JP2746877B2 - 超音波振動を利用した超音波モーター - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明は、弾性体と、該弾性体を励振させる圧電体と
を有する超音波振動を利用した超音波モーターに関す
る。 「従来の技術」 従来、超音波モーターを高効率で駆動するためには、
入力電源周波数を弾性体および圧電体からなるステータ
ーの共振周波数に一致させることが必要であると考えら
れていた。 「発明が解決しようとする問題点」 ところが、２相の交流電圧を電源とする構造のものに
おいて、実験および測定の結果、超音波モーターを該共
振周波数で駆動するように制御する場合には、トルクの
変動，各種環境の変化等により、該共振周波数が変動す
るので、（１）超音波モーターの挙動が不安定になり、
安定した性能が得られない、（２）該共振周波数を検知
し、これを維持する実用的な手段が得難い、（３）特
に、該共振周波数の変動により入力電源周波数が共振周
波数より低くなった場合には、超音波モーターの性能が
著しく低下する等の問題点が生じることが判明した。 本発明は、このような従来の問題点に着目して成され
たもので、共振周波数が変動した場合でも、安定して高
効率で駆動される超音波モーターを提供することを目的
としている。 「問題点を解決するための手段」 かかる目的を達成するための本発明の要旨とするとこ
ろは、 弾性体（２）と、同一周波数で且つ互いに所定の位相
差を有する２相の交流電圧が入力され該弾性体（２）に
超音波を励振させる圧電体（３）とを有するステーター
（10）と、該ステーター（10）により回動される回動部
材（20,9）と、前記交流電圧の周波数を制御する周波数
制御手段（40）とを備えた超音波振動を利用した超音波
モーターにおいて、 超音波モーターの出力状態を検出し検出信号を発する
検出手段（30）が設けられ、 前記ステーター（10）は、略円形状に形成されていて
前記回動部材（20,9）を回動方向に駆動するものであ
り、 前記圧電体（３）は、円周方向に複数個に分割された
電極（3a〜3d）を有し、該電極（3a〜3d）を介し該圧電
体（３）に前記２相の交流電圧が入力されて前記弾性体
（２）を励振するよう構成され、 前記周波数制御手段（40）は、前記検出手段（30）の
検出信号に基づいて、超音波モーターの共振周波数より
高い周波数の帯域においてのみ、超音波モーターを通常
駆動するように前記２相の交流電圧の周波数を共に制御
するものであることを特徴とする超音波振動を利用した
超音波モーターに存する。 「作用」 ステーターの圧電体に同一周波数で且つ互いに位相差
を有する２相の交流電圧が入力されると弾性体を励振さ
れる。２相の交流電圧は超音波モーターの共振周波数よ
り高い周波数の帯域においてのみ、超音波モーターを通
常駆動するように周波数制御手段により制御されてお
り、ステーターに接触している移動体は速度の不安定を
起こさず、騒音も発生せず、安定して移動駆動される。 「実施例」 以下、図面に基づいて本発明の一実施例を説明する。 第１図および第２図は本発明の一実施例を示してい
る。 第２図に示すように、超音波モーター１は、弾性体２
と、該弾性体２を励振させる圧電体３とを有している。
該弾性体２には圧電体３が接着されており、圧電体３の
励振によって弾性体２に屈曲運動が生じるように成って
いる。この弾性体２と圧電体３とによりステーター10が
構成されている。 該ステーター10によって駆動されるローター母体４
の、弾性体２側の面には、摩擦係数の高い樹脂等のスラ
イダー５がコーティングされている。このローター母体
４とスライダー５とによりローター20が構成されてい
る。 ステーター10は、フェルト等の振動絶縁部材６を介し
て固定部７に支持されている。また、ローター20も、フ
