CN110063018A - 励磁绕组型旋转电机 - Google Patents

Abstract

励磁绕组型旋转电机包括定子、具有励磁绕组的转子、整流元件、驱动部及控制部，功率因数为cosθ。控制部在进行方波通电或者过调制通电的情况下，设第一相的接通期间或者断开期间的中心为基准时，从基准时开始仅延迟包含电角度cos^‑1θ的规定范围内的规定角度，在第二相的断开期间中设置暂时接通的暂时接通期间，且在第三相的接通期间中设置暂时断开的暂时断开期间，产生感应出电流脉冲对(Iup、Ivp、Iwp)的电压脉冲对。根据所述结构，利用电流脉冲对(Iup、Ivp、Iwp)在定子绕组产生励磁磁通，通过第二相和第三相来施加显著差别从而能对励磁绕组进行励磁，能进一步提高性能。

Description

励磁绕组型旋转电机

技术领域

本发明涉及一种包括定子、转子、整流元件、驱动部以及控制部的励磁绕组型旋转电机。

背景技术

以往，例如在下述专利文献1中，公开了一种涉及同步机的技术，在述同步机的目的在于，进行控制以使相电压的平均电压为零并使各相的相电流稳定，稳定地进行转子的励磁。上述同步机的控制部在通电模式为方波通电或者过调制通电时，在将用于使转子励磁的脉冲电压与基波电压重叠的情况下，输出控制信号以使各相的相电压的平均值为零。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特许第5403338号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

但是，在仅采用专利文献1的技术以控制成各相的相电压的平均值为零的情况下，存在当通电模式是方波通电或者过调制通电的情况下不能对励磁绕组进行励磁的可能性。在上述情况下，难以使通过励磁绕组的励磁实现的性能(例如转矩、转速)提高。另外，卷绕于转子铁芯的励磁绕组与转子外部分开，因此，需要利用对施加于定子绕组的电压波形进行控制而产生的磁场对励磁绕组进行励磁。

本申请的发明人发现，在利用多相的定子绕组对励磁绕组进行励磁的情况下，为了作为励磁磁通而施加显著差别，利用至少两相的电流而感应出励磁磁通是有效的。

本发明鉴于上述情况而作，其目的在于，提供一种励磁绕组型旋转电机，即使在通电模式为方波通电或者过调制通电的情况下，也能对励磁绕组进行励磁。

解决技术问题所采用的技术方案

根据本发明，一种励磁绕组型旋转电机(M)包括：定子(10)，上述定子(10)卷绕有三相以上的定子绕组(12)；转子(20)，上述转子(20)具有卷绕有励磁绕组(21、21a、21b、21c)的转子铁芯(22)，面对上述定子而配置成能旋转；整流元件(D1)，上述整流元件(D1)与上述励磁绕组串联连接，将励磁电流(If)限制在单方向，上述励磁电流(If)是利用定子电流在上述定子绕组流动而产生的磁场(φ1、φ2、φp)使上述励磁绕组励磁而流动的；驱动器(60)，上述驱动器(60)具有多个开关元件(Q)，将多相的电力输出至上述定子绕组；以及控制器(70)，上述控制器(70)将上述多相的控制信号输出至上述驱动器，上述多相的控制信号是用于根据转子的转速而进行正弦波通电、方波通电、过调制通电中的任一种通电的信号，上述励磁绕组型旋转电机(M)的功率因数为cosθ，上述励磁绕组型旋转电机(M)的特征在于，

上述控制器在进行上述方波通电或者上述过调制通电的情况下，在上述多相中设第一相的接通期间或者断开期间的中心为基准时，从上述基准时开始仅延迟包含电角度cos^-1θ的规定范围内的规定角度(δ)，在上述多相中的与上述第一相不同的第二相的断开期间中设置暂时接通的暂时接通期间(α1、γ2)，且在上述多相中的与上述第一相和上述第二相不同的第三相的接通期间中设置暂时断开的暂时断开期间(α2、γ1)，产生感应出电流脉冲对的电压脉冲对。

根据上述结构，从基波电流流动的第一相的基准时开始仅延迟规定角度，使感应出电流脉冲对的电压脉冲对在第二相和第三相产生。利用感应出的电流脉冲对在定子绕组产生励磁磁通，通过第二相和第三相来施加显著差别从而能对励磁绕组进行励磁。因此，即使在方波通电或者过调制通电的情况下，也能利用定子绕组对励磁绕组进行励磁，从而能进一步提高性能。

