JP3315652B2 - 電流出力回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、所定の基準電流を
サンプリングしてそれに応じた電流を出力する電流出力
回路、特に、表示装置等における複数の発光素子等の駆
動回路に好適な電流出力回路に関するものである。
サンプリングしてそれに応じた電流を出力する電流出力
回路、特に、表示装置等における複数の発光素子等の駆
動回路に好適な電流出力回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、発光ダイオード（以下、ＬＥＤと
いう）等の発光素子を多数配列して文字や画像を表示す
る場合、例えば、図３に示すように各々のＬＥＤ素子Ｄ
１、Ｄ２、…に対応してＤ／ＡコンバータＢ１、Ｂ２、
…等の定電流回路を設け、各Ｄ／Ａコンバータから各Ｌ
ＥＤ素子に所定の駆動電流を供給することにより各々の
ＬＥＤ素子を駆動している。ＬＥＤ素子はＤ／Ａコンバ
ータの駆動電流によって発光量が変化し、各Ｄ／Ａコン
バータは電流出力型で、Ｖref ＋はＤ／Ａコンバータに
おけるリファレンス電圧の高圧側入力端子、Ｖref −は
低圧側入力端子である。各々のＤ／Ａコンバータの出力
電流は、何らかの方法で各Ｄ／Ａコンバータのデジタル
データが設定されていればＶref ＋、Ｖref −の入力電
圧によって決定される。
いう）等の発光素子を多数配列して文字や画像を表示す
る場合、例えば、図３に示すように各々のＬＥＤ素子Ｄ
１、Ｄ２、…に対応してＤ／ＡコンバータＢ１、Ｂ２、
…等の定電流回路を設け、各Ｄ／Ａコンバータから各Ｌ
ＥＤ素子に所定の駆動電流を供給することにより各々の
ＬＥＤ素子を駆動している。ＬＥＤ素子はＤ／Ａコンバ
ータの駆動電流によって発光量が変化し、各Ｄ／Ａコン
バータは電流出力型で、Ｖref ＋はＤ／Ａコンバータに
おけるリファレンス電圧の高圧側入力端子、Ｖref −は
低圧側入力端子である。各々のＤ／Ａコンバータの出力
電流は、何らかの方法で各Ｄ／Ａコンバータのデジタル
データが設定されていればＶref ＋、Ｖref −の入力電
圧によって決定される。
【０００３】図４は通常の電流出力型のＤ／Ａコンバー
タを示す回路図である。図４において、Ａ１は演算増幅
器、ＲｆはＶref ＋、Ｖref −のリファレンス電圧から
電流に変換するための帰還抵抗器、Ｑ１、Ｑ２、…はバ
イナリーの重み付けがなされた定電流回路を構成するＮ
ＰＮトランジスタ、Ｒ１、Ｒ２、…は抵抗器、Ｓ１、Ｓ
２、…はスイッチ素子、Ｔは電流出力端子である。
タを示す回路図である。図４において、Ａ１は演算増幅
器、ＲｆはＶref ＋、Ｖref −のリファレンス電圧から
電流に変換するための帰還抵抗器、Ｑ１、Ｑ２、…はバ
イナリーの重み付けがなされた定電流回路を構成するＮ
ＰＮトランジスタ、Ｒ１、Ｒ２、…は抵抗器、Ｓ１、Ｓ
２、…はスイッチ素子、Ｔは電流出力端子である。
【０００４】図４の電流出力型Ｄ／Ａコンバータを用い
て図３に示すように多チャネルのＬＥＤ素子の駆動回路
を構成する場合、問題となるのは各チャネルにおける出
力電流値のバラツキである。特に、出力電流値のバラツ
キを大きく左右するのは、帰還抵抗器Ｒｆの抵抗値のバ
ラツキである。そのため、半導体集積回路で多チャネル
ＬＥＤ素子駆動回路を集積化すると、出力チャネル数が
増大するに従いバラツキが増加し、バラツキを小さくす
るためには、レーザトリミング等による帰還抵抗器Ｒｆ
の調整を必要とし、製造コストが増加してしまう。ま
た、Ｄ／Ａコンバータはチャネル数分必要であるため、
集積回路の占有面積も当然増大するという問題点があっ
た。
て図３に示すように多チャネルのＬＥＤ素子の駆動回路
を構成する場合、問題となるのは各チャネルにおける出
力電流値のバラツキである。特に、出力電流値のバラツ
キを大きく左右するのは、帰還抵抗器Ｒｆの抵抗値のバ
ラツキである。そのため、半導体集積回路で多チャネル
ＬＥＤ素子駆動回路を集積化すると、出力チャネル数が
増大するに従いバラツキが増加し、バラツキを小さくす
るためには、レーザトリミング等による帰還抵抗器Ｒｆ
の調整を必要とし、製造コストが増加してしまう。ま
た、Ｄ／Ａコンバータはチャネル数分必要であるため、
集積回路の占有面積も当然増大するという問題点があっ
た。
【０００５】また、他の多チャネルＬＥＤ素子駆動回路
として図５に示すように１つの電流源を用い、且つスイ
ッチ素子とコンデンサによるサンプリング回路を併用し
たものが考えられている。図５において、ＤＡＣは電流
出力型Ｄ／Ａコンバータ、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、…は定電
流回路を構成するＰＭＯＳトランジスタ、Ｓ１、Ｓ２、
Ｓ３、…とＣ１、Ｃ２、Ｃ３、…はそれぞれサンプル／
ホールド回路を構成するスイッチ素子とコンデンサ、Ｄ
