KR100289022B1

KR100289022B1 - 1이상의 압축모드로 디지탈입력신호를 압축하는 장치, 방법 및 시스템

Info

Publication number: KR100289022B1
Application number: KR1019940703760A
Authority: KR
Inventors: 겐조 아까기리
Original assignee: 이데이 노부유끼; 소니 가부시키가이샤
Priority date: 1993-02-18
Filing date: 1994-02-18
Publication date: 2001-05-02
Also published as: JP3123286B2; KR950701446A; ES2140530T3; US5530750A; HK1013511A1; JPH06244738A; EP0636268B1; DE69422343D1; WO1994019801A1; CN1108012C; CN1106968A; EP0636268A1; ATE188305T1; DE69422343T2; AU675295B2; AU6045694A

Abstract

압축된 디지털 신호가 복수의 압축 모드의 선택된 모드로 디지털 입력 신호를 압축함으로써 디지털 입력 신호로부터 유도되는 장지, 방법 및 시스템. 디지털 출력 신호는 각 압축 모드로 상이한 비트 전송 속도를 갖지만, 디지털 입력 신호는 모든 압축 모드로 동일한 비트 전승 속도로 수신된다. 상기 방법에 있어서, 스펙트럼 계수는 디지털 입력 신호로부터 유도되고, 주파수 및 시간마다 대역으로 그룹된 다. 각 대역은 주파수 폭을 가지며, 적어도 하나의 대역의 주파수 폭은 선택된 압축 모드에 따라서 설정된다. 각 대역의 스펙트럼 계수는 양자화 되어 양자화된 스펙트럼 계수를 제공한다. 최종적으로, 각 대역의 양자화된 스펙트럼 계수는 각 대역용 서브 정보와 함께 압축된 디지털 신호내에 구비된다.

Description

[발명의 명칭]

1이상의 압축모드로 디지털입력신호를 압축하는 장치, 방법 및 시스템

[기술 분야]

본 발명은 압축된 디지털 신호가 하나이상의 압축 모드를 사용하여 디지털 입력 신호로부터 유도되는 장치, 방법 및 시스템에 관한 것이다. 상기 압축된 디지털 신호는 각 압축모드에서 상이한 비트 전송속도를 갖지만, 상기 디지털 입력 신호는 모든 압축 모드에서 같은 비트 전송속도로 수신된다.

본 발명자의 양수인은 미국 특허 5,243,588호 및 5,244,705호에 제안되어 있으며 미국 특허출원 제 07/736,046호에 계류중이며, 참고문헌에 의해, 디지털 오디오 입력 신호를 압축하여 기록 유닛으로서 소정 비트수의 압축된 기록 신호와 함께 버스트로 결과 압축된 기록 신호를 기록하는 기술에 의해 상호 협조된다.

이 기술로, 상기 압축된 기록 신호는 적응 미분 PCM(ADPCM) 오디오 신호이며, 자기 광학 디스크는 소위 CD-I(CD-상호작용) 또는 CD-ROM XA 기록 신호 포맷에 따라 압축된 신호를 기록하기 위한 기록 매체로서 사용된다. 상기 압축된 기록 신호는 자기 광학 디스크상의 버스트에 즉, 기록 유닛과 같은 압축된 기록 신호중 32섹터 플러스 여러 링크 섹터에 기록된다. 상기 링크 섹터들은 32 섹터에서 압축된 기록 신호를 인터리빙(interleaving)하므로서 발생된 추가 신호를 수용하도록 사용된다. 자기 광학 디스크에 대한 기록 및 재생 장치들은 압축된 기록 신호에 대해 여러 기록 및 재생 모드중 하나를 제공한다. CD-I 및 CD-XA 포맷에서, 기록 모드 A, B 및 C는 비압축된 PCM 오디오 신호를 한정하며, 저샘플링 주파수를 갖으며 정상 컴팩 디스크(CD)상에 기록된 이와 유사한 모드는 자기 광학 디스크상에 기록하기 위해 압축된 기록 신호를 제공하도록 압축된다. 기록 모드 A는 37.8KHz의 샘플링 주파수이며, 상기 PCM 오디오 신호는 2의 압축비에 의해 압축되고, 즉, 기록 모드 B는 A와 같은 샘플링 주파수를 갖으며, 4의 압축비, 즉, 기록 모드 C는 18.9KHz의 샘플링 주파수를 가지며, 8의 압축비를 갖는다. 기록 모드 B에서 예로, 상기 PCM 오디오 입력 신호는 4의 압축비에 의해 압축되고, 결국 모드 B 기록 신호가 기록되는 컴팩 디스크의 재생 시간은 표준 CD 포맷(CD-DA 포맷)에 따라 기록된 디스크의 재생 시간의 4 배이다. 기록 모드를 사용하여 상기 PCM 오디오 신호는 기록 및 재생 장치의 사이즈를 감소시킬수 있게 압축하며, 결과적으로 표준 12cm 디스크와 비교하여 기록 또는 재생 시간은 더 작은 디스크에 의해 제공된다. 기록 모드 B 압축 신호를 기록하는 더 작은 디스크의 픽업 헤드(“기록 속도”)에 대한 기록 트랙의 속도는 표준 CD와 같게 선택된다. 이것은 디스크로부터 재생된 압축 기록 신호의 비트비가 모드 B 디코더에 의해 요구된 비트비의 4배를 의미한다. 이것은 디스크로부터 판독될 압축 기록 신호의 같은 기록 유닛을 허용하며, 상기 압축 기록 신호의 기록 유닛의 4 기록중 하나만이 디코더로 전달된다.

상기 압축된 기록 신호는 나선형 트랙상의 트랙에 기록된다. 트랙 재생시, 픽업 헤드는 상기 디스크의 각 완성 회전시 나선 트랙 점프를 실행한다. 상기 트랙 점프는 상기 트랙상에서 원래의 위치에 대해 헤드에 리턴한다. 4 트랙 점프를 실행하는 헤드는 트랙 4배의 같은 부분에 대해 헤드를 야기한다. 트랙상에 기록된 압축된 기록 신호를 재생하는 방법은 특히 작은 휴대용 장치가 사용될때 유리하며, 상기 압축된 기록 신호의 기록 유닛중 4 판독부중 하나가 정확하게 기록될때 조차도 만족할만한 재생을 얻을 수 있다. 그러므로 디스크로부터 압축된 기록 신호를 재생하는 방법은 물리적 장해 등에 의해 발생된 재생 에러에 상당히 민감해진다.

다음에, 반도체 메모리들은 기록 디지털 오디오 신호에 대한 매체로서 사용될 수 있다. 반도체 메모를 정상 동작 시간에 사용키 위해, 엔트로피 인코딩과 같은 가변 비트비 압축인코딩을 사용하므로서 압축비를 증가시킬 필요성이 있다. 특히, 오디오 신호가 반도체 메모리를 제공하는 IC카드를 사용하여 기록 및/또는 재생된다. 가변 비트비 압축 기술을 사용하여 압축되는 압축된 기록 신호가 IC카드로부터 기록되어 재생된다.

다음에, 반도체 기술을 처리하여, 현재 사용되는 IC카드의 플레이닝 시간 및 가격과 비교하여 상기 IC 카드에 의해 제공된 플레이닝 시간이 증가하며 IC 카드의 가격은 감소한다. 시장에서 공급되어 시판되는 IC카드는 비싸며 짧은 플레이닝 시간을 갖는다. 따라서 IC 카드는 대용량, 자기 광학 디스크와 같은 기록 매체등의 내용 부분을 전달하므로서 사용되며 값싸지게 된다. 신호 교환 및 재생 동작은 IC 카드 및 자기 광학 디스크간에 전달된다. 특히, 자기 광학 디스크상에 기록된 하나이상의 선택들은 IC 카드에 카피된다. 상기 카피된 선택은 요구시 다른 선택들과 대체된다. 상기 IC 카드에 기록된 선택들은 반복적으로 교환하므로서, 여러 선택들이 소수의 이용가능 IC 카드를 사용하여 휴대용 IC 카드상에서 동작한다.

다른 응용들은 기록 및 재생 오디오 신호에 대해 다른 대역폭과 신호대 잡음비를 요구한다. 예로, 오디오 신호가 고충실도 질로 기록되거나 재생될때, 15KHz 또는 20KHz로 확장된 대역폭과 큰 신호대 잡음비가 요구된다. 압축된 디지털 기록 신호가 기록 매체로부터 기록되고 그로부터 재생되는 시스템을 사용하는 이들 특성을 제공하여, 상기 압축된 기록 신호는 비교적 큰 비트비를 갖는다. 예를들어, 오디오 채널당 256Kbps 내지 64Kbps 의 범위내의 비트비가 요구된다. 한편, 음성을 표시하는 디지털 오디오 신호가 기록 및 재생될때, 5KHz 또는 7KHz로 확장된 대역폭은 더욱 적당해지고, 저 신호대 잡음비를 수용할 수 있게 된다. 그러한 특성은 64Kbps 내지 수Kbps의 범위에서 비트비를 사용하여 제공된다. 저 비트비는 기록 매체의 기록 시간을 증가시킨다. 따라서 기록 매체의 기록 용량의 최적을 이루는 동안 오디오 신호의 여러 형태를 기록하기 위해, 상기 기록/재생 장치는 가능한 경제적으로 상이한 비트비에서 기록 및 재생할 수 있다.

위에서 상술한 기록 모드 A, B, C와 같은 것을 사용하는 종래의 기록 및 재생 장치는 여러 다른 샘플링 주파수에서 다른 대역폭과 신호대 잡음비를 갖는 기록 모드를 제공하게 동작한다. 다른 샘플링 주파수에서 동작하기 위해서는 복소 샘플링 주파수 신호 발생 회로를 요구하며 LSI 신호 처리 회로에서 복잡성을 증가시킨다. 그러므로, 압축 모드의 샘플링 주파수가 다르면, 하나의 압축 모드로 압축된 압축 신호를 다른 압축 모드로 변환하는 것은 어렵다.

고 비트비의 고용량 자기 광학 디스크상에 기록된 압축된 기록 신호는 저 비트비 기록 모드를 사용하여 저용량 IC 카드상에 기록되도록 변환하며, 상기 압축된 기록 신호는 비압축된 PCM 신호 너머로 확장되며, 이는 그때 저 비트비 기록 신호를 제공하기 위해 저 비트비 압축 모드를 사용하여 재압축된다. 이는 상당히 많은 신호 처리량을 요구하게 되며, 경제적인 가변 신호 처리 LSI는 실제 시간으로 실행하기에 불가능하다.

부언하면, 저 비트비 기록 모드에서, 오디오 신호(압축된 기록 신호로 주정보)를 표시하는 비트 번호의 감소는 음성질의 왜곡을 유도한다. 스펙트럼 계수가 모여진 밴드의 대역폭이 모든 주파수에서 같게 이루어지는 경우 0Hz 내지 22KHz의 오디오 주파수 범위를 32 밴드로 분할하는 것은 대략 700Hz의 각 밴드의 대역폭을 이룬다. 이는 저주파수 임계 밴드 대역폭의 수배이며, 외형적으로 100Hz이며, 대부분의 오디오 주파수 범위 이상의 임계 대역폭보다 더 크게 된다. 이들 동일한 대역폭 밴드의 대역폭과 저 및 중간 주파수에서 임계 밴드의 대역폭간의 미스매치(mismatch)는 압축 처리의 효율을 충분히 감소시킨다. 따라서, 압축 기록 신호의 비트비를 감소시키는데는 주정보의 양뿐 아니라 보조 정보의 양을 감소시키는 것이 필요하다.

[발명의 상세한 설명]

본 발명은 복수의 샘플링 주파수를 발생하는 샘플링 주파수 발생 회로의 복잡성과 스케일 또는 LSI에서 증가하는 결과를 회피할 수 있는 복수의 압축 모드중 하나로 디지털 입력 신호를 압축하는 압축기 장치, 방법 및 압축/확장 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 IC카드와 같은 제한된 기억용량으로 기록 매체상에 기록하기 위해 저 비트비를 갖는 압축된 신호를 제공하는 압축 모드로 디지털 입력 신호를 압축할 수 있는 압축기 장치, 압축 방법 및 압축/확장 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 자기 광학 디스크나 광학 디스크와 같은, 기록 매체의 하나의 형태로부터 압축된 신호를 또 다른 기록 매체를 카핑하기 위해 감소된 수의 대수 및 논리동작을 사용하여 첨가적으로 압축시키고, 상기 첨가적으로 압축된 신호는 감소된 대수 및 논리 동작으로 IC카드와 같은 다른 기록 매체로부터 재생되는 압축 장치, 압축 방법, 및 압축/확장 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 디지털 입력 신호가 저 비트비를 갖는 압축 신호를 제공하여 압축되고, 저 비트비를 사용하며 발생되는 음성 질의 저하는 최소화하는 압축 장치, 압축 방법, 및 압축/확장 시스템을 제공하는 것이다.

따라서, 본 발명은 압축된 디지털 신호를 공급하기 위해 하나 또는 복수의 선택 압축 모드로 디지털 입력 신호를 압축하는 장치를 제공한다. 상기 압축 모드는 제 1 압축 모드와 제 2 압축 모드를 구비한다. 상기 압축된 디지털 신호는 제 2 압축 모드에서 보다 제 1 압축 모드에서 더 고속 비트 속도를 가진다. 상기 장치는 디지털 입력 신호로부터 구동하는 구동회로 밴드로 주파수 및 시간에 의해 모아진 스펙드럼 계수를 구비한다. 각 밴드는 주파수 폭을 가진다. 상기 회로는 선택된 압축 모드에 따라 적어도 하나의 밴드의 주파수 폭을 설정하는 주파수 폭 설정 회로를 구비한다. 상기 장치는 또한 구동 회로로부터 스펙트럼 계수의 밴드를 수신하는 양자화기를 구비한다. 마지막으로, 상기 장치는 각 밴드에 대해 압축된 신호로 양자화기로부터 양자화된 스펙트럼 계수와 보조 정보를 포함하는 회로를 구비한다.

본 발명은 압축된 디지털 신호를 제공하기 위해 선택된 하나의 복수 압축 모드로 디지털 입력 신호를 압축하기 위한 방법을 제공한다. 상기 복수의 압축 모드는 제 1 압축 모드 및 제 2 압축 모드를 구비한다. 상기 압축된 디지털 신호는 제 2 압축 모드보다 제 1 압축 모드에서 더욱 고속의 비트 속도를 갖는다. 이 방법에서, 스펙트럼 계수는 디지털 입력 신호로부터 유도되며, 주파수와 밴드내의 시간에 의해 모아진다. 각 밴드는 주파수 폭을 가지며, 적어도 하나의 주파수 폭 또는 밴드는 선택된 압축 모드에 따라 설정된다. 각 밴드내에서 스펙트럼 계수는 양자화된 스펙트럼 계수를 제공하도록 양자화된다.

마지막으로, 각 밴드에서 양자화된 스펙트럼 계수는 각 밴드에 대해 보조 정보와 함께 압축된 디지털 신호에 포함된다.

본 발명은 압축된 디지털 신호를 제공하기 위해 디지털 입력 신호를 압축하고 디지털 출력 신호를 제공하도록 압축된 디지털 신호를 확장시키는 디지털 신호 처리 시스템을 제공한다. 상기 시스템은 적어도 2개의 다른 압축 모드중 선택된 하나를 동작시킨다. 상기 압축된 디지털 신호는 제 2 압축 모드보다 제 1 의 압축 모드에서 고속의 비트 속도를 가진다. 상기 시스템은 압축기와 확장기를 구비한다.

상기 압축기는 디지털 입력 신호를 복수 밴드내의 주파수에 의해 모아진 복수의 스펙트럼 계수로 분석하고 양자화된 스펙트럼 계수를 제공하도록 각 밴드내의 스펙트럼 계수를 양자화하고 압축된 디지털 신호로서 양자화된 스펙트럼 계수를 제공하므로서 압축된 신호를 구동시키는 회로를 구비한다. 상기 압축기는 스펙트럼 계수가 주파수에 의해 모아진 밴드의 적어도 하나의 주파수 폭을 설정하는 회로를 구비한다. 상기 회로는 선택된 압축 모드에 따라 주파수 폭을 설정한다.

상기 확장기는 상기 양지화된 스펙트럼 계수와 상기 압축된 신호로부터의 보조 정보를 추출하는 디멀티 플렉서와 밴드에 대해 보조 정보를 사용하는 각 밴드에서 양자화된 스펙트럼 계수를 양자화하는 양자화기를 구비한다. 적어도 하나의 밴드의 주파수 폭은 선택된 압축 모드에 따라 설정된다. 마지막으로, 확장기에서 회로는 양자화기로부터 스펙트럼 계수로의 디지털 출력 신호를 구동시킨다.

마지막으로, 본 발명은 압축된 신호의 압축 모드를 교환하는 방법을 제공한다. 상기 방법은 제 1 압축 모드로 디지털 입력 신호를 압축하므로서 얻어진 제 1 의 압축된 디지털 신호로부터 제 2 압축된 디지털 신호를 구동시킨다. 상기 제 2 압축 디지털 신호는 제 1 압축 모드의 비트 속도보다 더 적은 비트 속도를 갖는 제 2 압축 모드로 압축된다. 상기 제 1 압축된 디지털 신호는 밴드내의 주파수에 의해 모아진 복수의 양자화된 스펙트럼 계수를 포함하며, 바꿔말하면, 또한 주파수 범위내에서 주파수만큼 모아진다. 이 방법에서, 상기 양자화된 스펙트럼 계수들은 제 1 압축 디지털 신호에서 추출되며 복원된 스펙트럼 계수를 제공하도록 반대로 양자화된다. 최저 주파수 범위내의 복원된 스펙트럼 계수는 최저 주파수 범위 신호의 블럭을 제공하도록 반전적이면서 직교적으로 전달된다. 최저 주파수 범위 신호의 블럭은 슈퍼 블럭을 제공하도록 함께 연결되며, 따라서, 새로운 스펙트럼 계수를 제공하도록 직교적으로 변형된다. 상기 반전 변형 단계로 반전적으로 변형되지 않은 새로운 스펙트럼 계수와 복원된 스펙트럼 계수는 새로운 양자화 스펙트럼 계수를 제공하도록 재양자화된다.

마지막으로, 새롭게 양자화된 스펙트럼 계수는 제 2 압축 디지털 모드에 포함된다.

상기 압축 모드가 본 발명에 따라 압축기, 시스템, 방법에서 고 비트 속도를 가진 모드에서 저 비트 속도까지 변화할때, 스펙트럼 계수가 모아지는 밴드의 주파수 폭이 증가하며, 양호하게는 시간의 적분수를 증가시킨다. 첨언하면, 상기 압축 모드가 고속 비트의 모드에서 저속 비트의 모드까지 변화하면, 상기 디지털 입력 신호의 상부 주파수 제한은 감소된다.

상기 디지털 입력 신호가 오디오 신호를 표시하고, 밴드의 주파수 폭이 양자화 잡음 및 마스킹을 결정할 목적으로 설정되며, 상기 밴드의 주파수 폭은 주파수를 증가시킨다. 더구나, 양자화 비트는 상기 압축 모드의 상부 주파수 제한 이상의 밴드에서 스펙트럼 계수에 할당되지 않으며, 그러한 밴드에 대한 보조 정보는 압축 신호에 포함되지 않는다.

본 발명에 따른 시스템 및 방법 및 장치에서, 디지털 입력 신호는 같은 샘플링 주파수에서 모든 압축 모드로 수신된다.

상기 스펙트럼 계수는 직교 변형을 디지털 입력 신호에 공급하므로서 디지털 입력 신호로부터 유도된다. 직교 변형은 디지털 입력 신호를 각각 복수의 주파수 범위로 주파수 범위신호를 분할하고 블럭내로 알맞게 각 주파수 범위 신호를 분할하므로서 수행되며 각 주파수 범위 신호의 블럭을 직교적으로 변형한다.

2 개의 저주파수 범위는 양호하게 동일한 폭을 가진다. 상기 저주파수 범위 이상의 주파수 범위 대역폭은 양호하게 주파수를 증가시킨다. 주파수 범위 신호가 분할된 블럭의 최대 길이는 상기 압축 모드가 고 비트 속도를 갖는 모드에서 저 비트 속도를 갖는 모드까지 변화될때 양호하게 증가된다. 그러므로, 고주파수 범위내의 주파수 범위 신호가 분할되는 블럭의 최대 길이는 모드 압축 모드에서 같게 유지된다.

본 발명에 따른 방법은 기록 매체상에 압축된 신호를 기록하는 추가적 단계를 구비한다. 상기 기록 매체는 자기 광학 디스크, 반도체 기록 매체, IC 메모리 카드, 광학 디스크, 또는 다른 기록 매체중 하나가 된다.

본 발명에 따른 장치, 시스템, 방법에서, 수정된 DCT는 직교 변형으로서 제공된다.

본 발명에 따른 장치, 시스템, 방법은 저 비트 속도로 다른 압축 모드로 압축된 압축 신호를 제공하기 위해 하나의 압축 모드로 압축된 압축 신호를 추가적으로 압축한다.

