JP3164239B2 - 振動波モータの駆動回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は振動波モータの駆動回
路、詳しくは圧電素子の伸縮運動を利用して進行波を発
生させ、この進行波により振動波モータを駆動する振動
波モータの駆動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、従来の電磁モータと異なり弾性体
に固着した圧電素子に駆動周波数電圧を印加し、該圧電
素子の伸縮運動を利用して弾性体の表面に摩擦接触させ
た移動体を駆動する振動波モータが各方面において広く
利用されるようになってきた。この振動波モータは、例
えば特開昭５９−９６８８１号公報に開示されているよ
うに、その動作原理は圧電素子に印加する交番電界が弾
性体の有する固有振動数に一致したときの機械的共振に
伴なう弾性体の変位を利用したもので、この変位を弾性
体表面の楕円振動に変換したものである。

【０００３】ところで、上記楕円振動の振幅は、印加電
圧（電界）の大きさには直接比例せず、むしろ印加電圧
の駆動周波数の影響を強く受ける。従って、振動波モー
タの特性は、印加電圧の駆動周波数により左右されるこ
とになる。また、個々の振動波モータの駆動周波数はモ
ータ固有の共振周波数により異なる。更に、最適な駆動
周波数は、負荷の変動、振動波モータの移動体と弾性体
間の押圧力の変動、温度等外部環境の変化、あるいは自
己発熱による内部温度の変化等により最適点が変化する
という特性を併せ有する。このため、振動波モータの駆
動に際しては、その駆動周波数をモータ駆動の最適点に
追尾させることが必要になる。

【０００４】そこで、本出願人は、特開昭６３−２３４
８８１号公報に示すように、振動波モータの弾性体に固
着され、同振動波モータの駆動時に圧電効果によりフィ
ードバック信号を出力するフィードバック用圧電素子を
設け、上記振動波モータの駆動周波数信号と、上記フィ
ードバック信号との位相差のずれ量およびずれ方向を検
出し、この位相ずれ信号に応じ、上記最適周波数である
ときに生ずる位相ずれ検出手段の所定値との誤差出力に
より周波数発振器の発振周波数を変化させる周波数自動
追尾手段を提案した。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、振動波モー
タを例えばカメラのオートフォーカス用アクチュエータ
として応用するには、短時間の単発駆動で且つ高速応答
が要求されるため、連続駆動とは異なる問題点が生じ
る。即ち、上記特開昭６３−２３４８８１号に開示され
た位相差検出方式では、フィードバック信号と駆動周波
数信号を随時位相比較し、補正値をフィードバックして
発振周波数を変化させることを繰り返す。図１０に分周
比１、即ち、原発振出力での位相比較出力と補正の様子
を示す。

【０００６】図１０において、最終的に補正された発振
出力は、図のようにオーバーシュートを繰り返しながら
安定点に向う。これを押えるには分周比を大きくした
り、ループゲインを下げ応答を遅らせることが必要にな
る。従って、周波数が安定するまでに比較的長い時間が
かかり、高速応答することができない。

【０００７】そこで本発明の目的は、上記問題点を解消
し、簡単な回路構成で追従性の良い振動波モータの駆動
回路を提供するにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段および作用】本発明による
振動波モータの駆動回路は、弾性体に固着された電気ー
機械エネルギー変換素子に駆動周波数電圧を印加して弾
性体表面に振動波を発生させ、この弾性体表面に摩擦接
触させた移動体を駆動する振動波モータの駆動回路にお
いて、入力電圧を電流信号に変換する電圧電流変換回路
と、上記電流信号を積分するコンデンサと、このコンデ
ンサの充放電を切り換える充放電切換スイッチと、上記
コンデンサの端子電圧を矩形波信号に変換する波形整形
回路と、この波形整形回路の出力信号に応じて上記充放
電切換スイッチを制御するための充放電タイミング信号
を出力すると共に、この充放電タイミング信号を上記振
動波モータの駆動周波数信号として出力する充放電タイ
ミング切換回路と、上記弾性体に固着され、上記振動波
モータの駆動時にフィードバック信号を出力するフィー
ドバック信号出力手段と、上記フィードバック信号から
振動波モータの最適駆動周波数を検出する検出手段と、
この検出手段からの出力を電圧値として上記電圧電流変
換回路に出力すると共に、上記検出手段からの検出信号
で上記充放電切換スイッチの切換タイミングを補正する
駆動周波数追尾手段とを具備することを特徴とする。