１、Ｄ２、Ｄ３、…はＬＥＤ等の発光素子、Ｔは電源端
子である。
として図５に示すように１つの電流源を用い、且つスイ
ッチ素子とコンデンサによるサンプリング回路を併用し
たものが考えられている。図５において、ＤＡＣは電流
出力型Ｄ／Ａコンバータ、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、…は定電
流回路を構成するＰＭＯＳトランジスタ、Ｓ１、Ｓ２、
Ｓ３、…とＣ１、Ｃ２、Ｃ３、…はそれぞれサンプル／
ホールド回路を構成するスイッチ素子とコンデンサ、Ｄ
１、Ｄ２、Ｄ３、…はＬＥＤ等の発光素子、Ｔは電源端
子である。
【０００６】動作を説明すると、まず、スイッチ素子Ｓ
１、Ｓ４をオンし、他のスイッチ素子をオフすることに
よりホールドコンデンサＣ１をＤＡＣの出力電流によっ
て充電する。コンデンサＣ１の充電電圧は、ＤＡＣの出
力電流とＰＭＯＳトランジスタＭ１のゲート−ソース間
電圧ＶGS対ドレイン電流ＩD の特性によって決定され、
その電圧に応じてカレントミラー回路を構成するトラン
ジスタＭ１の他方側トランジスタＭ２により発光素子Ｄ
１が定電流駆動される。また、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ４
をオフし、スイッチ素子Ｓ２、Ｓ５をオンすると、同様
にホールドコンデンサＣ２が充電され、その充電電圧に
応じてトランジスタＭ４により発光素子Ｄ２が定電流駆
動される。
１、Ｓ４をオンし、他のスイッチ素子をオフすることに
よりホールドコンデンサＣ１をＤＡＣの出力電流によっ
て充電する。コンデンサＣ１の充電電圧は、ＤＡＣの出
力電流とＰＭＯＳトランジスタＭ１のゲート−ソース間
電圧ＶGS対ドレイン電流ＩD の特性によって決定され、
その電圧に応じてカレントミラー回路を構成するトラン
ジスタＭ１の他方側トランジスタＭ２により発光素子Ｄ
１が定電流駆動される。また、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ４
をオフし、スイッチ素子Ｓ２、Ｓ５をオンすると、同様
にホールドコンデンサＣ２が充電され、その充電電圧に
応じてトランジスタＭ４により発光素子Ｄ２が定電流駆
動される。
【０００７】図５の回路の場合、各チャネルの出力電流
を決定するのは１つのＤＡＣであるので、多数のＤＡＣ
を用いた図３の駆動回路のような電流のバラツキは発生
しない。但し、カレントミラーを構成するトランジスタ
Ｍ１、Ｍ２、抵抗器Ｒ１、Ｒ２やトランジスタＭ３、Ｍ
４、抵抗器Ｒ３、Ｒ４等の相対精度は出力電流バラツキ
の要素となり得るが、それぞれの素子は隣接して配置で
きるので、図３の回路よりも電流バラツキを小さくする
ことができる。
を決定するのは１つのＤＡＣであるので、多数のＤＡＣ
を用いた図３の駆動回路のような電流のバラツキは発生
しない。但し、カレントミラーを構成するトランジスタ
Ｍ１、Ｍ２、抵抗器Ｒ１、Ｒ２やトランジスタＭ３、Ｍ
４、抵抗器Ｒ３、Ｒ４等の相対精度は出力電流バラツキ
の要素となり得るが、それぞれの素子は隣接して配置で
きるので、図３の回路よりも電流バラツキを小さくする
ことができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５の
回路では、高速のサンプル／ホールドを行うと、ホール
ドコンデンサの充電速度はコンデンサの容量とＤＡＣの
電流により決まり、ＤＡＣの出力電流の依存を受ける
上、ホールドコンデンサの容量を小さくするにつれてス
イッチ素子Ｓ４〜Ｓ６のオフ時に発生するホールドステ
ップと呼ばれるホールド電圧の変位が大きくなるため、
ＤＡＣに設定された電流値に対して定電流回路を構成す
るトランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６、…の出力電流のずれ
が大きくなるという問題があった。
回路では、高速のサンプル／ホールドを行うと、ホール
ドコンデンサの充電速度はコンデンサの容量とＤＡＣの
電流により決まり、ＤＡＣの出力電流の依存を受ける
上、ホールドコンデンサの容量を小さくするにつれてス
イッチ素子Ｓ４〜Ｓ６のオフ時に発生するホールドステ
ップと呼ばれるホールド電圧の変位が大きくなるため、
ＤＡＣに設定された電流値に対して定電流回路を構成す
るトランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６、…の出力電流のずれ
が大きくなるという問題があった。
【０００９】更に、ホールドコンデンサの放電速度はゲ
ートとドレインが短絡されたＰＭＯＳトランジスタＭ
１、Ｍ３、Ｍ５、…の相互コンダクタンスｇm で決まっ
てしまう。また、各トランジスタの素子サイズは、相互
コンダクタンスｇm が各トランジスタのゲート長Ｌとゲ
ート幅Ｗとの比（Ｗ／Ｌ）に依存するため、ホールドコ
