JP2007185082A - 界磁巻線型同期機 - Google Patents

Abstract

【課題】簡素な構造の界磁巻線型同期機を提供すること。
【解決手段】ロータコイル６にステータコイル３から交流電圧を電磁的に給電し、ロータコイル６に整流回路を設けることによりこの交流電圧を整流することによりロータコイル６に所望の方向への界磁束電流を形成する。
【選択図】図１

Description

本発明は界磁巻線型同期機に関し、詳しくはロータに直流電流が流れるロータ巻線（以下、界磁巻線又は短絡巻線とも呼ぶ）同期機におけるロータ巻線への給電構造の改良に関する。

ステータコイルに流れる交流電流である電機子電流により形成された回転磁界と同期してロータが回転する回転電機は同期機と呼ばれている。同期機としては、磁石式、界磁巻線式、リラクタンス式やそれらをミックスした形式のロータ構造が知られている。

界磁巻線型同期機は、高価な永久磁石をロータコアに装着する必要が無く、磁石に対する耐遠心力を考慮する必要もないうえ、界磁磁束制御によりトルクや発電（誘起）電圧を自在に制御できるため、自動車走行動力発生用途などの速度可変型回転電機において実用性に優れている。

また、ブラシを使わない構造でトルク制御が容易な界磁巻線型同期機が例えば特許文献１に提案されている。
特開平７−９５７９０号公報

しかしながら、特許文献１に開示された界磁巻線型同期機は、回転子位置に同期しバイアス周波数の変調波形によって振幅変調された多相交流電流を固定子巻線に流すものであり、そのためロータ界磁巻線には大きなリップルを持った電流が流れ、その結果としてトルクリップルが大きいものになってしまうという問題があった。

本発明は上記問題点を鑑みなされたものであり、トルクリップルが小さい界磁巻線型同期機を提供することをその目的としている。

上記課題を解決する本発明は、電機子巻線が巻装されたステータと、界磁巻線が巻装されたロータコアを有して前記ステータに対面しつつ回転するロータとを有し、前記ロータの回転数と一致する電気角回転数にて回転する回転磁界を形成する同期電流に相当する電機子電流基本波成分が前記電機子巻線に流れる界磁巻線型同期機に適用される。この界磁巻線型同期機は、ステータから界磁巻線に非接触に給電する。ロータは、既述したように磁石トルクを発生するための永久磁石やリラクタンストルクを発生するための磁気突極構造を有することができる。磁石式同期機のみならず、ロータコアに磁気抵抗変化を与えたリラクタンスモータを採用することができる。

本発明では特に、前記ロータに固定されて前記界磁巻線と直列接続され、前記電機子巻線に流れる電機子電流により前記界磁巻線に誘導される誘導交流電流を一方向に規制する電流抑制回路部と、前記電機子巻線に通電される前記同期電流の１周期よりも短い所定期間の間だけ前記同期電流と異なる波形のロータ励磁用電流を前記電機子巻線に通電することにより前記電流抑制回路部を通じて前記界磁巻線に界磁電流を通電するロータ励磁用電流通電手段とを有することを特徴としている。

すなわち、この発明の界磁巻線型同期機の界磁巻線は、同期機の電機子電流により形成される磁束（電機子電流磁束）が界磁巻線と鎖交することにより界磁巻線に誘起される交流電圧をたとえば整流するなどして界磁巻線に界磁電流を一方向へ優先して通電する。また、界磁巻線に交流電圧を誘起させるための電機子電流成分（ロータ励磁用電流とも言う）を制御することにより、界磁束量を制御してトルク又は発電電圧を容易に制御することができる。

同期電流の１周期よりも短い所定期間の間だけ同期電流と異なる波形のロータ励磁用電流を、以下、パルス状高周波電流とも呼ぶ。このパルス状高周波電流重畳による二次側励磁電流形成方法の利点を以下に説明する。

上記した特許文献１の励磁電流形成方法は、脈動励磁電流重畳方式による二次側励磁電流形成方法であって、電機子電流に重畳する一次側励磁電流を周期変動させるため、ロータ巻線に誘導する励磁電流である二次側励磁電流が脈動する。この一次側励磁電流の周期変動により一次側励磁電流の平均実効値を低減できるが、一次側励磁電流の脈動は二次側励磁電流の脈動に繋がるのでトルクリップルを増大させ、騒音、振動が大きいという問題が生じた。二次側励磁電流によるトルクのリップルを低減するために、一次側励磁電流を減らすと二次側励磁電流も減少するのでトルクが小さくなってしまう。

これに対して、上記したパルス状高周波電流重畳方式による励磁電流形成方法は、三相電機子電流の基本波成分の１周期のうちの短い期間にだけ、パルス状の一次側励磁電流を通電する。このようにすると、パルス状の大きな二次側励磁電流をロータ巻線に流すことができるため、この大きな二次側励磁電流により大きなトルクを得ることができる。また、一次側励磁電流を通電する期間が短いため、トルクリップルが生じても、それが単発的でありかつ短期間であるため周期的に高周波電流を重畳する場合（たとえば特許文献１）に比べて等価的にトルクリップルを小さくすることができ、その結果として回転電機の騒音、振動を格段に低減することができる。

また、この実施例では、正弦波波形の三相電機子電流を形成するためのPWM制御によりパルス状の一次励磁電流を形成するためのパルス電圧対を形成するため、言い換えれば一次励磁電流も電機子電流の基本波成分も共通回路で形成するため、回路構成を簡素とすることができる。

つまり、この実施例で説明したパルス電流重畳式励磁電流供給方式は、パルス電流が高い周波数成分をもつため、電機子巻線と励磁巻線との間の電磁結合度が高く、短期間通電であっても効率良く励磁電力を電磁ギャップを通じて励磁巻線に給電することができるわけである。これは、パルス電流よりも相対的に低周波数でかつ長時間の電機子巻線から励磁巻線への励磁電力供給に比べて、トルクリップルの実効値を低減できるため、振動及び騒音を低減することができる効果を奏する。

なお、ロータコアへの界磁巻線の巻装方式としては、集中巻きや分布巻きなどの公知の種々の方法を採用することができる。その他、ランデルポールコアなどの界磁巻線巻装構造の採用も可能である。電機子巻線もステータコアへ集中巻きや分布巻きなどの種々の巻装方式を採用することができる。

ただし、電機子巻線に流れる電流（電機子電流）のうち、ロータの回転数と一致する回転数にて回転する回転磁界を形成する電流成分（同期電流）はこの回転磁界と同一周速で回転するロータに巻装された界磁巻線からみて直流電流となるため界磁巻線に交流電圧を誘起させない。

したがって、界磁巻線に誘導交流電流を発生させるための電機子電流の成分（ロータ励磁用電流）は、ロータの回転、静止にかかわらず界磁巻線に対して相対的に磁束変化を生じさせる必要がある。界磁巻線に対して磁束変化を生じさせるには、ロータに対して相対的に回転する回転磁界をロータ励磁用電流により形成するか、もしくは、電機子巻線にロータ同期周波数と異なる周波数の交流電流を通電することにより実現される。つまり、ロータ励磁用電流は、回転磁界を形成しても良く、形成しなくても良が、回転磁界を形成する場合には回転磁界の回転角速度をロータ角速度と一致しない値とする必要がある。

電機子巻線を構成する各相巻線は、ステータコアのティースに所定の順序で集中巻き又は分布巻きにて巻装される。したがって、界磁巻線に良好に交流電圧を発生させるために、ロータ角度に応じてロータ励磁用電流を制御することが好適であるよく知られているように、三相分布巻きの場合、U相導体、ーV相導体、W相導体、ーU相導体、V相導体、ーW相導体の順序で周方向に並ぶ６つの電機子導体（相巻線とも言う）が電気角２πの間に配置され、ロータコアの界磁極（磁気突極）ピッチは電気角πとされる。

したがって、もし界磁極がU、ーV、Wの相導体が形成する電流磁界に対面する場合には、U、Wの相導体に同方向へロータ励磁用電流を流し、V相の相導体へ逆方向にロータ励磁用電流を流せば、これら三相のロータ励磁用電流は同一方向へ界磁巻線鎖交磁束を形成する。各相のロータ励磁用電流の周波数は同期周波数とは異なる周波数、好適にはそれよりも高い周波数に設定されるべきである。次に、界磁極がーV、W、ーUの相導体が形成する電流磁界に対面する場合には、U、Vの相導体に同方向にロータ励磁用電流を流し、W相の相導体に逆方向にロータ励磁用電流を流せばよい。以下、同様に、ロータの回転角度に応じて、各相の相巻線に流すロータ励磁用電流の方向を決定することにより、各相巻線に流れるロータ励磁用電流が形成する磁界を効率よく界磁巻線と鎖交させることができる。

この発明の界磁巻線型同期機は、電動機としてではなく発電機としても使用することができる。この場合には、発電電力を利用してロータ励磁用電流を形成することができる。同期機を発電動作させる場合、電機子電流制御用のインバータ回路は従来において単なる整流回路として作動することになる。これは、インバータ回路の半導体スイッチング素子と逆並列接続されたフライホイルダイオードが全波整流器として機能するためである。しかし、たとえば三相全波整流器として動作しているインバータ回路において、U相上アームの半導体スイッチング素子が発電電流を直流電源側に発電電流を出力し、V相及びW相下アームの半導体スイッチング素子が発電電流を吸い込んでいる状態を考える。この時、たとえばV相上アームの半導体スイッチング素子をオンすると、U相巻線、U相上アーム素子、V相上アーム素子、V相巻線、中性点、U相巻線という短絡回路が形成され、大きな短絡電流がU、V相巻線に流れることになり、この短絡電流はV相上アーム素子の断続により制御することができる。つまり、たとえばU相電圧が最も正方向へ大きい位相期間には、V相の上アーム素子又はW相の上アーム素子又はU相の下アーム素子のスイッチングにより電機子短絡電流を同期周波数と異なる周波数にて制御することにより界磁巻線に交流電圧を発生させることができるわけである。