【０００９】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。先づ本発明の実施例を説明するのに先立って、そ
の基本原理を説明する。振動波モータのフィードバック
信号検出電極３３を、図２に示すように、Ａ相とＢ相の
駆動周波数信号印加電極３１，３２の成す角λ／４の位
置に設置したときのフィードバック信号の様子を説明す
ると、振動波モータのＡ相とＢ相の駆動電極３１，３２
にπ／２位相のずれた信号、つまりｓｉｎωｔとｃｏｓ
ωｔ（ω＝２πｆ ｆ：駆動周波数）を加えたとき、円
環状の弾性体表面には

【数１】 という入力定在波信号が発生し、この合成された信号が
進行波となって現われる。

【００１０】

【数２】 そこで、フィードバック信号検出電極３３の中心位置 ｘ＝（λ／４）／２＝λ／８ での振動は、上式にｘ＝λ／８を代入し、 ψ＝ｃｏｓ（ωｔ−π／４） とあらわすことができる。これはフィードバック信号検
出電極を円環上のどの位置に設置するかによって、入力
信号との位相差（ここではπ／４）が一義的に決定され
ることを意味している。そこでフィードバック信号は一
般的に次式で示すことができる。

【００１１】ψ＝ｃｏｓ（ωｔ−φ） 今、振動波モータの共振点が温度，押圧力，負荷変動等
によって変化したとすると、振動波モータは一定周期の
交番信号により連続的に駆動されているため、フィード
バック信号検出電極には位相φ±Δφの変化が現われ
る。この±Δφの位相変化が共振周波数の変化に対応す
る。フィードバック信号検出電極を圧電素子で構成した
とき、フィードバック信号は振動そのものを電気信号に
変換したものになる。そこで、フィードバック信号 ψ
＝ｃｏｓ（ωｔ−φ±Δφ） は振動波モータの最適駆
動周波数そのものを示している。

【００１２】さて、フィードバック信号のみから振動波
モータの最適駆動周波数を最適駆動周波数検出手段で検
出し、この最適駆動周波数信号を電圧値として駆動周波
数電圧信号を発生する電圧制御発振器に出力して、その
発振周波数を変化させると共に、上記最適駆動周波数信
号で上記電圧制御発振器の発振タイミングを制御すれば
高速応答が可能になる。以上が本発明の基本原理で、次
に実施例を説明する。

【００１３】図１は本発明の一実施例を示す振動波モー
タの駆動回路のブロック構成図で、電圧制御発振器３
は、発振周波数制御電圧を後記積分コンデンサ６への注
入電流に変換する電圧電流変換回路４と、後述する充放
電タイミング切換回路１７によって決定されるタイミン
グ信号により、積分コンデンサ６の電荷の充放電を切換
えるスイッチ７と、該積分コンデンサ６の端子電圧であ
る三角波電圧を矩形波信号に変換する波形整形回路５と
から構成されている。そして、上記波形整形回路５の出
力が、この電圧制御発振器３の発振出力となり、充放電
タイミング切換回路１７を介して例えばアナログスイッ
チ等で構成された充放電切換スイッチ７を制御する。な
お、上記充放電タイミング切換回路１７から出力された
充放電タイミング信号は、９０°移相器８にも入力さ
れ、振動波モータ１１の駆動周波数信号として使用され
る。

【００１４】上記９０°移相器８では、９０°位相の異
なる２つの信号を作り、各々増幅器９，１０を経て振動
波モータ１１の駆動電極１２，１３に駆動周波数電圧と
して印加する。この結果、振動波モータ１１の弾性体表
面には、進行性振動波が発生し、この弾性体表面に摩擦
接触された移動体が駆動されることになる。