ンデンサの放電速度を速めるためには相互コンダクタン
スを大きくする必要があるが、そのためには各トランジ
スタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、…のゲート幅Ｗを大きくする必
要がある。
ートとドレインが短絡されたＰＭＯＳトランジスタＭ
１、Ｍ３、Ｍ５、…の相互コンダクタンスｇm で決まっ
てしまう。また、各トランジスタの素子サイズは、相互
コンダクタンスｇm が各トランジスタのゲート長Ｌとゲ
ート幅Ｗとの比（Ｗ／Ｌ）に依存するため、ホールドコ
ンデンサの放電速度を速めるためには相互コンダクタン
スを大きくする必要があるが、そのためには各トランジ
スタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、…のゲート幅Ｗを大きくする必
要がある。
【００１０】しかし、ＰＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ
２、Ｍ３、…のゲート幅を大きくすると、集積回路の占
有面積が増大するのは当然であるが、同時にドレインに
付随する半導体基板との間等で形成される寄生容量が大
きくなってしまい、しかも、この寄生容量は出力チャネ
ル数倍されるため、寄生容量は高速のサンプル／ホール
ド速度を阻害するという問題があった。また、図５の回
路のカレントミラーの精度は、カレントミラー回路を構
成する一対のトランジスタのドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSのアンバランスによっても発生し、これも出力電流の
バラツキの原因になっていた。
２、Ｍ３、…のゲート幅を大きくすると、集積回路の占
有面積が増大するのは当然であるが、同時にドレインに
付随する半導体基板との間等で形成される寄生容量が大
きくなってしまい、しかも、この寄生容量は出力チャネ
ル数倍されるため、寄生容量は高速のサンプル／ホール
ド速度を阻害するという問題があった。また、図５の回
路のカレントミラーの精度は、カレントミラー回路を構
成する一対のトランジスタのドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSのアンバランスによっても発生し、これも出力電流の
バラツキの原因になっていた。
【００１１】本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされ
たもので、高速且つ高精度で出力電流を設定することが
可能で、出力電流のチャネル間バラツキを小さくでき、
更に半導体チップに集積化する場合に占有面積を小さく
ことが可能な電流出力回路を提供することを目的とす
る。
たもので、高速且つ高精度で出力電流を設定することが
可能で、出力電流のチャネル間バラツキを小さくでき、
更に半導体チップに集積化する場合に占有面積を小さく
ことが可能な電流出力回路を提供することを目的とす
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、各々ゲ
ート端子が共通に接続された一対のＭＯＳトランジスタ
を有するカレントミラー回路の複数と、 各カレントミラ
ー回路の前記ゲート端子に接続されたホールドコンデン
サと、 各カレントミラー回路の前記一対のＭＯＳトラン
ジスタのうち一方に、スイッチ素子により選択的に接続
される基準電流源と、 各カレントミラー回路の前記一対
のＭＯＳトランジスタのうち他方に接続され、負荷に供
給する電流を出力するための電流出力端子と、 を備えた
電流出力回路において、 所定の基準電圧が入力される正
転入力端子と、各カレントミラー回路の前記ゲート端子
にスイッチ素子により選択的に接続される出力端子と、
前記カレントミラー回路の前記一対のトランジスタのう
ち前記一方のトランジスタに選択的に接続される反転入
力端子と、を有する電流帰還型の演算増幅器を備えてい
ることを特徴とする電流出力回路によって達成される。
ート端子が共通に接続された一対のＭＯＳトランジスタ
を有するカレントミラー回路の複数と、 各カレントミラ
ー回路の前記ゲート端子に接続されたホールドコンデン
サと、 各カレントミラー回路の前記一対のＭＯＳトラン
ジスタのうち一方に、スイッチ素子により選択的に接続
される基準電流源と、 各カレントミラー回路の前記一対
のＭＯＳトランジスタのうち他方に接続され、負荷に供
給する電流を出力するための電流出力端子と、 を備えた
電流出力回路において、 所定の基準電圧が入力される正
転入力端子と、各カレントミラー回路の前記ゲート端子
にスイッチ素子により選択的に接続される出力端子と、
前記カレントミラー回路の前記一対のトランジスタのう
ち前記一方のトランジスタに選択的に接続される反転入
力端子と、を有する電流帰還型の演算増幅器を備えてい
