定量时，以预定的量顺序读出记录在存储装置中的输入数据，和记录控制装置，用于在存储器控制装置的控制下，控制对于连续记录的从盘形记录介质的记录轨迹上的存储装置中顺序断续地读出的记录数据的记录位置。它还公开了一个相应的用于重放在盘形记录介质上记录的数据的装置。在美国专利5243588中，公开了具有用于暂时存储数字数据的存储器装置的一个盘记录装置，和记录装置，用于以预置的多个扇形间隔分群从该存储装置来的数字数据在盘形记录介质上的存储装置中记录的数字数据，提供具有比在各群集的连接部分的交错长度更长的一个群集链接扇形区，和交错该数字数据。它还公开了用于再生记录在该盘形记录介质上数据的一个相应的设备。在美国专利5244705号中，描述了一个记录了压缩音频数据等的盘形记录介质，其中，如果该盘形记录介质记录区的内径是在32至50mm预置范围，则该记录区的外径被设置为60至62mm，并且71至73mm的外径分别用于32和50mm内径的盘记录区，因此，该记录介质可用于小尺寸的便携盘记录/重放设备并且记录以1/4压缩比压缩的音频数据可以得到相当于标准的12cm CD重放时间的时间。
用这些技术，磁光盘被用作存储介质，并且自适应差分(AD)PCM音频数据，如在所谓的CD-I(CD-交互)或CD-ROM XA的音频数据格式中所规定的，被记录和重放。该ADPCM音频数据在该磁光盘上以脉冲串的方式被记录，如用作一个记录单元交替操作的32个ADPCM音频数据扇形区和几个链接扇形区。
用ADPCM音频数据可以在使用磁光盘的记录/重放设备中选择几种模式。例如，规定的具有A级的模式具有37.8KHz的取样频率，它是普通CD盘重放时间的两倍的压缩率，具有B级的模式具有37.8KHz的取样频率，它是CD重放时间的四倍的压缩率，以及具有C级的模式具有18.9KHz的取样频率，它是CD重放时间的八倍的压缩率。
也就是，对于上述的B级，该数字音频数据被压缩了约1/4，以致于具有B级模式的记录盘播放时间是标准CD格式(CD-DA格式)时间的四倍。由于该记录/重放时间与具有12cm标准直径的小尺寸盘处于同一等级，所以该记录/重放设备的尺寸可以被减小。
但是，对于使用磁光盘的记录/重放设备，由于盘的转速与标准CD的转速是一样的，所以用每个预置时间B级得到的压缩数据的量是四倍于标准CD的量。从而，相同的压缩数据以迭加四次被读出，在例如一个扇形区或一个集群的时间单元中，只有四个迭加的压缩数据中的一个被送去音频重放。特别地，在扫描或跟踪一个螺旋的记录轨迹期间，对于各循环，为了最终的重放重复地跟踪同一轨迹四次，把光拾取器返回到开始的轨迹位置的跳轨被执行。这表明了至少四个迭加的压缩数据一个声音读出操作是足够的，因此该公开的技术防误码能力强，否则会引起失真，另外可以合乎需要地应用上述全部技术于一个小尺寸的便携型设备。
另外，半导体存储器也可计划在将来用作记录介质。为进一步改善压缩效率，需要进一步地比特压缩。特别地，使用所谓IC卡，音频信号被记录和/或重放，其比特压缩数据分别被记录在卡上或从卡中被重放。
对于IC卡，即使用半导体存储器，随着半导体技术的发展，实现了增加有储量或降低成本。尽管在IC卡开始供应市场的早期，人们认为其存储量太短和太贵。因此，通过执行频繁的重写操作可以期待转移不昂贵的大容量记录介质的记录内容，例如磁光盘的内容到IC卡。特别地，记录在磁光盘上的所需的音乐节目被复制到IC卡上，并以所需的方式与其它音乐节目调换。以这种方式频繁地重写该IC卡上的内容，各种音乐节目演奏可以用手中少量的IC卡在户外欣赏。
本受让人已经在欧洲专利申请(公开号：0525809A2；公开日：93.02.03)中提出了一种适于产生上述压缩数据的编码方法。
本受让人还已经在欧洲专利申请(公开号：0599719A1；公开日94.06.01)，欧洲专利申请(公开号0601566A1；公开日94,06,15)和在国际公开号：WO94/19801(国际公开日：1994年9月1日)中提出了一种适于使用上述CD卡用于记录/重放的记录/重放系统。
为了延长记录的时间，如果高效编码的比特率被降低，则音质的变质就逐渐变的突出，作为音乐信号的发音，其中听觉效果是最关键的。
鉴于上述情况，本发明的一个目的是要提供一种数字信号处理方法和设备，它可以产生对于耳朵更加自然和亲切的声音，在为了延长记录时间用高效率编码降低比特率的情况下不需要复杂的算法。
本发明的另一个目的是要提供一种用该数字信号处理方法和在其上记录的设备产生具有压缩数据的记录介质。
在其一种方案中，本发明提供用于发送一个数字信号的数字信号处理方法，包括把输入数字信号转变成为多个块，各块具有有限时间宽度和有限频率宽度，非线性地处理至少一些块的信号分量，并且量化该非线性处理的信号分量。
在另一种方案中，本发明提供用于发送一个数字信号的数字信号处理设备，包括用于把输入数字信号转变成为多个块中的信号分量的装置，每块具有有限时间宽度和有限频率宽度，用于非线性地处理至少一些数据块中的信号分量的非线性处理装置，和用于量化该非线性处理的信号分量的编码装置。
在另一个方案中，本发明提供了在其上记录有编码数字信号的一种记录介质。这种记录介质由下述步骤制备，把输入数字信号转变成各自具有有限时间宽度和有限频率宽度的多个块，非线性地处理至少一些块的信号分量，为产生记录的数据，量化非线性处理的信号分量，和在该记录介质上记录该记录数据。
利用按照本发明的处理数字信号的方法和设备及其记录介质，输入的数字信号被转变成为各自具有有限时间宽度和有限频率宽度及包括多个信号成分的多个块。至少多个块中的一些信号成分被非线性地处理并且这个非线性处理的信号分量被量化，以便产生数据，就包括高音调信号的块来说，该数据已被非线性处理了。
而且，利用按照本发明的处理数字信号的方法和设备以及记录介质，如果块浮动在该块中具有最大值的特定成分的幅度差是小的，靠增加该特定成分的幅度，或者这个幅度差是比较大，靠减少量化电平至零，就可以减少量化噪声对音质影响，尽管由于缺乏分配的比特而不满足信噪比。因此用本发明就能够在用于高效编码的浮动块中减少高音调声音信号例如小号声的量化噪声，因而减少了音质的变质。
图1是表示实现本发明数字信号处理方法的一个盘记录/再生设备配置的方框原理电路图。
图2是说明磁光盘和IC卡的记录内容的简图。
图3是表示图1所示的记录/再生设备的典型外表的前视图。
图4是表示可以用于比特率压缩和编码的高效压缩和编码设备的一个实际例子的方框原理电路图。
图5是表示各比特压缩模式的处理块数据结构的一个简图。
图6是表示执行比特分配的算术逻辑操作实际电路的一个方框电路图。
图7是用于示出所设置的为考虑关键性的频带和块浮动的频带谱的图形。