好適な態様において、前記ロータ励磁用電流通電手段は、前記同期電流と異なる周波数をもつ前記ロータ励磁用電流を前記電機子巻線に通電する。すなわち、ロータ励磁用電流通電手段は、電機子巻線に通電される交流電流としてのロータ励磁用電流を制御する。ただし、ロータ励磁用電流通電手段は電機子巻線に上記同期電流を通電するインバータなどの交流電源と並列又は直列に接続されることができるが、この場合、ロータ励磁用電流通電手段に同期電流が、交流電源にロータ励磁用電流が流れる問題が生じる。

好適な態様において、前記電流抑制回路部は、前記誘導交流電流を半波整流する整流素子を有する。このようにすれば、界磁巻線に本質的に直流電流である界磁電流を通電することができる。なお、前記整流回路は、前記界磁巻線と直列接続された半導体スイッチング素子と、前記誘導交流電流の向きに関連する信号を検出する検出回路と、検出した前記誘導交流電流の向きに関連する信号に基づいて前記半導体スイッチング素子を断続制御することにより前記誘導交流電流を同期整流する同期整流制御回路とを有することもできる。このようにすれば、実質的に界磁巻線への交流電圧を同期整流することができるため、整流損失を低減することができる。なお、この態様では、検出回路や同期整流制御回路の電源電力は界磁巻線の交流電圧をダイオード整流して形成することができる。

好適な態様において、前記ロータ励磁用電流の電流変化速度は、各相毎の前記同期電流の電流変化速度の４倍以上とされる。このようにすれば、ロータ励磁用電流の変化速度が高いために、電機子と短絡巻線との電磁結合度が高くなり、効率よくロータ励磁電力を給電することができる。

好適な態様において、前記ロータ励磁用電流は、前記電機子巻線に通電される前記同期電流の振幅が大きい所定の大電流振幅位相期間を除く位相期間に通電される。ロータ励磁用電流の波形としては、パルス状波形でもよく、高周波交流電流波形でもよい。このようにすれば、電機子電流の最大ピーク値を低減できるため、電機子巻線やインバータの抵抗損失を低減することができる。

好適な態様において、前記ロータ励磁用電流は、前記電機子巻線の各相巻線に通電される前記同期電流よりも高い周波数の交流電流を含む。このようにすれば、界磁巻線への伝送電力を効率よく行うことができる。

好適な態様において、前記ロータの回転角に応じて前記電機子巻線に前記同期電流を通電するためのインバータ回路を有し、前記インバータ回路は、前記同期電流とともに前記ロータ励磁用電流を形成する。このようにすれば、モータトルク制御用のインバータ回路がロータ励磁用電流を同時に形成するために、回路構成の簡素化を実現することができる。

好適な態様において、前記ロータ励磁用電流の一回の通電期間は、その通電期間が前記電機子巻線に通電される同期電流の基本波成分の周期の１／４以下に設定される。このようにすれば、長期にわたって上記同期電流としての多相交流電流の波形が崩れることが無いため、騒音や振動を低減することが期待される。

好適な態様において、前記電機子巻線が発生する発電電流を整流する整流装置を有し、前記ロータ励磁用電流は、前記発電電流に重畳される。当然、ロータ励磁用電流を形成する装置は、この整流装置と別に形成することができ、あるいは、この整流装置とロータ励磁用電流形成装置を一体に形成しても良い。また、発電電力をロータ励磁電力に回すことも可能である。このようにすれば、同期発電機の発電電力、発電電圧を接触式ロータ給電機構を用いることなく良好に制御することができる。

好適な態様において、本発明の界磁巻線型同期機は、自動車の車輪に連結されて走行動力を前記車輪に供給する走行動力発生モータとして採用される。このようにすれば、従来、制御が困難であった高速回転時の逆起電力抑制問題や発電電流抑制問題を良好に解決することができる。

好適な態様において、前記ロータ励磁用電流は、前記同期電流と異なる複数の周波数の通電電流を含む。

その他、この発明は、車両用交流発電機や、エンジン始動と発電とをともに行う車両用発電電動機にも適用することができる。また、本発明の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機のロータに永久磁石を併設することも可能である。この場合、界磁巻線が形成する界磁巻線界磁束は、永久磁石が形成する磁石界磁束と同じ向きに形成されることが好適であるが、モータトルクや電機子巻線電圧を低減したい場合には、逆向きに形成しても良い。たとえば、磁石界磁束をｄ、−ｄ軸を循環するように発生させ、界磁巻線磁束もd、−d軸を循環するように発生させることが好適である。

好適な態様において、前記ロータは、磁気突極部をもつ軟磁性のロータコアを有し、前記ロータコアは、外周面近傍に位置して本質的に軸方向に開口されて永久磁石がそれぞれ埋設される複数の磁石収容孔と、前記磁石収容孔に周方向に隣接配置されて前記ロータコアの外周面部を支持するとともに、前記界磁巻線に流れる前記誘導電流により形成されて前記電機子巻線と鎖交する磁束を流す軟磁性の梁部とを有する。この態様では特に、ロータ構造としていわゆる磁石埋設構造（ＩＰＭ構造）を採用した点、及び、この磁石に対して周方向に隣接して電機子巻線を貫通するように配置された軟磁性の梁部を設けた点に特徴を有している。

この態様によれば、次の効果を実現することができる。まず、磁石埋設構造を採用するため、従来のＩＰＭと同様、リラクタンストルクを利用することができるとともに磁石支持も良好になる。更に、この第２発明では、埋設磁石に周方向に隣接して界磁巻線を貫通する軟磁性の梁部が設けられる。好適には、界磁巻線はロータコアの内部において磁石と梁部との両方に巻かれる。この場合、界磁巻線が形成する磁束（界磁巻線磁束）は磁石磁束を＋方向あるいはマイナス方向にアシストする。このようにすれば、この軟磁性の梁部は、界磁巻線が形成する磁束通路を構成するとともに、埋設磁石の遠心力を担持するロータコアの外周部を機械的に支持する支持部材としても働くため、ロータの機械的強度を向上し、その高速回転性能を改善することができる。また、前記梁部はステータ巻線からロータ界磁巻線を励磁する時の励磁用磁気回路としても利用できる。

好適な態様において、前記ロータコアは、前記梁部及び前記磁石収容孔のペアの周方向両側に位置して本質的に軸方向に開口されて前記界磁巻線を収容する少なくとも一対の界磁巻線収容溝を有する。すなわち、この態様では、界磁巻線もロータコアの溝に埋設状態にて巻装される。このようにすれば、界磁巻線の支持も容易となり、界磁巻線は、梁部に良好に磁界を形成することができる。

好適な態様において、前記梁部は、周方向に隣接するとともに径方向同一向きに磁化された一対の前記永久磁石が個別に収容される一対の前記磁石収容孔の間に配置される。このようにすれば、磁石収容孔の外側に位置するロータコアの外周部を梁部により良好に機械支持することができ、高速回転性能を向上することができる。

好適な態様において、前記梁部は、前記磁石収容孔と前記界磁巻線収容溝との間に配置される。このようにすれば、梁部は磁石収容孔と界磁巻線収容溝を区画するとともに、界磁巻線の熱を良好に放散することができ、界磁巻線と磁石とに掛かる遠心力も良好に担持することができる。

好適な態様において、前記梁部は、前記一対の界磁巻線収容溝の間に位置して複数形成される。このようにすれば、永久磁石をそれぞれ収容する磁石収容孔の外側に位置するロータコアの外周部を梁部により良好に機械支持することができ、高速回転性能を向上することができる。

好適な態様において、前記ロータコアの外周面部は、前記梁部に支持されて周方向に延設されて前記界磁巻線収容溝の開口部を狭窄する。これにより、界磁巻線や永久磁石により形成された磁束を良好にステータコアに流すことができるとともに、ロータコアとステータコアとの間の電磁ギャップにおける磁束密度の周方向変化を円滑とすることができる。

好適な態様において、前記電機子電流基本波成分の実効値は、全電流実効値の１／２以上とされ、前記電機子電流基本波成分以外の電流実効値成分の半分以上は、前記電機子電流基本波成分の１／４周期の期間内に存在する。このようにすれば、一次側励磁電流（ロータ励磁用電流）の周波数帯域を高くしたため、短絡巻線に二次側励磁電流を短期間に効率良く給電することができる。更に説明すると、たとえば有効トルク発生に関与する同期電流すなわち多相交流電流の基本波成分の振幅が大きい位相期間を除外してロータ励磁用電流を重畳することができ、ロータ励磁用電流重畳のための回路や電源を簡素化することができる。なお、ロータ励磁用電流の波形は、たとえばパルス状波形や高周波交流波形とすることができる。パルス状の電流は高周波数成分を多くもつため、界磁巻線への電磁誘導を良好に行うことができ、かつ、短期間通電としたので、ロータトルクのリップルや磁気騒音を低減することができる。更に説明すると、パルス状の高周波成分（一次側励磁電流）の通電期間を基本波成分（同期電流）の１周期の１／４以下の期間（すなわちπ／２）内とすると、トルクリップルの影響を実用上十分なレベルに抑制することができる。一般には、この種の電機子電流制御ではｄｑ回転座標変換でのトルク演算処理がおこなわれるのが通常であるので、パルス状の高周波成分（一次側励磁電流）Ｉｒ１の通電期間が１周期の１／４以下の期間未満であれば、ｄ軸電流とｑ軸電流とが両方ともｄｑ回転座標系の１つの象限内にある間にこの重畳を完了させることができ、ｄ軸電流の符号もｑ軸電流の符号も変更する必要がない。これは、トルクリップルを減らせることを意味する。