ることを特徴とする電流出力回路によって達成される。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の一実
施形態の構成を示す回路図である。図１において、ま
ず、Ｍ１、Ｍ２はゲート端子が共通に接続された一対の
ＰＭＯＳトランジスタ、Ｃ１は電流出力型Ｄ／Ａコンバ
ータ６の出力電流をサンプル／ホールドするためのホー
ルドコンデンサである。ホールドコンデンサＣ１はトラ
ンジスタのゲート端子と電源端子１との間に接続されて
いる。一対のＰＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２によりカ
レントミラー回路が構成されている。また、Ｓ１、Ｓ２
はスイッチ素子、Ｒ１、Ｒ２は抵抗器、Ｄ１は駆動対象
の発光素子である。
て図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の一実
施形態の構成を示す回路図である。図１において、ま
ず、Ｍ１、Ｍ２はゲート端子が共通に接続された一対の
ＰＭＯＳトランジスタ、Ｃ１は電流出力型Ｄ／Ａコンバ
ータ６の出力電流をサンプル／ホールドするためのホー
ルドコンデンサである。ホールドコンデンサＣ１はトラ
ンジスタのゲート端子と電源端子１との間に接続されて
いる。一対のＰＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２によりカ
レントミラー回路が構成されている。また、Ｓ１、Ｓ２
はスイッチ素子、Ｒ１、Ｒ２は抵抗器、Ｄ１は駆動対象
の発光素子である。
【００１４】一対のトランジスタＭ１、Ｍ２のうち一方
のトランジスタＭ１のドレイン端子はスイッチ素子Ｓ１
を介してＤ／Ａコンバータ６に接続され、他方のトラン
ジスタＭ２のドレイン端子は出力端子２を介して発光素
子Ｄ１に接続されている。即ち、トランジスタＭ１によ
りＤ／Ａコンバータ６の出力電流をサンプリングし、ト
ランジスタＭ２により負荷の発光素子Ｄ１にサンプリン
グされた電流に応じた駆動電流を供給するように構成さ
れている。また、一対のトランジスタＭ１、Ｍ２のゲー
ト端子はスイッチ素子Ｓ２を介して演算増幅器４の出力
端子に接続されている。以上の一対のトランジスタＭ
１、Ｍ２、ホールドコンデンサＣ１、抵抗器Ｒ１、Ｒ
２、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２で１チャネルの電流供給回
路が構成されている。
のトランジスタＭ１のドレイン端子はスイッチ素子Ｓ１
を介してＤ／Ａコンバータ６に接続され、他方のトラン
ジスタＭ２のドレイン端子は出力端子２を介して発光素
子Ｄ１に接続されている。即ち、トランジスタＭ１によ
りＤ／Ａコンバータ６の出力電流をサンプリングし、ト
ランジスタＭ２により負荷の発光素子Ｄ１にサンプリン
グされた電流に応じた駆動電流を供給するように構成さ
れている。また、一対のトランジスタＭ１、Ｍ２のゲー
ト端子はスイッチ素子Ｓ２を介して演算増幅器４の出力
端子に接続されている。以上の一対のトランジスタＭ
１、Ｍ２、ホールドコンデンサＣ１、抵抗器Ｒ１、Ｒ
２、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２で１チャネルの電流供給回
路が構成されている。
【００１５】また、Ｍ３、Ｍ４はＰＭＯＳトランジス
タ、Ｃ２はホールドコンデンサ、Ｒ１、Ｒ２は抵抗器、
Ｓ３、Ｓ４はスイッチ素子、Ｄ２は発光素子である。ト
ランジスタＭ３、Ｍ４は同様にカレントミラー構成であ
る。また、一方のトランジスタＭ３のドレイン端子はス
イッチ素子Ｓ３を介して電流出力型Ｄ／Ａコンバータ６
に接続され、他方のトランジスタＭ４のドレイン端子は
出力端子３を介して発光素子Ｄ２に接続されている。更
に、トランジスタＭ３、Ｍ４のゲート端子はスイッチ素
子Ｓ４を介して演算増幅器４の出力端子に接続されてい
る。以上のトランジスタＭ３、Ｍ４、ホールドコンデン
サＣ２、抵抗器Ｒ３、Ｒ４、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４で
１チャネルの電流供給回路が構成されている。
タ、Ｃ２はホールドコンデンサ、Ｒ１、Ｒ２は抵抗器、
Ｓ３、Ｓ４はスイッチ素子、Ｄ２は発光素子である。ト
ランジスタＭ３、Ｍ４は同様にカレントミラー構成であ
る。また、一方のトランジスタＭ３のドレイン端子はス
イッチ素子Ｓ３を介して電流出力型Ｄ／Ａコンバータ６
に接続され、他方のトランジスタＭ４のドレイン端子は
出力端子３を介して発光素子Ｄ２に接続されている。更
に、トランジスタＭ３、Ｍ４のゲート端子はスイッチ素
子Ｓ４を介して演算増幅器４の出力端子に接続されてい
る。以上のトランジスタＭ３、Ｍ４、ホールドコンデン
サＣ２、抵抗器Ｒ３、Ｒ４、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４で