图8是表示掩蔽频谱的图形。
图9是表示最小可闻度曲线与掩蔽频谱组合在一起的图形。
图10是表示用于实现第二种比特分配方法安排的方框电路图。
图11是表示具有平坦的信号频谱的，用第二种比特分配方法的噪声频谱的图形。
图12是表示具有平坦的信号频谱的，用第二种比特分配方法的比特分配图形。
图13是表示具有高信号频谱音调的，用第二种比特分配方法的噪声频谱的图形。
图14表示具有高信号频谱音调的，用第二种比特分配方法的比特分配。
图15表示由信号音调差产生的信噪比的差。
图16表示对于具有低信噪比的块适应性的非线性变换。
图17是用于说明可以用于比特率变换的高效解码器的一个实际例子的方框电路图。
下面将参照附图说明本发明的优选实施例。
图1原理地示出了按照本发明作为一个数字信号处理设备例子，用于在一个记录介质上记录/再生比特压缩数字音频数据的一个压缩的数据记录/再生设备的实施例。
图1中所示的记录/再生设备包括用于如标准记录介质的磁光盘1的一个记录/再生单元，和用于在或从如其它记录介质的IC卡2上写入/读出压缩数据的一个IC卡记录单元，如所示的这两个单元被安排在一个系统中。
当利用磁光盘记录/再生单元的再生系统通过IC卡记录单元记录从磁光盘中再生的信号时，再生的压缩数据由光头53从再生系统的磁光盘1中被读出，并送至用于EFM解码，去交错或纠错的解码器71以产生再生的压缩数据，该数据发送到并且暂时地存入IC卡记录单元的存储器85。从存储器85读出的再生的压缩数据由指定的执行熵编码附加操作的附加压缩单元进行外加可变比特率编码等的处理。然后得到的编码音频数据经IC卡接口电路86被记录在该IC卡2上。因此，从磁光盘1再生来的压缩数据被传送给用于在IC卡2上以在ATC解码器73解码前的压缩状态记录的记录系统。
同时，为了通常的重放，即为了试听，压缩的数据被断续地从该记录介质(磁光盘1)中以具有预置数据量，如32个和几个扇形区，作为一个单元的脉冲串方式被读出，并且被扩张以转变成连续的音频信号。在复制期间，磁光盘1上的压缩数据连续地被读出和传送给用于记录的IC卡记录单元。高速或短期的复制可以以随数据压缩率而定的方式来执行。
图1中所示的压缩数据记录/再生设备的实际装置将详细地说明。
在图1中所示的压缩数据记录和/或再生设备的磁光盘重录/重放单元中，由主轴马达51驱动其转动的磁光盘1被用作记录介质。在磁光盘1上的记录数据中，相应于记录数据的已调磁场由磁头54加上而磁光盘1由光头53用一个激光束照射，以执行用磁场调制的记录。用这种方法，数据可以沿着磁光盘1的记录轨迹被记录。在再生记录数据中，磁光盘1上的记录轨迹由用于光磁数据再生的一个激光束跟踪。
该光头53包括一个激光源，例如一个激光二极管，多个光部件，例如一个瞄准镜，一个物镜，一个偏振光束分离器或一个圆柱面镜，以及一个具有预置模式光接收部分的光电检测器。光头53放在隔着磁光盘1的面对磁头54的位置。为在磁光盘1上记录数据，该磁头54由记录系统的磁头驱动电路66的头驱动，以便加的相应于记录数据的调制磁场到该盘1，而激光束由光头53射在磁光盘1的目标轨迹上，以便根据磁场调制记录系统进行热磁记录。另外，光头53检测来自目标轨迹的反射激光，以便用象散方法检测聚焦误差，而检测跟踪误差是用推拉方法。当从磁光盘1再生数据时，光头53检测聚焦误差或跟踪误差，而且还检测来自产生重放信号的目标轨迹反射光的偏振角(克耳(Kerr)旋转角)中的差。
光头53的输出被加至一个射频(RF)电路55，该电路从光头53的输出中提取上述的聚焦误差信号和跟踪误差信号，以便发送该提取的信号到伺服控制电路56。RF电路55还把该重放信号转变成为提供给该再生系统的解码器71的双电平信号。
该伺服控制电路56包括，例如，一个聚焦伺服控制电路，一个跟踪伺服控制电路，一个主轴伺服控制电路，一个线伺服控制电路等等。该聚焦伺服控制电路调焦控制该光头53的光学系统，以便该聚焦信号被减少至零。该跟踪伺服控制电路跟踪控制该光头53的光学系统，以便该跟踪信号被减小至零。该主轴电机伺服控制电路控制该主轴电机51，而驱动磁光盘1以预置的转速旋转，如以恒定的线速度旋转。该线伺服控制电路移动光头53和磁头54至如由系统控制器57标定的磁光盘1的目标轨迹位置。伺服控制电路56发送指示由伺服控制电路56控制的各部件的操作状态的信息到系统控制器57。
按键输入单元58和显示器59被连接到系统控制器57，它由按键输入单元58输入的信息指定的操作模式下控制记录系统和再生系统。该系统控制器57还根据从用Q数据，例如标题时间或子码时间记录的磁光盘1的轨迹中再生的基于扇形区的地址信息，监视由光头53和磁头54跟踪的在记录轨迹上记录位置和重放位置。另外，根据编码器63的比特压缩模式信息，如由按键输入单元58选择的和在如从RF电路55经再生系统得到的重放数据中的压缩模式信息，系统控制器57产生的比特压缩模式被显示在显示器59上，而根据比特压缩模式中的比特压缩率及记录轨迹上的重放位置信息使得重放时间也被显示在显示器59上。
为显示重放时间，从磁光盘1的记录轨迹中以标题时间或子码Q数据再生的基于扇区的地址信息(绝对时间信息)乘以该比特压缩模式的数据压缩率的倒数，例如对于1/4的比特压缩率为4，以找到实际的时间，它被显示在显示器59上。同时，在记录期间，如果绝对时间信息是预录在磁光盘1的记录轨迹上的，即如果该磁光盘1被预格式化，则当前的位置可以靠读出预格式化绝对时间信息和把它与该数据压缩率的倒数相乘作为实际的记录时间进行显示。
在该压缩数据记录/再生设备的记录系统中，模拟音频输入信号AIN从输入终端60经一个低通滤波器61被加至用脉冲编码调制(PCM)量化该模拟音频输入信号AIN的一个A/D变换器62。来自A/D变换器62的数字音频输入信号被加到一个自适应转换编码(ATC)PCM编码器63。另一方面，来自输入端67的数字音频输入信号DIN经数字输入接口电路68加至ATC编码器63。该ATC编码器63以表1中所示的处理ATC系统的各种模式的方式，根据转移预置速率的数字音频PCM数据执行比特压缩(数据压缩)，该速率是由A/D变换器62量化的上述输入信号AIN或者是经数字/输入接口电路68所加的数字音频信号。该ATC编码器63具有由系统控制器57指定的其操作模式。对于模式B，作为一个例子，该数据是具有44.1KH取样频率和64Kbps比特率(ATC数据)的压缩数据，并且被加至一个存储器64。立体声B模式的数据转移速率被减少至每秒75个扇区的标准CD-DA格式的数据转移速率的八分之一，或减至每秒9.375个扇区。
                      表1
取样频率＝44.1KHz