여기에서, 압축 신호의 최저 주파수 범위내의 스펙트럼 성분들은 역 직교 변형을 수행하고, 상기 결과의 재기억된 주파수 범위 신호들은 추가적으로 압축된 신호의 주정보를 제공하기 위해 증가된 최대 블럭 길이로 직교의 재변형을 수행한다.

본 발명에 따른 장치, 시스템, 방법에서, 상기 디지털 입력 신호들은 상기 다른 모드가 다른 출력 비트 속도임에도 불구하고, 모든 압축 모드에서 같은 샘플링 주파수를 가진다. 이는 멀티플 샘플링 주파수를 제공하는데 요구된 샘플링 주파수 발생 회로에 내재한 복잡성과 멀티플 샘플링 주파수에서 동작하는 처리 회로의 복잡성을 회피할 수 있다. 본 발명에 따른 장치 및 방법은 또 다른 압축 모드로 압축된 압축 신호로 지금까지는 하나의 압축 모드에서 압축된 압축 신호를 쉽게 변환할 수 있게 했다. 이는 다른 샘플링 주파수를 사용하기 때문에 상당히 어렵게 된다.

자기 광학 디스크와 같은 고용량 기록 매체에서 IC 카드와 같은 저용량 기록 매체까지 고 비트 속도의 압축 모드로 압축된 압축 신호를 카피하고 상기 IC 카드에 기록된 신호의 비트 속도를 감소시키기 위해 압축된 신호를 더 압축하는 것을 요구하는 경우, 상기 추가적 압축은 추가적 처리만을 사용하여 이룰수 있다. 상기는 압축된 신호를 전체적으로 확장하거나 새로운 압축 모드내의 스크래치로부터 확장된 신호를 재압축할 필요성이 없다. 저비트 속도의 압축 모드로 상기 압축된 신호의 상부 주파수 제한 감소 때문에, 상부 주파수 제한이상의 밴드상의 대수 및 논리 동작을 수행하는 것에 필요치 않다. 이는 선수 및 논리 동작읠 수를 감소시킬수 있으며, 처리 회로를 간단하게 한다. 바꿔 말하면, 사용되지 않은 처리 회로는 추가적 처리를 수행하는데 사용하여 저 비트 속도의 압축 모드로 음성의 질을 개선시킨다. 그러므로, 전체의 고주파수 범위를 요구하지 않는다. 상기 주파수 범위는 완전히 제거된다. 상기 주파수 범위부가 요구되면, 처리는 실질적으로 사용된 주파수 범위부에서만 수행되고, 사용되지 않는 주파수 범위부에서의 처리는 제거된다.

상기 압축된 신호의 주 정보를 표시하는데 이용할 수 있는 비트 속도의 수의 비례적 감소는 감소는 상기 압축 모드간의 비트속도의 비례적 감소보다 더 크다. 그러므로, 추가적 측정은 저 비트비 속도의 압축 모드가 사용될때 음성 질의 저하를 방지하는 것이 바람직하게 된다. 본 발명에 따르면, 압축 효율은 프레임 길이를 증가시키고, 직교 변형에 종속된 최대 블럭 길이를 증가시키므로서 개선된다. 상기 최대 블럭 길이를 증가시키므로서, 상기 신호는 스케일 요소나 워드 길이 데이타와 같은 보조 정보의 양이 감소되는 동안에 정확하게 수용할 수 있게 시간 도메인에서 주파수 도메인까지 직교적으로 변형된다. 보조 정보의 양 감소는 주 정보를 표시하기 위해 이용가능한 비트 수를 증가시킨다.

추가적으로, 고주파수에 대해, 본 발명에 따른 방법 및 장치는 직교 변형으로부터 발생되는 스펙트럼 계수가 양자화 노이즈 및 마스킹을 결정할 목적으로 주파수에 의해 분할되는 밴드중 적어도 주 주파수 폭을 넓힐 수 있다. 저주파수에 대해, 본 발명에 따른 방법 및 장치는 저비트 속도의 압축모드로 상부 주파수 제한의 감소에도 불구하고, 임계 밴드에 근접하게 대응하는 밴드에서 발생하는 방법으로 밴드내의 그룹과 직교 변형을 수행할 수 있다. 이러한 측정은 전체 주파수 범위 양단의 동일 폭을 갖는 밴드의 종래의 장치에서 발생하는 바와 같이, 낮은 압축 효율을 방지하는 것이 가능해진다.

상기 상부 주파수 제한이 감소되면, 스펙트럼 계수가 양자화 잡음과 마스킹을 결정할 목적으로 분할된 밴드의 폭이 일정한 주파수로 남아 있으면, 대략 700Hz폭인 밴드에서 0Hz에서 22KHz의 주파수 범위로 32 밴드로 분할한다. 이는 실제적으로 저주파수(통상 100Hz)에서 임계폭보다 더욱 넓어지게 되며, 대부분의 주파수 범위 넘어의 임계 대역폭보다 넓게 된다. 이는 압축 효율을 개선시킨다.

본 발명에 따르면, 상기 스펙트럼 계수가 양자화 잡음 및 마스킹을 결정할 목적으로 분할된 밴드 폭은 고주파수보다 넓게 선택되며, 적어도 주 밴드에 대한 임계 대역폭과 유사하다. 추가적으로, 저비트 속도의 압축 모드로 음성의 질 저하를 방지하기 위해 직교 변형에 종속된 최대 블럭 길이는 저비트 속도의 압축 모드로 증가된다.

제 1 기록 매체와 같은 자기 광학 디스트상에 기록된 압축 신호가 IC카드와 같은 제 2 기록 매체에 카피되는 경우, 산수 및 논리 동작의 수는 하나의 기록 매체에서 다른 매체까지 신호를 직접 카피하고, 재생된 신호의 전체적 확장없이, 제 2 기록 매체상에 신호가 기록되기 전에 제 1 기록 매체로부터 재생된 압축 신호를 추가적으로 압축하므로서 감소된다.

상기 카피 처리에 있어서 산수 및 논리 동작의 수는 역직교 변형을 상기 주파수 범위의 제한부에 스펙트럼 계수에 즉, 저주파수 범위내의 스펙트럼 계수에 공급하므로서 감소된다. 상기 발생된 재기억 주파수 범위 신호는 추가적 압축 신호에 대해 스펙트럼 계수를 제공하기 위해 긴 최대 블럭 길이로 직교 변형된다. 스펙트럼 계수가 재변형되지 않는 주파수 범위에 대해, 스펙트럼 계수가 주파수에 의해 모아지고 보조 정보가 압축 신호에 포함되는 밴드의 주파수 폭은 압축 신호로 보조 정보의 양을 감소시키기 위해 증가된다. 이는 더 많은 비트를 스펙트럼 계수를 양자화하는데 사용하며, 저비트 속도로 압축모드를 사용하여 발생하는 음성 질의 저하를 감소시킨다.

[도면의 간단한 설명]

제1도는 본 발명에 따른 인코더를 포함하여 압축된 기록 신호에 대한 기록 및 재생 장치의 실제적 예의 블럭 다이어그램을 도시한다.

제2도는 자기 광학 디스크 및 IC 카드에 기록된 내용을 설명하는 도면이다.

제3도는 상기 기록 및 재생 장치의 전방 판넬을 나타내는 도면이다.

제4도는 디지털 오디오 입력 신호를 압축하기 위해 본 발명에 따른 인코더의 실제적 예를 도시하는 블럭 다이어그램이다.

제5도는 상기 디지털 오디오 입력 신호로부터 유도된 주파수 범위 신호가 4개의 다른 압축 모드로 처리되는 프레임 및 블럭 구조를 도시하는 도면이다.

제6도는 제4도에 도시된 허용가능 잡음 계산 회로(20)의 실시예를 도시하는 블럭 다이어그램이다.

제7도는 각 밴드에서 스펙트럼 계수의 마스킹 범위, 간략화된 바크(bark) 스펙트럼을 도시하는 도면.

제8도는 마스킹 스펙트럼의 도시도.

제9도는 최소의 청취가능 레벨 곡선과 마스킹 스펙트럼의 합성을 도시한 도면이다.

제10(a)도는 제4도에 도시된 비트 할당 계산 회로의 다른 실시예를 도시하는 블럭 다이아그램.

제10(b)도 내지 제10(e)도는 제10(a)도에 도시된 비트 할당 계산 회로에 사용하는 가중 패턴에 의존한 여러 다른 주파수를 도시하는 도면이다.

제11도는 신호가 비교적 평평한 스펙트럼일때 제10도에 도시된 비트 할당 계산 회로에 의해 수행된 비트 할당을 도시하는 그래프이다.

제12도는 제11도에 도시된 비트 할당에서 발생하는 노이즈 스펙트럼을 도시하는 그래프이다.

제13도는 신호가 토날(tonal)할때 제10도에 도시된 비트 할당 계산 회로에 의해 수행된 비트 할당을 도시하는 그래프.

제14도는 제13도에 도시된 비트 할당에서 발생하는 노이즈 스펙트럼을 도시하는 그래프이다.

제15도는 임계 밴드 대역폭과 상기 밴드에 공급된 블럭 플로팅 처리 효율의 고려시 52 밴드로 11.6ms의 프레임을 어떻게 주파수 및 시간으로 분할하는가를 보여주는 도면.

제16도는 모드 B 의 대역폭 및 비트 속도 감소에 따라 모드 B에 대한 프레임 길이가 모드 A와 비교하여 어떻게 증가하는가로 보여주는 도면이다.

제17도는 고주파수 범위에서 다운 샘플링 회로를 상세히 보여주는 본 발명에 따른 인코더의 블럭 다이어그램을 도시한다.

제18도는 하나의 압축 모드에서 프레임 길이가 다른 압축 모드간에 변화하는 다른 압축 모드까지의 압축된 신호를 변환하는 회로를 도시하는 블럭 다이어그램이다.

제19도는 본 발명에 따른 인코더에 의해 발생된 압축된 신호를 확장하는 디코더를 보여주는 도면이다.

[본 발명을 수행하기 위한 최적 모드]

본 발명의 양호한 실시예는 첨부된 도면을 참고로 자세히 기술된다.

[1. 기록/재생 장치의 개관]

제1도는 압축된 기록 신호를 기록 및 재생하기 위한 장치(8) 실시예의 개략적인 장치를 도시한다. 상기 장치는 디지털 입력 신호를 압축하는 본 발명에 따른 인코더를 구비한다.

제1도에 도시된 장치(8)는 자기 광학 디스크(1)와 같은 제1기록 매체에 대한 기록 및 재생 시스템(9), IC카드(2)와 같은 제2기록 매체에 대한 기록 및 재생 시스템(4)을 구비한다. 자기 광학 디스크(1)상에 기록된 압축 기록 신호가 IC카드(2)에 카피될때, 디포매터(71)는 광학 헤드(53)에 의해 자기 광학 디스크(1)로부터 판독되는 압축된 기록 신호를 처리한다. 상기 디포매터(71)는 8대 14 변조(EFM) 복조 및 자기 광학 디스크(1)로 부터 판독된 압축된 기록 신호에 디-인터리빙(de-interleaving) 또는 에러 보정을 공급한다. 상기 디포매터(71)로부터 판독된 압축 기록 신호는 IC 카드 기록 및 재생 시스템(4)의 메모리(85)에 기록되며, 여기서는 추가 압축기(84)에 의해 처리된다. 상기 추가 압축기는 예로, 엔트로피 디코딩과 같은, 가변 비트 속도 코딩을 사용하여 메모리에 기억된 압축된 기록 신호를 추가적으로 압축한다. 상기 발생된 추가의 압축 신호들은 IC 카드 인터페이스(88)에 의해 IC 카드(2)상에 기록된다.

기술된 카핑 처리에서, 자기 광학 디스크(1)로부터 재생된 압축 기록 신호는 압축 상태로 IC 카드 기록 및 재생 시스템(4)으로 전달되며, 즉, 상기 재생된 압축 기록 신호는 디코더(73)에 의해 확장되지 않는다. 상기 비확장된 압축 기록 신호는 추가적으로 IC 카드(2)상에 기록되기 전에 압축된다.

상기 기록 및 재생 장치(8)는 제1기록 매체상에, 즉, 자기 광학 디스크(1) 기록된 압축 기록 신호를 재생하는 2개의 동작 모드, 즉, 정상 모드 및 고속 카피 모드를 가진다. 정상 재생 모드로, 압축된 기록 신호는 자기 광학 디스크나 버스트로 부터 재생된다. 상기 압축된 기록 신호는 소정수의 비트를 포함하는 기록 유닛에서 포맷트된다. 예로, 기록 유닛은 32 선택에서 압축된 기록 신호 인터리빙을 발생하는 추가적 신호를 수용하기 위해 여러 추가의 섹터와 함께, 상기 압축된 기록 신호의 32 섹터를 포함하는 클러스터(cluster)로 이루어진다. 상기 재생된 압축 기록 신호는 적어도 하나의 오디오 출력 신호를 제공하기 위해 확장되어 변환된다.

고속 카피 모드에서, 상기 압축 기록 신호는 고속으로 제1 기록 매체에서 제 2 기록 매체까지 카피되고, 예에서는 IC 카드(2)가 도시된다. 제 1 기록 매체상에 기록된 압축 기록 신호는 연속해서 판독되며, 추가적으로 계속 압축되며, 계속해서 제2 기록 매체에 전달되며, 여기서 계속해서 기록된다. 이는 고속 또는 단 주기 카핑된다. 카핑 속도에서 증가는 제 1 기록 매체상에 기록된 압축된 기록 신호의 압축비와 최소한 동일하다.

[2. 기록 및 재생 장치 설명]

[(a) 자기 광학 디스크 매카니즘]

제1도에 도시된 기록 및 재생 장치(8)는 후에 더욱 상세히 기술한다. 기록 및 재생 장치의 자기 광학 디스크 기록 및 재생 시스템(9)에서, 기록 매카니즘은 회전적으로 스핀들 모터(51)에 의해 구동된다.

상기 압축된 기록 신호는 자계 변조 기록을 사용하여 자기 광학 디스크(1)상에 선 형성된 기록 트랙에 따라 기록된다. 여기서, 압축된 기록 신호에 따라 변조된 자계는 자기 헤드(54)에 의해, 자기 헤드 구동 회로(66)에 의해 구동되어 자기 광학 디스크(1)의 한쪽에 공급된다. 레이저 광은 광학 헤드(53)에 의해 디스크(1)의 다른 쪽에 방사된다. 자계와 레이저 광은 열자기 기록을 함께 행한다.

상기 압축된 기록 신호는 광자기적으로 기록된 신호를 재생키 위해 광학 헤드(53)로부터 레이저 광을 사용하여 기록 트랙을 따라 자기 광학 디스크(1)로부터 재생된다.

상기 광학 헤드(53)는 레이저 다이오드와 같은 레이저 광원, 클리메이터(collimator) 렌즈와 같은 광학 성분, 오브 젝트 렌즈, 편광 비임 스필터, 원통형 렌즈, 소정 패턴의 광 수신부를 갖는 광전 검출기를 구비한다. 광학 헤드(53)는 자기 광학 디스크(1)의 반대 측면상에 자기 헤드에 대향하여 위치된다.

광학 헤드(53)는 압축된 기록 신호가 포카싱 에러 및 트래킹 에러를 검출하기 위해 광학 헤드를 기록 및 판독하는 점에서 기록 트랙으로부터 반사된 레이저 광을 검출한다. 자기 광학 디스크(1)로부터 압축된 기록 신호를 재생할때, 상기 광학 헤드(53)는 소위 에스티메틱(astigmatic)방법을 사용하는 포카싱 에러를 검출하며 푸시-풀 방법을 사용하는 트래킹 에러를 검출한다.

상기 광학 헤드(53)는 또한 기록 트랙으로부터 반사된 레이저 광의 편광각(Kerr 회전각)의 변화를 검출하며, 이는 재생 신호를 발생한다. 상기 광학 헤드(53)로부터의 재생 신호는 광학 헤드(53)의 출력으로부터의 포카싱 및 트래킹 신호를 추출하는 RF 회로(55)로 전달된다. 상기 RF 회로는 또한 광학 헤드의 출력을 2진 신호로 변환하며, 이후에 자세히 기술된 바와 같이, 디포매터(71)에 공급된다.

상기 서보 제어 회로(56)는 예로, 포카싱 서보 제어 회로, 트래킹 서보 제어 회로, 스핀들 모터 서보 제어 회로 및 헤드 피드 서보 제어 회로로 이루어진다. 상기 포카싱 서보 제어 회로는 포카싱 에러 신호를 제로로 감소시키기 위해 광학 헤드(53)의 광학 시스템을 제어한다. 상기 트래킹 서보 제어 회로는 또한 트랙킹 에러 신호를 제로로 감소시키기 위해 광학 헤드의 광학 시스템을 제어한다. 상기 스핀들 모터 서보 제어 회로는 기록 트래킹과 광학 헤드(53)간에 일정한 선형성 속도를 설정하기 위해 스핀들 모터(51)를 제어하여 자기 광학 디스크(1)를 회전시킨다. 상기 헤드 피드 서보 제어 회로는 광학 헤드(53)를 야기시켜 자기 헤드(54)를 시스템 제어기(57)에 의해 표시된 기록 트랙상의 점으로 자기 광학 디스크(1)에 대해 방사적으로 이동시킨다.

상기 서보 제어 회로(56)는, 상술된 제어 동작을 수행하는 동안, 후에 설명되는 시스템 제어기(57)와 같은 회로의 다른 부분에 의해 제어된 여러 부분의 동작 상태를 표시하는 정보를 전송한다.

[(b) 시스템 제어기]

상기 제어 키이 입력(58)과 디스플레이(59)는 시스템 제어기(57)에 접속되어 있다. 상기 시스템 제어기는 제어 키이 입력(58)에서 사용자에 의해 기입된 입력 정보로 선택된 동작 모드에 따라 기록 및 재생 시스템을 제어한다. 상기 시스템 제어기(57)는 자기 광학 디스크(1)의 기록 트랙으로부터 재생된, 헤더 시간 또는 서브 코드 Q 데이타를 포함하여, 섹터-바이-섹터 어드레스 정보에 응답하여, 기록 및 재생 둘다에서 기록 트랙상의 광학 헤드(53) 및 자기 헤드(54)의 위치를 제어한다.

상기 시스템 제어기(57)는 또한 디스플레이(59)상에 표시되는 압축 모드 정보를 발생한다. 기록시, 상기 압축 모드 정보는 제어 키이 입력(58)에서 압축 모드 제어 키이(도시되지 않음)의 설정에 응답하여 인코더에 의해 공급된다. 재생시, 압축 모드 정보는 재생 시스템에 의해 공급되며, 상기 시스템은 후에 상술하는 바와 같이, 자기 광학 디스크(1)로부터 재생된 압축 기록된 기록 신호로부터 압축 모드 정보를 추출한다.

마지막으로, 상기 시스템 제어기(57)는 디스플레이(59)상의 재생 시간을 표시한다. 상기 재생 시간은 실제 재생 시간을 제공하도록 표시된 압축 모드의 압축비에 의해 자기 광학 디스크(1)의 기록 트랙으로부터 재생된, 서브 코드 Q 데이타 또는 헤더 시간과 같은 섹터-바이-섹터 어드레스 정보(절대 시간 정보)를 멀티플라잉하므로서 유도된다. 예를 들어, 압축비가 4인 경우, 자기 광학 디스크의 절대 시간 판독은 4 만큼 실제 재생 시간을 주도록 멀티플된다. 절대 시간 정보가 디스크의 마킹 과정에서 자기 광학 디스크의 기록 트랙상에 사전 포맷되면, 상기 사전 포맷된 절대 시간 정보는 상기 현재 재생 위치의 실제 재생 시간을 표시하도록 압축비에 의해 판독되어 멀티플된다.

[(c) 자기 광학 디스크 기록 시스템]

상기 기록 및 재생 장치(8)의 기록 및 재생 시스템(9)의 기록 시스템에서, 아날로그 오디오 입력 신호 AIN은 입력 단자(60)로부터 저역 필터(61)를 통해 아날로그대 디지털(A/D) 변환기(62)에 공급된다. 상기 A/D 변환기는 아날로그 오디오 입력 신호 AIN을 PCM 디지털 오디오 입력 신호로 변환한다. A/D 변환기로부터의 상기 디지털 오디오 입력 신호는 인코더(63)에 공급한다. 입력 단자(67)로부터 PCM 디지털 오디오 입력 신호 DIN은 디지털 입력 인터페이스 회로(68)를 통해 인코더(63)에 교대적으로 공급한다.

[표 1]

상기 인코터(63)는 시스템 샘플링비에서 디지털 오디오 입력 신호를 수신하며 상기 시스템 제어기(57)에 의해 표시된 표 1에서 도시된 압축 모드중 하나에 따라 상기 신호를 압축한다. 예를들어, 표시된 압축 모드가 압축 모드 B인 경우, 인코더는 44.1KHz의 샘플링비에서 디지털 입력 신호를 수신하며, 압축된 신호를 64Kb/s의 비트 속도로 메모리(64)에 전달한다. 상기 인코더는 75 섹터/세컨드 내지 9.375섹터/세컨드까지 즉 8의 요소만큼 표준 CD-DA 포맷의 비트 속도를 감소시킨다.