ェルト等の振動絶縁部材８を介して回動部材９に支持さ
れている。従って、超音波モーター１の回動力を実際に
外部に出力するのは回動部材９である。 該回動部材９の一端面には、スラスト軸受11a〜11cが
配置されており、該スラスト軸受11a〜11cと固定部12と
の間にはウェーブワッシャー等のばね部材13が介装され
ている。該ばね部材13の付勢力は、スラスト軸受11a〜1
1c、回動部材９および振動絶縁部材８を介してローター
20に伝達されており、該ローター20のスライダー５はこ
の付勢力によってステーター10の弾性体２に圧接されて
いる。 第１図は、前記圧電体３に印加される交流電圧の電源
周波数（入力電源周波数）を制御する制御回路を示して
いる。 第１図に示すように、前記圧電体３はリング状に形成
されており、該圧電体３の、弾性体２と逆側の面には４
つのセグメント電極3a〜3dが焼成されている。 セグメント電極3aには正弦波の交流電圧が入力され、
またセグメント電極3bにはセグメント電極3aに入力され
る正弦波とπ/2だけ位相のずれた正弦波の交流電圧が入
力されている。セグメント電極3cはグランドに接続され
ている。また、交流電圧が印加されていないセグメント
電極3dからは、圧電体３の励振によって生じるモニター
電圧Vmntが検出される。 第１図に示す制御回路は、セグメント電極3dからのモ
ニター電圧Vmntを平滑化されたモニター電圧Ｖ′mntと
して検出するモニター電圧検出部30と、前記ステーター
10の共振周波数ｆcrよりも高い周波数領域において、平
滑化されたモニター電圧Ｖ′mntが所定の電圧値になる
ように、前記セグメント電極3a,3bに入力される交流電
圧の入力電源周波数ｆを制御する周波数制御部40とから
成っている。 該モニター電圧検出部30は、セグメント電極3dからの
モニターVmntを整流するダイオード31と、抵抗32および
コンデンサ33からなり、該ダイオード31からの電圧を平
滑化する積分回路と、抵抗34とから構成されており、該
抵抗34の出力端から平滑化されたモニター電圧Ｖ′mnt
が出力されるように成っている。 前記周波数制御部40は、演算増幅器41と、Ｖ−ｆ変換
器42と、初期電圧発生器43と、位相器44と、アンプ45,4
6とから構成されている。 演算増幅器41の反転入力端子は抵抗34の出力端に接続
されており、該反転入力端子には平滑化されたモニター
電圧Ｖ′mntが入力されている。該演算増幅器41の非反
転入力端子は定電圧源47に接続されており、該非反転入
力端子には所定の電圧Vstが入力されている。この所定
の電圧Vstが平滑化されたモニター電圧Ｖ′mntの目標値
である。すなわち、該演算増幅器41の反転入力端子とそ
の出力端子の間には抵抗48が接続されており、該演算増
幅器41はこの２つの電圧の差信号△Ｖ（△Ｖ＝Vst−
Ｖ′mnt）を出力するように成っている。 前記Ｖ−ｆ変換器42は、演算増幅器41から出力される
電圧の差信号△Ｖを受け、この信号△Ｖの符号と大きさ
によって入力電源周波数ｆのシフト量（信号を含む）を
計算し、それまで出力していた入力電源周波数ｆに加算
した周波数（ｆ＋△ｆ）の信号を出力するように成って
いる。 前記初期電圧発生器43は、超音波モーター１の起動時
にＶ−ｆ変換器42に初期電圧V₀を出力し、通常状態で変
化しうる超音波モーター１の共振周波数の最大値よりも
更に少し高い（例えば、10％程度高い）周波数の信号
（以下最大周波数の信号と称す）をＶ−ｆ変換器42から
初期出力として出力させるためのものである。 前記位相器44は、超音波モーター１の回転方向によっ
てＶ−ｆ変換器42からの出力（正弦波）の位相を＋π/2
もしくは−π/2ずらす働きをするものである。 アンプ45,46は、Ｖ−ｆ変換器42,位相器44からの出力