【００１５】併せて、振動波モータ１１のフィードバッ
ク信号検出電極には、フィードバック信号用圧電素子１
４の圧電効果により先に記述したようにフィードバック
信号が発生する。このフィードバック信号を波形整形回
路１５で波形整形し、最適駆動周波数検出回路１６で駆
動周波数の変化を検出する。この周波数の検出信号を平
滑回路１８で平滑し電圧値として、フリーラン周波数を
決定する初期電圧設定回路１の設定電圧と加算するた
め、加算回路２にフィードバックする。この加算回路２
の出力が上記発振周波数制御電圧となる。

【００１６】また、上記周波数の変化検出信号は上記充
放電タイミング切換回路１７に入力され、上記電圧制御
発振器３の波形整形出力を制御して、充放電切換スイッ
チ７の切換タイミングを補正するように働く。

【００１７】次に、最適駆動周波数の変化を検出する方
法について説明する。前述したようにフィードバック信
号 ψ＝ｃｏｓ（ωｔ−φ±Δφ） は振動波モータの
最適駆動周波数を現わしており、また周波数は位相の時
間微分であることより、上式の位相変化量±Δφを時間
軸上で追跡すれば周波数の変化が得られる。

【００１８】そこでフィードバック信号から周波数の変
化を検出する最適駆動周波数検出回路１６と波形整形回
路１５を図３に、その動作を示すタイムチャートを図４
に示して説明する。図３（Ａ），（Ｂ）において、フィ
ードバック信号をオペアンプＯＰ−１で波形整形して矩
形波とすると、フィードバック信号の位相変化は矩形波
の波長Ｔの変化となって現われる（図４（Ａ）参照）。
そこで、この矩形波を図３（Ａ）に示すように一定量の
遅延回路１６ａを通して、パルス幅τのパルス列に変換
する。すると、波長Ｔの変化はパルスデュ−ティ比τ／
Ｔの変化となり（図４（Ｂ）参照）、これを前記平滑回
路１８で平滑すると、図４（Ｃ）に示すような電圧の変
化となって現われる。この電圧Ｖは Ｖ＝τ／Ｔ＝τ・
ｆとなり周波数に比例することが判る。即ち、フィード
バック信号における位相変化（周波数変化）を電圧値に
変換したことになる。

【００１９】ところで、図３（Ａ）では最適駆動周波数
検出回路１６に、遅延回路１６ａと、フリップフロップ
回路１６ｂを使ったもの、同図（Ｂ）は単安定マルチバ
イブレータ１６ｃを使ったものであり、入力に対して一
定遅延量のパルス出力が得られれば他の方法でも構わな
い。

【００２０】次に、最適駆動周波数検出回路１６で得ら
れた周波数変化で振動波モータ１１の駆動周波数を変化
させる方法について図５の具体的回路で説明する。

【００２１】最適駆動周波数検出回路１６の出力信号を
インバータ２０を介して平滑回路であるＬＰＦ１８に通
すと、その出力が周波数誤差電圧となるのは先に記した
通りである。この電圧をオペアンプＯＰ−２で構成する
加算回路２に加えると、可変抵抗器で代表して示された
初期電圧設定回路１で設定された電圧Ｖ1 に加算され、
オペアンプＯＰ−２の出力には Ｖ0 ＝Ｖref −ＲF （Ｖ1 ／Ｒ1 ＋Ｖ2 ／Ｒ2 ） （Ｖ2 ：ＬＰＦ１８の出力電圧） という発振周波数制御電圧が現われる。