제1도에 도시된 실시예에서, 상기 A/D변환기(62)의 샘플링 주파수는 표준 CD-DA 포맷의 샘플링 주파수, 즉, 44.1KHz와 같다. 상기 인코더(63)는 모든 압축 모드로 이샘플링 주파수에서 동작한다. 그러므로, 압축된 기록 신호의 대역폭이 저비트 속도의 압축 모드로 감소되기 때문에, 저역필터(61)의 차단 주파수는 선택된 압축 모드에 따라 설정된다.

시스템 제어기(57)는 압축된 신호 기록을 제어하며 버퍼 메모리(64)의 압축된 기록 신호를 판독한다. 상기 버퍼 메모리(64)는 디스크상에 기록하기 위해 판독시 인코더(63)로부터 압축된 신호를 일시적으로 기억한다. 압축 모드 B에서, 상기 인코더(63)로부터의 압축된 신호는 표준 CD-DA 포맷의 75 섹터/세컨드의 전달비의 1/8즉, 9.375 섹터/세컨드를 가진다.

상기 압축된 신호는 연속해서 버퍼 메모리(64)에 기록된다. 상기에서 기술된 바와 같이 디스크상의 매 8 섹터중 하나로 기록되고 버퍼 메모리(64)의 판독하는 압축된 기록 신호에 대해 가능해지고, 후에 상술되는 바와 같이, 매 8의 섹터중 하나로 기록이 실행 불가능하기 때문에, 디스크상의 복수 섹터로 압축된 기록 신호를 외견상 게속 기록하는 것이 양호해진다.

외견상 연속의 수단으로 압축된 기록 신호를 기록하기 위해, 기록은 기록이 발생하지 않는 대기 시간후에, 75 섹터/세컨드의 순간 전달비로 버스터로 수행된다. 기록은 소정수의 섹터의 클러스터(cluster)의 기록 유닛으로 수행된다. 양호하게, 각 클러스터는 상기 32 섹터에서 압축 기록 신호를 인터리빙하여 추가 신호의 양을 수용하기 위해 32 섹터 플러스 여러 추가 섹터를 구비한다.

시스템 제어기(57)의 제어하에, 상기 압축된 신호는 압축 모드 B의 9.375(75/8) 섹터/세컨드의 전달비에서 버퍼 메모리(64)로 연속해서 기록된다. 또한, 시스템 제어기의 제어하에, 상기 압축된 기록 신호는 75 섹터/세컨드의 순간 전달비로 버스트에서 버퍼 메모리(64)로부터 판독된다. 비기록 주기동안 자기 광학 디스크(1)상에 기록되고 버퍼 메모리(63)로부터 판독되는 압축 기록 신호에 대한 전체 전달비는 9.375 섹터/세컨드의 저속도이다. 그러므로, 기록 처리동안에 순간 전달 속도는 75 섹터/세컨드의 표준 속도이다. 이 방법은, 자기 광학 디스크(1)의 기록 속도는 표준 CD-DA 포맷의 속도와 같으며, 자기 광학 디스크(1)상의 기록은 종래의 CD-DA 포맷 기록과 같은 기록 밀도 및 같은 기록 패턴을 가진다. 75 섹터/세컨드의 순간 전달 속도에서 버스트의 메모리(64)로부터 판독된 압축 기록 신호는 포맷터(65)에 공급된다. 상기 포매터에서, 상기 압축된 기록 신호는 복수의 섹터 전후에 배열된 여러 클래스터 링크 섹터와 함께, 복수의 섹터들, 양호하게는 32 섹터들로 이루어지는 클러스터의 기록 유닛으로 형성된다. 클러스터-링크 섹터수는 클러스터-링크 섹터가 복수의 섹터내의 압축된 기록 신호를 인터리빙하여 추가 신호를 수용하도록 설정된다. 이 방법은, 각 클러스터가 인접 클러스터로 압축된 기록 신호부의 인터리빙에 의해 영향받지 않는 압축된 기록 신호의 자기 포함된 부분을 수용한다.

상기 포맷터(65)는 패리티 어팬딩 및 인터리빙과 같은 에러 보정에 해대 인코딩하고, 8-대-18(EFM) 인코딩을 종속시키므로서 버포 메모리(64)로부터 버스트에 판독되는 압축된 기록 신호를 추가적으로 처리한다. 포매터(65)로부터 압축된 기록 신호는 자기 헤드 구동 회로(66)로 전달된다. 자기 헤드 구동 회로는 자기 회로(54)에 접속되고 자기 광학 디스크(1)에 대해, 압축된 기록 신호에 따라 변조된 자계 필드를 공급하기 위해 자기 헤드를 야기한다.

상기 시스템 제어기(57)는 버스트에서 버퍼 메모리(64)로 부터 판독된 압축된 기록 신호가 자기 광학 디스크의 기록 트랙상에 기록된다. 상기 시스템 제어기는 또한 자기 광학 디스크의 기록 트랙상의 기록 위치를 표시하는 제어 신호를 서버 제어 회로(56)에 공급한다.

[(d) 자기 광학 디스크 재생 시스템]

자기 광학 디스크의 기록 및 재생 시스템(9)의 재생 시스템이 후에 기술되어 있다.

상기 재생 시스템은 위에서 상술된 기록 시스템에 의해 자기 광학 디스크(1)의 기록 트랙상에 기록된 외관적으로 연속의 압축된 기록 신호를 재생한다. 상기 광학 헤드(53)는 레이저 광으로 디스크(1)를 주사하며 상기 디스크로부터 반사된 광에 응답한 재생 신호를 발생한다. 상기 재생 신호는 RF회로(55)로 전달되며, 여기서 2 진 재생 신호로 변환되며, 디포매터(71)로 전달되며, 상기 재생 시스템은 자기-광학 디스크(1)에 덧붙혀, 종래의 컴팩트 디스크(CD-DA)를 재생할 수 있다.

상기 디포매터(71)는 위에서 상술된 기록 시스템에서 포매터(65)의 유사 부분이다. 상기 디포매터는 75 섹터/세컨드의 전달 속도로 선택된 압축 모드로 압축된 기록 신호를 제공하기 위해 EFM 디코딩, 에러 보정, 디-인터 리빙을 공급하므로서 RF회로(55)로부터 2 진 재생 신호를 처리한다. 이는 선택된 압축 모드의 전달 속도보다 더빠르다.

시스템 제어기(57)의 제어하에, 상기 디-포매터(71)로 부터의 압축 기록은 각각 75 섹터/세컨드의 전달 속도에서 버퍼 메모리(72)로 기록되며 선택된 압축 모드 B의 전달 속도에 대응하는 9.375 섹터/세컨드의 전달 속도로 버퍼 메모리로부터 연속해서 판독된다.

상기 시스템 제어기(57)는 메모리(72)로 반복적으로 기록하기 위해 디스크(1)의 기록 트랙으로부터 반복적으로 재생된 자기-광학의 기록 트랙상에 광학 헤드(53)의 위치를 제어한다. 상기 시스템 제어기는 또한 서보 제어 회로(56)를 구동시키도록 자기 광학 디스크의 기록 트랙상의 재생 위치를 표시하는 제어 신호를 공급한다.

상기 압축된 신호는 압축 모드 B의 9.375 섹터/세컨드의 전달 속도로 메모리(72)에서 디코더(73)까지 연속적으로 전달된다. 상기 디코더(73)는 기록 시스템에서 인코더(63)에 의해 수행된 인코딩에 디코딩 보충을 수행한다. 디코더의 동작 모드는 시스템 제어기(57)에 의해 표시된다. 상기 디코더(73)는 상기 디지털 오디오 출력 신호, 16 비트 PCM 신호를 제공하기 위해 8 요소만큼 압축된 신호를 확장한다. 상기 디지털 오디오 출력 신호는 디코더(73)에서 디지털-대-아날로그(D/A)변환기(74)까지 전달된다.

상기 D/A변환기(74)는 디코더(73)로부터 디지털 오디오 출력 신호를 아날로그 오디오 출력 단자(76)에 저역 필터(75)를 통해 통과하는 아날로그 오디오 출력 신호 AOUT로 변환된다. 상기 디지털 오디오 출력 신호는 또는 디지털 오디오 출력 단자(도시하지 않음)에 전달된다.

[(e) IC 카드 기록 시스템]

AD 변환기(62)에서 저역 필터(61)를 통해 입력 단자(60)로부터 공급되거나 디지털 입력(67)을 직접 통해 전달되는 아날로그 오디오 입력 신호 AIN을 변환시키므로서 얻어진 디지털 오디오 입력 신호는 압축된 신호를 제공하기 위해 인코더(63)에 의해 압축된다. 압축된 신호는 IC 카드(2)상에 기록하기 위해 추가의 압축기(84)에 의해 추가적으로 압축된다. 상기 추가의 압축기는 가변 비트 속도의 인코더 형태이다. 엔트로피 인코딩을 실행할 수 있다. 상기 인코더(63)로부터 압축된 신호는 버퍼 메모리(85)를 통해 추가의 압축기(84)에 전달된다. 상기 압축된 신호는 추가 압축기(84)에 대해 버퍼 메모리를 판독하며, 엔트로피 인코딩과 같은 가변 비트 속도 인코딩을 수행한다. 상기 발생되는 추가의 압축 신호는 IC 카드 인터페이스 회로(86)를 통해 IC 카드(2)에 가변 비트 속도로 기록된다.

이는 또한 엔트로피 인코딩을 수행하는 인코더 대신, 추가의 압축기(84)에 대해 본 발명에 다른 압축기를 사용하는 것이 가능해진다. 본 발명에 따른 압축기는 직교 변형의 크기를 증가시키거나 블럭 플로팅이 공급된 주파수 도메인에서 밴드폭을 증가시키므로서 일정한 저비트 속도로 IC 카드(2)상에 기록하기 위한 신호를 제공한다.

[(f) 고-속 카핑]

상기 IC 카드 기록 및 재생 시스템(4)은 아날로그 입력 단자 또는 디지털 입력 단자(67)에 전달된 아날로그 또는 디지털 입력 신호를 기록할 뿐 아니라, 고속으로 자기 광학 디스크(1)로 부터 카피된 압축 기록 신호를 기록할 수 있다. 후자의 경우에, 상기 자기 광학 디스크(1)로부터 재생된 신호는 전체적으로 확정되지 않고, IC 카드 기록 및 재생 시스템(4)내의 버퍼 메모리(85)로 직접 전달된다.

상기 제어 키이 입력(85)의 고속 카피 키에 응답한, 시스템 제어기(57)는, 고속 카피 모드로 기입하는 준비시 장치를 준비한다. 상기 IC 카드(2)가 IC 카드 기록 유닛(4)에 기입되면, 상기 IC 카드 검축 회로(52)는 신호를 서보(56)를 통해 시스템 제어기(57)에 보낸다. IC 카드 검출 회로(52)는 IC 카드(2)가 기록 시스템 유닛(4)에 삽입되는 것을 검출할때, 상기 시스템 제어기는 고속 카피 모드로 장치를 설정한다.

시스템 제어기에 응답하여, 서보(56)는 연속해서 재생될(즉, 트랙 점프가 수행되지 않음) 자기-광학 디스크(1)상에 기록된 압축된 기록 신호를 야기한다. 발생하여 재생된 디포매터(71)로부터의 기록 신호는 확장없이, IC 카드 기록 및 재생 시스템(4)내의 버퍼 메모리(85)에 직접 공급된다. 상기 압축된 신호는 가변 비트 속도의 코딩으로 추가의 압축기(84)에 의해 처리되고 그때 IC 카드 인터페이스 회로(86)를 통해 IC 카드(2)상에 기록된다. 상기 자기 광학 디스크(1)상에 기록된 압축된 기록 신호가 압축 모드 B에 따라 압축되면, 자기 광학 디스크로부터 재생된 압축 기록 신호의 전달 속도와, 디포매터(71)로부터 압축된 신호의 전달 속도는 정상 전달 속도의 8배가 된다.

따라서, 고속의 카피동안, 자기 광학 디스크(1)상에 기록된 모드 B 압축 기록 신호는 연속해서 자기 광학 디스크로부터 재생되며, 가변길이 인코딩후에, IC 카드(2)에 대해 정상 속도의 8 배에서 카피한다. 따라서, 자기 광학 디스크(1)상에 기록된 선택들은 실제 시간의 1/8로 IC 카드(2)에 카피된다. 위에서처럼, 상기 추가의 압축기(84)는 가변 비트 속도 대신에, 저이면서, 고정된 비트 속도를 사용하여 압축된 신호를 압축한다. 카피 처리의 속도비는 자기 광학 디스크(1)상에 기록된 압축 기록 신호의 압축 모드에 의존한다. 그러므로, 상기 자기-광학 디스크가 정상 기록 속도의 멀티플인 기록 속도를 제공하도록 회전적으로 구동하는 경우, 카핑은 자기 광학 디스크(1)상에 기록된 압축 기록 신호의 압축에서 발생하는 속도비보다 큰 속도비에서 수행된다.

제2도를 참고로, 일정 비트 속도를 가진 압축 기록 신호는 추가의 컴팬더(3)가 추가적으로 압축된 신호를 압축할때 추가적으로 압축된 신호의 비트수를 표시하는 신호 볼륨 정보와 함께 자기 광학 디스크(1)상에 기록된다. 상술된 바와 같이, 추가의 압축 신호들은 가변 비트 속도, 저비트 속도, 고정된 비트 속도를 가진다. 상기 신호 볼륨 정보는 IC 카드(2)상에 기록되는 추가적으로 압축된 기록 신호로 비트의 수를 표시하며 추가의 압축 기록 신호를 기록하기 위해 IC 카드(2)상에 요구된 기록 용량을 표시한다. 자기 광학 디스크(1)상에 각 선택용 신호 볼륨 정보를 제공하므로서, IC 카드(2)와 이들 선택의 조합에 의해 수용된 자기 광학 디스크(1)상에 기록된 선택수는 상기 자기 광학 디스크로부터 신호 볼륨 정보를 순간적으로 판독하므로서 알게된다.

한편, 추가적으로 압축된 기록 신호에 덧붙혀, 추가적 압축전에, 상기 압축된 신호로 비트의 수를 표시하는 제2신호 볼륨 정보는 IC 카드(2)상에 기록되며, 선택이 자기 광학 디스크 넘어 IC 카드(2)로부터 카피될때 요구된 자기 광학 디스크(1)의 용량을 순간적으로 알게 된다.

[(g) 장치의 개관]

제3도는 기록 및 재생 장치(5), 제1도에 도시된 회로의 전면도를 도시한다. 상기 장치는 자기 광학 디스크 삽입 선택(6) 및 IC 카드 삽입 슬롯(7)을 구비한다. 바꿔말하면, 자기 광학 기록 및 재생 시스템(9) (제1도) 및 IC 카드 기록 및 재생 시스템(4) (제1도)는 전기적 또는 광학적 케이블 RF 또는 광학 전송 및 수신과 같은 적당한 링크를 사용하면서 전송된 요구된 신호로 유닛과는 무관하다.

[3. 신호 압축]

서브 밴드 코딩(SBC)의 기술을 사용하는, PCM 오디오 입력 신호, 적응 변형 코딩(ATC) 및 제1도에서 인코더(6)에 사용된 적응 비트 할당(APC-AB)은 아래의 도면과 제4도를 참고로 하여 상세히 기술된다.

[(a) 개관]

제4도에 도시된 인코더에서, 주파수 범위 분할 필터는 주파수 범위의 대역폭이 주파수 증가되도록 각 복수의 주파수 범위에서 상기 디지털 입력 신호를 주파수 범위 신호로 분할하며, 2개의 저주파수 범위의 대역폭은 같다. 각 주파수 범위내의 주파수 범위 신호는 블럭에서 시간으로 분할되며, 각 주파수 범위 신호의 각 블럭은 주파수 도메인에서 복수의 스펙트럼 계수를 제공하도록 직교적으로 변형된다. 상기 스펙트럼 계수는 밴드내에서 주파수에 의해 모아지며, 적응 비트 할당은 밴드에 따라 이용가능 양자화 전체 비트수를 할당하기 위해 수행된다. 각 밴드내에서 스펙트럼 계수는 밴드에 할당된 양자화 비트수를 사용하여 양자화된다.

스펙트럼 계수의 각 밴드는 시간 및 주파수에 의해 디지털 입력 신호를 분할하므로서 얻어진 디지털 입력 신호의 세그먼트를 표시한다. 상기 시간 분할은 블럭에서 시간으로 입력 신호를 분할하므로서 제공되며, 상기 주파수 분할을 블럭중 하나를 직교적으로 변형하여 발생된 스펙트럼 계수의 주파수 수집에 의해 얻어진다. 밴드에서 주파수에 의해 수집된 스펙트럼 계수는 QMF 필터와 같은, 멀티플 필터의 직렬 및 병렬 장치를 사용하여 각각 멀티플의 좁은 주파수 밴드에서 주파수 밴드로 주파수로 디지털 압력 신호를 분할하여 얻어진다. 각 주파수 밴드 신호들은 스펙트럼 계수의 밴드를 제공하기 위해 시간으로 분할된다. 다시, 스펙트럼 계수의 각 밴드는 시간 및 주파수에 의해 디지털 입력 신호를 분할하므로서 어어진 디지털 입력 신호의 세그먼트를 표시한다. 상기 주파수 분할은 주파수로 멀티플의 좁은 주파수 밴드로 입력 신호의 분할에 의해 제공되며, 시간 분할은 시간 분할 또는 주파수 밴드 신호에 의해 얻어진다.

“밴드”는 임계 밴드이거나, 주파수로 다른 고주파수를 향해 임계 밴드에 의해 얻어진 서브 밴드이다. 인간 감지히어링의 주파수 리솔루션 특성은 설명하는 임계 밴드에 대응하는 밴드로 주파수에 의해 스펙트럼 계수 수집은 후에 설명된다. 일부의 임계 밴드에 대응하는 밴드로 주파수만큼 고주파수를 향한 스펙트럼 계수의 수집은 각 밴드에 공급된 블럭 플로팅의 효율을 증가시킨다.

[(b) 시간 및 주파수 분할]

인코더(63)에서, 주파수 범위 필터(11, 12)는 주파수의 디지털 입력 신호를 각 복수 주파수 범위의 주파수 범위 신호로 분할한다.

각 주파수 범위 신호는 블럭 플로팅 처리 및 직교 변형 처리가 공급되는 블럭으로 시간을 분할한다. 상기 블럭 길이 결정 회로(45)는 디지털 입력 신호의 다이나믹 특성에 따라 각 주파수 범위의 블럭의 길이를 적응적으로 결정한다. 상기 디지털 입력 신호는 프레임으로 시간을 분할한다. 따라서, 디지털 입력 신호를 복수의 주파수 범위 신호로 분할한후, 각 주파수 범위 신호는 주파수 범위 신호가 직교적으로 분할되는 블럭으로 분할된다. 각 블럭은 프레임 또는 프레임의 적분 분수(즉, 1/2, 1/4)에 대응한다. 따라서, 각 주파수 범위 신호가 직교적으로 변형되는 최대 블럭의 길이는 프레임 길이와 동일하다. 각 블럭이 분할되는 블럭의 수는 신호의 동적 특성에 따라 결정된다.

인코더(63)에서, 블럭 프로팅 처리 회로(42, 43, 44)는 블럭 플로팅 처리를 각 주파수 범위내의 주파수 범위 신호의 블럭에 공급한다. 블럭 플로팅 처리는 소정의 정확도로 주파수 범위 신호의 블럭에서 샘플을 표시하는데 요구된 비트수를 감소시키는 최대의 처리를 행한다. 이는 직교 변형 회로의 복잡성을 감소시킨다. 블럭 플로팅 처리는 각 주파수 범위 신호의 블럭에 양호하게 공급되며, 교번적으로 블럭의 보조 분할 또는 복수 블럭에 공급된다.

따라서, 인코더(63)에서, 블럭 플로팅 처리 회로(46, 47, 48)는 블럭 플로팅 처리를 직교 변형에서 발생하는 스펙트럼 계수에 공급한다. 블럭 플로팅 처리는 임계 밴드, 임계 밴드의 그룹, 주파수로 임계 밴드를 분할하므로서 얻어진 서브 밴드내의 스펙트럼 계수에 공급된다. 도시된 실시예에서, 상기 블럭 플로팅 처리 회로(46, 47, 48)는 블럭 플로팅을 저주파수 쪽의 임계 밴드에 대응한 밴드와 고주파수 쪽의 일부의 임계 밴드에 대응한 밴드에 공급한다.