をそれぞれ増幅してセグメント電極3a,3bに送る働きを
するものである。 なお、第３図は、上記実施例における、前記入力電源
周波数ｆとモニター電圧Vmntとの関係を表わすモニター
電圧曲線、および前記ローター20の回転数Ｎとモニター
電圧Vmntとの関係を表わす回転数曲線を示している。 この第３図では、横軸に入力電源周波数ｆを、縦軸に
ローター20の回転数Ｎおよびモニター電圧Vmntをそれぞ
れ示してある。 第３図から明らかなように、モニター電圧Vmntはロー
ター20の回転数Ｎと強い相関を持っており、回転数Ｎが
最大値Nmaxとなるときの入力電源周波数をｆcrとする
と、モニター電圧Vmntもこの周波数ｆcrにおいて最大値
Vmaxを示す。なお、この周波数ｆcrは超音波モーター１
の共振周波数でもある。 ここで、超音波モーター１の入力電源周波数ｆとして
最も理想的な周波数を求める為に、以下の実験を行っ
た。この実験でまず入力電源周波数ｆを共振周波数ｆcr
以下の周波数に設定し、徐々に周波数を上昇させて共振
周波数ｆcr以上の周波数まで変化させて測定結果を得
た。その結果、入力電源周波数ｆが共振周波数ｆcrよ
りも低い場合には、負荷トルクの増加により急激に回転
速度が低下したりして適当でなかった。入力電源周波
数ｆが共振周波数ｆcrに一致、ほぼ一致している場合に
は、回動中に騒音を発生したり、負荷トルクの増加によ
り急激に回転速度が低下したり、また駆動の再現性に乏
しく挙動が不安定である等により、適当ではなかった。
入力電源周波数ｆが共振周波数ｆcrよりも高い場合に
は、駆動の再現性が高く、且つ挙動も安定であり、駆動
効率が良かった。 そして、上記実施例では、該共振周波数ｆcrよりも高
い、制御目標となる理想的な周波数ｆd［（ｆd−ｆcr）
/fcr＝0.01程度の周波数］に対応するモニター電圧を前
記所定の電圧Vstに設定してある。 以下、作用を説明する。 圧電体３のセグメント電極3a,3bに、互いにπ/2だけ
位相のずれた交流電圧がそれぞれ印加されると、該圧電
体３が例振され、該圧電体３の例振によって弾性体２に
屈曲運動が生じる。 このとき、ローター20のスライダー５はばね部材13の
付勢力によってステーター10の弾性体２に圧接されてい
るので、該弾性体２の屈曲運動によりローター20が回転
する。このローター20の回転が振動絶縁部材８を介して
回転部材９に伝達され、該回転部材９の回転により表面
波モーター１の回動力が外部に出力される。 このような超音波モーター１の起動は、前記初期電圧
発生器43からＶ−ｆ変換器42に前記初期電圧V₀を出力
し、該初期電圧V₀により前記Ｖ−ｆ変換器42が前記最大
周波数の信号を初期出力として出力し、この最大周波数
の信号がアンプ45を介してセグメント電極3aに、位相器
44およびアンプ46を介してセグメント電極3bにそれぞれ
入力されることによって行なわれる。 このようにして超音波モーター１が起動された際に
は、セグメント電極3dからは前記最大周波数の信号に対
応したモニター電圧Vmntが検出される。該最大周波数の
信号は第３図で示す前記周波数ｆdよりも周波数が大き
いので、該起動時にセグメント電極3dから検出されるモ
ニター電圧Vmntは、前記所定の電圧Vstよりも小さいこ
とが第３図から明らかである。 起動時にセグメント電極3dから検出されるモニター電
圧Vmntは、前記モニター電圧検出部30のダイオード31に
より整流され、抵抗32とコンデンサ33とから成る積分回
路によって平滑化され、抵抗34の出力端から平滑化され
たモニター電圧Ｖ′mntが演算増幅器41の反転入力端子
に送られる。 この平滑化されたモニター電圧Ｖ′mntも前記所定の
電圧Vstより小さいので、演算増幅器41から出力される
電圧の差信号△Ｖの符号は正となる。この正の△Ｖの信