１チャネルの電流供給回路が構成されている。
【００１６】ここで、演算増幅器４は電流帰還型の演算
増幅器であり、正転入力端子＋にバイアス電圧源５から
所定の基準電圧が入力され、反転入力端子−には帰還抵
抗器Ｒｆの一端が接続されている。帰還抵抗器Ｒｆの他
端はスイッチ素子Ｓ１、Ｓ３、とＤ／Ａコンバータ６と
の接続点に接続されている。また、演算増幅器４の出力
端子は前述のようにスイッチ素子Ｓ２、Ｓ４の一端が接
続されている。演算増幅器４における反転入力端子−の
定義は、この反転入力端子−から流れ出る電流が発生し
た時に演算増幅器４の出力電圧が低下する側の入力端子
である。正転入力端子＋は、通常の電流帰還型オペアン
プと同様に高入力インピーダンスとなっている。
増幅器であり、正転入力端子＋にバイアス電圧源５から
所定の基準電圧が入力され、反転入力端子−には帰還抵
抗器Ｒｆの一端が接続されている。帰還抵抗器Ｒｆの他
端はスイッチ素子Ｓ１、Ｓ３、とＤ／Ａコンバータ６と
の接続点に接続されている。また、演算増幅器４の出力
端子は前述のようにスイッチ素子Ｓ２、Ｓ４の一端が接
続されている。演算増幅器４における反転入力端子−の
定義は、この反転入力端子−から流れ出る電流が発生し
た時に演算増幅器４の出力電圧が低下する側の入力端子
である。正転入力端子＋は、通常の電流帰還型オペアン
プと同様に高入力インピーダンスとなっている。
【００１７】Ｄ／Ａコンバータ６は前述のように電流出
力型Ｄ／Ａコンバータであり、所定の基準電流を出力す
る。電流出力型Ｄ／Ａコンバータ６は各々の電流供給回
路で電流をサンプリングする際の基準電流源として用い
られる。なお、図１の回路では、簡単のため２チャネル
分の回路のみ示しているが、実際には駆動対象の複数の
発光素子に対応して、一対のトランジスタ、ホールドコ
ンデンサ、抵抗器、スイッチ素子からなる電流供給回路
が複数設けられ、各々駆動対象の発光素子に駆動電流を
供給するように構成されている。
力型Ｄ／Ａコンバータであり、所定の基準電流を出力す
る。電流出力型Ｄ／Ａコンバータ６は各々の電流供給回
路で電流をサンプリングする際の基準電流源として用い
られる。なお、図１の回路では、簡単のため２チャネル
分の回路のみ示しているが、実際には駆動対象の複数の
発光素子に対応して、一対のトランジスタ、ホールドコ
ンデンサ、抵抗器、スイッチ素子からなる電流供給回路
が複数設けられ、各々駆動対象の発光素子に駆動電流を
供給するように構成されている。
【００１８】また、本実施形態では、複数の発光素子を
配置して文字や画像を表示する表示装置を駆動対象とし
ていて、スイッチ素子により点灯すべき発光素子を選択
し、目的の発光素子に駆動電流を供給することにより、
文字や画像等を表示する。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、ス
イッチ素子Ｓ３、Ｓ４はそれぞれ対になっていて、各対
のスイッチ素子は図示しない制御回路からの制御信号に
より同時にオン／オフ制御される。
配置して文字や画像を表示する表示装置を駆動対象とし
ていて、スイッチ素子により点灯すべき発光素子を選択
し、目的の発光素子に駆動電流を供給することにより、
文字や画像等を表示する。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、ス
イッチ素子Ｓ３、Ｓ４はそれぞれ対になっていて、各対
のスイッチ素子は図示しない制御回路からの制御信号に
より同時にオン／オフ制御される。
【００１９】次に、本実施形態の動作について説明す
る。まず、例えば、制御回路からの制御信号によりスイ
ッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオンしたものとする。他のスイッ
チ素子はオフとする。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２がオンす
ると、電流出力型Ｄ／Ａコンバータ６の出力電流に応じ
た電流をＰＭＯＳトランジスタＭ２が出力するようにト
ラッキングした状態となる。この時、演算増幅器４の反
転入力端子−にトランジスタＭ１のドレイン電圧が帰還
抵抗器Ｒｆを介してフィードバックされ、一方、正転入
力端子＋には電圧源５から所定の基準電圧が入力されて
いるため、演算増幅器４においてトランジスタＭ１のド
レイン電圧が基準電圧に等しくなるように制御が働く。
る。まず、例えば、制御回路からの制御信号によりスイ
ッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオンしたものとする。他のスイッ
チ素子はオフとする。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２がオンす
ると、電流出力型Ｄ／Ａコンバータ６の出力電流に応じ