【００２２】ここで、振動波モータ１１に振動が起きて
いないときは、図６（Ａ）に示すように Ｖ2 ＝Ｖref2 で一定電圧であり、振動が起こると図６（Ｂ）〜（Ｄ）
に示すように Ｖ2 ＝Ｖref2−（Ｖ3 ±ΔＶ） （ΔＶ：周
波数誤差電圧） となる。そして、最適駆動周波数のときは図６（Ｂ）に
示すように Ｖ2 ＝Ｖref2−Ｖ3 であり、最適駆動周波数が高くなる（進み位相）と図６
（Ｃ）に示すように Ｖ2 ＝Ｖref2−Ｖ3 −ΔＶ に、また最適駆動周波数が低くなる（遅れ位相）と図６
（Ｄ）に示すように Ｖ2 ＝Ｖref2−Ｖ3 ＋ΔＶ となる。即ち、発振周波数を高くすべきときは発振周波
数制御電圧が大きく、発振周波数を低くすべきときは発
振周波数制御電圧が小さくなる。

【００２３】さて、発振周波数制御電圧Ｖ0 が電圧制御
発振器３のオペアンプＯＰ−３に入力されると、トラン
ジスタＱ5 のエミッタ抵抗Ｒ_T によってＶ0 ／Ｒ_T なる
電流がトランジスタＱ5 のエミッタに流れる。すると、
トランジスタＱ6 ，Ｑ7 ，Ｑ8 ，Ｑ9 ，Ｑ10で構成する
カレントミラー回路により、トランジスタＱ10のコレク
タにはトランジスタＱ5 のエミッタ電流と同じ Ｉ_C ＝
Ｖ0 ／Ｒ_T の電流が流れる。

【００２４】即ち、電圧電流変換回路４で電圧Ｖ0 が電
流Ｉ_C （＝Ｖ0 ／Ｒ_T ）に変換されたことになる。そし
てこのトランジスタＱ10のコレクタ電流Ｉ_C は積分コン
デンサ６の充電電流になり、時間と共に同コンデンサ６
の端子電圧Ｖ_C が高くなる。そして図７に示すように積
分コンデンサ６の端子電圧Ｖ_C がコンパレータＣomp−
１のスレッショルド電圧ＶH より高くなると、コンパレ
ータＣomp −１の出力が反転して”Ｈ”レベルになる。
この信号でフリップフロップ回路Ｆ−Ｆ（図５参照）が
セットされＱ出力が”Ｈ”Ｑ出力が”Ｌ”になる（電子
出願の関係から本来Ｑの上に付すべきバーを下に付して
示す）。

【００２５】このＱ出力は充放電タイミング切換回路１
７であるアンドゲートを介し、充放電切換スイッチ７を
構成するトランジスタＱ11のベースに接続されているた
め、Ｑ出力が”Ｌ”レベルになるとトランジスタＱ11は
オフとなる。なお、初期駆動時にはインバータ２０の出
力が”Ｈ”レベルなので、上記アンドゲートはアクティ
ブになっている。

【００２６】ところで上記トランジスタＱ11がオンであ
ったとき、トランジスタＱ12，Ｑ13，Ｑ14で構成される
カレントミラー回路がオフとなるため、上記トランジス
タＱ10のコレクタ電流Ｉ_C はすべて積分コンデンサ６を
充電することになる。しかしトランジスタＱ11がオフに
なると、トランジスタＱ12，Ｑ13，Ｑ14で構成されるカ
レントミラー回路がオフになり、これによってトランジ
スタＱ14のコレクタにはトランジスタＱ10のコレクタ電
流Ｉ_C とコンデンサ６からの放電電流Ｉ_C が加算されて
流れる。

【００２７】さて、放電時、積分コンデンサ６の端子電
圧Ｖ_C が徐々に低下し、コンパレータＣomp −２（図５
参照）のスレッショルド電圧Ｖ_L より低くなると、コン
パレータＣomp −２は反転してＨレベルとなるからフリ
ップフロップＦ−Ｆはリセットされる。このため、Ｑ出
力が”Ｌ”，Ｑ出力が”Ｈ”となり、トランジスタＱ11
がオンされてコンデンサ６が再び充電状態に戻る。この
ように積分コンデンサ６の充放電によって電圧制御発振
器３の出力は発振を繰り返す。このときの発振周波数ｆ
は、積分コンデンサ６の容量値をＣ_T とすれば ｆ＝Ｖ0 ／｛２Ｃ_T Ｒ_T （Ｖ_H −Ｖ_L ）｝ で与えられる。