号により、前記Ｖ−ｆ変換器42は入力電源周波数のシフ
ト量△ｆ（符号は負である）を計算し、それまで出力し
ていた前記最大周波数に該シフト量を加算した周波数
（ｆ＋△ｆ）の信号を出力する。 この信号により、セグメント電極3a,3bに入力される
交流電圧の入力電源周波数ｆが徐々に低くなっていき、
該モニター電圧Ｖ′mntが所定の電圧Vstと一致した時点
で、前記△Ｖの信号が零となり、Ｖ−ｆ変換器42から出
力される入力電源周波数ｆは、前記制御目標となる理想
的な周波数ｆdとなる。この理想的な周波数ｆdによって
超音波モーター１が安定して駆動される。 いま、第４図のモニター電圧曲線で示すように、第
３図で示した前記制御目標となる理想的な周波数ｆdに
対応する理想的な周波数をｆd1とし、この理想的な周波
数ｆd1に対応するモニター電圧Vmntを所定の電圧Vstに
定しておき、該理想的な周波数ｆd1で超音波モーター１
を駆動している第１状態では、超音波モーター１の駆動
点はＡ点である。 このような第１状態が、トルク変動や、各種環境の変
化等により、モニター電圧曲線で示すような第２状態
に移動した場合には、入力電源周波数ｆが理想的な周波
数ｆd1のままであるため、超音波モーター１の駆動点が
Ａ点からＢ点に移り、理想的な駆動点から外れることに
なる。第４図の場合には、駆動点が共振点Ｄに近ずく方
向に移動し、理想的な駆動点から外れるので、駆動が非
常に不安定になる。第４図の場合とは逆に、駆動点が共
振点Ｄから遠ざかる方向に外れる場合には、回転数Ｎが
下がり、起動トルクも小さくなる。 上述したように、駆動点がＡ点からＢ点に移ると、セ
グメント電極3dから検出されるモニター電圧Vmntは前記
所定の電圧Vstから電圧Vst2まで上昇する。これによ
り、前記演算増幅器41から電圧の差信号△Ｖ（符号は
負）が出力され、この△Ｖの信号により、前記Ｖ−ｆ変
換器42は入力電源周波数のシフト量△ｆ（符号は正）を
計算し、それまで出力していた前記最大周波数に該シフ
ト量を加算した周波数（ｆ＋△ｆ）の信号を出力する。 この信号により、セグメント電極3a,3bに入力される
交流電圧の入力電源周波数ｆが徐々に高くなっていき、
前記モニター電圧Ｖ′mntが所定の電圧Vstと一致した駆
動点Ｃで、前記△Ｖの信号が零となり、このときＶ−ｆ
変換器42から出力される入力電源周波数ｆは理想的な周
波数ｆd2となる。このようにして、モニター電圧曲線
で示すような第２状態において、入力電源周波数ｆが前
記所定の電圧Vstの対応した理想的な周波数ｆd2とな
り、理想的な駆動点で超音波モーター１が安定して駆動
される。 次に、その理想的な周波数ｆdを得るためのＶ−ｆ変
換器42の構成について、第５図を用いて詳しく説明す
る。 初期電圧発生器43は電圧源431の出力側にスタートス
イッチSW1を有している。 Ｖ−ｆ変換器42は、加算器421、クロックパルス発生
器422、ラッチ回路423、Ｖ−ｆ変換素子424と、加算器4
21へ入力される初期電圧V₀を加算された電圧に切り換え
る切換え回路425とを含み、ラッチ回路423はクロックパ
ルス発生器422からのパルス信号を入力する都度、その
とき入力される加圧器からの加算電圧（Ｖ＋△Ｖ）を保
持してＶ−ｆ変換素子424に出力するように構成されて
いる。 切換え回路425は、初期電圧発生器43からの初期電圧V
₀を加算器421に送るための第１アナログスイッチSW2
と、ラッチ回路423から出力される加算電圧（Ｖ＋△
Ｖ）を加算器421にフィードバックさせるための第２ア
ナログスイッチSW3を有し、さらに、これらの第１アナ
ログスイッチSW2,第２アナログスイッチSW3を選択的に
動作させるためのナンドゲートNANDとインバータINVと
初期電圧V₀の印加により動作してナンドゲートNANDの一