제4도에서, 0Hz 내지 22Hz 주파수 범위를 갖는 디지털 오디오 입력 신호, 44.1KHz의 샘플링 주파수의 16-비트 PCM 오디오 신호는 저역 필터(40)를 통해 입력 단자(10)에서 주파수 범위 분할 필터(11)까지 전달된다. 상기 주파수 범위 분할 필터(11)는 디지털 오디오 입력 신호를 0Hz내지 11KHz의 주파수 범위내의 주파수 범위 신호와 11 내지 22KHz의 고주파수 범위에서 주파수 범위 신호를 분할한다. 상기 주파수 범위 분할 필터(12)는 또한 0Hz 내지 5.5KHz의 저주파수 범위의 주파수 범위 신호로 5.5 내지 11KHz의 중간 주파수 범위의 주파수 범위 신호로 0Hz 내지 11KHz의 주파수 범위내의 주파수 범위 신호를 분할한다. 따라서, 저주파수 범위와 중간 주파수 범위의 대역폭은 동일하다. 상기 주파수 범위 분할 필터(11, 12)는 쿼드에이쳐(quadrature)미러(QMF) 필터이다. QMF 필터들은 Bell, Syst, Tech 씨에 의해 R.E. Crochiere, Digital Coding of speech in Subband”1976년 55권 8호에 기술되어 있다. 동일 대역폭 필터를 사용하는 밴드 분할 기술은 1983년 보스턴, JosephH. Rothweiler에 의해 “Polyphase Quadrature Filters-A New Subband Coding Technique”에 기술되어 있다. 상기 주파수 범위 분할 필터(11)로부터의 고주파수 범위의 주파수 범위 신호들은 블럭 플로팅 처리 회로(42)를 통해 직교 변형 회로(13)에 전달된다. 상기 주파수 범위 분할 필터(12)로부터 중간 주파수 범위의 주파수 범위 신호는 블럭 플로팅 처리 회로(43)를 통해 직교 변형 회로(14)로 전달된다. 상기 주파수 범위 분할 필터(12)로부터의 저주파수 범위내의 주파수 범위 신호는 블럭 플로팅 처리 회로(44)를 통해 직교 변형 회로(15)에 전달된다.

상기 블럭 플로팅 처리 회로(42, 43, 44)는 블럭 플로팅을 고주파수 범위, 중간 주파수, 저주파수 범위의 주파수 범위 신호의 각 블럭에 공급한다. 각 블럭의 블럭 길이는 블럭 길이 결정 회로(45)에 의해 결정된다.

상기 직교 변형 회로(13, 14, 15)는 주파수 도메인에서 스펙트럼 계수를 제공하도록 시간 도메인으로부터 각각의 주파수 범위 신호의 각 블럭을 직교적으로 변형한다. 상기 직교 변형 회로(13, 14, 15)는 양호하게 수정된 이산 코싸인 변형(MDCT)회로이다. 이산 코싸인 변형 회로나 고속 퓨리어 변형 회로는 교대로 사용된다. 수정된 이산 코싸인 변형은 J.P. Pionoen ＆ A.B. Bradley에 의해 1987년 ICASSP의 “Sub-Band/Transform Coding Using Filter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Cancellation에 기술되어 있다.

[(c) 블럭 길이]

제5도는 디지털 입력 신호가 주파수 범위내로 주파수로 어떻게 분할되고, 각 주파수 범위내의 신호가 각 압축 모드 A, B, C, D에서 어떻게 프레임으로 시간 분할되고, 각 주파수 범위에서 주파수 범위 신호의 프레임의 각 압축 모드 A, B, C, D에서 블럭으로 어떻게 시간으로 무관하게 분할하는가의 실제적인 예의 도시도이다. 각 주파수 범위 신호의 프레임이 분할되는 블럭의 최대 수는 1이다. 따라서, 최대 블럭 길이는 프레임 길이와 동일하다. 각 압축 모드에서 각 주파수 범위의 주파수 범위 신호의 프레임이 분할되는 블럭의 최대수는 수직 점선으로 표시된다. 블럭내의 실제 분할은 디지털 입력 신호의 동적 특성과, 아래의 설명되는 바와 같이, 하나 이상의 개별의 주파수 범위 신호에 의존한다. 압축 모드 신호에 응답하여, 상기 블럭 길이 결정 회로(45)는 프레임 길이나 최대 블럭 길이를 증가시키며 저역 필터(40)는 저비트 속도의 압축 모드가 선택될때 디지털 입력 신호의 대역폭을 감소시킨다.

압축 모드 A에서, 블럭 길이 결정 회로(45)는 11.6ms의 프레임 길이를 설정하며, 저역 필터(40)는 디지털 입력 신호의 대역폭을 22KHz로 설정한다. 상기 디지털 입력 신호가 일시적으로 즉 정적이면, 상기 블럭 길이 결정 회로(45)는 모든 3 개의 주파수 범위 신호의 블럭 길이가 프레임 길이 즉, 11.6ms와 동일하도록 시간으로 분할되는 주파수 범위 신호를 야기한다. 상기 디지털 입력 신호가 더 동적이 되면서, 상기 블럭 길이 결정 회로는 블럭 길이를 점차적으로 감소시킨다. 저 및 중간 주파수 범위에서, 상기 주파수 범위 신호들은 각 프레임이 4 블럭, 즉, 2.9ms 긴만큼 분할되도록 시간으로 분할된다. 고주파수 범위에서, 상기 주파수 범위 신호는 각 프레임이 8 블럭, 각 1.45ms 긴만큼 분할되도록 시간으로 분할된다.

상기 블럭 길이 결정 회로는 최대 블럭 길이에 대해 프레임 길이에 대응하는, 최대 블럭 길이로부터 각 주파수 범위 신호의 블럭 길이를 점진적으로 감소시킨다. 디지털 입력 신호는 거의 정적일때, 상기 주파수 범위 신호는 프레임 길이와 동일한 블럭 길이를 갖는 블럭으로 분할된다. 디지털 입력 신호가 더욱 점전적으로 동적으로 되면, 상기 주파수 범위 신호는 한쌍 또는 프레임 길이와 동일한 블럭 길이를 갖는 블럭으로 분할되며, 따라서 블럭 길이를 갖는 블럭은 최소 블럭 길이에 도달할때까지, 프레임 길이의 1/4과 동일하다. 더구나, 프레임동안 발생하는 변이와 같은, 소정의 동적 상태하에서, 주파수 범위 신호의 프레임은 대칭적으로 분할된다. 예를들어, 상기 프레임은 3 개의 블럭으로 분할되며, 또한 프레임 길이의 1/4 블럭 길이를 갖는 하나와, 프레임 길이의 1/4 길이를 갖는 블럭 길이를 갖는 2개의 블럭으로 분할된다. 마지막으로, 상기 디지털 입력 신호의 한 프레임의 주파수 범위 신호들은 다른수의 블럭으로 분할된다.

압축 모드 B 에서, 상기 블럭 길이 결정 회로(45)는 프레임 길이 여기서는 압축 모드 A의 두배인 최대 블럭 길이 즉, 23.2ms로 설정되며 저역 필터(40)는 상기 디지털 입력 신호의 상부 주파수 제한을 13KHz로 감소시킨다. 상기 디지털 입력 신호가 일시적으로 외견상 점적이되면, 상기 블럭 길이 결정 회로(45)는 프레임 길이와 동일한 블럭 길이 즉, 23.2ms로 설정된다. 디지털 입력 신호가 더 동적이되면, 상기 블럭 길이 결정 회로는 상술된 바와 같이 블럭 길이를 점진적으로 감소시킨다. 저 및 중간 주파수 범위에서, 상기 주파수 범위 신호는 각 프레임이 8 블럭만큼(각각은 2.9ms길다) 분할되도록 시간으로 분할된다. 고주파수 범위에서, 상기 주파수 범위 신호는 각 프레임이 16 블럭만큼 분할되도록(각각은 1.45ms 길다)시간으로 분할된다.

상기 디지털 입력 신호의 상부 주파수 제한이 13KHz까지 연장되면, 인코더(63)는 2 또는 4의 요소만큼 고주파수 범위로 주파수 범위 신호를 다운 샘플하기 위해 다운 샘플링 회로(41)를 구비한다. 이는 상기 상부 주파수 제한 이상 및 동일한 주파수에서 필요없는 신처 처리를 피할수 있다.

압축 모드 C 및 D에서, 블럭 길이 결정 회로(45)는 또한 상기 모드 A 프레임 길이의 3배 및 4배로 각각 프레임 길이를 증가시킨다. 또한, 저역 필터(40)는 또한 5.5KHz 및 3KHz로 디지털 입력 신호의 상부 주파수를 감소시킨다.

압축 모드 A 내지 압축 모드 B로부터 변환을 용이하게 하기 위해, 최대 블럭 길이는 후에 상술되는 바와 같이, 하나 이상의 저주파수 범위에만 2배로 된다. 결국, 하나의 압축 모드에서 다른 압축 모드까지 변환된 압축 신호일때, 압축 신호의 저주파수 범위신호를 직교적으로 변형하는 스펙트럼 계수가 역 직교 변형될때만, 발생하여 기억된 저주파수 범위 신호는 증가된 최대 블럭 길이로 직교적으로 재변형된다. 이는 모든 주파수 범위로 스펙트럼 계수가 역직교 변형되는 경우, 압축 모드 변환을 제공하기 쉬우며 재기억된 주파수 범위 신호를 직교적으로 재변형하는데 따른다. 상기 감소된 처리 양은 압축 모드 B에서 압축 모드 B까지 재생된 신호의 순간적 변환으로 자기 광학 디스크(1)에서 IC 메모리 카드(2)까지 고속 카핑을 제공하는 것이 가능하다. 이 방법에서 처리양의 감소는 고주파수 범위에서 오디오 신호 성분이 저주파수 범위에서 보다 일시적 파동을 경험하기 때문에 실행할 수 있다. 낮은 신호대 잡음비는 고주파수 범위의 신호 성분에 대해 견딜 수 있다.

디지털 입력 신호의 프레임 길이아 상부 주파수 제한은 모든 압축 모드에서 다를 필요성이 없다. 즉, 어떤 압축 모드는 같은 프레임 길이 및/또는 상부 주파수 제한을 사용한다. 심지어 프레임 길이가 저비트 속도를 갖는 압축 모드에서 증가될지라도, 블럭과 동일한 또는 일부의 프레임 길이로 더 짧은 프레임 길이는 더 짧은 일시 처리지연을 인코딩하기 위해 선택적으로 사용된다.

[(d) 미스킹, 임계 밴드, 양자화 잡음]

본 발명에 따른 인코더는 “마스킹”으로 불리는 인간 히어링 감지의 특성은 장점적으로 수행한다. 마스킹은 신호 또는 잡음은 청취할 수 없는 정신 음향학적 현상이며, 약간 빠르게, 또는 느리게 신호 또는 잡음을 순간적을 발생하는 다른 신호에 의한 “마스크”이다. 마스킹은 시간 도메인 마스킹으로 분류되며, 상기 신호에 의해 제공된 마스킹은 마스크된 신호보다 빠르거나 느리게 발생되며, 상기 마스킹은 마스크된 신호의 주파수와는 다른 주파수를 갖는 순간적인 발생신호에 의해 제공된다.

마스킹은 신호를 2시간 또는 주파수 마스킹 범위내에서 어떤 노이즈를 들을수 없게 한다. 이는 양자화 잡음을 발생하는 디지털 인코딩 시스템이 신호 부재시 허용할 수 있는 잡음레벨과 비교하여 높은 양자화 잡음 레벨을 갖는 것을 의미하며, 상기 양자화 잡음은 신호의 마스킹 범위내에 있게 제공된다. 양자화 잡음의 비교적 높은 레벨은 신호에 의해 마스크되는 경우에 허용되며, 양자화 잡음의 수용가능한 저레벨로 신호 또는 신호의 부분을 표시하게 요구된 비트수는 상당히 감소된다.

임계 밴드는 신호에 의해 마스크된 주파수 범위의 측청치이다. 임계 밴드는 잡음으로서 같은 강도를 갖는 순수한 신호에 의해 마스크되는 잡음 밴드이며, 상기 임계 밴드 중간의 주파수를 가진다. 연속의 임계 대역폭은 주파수를 증가시킨다. 0Hz 내지 22KHz의 오디오 주파수 범위는 정상적으로, 25 임계 밴드로 구동된다.

발명의 설명에서, 참고번호는 압축된 신호의 양자화 잡음을 구성한다. 압축된 신호의 양자화 잡음은 압축된 신호를 확장하고 D/A 변환하여 발생하는 아날로그 신호의 양자화 노이즈이다.

[(e) 적응 비트 할당]

제4도로 돌아가, 인코더(63)에서, 디지털 입력 신호로 부터 유도된 주파수 범위 신호의 블럭을 직교적으로 변형하는 직교 변형 회로(13, 14, 15)에서 발생하는 스펙트럼 계수는 밴드내에서 주파수에 의해 함께 모아진다. 저주파수 쪽의 밴드는 임계 밴드에 대응하고, 고주파수 쪽의 밴드는 각 밴드에 공급된 블럭 플로팅 처리 효율을 증가시키도록 주파수로 더분할된 임계밴드에 대응한다.

밴드에 수집된 스펙트럼 계수는 각 밴드에서 스펙트럼 계수에 블럭 플로팅 처리를 공급하는 블럭 플로팅 처리 회로(46, 47, 48)에 전달된다. 상기 블럭 플로팅 처리 회로(46, 47, 48)로부터, 스펙트럼 계수는 양자화 회로(18)에 통과한다. 상기 양자화 회로에서, 각 밴드내의 스펙트럼 계수는 적응 비트 할당 계산 회로(20)에 의해 결정된 밴드에서 스펙트럼 계수를 양자화하기 위해 할당된 비트수를 사용하여 양자화된다. 상기 적응 비트 할당 계산 회로는 밴드에 따라 스펙트럼 계수를 양자화하는데 이용할 수 있는 전체의 양자화 비트수를 할당하며 비트 할당 정보를 양자화 회로(18)에 제공한다. 스펙트럼 계수를 양자화하기 위한 비트의 전체수는 선택된 압축 모드의 비트 속도에 의존한다.

상기 적응 비트 할당 계산 회로(20)는 블럭 부동 해제 회로(52)를 통해 직교 변형 회로(13, 14, 15)로부터 스펙트럼 계수를 수신하며, 블럭 부동 처리 회로(42, 43, 44)에 의해 공급된 블럭 부동 처리를 해제한다. 상기 적응 비트 할당 계산 회로(20)는 밴드내의 스펙트럼 계수를 양자화하는 각 밴드에 할당하도록 비트의 수를 결정하며, 발생 비트 할당 정보를 양자화기(18)에 전달한다. 상기 양자화기는 밴드에 할당된 양자화 비트수를 사용하며 각 밴드내의 스펙트럼 계수를 재양자화한다. 막 기술된 재양자화된 스펙트럼 계수는 멀티플렉서에서 출력 단자(19)까지 전달된 압축된 신호의 주정보로서 멀티플레서(51)에 공급된다.

[(i) 적응 비트 할당 계산 회로-제1실시예]

제6도는 적응 비트 할당 계산 회로(20) 제1실시예의 실제 예의 블럭 다이어그램이다. 상기 적응 비트 할당 계산 회로는 각 밴드에 대해 허용가능 노이즈 레벨을 결정하며 마스킹을 취한다. 상기 적응 비트 할당 계산 회로(20)는 각 밴드에서 에너지 또는 피크 신호 진폭과 각 밴드에서 허용가능 노이즈 레벨간의 차를 다음에 계산하며, 이 정보로부터, 상기 밴드내의 스펙트럼 계수를 양자화하는 각 밴드에 할당하도록 비트의 수를 결정한다.

상기 직교 변형 회로(13, 14, 15)로부터의 스펙트럼 계수는 블럭 부동 해제 회로(제4도)와 입력 단자(21)를 통해 밴드 에너지 계산 회로(22)에 전달된다. 상기 밴드 에너지 계산 회로는 상기 밴드내의 스펙트럼 계수의 진폭 합을 계산하므로서 각 임계 밴드내의 에너지를 결정한다. 밴드 에너지들은 스펙트럼 계수를 사용하여 최소 자승법 계산에 의해 계산된다. 상기 스펙트럼 계수의 진폭의 피크 또는 평균값이 대신 사용된다. 상기 밴드 에너지 계산 회로(22)의 출력은 각 임계 밴드내의 에너지 스펙트럼이며, 바크(bark) 스펙트럼으로 불린다. 제7도는 12개의 연속의 임계 밴드에서 에너지의 바크 스펙트럼 SB를 도시한다. 상기 도면은 단순하게 하기 위해 12개의 임계 밴드 B1 내지 B12 를 도시한다.

마스킹상의 바크 스펙트럼 SB 의 효과를 설명하기 위해 콘볼루션 처리가 수행된다. 콘볼루션 처리시, 바크 스펙트럼은 소정의 가중 계수에 의해 멀티플되며 발생 프러덕트가 합해진다. 상기 콘볼루션 처리는 각 임계 밴드에서 마스킹 레벨상의 인접 임계 밴드시 에너지 효과의 합을 계산한다. 이들은 제7도의 점선으로 표시된다.

밴드 에너지 계산 회로(22)의 출력, 즉 바크 스펙트럼 SB의 값은 콘볼루션 필터 회로(23)에 공급된다. 상기 콘볼루션 필터 회로(23)는 입력 바크 스펙트럼을 거의 지연시키는 복수의 지연 소자를 포함한다. 상기 콘볼루션 필터는 또한 복수의 멀티플라이어를 구비하며, 상기 멀티플라이어 각각의 가중 계수에 의해 하나의 지연 소자의 출력을 멀티플라이한다. 양호하게 25 지연 소자 및 25 멀티플라이어는 각 임계 밴드에 대해 하나를 사용한다. 콘볼루션 필터 회로(23)의 멀티플러이어에서 가중 계수의 실제 예에서 처럼, 소정의 임계 밴드의 멀티플라이어 M의 가중 계수가 1 이면, 상기 각각의 지연 소자의 출력은 멀티플라이어 M-1, M-2, M-3, M+1, M+2, M+3에 의해 0.15, 0.0019, 0.000086, 0.4, 0.06 및 0.007 만큼 멀티플된다. M은 1 과 25 사이의 임의의 번호이다. 마지막으로, 콘볼루션 필터 회로는 상기 멀티플라이어의 출력을 합하는 가산기를 포함한다.

상기 콘볼루션 필터 회로(23)의 출력은 콘볼루션된 영역에서 허용가능 노이즈 레벨에 대응하는 레벨 a를 결정하기 위해 가산기(24)에 공급된다. 상기 레벨 a는 후에 설명하는 바와 같이, 디컨볼루션에 의한 각 임계 밴드에 대한 허용가능 노이즈 레벨을 취하는 레벨이다. 레벨 a를 찾기 위해 마스킹 레벨을 표시하는 마스킹 함수는 감산기(24)에 공급된다. 상기 레벨 a는 마스킹 함수를 증가시키거나 감소시키므로서 제어된다. 상기 마스킹 함수는 다음의 설명과 같이(n-ai) 발생기(25)에 의해 공급된다.

허용가능 노이즈 레벨에 대응하는 레벨 a는 다음과 같다.

a = s - (n-ai) ... (1)

여기서 i는 임계 밴드의 수이고 1은 저주파수 임계 밴드의 수이며 n 및 a는 일정하고, a는 0보다 크고, s는 콘볼루션 바크 스펙트럼의 강도이며, (n-ai)는 마스킹 함수이다. 제6도의 예에서, 음성 질의 저하는 n = 38 및 a = 1로는 얻어지지 않는다.

상기 레벨 a는 감산기(24)에서 결정되며, 그 결과는 분할기(26)에 전달되고, 상기 콘볼루션 영역에서 레벨 a를 다시 콘볼루션한다. 따라서, 콘볼루션에 의해, 상기 마스킹 스펙트럼은 레벨 a로부터 알 수 있으며, 마스킹 스펙트럼은 허용가능 노이즈 레벨로서 사용된다. 디콘볼루션이 통상 복소 처리를 요구할지라도, 이는 제6도에 도시된 예에서 심플 분할기(26)에 의해 수행된다.

마스킹 스펙트럼은 합성 회로(27)를 걸쳐 감산기(28)에 전송된다. 감산기(28)는 또한 지연 회로(29)를 걸쳐서 밴드 에너지 계산 회로(22)의 출력, 즉 바크 스펙트럼(SB)을 수신한다. 감산기(28)는 바크 스펙트럼(SB)으로부터 마스킹 스펙트럼을 감산하고, 마스크 스펙트럼(MS)에 의해서 표시된 레벨 이하의 바크 스펙트럼의 부분이 제8도에 도시된 바와 같이 마스크된다.