此外，根据本发明，上述暂时接通期间的长度和上述暂时断开期间的长度分别是上述第一相的一个周期的0.5～10％。根据上述结构，不会向流过第一相的定子绕组的基波电流施加较大的影响，且能可靠地对励磁绕组进行励磁。

此外，根据本发明，上述规定范围为cos^-1θ－30°≤δ≤cos^-1θ+30°。根据上述规定范围内的规定角度来设置电压脉冲对，从而即使在方波通电或者过调制通电的情况下，也能可靠地产生电流脉冲对。

此外，根据本发明，上述暂时接通期间和上述暂时断开期间中的一方的期间的开始时刻是从另一方的期间的开始时刻起仅延迟延迟期间(β、β1、β2)的时刻。根据上述结构，能向流过第一相的定子绕组的基波电流形成具有显著差异的电流脉冲对。因此，即使在方波通电或者过调制通电的情况下，也能利用定子绕组对励磁绕组进行励磁，从而能进一步提高性能。

此外，根据本发明，上述控制器控制成，使正电压脉冲(α1、γ2)以及负电压脉冲(α2、γ1)的对在每相电角度的一个周期中发生一次或者两次。根据上述结构，通过选择一次或者两次的次数，从而能根据转子的转速对使励磁绕组励磁的励磁磁通量或者励磁电流量进行调节。

此外，根据本发明，具有电容元件(C1、C1a、C1b)，上述电容元件(C1、C1a、C1b)的一端连接于上述励磁绕组的两端之间，另一端与上述整流元件的端子连接。根据上述结构，将由在励磁绕组流动的电流而抵消的电压量存储于电容元件，从而能在电流方向改变时放电并有效利用。

此外，根据本发明，上述转子是凸极型转子和伦德尔型转子中的任一种，上述凸极型转子在每一极集中卷绕有上述励磁绕组，上述伦德尔型转子具有供上述励磁绕组卷绕的轴套部以及从上述轴套部的端部延伸的多个爪极部，将上述爪极部作为N极或者S极。根据上述结构，在具有凸极型转子或者伦德尔型转子中的任一种的励磁绕组型旋转电机中，即使在方波通电或者过调制通电的情况下，也能利用定子绕组对励磁绕组进行励磁，从而能进一步提高性能。

此外，根据本发明，上述转子具有主磁极部和辅助磁极部，上述主磁极部是与上述定子面对的上述转子铁芯的第一凸状部位，上述辅助磁极部是周向宽度比上述第一凸状部位窄的第二凸状部位，上述辅助磁极部具有向抵消上述定子的磁场的方向被磁化的磁体。由定子的旋转磁场产生的磁通大致穿过主磁极部，但也存在漏磁通，根据转子励磁绕组的位置不同，穿过的磁通量、朝向也不同。根据上述结构，通过设置辅助磁极部来设置极之间的边界，能对跨越极之间泄漏的磁通进行抑制。其结果是，能使磁通高效地穿过极内，能有效地得到励磁电流。

另外，关于“多相”的相数，只要卷绕于定子即可，只要是包括第一相、第二相、第三相的三相以上即可，可以设定任意的相数。“励磁绕组型旋转电机”可以应用于转子具有励磁绕组、具有旋转轴的任意的旋转电机。例如，可以是发电机、电动机及选择性地作为电动机或者发电机动作的电动发电机等。“正弦波通电”、“方波通电”及“过调制通电”是根据电压脉冲(即施加于定子绕组的电压的脉冲波)的调制系数的不同而区分的。“接通”表示脉冲电压处于高电平的状态，是与根据正逻辑表示的“1”、“H(高)”等相同的含义。“断开”表示脉冲电压处于低电平的状态，是与根据正逻辑表示的“0”、“L(低)”等相同的含义。根据负逻辑的情况下与正逻辑相反。“接通期间、断开期间的中心”可以是从各期间的开始时刻至结束时刻的中间的时刻，也可以是以中间的时刻为基准的允许范围内的时刻。“磁体”可以是永磁体也可以是电磁体。