【００２８】ところで、振動波モータ１１が最適駆動周
波数で駆動されているとき Ｖ2 ＝Ｖref2−Ｖ3 にな
る点は上記図６（Ｂ）で説明したとおりであるが、最適
点からずれたときにこれを補正する手段を図８（Ａ），
（Ｂ）のタイムチャートを併用して説明する。

【００２９】振動波モータ１１のフィードバック信号用
圧電素子１４の位置を、電圧制御発振器３の放電期間に
同期するように設定し、最適駆動周波数検出回路１６の
遅延量を上記放電期間に一致するように設定する。そし
て、充放電タイミング切換回路１７のアンドゲートには
最適駆動周波数検出信号がインバータ２０を介して入力
し、また電圧制御発振器３のフリップフロップＦ−Ｆの
Ｑ出力が入力されているため、インバータ２０の出力と
Ｑ出力が共に“Ｈ”レベルのとき積分コンデンサ６は充
電状態になる。一方、インバータ２０の出力が“Ｌ”レ
ベルになると、積分コンデンサ６は強制的に放電状態と
なる。

【００３０】即ち、最適駆動周波数検出信号で、積分コ
ンデンサ６の充放電タイミングを、駆動周波数が最適駆
動周波数からずれたときのみ制御し、充放電のタイミン
グをずらすことができる。

【００３１】今、最適駆動周波数が高くなった進み位相
だとすると、図８（Ａ）において、積分コンデンサ６の
端子電圧ＶC が徐々に大きくなり、フリップフロップＦ
−Ｆがセットされる時刻ｔ2 以前の時刻ｔ1 でインバー
タ２０の出力が”Ｌ”レベルになってしまう。そこでア
ンドゲート１７が”Ｌ”となり、トランジスタＱ11がオ
フになってトランジスタＱ12，Ｑ13，Ｑ14で構成される
カレントミラー回路がオンとなり、積分コンデンサ６が
強制的に放電状態になる。その結果コンデンサ６の端子
電圧Ｖ_C は図８（Ａ）の点線のようになるべきところ
が、速く放電が始まるため実線のように変化する。

【００３２】そして、放電が進み、コンパレータＣomp
−２の出力が”Ｈ”となり、フリップフロップＦ−Ｆが
リセットされて充電が始まると、コンデンサ６の端子電
圧は図の１点鎖線のように変化する筈である。ところ
が、インバータ２０の出力は先に説明したように、ＬＰ
Ｆ１８を経て、発振周波数制御電圧にフィードバックさ
れているため、進み位相のときは発振周波数制御電圧Ｖ
0 が大きくなり、積分コンデンサ６への充電電流Ｉ_C が
増加している。充電電流Ｉ_C の増加は積分コンデンサ６
の端子電圧Ｖ_C の傾きを立てる方向に変えるため、結果
としてコンデンサ端子電圧Ｖ_C は実線のように変化する
ことになる。このようにして充放電切換信号、即ち、発
振出力は周波数が高くなるように補正される。

【００３３】一方、最適駆動周波数が低くなった遅れ位
相のときは、図８（Ｂ）のようになり、インバータ２０
の出力が”Ｌ”レベルの間だけ積分コンデンサ６の放電
期間を延ばすように働く。即ち、積分コンデンサ６の端
子電圧Ｖ_C が徐々に小さくなり、時刻ｔ3 でコンパレー
タＣomp −２が”Ｈ”レベルとなりフリップフロップＦ
−Ｆがリセット状態になってＱ出力がＨレベルに反転し
ても、インバータ２０出力がＬレベルの間は強制的に放
電モードになる。従って、同図で破線のようにコンデン
サ端子電圧Ｖ_C が上昇するべきところが、タイミングが
遅れて時刻ｔ4から上昇を開始する。