  模式   比特率     带宽     最大处理块长度
  Kps/信道     KHz     ms
  A   128     22     11.6
  B   64     13     23.2
  C   32     5.5     34.8
D 16 5 46.4
在图1的实施例中，假设A/D变换器62的取样频率被固定在44.1KHz的标准CD-DA的取样频率上，并且该取样频率保持在ATC编码器中，以实行比特压缩。该模式的比特速率越低，信号通带变的越窄。因此，低通滤波器61的截止频率以相应的方式改变。也就是说，它是以根据压缩模式同时控制该低通滤波器62的截止频率。
存储器64是一个由系统控制器57控制数据写入和数据读出的缓冲存储器，用于暂时的存储从ATC编码器63施加的压缩音频数据(ATC音频数据)，以便在需要时记录在盘上。也就是说，对于立体声B模式，从ATC编码器63施加的压缩音频数据具有其减小至每秒75扇区的标准CD-DA格式的数据转移速率的八分之一的数据转移速率，或减小至每秒9.375个扇区。该压缩数据被连续地写在存储器64上。尽管它足以以每八个扇区分之一的速率记录ATC数据，如前所述，但这种以每八个扇区的记录实际是不可能的，因此要执行扇区连续记录，正如下面将要说明的。
这种记录以脉冲串的方式用每秒75个扇区的数据转移速率执行。它如同标准的CD-DA格式，用由预置的多个扇区构成的群集，例如32+几个扇区作为一个记录单元，具有非记录期间的介入。也就是说，在存储器64中，与比特压缩模式有关的，以每秒9.375(＝75/8)个扇区的低转移速率连续地写入的立体声B模式ATC音频数据被读出，作为以脉冲串方式用前述的每秒75个扇区转移速率的被记录数据。包括非记录期间在内读出和记录的数据的所有数据转移速率是每秒9.375个扇区的低速率。因此，在以脉冲串方式执行的记录操作时期内的瞬时数据转移速率是上述的每秒75个扇区的标准数据转移速率。所以，如果该盘的转速与标准的CD DA格式相同，也就是恒定线速率，则记录是以相同的记录密度进行，并具有与CD-DA格式相同的记录模式。
从存储器64以前述的每秒75个扇区的瞬时转移速率读出的ATC音频数据，也就是被记录的数据，被加到一个编码器65。、用于各记录，从存储器64加到编码器65的数据串通过它，记录的单元是一个群集，它包括多个扇区，例如32个扇区，和安排在群集前后的几个群集链接扇区。该群集链接扇区被选择为比解码器65的交错长度更长，以致邻近群集的数据不被交错的操作所影响。
编码器65执行纠错编码，例如奇偶附加部分和交错，或根据以脉冲串方式从存储器64施加的记录数据进行EFM编码。用编码器65编码的记录数据被加到一个磁头驱动电路66。磁头54接到该磁头驱动电路66，它驱动磁头以便将相应于记录数据的已调磁场加到磁光盘1。
系统控制器57，如上所述的控制存储器64，也用这样的方式控制记录位置以脉冲串方式由存储器控制器读出的记录数据连续地记录在磁光盘1的记录轨迹上。该记录位置通过监视以脉冲串方式从存储器64由系统控制器57读出的所记录数据的记录位置，和将磁光盘1的记录轨迹上指定记录位置的控制信号加到同伺服控制电路56来进行控制。
磁光盘1的记录/再生单元的再生系统将在下面进行说明。
再生系统被用于再生连续地记录在磁光盘1的记录轨迹上的记录数据，并包括一个解码器71，来自光头53的激光束跟踪磁光盘1的记录轨迹产生的重放输出在由RF电路55转变为双电平数据之后加在解码器71。利用本再生系统，所记录的数据不仅可以从磁光盘1读出，而且可以从与所谓盘(CD)相同类型的，只能再放的光盘中读出。
解码器71是前述记录系统的编码器65的一个对应编码器，并且当从立体声B模式的普通转移速率更快的每秒75个扇区的转移速率再生立体声B模式ATC音频数据时，执行上述纠错的解码或根据RF电路55双电平重放输出进行EFM解码。由解码器71获得的重放数据输往存储器72。
存储器72具有以这样的方式由系统控制器57控制的其数据的写和读，即以每秒75个扇区的转移速率从解码器71所加的重放数据以每秒75个扇区的转移速率以脉冲串方式被写入。另一方面，以每秒75个扇区的转移速率以脉冲串方式写入的重放数据是从存储器72以每秒9.375个扇区立体声B模式的标准转移速率连续地读出的。
系统控制器57以这种方式控制存储器72，以便以每秒75个扇区的转移速率在存储器72中写入重放数据并以每秒9.375个扇区的前述转移速率从存储器72中连续地读出重放数据。该系统控制器57，如上述的控制存储器72，它以这样的方式控制重放位置，以便在系统控制器根据磁光盘1记录轨迹的控制下连续地再生以脉冲串方式写入在存储器72中的重放数据。重放位置是以这种方式控制的：以脉冲串形式从存储器72读出的重放数据的重放位置由系统控制器57监视，并且在磁光盘1或光盘的记录轨迹上指定在重放位置的控制信号被传送给伺服控制电路56。
如从存储器72以每秒9.375个扇区的转移速率连续读出的重放数据得到的立体声B模式ATC音频数据被加至一个ATC解码器73。该ATC解码器73是记录系统的ATC编码器63的对应编码器，并具有以这种方式由系统控制器57指定的其操作模式，即例如立体声B模式ATC音频数据用比特扩展因数八进行扩展，以再生16比特的数字音频数据。来自ATC解码器73的数字音频数据被加到一个D/A变换器74。
该D/A变换器74把由ATC解码器73提供的数字音频数据转变成用于构成模拟音频输出信号AOUT的模拟信号。来自D/A变换器74的模拟音频输出信号AOUT经过低通滤波器75在输出端76被输出。
压缩数据记录/再生设备的IC卡记录单元将在下面说明。
来自解码器73的ATC音频数据被发送到一个附加压缩单元84，用于去除冗余比特和零字长处理。
在本实施例中，在块浮动的块中明显小于最大值的频谱分量被置于零。当数据从存储器85中读出或写入时执行这个操作。用可变比特率编码的来自附加压缩单元84的数据经IC卡接口电路86被写(记录)在IC卡2上。本发明当然可以增大正交变换的尺寸，或者增加带有辅助信息的频率轴上的块浮动的块或受到以较低恒定比特率记录的量化噪声的块的频宽，而没有零字长处理或执行删除冗余比特。
来自磁光盘的记录/再生设备的再生系统解码器71的压缩数据(ATC音频数据)直接地发送到IC卡记录单元的存储器85，而没的扩展。在所谓的高速复制期间为了使系统控制器57控制例如存储器85，执行这个数据转移。在IC卡2上以低比特率从磁光盘或光盘记录ATC音频数据对于在每单位记录容量具有高生产成本的IC卡上进行记录是方便的。来自存储器72的压缩数据也可以传送到存储器85。