た電流をＰＭＯＳトランジスタＭ２が出力するようにト
ラッキングした状態となる。この時、演算増幅器４の反
転入力端子−にトランジスタＭ１のドレイン電圧が帰還
抵抗器Ｒｆを介してフィードバックされ、一方、正転入
力端子＋には電圧源５から所定の基準電圧が入力されて
いるため、演算増幅器４においてトランジスタＭ１のド
レイン電圧が基準電圧に等しくなるように制御が働く。
【００２０】ここで、例えば、トランジスタＭ１のドレ
イン電流がＤ／Ａコンバータ６の出力電流よりも少ない
とトランジスタＭ１のドレイン電圧が低下し、一方、演
算増幅器４の反転入力端子−は正転入力端子＋にほぼ等
しい電圧で低インピーダンス駆動されているため、帰還
抵抗器ＲｆにはＤ／Ａコンバータ６へ電流が流れ込む方
向に電流が流れ、その結果、演算増幅器４の出力電圧、
即ち、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧が低下す
る。従って、トランジスタＭ１のドレイン電流が増加
し、演算増幅器４のゲインが十分に高いと帰還抵抗器Ｒ
ｆに流れる電流がほぼ０になったところで安定し、トラ
ンジスタＭ１のドレイン電流はＤ／Ａコンバータ６の出
力電流に等しくなる。
イン電流がＤ／Ａコンバータ６の出力電流よりも少ない
とトランジスタＭ１のドレイン電圧が低下し、一方、演
算増幅器４の反転入力端子−は正転入力端子＋にほぼ等
しい電圧で低インピーダンス駆動されているため、帰還
抵抗器ＲｆにはＤ／Ａコンバータ６へ電流が流れ込む方
向に電流が流れ、その結果、演算増幅器４の出力電圧、
即ち、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧が低下す
る。従って、トランジスタＭ１のドレイン電流が増加
し、演算増幅器４のゲインが十分に高いと帰還抵抗器Ｒ
ｆに流れる電流がほぼ０になったところで安定し、トラ
ンジスタＭ１のドレイン電流はＤ／Ａコンバータ６の出
力電流に等しくなる。
【００２１】トランジスタＭ１とＭ２はカレントミラー
構成であるため、他方のトランジスタＭ２のドレイン電
流、即ち、出力端子２の電流はＤ／Ａコンバータ６の出
力電流と等しくなる。この状態からスイッチ素子Ｓ１、
Ｓ２をオフすると、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電
圧はホールドコンデンサＣ１によりホールドされ、前述
のようにトランジスタＭ１に設定された電流が、出力端
子２から負荷の発光素子Ｄ１に駆動電流として供給され
る。また、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンすると、先の
説明と全く同様にトランジスタＭ４のドレイン電流がＤ
／Ａコンバータ６の出力電流と等しくなるように制御が
働き、出力端子３から負荷の発光素子Ｄ２に駆動電流し
て供給される。
構成であるため、他方のトランジスタＭ２のドレイン電
流、即ち、出力端子２の電流はＤ／Ａコンバータ６の出
力電流と等しくなる。この状態からスイッチ素子Ｓ１、
Ｓ２をオフすると、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電
圧はホールドコンデンサＣ１によりホールドされ、前述
のようにトランジスタＭ１に設定された電流が、出力端
子２から負荷の発光素子Ｄ１に駆動電流として供給され
る。また、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンすると、先の
説明と全く同様にトランジスタＭ４のドレイン電流がＤ
／Ａコンバータ６の出力電流と等しくなるように制御が
働き、出力端子３から負荷の発光素子Ｄ２に駆動電流し
て供給される。
【００２２】ここで、本実施形態では、スイッチ素子Ｓ
１、Ｓ２又はＳ３、Ｓ４をオンした時に形成される負帰
還ループは、帰還抵抗器Ｒｆに流れる電流がほぼ０にな
った時、即ち、電流帰還型演算増幅器４の入力端子間電
圧が０の時にバランスするため、最終的にはトランジス
タＭ２、Ｍ４のドレイン電圧は演算増幅器４の正転入力
端子＋における電圧源５の基準電圧にほぼ等しくなる。
従って、トランジスタＭ２、Ｍ４からそれぞれ出力端子
２、３を介して発光素子Ｄ１、Ｄ２に駆動電流を供給す
る場合、発光素子Ｄ１、Ｄ２の両端電圧は既知であるか
ら、電圧源５における基準電圧を発光素子の既知の電圧
に設定するのが望ましい。
１、Ｓ２又はＳ３、Ｓ４をオンした時に形成される負帰
還ループは、帰還抵抗器Ｒｆに流れる電流がほぼ０にな
った時、即ち、電流帰還型演算増幅器４の入力端子間電
圧が０の時にバランスするため、最終的にはトランジス
タＭ２、Ｍ４のドレイン電圧は演算増幅器４の正転入力
端子＋における電圧源５の基準電圧にほぼ等しくなる。
従って、トランジスタＭ２、Ｍ４からそれぞれ出力端子
２、３を介して発光素子Ｄ１、Ｄ２に駆動電流を供給す