好適な態様において、前記インバータは、任意の一相の前記電機子電流基本波成分の実効値と前記ロータ励磁用電流の実効値との合計が所定の一相の前記電機子電流の許容最大実効値以下となるように、前記ロータ励磁用電流の位相及び振幅を決定する。このようにすれば、インバータの各アームなどに実効的にその許容最大電流の実効値を超える電流が流れるのを防止することができる。なお、瞬時的に許容最大電流の実効値を超える電流が流れても短期間であり、発熱及びそれによる温度上昇は実効値に相関を有するため問題は生じない。

好適な態様において、前記インバータは、各相の前記ロータ励磁用電流のうち最も大きな振幅の相のロータ励磁用電流を、前記相電流のピーク位相角度値から所定位相角αだけ遅れた前記所定の位相期間βだけ重畳する。このようにすれば、相電流の波形の崩れを抑止しつつ大きな振幅のロータ励磁用電流を通電することができる。

好適な態様によれば、前記αは０〜１６０度、前記βは0.1〜６０度とされ、前記ロータは永久磁石を装備しない。このようにすれば、大きな振幅のロータ励磁用電流を通電することができる。

好適な態様によれば、前記αは、６０〜２１０度の範囲、前記βは、0.1〜６０度とされ、前記ロータは永久磁石を装備する。このようにすれば、大きな振幅のロータ励磁用電流を通電することができる。

好適な態様において、前記ロータ励磁用電流がピーク値となる時点における各相の前記ロータ励磁用電流が形成する磁束の周方向中心位置は、前記ステータの内周面に面する前記ロータの磁気突極部内にとなるように、ロータ励磁用電流の通電タイミングが設定される。このようにすれば、各相のロータ励磁用電流が形成する合成磁界ベクトルの位相と磁気突極部の位相とが一致しているため、効率よく磁気突極部に磁束を形成することができる。つまり、電機子電流の基本波成分へのパルス状の高周波成分（一次側励磁電流）の重畳タイミングは、パルス状の高周波成分（一次側励磁電流）のベクトル方向を、ｄｑ回転座標系上の磁気突極部の方向（位相角）と一致する方向と一致させるように通電することがロータ励磁用電流を有効利用できるため好適である。

好適な態様において、前記励磁用電流の指令期間は、１相あたり前記電機子電流基本波成分の１周期内に多くとも２回、設定される。このようにすれば、波形歪みを低減しつつ大電力を界磁巻線に送電することができる。すなわち、ロータは、互いに電気角π離れた一対の磁気突極部をもち、この磁気突極部にダイオードを通じて短絡された界磁巻線が巻装されていることから、電気角２πすなわち三相電機子電圧の１周期において２回の好適なパルス状の高周波成分の重畳タイミングが存在する。したがって、各相の電機子電圧の基本波成分にはその１周期に２回のパルス状の高周波成分を重畳することが好適である。

好適な態様において、前記インバータは、各相の前記ロータ励磁用電流のうち最も大きな振幅の相のロータ励磁用電流を、その他の２相の前記ロータ励磁用電流それぞれに対して略２倍に設定する。このようにすれば、三相接続（好適には三相星形接続）されたステータコイル（電機子巻線）の各相へのロータ励磁用電流の分配を対称的とすることができ、波形歪みを低減しつつ大電力を界磁巻線に送電することができる。

好適な態様において、前記ロータに励磁電流を誘導するために各相毎に決められた所定の振幅のロータ励磁用電流を発生するロータ励磁用電圧を重畳する。これにより、正又は負のトルク発生に寄与する多相交流電流の基本波成分と、それに重畳された励磁電流との合成電流である電機子電流の波形を好適なものとすることができる。

好適な態様において、前記ロータ励磁用電圧を、前記多相交流電圧の最大振幅値近傍を除く期間に主として重畳する。ここで言う多相交流電圧の最大振幅値近傍を除く期間とは、多相交流電圧の各相電圧の０レベルを中心として−４５度（ーπ／４）〜＋４５度（＋π／４）の範囲とされることができる。これにより、インバータに印加できる電圧を大きく取れ短時間で必要電流を流す事が出来、電流通電時間を短縮して、抵抗損失（電流の二乗に比例する）を低減し、温度上昇を低減することができる。また、インバータに印加する電源電圧を低減することができる。

好適な態様において、前記多相交流電圧と前記ロータ励磁用電圧との和である電機子電圧が前記多相交流電圧の最大値を超えない範囲に設定する。これにより、上記と同様の効果を奏することができる。

好適な態様において、パルス電圧又はＰＷＭ電圧であるロータ励磁用電圧を、ＰＷＭ多相交流電圧に重畳してＰＷＭ電機子電圧を出力する。これにより、多相交流電圧の所定位相期間にロータ励磁用電圧を良好かつ簡単に重畳することができる。

好適な態様において、前記ＰＷＭ多相交流電圧のハイレベル期間の時間幅を増大することにより前記ロータ励磁用電圧の前記正パルス電圧を前記ＰＷＭ多相交流電圧に重畳し、前記ＰＷＭ多相交流電圧のローレベル期間の時間幅を増大することにより前記ロータ励磁用電圧の前記負パルス電圧を前記ＰＷＭ多相交流電圧に重畳する。このようにすれば、インバータのスイッチング回数の増大を抑止しつつロータ励磁用電圧の重畳を実現できるため、インバータ損失を低減することができる。

好適な態様において、前記正パルス電圧及び前記負パルス電圧は、前記多相交流電圧のゼロクロス点近傍にて重畳される。このようにすれば、インバータに印加する電源電圧を増大することなく、大きな励磁電流を短絡巻線に誘導することができる。

好適な態様において、前記正パルス電圧は、前記多相交流電圧の正半波期間に重畳され、前記負パルス電圧は、前記多相交流電圧の負半波期間に重畳される。このようにすれば、波形の乱れを低減することができ、磁気騒音も低減することができる。また、電機子巻線に印加する電源電圧の振幅を低減することもできる。

好適な態様において、前記ロータは、前記短絡巻線に流れる電流により形成される磁束を径方向へ通過させる短絡磁束磁路と、前記磁気突極部に位置して前記ロータの外周面に界磁極を形成する永久磁石とを有する。

本発明の好適態様を以下の実施例により具体的に説明する。ただし、本発明は下記の実施例に限定解釈されるものではなく、本発明をその他の公知技術またはそれと必要機能が共通であるその他の技術の組み合わせと用いて実現しても良い。

実施例１の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図１を参照して説明する。図１はこの界磁巻線型同期機（電動機）の模式軸方向断面図を示す。この同期機は車両用走行動力発生装置としてハイブリッド車や燃料電池車や電気自動車などに適用される。

図１において、１はステータ、２はステータコア、３はステータコア２に巻線されたステータコイル（電機子巻線）である。４はロータであり、５はロータコア、６はロータコア５に巻線されたロータコイル（界磁巻線）、７はロータシャフトである。９は、ステータ１が固定され、ロータ４を回転可能に支持するフレーム（いわゆるハウジング）である。１０はロータの回転位置を検出する位置センサである。位置センサ１０は、ロータシャフト７に固定されて周方向に一定ピッチで磁気突極が形成された磁性輪板の外周面に対面して配置されて、上記磁気突極の通過を検出することにより、回転位置を検出する。２０は位置センサ１０とコントローラ４０との信号に基づいてステータコイル３の電機子電流を制御するインバータ、３０はインバータ２０に必要な電力を供給する直流電源である。

ステータ１及びロータ４の径方向断面を図２に示す。ステータコイル３は３相の相巻線を有し、コントローラ４０は、回転位置センサ１０から得られたロータ４の回転位置に対応した電機子電流をステータコイル３に通電するべくインバータ２０を断続制御する。この実施例では、ロータ４のロータコア５は、一対の界磁極（磁気突極）をなすコアティース部５１０を有しており、ロータコイル６は、コアティース部５１０に界磁束を形成するべくその回りにロの字状に巻線されている。この種の界磁巻線型同期機の構造及び動作自体は周知であるため、これ以上の説明は省略する。

この界磁巻線型同期機の回路を図３に示す。５０は平滑コンデンサである。三相のインバータ２０は、合計３つの上アーム素子と合計３つの下アーム素子とをもち、各アーム素子はそれぞれIGBTとフライホイルダイオードとにより構成されている。もちろん、各アーム素子をMOSトランジスタに代替してもよい。この実施例の特徴は、ロータコイル６がダイオード１２を通じて短絡されていることにある。ダイオード１２は、ロータコイル６に誘導された交流電圧を半波整流することにより、一対のコアティース部５１０の一方をN極に、他方をS極に励磁する。