所谓的高速数字复制操作在下面说明。在高速数字复制期间，按键输入单元58的复制键被启动，用以在由系统控制器57发出的命令控制下执行预置的高速复制。具体地说，来自解码器71的压缩数据直接地发送至IC卡记录系统的存储器85，并且为了经过IC卡接口电路86实现在IC卡2上记录，由附加压缩单元84用可变比特率编码处理。该附加压缩单元执行如删除冗余比特和零字长处理这些操作。如果立体声B模式ATC音频数据被记录在磁光盘1上，则以因数八压缩的数字音频信号连续地从解码器71中读出。
因此，在高速复制期间，相应于立体声B模式在实时基础上的稳态时间期间的八倍时间期间的压缩数据从磁光盘1中连续地产生，以便使冗余比特或利用零字长处理的处理空闲，以致具有恒定比特率的数据被记录在IC卡上。用这种方法，如稳态速率八倍那么高的高速复制可以实现。同时，高速复制的乘法因数随不同的压缩模式而不同。以比所用的压缩乘法因数更高的速率的高速复制也可以被执行，在这种情况下，磁光盘1以比稳态速度高几倍的速度被旋转地驱动。
应注意的是，不仅压缩和编码数据，而且有关用附加压扩块3(记录在IC卡2上所需的数据记录量)编码和压缩可变比特率时的数据量的信息也被记录在磁光盘1上，如图2所示。这样，记录在磁光盘1上和可记录在IC卡2上的音乐节目数，以及在IC卡2上可记录的音乐广播的可能组合就可以马上通过读出数据量信息了解到。该比特率可以在附加压扩块3内从固定比特率自然地改变为低比特率模式，以替代使用可变比特率模式。
反之，如果有关以恒定比特率的比特压缩和编码时的数据量信息，以及由比特压缩压缩并以可变比特率编码的数据记录在IC卡2上，则当发送数据如音乐广播时，从IC卡2至磁光盘1的数据量可以迅速地被了解。
当然，除了以可变比特率压缩和编码的数据之外，在IC卡2中也可以固定的低比特率记录被压缩和编码的数据。
图3以前视图示出了如图1所示的配置和构成的压缩数据记录/再生设备5。该设备5具有一个用于磁光盘或光盘的插入部分6和一个用于IC卡7的插入槽。用于磁光盘和IC卡记录单元的记录/再生单元实际上可以被相互分离配置并由一根电缆进行互连，未示出。
由ATC编码器63执行的高效压缩和编码操作将详细地说明。即用分频的编码(SBC)，自适应转移编码(ATC)和自适应比特分配，根据输入的数字音频信号，如音频PCM信号执行的高效编码的技术将参照下面的图4进行说明。
在ATC编码器63(高效编码设备)中，输入数字信号的频谱被分为多个频段，以便两个相邻的较低的大系数频段具有相等的带宽并且这些带宽在频率增加的方向上逐渐变宽。该输入数字信号被正交地从一个频段变换到另一个频段，以产生以比特数据编码的频域频谱数据，该数据根据如后面解释的考虑到对于较低频率范围的所谓关键性频带的人的听觉的特性和根据考虑到的所谓块浮动效果从中频至高频范围的关键频带再划分的较小宽度的频带，而被自适应地分配的比特数进行编码。这个块通常变为蒙受量化噪声的单元，也就是产生了量化噪声的块。除外，用本发明的实施例，该块的大小或长度根据输入数字信号在正交变换之前被自适应地改变并且以块内基础进行浮动。
更具体地说，具有0至22KHz频率范围和44.1KHz取样频率的音频PCM信号被提供给输入端10(图4)。这些输入数字信号由一个分频滤波器，例如一个QMF滤波器，分为具有0至11KHz频率范围和11至22KHz频率范围的信号。这些具有0至11KHz频率范围的信号同样由一个相同的分频滤波器12，例如一个QMF滤波器，分为具有0至5.5KHz频率范围和5.5至11KHz频率范围的信号。来自分频滤波器11具有11至22KHz频率范围的信号被发送到一个修改的DCT(MDCT)电路13，而来自分频滤波器12的具有5.5至11KHz频率范围的信号被传送到MDCT电路14，并且来自分频滤波器12具有0至MDCT电路14，并且来自分频滤波器12具有0至5.5KHz频度范围的信号被送至MDCT电路15。MDCT电路13至15在这里作为正交变换电路的一个例子被描述。
把输入数字信号分为多个频带的技术之一是使用QMF滤波器。在1976年第55卷第八期的Bell Syst.Tech.J的R.E.CrochiereDigital Coding of Speech in Sub-band中，公开了用滤波器，例如QMF分频谱的一种技术。
在ICASSP 83，Boston，Joseph H.Rothweiler的″PolyphaseQuadrature Filters-A New Subband Coding technique″文章中，描述了把频谱分为等频带宽度的一种技术。
作为上述正交变换的一个例子，有这样一种正交变换，输入的音频信号被分成为预置长度(帧)的时间块并且用快速富利叶变换(FFT)、余弦变换(DCT)或修正的DCT(MDCT)进行处理以把时域信号转变到频域信号。关于MDCT的讨论可以在1978年Sub-band/TransformCoding Using Filter Bank Designs Based on TimeDomain Aliasing Cancellation J.P.Princen，A.B.BradleyUniv.of Surrey，Royal Melbourne Inst.of Tech中找到。
在标准输入数字信号的各模式中加至各个MDCT电路13至15的各频带块的具体例子被示于图5中。在图5的具体例子中，从图4所示的分频滤波器11和12的三个滤波器输出信号中的每一个信号都具有根据MDCT电路13至15的信号瞬时特性而变化的其时间分辨容量，各个电路都具有多个正交变换长度。此外，比特率越低其最大处理块的时间期间就变的越长，而且信号通带就变的越窄。
也就是说，对于A模式，如图5所示，如果该信号是准稳定的，则正交变换块长度增大大到11.6mS，相反，如果该信号是不稳定的，则该正交变换块长度被进一步用四和用八对不高于11KHz的频带和对于高于11KHz的频带分别进行划分。
对于B模式，最大正交变换块的时间期间变为A模式的长度的两倍和等于23.2mS，所用的信号通带宽度变窄到13KHz。另外，如果该信号是暂时的准稳定，则正交变换长度仍然为23.2mS那么长，相反，如果信号是不稳定的，则该信号被分为各具有11.6mS时间期间的两半。如果该信号变的更不稳定，则正交变换块长度进一步用四和用八分别对于不高于11KHz的频带和对于高于11KHz的频带进行划分，如图5所示，以便该块的尺寸分别用八和十六进行最终地划分。
对于C模式，最大正交变换块的时间期间是大到34.8mS，而通带被限制到5.5KHz。
对于D模式，正交变换块的时间期间被设置为46.4mS。