附图说明

图1是表示励磁绕组型旋转电机的第一构成例的示意图。

图2是局部地表示定子和转子的第一构成例的径向剖视图。

图3是表示包含驱动部和励磁绕组电路的构成例的示意图。

图4是表示在以第一相的接通期间的中心为基准时，在定子和转子产生的磁场的示例的示意图。

图5是表示励磁绕组被励磁的定子电流的示例的示意图。

图6是表示通过控制部控制各相的接通/断开的控制例的示意图。

图7是表示关于各相控制的模拟例的示意图。

图8是表示在图7的模拟中流过定子绕组的电流的示意图。

图9是表示在图7的模拟中流过励磁绕组的电流的示意图。

图10是表示在图7的模拟中转矩的变化的示意图。

图11是表示通过控制部控制各相的接通/断开的第一控制例的示意图。

图12是表示通过控制部控制各相的接通/断开的第二控制例的示意图。

图13是表示在以第一相的断开期间的中心为基准时，在定子和转子产生的磁场的示例的示意图。

图14是表示励磁绕组被励磁的定子电流的示例的示意图。

图15是表示通过控制部控制各相的接通/断开的控制例的示意图。

图16是表示通过控制部控制各相的接通/断开的第三控制例的示意图。

图17是表示通过控制部控制各相的接通/断开的第四控制例的示意图。

图18是表示通过控制部控制各相的接通/断开的第五控制例的示意图。

图19是表示通过控制部控制各相的接通/断开的第六控制例的示意图。

图20是表示励磁绕组型旋转电机的第二构成例的示意图。

图21是局部地表示定子和转子的第二构成例的径向剖视图。

图22是局部地表示定子和转子的第三构成例的径向剖视图。

图23是局部地表示定子和转子的第四构成例的径向剖视图。

图24是局部地表示定子和转子的第五构成例的径向剖视图。

图25是表示包含励磁绕组和辅助磁极绕组的励磁电路的示意图。

图26是表示包含励磁绕组和辅助磁极绕组的励磁电路的示意图。

图27是表示包含励磁绕组和多个电容元件的励磁电路的示意图。

图28是局部地表示定子和转子的第六构成例的径向剖视图。

图29是局部地表示定子和转子的第六构成例的径向剖视图。

具体实施方式

以下，参照附图，对用于实施本发明的实施方式进行说明。另外，只要未特别明示，“连接”就表示电气连接。

[实施方式一]

实施方式一是方波通电时对励磁绕组进行励磁的示例，参照图1～图19进行说明。在此，方波通电和过调制通电是将调制系数m调制成恒定值以上的控制。恒定值在通常控制下为“1.0”，在特定控制下为“1.15”。特定控制是例如在脉冲宽度调制控制(所谓的PWM控制)中使用三阶谐波叠加方式、两相调制方式的情况的过调制通电。正弦波是将调制系数m调制成小于恒定值的控制。

图1所示的励磁绕组型旋转电机M的功率因数是cosθ，并具有定子10、转子20、壳体30、驱动部(驱动器)60、控制部(控制器)70等。上述励磁绕组型旋转电机M是由根据从控制部70传递的控制信号而从驱动部60输出的定子电流(电枢电流)来控制旋转驱动的。本方式的励磁绕组型旋转电机M是定子10配置于径向外侧且转子20配置于径向内侧的内转子型。另外，驱动部60和控制部70设置于壳体30的内部或者外部，关于构成例、功能等请见后述。

如图2所示，定子10具有定子铁芯11和定子绕组(电枢绕组)12等。定子铁芯11具有沿径向延伸的多个铁芯极齿以及设置于周向上相邻的铁芯极齿之间的多个切槽等。在多个切槽以要求的绕线方式收容有多相定子绕组12。在本实施方式中，设多相为U相、V相、W相的三相，设要求的绕线方式为分布卷绕。以图1为例，上述定子电流对应于流过U相绕组的U相电流Iu、流过V相绕组的V相电流Iv、流过W相绕组的W相电流Iw。设三相中的任一相为“第一相”，剩下的两相为“第二相”和“第三相”。

转子20与定子10面对地旋转，并具有励磁绕组21、转子铁芯22及整流元件D1等。转子铁芯22具有多个主磁极部22a。主磁极部22a也称作“突极”、“极”，是朝定子10侧延伸的第一凸状部位。主磁极部22a的数量可以设定为两个以上的任意数量。本实施方式的转子20的主磁极部22a的数量为“8”。即，极数为“8”，极对数为“4”。以周向上相邻的主磁极部22a的极性不同的方式，将励磁绕组21卷绕于各主磁极部22a。励磁绕组21的绕线方式是集中地卷绕于主磁极部22a的集中卷绕。励磁绕组21和整流元件D1构成如图3这样串联连接的闭合电路即励磁电路。整流元件D1将流向励磁电路的励磁电流If限制(整流)在单方向。

轴23供转子20固定，作为励磁绕组型旋转电机M的主轴、旋转轴等来使用。在上述轴23的一端侧的外周面还设置有被检测部24。本实施方式的被检测部24形成以一定间隔设置于外周面的周向的磁突极。

壳体30对定子10进行固定并且通过轴承等将转子20支承成能旋转。在壳体30的内部或者外部设有旋转传感器40。旋转传感器40对被检测部24的磁突极进行检测而对旋转信息(即旋转位置、旋转速度)进行检测，并传递至控制部70。