감산기(28)의 출력은 허용 노이즈 교정 회로(30)를 걸쳐서, 예컨대 복수의 미리 할당된 비트 할당 패턴이 격납되어 있는 ROM(50)에 급전된다. 비트 할당 정보는 ROM(50)에서 판독되어, 출력 단자(31)를 걸쳐 양자화 회로(18)에 급전된다. 각 밴드의 에너지와, 감산기(28)로부터 허용된 노이즈 교정 회로(30)를 걸쳐 얻어진 각 밴드에 대한 허용 노이즈 레벨간의 차에 응답하여, ROM(50)은 미리 할당된 비트 할당 패턴중 하나를 선택하고, 각 밴드에 대한 할당된 비트수를 판독한다. 그 다음, 양자화 회로(18)는 밴드에 대한 할당된 비트수를 사용하여 각 밴드에서 직교 변환 회로(13, 14 및 15)로부터 스펙트럼 계수를 미리 양자화한다.

양자화하기 위해, 상기 양자화 회로(18)는 밴드내의 에너지 또는 피크값과 밴드에 대해 허용된 노이즈 레벨간의 차에 따라서 할당된 비트수를 사용하여 각 밴드내의 스펙트럼 계수를 양자화한다.

지연 회로(29)는 합성 회로(27)를 선행하는 회로의 지연을 고려하여 에너지 계산 회로(22)로부터 바크 스펙트럼(SB)을 지연시키기 위해 제공된다.

합성 회로(27)는 인간의 히어링 감각의 또 다른 특성을 문자화하는 소위 최소 가청 레벨 곡선 RC를 나타내는 데이타 및 마스킹 스펙트럼 MC을 합성한다. 상기 합성이 제9도에 도시되어 있다. 상기 최소 가청 레벨 곡선을 나타내는 데이타는 상기 최소 가청 레벨 곡선을 나타내는 데이타는 상기 최소 가청 레벨 곡선 발생기(32)에 의해 제공된다. 최소 가청 레벨 곡선에 따라서, 최소 가청 레벨 곡선 이하의 절대 레벨을 가진 노이즈는 들을 수 없다. 상기 최소 가청 레벨 곡선은 예컨대, 출력 신호가 재생되는 음향 레벨에 따라서 변한다. 그러나, 특정 디지털 오디오 시스템에서는 뮤직의 동적 범위가 예컨대, 16-비트 디지털 시스템에 의해 제공된 동적범위에 좌우할 수 있는 식으로 큰 차이가 없다. 따라서, 양자화 노이즈 레벨이 가장 듣기좋은 주파수 대역에서, 즉 4KHz 부근에서 들리지 않는다면, 최소 가청 레벨 곡선의 레벨 이하의 양자화 노이즈는 다른 주파수 대역에서도 들을 수 없다는 것이 간주될 수 있다.

따라서, 그와 같은 방법으로, 최소 가청 레벨 곡선 RC 및 마스킹 스펙트럼 MC이 허용 노이즈 레벨을 제공하기 위해 합성될 때, 예컨대, 4KHz 부근의 시스템의 어떤 워드 길이만큼 발생된 노이즈 레벨이 들리지 않는 식으로 시스템이 사용된다고 가정하면, 허용 노이즈 레벨은 제9도의 빗금부분 만큼 높을 수 있다. 본 실시예에서, 최소 가청 레벨 곡선의 4KHz에서의 레벨이 예컨대, 20 비트를 사용하여 양자화 하도록 대응하는 최소 레벨에 대응시키기 위해 설정된다. 신호 스펙트럼 SS 역시 제9도에 도시되어 있다.

허용 노이즈 교정 회로(30)는 예컨대, 교정 정보 출력 회로(33)에 의해 제공된 음의 크기 등감 곡선을 사용하여 감산기(28)의 출력에서의 허용 노이즈 레벨을 교정한다. 상기 음의 크기 등감 곡선은 인간의 히어링 감각의 지금까지와는 또 다른 특성이다. 상기 음의 크기 등감 곡선은 1KHz의 맑은 음향의 것과 같은 강도로 들리는 다양한 주파수에서 음향의 음향 압축 레벨을 특성화한다. 음의 크기 등감 곡선은 제9도에 도시된 바와 같이, 최소 가청 레벨 곡선 RC과 거의 유사하다. 음의 크기의 등감 곡선에 따라서, 예컨대, 4KHz 부근에서의 음향은 약 8 내지 10dB보다 높은 음향 압축 레벨로 1KHz에서의 음향만큼 큰 소리를 낸다. 다른 한편, 약 50Hz에서의 음향은 큰 소리로 음을 내기 위해 1KHz에서의 음향보다 높은 약 15dB의 음향 압축 레벨을 가져야 한다.

따라서, 허용 노이즈 레벨 곡선을 실행하는 노이즈의 주파수 특성이 음의 크기의 등감 곡선에 대응하는 곡선만큼 교정되는 것이 바람직하다. 음의 크기의 등감 곡선을 고려하여 허용 노이즈 레벨의 주파수 특성을 교정하는 것은 인간의 히어링 감각의 특성을 또한 고려한다.

교정 정보 출력 회로(33)는 또한 스펙트럼 계수를 양자화하기 위한 양자화 회로(18)(제4도)에 의해서 사용된 비트수와, 압축된 신호의 목표 비트 전송 속도간의 차이를 나타내는 정보에 응답하여 허용 노이즈 레벨을 교정하는데 사용된다. 상기 교정법은 적응 비트 할당 계산 회로(20)에 의해서 1차 비트 할당부내에 할당된 총 비트수와, 압축된 신호의 목표 비트 전송 속도에 대응하는 비트수간에 에러가 존재하기 때문에 요구된다. 그러므로, 에러를 재로로 감소시키기 위해 비트 할당이 반복되어야 한다. 할당된 총 비트수가 목표값 이하일때, 그차에 동등한 다수의 비트가 이미 할당된 비트에 부가하여 밴드중에 분배되도록 제2의 비트 할당이 수행된다. 다른 한편, 할당된 총 비트수가 목표 값 이상일때, 그 차와 동등한 다수의 비트는 이미 할당된 비트로부터 제거하기 위해 밴드중에 분배된다.

상기 동작을 수행하기 위하여, 목표 값과 할당된 총 비트수간의 에러가 검출된다. 상기 교정 정보 출력 회로(33)는 이때 그 에러에 응답하여 할당된 비트수를 변화시키기 위해 허용 노이즈 레벨을 교정하는 교정 데이타를 발생시킨다. 상기 에러는 할당된 비트수의 부족량을 나타낼때, 많은 비트가 밴드마다 사용되어야 한다. 다른 한편, 상기 에러가 할당된 비트수의 초과량을 나타날때, 소수의 비트가 밴드마다 사용되어야 한다.

따라서, 교정 정보 출력 회로(33)는 허용 노이즈 레벨 교정 회로(30)에 예컨대 음의 크기의 등감 곡선에 따라서, 감산기(28)의 출력으로부터 허용 노이즈 레벨과, 비트 할당 에러를 교정하는 교정값을 제공한다. 따라서, 감산기(28)로 부터 허용 노이즈 레벨이 교정된다.

허용 노이즈 레벨 계산 회로(20)는 최소 가청 레벨 곡선 발생 회로(32) 및 합성 회로(27)를 생략하여 분주기(26)로부터 직접 출력을 감산기(28)에 급전함으로써 간이화된다.

[(ii) 적응 비트 할당 계산회로-제2의 실시예]

적응 비트 할당 회로(20)에 대안 실시예는 제10도를 참조하여 설명하기로 한다. 제10도에 도시된 적응 비트 할당 회로는 각 대역에, 입력 신호의 레벨에 따라 선택된 복수의 비트 할당 패턴중 하나에 따른 레벨 의존 양자화 비트 및, 대역 크기에 따른 스펙트럼 의존 양자화 비트를 할당하며, 그 대역의 주파수에 따라서 가중된다. 예컨대, 모든 스펙트럼 계수를 양자화하는데 유용한 비트수가 100(kb/s)의 비트 전송 속도에 대응한다면, 적응 비트 할당 회로는 다수의 비트 할당 패턴중 선택된 하나에 따른 레벨 의존 양자화 비트를 할당하며, 각각의 비트 할당 패턴은 100(kb/s)의 비트 전송 속도에 대응하는 다수의 비트를 할당한다. 부가적으로, 적응 비트 할당 회로는 100(kb/s)에 대응하는 스펙트럼 의존 양자화 비트를 대역중에 할당한다.

각 대역내의 스펙트럼 계수를 양자화하기 위해 할당된 실제 레벨 의존 비트수 및 실제 스펙트럼 의존 비트수가 승산기(402)에 의해 비트 분배율에 따라 조정되며, 이를 이하에 상세하게 기술하기로 한다. 비트의 총사용가능 수, 예컨대, 100(kb/s)의 비트 전송 속도에 대응하는 비트는 비트 표시 회로(302)의 총사용가능 비트수에 의해 표시된다. 총사용가능 비트수는 선택된 압축 모드에 따라서 설정된다.

제10도에 도시된 회로에서, 선정된 비트 할당 패턴 메모리(411)에는 예컨대, 128(kb/s), 64(kb/s)등의 여러가지 압축 모드의 비트 전송 속도에 대응하는 복수의 선정된 비트 할당 패턴이 격납되어 있다. 각 압축 모드에 대한 여러가지 선정된 비트 할당 패턴은 한편으로는 중간 주파수 내지 저주파 대역 및, 다른 한편으로는 고주파 대역간에 여러가지 비트 할당부를 갖는다. 상기 레벨 의존 비트 할당 회로(305)는 디지털 입력 신호의 각 프레임에 대하여, 선정된 비트 할당 패턴 메모리(411)내에 격납된 선정된 비트 할당 패턴중 가장 적합한 패턴을 선택한다.

레벨 의존 비트 할당 회로(305)는 디지털 입력 신호의 레벨에 응답하여 복수의 선정된 비트 할당 패턴중 적합한 패턴을 선택하여, 그로써, 소수의 비트가 고주파 대역에 할당되는 선정된 비트 할당 패턴이 저입력 신호 레벨용으로 선택된다. 상기 방법으로 선정된 비트 할당 패턴을 선택하는 것은 고주파에서 인간의 히어링 감각의 감도가 저신호 레벨에서 감소되는 음의 크기의 효과(loudness effect)의 단점을 취한다.

레벨 의존 비트 할당 회로(305)는 필터에 의해서 입력 신호를 주파수 성분으로 분주하는 분주 회로의 출력 레벨에 응답하고, 1 이상의 직교 변환 회로(13 내지 15)(제4도)에 의해 제공된 1 이상의 스펙트럼 계수에 응답하거나 또는 주파수 범위 필터(11 및 12)(제4도)에 의해 제공된 1이상의 주파수 범위 신호 레벨에 응답하여, 적합하게 선정된 비트 할당 패턴을 대안적으로 선택한다.

스펙트럼 의존 비트 할당이 대역 크기 계산 회로(303)의 가중 출력에 응답하여, 스펙트럼 의존 비트 할당 회로(304)에 의해 수행된다. 대역 크기 계산 회로는 블럭 부동 해제 회로(52)(제4도) 및 입력 단자(400)를 걸쳐 직교 변환 회로(13 내지 15)(제4도)로부터의 스펙트럼 계수를 수신한다. 대역 크기 계산 회로(303)는 각 대역(즉, 각 임계 대역)에 대한 대역 크기를 계산하고, 각 서브 대역은 주파수의 고주파 임계 대역을 분주함으로써 되도록이면 대역의 스펙트럼 계수의 제곱의 합의 제곱근을 취하여 각 대역의 에너지를 계산함으로써 얻어진다. 각 대역용 대역 크기는 스펙트럼 계수의 크기의 피크 또는 평균값으로부터 대안적으로 계산되거나 또는 스펙트럼 계수의 크기를 적분함으로써 계산된다.

대역 크기 계산 회로(303)로부터의 출력의 스펙트럼은 바크 스펙트럼이며, 그 결과가 제7도에 도시되어 있다. 제7도를 간이화하기 위하여, 단지 12 대역(B1 내지 B12)만이 특정 회로(예컨대, 제15도에 도시된 예에서 52)에 사용된 실제 수 대신에 도시되어 있다.

대역 크기 계산 회로(303)의 출력은 승산기(410)에 급전되고, 또한, 각 대역용 주파수 의존 가중 계수의 가중 패턴을 수신한다. 승산기는 가중 패턴에 의해 정의된 대역용 가중 계수에 의해 대역 크기 계산 회로(303)로부터 각 대역의 크기를 곱셈하여, 각 대역에 대한 가중 대역 크기를 제공한다. 각 대역에 대한 가중 대역 크기는 스펙트럼 의존 비트 할당 회로(304)에 급전된다. 양호한 실시예는 제10(b)도에 도시된 가중 패턴을 사용한다.

스펙트럼 의존 비트 할당 회로(304)는 스펙트럼 의존 비트가 각 대역의 가중 대역 크기에 응답하여 할당되도록 각 대역의 스펙트럼 계수에 스펙트럼 의존 양자화 비트를 할당한다. 도시된 양호한 실시예에서, 스펙트럼 의존 비트 할당 회로는 양자화 비트의 사용가능 총수, 예컨대, 100(kb/s)의 비트 전송 속도에 대응하는 다수의 스펙트럼 의존 비트에 동등한 다수의 스펙트럼 의존 양자화 비트를 할당한다. 스펙트럼 계수를 양자화 하기 위해 최종적으로 할당된 실제 스펙트럼 의존 비트수는 승산기(401)에 의해 비트 분배율에 따라서 조정되며, 이를 이하에 상세하게 설명하기로 한다.

스펙트럼 의존 비트 할당 회로(304)는 다음식에 따른 대역중에 양자화 비트를 할당하며, 즉,

b(k) = δ + ½log2[δ′2(k)/p]

여기서, b(k)는 k번째 대역의 스펙트럼 계수의 각각을 양자화 하기 위해 할당된 스펙트럼 의존 양자화 비트의 수이고, δ는 최적 바이어스이고, δ′2(k)는 k번째 대역의 가중 대역 크기이며, p는 모든 전체 주파수 스펙트럼에 대한 평균 양자화 노이즈 전력이다. 각 대역에 대한 b(k)의 최적값을 확인하기 위하여, δ의 값은 모든 대역용 b(k)s의 합이 스펙트럼 의존 양자화 비트의 총수와 같거나 또는 이하가 되도록 변화된다.

주파수 의존 가중 계수의 단일 가중 패턴에 의해 대역 크기 계산 회로(303)로부터의 대역 크기를 곱하기 위해 양호한 대안 실시예와 같이, 대역 크기는 복수의 가중 패턴중 선택된 패턴의 가중 계수에 의해 증배된다. 주파수 의존 가중 계수의 복수의 가중 패턴이 가중 패턴 메모리(406)내에 격납되고, 복수의 가중 패턴중 한 패턴이 입력 신호에 응답하여 선택된다.

입력 신호는 입력 단자(404)를 걸쳐서 가중 패턴 선택기(408)에 급전된다. 가중 패턴 선택기(408)는 가중 패턴 메모리(406)로부터 가중 패턴의 한 패턴을 선택하고, 선택된 가중 패턴을 승산기(410)에 급전한다. 상기 승산기는 또한 대역 크기 계산 회로(303)로부터의 대역 크기를 수신하고, 선택된 가중 패턴에 의해서 정의된 대역용 가중 계수에 의해서 각 대역의 대역 크기를 승산한다. 각 대역용의 결과 가중 대역 크기는 스펙트럼 의존 비트 할당 회로(304)에 급전된다.

몇몇 기본 가중 패턴은 제10(b)도 내지 제10(e)도에 도시되어 있다. 부가적으로, 도시된 이들 기본 가중 패턴의 변화는 역시 가중 패턴 메모리(406)에 격납될 수 있다. 변화에 있어서, 기본 패턴은 경사 및 반전 주파수 또는 주파수의 항으로 변경되어 입력 신호 상태의 광범위한 범위로 최소 가중 패턴을 제공한다.

가중 패턴 선택기(408)는 입력 신호 레벨에 따라서 가중 패턴 메모리(406)로부터 사용가능 가중 패턴중 적합한 패턴을 선택한다. 상기 가중 패턴 선택기는 사용 가능 가중 패턴중 적합한 하나의 패턴을 선택할 때 디지털 입력 신호의 스펙트럼 내용을 고려하여 부각적으로 또는 대안적으로 취한다.

또한 대안으로써, 가중 패턴 선택기(408)는 디지털 입력 신호 응답하여, 예컨대, 2개의 격납된 가중 패턴간에 삽입함으로써 가중 패턴을 계산한다. 또한, 대안으로써, 가중 패턴 선택기는 디지털 입력 신호에 응답하여, 선택된 가중 패턴의 가중 계수를 조정할 수 있다. 방금 설명한 방법에 있어서, 적응 비트 할당 회로는 가중 계수를 변화시켜, 인간의 히어링 감각과 보다 양립할 수 있는 비트 할당을 제공한다. 이는 청취자에게 감지된 음질을 개선시킨다.

디지털 입력 신호의 스펙트럼의 평활함을 나타내는 인덱스는 복수의 선정된 비트 할당 패턴중 선택된 패턴에 따라서 할당된 레벨 의존 비트와, 디지털 입력 신호의 스펙트럼에 따라서 할당된 스펙트럼 의존 비트간의 사용가능한 비트의 총수의 분포를 제어한다. 디지털 입력 신호의 스펙트럼의 평활함은 음조 결핍 측정이다. 대역 크기 계산 회로(303)의 출력은 스펙트럼 평활 계산 회로(308)로 급전된다. 대안적으로, 스펙트럼 평활 계산 회로는 입력 단자(400)를 걸쳐 스펙트럼 계수를 수신한다. 스펙트럼 평활 계산 회로는 모든 대역 크기의 함에 의해 적절한 대역 크기의 값간의 차의 절대값의 합의 몫을 계산한다. 즉,

여기서, I는 스펙트럼 평활 인덱스이고, Si는 i번째 대역의 대역 크기이다. 스펙트럼 평활 인덱스 입력 단자(400)를 걸쳐서 수신된 스펙트럼 계수를 사용하여 대안적으로 계산된다.

계산된 스펙트럼 평활 인덱스 I는 분포율 결정 회로(309)에 공급된다. 상기 분포율 결정 회로는 비트의 사용 가능한 총수에 적용한 분포율 D를 결정한다. 분포율 D는 레벨 의존 비트의 수 및 이용가능한 비트의 총수간의 비율이다. 상기 분포율 결정 회로는 또는 스펙트럼 의존 비트의 수 및 사용가능한 비트의 총수간의 비율인 분포율(I-D)의 보충량을 계산한다.

분포율 결정 회로(309)는 레벨 의존 비트 할당 회로 (305)의 출력을 역시 공급받는 승산기(402)에 분포율 D를 급전한다. 승산기(402)는 분포율(D)을 고려하여 각 대역에 할당되어지는 레벨 의존 비트의 실제수를 계산한다. 분포율 결정 회로(309)는 또한 스펙트럼 의존 비트 할당 회로(304)의 출력을 공급받는 승산기(401)에 분포율(1-D)의 보충량을 급전한다. 상기 승산기(401)는 분포율(D)을 고려하여 각 대역에 할당된 스펙트럼 의존 비트의 실제 수를 계산한다.

대안 실시예에 있어서, 승산기(401 및 402)는 배제될 수 있고, 분배율(D)은 레벨 의존 비트 할당 회로(305)로 급전될 수 있으며, 이는 분배율에 의해 사용가능 비트의 총수를 곱함으로서 표시된 비트수, 예컨대, 100(kb/s)의 비트 전송 속도에 대응하는 비트를 사용하여 선정된 비트 할당 패턴을 선택하게 된다. 분배율(1-D)의 보충량은 스펙트럼 의존 비트 할당 회로(304)에 급전되며, 이는 사용가능한 총 비트수를 곱함으로써 계산된 다수의 비트, 예컨대 100(kb/s)의 비트 전송 속도에 대응하는 비트를 각 대응의 가중된 대역 크기에 따라서 대역중에 분배율에 보충량에 의해 할당되게 된다.

승산기(401 및 402)의 출력은 가산기(306)로 급전된다. 상기 가산기(306)는 각 대역의 입력 신호의 각 블럭에 대해, 레벨 의존 비트 할당값 및 스펙트럼 의존 비트 할당의 값을 합산함으로써 각 대역의 각 스펙트럼 계수를 양자화하기 위해 할당된 양자화 비트의 총수를 결정한다. 디지털 입력 신호의 각 프레임에 대해, 적응 비트 할당 계산 회로(20)는 워드 길이 정보의 세트를 출력 단자(307)를 급전한다. 각 워드 길이는 각 대역내의 스펙트럼 계수를 양자화하기 위해 할당된 비트의 총수를 나타낸다. 상기 워드 길이 정보는 적응 비트 할당 정보로서 양자화기(18)에 급전되고, 여기서 각 대역의 스펙트럼 계수는 대역용 워드 길이 정보에 의해서 표시된 비트수를 사용하여 각각 양자화된다.