方の入力端にＨレベル信号を送るトランジスタTr1と、
Ｖ＋△Ｈの印加により動作してナンドゲートNANDの他方
の入力端にＨレベル信号を送るトランジスタTr2とを有
している。 これにより、スタートスイッチSW1がONとなった瞬間
には第１アナログスイッチSW2がON状態となり、初期電
圧V₀が第１アナログスイッチSW2を介して加算器421に入
力されるが、ラッチ回路423から加算電圧（Ｖ＋△Ｖ）
が出力されると、第１アナログスイッチSW2がOFFすると
同時に第２アナログスイッチSW3がON状態になり、その
加算電圧（Ｖ＋△Ｖ）が加算器421に入力されるよう構
成されている。 次に、上記の如く構成された実施例の作用について詳
しく説明する。 圧電体３のセグメント電極3a,3bに、互いにπ/2だけ
位相のずれた交流電圧がそれぞれ印加されると、圧電体
３が励振され、圧電体３の励振によって弾性体２に屈曲
運転が生じる。このとき、ローター20のスライダー５は
ばね部材13の付勢力によってステーター10の弾性体２に
圧接されているので、弾性体２の屈曲運動によりロータ
ー20が回転する。このローター20の回転が振動絶縁部材
８を介して回転部材９に伝達され、該回転部材９の回転
により超音波モーター１の回転力が外部に出力される。 このような超音波モーター１の起動は、スタートスイ
ッチSW1の閉成によって行われ、初期電圧発生器43から
Ｖ−ｆ変換器42に初期電圧V₀が出力される。 ここで、Ｖ−ｆ変換器42の動作を第６図に示すタイム
チャートを用いて説明する。 第６図において、符号（Ａ）〜（Ｉ）はそれぞれ第５
図の回路中に示す対応位置Ａ〜Ｉにおける電圧の変化を
示す。 スタートスイッチSW1がONすると、第５図中でＡ点に
おける電位は第６図（Ａ）に示すように直ちに初期電圧
V₀をとる。また、そのスタートスイッチSW1のONした時
点t1からすこし遅れた時点t2から、第６図（Ｄ）に示す
ようにクロックパルスがラッチ回路423に入力され、ラ
ッチ回路423が動作を開始する。 点Ａの電位がV₀になるとトランジスタTr1が動作状態
となり、ナンドゲートNANDの一方の入力端Ｂに電圧Vcc
が第６図（Ｂ）に示すように入力される。しかし、時点
t2に達するまでは、第６図（Ｉ）に示すように、ラッチ
回路423は動作せずＩ点に電圧が生じないのでトランジ
スタTr2は不動作状態におかれ、従って、ナンドゲートN
ANDの他方の入力端Ｃには電圧が印加されない。 ナンドゲートNANDの出力端Ｅは第６図（Ｅ）に示すよ
うにＨレベルとなり、インバータINVの出力端はＬレベ
ルとなる。そのため、第１アナログスイッチSW2は普通
状態となり、Ｆ点の電位は第６図（Ｆ）に示すように初
期電圧V₀となり、加算器421に入力される。 一方t1時点ではまだ演算増幅器41が動作しないから差
信号△Ｖは発生しない（△Ｖ＝０）。そのため、加算器
421からは第６図（Ｈ）に示すように初期電圧V₀が出力
される。 ラッチ回路423は、最初のクッロクルスを入力した時
点t2で、第６図（Ｉ）に示すように、初期電圧V₀をＶ−
ｆ変換素子424に出力する。Ｖ−ｆ変換素子424は、理想
周波数ｆdよりも大きい前記の最大周波数f₀を初期電圧V
₀に対応して初期出力として出力する。（第３図参照） この最大周波数の信号f₀がアンプ45を介してセグメン
ト電極3a,3bに、また位相器44およびアンプ46を介して
セグメント電極3bにそれぞれ入力されることによって超
音波モーター１の起動が行なわれる。このようにして超
音波モーター１が起動される際には、セグメント電極3d
から前記最大周波数の信号f₀に対応したモニター電圧Vm
ntが検出される。該最大周波数の信号f₀は第３図で示す
前記理想周波数ｆdよりも周波数が大きいので、該起動
時にセグメント電極3dから検出されるモニター電圧Vmnt