る場合、発光素子Ｄ１、Ｄ２の両端電圧は既知であるか
ら、電圧源５における基準電圧を発光素子の既知の電圧
に設定するのが望ましい。
【００２３】こうすることにより、トランジスタＭ１、
Ｍ３のドレイン電圧を出力端子２、３の電圧にそれぞれ
等しくできるため、カレントミラー回路を構成する各対
のトランジスタのドレイン−ソース間電圧ＶDS依存によ
る電流ミラー比の悪化を改善することができる。よっ
て、各発光素子の出力電流のバラツキを抑えられ、高精
度の電流出力回路を実現することができる。
Ｍ３のドレイン電圧を出力端子２、３の電圧にそれぞれ
等しくできるため、カレントミラー回路を構成する各対
のトランジスタのドレイン−ソース間電圧ＶDS依存によ
る電流ミラー比の悪化を改善することができる。よっ
て、各発光素子の出力電流のバラツキを抑えられ、高精
度の電流出力回路を実現することができる。
【００２４】図２は図１の回路に用いられる電流帰還型
演算増幅器４の一例を示す回路図である。図２におい
て、端子７は演算増幅器４の正転入力端子＋に相当し、
端子８は反転入力端子−に相当する。また、Ｉ１、Ｉ
２、Ｉ３は各々定電流バイアス電流源、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ
７、Ｍ８、Ｍ９、Ｍ１０は増幅作用を行うＰＭＯＳトラ
ンジスタ又はＮＭＯＳトランジスタである。このような
回路によって電流帰還型演算増幅器４が構成されてい
る。なお、演算増幅器４としてはこの他に様々な回路が
あることは言うまでもない。
演算増幅器４の一例を示す回路図である。図２におい
て、端子７は演算増幅器４の正転入力端子＋に相当し、
端子８は反転入力端子−に相当する。また、Ｉ１、Ｉ
２、Ｉ３は各々定電流バイアス電流源、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ
７、Ｍ８、Ｍ９、Ｍ１０は増幅作用を行うＰＭＯＳトラ
ンジスタ又はＮＭＯＳトランジスタである。このような
回路によって電流帰還型演算増幅器４が構成されてい
る。なお、演算増幅器４としてはこの他に様々な回路が
あることは言うまでもない。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、次の効果
がある。 （１）出力電流を設定する基準電流源は１つあればよ
く、また、相対精度を必要とするのは一対のトランジス
タから成るカレントミラー回路だけであるので、出力電
流を設定する電流源を出力チャネル数分必要とする従来
回路に比べてチャネル間の出力電流バラツキを大幅に小
さくすることができる。 （２）出力電流を設定するのに演算増幅器を用いて帰還
をかけて能動的に設定しているので、従来のように受動
的に出力電流を設定するのに比べて出力電流を設定する
時間を短縮することができる。 （３）出力電流を設定する基準電流源は１つでよく、チ
ャネル当たりの素子数を削減できるので、半導体集積回
路で集積化する場合に回路が占める占有面積を小さくで
き、安価に作製することができる。 （４）演算増幅器における基準電圧を負荷の素子の電圧
と等しく設定することにより、カレントミラー回路を構
成する一対のトランジスタのドレイン−ソース間電圧を
等しくした状態で電流をサンプリングでき、出力電流の
精度を大幅に高めることができる。
がある。 （１）出力電流を設定する基準電流源は１つあればよ
く、また、相対精度を必要とするのは一対のトランジス
タから成るカレントミラー回路だけであるので、出力電
流を設定する電流源を出力チャネル数分必要とする従来
回路に比べてチャネル間の出力電流バラツキを大幅に小
さくすることができる。 （２）出力電流を設定するのに演算増幅器を用いて帰還
をかけて能動的に設定しているので、従来のように受動
的に出力電流を設定するのに比べて出力電流を設定する
時間を短縮することができる。 （３）出力電流を設定する基準電流源は１つでよく、チ
ャネル当たりの素子数を削減できるので、半導体集積回
路で集積化する場合に回路が占める占有面積を小さくで
き、安価に作製することができる。 （４）演算増幅器における基準電圧を負荷の素子の電圧
と等しく設定することにより、カレントミラー回路を構
成する一対のトランジスタのドレイン−ソース間電圧を
等しくした状態で電流をサンプリングでき、出力電流の
精度を大幅に高めることができる。
【図１】本発明の一実施形態の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図２】図１の実施形態の電流帰還型演算増幅器の一例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図３】従来例の発光素子を駆動する駆動回路を示す回
路図である。
路図である。
【図４】図３の回路のＤ／Ａコンバータを詳細に示す回
路図である。