应当注意，最大正交变换块的时间期间仅对在MDCT电路13至15中的较低频带加倍，以利于从A模式至B模式的比特率变换。也就是说，对于A模式的低频侧正交变换是反正交变换，并且接着用两倍的正交变换块长度进行正交变换。这种操作比基于基带的正交变换的全频谱的高频带信号的反正交变换更易于被完成。另外，该操作便于执行同时具有从A模式至B模式变换的从磁光盘到IC存储卡的高速转移。这是因为，高范围的听觉信号经历了比低范围的听觉信号更显著的瞬时波动，并且较低的信噪比对于高范围的听觉信号是足够的。
同时，在这时信号通带高达13KHz。在这种情况下，在正交变换之前从11KHz至22KHz频率范围的滤波器输出信号以1/2或1/4于取样，以避免对具有高于通带频率范围的频带的无用信号处理。
由于该模式前进到C或D模式，正交块的时间持续期变得更长使该信号通带可被减小。当然不需要一个模式与另一模式的时间块持续期和通带不同，因此有时可使用相同的块持续期和相同的通带。
如果希望缩短时延，忽视较低比特率的最大正交变换块的较长的长度，则足以选择地采用正交变换块的较小长度，它们对于正交变换的该模式是适当的。
回到图4，在MDCT上由用于A模式的MDCT电路13至15产生的频率域频谱数据(频谱分量)或MDCT系数数据按照低频的关键频带分组，和在被发送到自适应比特分配与编码电路18之前，对于中至高频范围浮动的块的高频临界频带再划分。关键带意味着从可闻频率范围划分的频带以便考虑人们听觉的音质特征。因此，每个关键频带是该窄带噪声带，它掩蔽具有在该噪声频率附近的频率和与该噪声相同强度的一个纯音。在增加频率的方向该临界频带变宽了。从1至22KHz的可闻频率范围例如被分为25个临界频带。
对于B模式，如果具有正交变换块长度不等于A模式的两倍的信号是不固定的，则具有用于量化的辅助信息的块的频率宽度选择为A模式的两倍，例如，具有该块数和降低用于量化的辅助信息量。因此，通过使低频范围的正交变换块长度加倍和增加其它频率范围用于量化的辅助信息块的频宽，对于总的频率范围可降低用于量化的辅助信息的数量。
比特分配计算电路43根据划分以便考虑块浮动的关键频带和频谱数据计算每个关键频带，和从该关键频带划分的每个频带的信号能量或峰值，以便从掩蔽效应的观点考虑块浮动。除外，比特分配计算电路20计算每个临界频带和从该关键频带划分的频带的信号能量或峰值，以便考虑该块浮动，并根据每个关键频带和从该关键频带划分的频带的信号能量或峰值，以及掩蔽的量计算各个频带的分配比特数，和发送得到的信息到自适应比特分配与编码电路18。根据分配给各个频带的比特数，该自适应比特分配与编码电路18规一化和量化该频谱数据或MDCT系统数据。以这个方法编码的数据在输出端19输出。
图6以示意的方框电路图表示比特分配计算电路43的具体实施例的安排，其中从MDCT电路13于15来的频率域频谱数据加到输入端21。
频率域频谱数据发送到基于频带的能量计算电路22，其中为了考虑块浮动，关键频带和从该关键频带划分的频带的能量通过计算各个频带中的频谱分量的幅度的总和得到。也可采用幅度峰值或平均值代替各频带中的信号能量。指示每个频带的总和值的每个频谱分量作为能量计算电路22的输出在图7中以SB表示。在图7中，12频带B1至B12被表示为指示关键带和从该关键频带再分的频带，以便考虑块浮动，和掩蔽的数量，以便简化该图。
应该注意，为了考虑掩蔽效应，每个频谱划分SB与预定的加权函数的乘法运算是利用卷积进行的。为此，基于频带的能量计算电路22，即频谱成分SB的每个值被发送到卷积滤波器电路23。即频谱成分SB的每个值被发送到卷积滤波器电路23。卷积滤波器电路23构成包括：用于随后延迟输入数据的多个时延元件，多个乘法器，如与各个频带相关的25个乘法器，用于将时延元件的输出与滤波器系数或加权函数相乘，和一个加法器，用于求出各个乘法器输出的和。利用这种卷积，求出了图7中虚线所示部分的和。掩蔽意味着这样的现象：一些信号被其它的信号掩蔽而且由于人们的听觉的音质特性变得听不见。掩蔽效应可被分为由时域音频信号产生的时域掩蔽效应和由频率域信号产生的并发掩蔽效应。利用这个掩蔽，出现在被掩蔽部分的任何噪声都变得听不见了。在实际的音频信号中，被掩蔽范围内的噪声是可允许的噪声。
利用乘法系数或卷积滤波器电路23的各个滤波器的滤波系数的具体例子，如果用于任一频带的乘法器的系数是1，则时延元件的输出在乘法器M-1，M-2，M-3，M+1，M+2和M+3被乘以系数0.15，0.0019，0.0000086，0.4，0.06和0.07，以便执行频谱成分SB的卷积，M是从1至25的任意整数。
卷积滤波器电路23的输出被发送到减法器24，用于求出相应于卷积区中可允许的噪声电平的一个电平a。同时，可允许的噪声电平a是这样的一个电平：它将通过去卷积给出每个关键频带的可允许的噪声电平，如在随后叙述的。给减法器24提供一个容许函数(代表掩蔽程度的一个函数)以求出电平a。电平a通过增加或减少该容许函数进行控制。如在随后说明的，容许函数是从一个(N-ai)函数发生器25提供的。
即，相应于可允许的噪声电平的电平a从等式(1)求出：
            a＝s-(n-ai)                      (1)式中i是顺序地与从低侧开始的关键频带一致的数量，n和a是常数，a＞0，而S是卷积的剥皮(Bark)频谱。在等式(1)中，(n-ai)代表容许函数。在本实施例中，通过设定使得n＝38和a＝1，可获得最佳的编码而声音质量不降低。
以这个方法求出电平a并且发送到除法器26，以便在卷积区中去卷积电平a。利用这个去卷积，从电平a中求出掩蔽频谱。这个掩蔽频谱变为可充许的噪声电平。虽然去卷积需要复杂的算法逻辑步骤，通过使用除法器26，在本发明中它是以简化的方法执行的。
掩蔽频谱经过合成电路27发送到减法器28，该减法器28被加上基于频带的能量检测电路22的输出，它是上述频谱的分量SB。减法器28从频谱SB中减去该掩蔽频谱，以便掩蔽低于掩蔽频谱SB的电平的频谱分量SB的成分。这里的掩蔽的频谱SB称为可允许的噪声电平。
减法器28的输出经过可允许噪声校正电路在输出站31输出，以便传送到一个ROM，未示出，有关分配比特数量的信息预先被存储。该ROM输出有关每个频带的分配比特数量的信息，这取决于经过可允许噪声校正电路30所提供的减法器电路28的输出。有关分配比特的数量的信息发送到自适应比特分配与编码电路18，允许从MDCT电路13至15来的频率域频谱数据以分配给各频带的比特数量量化。
总之，取决于各个频带中的信号能量和掩蔽量，自适应比特分配与编码电路18以分配的比特数量化基于频带的频谱数据。考察到在合成电路27的电路上行中产生的延迟，延迟电路29被用于延迟从能量检测电路22来的频谱分量SB。