は、前記所定の電圧Vstよりも小さいことが第３図から
明らかである。 起動時にセグメント電極3dから検出されるモニター電
圧Vmntは、モニター電圧検出回路30のダイオード31によ
り整流され、抵抗32とコンデンサ33とから成る積分回路
によって平滑化され、抵抗34の出力端から平滑化された
モニター電圧Ｖ′mntが演算増幅器41の反転入力端子に
送られる。この平滑化されたモニター電圧Ｖ′mntも前
記所定の電圧Vstより小さいので演算増幅器41から出力
される△V₁の符号は正となる。 一方、ラッチ回路423から電圧V₀の初期電圧が出力さ
れると、トランジスタTr2は動作状態となり、ナンドゲ
ートNANDの他方の入力端に第６図（Ｃ）に示すように電
圧Vccが入力され、ナンドゲートNANDの出力端ＥはＬレ
ベルとなる。従って、第１アナログスイッチSW2は不導
通状態となり、またインバータINVの出力端からＨレベ
ル信号が出力されて第２アナログスイッチSW3が導通状
態となる。 その為、ラッチ回路423からの出力電圧である初期電
圧V₀がＦ点を介して加算器421にフィードバックされ、t
2時点において第６図（Ｆ）に示すように、Ｆ点の電位
は引き続き初期電圧V₀のまま維持される。 そこで、加算器421は、第６図（Ｈ）に示すように初
期電圧V₀に演算増幅器からの第１次差信号△V₁を加算し
た第１次加算電圧（V₀＋△V₁）を出力する。この第１次
加算電圧（V₀＋△V₁）は、t3時点において第６図（Ｉ）
に示すように、ラッチ回路423から第１次加算電圧（V₀
＋△V₁）がＶ−ｆ変換素子424に出力されると同時に第
２アナログスイッチSW3を介して加算器421にフィードバ
ックされる。 Ｖ−ｆ変換素子424は、その第１次加算電圧（V₀＋△V
₁）に基づいて入力電源周波数のシフト量△f₁（符号は
負である）を初期電圧V₀に対応する最大周波数f₀に加算
して周波数（f₀＋△f₁）の信号を出力する。 その周波数（f₀＋△f₁）に対応してモニター電圧検出
回路から出力されるモニター電圧Ｖ′mntは前記所定の
電圧Vstよりわずかに高くなるように設定されており、
演算増幅器41から出力される第２次差信号△V₂は、第６
図（Ｇ）に示すように負となる。この値△V₂は加算器42
1において、フィードバックされた第１次加算電圧（V₀
＋△V₁）と加算されて第２次加算電圧［（V₀＋△V₁）＋
△V₂］として第６図（Ｈ）に示すようにラッチ回路423
に出力される。 このラッチ回路423は、次のパルス入力時点t4におい
て、第６図（Ｉ）に示すように第２次加算電圧［（V₀＋
△V₁）＋△V₂］を出力し、Ｖ−ｆ変換素子424は、この
第２次加算電圧［（V₀＋△V₁）＋△V₂］に対応する周波
数（f₀＋△f₂）を出力する。この周波数（f₀＋△f₂）に
対応するモニター電圧Ｖ′mntは前記所定の電圧Vstにさ
らに近づき、第６図（Ｇ）に示すように演算増幅器41か
ら第３次差信号△V₃が出力される。 この第３次差信号△V₃は加算器421にフィードバック
された第２次加算電圧［（V₀＋△V₁）＋△V₂］に加算さ
れて、第３次加算電圧［（V₀＋△V₁＋△V₂）＋△V₃］と
して、第６図（Ｈ）に示すように加算器421からラッチ
回路423に出力される。ラッチ回路423は次のパルス入力
時点t5において、第６図（Ｉ）に示すようにその第３次
加算電圧［（V₀＋△V₁＋△V₂）＋△V₃］を出力する。 この第３次加算電圧［（V₀＋△V₁＋△V₂）＋△V₃］を
受けたＶ−ｆ変換素子424は、これに基づいてシフト量
△f₃を最大周波数f₀に加算して、周波数（f₀＋△f₃）の
信号を出力する。この信号に対応するモニター電圧Ｖ′
mntが前記所定の電圧Vstと一致するとき、演算増幅器41
から出力される第４次差信号△V₄は第６図（Ｇ）に示す