路図である。
【図５】他の従来例を示す回路図である。
１ 電源端子 ２、３ 出力端子 ４ 電流帰還型演算増幅器 ５ 電圧源 ６ 電流出力型Ｄ／Ａコンバータ Ｃ１〜Ｃ２ ホールドコンデンサ Ｄ１、Ｄ２ 発光素子 Ｍ１〜Ｍ４ ＰＭＯＳトランジスタ Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗器 Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G05F 1/445,1/56 G05F 1/613,1/618 G05F 3/00 - 3/30 H03F 1/42 - 1/56 H03F 3/20 - 3/52 H03M 1/00 - 1/88 G09G 3/00 - 3/38 G09G 5/00 - 5/40 G11C 27/00 G01R 19/00 - 19/32 H03K 19/00
Claims (3)
- 【請求項１】 各々ゲート端子が共通に接続された一対
のＭＯＳトランジスタを有するカレントミラー回路の複
数と、 各カレントミラー回路の前記ゲート端子に接続されたホ
ールドコンデンサと、 各カレントミラー回路の前記一対のＭＯＳトランジスタ
のうち一方に、スイッチ素子により選択的に接続される
基準電流源と、 各カレントミラー回路の前記一対のＭＯＳトランジスタ
のうち他方に接続され、負荷に供給する電流を出力する
ための電流出力端子と、 を備えた電流出力回路において、 所定の基準電圧が入力される正転入力端子と、各カレン
トミラー回路の前記ゲート端子にスイッチ素子により選
択的に接続される出力端子と、前記カレントミラー回路
の前記一対のトランジスタのうち前記一方のトランジス
タに選択的に接続される反転入力端子と、を有する電流
帰還型の演算増幅器を備えている ことを特徴とする電流
出力回路。 - 【請求項２】 前記基準電圧は前記負荷の両端電圧と略
等しくなるように設定されていることを特徴とする請求
項１に記載の電流出力回路。 - 【請求項３】 前記負荷は発光素子であることを特徴と
する請求項１に記載の電流出力回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25303498A JP3315652B2 (ja) | 1998-09-07 | 1998-09-07 | 電流出力回路 |
| US09/389,362 US6222357B1 (en) | 1998-09-07 | 1999-09-03 | Current output circuit with controlled holdover capacitors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25303498A JP3315652B2 (ja) | 1998-09-07 | 1998-09-07 | 電流出力回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000081920A JP2000081920A (ja) | 2000-03-21 |
| JP3315652B2 true JP3315652B2 (ja) | 2002-08-19 |
Family
ID=17245570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25303498A Expired - Fee Related JP3315652B2 (ja) | 1998-09-07 | 1998-09-07 | 電流出力回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP3315652B2 (ja) |
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| KR100888004B1 (ko) * | 1999-07-14 | 2009-03-09 | 소니 가부시끼 가이샤 | 전류 구동 회로 및 그것을 사용한 표시 장치, 화소 회로,및 구동 방법 |
| FI110946B (fi) * | 2000-05-25 | 2003-04-30 | Raisio Chem Oy | Uudentyyppinen kationinen tärkkelystuote, tuotteen valmistaminen ja käyttö |
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| CN100382130C (zh) | 2001-08-29 | 2008-04-16 | 日本电气株式会社 | 用于驱动电流负载器件的半导体器件及提供的电流负载器件 |
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