合成电路27还可用于合成该掩蔽频谱MS和数据，该数据来自最小可听度曲线产生电路32的最小可听度曲线RC，代表人们听觉的音质特性，如图9所示。如果绝对噪声电平低于最小可听度曲线RC，则该噪声变为听不见的。即使以相同的方法进行编码，最小可听度曲线随着重放声音电平的不同而不同。但是，由于在实际的数字系统中输入16比特动态范围的音乐的方法没有明显的差别，可以认为，如果对耳朵最可感觉到的4KHz附近的频率范围的量化噪声听不到，则低于最小可听度曲线电平的量化噪声在任何其它频率范围都听不到。
因此，如果使用记录/再生设备，在4KHz附近的噪声是听不到的，而可充许的噪声电平是通过合成最小可听度曲线RC和掩蔽频谱MS得到的，该可允许电平可高达由图9中的影线指示的电平。在本实施例中，最小可听度曲线的4KHz的电平与相应于如20比特的最小电平相符。在图9中，还示出了信号频谱SS。
另外，基于从校正信息输出电路33发送的等响度曲线的信息，可允许噪声校正电路30校正减法器28的输出中的可允许噪声电平。该等响度曲线是有关人的听觉的音质特性的特性曲线，而是通过求出具有与1KHz的纯音相同响度的各频率的声音的声压并以曲线连接该声压得到的。它也称为等响度灵敏度曲线。等响度曲线也描述基本上与图9所示的最小听度曲线相的的曲线。利用等响度曲线，所听到的4KHz附近的声音与1KHz声音的响度相同，虽然该声压比1KHz的声减少8至10dB。相反地，在10KHz附近听到的声音的响度不能与1KHz的声音相同，除非该声压比1KHz声音的声压高约15dB。因此可以看到，在可允许噪声校正电路30中，可允许噪声电平最好具有由与该等响度曲线一致的曲线所代表的频率特性。因此可以看到，考虑到该等响度曲线，该可允许噪声电平的校正是与人的听觉的音质特性相符的。
同时，校正信号输出电路33输出校正数据，以便根据在自适应的比特分配与编码电路18在量化量间的输出信息量和最终编码的数据的目标比特率之间的差错信息校正可允许噪声电平。有时其中对于比特分配单元块的总数由暂时自适应比特分配得到的比特总数不同于由最终编码数据的比特率确定的预置的比特数(比特的目标数)，因此再次进行比特的再分配，以致该差变为零。即，如果分配的比特总数小于比特的目标数，则相应于该差的比特以自适应方法分配给各个单元块，因而，如果分配的比特总数大于比特的目标总数，则相应于误差的比特以减的方法分配给各单元块。
特别是，来自分配比特总数的目标数的差错被检测和根据该差错数据由校正信息输入电路33输出用于校正分配比特数的校正数据。如果该差错数据表示缺少比特数，可能是每个单元块使用更多的比特，以致数据数超过比特的目标数。如果该差错数据表示超过比特数，则可能是每个单元块的较少比特数就足够了，以致该数据数少于目标数。因此，校正信息输出电路33响应于该差错数据输出校正值的数据，因而基于等响度曲线的信息校正在减法器28的输出的可允许噪声电平。该校正值被发送到可允许噪声校正电路30，用于校正从减法器28来的可允许噪声。
用上述系统，量化的频谱数据作为主信息被输出，而表示块浮动状态的标度系数或字长数据作为量化的辅助信息被输出。字长不是必要的并且可在解码器73中的标度系数信息中找出。
比特分配计算电路43安排成如图10所示的那样。不同于上述比特分配技术的下面的有效的比特分配技术通过对照图10进行说明。
图10中非线性处理电路40至42的输出经过图10的输入终端301发送到能量计算电路303，该电路303适于计算基于频带的能量。在基于频带能量的计算电路303中，每个临界频带和用于更高频率的每个再划分的频带的信号能量通过计算各个频带中的幅度的均方根值求出。同时，幅度的峰值或平均值可用于代替基于频带的能量。如从能量讲算电路303所输出的，各个关键频带或对于更高频率从临界频再划分的频带的基于频带的频谱分量的总和变为图7中所示的频谱分量SB(剥皮频谱)。
在本实施例中，如果表示MDCT系数并且可用于传输或记录的比特数是100Kbps，在本实施例中使用100Kbps形成一个固定的比特分配图。在本实施例中，提供了用于该固定比特分配的多个比特分配图并且根据信号特性可选择地应用。在本实施例中，固定比特分配电路305有多个图，其中相应于100Kbps的短时间数据块的比特被分配给各个频率。固定比特分配电路305有多个图，这些图具有用于中至低频或用于高频的不同比特分配速度。选择这样的一个图，它具有分配给高频的比特数对于较小信号幅度时较小。因此利用响度效应是可能的，其中对于较小的信号幅度该较高频率的灵敏度变低了。虽然整个范围信号的幅度可用作信号幅度，利用一个MDCT输出或一个QMF输出也是可能的。表示MDCT系数并且可用于传输或记录的比特数，即100Kbps的可用比特的总数例如在一个可用总比特数输出电路302中被设定。该比特的总数可从外部输入。
在本实施例中，与能量相关的比特分配以正比于以预置的基于数据块系数乘以相应于100Kbps的短持续时间数据块折信号能量的dB值得到的值进行的。通过设定加权系数，以便在较低频范围更大，更多的比特可分配给较低频率范围。同时，与能量相关的比特分配由与能量相关的比特分配电路304负责。
即，如在上述固定比特分配的情况下，能量相关比特分配电路304具有作为备用的多个加权系数用，和取决于该输入信号从一个图转换到另一图，或者使用通过插入具有输入信号的两个加权系数图得到的加权图来计算能量相关比特分配。在这个方法中，更适用于听觉的比特分配可利用本实施例取得，以通过根据该输入信号改变加权系数改善声音质量。
参见图10，固定比特分配图和取决于剥皮频谱的比特分配之间的分配率例如由表示该信号频谱的平滑度的指数设定。即，在本实施例中，能量计算电路303的输出被加到一个频谱平滑度计算电路308，在由该信号频谱分量数据的和划分的信号频谱分量数据的相邻值之间的差的绝对值之和被求出作为一个指数，该指数被加到一个比特分配率决定电路309。
比特分配率决定电路309的比特分配率数据与固定比特分配电路305的输出一起加到一个乘法器312，同时还与能量相关比特分配电路304的输出一起加到一个乘法器311。这两个乘法器312、311的输出加到一个求和电路306。即，基于关键频带和用于较高频率从该关键频带再划分的频带的固定比特分配和频谱相关比特分配之和在求和电路306中求出，得到的和数据经过输出端307(基于比特分配的输出端)加到一个自适应比特分配编码电路，以使用于量化。
这时的比特分配方法示于图11和13中。相关的量化噪声的状态于于图12和14中。图11和12表示一个较平坦的信号频谱，而图13和14表示呈现高音调的信号频谱。在图11和13中，Qs表示能量相关比特量，而QF表示相应于固定比特分配的比特量。在图12和14中，L表示信号电平，而Ns和NF表示由于固定的比特分配该能能相关噪声的减少和噪声电平。