只要能对涉及转子20的旋转的信息(例如转速、旋转位置等)进行检测即可，旋转传感器40可以为任意，在本实施方式中使用解析器。解析器对被检测部24的磁突极进行检测并将旋转信息即信号(例如，模拟信号、数字信号)传递至控制部70。

只要能对定子电流(即相电流Iu、Iv、Iw)进行检测即可，图3所示的电流传感器80可以为任意。本实施方式的电流传感器80采用磁比例型传感器，该磁比例型传感器通过霍尔元件对由作为被检测电流的定子电流而产生的磁场进行检测。

图3表示用于驱动控制励磁绕组型旋转电机M的结构。直流电源50经由并联连接的平滑用电容元件C2向驱动部60供电。直流电源50是所谓的电池，在本实施方式中采用充电电池。充电电池对应于例如锂离子电池、锂离子聚合物电池、铅蓄电池、镍氢电池等中的一个以上。

驱动部60起到逆变器的功能，设开关元件Q和整流元件D2为一组，为了与正电压和负电压对应，在一相形成两组。本实施方式的驱动部60为了与三相对应而一共具有六组。上述驱动部60根据从控制部70传递的控制信号来进行开关，以需要的电力和频率向励磁绕组型旋转电机M输出。对于开关元件Q例如采用IGBT。为了使整流元件D2起到续流二极管的作用，以使电流向与流过开关元件Q的电流方向相反的方向流动的方式将开关元件Q的集电极端子与发射极端子之间连接。

控制部70基于从省略图示的外部装置接收的指令信号，向驱动部60(具体地，各开关元件Q的控制端子)输出控制信号。本实施方式的外部装置是电子控制单元即ECU。控制信号是根据转子20的转速而进行正弦波通电、方波通电、过调制通电中的任一个通电的信号。

控制部70具有以下功能：在方波通电中，将在向定子绕组12通电的定子电流的基波上附加有对励磁绕组21进行励磁的电压脉冲对的控制信号输出至驱动部60。定子电流的基波相当于同步电流(即相电流Iu、Iv、Iw的基波)，该同步电流形成以由转子20的转速确定的电角速度旋转的旋转磁场。电压脉冲对是在第一相即V相电流Iv为最大值或者最小值的情况下，以第二相即U相和第三相即W相相反的方式施加，从而在U相电流Iu和W相电流Iw产生脉冲状的电流。由上述脉冲状的电流而产生于定子绕组12的磁场对励磁绕组21进行励磁而产生励磁电流。

在上述这样构成的励磁绕组型旋转电机M中，关于从控制部70传递至驱动部60的控制信号的示例，参照图4～图19进行说明。

A.设基准时为第一相的接通期间的中心的示例

首先，参照图4～图12，对设驱动开关元件Q的控制信号(具体地，脉冲信号)的接通期间的中心为基准时的示例进行说明。

图4表示第一相即V相电流Iv为最大值时产生的磁场。在上述图4中，“U”、“V”、“W”表示定子绕组12的各相，“+”、“－”表示在定子绕组12中流动的电流的方向。例如，“U+”表示在U相绕组中电流向纸面外侧方向流动，“V-”表示在V相绕组中电流向纸面内侧方向流动。

关于利用定子绕组12对励磁绕组21进行励磁，作为励磁磁通而施加显著差异，因此，能有效地利用流过至少两相的定子绕组12的电流而感应出励磁磁通。例如，当以第一相即V相绕组为基准时，由流过第二相即U相绕组以及第三相即W相绕组的电流而感应出励磁磁通。

如图4所示，当流过第一相即V相绕组Iv的V相为最大值时，在定子10与转子20之间磁场φ1沿顺时针方向产生，同样地磁场φ2沿逆时针方向产生。即，在周向上相邻的磁场φ1、φ2的磁通向彼此相反的方向流动。图4所示左侧的主磁极部22a朝箭头A1方向被磁化而形成为N极，同样地，右侧的主磁极部22a朝箭头A2方向被磁化而形成为S极。

在励磁绕组21的励磁中，即使在产生有磁场φ1、φ2的情况下，也还能产生由点划线所示的磁场φp。图4所示的磁场φp与磁场φ1相同，在定子10与转子20之间磁通朝向顺时针方向流动，因此，能对卷绕于主磁极部22a的励磁绕组21进行励磁。利用磁场φp对励磁绕组21进行励磁时，由磁场φ1、φ2以及磁场φp引起的励磁电流If流过图3所示的励磁电路。