레벨 의존 비트 및 스펙트럼 의존 비트간의 사용가능한 비트의 총수의 분포는 이하와 같이 대안적으로 결정되며, 즉, 각 대역에 대해, 데시벨로 표현된 가중 대역의 값이 스펙트럼 평활 인덱스(R)에 의해 증배되며, 인덱스(R)는 0 내지 1 간의 값을 가질 수 있다. 결과 곱은 제1합(S1)을 확인하기 위해 합산된다. 각 대역에 할당된 레벨 의존 비트의 수는 (1-R) 만큼 증배되고 그 결과 곱은 제 2합(S2)을 확인하기 위해 합산된다. 제1 및 제2의 합(S1 및 S2)은 제1 및 제2합의 합산(S1+S2)에 의해 각각 분할되어 제1 및 제2비율을 제공한다. 제1 및 제2 비율은 제각기, 스펙트럼 의존 비트 할당 및 레벨 의존 비트 할당간의 비트 분배율 및 사용가능한 비트의 총수로서 사용된다.

제10(a)도에 도시된 대안적인 적응 비트 할당 회로가 양자화 비트를 할당하는 방법은 제11도 및 제13도에 예시되어 있고, 그 결과의 양자화 노이즈 스펙트럼은 제12도 및 제14도에 도시되어 있다. 제11도 및 제12도는 디지털 입력 신호가 비교적 부동 스펙트럼을 가질때의 비트 할당을 예시하는 반면, 제13도 및 제14도는 디지털 입력 신호가 높은 음조일때의 비트 할당을 예시한다. 제11도 및 제13 도에 있어서, QS는 스펙트럼 의존 비트 할당을 나타내고, QF는 선정된 비트 할당 패턴에 따른 비트 할당을 나타낸다. 제12도 및 제14도에 있어서, L은 신호 레벨을 나타내고, NF는 선정된 비트 할당 패턴에 따른 비트 할당으로부터 되는 노이즈 스펙트럼을 나타내며, NS는 스펙트럼 의존 양자화 비트를 할당하는 것으로 부터 되는 노이즈 스펙트럼을 나타낸다.

디지털 입력 신호가 비교적 부동 스펙트럼을 가질때, 비트 할당을 나타내는 제11도 및 제12도에 있어서, 선정된 비트 할당 패턴에 따라서 할당된 비교적 큰 비트수에 기인하는 비트 할당은 전체 주파수 범위에 걸쳐 큰 신호 대 노이즈비를 제공한다. 그러나, 인간의 히어링 감각이 그들 영역의 적은 감도이기 때문에 주파수 범위의 극단쪽으로 스펙트럼 계수에 소수의 소수의 비트가 할당된다. 스펙트럼 의존 비트의 비교적 작은 수가 할당되어, 제11도의 QS로 표시된 바와 같이, 큰 진폭을 값는 그들 대역의 양자화 노이즈 레벨을 감소시킨다. 스펙트럼 의존 비트는 디지털 입력 신호가 부동 스펙트럼을 가질 때 비교적 큰 수의 비트에 걸쳐 할당된다.

디지털 입력 신호가 높은 음조일때, 제13도 및 제14도에 도시된 바와 같이, 양자화 노이즈는 비교적 큰 스펙트럼 의존 비트 할당에 의해 감소된다. 이는 제14도의 NS로 표시된 협신호 대역의 당자화 노이즈를 현저하게 감소시킨다. 상기는 디지털 입력 신호의 스펙트럼이 1 또는 2개의 협라인으로 이루어져 있을때 양자화 노이즈 특성을 개성시킨다.

[(f) 주정보 및 서브 정보]

인코더(63)는 압축 신호의 주정보 성분으로서 상술한 바와 같이, 양자화 비트의 적합하게 할당된 수를 사용하여 대역내의 양자화된 스펙트럼 계수를 발생시킨다. 상기 압축 신호는 서브 정보를 부수적으로 포함한다. 상기 서브 정보는 각 블럭 및 각 대역에 적용된 블럭 부동 공정에서 발생된 축척계수, 각 주파수 범위(또는 각 주파수 범위 신호의 각 프레임이 분주되는 블럭수)에서 블럭 길이를 나타내는 데이타 및, 대역내의 스펙트럼 계수를 양자화하기 위해 사용된 비트수를 표시하는 각 대역에 대한 양자화 워드 길이를 포함한다. 상기 주정보 및 서브 정보는 멀티플렉서(51)에 의해 멀티플렉서 되며, 단자(19)를 걸쳐 급전되는 압축기신호를 제공한다.

[4. 압축 모드 선택]

본 발명에 따른 인코더가 상이한 출력 비트 전송 속도 및 보다 상이한 주파수 제한을 갖는 다중 압축 모드를 제공하는 방법은 압축 모드 A 및 압축 모드 B간을 스위치 가능한 인코더의 예를 참조하여 설명하기로 한다.

본 발명에 따른 인코더는 모든 압축 모드로 동일한 샘플링 주파수에서 디지털 입력 신호를 수신하고, 복수의 압축 모드중 선택된 모드를 사용하여 디지털 입력 신호를 인코드한다. 본 발명에 따른 인코더의 회로 구조는 제4도에 도시되어 있다. 제4도에 도시된 인코더에 있어서, 저역 필터(40)는 인코더가 압축 모드 A에 부가하여 압축 모드로 도착한다면 압축 모드 신호(MODE)에 응답하여 스위치가능한 차단 주파수를 갖는다. 블럭 길이 결정 회로(45)는 MODE 신호에 응답하여 동작하여 프레임 길이를 증가시키고, 따라서 저속 비트 전송 속도 압축 모드가 선택될 때 최대 블럭 길이로 된다. 인코더는 보다 상세하게 제17도에 도시되어 있고 MODE 신호에 응답하여 동작하는 다운 샘플링 회로(41)를 또한 포함한다. 적응 비트 할당 계산 회로(20)의 다른 실시예의 각각은 ROMS은 각 압축 모드용 비트 할당 패턴의 세트를 격납한다. 비트 할당 패턴의 각 세트는 MODE 신호에 의해 선택되고, 압축 모드의 비트 전송 속도에 따른 양자화 비트의 수를 대역중에 할당된다. 압축 모드 B, C 및 D용 할당 패턴은 압축 모드의 높은 주파수 제한에 대한 대역, 즉 제각기 13KHz, 5.5KHz에 대한 주파수에서의 대역에 비트를 할당하지 않는다.

상술한 압축 모드중 1 이상의 모드로 동작할 수 있는 인코더에 있어서, 상술한 변수는 MODE 신호에 응답하여 변화된다. 상술한 압축 모드중 단지 하나의 모드로 동작할 수 있는 인코더에 있어서, 상술한 변수는 인코더가 동작하는 압축 모드에 따라서 실행된다.

상기 인코더는 모든 압축 모드로 유사하게 동작하지만, 블럭 길이 결정 회로(45)는 각 압축 모드로 상이한 프레임 길이를 설정한다. 상이한 프레임 길이는 제5도에 도시된 바와 같이 압축 모드 A의 프레임 길이를 증배한다. 압축 모드 A에 있어서, 디지털 입력 신호는 제16도에 도시된 바와 같이, 11.6ms의 프레임 길이를 가진 프레임으로 압축되고, 블럭내에 시간마다 각 주파수 범위 신호의 분포가 11.6ms의 압축 모드 A의 프레임 길이를 사용하여 이행된다. 압축 모드 B, C 및 D에 있어서, 상기 블럭 길이 결정 회로(45)는 압축 모드 A의 프레임 길이를 2배, 3배 및 4배로 프레임 길이를 설정한다.

저속 비트 전송 속도 및 저 대역폭으로 압축 모드가 선택될 때, 본 발명에 따른 인코더가 프레임 길이를 증가시킴으로써 최대 블럭 길이를 증가시킨다. 상기는 압축 신호의 주정보량을 증가시킬 뿐만 아니라, 순간적인 해상도를 감소시켜 가면서 직교 변환의 주파수 분해도 증가시킨다. 증가된 주파수 분해는 비트 전송 속도를 감소시키는 것이 사용가능한 양자화 비트의 수를 감소시키기 때문에 바람직하며, 이는 양자화 노이즈를 증가시킨다. 다른 한편, 순간적인 분해는 디지털 입력 신호의 높은 주파수 제한이 감소되기 때문에 덜 중요하다. 또한, 프레임 길이는 직교 변환 처리를 하는 최대 블럭 길이를 나타내므로, 상기 블럭 길이 결정 회로(45)는 1.45ms 만큼 짧게 블럭내에 프레임을 분할할 수 있어, 프레임 길이에 관계없이 분해가 필요하게 될 때 적당한 순간적인 분해를 제공한다.

46.4ms(1024 샘플)만큼 긴 블럭의 주파수 범위 신호를 처리하는 것은 다수의 메모리를 요한다. 큰 블럭을 사용하는데 이로운 점은 압축 모드 A의 프레임내에 각 주파수 범위의 신호를 직교적으로 변환함으로써 큰 블럭을 처리함이 없이 압축 모드 B, C 및 D로 주파수 범위의 신호 의 2개, 3개 또는 4개의 압축 모드 A의 프레임을 직교적으로 변환하는 것으로부터 되는 스펙트럼 계수의 큰 블럭을 형성하게 된다.

[5. 압축 모드 변환]

또 다른 하나의 압축 모드의 변환은 압축 모드 A에서 압축 모드 B로의 변환 예로서 취하여 설명하기로 한다. 제16도에서 도시된 바와 같이, 인코더는 먼저 2개의 연속적인 압축 모드 A 블럭이 11.6ms의 압축 모드 A의 프레임 길이와 동등한 블럭 길이로 직교 변환되었는지를 결정한다. 상기 조건이 만족된다면, 인코더는 그다음 축척 계수 및 2개의 연속적인 블럭의 워드 길이가 동일한지를 결정한다. 상기 조건도 역시 만족된다면, 축척 계수 및 2개의 연속적인 블럭의 워드 길이는 2개의 블럭으로 이루어져 있는 큰 블럭으로 만드는 것이 일반적이다. 상기는 큰 블럭을 구성하는 2개의 블럭용으로 요구된 서브 정보의 양을 감소시키고, 증가될 모드 B의 압축 신호의 주정보량을 허용한다. 상기는 비트 전송 속도를 감소시키기 때문에 음질의 손상을 감소시킨다.

디지털 입력 신호가 프레임 길이, 즉 11.6ms와 동등한 블럭 길이를 가진 블럭내에 압축 모드 A로 압축될 때, 0Hz 내지 22KHz의 주파수 범위내의 결과 스페트럴 계수는 제15도의 수직 파선으로 표시된 바와 같이, 52 대역으로 주파수마다 그룹된다. 저 및 중간 주파에서, 대역은 임계 대역에 대응하며, 고주파수에서, 대역은 대역에 적용된 블럭 부동 처리의 효율을 증가시키기 위해 임계 대역의 일부분에 대응한다. 52 대역으로, 20 대역은 저주파 범위(0Hz 내지 5.5KHz)내에 있고, 16 대역은 중간 주파범위(5.5KHz 내지 11KHz)내에 있으며, 16대역은 고주파 범위(11KHz 내지 22KHz)내에 있다.

본 발명에 따른 인코더에 있어서, 블럭 길이 결정 회로(45)(제4도)는 각 시간마다 블럭 길이를 2등분으로 나누기 때문에, 각각의 주파수 범위 신호의 각 블럭을 직교 변환으로부터 되는 스펙트럼 계수의 수도 역시 2등분되고, 스펙트럼 계수의 주파수 간격은 2배로 된다. 상기가 일어날 때, 각 대역의 주파수의 대역폭은 2배로 되며, 이는 대역의 수를 2등분으로 한다. 대역의 대역폭이 적어도 고주파 쪽에서 2배로 되며, 여기서, 대역으로의 스펙트럼 계수의 그룹은 각 대역에 적용된 블럭 부동 처리의 효율을 고려하여 만든다. 고주파 쪽으로의 대역의 대역폭을 2배로 하는 것은 각 프레임이 분할되는 블럭의 수에 관계없이 주파수 범위의 신호 정수의 각 프레임으로부터 유도된 고주파쪽으로 총 대역수를 유지한다. 이는 프레임이 1 이상의 블럭으로서 직교 변환될 때, 발생된 서브 정보의 양의 증가를 기피한다.

제16도를 참조하면, 압축 모드 A에서, 서브 정보는 11.6ms의 각 프레임을 직교 변환으로부터 되는 저주파 범위내에 20 대역의 각각에 대해 축척 계수 및 워드 길이를 포함하는 반면에, 압축 모드 B에서, 서브 정보는 23.3ms의 각 프레임에 대한 저주파수 범위내에 20 대역에 대해 축척 계수 및 워드 길이를 포함한다. 중간 및 고주파 범위에서, 최대 블럭 길이는 증가되지 않으나, 서브 정보의 양은 각 대역의 주파수 폭을 2배로 함으로써 2등분된다. 따라서, 중간 주파 범위에서, 23.3ms의 각 프레임에 대한 서브 정보는 16 축척 계수 및 워드 길이로 이루어져 있다. 고주파 범위에서, 23.2ms 의 각 프레임에 대한 서브 정보의 양은 압축 모드의 높은 주파수 한계 보다도 높은 주파수에서 대역에 양자화 비트(및 그 결과 서브 정보를 발생하지 않음)를 할당함이 없이 또한 감소된다.

저속 비트 전송 속도로 압축 모드로 대역폭의 감소에 대해 좀더 상세하게 설명하기로 한다. 압축 모드 B로 압축된 신호는 2 대안 방법으로, 즉 압축 모드 B로 압축된 신호를 제공하기 위해 아나로그 또는 디지털 입력 신호를 직접 압축함으로써, 또는 압축 모드 B로 압축된 신호를 제공하기 위해 압축 모드 A의 압축된 신호를 추가로 압축함으로써 발생될 수 있다.

[(a) 압축 모드 B로의 직접 압축]

모드 B의 압축된 신호를 제공하기 위해 디지털 입력 신호를 직접 압축하는 특수 장치가 제17도에 도시되어 있다. 제17도를 참조하면, 44.1KHz의 샘플링 주파수로 디지털 입력 신호가 입력 단자(120)를 걸쳐서 저역 필터(121)에 급전된다. 저역 필터의 차단 주파수는 압축 모드 B의 높은 주파수 한계로 디지털 입력 신호의 높은 주파수 한계를 감소시킨다. 예컨대, 압축 모드 B에서, 저역 필터(121)는 디지털 입력 신호의 높은 주파수 한계를 13KHz로 감소시킨다. 저역 필터(121)로부터의 대역폭 제한 신호는 제4도에 도시된 주파수 범위 분파기(11 및 12)와 유사한 주파수 범위 분파기(122 및 123)에 급전되고, 되도록이면 직각 미러(QMF) 필터이다.

압축 모드 B에서, 주파수 범위 필터(123)로부터의 저 및 중간 주파수 범위내의 주파수 범위 신호는 프레임 또는 프레임의 일부분에 대응하는 블럭으로 분할되고, 블럭 부동 처리가 적용된다. 상기 처리된 블럭은 블럭이 압축 모드 A로 직교 변환되는 방법과 유사한 방법으로 직교 변환 회로(127 및 128)에 의해 직교 변환된다. 상기 처리 블럭은 신호의 동작 특성에 따라서 23.2ms, 11.6ms 또는 2.9ms의 블럭 길이를 갖는다.

고주파 범위내의 주파수 범위 신호는 주파수 범위 분파기(122)로부터 고주파 범위 처리 회로(124)에 급전된다. 고주파 범위 처리 회로에서, 고주파 범위 신호는 다운 샘플링 회로(125)에 급전되며, 2개의 계수로 다운 샘플된다. 각 프레임의 샘플수가 2등분되는 결과 다운 샘플된 주파수 범위 신호는 각각의 블럭이 프레임 또는 프레임의 일부분에 대응하는 블럭으로 분할된다. 상기 블럭은 신호의 동적 특성에 따라서, 23.2ms, 1.6ms 또는 2.9ms 의 블럭 길이를 갖는다. 블럭 부동은 블럭에 적용되고, 그 결과 처리 블럭은 직교 변환 회로(126)에 의해서 직교 변환된다.

직교 변환 회로(126, 127 및 128)로부터의 스펙트럼 계수는 주파수 범위 신호가 변환되는 블럭 길이에 따라 결정되는 주파수 폭을 가진 대역으로 그룹된다. 블럭의 블럭 길이가 감소될 때 대역의 주파수 폭을 증가시키는 것은 블럭 길이에 관계없이 서브 정보 정수의 양을 유지한다. 예컨대, 11KHz 내지 15KHz간의 주파수 범위에서, 블럭 길이가 23.2ms일 때, 스펙트럼 계수는 각각의 대역이 그 자신의 서브 정보를 갖는 8개의 대역으로 그룹되며, 블럭 길이 11.2ms 일 때, 스펙트럼 계수는 각 대역이 그 자신의 서브 정보를 갖는 4개의 대역으로 그룹되고, 블럭 길이가 2.9ms일 때 스펙트럼 계수는 대역 자신의 서브 정보를 갖는 하나의 대역으로 그룹된다.

직교 변환 회로(126, 127 및 128)로부터의 스펙트럼 계수는 제4도에 도시된 양자화 회로(18)와 유사한 양자화 회로(129)에 급전된다. 그러나, 선택된 압축 모드 즉, 압축 모드 B용으로 최적화된 비트 할당은 적응 비트 할당 회로(20)내의 ROMs내에 격납된 비트 할당 패턴중에서 선택된다. 양자화된 스펙트럼 계수는 출력 단자(19)에 급전되는 디지털 출력 신호를 제공하기 위해 서브 정보와 결합된 멀티플렉서(도시되어 있지 않음)에 급전된다. 대안적으로, 고주파 범위 신호 처리 회로(124)는 4 인자만큼 다운 샘플링을 수행할 수 있다. 또한, 대안으로써, 11KHz까지 연장하는 대역폭이 압축 모드 B로 받아들일 수 있다면, 고주파 범위 신호 처리 회로 (124)는 완전히 생략될 수 있다. 부가적으로, 상기 대안적으로 압축 모드 B에 대한 비트 할당 패턴에 있어서, 양자화 비트가 약 11KHz의 대역에 전혀 할당되지 않는다.

[(b) 압축된 신호의 추가 압축]

압축 모드 B(모드 B의 압축된 신호)로 압축된 압축 신호를 제공하기 위해 압축 모드 A(모드 A의 압축 신호)로 압축된 압축 신호를 추가로 압축하는 회로에 대한 특정 예가 제18도를 참조하여 설명될 것이다. 제18도에 도시된 장치에 있어서, 모드 A의 압축 신호가 11.6ms의 블럭 길이를 가진 직교 변환 블럭으로부터 되는 양자화 스펙트럼 계수의 연속 세트로 이루어지고, 블럭의 블럭 부동 계수의 시간 영역에서의 변화가 미리 설정된 값보다 작을 때, 역양자화 및 역 직교 변환이 회복된 주파수 범위의 신호의 블럭을 제공하기 위해 양자화된 스펙트럼 계수의 각 세트에 적용된다. 회복된 주파수 범위 신호의 연속적인 쌍의 블럭은 23.2ms의 모드 B의 블럭 길이로 직교적으로 재변환된다. 이는 서브 정보량을 감소시킨다.

제18도를 참조하면, 44.1KHz의 샘플링 주파수 및 22KHz의 높은 주파수 한계를 가진 디지털 입력 신호는 입력 단자(221)를 걸쳐서 모드 A의 인코더(224)에 공급되며, 이것은 모드 A의 압축 신호를 제공하도록 압축된다. 모드 A의 압축 신호는 제18도의 3개의 주파수 범위 성분으로서 도시되어 있다.

모드 A의 인코더(224)에 있어서, 디지털 입력 신호는 주파수 입력 분파기(222 및 223)에 의해 3개의 주파수 범위의 각각의 주파수 범위 신호로 분주된다. 주파수 범위 분파기(222 및 223)는 제4도를 참조하여 상술한 주파수 범위 분파기(11 및 12)와 유사하고 되도록이면 QMF 필터이다. 주파수 범위 분파기(22)로부터의 고주파 범위내의 주파수 범위 신호는 직교 변환 회로(225)로 급전되고, 다른 주파수 범위 신호는 주파수 범위 분파기(222)로부터 주파수 범위 분파기(223)에 급전되고, 이 급전된 신호는 중간 및 저주파 범위내의 주파수 범위 신호로 분할된다. 중간 및 저주파 범위내의 주파수 범위 신호는 직교 변환 회로(227 및 228)에 급전된다. 되도록 변형된 불연속 코사인 변환 회로인 직교 변환 회로(226, 227 및 228)는 11.6ms의 압축 모드 A의 최대 블럭 길이를 가진 블럭내의 주파수 범위 분파기로부터 수신된 주파수 범위 신호를 직교 변환한다. 직교 변환 회로(226, 227 및 228)로부터의 스펙트럼 계수는 대역내에 주파수로 그룹되고, 비트 할당 및 양자화 회로(226)에 의해 적응 비트 할당을 사용하여 양자화된다.