在表示较平坦的信号频谱的图11和12中，由于较大量的固定比特分配的比特分配在整个频率范围内取得较大的信号噪声比中是有用的。但是，在图11和12中，对于低的高的频率范围分配较大量的比特，因为这些范围对于听觉是较不关键的。通过对低和高频率的较小量比特的能量相关分配，如图11中的Qs所示的，具有较大信号幅度的频带的噪声电平选择地减少了。因此对于较平坦信号频谱其频率范围选择地变窄了。
相反地，如果该信号频谱表示高音调，如图12和14中所示的，通过能量相关比特分配，量化噪声减少了大量的比特被用于减少由图14中Ns所指示的极端的窄带的噪声。这改善了具有一个单元单独的频谱分量的输入信号的量化噪声特性。除外，在一个宽的频率范围内利用相应于固定比特分配的较少量的比特，该噪声电平可以无选择地减少。
块选择电路20检测不能设定足够高的信号噪声比的块。非线性处理电路40，41，42利用下面的非线性信号处理来处理由块选择电路20选择的数据块，以便减少量化噪声。即，MDCT的输出的频率域数据利用一个变换操作进行处理，用于放大比最大频谱小的频谱分量的幅度或者从块浮动的观点对每个临界频带和从该临界频带再分的每个频带减少该幅度至零。
这将对照图15说明。
图15表示块浮动的频率块，对于一个给定块ni，有五个频率的频谱分量，这里i是一个整数，如频率块n或n+1。由于频率块n的频率分量彼此相似，如果量化是使用公共字长和块浮动进行的，则对于各个分量来说信噪比大约相等。因此，即使使用字长度信息和对于该块内的各个频谱分量是共同的块浮动信息，对各个频谱分量可有效地取得高的信噪声。
相反地，对于频谱块n+1，各个频谱分量在幅度上彼此相等。如果n个频谱分量在度上比大多数的其经频谱分量显著地大，仅仅几个频谱分量可取得足够高的信噪比。虽然通过在幅度上足够大的频谱分量可能期待掩蔽效应，由电平较大的频谱分量提供的掩蔽效应公知的是比由噪声分量提供的掩蔽效应明显地小。因此，具有较小信噪比的频谱分量一般地讲降低了声音质量。
按照本发明，检验对于频谱分量的掩蔽效应，对于这些频谱分量该信噪比不能设定为较高的值。如果该掩蔽应是不重要的，零比特分配给该频谱分量，对该频谱分量该信噪比不能设定为较大的值，以便减少该量化值为零。另一方案，如果一个或几个比特被分配给这个分量，该频谱分量被变形以增加其幅度，用于在由自适应比特分配与编码电路18规一化和量化之前提供较大的信噪比。
现在对照图16说明非线性处理电路40至42的操作。假定频率块n+1已由块选择电路20选择作为执行非线性处理过程的块。
在图16中，考虑了对于块浮动的频率块n+1的五个频谱分量A、B、C、D和E。由于频谱分量B给出最大值，规一化电平由频谱分量B确定。
设定第一比较电平和第二比较电平比规一化电平低约12dB和18dB。而对于在第一和第二比较电平之间具有其电平的一个频谱分量，该频谱分量在幅度上被增加以便增加信噪比。作为增加频谱分量的幅度的方法，该电平被设置以便比规一化电平低6dB。
参见图16，频谱分量A比第二比较电平小，以便它进一步减小，这样量化输出被减少至零，如在频谱分量A′。具有最大值的频谱分量B不改变。在第一和第二比较电平之间的频谱分量L进一步增加，如在频谱分量C′那样变化。在幅度上比第二比较电平小的频谱分量D和E被减小直到量化输出减少至零为止。虽然在图16中未示出，在幅度上大于第一比较电平的频谱分量给出足够高的信噪比，即使该频谱分量仍然未变，以致没有进行处理。
另一方案，取决于该频率块中最大频谱分量的值，第一和第二比较电平可变成可变的。为此，设定第一比较电平使得该频率块中的最大频谱分量值越大它越低，或者设定第二比较电平使得该频率块中最大频谱分量值越大它越高。还有另一方案，该频率块的最大频谱分量的幅度越大，第一和第二比较电平可变成更低和更高。取决于该块中的最大频谱分量的幅度，使第一和第二比较电平变化，选择可以更适合听觉的方法进行。虽然音质的变化变得更大，各个频率分量可设定为较小的值，以使对于在幅度上比第一比较电平小的频谱分量，该量化值变为等于零。
至于在块选择电路20确定上述非线性处理是否在该块内执行的装置，块选择电路20可构成类似于上述的比特分配计算电路43，在这种情况下虚比特分配使用MDCT电路13至15的输出计算和在由该虚比特分配确定的每块的字长度的基础上进行选择。特别是，只有该块被非线性地处理，对该块其量化噪声电平变为比规一化电平低24dB左右，即具有4比特或更少比特的字长度的块。
至于确定这种非线性处理是否在该频率块内执行的另一个装置，在幅度上较大的至少一个频谱分量的有效值和其余频谱分量的有效值的比值可在块选择电路20中求出用于指示音调。
在本实施例中，如果对于这种频率块，具有最大信噪比的幅度最大的频谱分量的有效值对于其余频谱分量的有效值不小于10dB，和如果该频率块中最大频谱分量的值不小于一定的电平，则频率块被选作非线性地处理的块。)在本实施例中，这个电平是离峰值电平-40dB。这使它变得能够避免低电平信号的无效处理，这些低电平信号不易发生听觉的外部感觉。
对这种非线性处理的频率范围可限制在一个特别的频率范围。尤其是，通过限定非线性处理的范围为高频范围，可限制声音质量的变化为最小。实际比特分配在这种非线性处理之后进行。考虑通过非线性处理该频谱分量幅度上的增加和这些被减少为零幅度来确定最终比特分配。
在本实施例中，如上所述，除了该块中的最大值之外，为增加其幅度，幅度较大的信号分量进行非线性处理，以便提高信噪比而增加掩蔽效应。
另一方面，除了该块中最大值之外，为了减小其幅度，幅度较小的信号分量进行非线性处理以便提高信噪比，避免从具有低信噪比的信号产生噪声。
通过只对具有由虚比特分配确定的字长小于预置长度的块进行非线性处理，声音质量的下降可压至最小。
通过根据各块的音调选择非线性处理的块，只有需要非线性处理块需要进行处理，因此，使它声音质量的下降减至最小。另一方面，通过从至少具有最大信噪比的块中的至少一个信号分量和除了这种分量之外的一个信号分量导出的一个值，例如这些分量的有效值之间的比率求出该音调，只有掩蔽效应不能期待从人的听觉判断的那些块可被选择。
本发明不限于上面叙述的实施例，而可以应用于不仅处理数字声频信号而且处理数字话音信号或数字视频信号的信号处理设备。最小可听度曲线的合成操作可省去，在这种情况，最小可听度曲线产生电路32以及合成电路27被省去，而减法器24的输出在由除法器26去卷积之后，可以直接地传送到减法器28。除外，可使用各种比特分配技术，最简单的技术是固定比特分配，基于信号频带能量的简单的比特分配或者包含比特分配和可变比特分配的组合的比特分配。磁光盘1可以以一个旋转的速度驱动，该旋转速度比用于以比特压缩率更快的速率进行复制的稳态速度更快。在这种情况下，可在与数据转送率兼容的范围实现高速复制。