ように０（ゼロ）となり、加算器421には入力されな
い。従ってその後は、加算器421からの出力電圧は、第
６図（Ｈ）の時点t6に示すように第３次加算電圧［（V₀
＋△V₁＋△V₂）＋△V₃］と等しい電圧が出力する。 これにより、ラッチ回路423から出力される電圧も第
３次加算電圧［（V₀＋△V₁＋△V₂）＋△V₃］と等しい電
圧となり、Ｖ−ｆ変換素子424から（f₀＋△f₃＝ｆd）の
周波数が引き続いて出力される。 またもし、Ｖ−ｆ変換素子424から出力される周波数
（f₀＋△f₃）に対応するモニター電圧Ｖ′mntが前記所
定の電圧Vstに達しないときは、さらに第４次差信号△V
₄が第３次加算電圧［（V₀＋△V₁＋△V₂）＋△V₃］に加
算され、以後Ｖ−ｆ変換素子424、演算増幅器41および
加算器421と操返し動作によって、モニター電圧Ｖ′mnt
は前記所定の電圧Vstに等しくなり、差信号△Ｖが０
（ゼロ）となり、上記の如くしてＶ−ｆ変換器42からの
信号（f₀＋△ｆ）により、セグメント電極3a,3bに入力
される交流電圧の入力電源周波数ｆが徐々に低くなって
いき、該モニター電圧Ｖ′mntが上昇して前記所定の電
圧Vstと一致した時点で、前記△Ｖの信号が０（ゼロ）
となり、Ｖ−ｆ変換器42から出力される入力電源周波数
ｆは、前記制御目標となる理想周波数ｆdとなる。この
理想周波数ｆdによって超音波モーター１が安定して駆
動される。 第７図は、理想的な周波数ｆdを得るためのＶ−ｆ変
換器を有する制御回路の他の実施例を示している。 Ｖ−ｆ変換器42は、加算器51、ラッチ回路52、加算器
53、Ｖ−ｆ変換素子54を有し、初期電圧発生器55からの
出力である初期電圧V₀が接続するクロッパルス発生器56
が設けられ、クロックパルス発生器56の出力は前記ラッ
チ回路52に接続し、加算器53にラッチ回路52の出力と初
期電圧V₀とが接続している。ラッチ回路52の出力は加算
器51にフィードバックされている。加算器53の出力はＶ
−ｆ変換素子54に出力するよう構成されている。 次に、上記の如く構成された実施例の作用について説
明する。 表面波モーター１の起動は、スタートスイッチSW1の
閉成によって行われ、初期電圧発生器55からＶ−ｆ変換
器に初期電圧V₀が出力される。 Ｖ−ｆ変換器の動作は第８図に示すタイムチャートを
用いて説明する。 第８図において、符号（Ａ）〜（Ｆ）はそれぞれ第７
図の回路中に示す対応位置Ａ〜Ｆにおける電圧の変化を
示す。 スタートスイッチSW1がONすると、第７図中でＡ点に
おける電位は第８図（Ａ）に示すように直ちに初期電圧
V₀をとり、Ｂ点は電位０、Ｃ点もラッチ回路52がまだ不
作動のため電位０、Ｄ点は初期電圧V₀を示し、Ｅ点は△
V₁、Ｆ点も△V₁である。 Ｖ−ｆ変換素子54には初期電圧V₀が入力し、Ｖ−ｆ変
換素子54は、理想周波数ｆdよりも大きい最大周波数f₀
を初期電圧V₀に対応して初期出力として出力する。 この最大周波数の信号f₀がアンプ45を介してセグメン
ト電極3a,3bに、また位相器44およびアンプ46を介して
セグメント電極3bにそれぞれ入力することによって超音
波モーター１の起動が行なわれる。 スタートスイッチSW1がONした時点t1からすこし遅れ
た時点t2から、第８図（Ｂ）に示すようにクロックパル
ス発生器56によるクロックパルスがラッチ回路52に入力
され、ラッチ回路52が動作を開始する。第７図に示すよ
うに、クロックパルス発生器56の出力（Ｂ）はＨ、加算
器51には（Ｅ）の第２次差信号△V₂が入力しており、ラ
ッチ回路52の出力のフイードバックとの合成により、加
算器51の出力（Ｆ）は（Ｃ）＋（Ｅ）＝△V₁＋△V₂、ラ
ッチ回路52の出力（Ｃ）は△V₁、加算器53の出力（Ｄ）
は第１次加算電圧であって（Ａ）＋（Ｃ）＝V₀＋△V₁で