【００３４】ここで、前述したと同様に最適駆動周波数
検出信号はＬＰＦ１８を経て、周波数誤差電圧として発
振周波数制御電圧にフィードバックされているため、遅
れ位相のときは発振周波数制御電圧Ｖ₀ が小さくなり、
積分コンデンサ６への充電電流Ｉ_C が減少する。充電電
流Ｉ_C が減少すると、積分コンデンサ６の端子電圧Ｖ_C
は実線のように傾きが小さくなり、充放電切換信号（発
振出力）の周波数は低くなるように補正される。

【００３５】以上のように、フィードバック信号から最
適駆動周波数を検出し、この信号で電圧制御発振器の制
御電圧を変えると共に、電圧制御発振器の充放電のタイ
ミングを変えることで振動波モータの最適な駆動周波数
自動追尾が可能になる。また、周波数の変化そのものを
検出し、周波数誤差信号として電圧制御発振器にフィー
ドバックするため、図９に示すようにタイムラグの少な
い、スムーズな発振出力周波数の補正が可能となる。

【００３６】

【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、フィ
ードバック信号のみから振動波モータの最適駆動周波数
の変化を検出手段で検出し、この最適駆動周波数検出信
号を駆動周波数自動追尾手段を介して電圧制御発振器に
供給して、その発振周波数を制御するようにしたので、
簡単な回路構成で追従性の良い振動波モータの駆動回路
を得られるという顕著な効果が発揮される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す振動波モータの駆動回
路のブロック構成図。

【図２】振動波モータにおけるフィードバック信号検出
電極の駆動周波数信号印加電極に対する配置を説明する
図。

【図３】上記図１における検出回路と波形整形回路の詳
細を示す図。

【図４】上記図３における各部動作のタイムチャート。

【図５】上記図１における加算回路と電圧制御発振器の
詳細を示す回路図。

【図６】上記図５におけるインバータ出力とＬＰＦ出力
とのタイムチャート。

【図７】上記図５における積分コンデンサ両端電圧とフ
リップフロップ回路出力とのタイムチャート。

【図８】上記図５における最適駆動点からずれたときの
補正手段を説明するタイムチャート。

【図９】本実施例による駆動周波数補正のタイムチャー
ト。

【図１０】従来の振動波モータの駆動回路における駆動
周波数補正を説明するタイムチャート。

【符号の説明】

２…加算回路（駆動周波数自動追尾手段） ３…電圧制御発振器 １１…振動波モータ １４…フィードバック信号用圧電素子 １６…最適駆動周波数検出回路（検出手段） １８…平滑回路（駆動周波数自動追尾手段）

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 弾性体に固着された電気ー機械エネルギ
   ー変換素子に駆動周波数電圧を印加して弾性体表面に振
   動波を発生させ、この弾性体表面に摩擦接触させた移動
   体を駆動する振動波モータの駆動回路において、入力電圧を電流信号に変換する電圧電流変換回路と 、上記電流信号を積分するコンデンサと 、このコンデンサの充放電を切り換える充放電切換スイッ
   チと 、上記コンデンサの端子電圧を矩形波信号に変換する波形
   整形回路と 、この波形整形回路の出力信号に応じて上記充放電切換ス
   イッチを制御するための充放電タイミング信号を出力す
   ると共に、この充放電タイミング信号を上記振動波モー
   タの駆動周波数信号として出力する充放電タイミング切
   換回路と 、 上記弾性体に固着され、上記振動波モータの駆動時にフ
   ィードバック信号を出力するフィードバック信号出力手
   段と、 上記フィードバック信号から振動波モータの最適駆動周
   波数を検出する検出手段と、 この検出手段からの出力を電圧値として上記電圧電流変
   換回路に出力すると共に、上記検出手段からの検出信号
   で上記充放電切換スイッチの切換タイミングを補正する
   駆動周波数追尾手段と、 を具備することを特徴とする振動波モータの駆動回路。