更に、この実施例では、インバータ２０は、ロータコイル６に上記交流電圧を誘起するために、特別の交流電流（ロータ励磁用電流）をステータコイル３に通電する。したがって、ステータコイル３に流れる電機子電流は、トルク発生用の電流成分である同期電流とロータ励磁用電流との和となる。

インバータ２０による三相電機子電流の通電制御例を図４を参照して説明する。５１はＵ相電機子電流、５２はＶ相電機子電流、５３はＷ相電機子電流のうち、正弦波波形を持つ基本波電流（同期電流）であり、６１〜６３は各相の電機子電流５１〜５３に重畳される各相のロータ励磁用電流である。この実施例ではロータ励磁用電流６１はＶ相電機子電流に、ロータ励磁用電流６２はＵ相電機子電流に、ロータ励磁用電流６３はＷ相電機子電流に重畳される。

これらのロータ励磁用電流６１〜６３は同期電流（基本波電流）である電機子電流５１〜５３の周波数に比べて高い周波数とされ、この実施例ではパルス状の波形とされる。このロータ励磁用電流６１〜６３をステータコイル３に通電することにより形成された交流磁界は、ロータコイル６と鎖交しロータコイル６に交流電圧を発生させる。ロータコイル６はダイオード１２を介して短絡されているために、ロータコイル６には一方向へのみ電流が流れてロータコア５を所定方向へ励磁してロータコア５に一対の界磁極を形成する。すなわち、この実施例では、界磁束は、ステータコイル３へのロータ励磁用電流６１〜６３の通電と、ロータコイル６の誘導交流電圧の整流により形成される。なお、上記パルス状の通電はロータにトルクを発生させない位相で瞬時的に行う事が望ましい。図４に示す基本波電流（同期電流）とロータ励磁用電流とを合成した合成相電流波形を図５に示す。

なお、各相の合成相電流波形の振幅は基本波電流の振幅を超えないレベルに設定することが好適であり、それには、図４に示すように各基本波電流の振幅がピーク値近傍となる期間を除いてパルス状のロータ励磁用電流６１〜６３を通電すればよい。

実施例２の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図６を参照して説明する。図６はこの界磁巻線型同期機（電動機）の模式径方向断面図を示す。この実施例では、８は界磁束を発生するための永久磁石であり、ロータコイル６が形成する界磁束と同一方向へ界磁束を発生させる。したがって、この実施例によれば、永久磁石による励磁アシストによりトルクアップ及び励磁電流の低減を実現することができる。

実施例３の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図７を参照して説明する。この実施例では、ダイオード１２と並列にコンデンサ１４を接続している。このようにすれば、ロータコイル６に流れる励磁電流と発生電圧の安定化を行うことができる。ただし、この実施例では、ロータコイル６に誘起される交流電流のうち遮断すべき逆位相の半波成分がコンデンサ１４を通じて流れるために界磁束の実効的な大きさは減少する。

実施例４の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図８を参照して説明する。この実施例では、ダイオード１２と直列にチョークコイル１５を接続している。チョークコイルの磁気回路はロータコアの周方向内側の部分などを用いて構成することができる。このようにすれば、ロータコイル６に交流電圧が誘起されてダイオード１２により回路に一方向へ電流が流れると、チョークコイル１５に磁気エネルギーが蓄積され、上記交流電圧が逆の半波期間となってもチョークコイル１５の発生電圧により励磁電流通電期間を増大することができ、励磁電流の振幅変化を滑らかとすることができる。

実施例５の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図９を参照して説明する。この実施例は、インバータ回路に常時、同期周波数よりも高い高周波数のロータ励磁用電流を通電する点をその特徴とする。ロータ励磁用電流は、正弦波波形でも良く、台形波波形でもよい。ただし、インバータ２０が各相の電機子巻線に通電可能な最大電流はインバータ２０に印加される直流電源電圧により制限される。このため、基本波電流（同期電流）を発生するための相電圧と、ロータ励磁用電流を発生するための相電圧の和は、この直流電源電圧を超えることがないように制御される。

この実施例の他の特徴は、各相のロータ励磁用電流の通電方向をロータコア５の回転位置に応じて制御する点にある。以下、図９を参照して更に具体的に説明する。図９において、インバータ２０は、U相上アーム素子２１、V相上アーム素子２２、W相上アーム素子２３、U相下アーム素子２４、V相下アーム素子２５、W相下アーム素子２６を有している。各アーム素子は半導体スイッチング素子であり、逆並列接続されたフライホイルダイオードDを有している。

図２に示すステータコア２には、電機子巻線を構成する各相巻線が分布巻きにてU相導体、ーV相導体、W相導体、ーU相導体、V相導体、ーW相導体の順序で周方向に順番に巻装されているものとする。したがって、ロータコア５の二つの界磁極はそれぞれ、次の各位相期間をもつことになる。各位相期間の合計は電気角２πである。

第１の位相期間は、U相導体、ーV相導体、W相導体に流れるロータ励磁用電流が形成する交流磁界に対面する位相期間である。第２の位相期間は、ーV相導体、W相導体、ーU相導体に流れるロータ励磁用電流が形成する交流磁界に対面する位相期間である。第３の位相期間は、W相導体、ーU相導体、V相導体に流れるロータ励磁用電流が形成する交流磁界に対面する位相期間である。第４の位相期間は、ーU相導体、V相導体、ーW相導体に流れるロータ励磁用電流が形成する交流磁界に対面する位相期間である。第５の位相期間は、V相導体、ーW相導体、U相導体に流れるロータ励磁用電流が形成する交流磁界に対面する位相期間である。第６の位相期間は、ーW相導体、U相導体、ーV相導体に流れるロータ励磁用電流が形成する交流磁界に対面する位相期間である。第１、第４の位相期間では、U相導体とW相導体に流れるロータ励磁用電流は同一向きとされ、V相導体に流れるロータ励磁用電流は逆向きとされる。なお、ロータ励磁用電流の向きとは、電流がステータコイル３に流れ込む向きと、流れ出す向きとされる。同様に、第２、第５の位相期間では、V相導体とU相導体に流れるロータ励磁用電流は同一向きとされ、W相導体に流れるロータ励磁用電流の向きは逆向きとされる。同様に、第３、第６の位相期間では、W相導体とV相導体とに流れるロータ励磁用電流は同一向きとされ、U相導体に流れるロータ励磁用電流の向きは逆向きとされる。上記したように、これらのロータ励磁用電流は高周波とされるために、一つの位相期間にて通電方向は複数回変化する。この各相のロータ励磁用電流の方向切り替えは、検出したロータ角度位置に基づいて制御すればよい。これにより、各相巻線に流れるロータ励磁用電流が形成する磁界を効率よく界磁巻線と鎖交させることができる。

実施例６の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図９を参照して説明する。この実施例は、この同期機を発電モードにて運転する態様を説明する場合のロータ励磁用電流の通電方法を説明するためのものである。

インバータ２０はフライホイルダイオードを有するために、インバータ２０は発電動作時には本質的に単なる三相全波整流器として作動することになる。もちろん、自己に逆並列接続されるフライホイルダイオードDがオンする期間に半導体スイッチング素子をオンすることによりフライホイルダイオードDの損失低減を行う同期整流を行っても良いことは当然である。

しかし、インバータ２０を用いて発電整流を行う場合、インバータ２０を構成する各半導体スイッチング素子２１〜２６を発電整流のためにはそれらが本来オンするべきでない位相期間にオンすることによりステータコイル３を構成する相巻線３１〜３３の一部を短絡させ、これにより、短絡電流を相巻線３１〜３３に通電するこができる。この短絡電流は任意の期間に相巻線３１〜３３に通電することができるため、ロータ速度と同期する周波数の回転磁界を形成する基本波電流とは異なる速度の磁界をロータコイル６に鎖交させることができるはずである。

たとえば、U相上アームの半導体スイッチング素子２１が電流を直流電源側に発電電流を出力し、V相及びW相下アームの半導体スイッチング素子２５、２６が電流を直流電源から吸い込んでいる位相期間を考える。この時、本来オンするべきではないV相上アームの半導体スイッチング素子２２をオンすると、U相巻線３１、U相上アーム素子２１、V相上アーム素子２２、V相巻線３２、中性点、U相巻線３１という短絡回路が形成され、大きな短絡電流がU、V相巻線に流れることになる。従って、この短絡電流を所定の周期で断続すれば、ステータコイル３にロータ励磁用電流を通電することができる。また、上記位相期間において、W相上アーム素子２３をオンする場合、U相下アーム素子２４をオンする場合にも同様の効果を得ることができる。なお、同期周波数よりも高い高周波数のロータ励磁用電流をステータコイル３に常時通電するのではなく、所定の位相期間だけ通電してもよいことは明白である。また、ロータ励磁用電流の波形は正弦波波形でも良く台形波波形でもよく、パルス状波形でもよいことも明白である。

その他、この発明の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機は、車両用交流発電機や、エンジン始動と発電とをともに行う車両用発電電動機にも適用することができる。また、本発明の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機のロータに永久磁石を併設することも可能である。この場合、界磁巻線が形成する界磁巻線界磁束は、永久磁石が形成する磁石界磁束と同じ空間位相で形成されることが好適である。たとえば、磁石界磁束をｄ、−ｄ軸を循環するように発生させ、界磁巻線界磁束をd、ーd軸を循環するように発生させることが好適である。但し、界磁巻線界磁束が低い場合は、磁石界磁束は界磁巻線界磁束用磁路を短絡する様にすることが好適である。