각각의 주파수 범위에서 양자화된 스펙트럼 계수 및 각각의 서브 정보는 모드 A의 인코더(224)로부터 부가적인 압축기(420)로 급전된다. 부가적인 압축기(420)에 있어서, 직교 변환 크기 결정 회로(400)는 각각의 주파수 범위에서의 직교 변환 블럭 크기를 결정하는 각 주파수 범위에 대한 직교 변환 블럭 크기 결정 유니트를 포함한다. 따라서 고주파 범위, 중간 주파 범위 및 저 주파 범위에서의 스펙트럼 계수는 제각기 고주파 범위의 직교 변환 크기 결정 유니트(421), 중간 주파 범위의 직교 변환 크기 결정 유니트(422) 및, 저주파 범위의 직교 변환 크기 결정 유니트(423)로 급전된다. 서브 정보에서의 축척 계수로부터, 직교 변환 크기 결정 유니트(421), (422) 및(423)는 각각의 주파수 범위의 신호가 모드 A의 인코더에서 직교 변환되는 직교 변환의 블럭 크기를 결정한다. 제18도에 도시된 예에서, 블럭 길이를 11.6ms로 결정된다.

역 양자화(401)는 직교 변환 크기 결정 회로(400)로 부터의 각각의 주파수 범위에서 출력의 서브 정보로부터 양자화된 스펙트럼 계수를 분리한다. 역 양자화기는 또한 대역에 대한 서브 정보내의 워드 길이 정보를 사용하여 각 대역내의 양자화된 스펙트럼 계수를 역으로 양자화 한다. 역 직교 변환 회로(402, 405 및 407)는 각 주파수 범위에서의 각각의 회복된 주파수 범위 신호를 제공하기 위해 각각의 개별 주파수 범위의 결과 스펙트럼 계수를 역으로 직교 변환한다.

다운 샘플링 회로(403)는 동일 인자만큼 회복된 주파수 범위의 신호에서 샘플수를 감소시키기 위해 2개의 인자만큼 고주파 범위에서 회복된 주파수 범위 신호를 다운 샘플링한다. 그 다음, 직교 변환 회로(404)는 23.2ms의 블럭 길이를 가진 블럭의 다운 샘플된 회복 주파수 범위 신호를 직교적으로 재변환한다. 직교 변환 회로(406)는 23.2ms의 블럭 길이를 가진 블럭에서 직교 변환 회로(405)로부터의 중간 주파 범위에서 회복된 주파수 범위 신호를 직교적으로 재변환한다. 직교 변환 회로(408)은 23.2ms의 블럭 길이를 가진 블럭에서 직교 변환 회로(407)로부터의 저주파 범위에서 회복된 주파수 범위 신호를 직교적으로 재변환한다.

적응 비트 할당 및 양자화 회로(409)는 주파수마다 직교 변환 회로(405, 406 및 408)에 의해 발생된 스펙트럼 계수를 대역으로 그룹하고, 압축 모드 B로 제공된 양자화 비트의 수의 적응 비트 할당을 사용하여 각 대역에 스펙트럼 계수를 양자화한다. 각 대역에 대한 결과 양자화 스펙트럼 계수 및 서브 정보는 출력 단자(410)에 급전되는 모드 B의 압축 신호내에 구비된다. 상기 방법으로 모드 A의 압축 신호는, 모드 B의 압축 신호를 제공하기 위해 부가적으로 압축된다.

대안적으로, 제18도에 도시된 장치에 있어서, 그 처리 양은 중간 및 고주파 범위내의 스펙트럼 계수를 역으로 직교 변환함이 없이 직교적으로 재변환함으로써 실제적으로 감소될 수 있다. 이런 경우에 있어서, 압축 모드 A의 블럭 길이는 중간 및 고주파 범위에서 압축 모드 B의 블럭 길이로서 사용되고, 상기 주파수 범위에서의 스펙트럼 계수는 간단히 재양자화된다.

자기 광학 디스크(1)로부터의 선택을 추가 압축기(84)(제1도)를 거쳐 IC 카드(2)에 복사할 때, 모드 A의 압축 신호는 자기 광학 디스크로부터 재생된다. 각각의 주파수 범위에 대한 양자화된 스펙트럼 계수 및 서브 정보는 디포매터(71)로부터 버퍼 메모리(85)를 걸쳐서 제18도에 도시된 추가 압축기(420)에 대응하는 추가 압축기(84)에 급전된다.

본 발명에 따른 인코더가 자기 광학 디스크 또는 IC 카드 상에 기록하기 위한 기록 신호가 유도되는 압축 신호를 발생하는 것처럼 이속에 기술되어 있을지라도, 방송, 케이블, 전화, ISDN등과 같은 적절한 매체를 걸쳐서 전송용 또는 분배용으로 적절한 신호는 압축 신호로부터 역시 유도될 수 있다. 따라서, 본원속에 기록 신호 및 기록 매체로의 참조는 임의 매체를 걸쳐서 전송 또는 분배용으로 신호를 인가하도록 취하게 된다. 제19도는 본 발명의 인코더에 대응하는 디코더의 블럭도이다. 제19도에서, 입력 단자(152, 154, 156)는 인코더에 의해서 발생된 양자화 스펙트럼 계수를 공급 받고, 입력 단자(153, 155, 157)는 인코더로부터 서브 정보를 공급받는다. 양자화 스펙트럼 계수 및 서브 정보는 기록 매체로부터 재생된 압축 신호로부터 적절한 디멀티플렉서(도시되어 있지 않음)에 의해서 실행된다. 양자화 스펙트럼 계수 및 서브 정보는 각각의 역 양자화 회로(146, 147 및 148)로 급전되며, 스펙트럼 계수의 각 대역에 적용된 양자화 및 블럭 부동은 서브 정보를 사용하여 반전된다. 상기 처리를 받는 대역의 주파수 폭은 압축 모드에 따라 결정된다. 그 결과 스펙트럼 계수는 인코더내의 세 개의 주파수 범위에 대응하는 세 개의 주파수 범위로 주파수마다 그룹되고 역 직교 변환 회로(143, 144 및 145)로 급전된다. 이들 회로는 역 불연속 코사인 변환 처리, 인코더내의 직교 변환 처리 회로(13, 14, 15)에 의해 적용된 직교 변환 처리로의 보수등과 같은 역 직교 변환 처리를 적용한다. 역 직교 변환 회로(143, 144 및 145)는 인코더내의 블럭 부동 처리 회로(42, 43 및 44)에 의해 적용된 블럭 부동이 해제될 수 있도록 서브 정보를 역시 공급받는다.

세개의 회복된 주파수 범위의 신호는 세개의 역 직교 변환 회로(143, 144 및 145)의 각각에 의해 발생된 회복 주파수 범위의 신호의 블럭으로부터 시간 영역내의 가정된다. 세 개의 회복 주파수 범위의 신호는 역 직각 미러 필터(142 및 141)에 급전되며, 이들 급전 신호는 디지털 오디오 출력 신호를 공급하기 위해 합성된다. 디지털 오디오 출력 신호는 출력 단자(130)에 급전된다.

다운 샘플링이 인코더내의 고주파 범위내에서 주파수 범위 신호에 적용된다면, 업 샘플링 회로(도시되어 있지 않음)는 역 직교 변환 회로(143)의 출력과 역 직각 미러 필터(141)의 입력 사이의 디코더내에 포함되어야 한다.

본 발명은 디지털 입력 신호가 상이한 출력 비트 전송 속도를 가진 복수의 압축 모드중 하나의 모드로 압축되는 압축 장치, 압축 방법, 및 압축기/신장기 시스템 제공하는 것이 상기 설명으로부터 알 수 있다. 본 발명에 따른 압축 장치, 압축 방법 및 압축기/신장기 시스템은 모든 압축 모드로 동일한 샘플링 주파수에서 동작한다. 이는 다중 샘플링 주파수를 발생시키는데 요구된 샘플링 주파수 발생 회로내에 본래 갖고 있는 복잡성 및 다중 샘플링 주파수에서 동작하는 처리 회로의 복잡성을 기피한다.

또한, 본 발명에 따른 압축 장치 압축 방법 및 압축기/신장기 시스템은 상이한 샘플링 주파수가 각 압축 모드로 사용될 때, 성취하기 곤란한 것으로 변환될 압축 신호의 압축 모드를 허용한다. 대형 자기 광학 디스크로부터 압축된 신호를 소형 IC 카드에 복사하고 또한 IC 카드상에 기록된 신호의 비트 전송 속도를 감소시키기 위해 압축 신호를 압축시키는 것이 바람직하다면 몇몇 추가 처리만을 사용하여 추가 압축이 성취될 수 있다. 자기 광학 디스크로부터 완전히 재생된 압축 신호를 신장한 다음 새로운 압축 모드로 스크래치(scratch)로부터 신장된 신호를 재압축시킬 필요가 없다. 저속 비트 전송 속도를 가진 압축 모드로 압축 신호의 감소된 최고 주파수 한계 때문에 최고 주파수 한계에 대한 대역상의 산술 및 논리 연산을 수행할 필요성이 없다. 이는 산술 및 논리 연산의 수의 감소를 제공하고 처리 회로를 간단하게 한다. 대안적으로 사용되지 않은 처리 용량은 저속 비트 전송 속도를 가진 압축 모드로 음질을 개선시키도록 추가 처리를 수행하는데 사용된다. 더욱이 전체 고주파수 범위가 요구되지 않는다면 그 자신의 전체 주파수 범위는 생략될 수 있다. 주파수 범위의 일부가 요구된다면, 실제로 사용되는 주파수 범위의 부분만이 처리를 수행하게 되며 주파수 범위의 사용되지 않은 부분의 처리를 생략될 수 있다. 압축된 신호의 주 정보를 나타내기 위해 사용가능한 비트수의 비례 해제는 압축 모드간의 비트 전송 속도에서의 비례 해제 보다도 크다. 추가 측정은 지속 비트 전송 속도를 가진 압축 모드가 사용될 때 음질의 만족할 수 없는 감소를 방지하는 것이 바람직하다. 본 발명에 따라서 압축 계수는 프레임 길이를 증가시킴으로써 개선되고 따라서 직교 변환을 행한 최대 블럭 길이를 증가시킨다. 최대 블럭 길이를 증가시킴으로써 시간 영역으로부터 주파수 영역으로의 신호의 실제 변환이 실현되는 반면 축척 계수 및 모드 길이 데이터와 같은 서브 정보의 양을 감소시킨다.

추가적으로 고주파수 쪽으로 본 발명에 따른 압축 장치, 압축 방법, 압축기/신장 시스템은 직교 변환으로부터 되는 스펙트럼 계수가 양자와 노이즈 마스킹을 결정할 목적으로 분주되는 대역의 대부분의 주파수 폭을 확장시킨다. 저역 주파수쪽으로 본 발명에 따른 압축 장치, 압축 방법 및 압축기/신장기 시스템은 저속 비트 전송 속도의 압축 모드로 최고 주파수 한계의 감소에 관계 없이 인계되게 밀접하게 대응하는 대응으로 되는 방법으로 직교 변환 및 대역으로의 그룹을 수행한다. 이들 측정은 전체 주파수 범위를 판단하는 등가폭을 가진 대역의 종래의 장치로 일어나며, 압축 효율이 낮게 되는 것을 방지하는 것을 가능하게 된다.

최고 주파수 한계가 감소될 때 스펙트럼 계수가 양자와 잡음 및 마스킹을 결정할 목적으로 분할되는 대역의 폭이 주파수와 일정하게 남아있다면 0Hz 내지 22KHz의 주파수 범위를 32 대역으로 분할하는 것은 약 700KHz 폭인 대역으로 된다. 이는 저주파수(전용적으로 약 100Hz)에서의 인계 대역폭보다 실제로 광폭이고 최고 주파수 범위의 대 인계 대역폭보다 큰폭이다. 이는 압축 효율을 손상시킨다.

본 발명에 따라서 스펙트럼 계수가 양자화 노이즈 및 마스킹을 결정할 목적으로 분할되는 대역의 폭은 고주파 쪽으로의 광폭으로 되게 선택되고 적어도 대부분의 대역에 대해 임계 대역폭과 유사하게 선택된다. 추가로 저속 비트 전송 속도를 가진 압축 모드로 음질이 떨어지는 것을 방지하기 위해 직교 변환을 행한 최대 블럭 길이는 저속 비트 전송 속도를 가진 압축 모드로 증가된다.

저속 비트 전송 속도를 가진 압축 모드에 있어서, 압축 모드의 최고 주파수 한계에 대한 대역에 주 및 보조 정보를 할당하지 않고 비트의 비경제적인 사용이 방지된다.

제1기록 및 매체로써 자기 광학 디스크상에 기록된 압축 신호가 IC 카드와 같은 제2기록 매체에 복사된다면 산술 및 논리 연산의 양은 한쪽 기록매체로부터의 신호를 다른쪽 매체로 직접 복사하거나 또는 재생 신호를 신장함이 없이 그 신호를 제2기록 매체상에 기록하기 전에 제1기록 매체로부터 재생된 압축 신호를 추가로 압축함으로써 감소될 수 있다. 추가로 고속 복사가 수행되고 복사된 선택동안 실제 시간보다는 짧은 시간내에 복사가 행해지도록 속도를 압축률에 따라 결정된다. 본 발명의 대안 실시예가 본 명세서에 상세하게 설명되어 있을지라도 본 발명은 상술한 실시예에 국한되지 않고, 첨부된 청구범위에 정의된 발명의 범주에 의해 다양한 변형이 실행될 수 있다는 것이 이해될 것이다.