如图5所示，关于作为励磁磁通而施加显著差异，最好在U相电流Iu和W相电流Iw中产生脉冲状的电流。根据图5所示的例子，在V相电流Iv达到最大值的电角度ω1时，有正方向的脉冲电流Iup流过U相电流Iu，负方向的脉冲电流Iwp流过W相电流Iw。具体地，在图4中，有脉冲电流Iup流过“U－”表示的U相绕组，脉冲电流Iwp流过“W+”表示的W相绕组。脉冲电流Iup、Iwp相当于“电流脉冲对”。这样，在周向上相邻的定子绕组12中，在U相电流Iu与W相电流Iw中，脉冲电流Iup、Iwp向彼此相反的方向流动，从而能作为励磁磁通而施加显著差别。为了产生上述脉冲电流Iup、Iwp，只要控制部70将成为图6所示的三相电压波形的控制信号输出至驱动部60即可。

在图6中，关于第一相即V相电压Vv，设从电角度ω11至电角度ω16为一个周期(也就是，电角度为360°)，使接通期间Von和断开期间Voff交替反复。接通期间Von是从电角度ω11至电角度ω15的期间。断开期间Voff是从电角度ω15至电角度ω16的期间。V相电流Iv为最大值是接通期间Von的中心。接通期间Von的中心可以是从开始时刻至结束时刻的中间的时刻，也可以是以中间的时刻为基准的允许范围内的时刻。在图6中，接通期间Von的中心是电角度ω12，作为基准时Sv。在从上述基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ的时刻，使第二相和第三相的电压暂时接通或者断开。上述电角度cos^-1θ相当于“规定角度δ”。

具体地，从电角度ω13至电角度ω14的暂时接通期间α1相当于“正电压脉冲”，是使U相电压Vu暂时接通的期间。同样地，从电角度ω13至电角度ω14的暂时断开期间α2相当于“负电压脉冲”，是使W相电压Vw暂时断开的期间。正电压脉冲和负电压脉冲的对相当于“电压脉冲对”。若暂时接通U相电压Vu，则产生图5所示的脉冲电流Iup。同样地，若暂时断开W相电压Vw，则产生图5所示的脉冲电流Iwp。脉冲状的脉冲电流Iup、Iwp相当于“电流脉冲对”，关于相电流的大小方向朝互为相反方向产生。

使暂时接通期间α1和暂时断开期间α2的开始时刻从基准时Sv开始延迟电角度cos^-1θ是为了，相对于向定子绕组12施加的相电压，使流过定子绕组12的相电流仅延迟与功率因数(即，cosθ)对应的电角度cos^-1θ。一般的旋转电机的功率因数为0.5≤cosθ≤0.9，因此，电角度为25°≤cos^-1θ≤60°。

较为理想的是，暂时接通期间α1的长度和暂时断开期间α2的长度均为电压脉冲的基波周期的0.5～10％。暂时接通期间α1的长度和暂时断开期间α2的长度越短，则越难得到脉冲状的电流。暂时接通期间α1的长度和暂时断开期间α2的长度越长，则对基波的影响越大。

由于脉冲电流Iup和脉冲电流Iwp的周期不超过基波的U相电流Iu和W相电流Iw的1/10左右，因此，即使无视相电压和相电流的相位差，对基波的情况的影响也较小。

上述图4～图6是以V相电流Iv达到最大值的时刻为基准时Sv的示例。较为理想的是，流过定子绕组12的电流三相平衡，因此，较为理想的是使三相各自分开进行。即，当设第一相为U相时，设U相电流Iu达到最大值的时刻为基准时Su，在从该基准时Su开始仅延迟电角度cos^-1θ的时刻，使第二相的W相电压Vw暂时接通，并且使第三相的V相电压Vv暂时断开。同样地，当设第一相为W相时，设W相电流Iw达到最大值的时刻为基准时Sw，在从该基准时Sw开始仅延迟电角度cos^-1θ的时刻，使第二相的V相电压Vv暂时接通，并且使第三相的U相电压Vu暂时断开。

关于从控制部70向驱动部60输出的控制信号和根据该控制信号而流过定子绕组12的电流，进行的模拟结果如图7～图9所示。在上述模拟中，为了三相平衡，设三相中的一相为第一相，剩下的两相为第二相和第三相并产生电流脉冲对。

在图7中，示出了从控制部70向驱动部60输出的控制信号即U相电压Vu、V相电压Vv、W相电压Vw的控制例。在第一相为U相的情况下，U相电压Vu的接通期间Von的中心即电角度ω21为基准时Su。从上述基准时Su开始延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω22。从电角度ω22开始，使第二相的W相电压Vw仅接通暂时接通期间α1，使第三相的V相电压Vv仅断开暂时断开期间α2。