実施例７の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図１０を参照して説明する。この実施例は、半波整流用のダイオード１２を同期整流用のMOSトランジスタ１２０に置換したものである。MOSトランジスタ１２０は、その寄生ダイオードがターンオンするタイミングにてオンされる。なお、このMOSトランジスタ１２０のゲート電圧は、ロータコイル６が誘導する電圧を別に整流して作成した直流電源回路から給電すればよい。

実施例８の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図１１を参照して説明する。この実施例は、ロータコア５に永久磁石８を併用する点は図６に示す実施例と同じであるが、この永久磁石が形成する磁石磁束を短絡する磁路をロータコア内に磁気飽和状態にて形成したものである。

すなわち、図１１はロータコア５の１つのN極の界磁極を示している。永久磁石８の磁石磁束はこの永久磁石８を磁気的に短絡する短絡磁路５２０を有している。ロータコイル６に通電しない場合、この短絡磁路５２０は永久磁石８により磁気飽和しており、永久磁石の残りの界磁束はステータ１側に流れてステータコイル３と鎖交している。ただし、同期機の最高回転数においてもこの残りの界磁束によりステータコイル３が発生する発電電圧はバッテリの電圧よりわずかに小さい値とされ、これにより永久磁石８のみではバッテリ充電が不可能となっている。

ここで、ロータコイル６に整流された界磁電流を通電することにより、短絡磁路５２０の飽和磁束方向と逆向きに界磁束を流すと、この界磁束がステータ１側に流れるためにステータコイル３と鎖交する界磁束量が増加することになる。したがって、この実施例によれば、永久磁石の減磁を防止しつつ界磁束量を容易に調整することができる。

なお、ステータ電流をd軸電流とq軸電流に分けて制御するいわゆるベクトル制御を実施する場合には、d軸電流の所定周波数の交流電流成分はロータコイルに交流電圧を誘導するため、d軸電流の交流電流成分（複数周波数でもよい）を制御することによりロータコイルの交流電圧を誘導することができるため、この交流電圧を整流すれば、ロータコイルに所望の大きさの界磁電流を流すことができる。また、このq軸電流をたとえばAM変調するなどして、インバータの必要入力電圧の増大を抑止することも可能である。

実施例９の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図１２を参照して説明する。図１２に示す同期機は、図１、図２に示す実施例１の同期機と比較して、ロータコア５内にロータコイル（界磁巻線）６と永久磁石８とを埋設した点が異なっている。

ステータ１及びロータ４の径方向断面を図１３に示す。図１２はこの界磁巻線型同期機（電動機）の模式軸方向断面図を示す。ステータコイル３は３相の相巻線を有し、コントローラ４０は、回転位置センサ１０から得られたロータ４の回転位置に対応した電機子電流をステータコイル３に通電するべくインバータ２０を断続制御する。ステータコイル３にロータ回転と同期して回転しないロータ励磁用電流を重畳することによりロータコイル６１〜６４に誘導された交流電圧をダイオード整流するのは既述した通りである。

ロータ４のロータコア５にはその外周面部に近接して、磁石収容孔５１〜５４、界磁巻線収容溝５５〜５８が設けられている。周方向に互いに隣接する磁石収容孔５１、５２の間にはロータコア５の一部である梁部５８が径方向に設けられ、周方向に互いに隣接する磁石収容孔５３、５４の間にはロータコア５の一部である梁部５９が径方向に設けられている。梁部５８、５９の最外周部分は、磁石収容孔５１〜５４の外周側を覆うとともに界磁巻線収容溝５５〜５８の外周側の開口５０aを狭窄するべく周方向両側に延在する鍔部５０ｂに連なっている。

この実施例では、磁石収容孔５１と界磁巻線収容溝５５とは周方向に隣接して互いに連通し、磁石収容孔５２と界磁巻線収容溝５６とは周方向に隣接して互いに連通し、磁石収容孔５３と界磁巻線収容溝５７とは周方向に隣接して互いに連通し、磁石収容孔５４と界磁巻線収容溝５８とは周方向に隣接して互いに連通している。磁石収容孔５１〜５４には永久磁石８１〜８４が個別に収容されている。永久磁石８１、８２は外周面側がＳ極、内周面側がＮ極に磁化され、永久磁石８３、８４は外周面側がＮ極、内周面側がＳ極に磁化されている。永久磁石８１〜８４は全体として図１２における永久磁石８を構成している。界磁巻線収容溝５５〜５８には界磁巻線であるロータコイル６が巻装されている。界磁巻線収容溝５５、５８にはロータコイル６の往きターン部６１、６４が個別に収容され、界磁巻線収容溝５６、５７にはロータコイル６の帰りターン部６２、６３が収容されている。ロータコイル６の巻装方式は自由であり、ロ字状に巻装してもよく、つづら折れ状に巻装してもよい。Φは、図１３にて破線にて示される界磁束である。界磁束Φは、永久磁石８１〜８４及びロータコイル６の電流（界磁電流）により形成される。

基本的な動作は、図１１に示す実施形態と同じである。ステータコイル３に流れる三相交流電流は、それが作る回転磁界とロータ４の回転速度が同じであるため、ロータコイル６に交流電圧を誘起することは無い。ステータコイル３にロータ励磁用電流を通電しない場合には、ロータコイル６に界磁電流が誘導されず、永久磁石８１〜８４の磁束の一部は梁部５８、５９により短絡されてステータコイル３と鎖交せず、その分だけトルクが制限される。ステータコイル３にロータ励磁用電流を通電した結果、ロータコイル６に界磁電流が誘導され、永久磁石８１〜８４により梁部５８、５９に流れる磁束と反対向きに梁部５８、５９に電流磁界が生じると、いままで梁部５８、５９にバイパスしていた永久磁石８１〜８４の磁束はステータ１に向かい、トルクが増大する。ロータ励磁用電流を更に同方向に増大すると、ロータコイル６により形成されてステータコイル３と鎖交する界磁束が増大し、トルクは更に増大する。逆にロータ励磁用電流の向きを反転すると、ステータコイル３と鎖交する界磁束は大きく減少する。

更に、鍔部５０ｂは、リラクタンストルクを増大させることができる。すなわち、鍔部５０ｂは、ｑ軸磁路としてリラクタンストルクを増大させるとともに、永久磁石８１〜８４やロータコイル６１〜６４を遠心力に抗して支持する。

又、前記実施例ではロータの巻線スペースは溝形状としたが、セグメントを軸方向から挿入し溶接等の接続により巻線を形成する方法も考えられ巻線溝のロータ表面上の開口部分を閉じた形状でも対応可能である。

実施例１０の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図１４を参照して説明する。図１４はこの界磁巻線型同期機（電動機）の部分径方向断面図を示す。図１４に示す同期機は、図１３に示す実施例９の同期機と比較して、梁部５８の代わりに梁部５８１、５８２を、梁部５９の代わりに梁部５９１、５９２を設け、更に、磁石収容孔５１、５２を一体化して一つの永久磁石８を収容し、磁石収容孔５３、５４を一体化して一つの永久磁石８を収容したものである。この実施形態における界磁束の流れは図１３よりも図１１に近似する。なお、この実施例では更に、梁部５８１、５８２、５９１、５９２はq軸近傍に配置されてq軸の磁気抵抗を低減するため、リラクタンストルクの増加も期待することができる。

実施例１１の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を図１５を参照して説明する。図１５はこの界磁巻線型同期機（電動機）の部分径方向断面図を示す。図１５に示す同期機は、図１３に示す実施例９の梁部構造と、図１４に示す実施例１０の梁部構造とを合体させたものである。すなわち、梁部５８１〜５８３、５９１〜５９３が採用される。

実施例１２を図１６、図１７を参照して説明する。図１６は、三相正弦波電流であるステータコイル３の各相電流Iu、Iv、Iwに、パルス状のロータ励磁用電流Iｆu、Iｆv、Iｆwを相ごとに重畳した合成の相電流波形を示す波形図であり、図１７は、各相電流Iu、Iv、Iwと、ロータ励磁用電流Iｆu、Iｆv、Iｆwとを分けて図示した波形図である。

これら相電流波形はもちろんインバータ２０により形成される。IuはU相コイルに通電される相電流、IvはV相コイルに通電される相電流、IwはW相コイルに通電される相電流である。ただし、各相電流Iu、Iv、Iwはロータ回転と同期したトルク発生用の正弦波電流（本発明で言う多相交流電流）である。

ロータ励磁用電流Iｆu、Iｆv、Iｆwは、U相電流Iｕの正の振幅最大点（ピーク位相角度値）から所定位相角αだけ遅れた時点から所定の位相期間βの間、通電される。パルス状のロータ励磁用電流Iｆuが相電流Iuに、パルス状のロータ励磁用電流Iｆvが相電流Ivに、パルス状のロータ励磁用電流Iｆwが相電流Iwに重畳される。当然、Iｆu＋Iｆv＋Iｆwは０である。

ＩＰＭモータに適応した場合のα、βの設定について図１８を参照して説明する。ステータの回転磁界電流中心がＵ相電流ピーク値の角度位置に一致する場合を説明する。図１８は回転磁界中心の電流と励磁電流の位置関係を示したものである。ＩＰＭモータでは、回転界磁電流中心をロータ界磁中心に対し３０〜６０度進んだ位相とすることがトルク性能上、好適である。