ある_０ この第１次加算電圧（V₀＋△V₁）がＶ−ｆ変換素子54
に出力されると、Ｖ−ｆ変換素子54は、その第１次加算
電圧（V₀＋△V₁）に基づいて入力電源周波数のシフト量
△f₁（符号は負である）を初期電圧V₀に対応する最大周
波数f₀に加算して周波数（f₀＋△f₁）の信号を出力す
る。 次に時点T3では、クロックパルス発生器56の出力
（Ｂ）はＨ、加算器51にはモニター電圧Ｖ′mnt＝Vstで
安定状態になって（Ｅ）＝０が入力し、その結果、ラッ
チ回路52の出力のフイードバックとの合成により、加算
器51の出力（Ｆ）は（Ｃ）＋（Ｅ）＝△V₁＋△V₂、ラッ
チ回路52の出力（Ｃ）は△V₁＋△V₂、加算器53の出力
（Ｄ）は第２次加算電圧であって（Ａ）＋（Ｃ）＝V₀＋
△V₁＋△V₂である。 この第２次加算電圧（V₀＋△V₁＋△V₂）がＶ−ｆ変換
素子54に出力されると、Ｖ−ｆ変換素子54はさらに△f₂
を加算して、周波数（f₀＋△f₁＋△f₂）の信号を出力す
る。 時点T4では、同様に、クロックパルス発生器56の出力
（Ｂ）はＨ、ラッチ回路52の出力（Ｃ）は△V₁＋△V₂,
加算器53の出力（Ｄ）第２次加算電圧を持続する。 以後は上記動作を操返し、前記制御目標となる理想周
波数ｆdによって超音波モーター１が安定して駆動され
る。 「発明の効果」 本発明に係る２相の交流電圧を電源とする構造の超音
波モーターによれば、周波数制御手段が、ステータの共
振周波数より高い周波数帯域において入力電源周波数を
制御しているので、安定して高効率で駆動され、かつ極
めて実用的である。

【図面の簡単な説明】 第１図から第４図は本発明の一実施例を示しており、第
１図は入力電源周波数を制御する制御回路のブロック
図、第２図は超音波モーターの主要部を示す断面図、第
３図はモニター電圧曲線および回転数曲線を示すグラ
フ、第４図はモニター電圧曲線がシフトした場合の説明
図、第５図は第１図に示したＶ−ｆ変換器の詳細例の回
路図、第６図は第５図の回路の動作のタイムチャート、
第７図は本発明の他の実施例の制御回路図、第８図は第
７図の回路の動作のタイムチャートである。 １……超音波モーター、２……弾性体 ３……圧電体 3d……セグメント電極（圧電体の入力電圧が印加されて
いない部分） 10……ステーター、30……モニター電圧検出部 40……周波数制御部、ｆ……入力電源周波数 Vmnt……モニター電圧、Vst……所定の電圧値

フロントページの続き (72)発明者 袴田 和男 東京都品川区西大井１丁目６番３号 日 本光学工業株式会社大井製作所内 (56)参考文献 特開 昭61−124276（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．弾性体と、同一周波数で且つ互いに所定の位相差を
   有する２相の交流電圧が入力され該弾性体に超音波を励
   振させる圧電体とを有するステーターと、該ステーター
   により回動される回動部材と、前記交流電圧の周波数を
   制御する周波数制御手段とを備えた超音波振動を利用し
   た超音波モーターにおいて、 超音波モーターの出力状態を検出し検出信号を発する検
   出手段が設けられ、 前記ステーターは、略円形状に形成されていて前記回動
   部材を回動方向に駆動するものであり、 前記圧電体は、円周方向に複数個に分割された電極を有
   し、該電極を介し該圧電体に前記２相の交流電圧が入力
   されて前記弾性体を励振するよう構成され、 周波数制御手段は、前記検出手段の検出信号に基づい
   て、超音波モーターの共振周波数より高い周波数の帯域
   においてのみ、超音波モーターを通常駆動するように前
   記２相の交流電圧の周波数を共に制御するものであるこ
   とを特徴とする超音波振動を利用した超音波モーター。