在第一相为V相的情况下，V相电压Vv的接通期间Von的中心即电角度ω23为基准时Sv。从上述基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω24。从电角度ω24开始，使第二相的U相电压Vu仅接通暂时接通期间α1，使第三相的W相电压Vw仅断开暂时断开期间α2。

在第一相为W相的情况下，W相电压Vw的接通期间Von的中心即电角度ω25为基准时Sw。从上述基准时Sw开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω26。从电角度ω26开始，使第二相的V相电压Vv仅接通暂时接通期间α1，使第三相的U相电压Vu仅断开暂时断开期间α2。

在图8中，示出了根据图7所示的控制信号而流过定子绕组12的相电流的变化。与从图7所示的电角度ω22开始控制的暂时接通期间α1以及暂时断开期间α2对应，从图8所示的电角度ω31开始产生脉冲电流Iwp、Ivp。此外，与从图7所示的电角度ω24开始控制的暂时接通期间α1以及暂时断开期间α2对应，从图8所示的电角度ω32开始产生脉冲电流Iup、Iwp。此外，与从图7所示的电角度ω26开始控制的暂时接通期间α1以及暂时断开期间α2对应，从图8所示的电角度ω33开始产生脉冲电流Ivp、Iup。

在图9中示出了在励磁绕组21流动的励磁电流If的变化例。上述励磁电流If是由电流流过定子绕组12而感应出励磁磁通，然后励磁绕组21被该励磁磁通励磁而产生的。在定子绕组12流动的电流中包括由图8的点划线围住来表示的脉冲电流Iup、Ivp、Iwp。励磁电流If发生较大变化的时刻与图8所示的脉冲电流Iup、Ivp、Iwp产生的时刻一致。即，从电角度ω31、ω32、ω33开始，励磁电流If分别暂时发生较大变化。

在图10中，示出了励磁绕组型旋转电机M输出的转矩τ的变化例。上述转矩τ是由电流流过定子绕组12而感应出励磁磁通，从而随着图1所示的转子20的旋转而从轴23输出的。转矩τ比其他时刻大幅变化的时刻与图8所示的脉冲电流Iup、Ivp、Iwp产生的时刻一致。即，从电角度ω31、ω32、ω33开始，转矩τ分别暂时比其他时刻大幅变化。因此，对于基波电流的相电流(即U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw)产生脉冲电流Iup、Ivp、Iwp时，会使励磁绕组型旋转电机M的转矩τ进一步提高，这是显而易见的。

在图11、图12中，示出了从控制部70传递至驱动部60的控制信号的示例。在上述图11、图12所示的控制信号中，设三相中的一相为第一相，剩下的两相为第二相和第三相并产生电流脉冲对。

图11是与图7相同的控制例，是使暂时接通期间α1和暂时断开期间α2的开始时刻为同一时刻的示例。在第一相为U相的情况下，U相电压Vu的接通期间Von的中心即电角度ω55、ω5b分别为基准时Su。从各基准时Su开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω56、ω5c。分别从电角度ω56、ω5c开始，使第二相的W相电压Vw仅接通暂时接通期间α1，使第三相的V相电压Vv仅断开暂时断开期间α2。

在第一相为V相的情况下，V相电压Vv的接通期间Von的中心即电角度ω57、ω5d分别为基准时Sv。从上述基准时Su开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω58、ω5e。分别从电角度ω58、ω5e开始，使第二相的U相电压Vu仅接通暂时接通期间α1，使第三相的W相电压Vw仅断开暂时断开期间α2。

在第一相为W相的情况下，W相电压Vw的接通期间Von的中心即电角度ω53、ω59、ω5f分别为基准时Sw。从上述基准时Sw开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω54、ω5a、ω5g。分别从电角度ω54、ω5a、ω5g开始，使第二相的V相电压Vv仅接通暂时接通期间α1，使第三相的U相电压Vu仅断开暂时断开期间α2。

图12是与图7不同的控制例，是使暂时断开期间α2比暂时接通期间α1延迟延迟期间β的示例。在图12中，对第一相为V相的情况进行说明。在第一相为V相的情况下，V相电压Vv的接通期间Von的中心即电角度ω61、ω64、ω67分别为基准时Sv。从上述基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω62、ω65、ω68。从电角度ω62、ω65、ω68开始，分别使第二相的U相电压Vu仅接通暂时接通期间α1。此外，若延迟延迟期间β，则成为电角度ω63、ω66、ω69。从电角度ω63、ω66、ω69开始，分别使第三相的W相电压Vw仅断开暂时断开期间α2。即，暂时断开期间α2的开始时刻仅延迟电角度(cos^-1θ+β)。