Claims

압축된 디지털 신호를 제공하기 위해 복수의 압축 모드중 선택된 하나의 모드로 디지털 입력 신호를 압축하는데 상기 복수의 압축 모드는 제 1 압축 모드 및 제 2 압축 모드를 포함하며, 상기 압축된 디지털 신호는 제 2 압축 모드보다 제 1 압축 모드에서의 고속 비트 전송 속도를 갖는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치에 있어서, 주파수 및 시간으로 그룹된 디지털 입력 신호 스펙트럼 계수로부터 대역내에 유도하는 유도 수단으로써 각 대역에 주파수 대역을 갖고 상기 유도 수단이 선택된 압축 모드에 따른 복수의 대역중 적어도 하나의 대역의 주파수 폭을 설정하기 위한 주파수 폭 설정 수단을 포함하는 유도 수단과, 상기 유도 수단으로부터 스펙트럼 계수의 대역을 수신하고 양자화된 스펙트럼 계수의 대역을 제공하는 양자화기 와, 상기 양자화기로부터 양자화된 스펙트럼 계수 및 각 대역에 대한 서브 정보를 압축된 디지털 신호내에 포함하는 포함수단을 구비하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제1항에 있어서, 제 1 압축 모드에서, 상기 주파수 폭 설정 수단은 제 1 주파수 폭에 적어도 하나의 대역의 주파수 폭을 설정하고, 제 2 압축 모드에서 제 2 주파수 폭에 적어도 하나의 대역의 주파수 폭을 설정하며, 상기 제 2 주파수 폭은 상기 제 1 주파수 폭보다 큰 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제2항에 있어서, 상기 제 2 주파수 폭은 상기 제 1 주파수 폭보다 큰 정수배인 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제2항 또는 제3항에 있어서, 상기 디지털 입력 신호는 디지털 오디오 신호이고, 상기 유도 수단은 양자화 노이즈 및 마스킹을 결정하기 위해 대역에 주파수마다 스펙트럼 계수중 선택된 계수를 그룹으로 하며 주파수 폭을 가진 대부분의 대역은 고주파쪽으로 광범위하게 설정되는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제1항에 있어서, 상기 디지털 입력 신호는 디지털 오디오 신호이고 상기 유도 신호는 양자화 노이즈 및 마스킹을 결정하기 위해 대역에 주파수마다 스펙트럼 계수중 선택된 계수를 그룹으로하며 주파수 폭을 가진 대부분의 대역은 고주파쪽으로 광범위하게 설정되는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제5항에 있어서, 상기 유도 수단은 고정된 샘플링 주파수에서 디지털 입력신호를 수신하는 수단을 포함하는 상기 샘플링 주파수는 압축모드간에서 불변인 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제1항 또는 제5항에 있어서, 상기 유도 수단은 복수의 압축 모드중 선택된 모드에 따라서 차단 주파수 세트를 갖고, 디지털 입력 신호를 수신하며, 주파수 제한 신호를 제공하는 저역 필터로써 상기 저역 필터의 차단 주파수는 제 2 압축 모드에서 보다 제 1 압축 모드에서 고주파수로 설정되는 저역 필터와, 상기 주파수 제안 신호로부터 스펙트럼 계수를 유도하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제7항에 있어서, 상기 유도 수단은 고정된 샘플링 주파수에서 디지털 입력신호를 수신하는 수단을 추가로 포함하며, 상기 샘플링 주파수는 압축 모드간에서 불변인 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제7항에 있어서, 상기 양자화기는 대역중에 양자화 비트를 할당하고, 상기 저역 필터의 차단 주파수보다 높은 주파수에서 대역에 양자화 비트를 할당하지 않는 적용 비트 할당 수단을 구비하고, 상기 포함 수단은 저역 필터의 차단 주파수보다 높은 주파수에서 대역용 서브 정보없이 압축된 디지털 신호내에 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제1항에 있어서, 상기 유도 수단은 블럭내에 시간마다 디지털 입력 신호를 분할하는 블럭 분할 수단과, 각 블럭에 응답하여 스펙트럼 계수의 세트를 제공하고, 상기 블럭 분할 수단으로부터 각 블럭을 수신하는 직교 변환회로와 주파수마다 직교 변환 회로로부터 스펙트럼 계수의 각 값을 대역에 그룹하는 그룹 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제10항에 있어서, 상기 장치는 주파수마다 디지털 입력 신호를 복수의 주파수 범위의 각각에서 주파수 범위 신호로 분할하는 주파수 범위 분할 수단을 추가로 포함하고, 상기 블럭 분할 수단은 시간마다 각 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할 하며, 상기 직교 변환 회로는 스펙트럼 계수를 제공하기 위한 각각의 주파수 범위 신호의 각 블럭을 직교 변환하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제11항에 있어서, 상기 주파수 범위 분할 수단은 주파수마다 디지털 입력 신호를 복수의 주파수 범위의 각각에서 주파수 범위의 신호로 분할하며, 각각의 주파수 범위는 대역폭을 갖고, 상기 주파수 범위는 최저 주파수 범위 및, 그 다음의 최저 주파수 범위를 포함하며, 상기 그 다음의 최저 주파수 범위는 최저 주파수 범위의 대역폭과 동등한 대역폭을 갖는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제11항에 있어서, 상기 주파수 범위 분할 수단은 주파수마다 디지털 입력 신호를 복수의 주파수 범위의 각각에서 주파수 범위의 신호로 분할하며, 상기 주파수 범위의 대역폭은 증가하는 주파수에 따라 증가하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제12항 또는 제13항에 있어서, 상기 블럭 분할 수단은 최저 주파수 범위에 대한 주파수 범위의 각각에서 주파수 범위의 신호를 블럭으로 분할하고, 각각의 블럭은 최대 블럭 길이를 가지며, 상기 블럭의 최대 블럭 길이는 압축 모드간에서 불변인 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제11항에 있어서, 상기 블럭 분할 수단은 각 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할하고, 각 블럭은 블럭 길이를 가지며, 상기 블럭의 블럭 길이는 압축 모드중 선택된 모드에 따라 결정되는 최대 블럭 길이를 가지며, 상기 최대 블럭 길이는 제 1 압축 모드에서 보다도 제 2 압축 모드에서 보다 긴 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제11항 또는 제15항에 있어서, 상기 주파수 범위 분할 수단은 주파수마다 디지털 입력 신호를 복수의 주파수 범위의 각각에서 주파수 범위 신호로 분할하며, 각각의 주파수 범위는 대역폭을 가지며, 상기 주파수 범위는 최저 주파수 범위 및, 그 다음의 최저 주파수 범위를 포함하며, 상기 그 다음의 최저 주파수 범위는 최저 주파수 범위의 대역폭과 동등한 대역폭을 갖는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제16항에 있어서, 상기 주파수 범위 분할 수단은 주파수마다 디지털 입력 신호를 복수의 주파수 범위의 각각에서 주파수 범위 신호로 분할하며, 상기 주파수 범위의 대역폭이 증가하는 주파수에 따라 증가하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제16항에 있어서, 상기 블럭 할당 수단은 최저 주파수 범위에 대한 주파수 범위에서의 주파수 범위 신호를 최대 블럭 길이를 갖는 블럭으로 분할하며, 상기 최대 블럭 길이는 압축 모드간에서 불변인 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제11항 또는 제15항에 있어서, 상기 장치는 추가로 압축된 디지털 신호를 유도하고, 상기 추가로 압축된 디지털 신호는 상기 압축된 디지털 신호보다 저속 비트 전송 속도를 가지며, 상기 장치는 회복된 주파수 범위 신호를 제공하기 위해 주파수 범위 신호중 하나의 신호를 직교 변환함으로써 얻어진 스펙트럼 계수를 역으로 직교 변환하는 역 직교 변환 수단과, 시간마다 회복된 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할하는 추가 블럭 분할 수단으로서, 각 블럭이 블럭 길이를 갖고, 상기 블럭의 블럭 길이는 주파수 범위 신호가 분할된 블럭 분할 수단내에서 최대 블럭 길이 보다도 긴 최대 블럭 길이를 갖는 추가 블럭 분할 수단과, 상기 추가 블럭 분할 수단으로부터 회복된 주파수 범위 신호의 각 블럭을 직교 변환하는 추가 직교 변환 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제11항에 있어서, 상기 주파수 범위 분할 수단은, 복수의 압축 모드를 선택중 모드에 따른 차단 주파수를 갖는 저역 필터로서, 상기 저역 필터는 디지털 입력 신호를 수신하고, 주파수 제한 신호를 제공하며, 상기 저역 필터의 차단 주파수는 제 2 압축 모드에서 보다도 제 1 압축 모드에서 고주파로 설정되는 저역 필터와, 복수 주파수 범위의 각각에서 주파수 범위 신호를 제공하기 위해 주파수마다 주파수 제한 신호를 분할하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제20항에 있어서, 상기 양자화기는 대역중에 양자화 비트를 할당하는 적응 비트 할당 수단을 포함하며, 상기 적응 비트 할당 수단은 상기 저역 필터의 차단 주파수 보다도 높은 주파수에서 대역에 양자화 비트를 할당하지 않으며, 상기 포함 수단은 저역 필터의 차단 주파수보다도 높은 주파수에서 대역용으로 서브 정보가 없는 압축된 디지털 신호내에 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
제10항에 있어서, 상기 직교 변환 회로는 변형된 불연속 코사인 변환을 수행하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호를 압축하는 장치.
압축된 디지털 신호를 제공하기 위해 복수의 압축 모드중 선택된 하나의 모드로 디지털 입력 신호를 압축하며, 상기 복수의 압축 모드는 제 1 압축 모드 및 제 2 압축 모드를 포함하며, 상기 압축된 디지털 신호는 제 2 압축 모드에서 보다도 제 1 압축 모드에서 고속 비트 전송 속도를 갖는 디지털 입력 신호를 압축하는 방법에 있어서, 주파수 및 시간마다 그룹된 디지털 입력 신호의 스펙트럼 계수로부터 대역으로 유도하는 단계로서, 각 대역이 주파수 폭을 갖고, 대역중 적어도 하나의 대역의 주파수 폭이 압축 모드중 선택된 하나의 모드에 따라서 설정되는 유도 단계와, 양자화된 스펙트럼 계수를 제공하기 위해 각 대역에 특정 계수를 양자화 하는 단계와, 각 대역에 대한 서브 정보와 함께, 압축된 디지털 신호에서 각 대역내의 양자화된 스펙트럼 계수를 포함하는 단계를 구비하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제23항에 있어서, 스펙트럼 계수 유도 단계에서, 적어도 하나의 대역의 주파수 폭은 제 1 압축 모드에서 제 1 주파수 폭으로 설정되고, 제 2 압축 모드에서 제 2 주파수 폭으로 설정되며, 상기 제 2 주파수 폭은 상기 제 1 주파수 폭보다 큰 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제24항에 있어서, 상기 제 2 주파수 폭은 상기 제 1 주파수 폭보다 큰 정수배인 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제24항 또는 제25항에 있어서, 상기 디지털 입력 신호는 디지털 오디오 신호이고, 스펙트럼 계수를 유도하는 단계에서, 상기 스펙트럼 계수의 선택된 계수는 양자화 노이즈 및 마스킹을 결정하는 대역으로 주파수마다 그룹되고, 대부분의 대역은 고주파쪽으로 광범위하게 되는 주파수 폭 세트를 갖는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제23항에 있어서, 디지털 입력 신호는 디지털 오디오 신호이고, 스펙트럼 계수를 유도하는 단계에서, 스펙트럼 계수의 선택된 계수는 양자화 노이즈 및 마스킹을 결정하는 대역으로 주파수마다 그룹되고, 대부분의 대역은 고주파쪽으로 광범위하게 되는 주파수 폭 세트를 갖는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제27항에 있어서, 스펙트럼 계수를 유도하는 단계는 고정된 샘플링 주파수에서 디지털 입력 신호를 수신하는 단계를 포함하고, 상기 샘플링 주파수는 압축 모드간에서 불변인 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제23항 또는 제27항에 있어서, 스펙트럼 계수를 유도하는 단계는, 차단 주파수를 갖는 저역 필터를 제공하는 단계와, 복수의 압축 모드중 선택된 하나의 모드에 따른 저역 필터의 차단 주파수를 설정하는 단계로서, 상기 차단 주파수가 제 2 압축 모드에서 보다도 제 1 압축 모드에서 고주파로 설정되는 차단 주파수 설정 단계와, 주파수 한계 신호를 제공하기 위해 저역 필터를 사용하는 디지털 입력 신호를 필터링 하는 단계와, 상기 주파수 한계 신호로부터 스펙트럼 계수를 유도하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제29항에 있어서, 스펙트럼 계수를 유도하는 단계는 고정된 샘플링 주파수에서 디지털 입력 신호를 수신하는 단계를 구비하며, 상기 샘플링 주파수는 압축 모드간에서 불변인 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제29항에 있어서, 스펙트럼 계수를 양자화 하는 단계는 대역중에 양자화 비트를 적응적으로 할당하는 단계를 포함하며, 상기 양자화 비트는 양자화 비트가 저역 필터의 차단 주파수 보다도 높은 주파수에서 대역에 할당되는 일이 전혀 없도록 할당되며, 양자화 스펙트럼 계수 및 압축된 디지털 신호에서의 서브 정보를 포함하는 단계에서, 서브 정보는 저역 필터의 차단 주파수 보다도 높은 주파수에서 대역용으로 압축된 디지털 신호내에 포함되는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제23항에 있어서, 스펙트럼 계수를 유도하는 단계는, 시간마다 디지털 입력 신호를 블럭내에 분할하는 단계와, 스펙트럼 계수의 세트를 제공하기 위해 디지털 입력 신호의 각 블럭을 직교 변환하는 단계와, 주파수마다 스펙트럼 계수의 세트에서의 스펙트럼 계수를 대역으로 그룹하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제23항에 있어서, 상기 디지털 입력 신호로부터 스펙트럼 계수를 유도하는 단계는, 주파수마다 디지털 입력 신호를 복수의 주파수 범위의 각각에서 주파수 범위 신호를 분할하는 단계와, 시간마다 각 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할하는 단계와, 스펙트럼 계수의 세트를 제공하기 위해 주파수 범위의 신호의 블럭을 직교 변환하는 단계와, 주파수마다 스펙트럼 계수의 세트내에서의 스펙트럼 계수를 대역으로 그룹하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제33항에 있어서, 주파수마다 디지털 입력 신호를 분할하는 단계에서, 각각의 주파수 범위는 대역폭을 가지며, 상기 디지털 입력 신호는 최저 주파수 범위 및 그 다음의 최적 주파수 범위를 포함하는 주파수 범위내의 주파수 범위 신호로 분할되고, 상기 그 다음의 최저 주파수 범위는 최저 주파수 범위의 대역폭과 동등한 대역폭을 갖는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제33항에 있어서, 주파수마다 디지털 입력 신호를 복수의 주파수 범위의 주파수 범위 신호로 분할하는 단계에서, 상기 주파수 범위는 최저 주파수 범위를 포함하며, 각각의 주파수 범위는 대역폭을 갖고 상기 주파수 범위의 대역폭은 증가하는 주파수에 따라 증가하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제33항 내지 제35항중 어느 한 항에 있어서, 시간마다 각 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할하는 단계에서, 최저 주파수 범위에 대한 각 주파수 범위내의 주파수 범위 신호는 블럭으로 분할되며, 각 블럭은 최대 블럭 길이를 가지며, 상기 블럭의 최대 블럭 길이는 압축 모드간에서 불변인 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제33항에 있어서, 각 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할하는 단계에서, 각 블럭이 블럭 길이를 가지며, 상기 블럭의 블럭 길이는 최대 블럭 길이를 갖고, 각 주파수 범위의 신호는 압축 모드중 선택된 하나의 모드에 따라서 결정되는 최대 블럭 길이를 가지며, 상기 최대 블럭 길이는 제 1 압축 모드에서 보다도 제 2 압축 모드에서 보다 긴 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제37항에 있어서, 주파수마다 디지털 입력 신호를 분할하는 단계에서, 각 주파수 범위는 대역폭을 갖고, 상기 디지털 입력 신호는 최저 주파수 범위 및 그 다음의 최저 주파수 범위를 포함하는 주파수 범위내의 주파수 범위 신호로 분할되고, 상기 그 다음의 최저 주파수 범위는 최저 주파수 범위의 대역폭과 동등한 대역폭을 갖는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제37항에 있어서, 상기 주파수 범위 분할 수단은 주파수마다 디지털 입력 신호를 복수의 주파수 범위의 각각에서 주파수 범위 신호로 분할하며, 상기 주파수 범위의 대역폭은 증가하는 주파수에 따라서 증가하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제37항 내지 제39항중 어느 한 항에 있어서, 시간마다 각 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할하는 단계에서, 최저 주파수 범위에 대한 주파수 범위내의 주파수 범위 신호는 최대 블럭 길이를 가진 블럭으로 분할되며, 상기 최대 블럭 길이는 압축 모드간에서 불변인 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제33항 또는 제37항에 있어서, 상기 방법은 추가 압축 디지털 신호를 추가로 유도하며, 상기 추가 압축 디지털 신호는 압축된 디지털 신호 보다도 저속의 비트 전송 속도를 가지며, 상기 방법은, 회복된 주파수 범위 신호를 제공하기 위해 주파수 범위 신호중 하나의 신호를 직교 변환하여 제공된 스펙트럼 계수를 역으로 직교 변환하는 단계와, 각 블럭이 블럭 길이를 가지며, 상기 블럭의 블럭 길이가 최대 블럭 길이 보다도 긴 최대 블럭 길이를 갖는데, 각각의 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할하는 단계가 주파수 범위 신호로 분할되며, 시간마다 회복된 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할하는 단계와, 추가 블럭 분할 수단으로부터 회복된 주파수 범위의 각 블럭을 직교 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제33항에 있어서, 주파수마다 디지털 입력 신호를 분할하는 단계는, 차단 주파수를 가진 저역 필터를 제공하는 단계와, 저역 필터의 차단 주파수가 제 2 압축 모드에서 보다도 제 1 압축 모드에서 보다 높은 주파수로 설정되며, 복수의 압축 모드중 선택된 하나의 모드에 따라서 저역 필터의 차단 주파수를 설정하는 단계와, 주파수 한계 신호를 제공하기 위해 저역 필터를 사용하는 디지털 입력 신호를 필터링하는 단계와, 각 주파수 범위에서 주파수 범위 신호를 제공하기 위해 주파수마다 주파수-한계 신호를 분할하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제42항에 있어서, 스펙트럼 계수를 양자화하는 단계는 대역중에 양자화 비트를 적응적으로 할당하는 단계를 구비하며, 상기 양자화 비트는 양자화 비트가 저역 필터의 차단 주파수 보다도 높은 주파수에서 대역에 할당되는 일이 없도록 대역중에 할당되는 것과, 디지털 출력 신호의 양자화 스펙트럼 계수를 포함하는 단계에서, 저역 필터의 차단 주파수 보다도 높은 주파수에서 대역용 서브 정보가 압축된 디지털 신호내에 포함되는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제23항, 제27항, 제33항, 제42항중 어느 한 항에 있어서, 기록매체상에 압축된 디지털 신호를 기록하는 단계를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제44항에 있어서, 기록매체상에 압축 디지털 신호를 기록하는 단계에서, 압축된 디지털 신호는 자기 광학 디스크상에 기록되는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제44항에 있어서, 기록매체상에 압축된 디지털 신호를 기록하는 단계에서, 압축된 디지털 신호는 반도체 기록매체상에 기록되는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제44항에 있어서, 기록매체상에 압축된 디지털 신호를 기록하는 단계에서, 압축된 디지털 신호는 IC메모리 카드상에 기록되는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제44항에 있어서, 기록매체상에 압축된 디지털 신호를 기록하는 단계에서, 압축된 디지털 신호는 광학 디스크상에 기록되는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
제33항에 있어서, 디지털 입력 신호를 직교 변환하는 단계에서, 상기 디지털 입력 신호는 변형된 불연속 코사인 변환을 사용하여 직교 변환되는 것을 특징으로 하는 디지털 입력 신호 압축 방법.
압축된 디지털 신호를 제공하기 위해 디지털 입력 신호를 압축하고, 디지털 출력 신호를 제공하기 위해 압축된 디지털 신호를 신장하며, 제 1 압축 모드 및 제 2 압축 모드를 구비하는 적어도 2 개의 상이한 압축 모드 중 선택된 모드로 동작하며, 상기 압축된 디지털 신호는 제 2 압축 모드에서 보다도 제 1 압축 모드에서 보다 고속의 비트 전송 속도를 갖는 디지털 신호 처리 시스템에 있어서, 주파수마다 각각의 대역이 주파수 폭을 갖는 복수의 대역으로 그룹된 복수의 스펙트럼 계수로 디지털 입력 신호를 해석하고, 양자화된 스펙트럼 계수를 제공하기 위해 각 대역에서 스펙트럼 계수를 양자화하며, 압축된 디지털 신호로서 양자화된 스펙트럼 계수를 제공하기 위한 압축 신호 유도 수단과, 상기 스펙트럼 계수가 주파수마다 그룹된 적어도 하나의 대역의 주파수폭으로서, 선택된 압축 모드에 따라서 설정되는 주파수 폭을 설정하는 수단을 구비하는 압축기와; 압축된 디지털 신호를 수신하고, 그로부터 양자화된 스펙트럼 계수 및 서브 정보를 추출하는 디멀티플렉싱 수단과, 대역의 적어도 하나의 주파수 폭이 선택된 압축 모드에 따라서 설정되며, 스펙트럼 계수를 제공하기 위해 대역용 서브 정보를 사용하여 각 대역에서의 양자화된 스펙트럼 계수를 역양자화하는 역양자화 수단과, 스펙트럼 계수로부터 디지털 출력 신호를 유도하는 출력 신호 유도 수단을 구비하는 신장기틀 포함하는 것을 특징으로 하는 지지탈 신호 처리 시스템.
제50항에 있어서, 상기 디지털 입력 신호는 디지털 오디오 신호이고, 상기 압축된 신호 유도 수단은 양자화 노이즈 및 마스킹을 결정하기 위해 주파수마다 스펙트럼 계수의 선택된 계수를 대역으로 그룹하고, 대부문의 대역은 고주파쪽으로 광범위하게 설정된 대역폭을 갖는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 시스템.
제50항에 있어서, 압축기에서, 압축된 신호 유도 수단은, 시간마다 디지털 입력 신호를 블럭으로 분할하는 블럭 분할 수단과, 상기 블럭 분할 수단으로부터 디지털 입력 신호의 각 블럭을 수신하고, 각 블럭에 응답하여 스펙트럼 계수의 세트를 제공하는 직교 변환 회로와, 주파수마다 직교 변환 회로로부터 스펙트럼 계수의 각 세트를 대역으로 그룹하는 그룹 수단을 구비하며, 신장기에서, 상기 출력 신호 유도 수단은 역 양자화 수단으로부터 스펙트럼 계수를 수신하고 디지털 출력 신호의 블럭을 제공하는 역직교 변환 회로를 구비하는 것을 특징으르 하는 디지털 신호 처리 시스템.
제52항에 있어서, 상기 압축기는 주파수마다 디지털 입력 신호를 복수의 주파수 범위의 각각에서의 주파수 범위 신호로 분할하는 주파수 범위 분할 수단을 추가로 구비하며; 상기 압축기에서; 상기 블럭 분할 수단은 시간마다 각 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할하고; 상기 직교 변환 회로는 스펙트럼 계수를 제공하기 위해 각 주파수 범위 신호의 각 블럭을 직교 변환하는 수단을 구비하며; 신장기에서; 상기 역양자화 수단은 주파수마다 스펙트럼 계수를, 주파수 범위 분할 수단이 디지털 입력 신호를 분할하는 주파수 범위에 대응하는 주파수 범위로 분할하는 수단을 구비하고, 상기 역직교 변환 회로는 회복된 주파수 범위 신호의 블럭을 제공하기 위해 각 주파수 범위내의 스펙트럼 계수를 역으로 직교변환하는 수단을 구비하며, 상기 출력 신호 유도 수단이 디지털 출력 신호의 블럭을 제공하기 위해 회복된 주파수 범위 신호의 블럭을 합성하는 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 시스템.
제53항에 있어서, 압축기에서, 블럭 분할 수단은 각 주파수 범위 신호를 블럭으로 분할하며, 각 블럭은 블럭 길이를 가지며, 상기 블럭의 블럭 길이는 압축 모드의 선택된 모드에 따라 결정되는 최대 블럭 길이를 가지며, 최대 블럭 길이는 제 1 압축 모드에서 보다도 제 2 압축 모드에서 보다 긴 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 시스템.
제53항에 있어서, 압축기에서, 상기 주파수 범위 분할 수단은 복수의 압축 모드의 선택된 모드에 따라서 설정된 차단 주파수를 갖고, 디지털 입력 신호를 가지며, 주파수 제한 신호를 제공하며, 저역 필터의 차단 주파수가 제 2 압축 모드에서 보다도 제 1 압축 모드에서 보다 높은 주파수로 설정되는 저역 필터와, 주파수마다 주파수 한계 신호를 분할하여 복수의 주파수 범위의 각각에서 주파수 범위의 신호를 제공하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 시스템.
제 1 압축 모드로 디지털 입력 신호를 압축함으로써 얻어진 제 1 압축 디지털 신호로부터 제 2 압축 디지털 신호를 유도하는데, 상기 제 2 압축 디지털 신호는 제 2 압축 모드로 압축되고, 상기 제 1 압축 디지털 신호 및 제 2 압축 디지털 신호는 제각기 제 1 비트 전송 속도 및 제 2 비트 전송 속도를 가지며, 상기 제 2 비트 전송 속도는 상기 제 2 비트 전송 속도 보다 작으며, 상기 제 1 압축된 디지털 신호는 주파수마다 블럭으로 그룹된 복수의 양자화된 스펙트럼 계수를 포함하고, 상기 대역은 주파수마다 주파수 범위로 그룹되며, 상기 주파수 범위는 최저 주파수 범위를 구비하는 제 1 압축 디지털 신호로 부터 제 2 압축 디지털 신호를 유도하는 방법에 있어서, 제 1 압축 디지털 신호로부터 양자화된 스펙트럼 계수를 추출하는 단계와, 양자화된 스펙트럼 계수를 역으로 양자화하여 회복된 스펙트럼 계수를 제공하는 단계와, 최저 주파수 범위 내의 회복된 스펙트럼 계수를 역으로 직교 변환하여 최저 주파수 범위 신호의 블럭을 제공하는 단계와, 수퍼 블럭을 제공함과 함께 최저 주파수 범위의 블럭을 결합하는 단계와, 최저 주파수 범위 신호의 수퍼 블럭을 직교 변환하여 새로운 스펙트럼 계수를 제공하는 단계와, 새로운 스펙트럼 계수 및 회복된 스펙트럼 계수를 재양자화하는 것은 역 직교 변환 단계에서 역으로 직교 변환되지 않고 새로운 양자화된 스펙트럼 계수를 제공하는 단계와, 제 2 압축 디지털 신호에 새로운 양자화된 스펙트럼 계수를 구비하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제 1 압축 디지털 신호로부터 제 2 압축 디지털 신호를 유도하는 방법.
제56항에 있어서, 상기 주파수 범위는 고주파 범위를 추가로 구비하고, 상기 방법은, 고주파 범위에서의 회복된 스펙트럼 계수를 역으로 직교 변환하여 고주파 범위 신호의 블럭을 제공하는 단계와, 고주파 범위 신호를 다운 샘플링하여 다운 샘플링된 주파수 범위의 신호에 제공하는 단계와, 상기 다운 샘플된 주파수 범위 신호를 직교 변환하여 새로운 스펙트럼 계수를 추가로 제공하는 단계를 포함하며, 양자화 단계에서, 새로운 스펙트럼 계수 및 회복된 스펙트럼 계수는 역 직교 변환 단계에서 역으로 직교 변환되지 않으며, 새로운 추가 스펙트럼 계수는 또한 양자화 되어 새로운 양자화 스펙트럼 계수를 제공하는 것을 특징으로 하는 제 1 압축 디지털 신호로부터 제 2 압축 디지털 신호를 유도하는 방법.
제57항에 있어서, 상기 고주파 범위 신호를 다운 샘플링하는 단계에서, 고주파 범위 신호가 적어도 2개의 계수에 의해 다운 샘플되는 것을 특징으로 하는 제 1압축 디지털 신호로부터 제 2 압축 디지털 신호를 유도하는 방법.
제56항에 있어서, 기록 매체로부터 제 1 압축 신호를 재생하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 제 1 압축 디지털 신호로부터 제 2 압축 디지털 신호를 유도하는 방법.