図１８において、ロータ界磁中心はｑ軸から電気角で９０度（π／２）進んだ位置にあるので、ｑ軸に回転磁界電流中心と同方向へロータ励磁用電流Ifuを通電すれば、励磁磁束を増加できる。このロータ励磁用電流Ｉｆｕは、磁極のアークレシオ（通常０．７程度）の範囲内にて磁束を形成すればよく、結局、−６０度〜＋６０度の範囲内に設定すれば、ロータ励磁機能を実現することができる。すなわち、回転磁界中心（最大相電流の振幅最大点）とロータ励磁用電流Ｉｆｕとの間の位相角αは１２０〜１５０度に励磁電流の冗長分を加味して６０〜２１０度に設定すればよいことがわかる。なお、ここで言うｑ軸は外径に磁束方向を持つ磁石界磁中心から回転方向に９０度遅れた軸を指している。

各相の相電流の基本波成分に対するパルス状のロータ励磁用電流Ｉｆｕの重畳状態特にその位相関係が図１７に示され、両者を合成した各相の合成相電流波形が図１６に示されている。位相角αを６０〜２１０度の範囲にて設定すれば、励磁電流の振幅を最大とすることができる。なお、図１８では、紙面上面から裏側に突き抜ける方向を正としている。また、βは、回転数と通電時間により制約されるが例えば、自動車駆動用等では回転数が５０〜５０００ｒｐｍ、４極対程度の仕様が汎用的で、通電時間としては励磁に必要なエネルギーと損失を極力低減する事から５０μｓ〜０．５ｍｓ程度が好適である。これらの条件の組合せからβは０．１〜６０度の設定が好適である。

つまり、パルス状のロータ励磁用電流の振幅は、振幅値が正方向へ最も大きいＵ相電流Iuｕにおいて最も大きく、かつ、Ｕ相電流Iuの振幅を低減する向きに重畳される。Ｖ相電流IvとW相電流Iwに重畳されるロータ励磁用電流の和はＵ相電流Iuに等しく、向きは反対となる。更に、この実施例では、Ｖ相電流IvとW相電流Iwとは略等しい振幅とされるが、互いに０．７〜１．５倍程度の差を有していても良い。このロータ励磁用電流の重畳により、界磁巻線に必要な電力を給電する。

磁石を有さない界磁巻線のみの突極型モータでは、回転する界磁電流の周方向中心位置をロータ界磁中心に対し−３０〜１０度進んだ位相とすることがトルク性能上、好適である。

この界磁巻線のみの突極型モータも、ロータの界磁磁極の周方向中心位置はｑ軸から電気角で９０度（π／２）進んだ位置にあるので、ｑ軸に回転磁界電流中心と同方向へロータ励磁用電流Ifuを通電すれば、励磁磁束を増加できる。ロータ励磁用電流Ｉｆｕは、磁極のアークレシオ（通常０．７程度）の範囲内にて磁束を形成することが好適である。つまり、回転する界磁電流の周方向中心位置を−６０度〜＋６０度の範囲内に設定すれば、ロータ励磁機能を実現することができる。すなわち、回転磁界中心（最大相電流の振幅最大点）とロータ励磁用電流Ｉｆｕとの間の位相角αは６０〜１００度に励磁電流の冗長分を加味して０〜１６０度に設定することが好適である。

（変形態様）
また、図１９に示すように、振幅値が最も大きいＵ相電流Iuに重畳するロータ励磁用電流Ifuの振幅を、他の相電流に重畳するロータ励磁用電流Iｆv又はIｆwの振幅よりも小さく設定してもよい。

（変形態様）
上記実施例では、Ｕ相電流Iuの正の最大振幅点から所定位相角αだけ遅れた時点にてＵ相電流Iuに振幅が最も大きいロータ励磁用電流Ifuを重畳したが、同様に、Ｖ相電流Ivの正の最大振幅点から所定位相角αだけ遅れた時点にてＶ相電流Ｉｖに振幅が最も大きいロータ励磁用電流Ifvを重畳し、W相電流Iwの正の最大振幅点から所定位相角αだけ遅れた時点にてW相電流Iwに振幅が最も大きいロータ励磁用電流Iｆwを重畳してもよい。

（変形態様）
各相電流Iu、Iv、Iwはそれぞれ特定の位相期間において、トルク発生に寄与が少ない位相期間が存在する。したがって、この期間において、ロータ励磁用電流を重畳すればトルクリップルを低減することができる。

（変形態様）
上記例では、位相期間βの間、パルス電圧波形又は略矩形波波形のロータ励磁用電流を通電したが、その代わりに高周波交流電流波形のロータ励磁用電流を通電してもよい。

実施例１３を図２０〜図２６を参照して説明する。図２０は図１に示すステータ１及びロータ４の径方向断面を示す。この実施例では、ロータ４のロータコア５の外周面近傍にはロータコイル（短絡巻線）６が略埋め込まれた溝（孔でもよい）が形成されている。ロータコイル６は図２１に示すようにダイオード１２を通じて短絡されている。１４は電流平滑用のコンデンサである。ダイオード１２は、ロータコイル６に誘導された交流電圧を半波整流することにより、一対のロータコアティース部５１aの一方をN極に、他方をS極に励磁する。

ロータコイル６に流れる一方向の誘導電流により、ロータコイル６には図２０に矢印で示す方向に界磁束が形成され、この界磁束は、ロータコア５の外周面部のうち、ロータコイル６に囲まれたロータコアティース部５１aを流れる。したがって、この実施例では、ロータコイル６は、各ロータコアティース部５１aの回りにそれぞれロの字状に集中巻きされているが、蛇行状に巻線してもよい。

この実施例では、インバータ２０は、ロータコイル６に上記交流電圧を誘起するために、特別の交流電流（ロータ励磁用電流）をステータコイル３に通電する。したがって、ステータコイル３に流れる三相の電機子電流は、トルク発生用の電流成分である三相の同期電流（本発明で言う多相交流電流）とロータ励磁用電流との和となり、ステータコイル３に印加する電機子電圧は、トルク発生用の電圧成分である三相交流電圧とロータ励磁用電流発生用の電圧成分であるロータ励磁用電圧との和となる。従来の三相の電機子電流の波形を図２２に示し、一つのＰＷＭ相電圧波形を図２３に示す。図２２は、ステータ巻線に流れる電流を模式図示した説明図であり、図２３は、過変調時の電圧波形図である。

（ロータ励磁用電圧重畳の具体的な説明）
次に、この実施形態におけるロータ励磁用電圧の重畳方法を図２４を参照して以下に説明する。この実施形態では、トルク発生用の三相交流電流の所定の位相期間においてパルス状の通電を行ってロータコイル６に誘導電圧を誘起させ、それをダイオード整流してロータコイル６に励磁電流を一方向に通電する。

図２４において、１００はステータコイル３に重畳するロータ励磁用電流の波形を示す。ステータコイル３にパルス状のロータ励磁用電流１００を通電するために、互いに極性が異なる正パルス電圧１０１と負パルス電圧１０２とをステータコイル３に印加する必要がある。なお、VBはバッテリ電圧幅を示す。

図２５において、１０４は一相の正弦波状の相電圧１０３を形成するための一相のＰＷＭ相電圧であり、２００，２０２はそのオン期間、２０１、２０３はオフ期間を示す。この一相のＰＷＭ相電圧１０４に上記した正パルス電圧１０１及び負パルス電圧１０２を良好に重畳する方法を図２６を参照して説明する。

図２６では、一相の正弦波状の相電圧１０３の０レベル近傍に設定されたロータ励磁用電圧重畳期間Tにおいて、一相の正弦波状の相電圧１０３が正値である位相期間T1において一相のＰＷＭ相電圧１０４のオフ期間２０１をオン期間に変換し、一相の正弦波状の相電圧１０３が負値である位相期間T2において一相のＰＷＭ相電圧１０４のオン期間２０２をオフ期間に変換することにより、上記した正パルス電圧１０１を位相期間Ｔ１に、負パルス電圧１０２を位相期間Ｔ２に重畳している。なお、他の２相のＰＷＭ相電圧も同様に形成することができる。このようにすれば、一相の正弦波状の相電圧１０３の０レベル（０クロス）近傍のＰＷＭパルス波形を反転するため、正パルス電圧１０１及び負パルス電圧１０２のパルス幅をそれぞれ大きくすることができ、かつ、両者の幅をほぼ等しくして、ＰＷＭ三相交流電圧の波形乱れを低減できることである。また、ＰＷＭ電圧のスイッチング回数の増大も抑止しつつパルス状のロータ励磁用電圧をＰＷＭ三相交流電圧に重畳することができる。つまり、この実施形態では、三相交流電圧を形成するためのＰＷＭ三相交流電圧のオン期間とオフ期間とを反転することにより、三相交流電圧に正パルス電圧１０１と負パルス電圧１０２とを簡単に重畳して、通常のブラシレスDCモータの回路構成をほとんど変更することなく、装置を実現することができる。また、上記パルス反転によれば、三相交流電圧（実効値）とロータ励磁用電圧（実効値）との和である電機子電圧が三相交流電圧（実効値）の最大値を超えないので、三相交流電圧（実効値）の振幅を電源電圧が許す範囲にて大きく設定することができる。