另外，在第一相为U相的情况下，从U相电压Vu的接通期间Von的中心开始仅延迟电角度cos^-1θ，使第二相的W相电压Vw仅接通暂时接通期间α1，然后仅延迟延迟期间β并使第三相的V相电压Vv仅断开暂时断开期间α2。此外，在第一相为W相的情况下，从W相电压Vw的接通期间Von的中心开始仅延迟电角度cos^-1θ，使第二相的V相电压Vv仅接通暂时接通期间α1，然后仅延迟延迟期间β并使第三相的U相电压Vu仅断开暂时断开期间α2。

另外，在此示出了第三相的延迟期间β的情况，但相反情况下也是同样的。即，在第一相为V相的情况下，从V相电压Vv的接通期间Von的中心开始仅延迟电角度cos^-1θ，使第三相的W相电压Vw仅断开暂时断开期间α2，然后仅延迟延迟期间β并使第二相的U相电压Vu仅接通暂时接通期间α1。

此外，在第一相为U相的情况下，从U相电压Vu的接通期间Von的中心开始仅延迟电角度cos^-1θ，使第三相的V相电压Vv仅断开暂时断开期间α2，然后仅延迟延迟期间β并使第二相的W相电压Vw仅接通暂时接通期间α1。

此外，在第一相为W相的情况下，从W相电压Vw的接通期间Von的中心开始仅延迟电角度cos^-1θ，使第三相的U相电压Vu仅断开暂时断开期间α2，然后仅延迟延迟期间β并使第二相的V相电压Vv仅接通暂时接通期间α1。

B.基准时为第一相的断开期间的中心的示例

接着，参照图13～图19，关于第一相即V相，对设驱动开关元件Q的控制信号(具体地，脉冲信号)的断开期间的中心为基准时的示例进行说明。在上述示例中，作为流过定子绕组12的第一相的电流达到最大值的时刻，设第一相的接通期间的中心为基准时。与此相对，是作为流过定子绕组12的第一相的电流达到最小值的时刻，设第一相的断开期间的中心为基准时的示例。

与图4相同，图13示出了第一相即V相电流Iv为最小值时产生的磁场。与设第一相的接通期间的中心为基准时的情况相同，关于利用定子绕组12对励磁绕组21进行励磁，作为励磁磁通而施加显著差别，因此，能有效地利用流过至少两相的定子绕组12的电流而感应出励磁磁通。

如图13所示，当第一相即流过V相绕组的V相电流Iv为最小值时，在定子10与转子20之间磁场φ1沿逆时针方向产生，同样地磁场φ2沿顺时针方向产生。即，周向上相邻的磁场φ1、φ2的磁通朝向彼此相反的方向流动。图13所示的左侧的主磁极部22a朝箭头A3方向被磁化而形成为S极，同样地，右侧的主磁极部22a朝箭头A4方向被磁化而形成为N极。

在对励磁绕组21进行励磁时，即使在产生有磁场φ1、φ2的情况下，也最好能产生由点划线示出的磁场φp。图13所示的磁场φp的磁通在定子10与转子20之间朝向逆时针方向流动，因此，能对卷绕于主磁极部22a的励磁绕组21进行励磁。这样，若励磁绕组21被励磁，则会有励磁电流If流过图3所示的励磁电路。

如图14所示，为了作为励磁磁通而施加显著差别，最好在U相电流Iu和W相电流Iw中产生脉冲状的电流。根据图14所示的例子，在V相电流Iv达到最小值的电角度ω2时，使正方向的脉冲电流Iwp流入W相电流Iw，使负方向的脉冲电流Iup流过U相电流Iu。具体地，在图13中，脉冲电流Iup流过“U－”表示的U相绕组，脉冲电流Iwp流过“W+”表示的W相绕组。脉冲电流Iup、Iwp相当于“电流脉冲对”。这样，在周向上相邻的定子绕组12中，在W相电流Iw与U相电流Iu中，脉冲电流Iup、Iwp向彼此相反的方向流动，从而能作为励磁磁通而施加显著差别。关于产生上述脉冲电流Iwp、Iup，只要控制部70将成为图15所示的三相电压波形的控制信号输出至驱动部60即可。