图17中示出一个高效率的编码设备，它是根据本发明的数字信号处理方法中的高效率编码设备的对应设备。
在图17中，高效率编码的主信息的编码数据馈送到输入端152，154，156，并从这里馈送到相关的解码电路146，147和148。经过相关的端子153，155，157将信息压缩参数作为辅助信息加到这些解码电路。这些解码电路146，147和148使用信息压缩参数解码已编码的数据，以便恢复频率域数据。
解码电路146，147和148的输出数据被发送到相关的IMDCT电路143，144和145。在这些IMDCT电路中，执行IMDCT操作，它是上述MDCT的反操作。从解码电路146至148的频谱数据中，频率范围0至5.5KHz的频谱数据、频率范围5.5至11KHz的频谱数据和频率范围11至KHz的频谱数据分别由IMDCT电路145、144和143通过IMDCT进行处理。
IMDCT电路143的输出发送到一个频谱合成滤波器(IQMF)电路141，它执行由频划分滤波器11执行的操作的反操作。IMDCT电路144，145的输出被送到一个频谱合成滤波器9IQMF)电路142，电路142执行由频谱划分滤波器12所执行的操作的反操作。频谱合成电路142的输出还馈送到频谱合成滤波器电路141。因此频谱合成滤波器电路141输出一个数字音频信号，该数字音频信号是从划分为上述的频率范围的信号合成的。这个数字音频信号在输出端140输出。

Claims (24)

1.一种用于发送数据信号的数字信号处理方法，包括：
变换该输入数字信号为多个块，每块具有一个有限的时间宽度和一个有限的频率宽度，
非线性地处理至少一些块的信号分量，和量化已非线性处理的信号分量，
其中非线性地处理是增加至少一个幅度较大的信号分量和/或减小至少一个幅度较小的信号分量。
2.根据权利要求1的数字信号处理方法，其中所述信号分量是频谱分量，而所述非线性处理包括放大至少在每块中给出最大值的频谱分量之外的其余频谱分量。
3.根据权利要求1的数字信号处理方法，其中所述非线性处理包括对至少在每块中具有最大信噪比的信号分量之外的其余信号分量的所述量化来减少量化值至零。
4.根据权利要求1的数字信号处理方法，其中所述信号分量是频谱分量，而该数字信号处理方法包括规一化所述信号分量，和其中
所述非线性处理包括：
放大幅度在低于用于所述规一化的规一化电平的第一比较电平和小于所述第一比较电平的第二比较电平之间的频谱分量，或者通过所述的量化减小所述频谱分量的量化值至0，和
通过幅度小于所述第二比较电平的频谱分量的所述量化，减小该量化值至零。
5.根据权利要求4的数字信号处理方法，其中所述第一比较电平和第二比较电平随着每块中的频谱分量的最大值变化。
6.根据权利要求5的数字信号处理方法，其中每块的最大频谱值越高，所述第一比较电平变得越低和/或所述第二比较电平变得越高。
7.根据权利要求1的数字信号处理方法，进一步包括：
选择在所述非线性处理之前具有根据所述信号分量求出的由比特分配确定的字长短于预置字长的一块作为进行非线性处理的块。
8.根据权利要求7的数字信号处理方法，其中如果一块的最大频谱值不小于预置值，则该块被选作为进行非线性处理的块。
9.根据权利要求1的数字信号处理方法，进一步包括：
选择具有较高音调的要进行非线性处理的块。
10.根据权利要求9的数字信号处理方法，其中所述信号分量是频谱分量，而其中所述音调是根据第一分量和由每块中的所述第一分量之外的其余频谱分量构成的第二分量求出的，所述第一分量至少是在每块中具有最大信噪比的频谱分量中的特别分量。
11.根据权利要求10的数字信号处理方法，其中所述音调是从所述第一分量得到的第一值和从所述第二分量得到的第二值之比。
12.根据权利要求11的数字信号处理方法，其中所述第一值是所述第一分量的有效值，而所述第二值是所述第二分量的有效值。
13.一种用于发送数字信号的数字信号处理设备，包括：
用于变换数字输入信号为多个块的信号分量的装置，每块具有一个有限的时间宽度和一个有限的频率宽度，
非线性处理装置，用于非线性地处理在至少一些所述块中的信号分量，和
编码装置，用于量化已非线性处理的信号分量，
其中非线性地处理是增加至少一个幅度较大的信号分量和/或减小至少一个幅度较小的信号分量。
14.根据权利要求13的数字信号处理设备，其中所述信号分量是频谱分量，而所述非线性处理装置放大至少在每块中给出最大值的频谱分量之外的其余频谱分量。
15.根据权利要求13的数字信号处理设备，其中所述非线性处理装置通过对至少在每块中具有最大信噪比的信号分量之外的信号分量的所述量化来减少量化值至零。
16.根据权利要求13的数字信号处理设备，其中所述信号分量是频谱分量，而所述编码装置规一化所述信号分量，和其中所述非线性处理装置放大具有在低于用于所述规一化的规一化电平的第一比较电平和小于所述第一比较电平的第二比较电平之间的幅度的频谱分量，或者减小通过所述量化的所述频谱分量的量化值至零，
所述非线性处理装置通过幅度小于所述第二比较电平的频谱分量的所述量减小该量化值至零。
17.根据权利要求16的数字信号处理设备，其中所述第一比较电平和第二比较电平是随着每块中的频谱分量的最大值变化。
18.根据权利要求17的数字信号处理设备，其中每块中的最大频谱值越大，所述第一比较电平变得越低和/或第二比较电平变得越高。
19.根据权利要求13的数字信号处理设备，进一步包括：
选择在所述非线性处理之前具有根据所述信号分量求出的比特分配确定的字长短于预置字长的一块作为进行非线性处理的的装置。
20.根据权利要求13的数字信号处理设备，其中如果一块的最大频谱值不小于预置值，则该块被选作为进行非线性处理的块。
21.根据权利要求13的数字信号处理设备，进一步包括：
选择具有较高音调的要进行非线性处理的块的装置。
22.根据权利要求21的数字信号处理设备，其中所述信号分量是频谱分量，而其中所述音调是根据第一分量和由每块中的所述第一分量之外的其余频谱分量构成的第二分量求出的，所述第一分量至少是在每块中具有最大信噪比的频谱分量中的特别分量。
23.根据权利要求22的数字信号处理设备，其中所述音调是从所述第一分量得到的第一值和从所述第二分量得到的第二值之比。
24.根据权利要求23的数字信号处理设备，其中所述第一值是所述第一分量的有效值，而所述第二值是所述第二分量的有效值。
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