このような、合成ＰＷＭ電圧１０５の形成は、マイコンまたはデジタル回路により構成されたコントローラ４０により極めて容易に実施できるため、その具体的な図示説明は省略する。たとえば、ロータ励磁用電圧を、０値レベルに相当する論理値０と、正値レベルに相当する論理値１との間で遷移する正パルス電圧と、０レベルに相当する論理値１と、負値レベルに相当する論理値０との間で遷移する負パルス電圧とにより定義し、この正パルス電圧をＰＷＭ相電圧に論理加算し、負パルス電圧をＰＷＭ相電圧に論理乗算すればよい。

（変形態様）
なお、実効値的により大きなロータ励磁用電圧をステータコイル３に印加する場合には、図２７に示すように、０クロスタイミング前において複数のオフ期間をオン期間に変更し、０クロスタイミング後において複数のオン期間をオフ期間に変更すればよい。

（変形態様）
また、上記実施形態では、０クロスタイミング前においてオフ期間をオン期間に完全に変更し、０クロスタイミング後においてオン期間をオフ期間に完全に変更したが、その代わりに、０クロスタイミング前においてオン期間の延長によりオフ期間の一部をオン期間に部分変更し、０クロスタイミング後においてオフ期間の延長によりオン期間の一部をオフ期間に部分変更してもよい。

（変形態様）
図２０のロータ４に磁石を併用した例を図２８に模式図示する。このようにすれば、磁石磁束と、ロータコイル６に流れる界磁電流磁束とにより界磁束を合成することができる。

（効果）
以上説明したように、これらの実施例によれば、ブラシやロータリートランスを使わずにロータコイル６に励磁電流を流すことができる。また、励磁電流量はステータコイル３からの通電電力により調節することができるため高速回転時の誘起電圧を抑えることができるとともに磁石界磁型同期機の弱め界磁も不要となり、効率を向上することができる。

（シミュレーション結果）
シミュレーションの結果を以下に説明する。各図において横軸は時間である。

図２９は、界磁巻線に励磁電流を与えるための高周波電流成分を電機子電流の基本波成分（正弦波）に重畳して合成した各相の電機子電流波形と、その時にロータコイルに生じた励磁電流との波形を示すタイミングチャートである。IuはU相合成電機子電流、IvはV相合成電機子電流、IｗはW相合成電機子電流、Irは整流された誘導電流である励磁電流である。励磁電流Irはダイオードにより整流されてロータ巻線に流れる。図２９から、各相の電機子電流の基本波成分の１周期のうちの短い期間にパルス状の高周波成分を重畳させることにより、ロータ巻線に励磁電流Ｉｒが流れていることが理解される。

図３０は、図２９の励磁電流Ｉｒにより生じるトルクを示す。ステータからのパルス励磁により励磁電流Ｉｒがその期間低減するがパルス状であるため、このトルクリップルの程度は非常に小さく、この期間以外のトルクのリップルと同程度であり、実用上許容可能なレベルであった。特許文献１のトルクリップルと比較すると、トルクリップルは相対的に小さく、平均トルクは逆に大きいことがわかった。

図３１は、図２９の励磁電流Ｉｒを励磁するために３相電機子電圧に高周波電圧成分を重畳した状態を示すタイミングチャートである。このような高周波電圧成分は３相電機子電圧形成用のPWM制御により簡単に形成することができる。ここで、基本波電圧は分り易くするため実効電圧波形にて示している。

図３２は図２９の各波形を約１周期分だけ拡大図示した波形を示し、図３３は図３２のU相合成電機子電流Iuとその基本波成分Ibasicとを示し、図３４はU相合成電機子電流Iu中の基本波成分Ibasicと、U相合成電機子電流Iu中のパルス状の高周波成分（一次側励磁電流）Ｉｒuを示す。

パルス状の高周波成分（一次側励磁電流）Ｉｒuの通電期間が、基本波成分Ibasicの１周期の１／４以下の期間（すなわちπ／２）内とすると、トルクリップルの影響を実用上十分なレベルに抑制することができる。なお、一般には、この種の電機子電流制御ではｄｑ回転座標変換でのトルク演算処理がおこなわれるのが通常であるが、パルス状の高周波成分（一次側励磁電流）Ｉｒuの通電期間が１周期の１／４以下の期間未満であれば、ｄ軸電流とｑ軸電流とが両方ともｄｑ回転座標系の１つの象限内にある間にこの重畳を完了させることができ、ｄ軸電流の符号もｑ軸電流の符号も変更する必要がない。これは、トルクリップルを減らせることを意味する。

なお、電機子電流の基本波成分へのパルス状の高周波成分（一次側励磁電流）の重畳タイミングは、パルス状の高周波成分（一次側励磁電流）のベクトル方向を、ｄｑ回転座標系上の磁気突極部の方向（位相角）と一致する方向と一致させるように通電することが好適である。ロータは、互いに電気角π離れた一対の磁気突極部をもち、この磁気突極部にダイオードを通じて短絡された界磁巻線が巻装されていることから、電気角２πすなわち各相毎の電機子電流の１周期において２回の好適なパルス状の高周波成分の重畳タイミングが存在することがわかる。したがって、図３５に示すように各相毎の電機子電流の基本波成分にはその１周期に２回のパルス状の高周波成分を重畳することが好適である。更に、３相分の電機子電流を考えると図３６に示す様に１周期に３（相）×２回の重畳タイミングがある事が分かる。

このパルス状の高周波成分の重畳を、各相の電機子電圧の基本波成分の０クロスタイミング近傍にて行うことが好適である。これにより、合成電機子電圧の振幅レベルを低減できる効果を派生する。この重畳方式を０クロスタイミング重畳方式と称する。この０クロスタイミング重畳方式で重畳した三相電機子電圧波形を図３１に示す。この時Ｕ相励磁電流が０クロス付近に発生していることがわかる。

実施例１の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す模式軸方向断面図である。 図１の同期機の径方向断面図である。 図１の界磁巻線型同期機の回路図である。 図１の同期機の三相電機子電流の通電制御例を示す電流波形図である。 図１の同期機の合成三相電機子電流波形を示す電流波形図である。 実施例２の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す径方向断面図である。 実施例３の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す回路図である。 実施例４の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す回路図である。 実施例５、６の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す回路図である。 実施例７の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す回路図である。 実施例８の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す部分径方向断面図である。 実施例９の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す模式軸方向断面図である。 実施例９の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す部分径方向断面図である。 実施例１０の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す部分径方向断面図である。 実施例１１の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の構成を示す部分径方向断面図である。 実施例１２の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の合成相電流波形例を示す波形図である。 実施例１２の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の個別相電流波形図である。 実施例１２の電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機のロータ励磁用電流と正弦波の相電流波形との位相関係を示す説明図である。 実施例１２の変形態様を示す波形図である。 実施例１３を示すための同期機の径方向部分断面図である。 図２０の短絡巻線型同期機のロータ側の回路図である。 図２０の同期機の三相電機子電圧（実効値）の重畳前の波形図である。 一相のＰＷＭ相電圧の波形図である。 重畳すべきロータ励磁用電流及びロータ励磁用電圧の波形図である。 一相のＰＷＭ相電圧（重畳前）を示す図である。 一相のＰＷＭ相電圧（重畳後）を示す図である。 実施例１３の変形態様の一相のＰＷＭ相電圧（重畳後）を示す図である。 実施例１３変形態様のロータ構造を示す径方向部分断面図である。 界磁巻線に励磁電流を与えるための高周波電流成分を電機子電流の基本波成分（正弦波）に重畳して合成した各相の電機子電流波形と、その時にロータコイルに生じた励磁電流との波形を示すシミュレーション波形図である。 図２９の励磁電流により生じるトルクを示すシミュレーション波形図である。 図２９の励磁電流を通電するために３相電機子電圧に高周波電圧成分を重畳した状態を示すシミュレーション波形図である。 図２９の各波形を約１周期分だけ拡大図示した波形を示すシミュレーション波形図である。 図２９の合成電機子電流とその基本波成分とを示すシミュレーション波形図である。 合成電機子電流中の基本波成分と、合成電機子電流Iu中のパルス状の高周波成分（一次側励磁電流）とを示すシミュレーション波形図である。 各相の電機子電圧の基本波成分にその１周期に２回のパルス状の高周波成分を重畳した状態を示すシミュレーション波形図である。することが好適である。 ０クロスタイミング重畳方式で重畳した三相電機子電圧波形を示すシミュレーション波形図である。

符号の説明

１はステータ、２はステータコア、３はステータコイル（電機子巻線）、４はロータ、５はロータコア、６はロータコイル（界磁巻線）、７はロータシャフト、８は界磁束を発生するための永久磁石、９はフレーム、１０は位置センサ（回転位置センサ）、１２はダイオード、１４はコンデンサ、１５はチョークコイル、２０はインバータ、２１はU相上アーム素子、２２はV相上アーム素子、２３はW相上アーム素子、２４はU相下アーム素子、２５はV相下アーム素子、２６はW相下アーム素子、３１〜３３はステータコイル３を構成する相巻線、３０は直流電源、４０はコントローラ、５０は平滑コンデンサ、５１はＵ相電機子電流の基本波成分、５１aはロータコアティース部、５２はＶ相電機子電流の基本波成分、５３はＷ相電機子電流の基本波成分、６１〜６３は各相のロータ励磁用電流、１００はロータ励磁用電流、１０１は正パルス電圧、１０２は負パルス電圧、１０３は相電圧（実効値）、１０４は一相のＰＷＭ相電圧（重畳前）、１０５は一相のＰＷＭ相電圧（重畳後）、１２０は同期整流用のMOSトランジスタ、５１０はコアティース部（界磁極）、５２０は短絡磁路である。

Claims (33)

1. 電機子巻線が巻装されたステータと、界磁巻線が巻装されたロータコアを有して前記ステータに対面しつつ回転するロータとを有し、前記ロータの回転数と一致する電気角回転数にて回転する回転磁界を形成する同期電流に相当する電機子電流基本波成分が前記電機子巻線に流れる界磁巻線型同期機において、
   前記ロータに固定されて前記界磁巻線と直列接続され、前記電機子巻線に流れる電機子電流により前記界磁巻線に誘導される誘導交流電流を一方向に規制する電流抑制回路部と、
   前記電機子巻線に通電される前記同期電流の１周期よりも短い所定期間の間だけ前記同期電流と異なる波形のロータ励磁用電流を前記電機子巻線に通電することにより前記電流抑制回路部を通じて前記界磁巻線に界磁電流を通電するロータ励磁用電流通電手段と、
   を有することを特徴とする界磁巻線型同期機。
2. 請求項１記載の界磁巻線型同期機において、
   前記ロータ励磁用電流通電手段は、前記同期電流と異なる周波数をもつ前記ロータ励磁用電流を前記電機子巻線に通電する界磁巻線型同期機。
3. 請求項１記載の界磁巻線型同期機において、
   前記電流抑制回路部は、前記誘導交流電流を半波整流する整流素子を有する界磁巻線型同期機。
4. 請求項２記載の界磁巻線型同期機において、
   前記ロータ励磁用電流の電流変化速度は、各相毎の前記同期電流の電流変化速度の４倍以上とされる界磁巻線型同期機。
5. 請求項４記載の界磁巻線型同期機において、
   前記ロータ励磁用電流は、前記電機子巻線に通電される前記同期電流の振幅が大きい所定の大電流振幅位相期間を除く位相期間に通電される界磁巻線型同期機。
6. 請求項２記載の界磁巻線型同期機において、
   前記ロータ励磁用電流は、前記電機子巻線の各相巻線に通電される前記同期電流よりも高い周波数の交流電流を含む界磁巻線型同期機。
7. 請求項２記載の界磁巻線型同期機において、
   前記ロータの回転角に応じて前記電機子巻線に前記同期電流を通電するためのインバータ回路を有し、
   前記インバータ回路は、前記同期電流とともに前記ロータ励磁用電流を形成する界磁巻線型同期機。
8. 請求項７記載の界磁巻線型同期機において、
   前記ロータ励磁用電流の一回の通電期間は、その通電期間が前記電機子巻線に通電される同期電流の基本波成分の周期の１／４以下に設定される界磁巻線型同期機。
9. 請求項２記載の界磁巻線型同期機において、
   前記電機子巻線が発生する発電電流を整流する整流装置を有し、前記ロータ励磁用電流は、前記発電電流に重畳される界磁巻線型同期機。
10. 請求項１記載の界磁巻線型同期機において、
    自動車の車輪に連結されて走行動力を前記車輪に供給する走行動力発生モータをなす界磁巻線型同期機。
11. 請求項４記載の界磁巻線型同期機において、
    前記ロータ励磁用電流は、前記同期電流と異なる複数の周波数の通電電流を含む
    界磁巻線型同期機。
12. 請求項１記載の界磁巻線型同期機において、
    前記ロータコアは、外周面近傍に位置して本質的に軸方向に開口されて永久磁石がそれぞれ埋設される複数の磁石収容孔と、前記磁石収容孔に周方向に隣接配置されて前記ロータコアの外周面部を支持するとともに、前記界磁巻線に流れる前記誘導電流により形成されて前記電機子巻線と鎖交する磁束を流す軟磁性の梁部とを有する界磁巻線型同期機。
13. 請求項１２記載の界磁巻線型同期機において、
    前記ロータコアは、前記梁部及び前記磁石収容孔の周方向両側に位置して本質的に軸方向に開口されて前記界磁巻線を収容する少なくとも一対の界磁巻線収容溝を有する界磁巻線型同期機。
14. 請求項１３記載の界磁巻線型同期機において、
    前記梁部は、周方向に隣接するとともに径方向同一向きに磁化された一対の前記永久磁石が個別に収容される一対の前記磁石収容孔の間に配置される界磁巻線型同期機。
15. 請求項１３記載の界磁巻線型同期機において、
    前記梁部は、前記磁石収容孔と前記界磁巻線収容溝との間に配置される界磁巻線型同期機。
16. 請求項１３記載の界磁巻線型同期機において、
    前記梁部は、前記一対の界磁巻線収容溝の間に位置して複数形成される界磁巻線型同期機。
17. 請求項１３記載の界磁巻線型同期機において、
    前記ロータコアの外周面部は、前記梁部に支持されて周方向に延設されて前記界磁巻線収容溝の開口部を狭窄する界磁巻線型同期機。
18. 請求項１記載の界磁巻線型同期機において、
    前記電機子電流基本波成分の実効値は、全電流実効値の１／２以上とされ、前記電機子電流基本波成分以外の電流実効値成分の半分以上は、前記電機子電流基本波成分の１／４周期の期間内に存在する界磁巻線型同期機。
19. 請求項１８記載の界磁巻線型同期機において、
    前記インバータは、任意の一相の前記電機子電流基本波成分の実効値と前記ロータ励磁用電流の実効値との合計が所定の一相の前記電機子電流の許容最大実効値以下となるように、前記ロータ励磁用電流の位相及び振幅を決定する界磁巻線型同期機。
20. 請求項１９記載の界磁巻線型同期機において、
    前記インバータは、各相の前記ロータ励磁用電流のうち最も大きな振幅の相の前記ロータ励磁用電流を、当該相の前記相電流に対して前記相電流のピーク位相角度値を除くその近傍にて重畳する界磁巻線型同期機。
21. 請求項２０記載の界磁巻線型同期機において、
    前記インバータは、各相の前記ロータ励磁用電流のうち最も大きな振幅の相のロータ励磁用電流を、前記相電流のピーク位相角度値から所定位相角αだけ遅れた前記所定の位相期間βだけ重畳する界磁巻線型同期機。
22. 請求項２１記載の界磁巻線型同期機において、
    前記αは０〜１６０度、前記βは、0.1〜６０度とされ、前記ロータは、永久磁石を装備しない界磁巻線型同期機。
23. 請求項２１記載の界磁巻線型同期機において、
    前記αは６０〜２１０度、前記βは、0.1〜６０度とされ、前記ロータは、永久磁石を装備する界磁巻線型同期機。
24. 請求項１記載の界磁巻線型同期機において、
    前記ロータ励磁用電流がピーク値となる時点における各相の前記ロータ励磁用電流が形成する磁束の周方向中心位置は、前記ステータの内周面に面する前記ロータの磁気突極部内に位置する界磁巻線型同期機。
25. 請求項２４記載の界磁巻線型同期機において、
    前記励磁用電流の指令期間は、１相あたり前記電機子電流基本波成分の１周期内に多くとも２回、ｎ相の場合は多くともｎ×２回設定される界磁巻線型同期機。
26. 請求項２４記載の界磁巻線型同期機において、
    前記インバータは、各相の前記ロータ励磁用電流のうち最も大きな振幅の相のロータ励磁用電流を、その他の２相の前記ロータ励磁用電流それぞれに対して略２倍に設定する界磁巻線型同期機。
27. 請求項１記載の界磁巻線型同期機において、
    前記ロータに励磁電流を誘導するために各相毎に決められた所定のロータ励磁用電流を発生するロータ励磁用電圧を重畳することを特徴とする界磁巻線型同期機。
28. 請求項２７記載の界磁巻線型同期機において、
    前記ロータ励磁用電圧を、前記多相交流電圧の最大振幅値近傍を除く期間に主として重畳する界磁巻線型同期機。
29. 請求項２８記載の界磁巻線型同期機において、
    前記多相交流電圧と前記ロータ励磁用電圧との和である電機子電圧が前記多相交流電圧の最大値を超えない範囲に設定する界磁巻線型同期機。
30. 請求項２８記載の界磁巻線型同期機において、
    パルス電圧又はＰＷＭ電圧であるロータ励磁用電圧を、ＰＷＭ多相交流電圧に重畳してＰＷＭ電機子電圧を出力する界磁巻線型同期機。
31. 請求項３０記載の界磁巻線型同期機において、
    前記ＰＷＭ多相交流電圧のハイレベル期間の時間幅を増大することにより前記ロータ励磁用電圧の前記正パルス電圧を前記ＰＷＭ多相交流電圧に重畳し、前記ＰＷＭ多相交流電圧のローレベル期間の時間幅を増大することにより前記ロータ励磁用電圧の前記負パルス電圧を前記ＰＷＭ多相交流電圧に重畳する界磁巻線型同期機。
32. 請求項３１記載の界磁巻線型同期機において、
    前記正パルス電圧及び前記負パルス電圧は、前記多相交流電圧のゼロクロス点近傍にて重畳される界磁巻線型同期機。
33. 請求項３１記載の界磁巻線型同期機において、
    前記正パルス電圧は、前記多相交流電圧の正半波期間に重畳され、前記負パルス電圧は、前記多相交流電圧の負半波期間に重畳される界磁巻線型同期機。

Images