在图15中，关于第一相即V相电压Vv，设从电角度ω71至电角度ω76为一个周期(也就是，电角度为360°)，使断开期间Voff和接通期间Von交替反复。断开期间Voff是从电角度ω71至电角度ω75的期间。接通期间Von是从电角度ω75至电角度ω76的期间。断开期间Voff的中心是电角度ω72。设上述电角度ω72为基准时Sv，在从上述基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ的时刻，使第二相和第三相的电压暂时接通或者断开。具体地，从电角度ω73至电角度ω74的暂时断开期间γ1相当于“负电压脉冲”，是使U相电压Vu暂时断开的期间。同样地，从电角度ω73至电角度ω74的暂时接通期间γ2相当于“正电压脉冲”，是使W相电压Vw暂时接通的期间。若暂时断开U相电压Vu，则产生图14所示的负方向的脉冲电流Iup。同样地，若暂时接通W相电压Vw，则产生图14所示的正方向的脉冲电流Iwp。脉冲状的脉冲电流Iup、Iwp相当于“电流脉冲对”，关于相电流的大小方向朝互为相反方向产生。

在图16、图17中，示出了从控制部70传递至驱动部60的控制信号的示例。在上述图16、图17所示的控制信号中，设三相中的一相为第一相，剩下的两相为第二相和第三相并产生电流脉冲对。

图16是与图15相同的控制例，是使暂时断开期间γ1和暂时接通期间γ2的开始时刻为同一时刻的示例。较为理想的是，暂时断开期间γ1的长度和暂时接通期间γ2的长度与暂时接通期间α1的长度和暂时断开期间α2的长度一样是基波周期的0.5～10％左右。

在第一相为U相的情况下，U相电压Vu的断开期间Voff的中心即电角度ω81、ω87、ω8d分别为基准时Su。从各基准时Su开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω82、ω88、ω8e。从电角度ω82、ω88、ω8e开始，分别使第二相的W相电压Vw仅断开暂时断开期间γ1，使第三相的V相电压Vv仅接通暂时接通期间γ2。

在第一相为V相的情况下，V相电压Vv的断开期间Voff的中心即电角度ω83、ω89分别为基准时Sv。从上述基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω84、ω8a。分别从电角度ω84、ω8a开始，使第二相的U相电压Vu仅断开暂时断开期间γ1，使第三相的W相电压Vw仅接通暂时接通期间γ2。

在第一相为W相的情况下，W相电压Vw的断开期间Voff的中心即电角度ω85、ω8b分别为基准时Sw。从上述基准时Sw开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω86、ω8c。分别从电角度ω86、ω8c开始，使第二相的U相电压Vv仅断开暂时断开期间γ1，使第三相的U相电压Vu仅接通暂时接通期间γ2。

图17是与图15不同的控制例，是使暂时接通期间γ2比暂时断开期间γ1延迟延迟期间β的示例。在图17中，对第一相为V相的情况进行说明。在第一相为V相的情况下，V相电压Vv的断开期间Voff的中心即电角度ω91、ω94、ω97分别为基准时Sv。从上述基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω92、ω95、ω98。从电角度ω92、ω95、ω98开始，分别使第二相的U相电压Vu仅断开暂时断开期间γ1。然后，再延迟延迟期间β，则成为电角度ω93、ω96、ω99。从电角度ω93、ω96、ω99开始，分别使第三相的W相电压Vw仅接通暂时接通期间γ2。即，暂时接通期间γ2的开始时刻仅延迟电角度(cos^-1θ+β)。

另外，在第一相为U相的情况下，从U相电压Vu的断开期间Voff的中心开始仅延迟电角度cos^-1θ，使第二相的W相电压Vw仅断开暂时断开期间γ1，然后仅延迟延迟期间β并使第三相的V相电压Vv仅接通暂时接通期间γ2。此外，在第一相为W相的情况下，从W相电压Vw的断开期间Voff的中心开始仅延迟电角度cos^-1θ，使第二相的V相电压Vv仅断开暂时断开期间γ1，然后仅延迟延迟期间β并使第三相的U相电压Vu仅接通暂时接通期间γ2。

另外，在此示出了第三相的延迟期间β的情况，但相反情况下也是同样的。即，在第一相为V相的情况下，从V相电压Vv的断开期间Voff的中心开始仅延迟电角度cos^-1θ，使第三相的W相电压Vw仅接通暂时接通期间γ2，然后仅延迟延迟期间β并使第二相的U相电压Vu仅断开暂时断开期间γ1。

此外，在第一相为U相的情况下，从U相电压Vu的断开期间Voff的中心开始仅延迟电角度cos^-1θ，使第三相的V相电压Vv仅接通暂时接通期间γ2，然后仅延迟延迟期间β并使第二相的W相电压Vw仅断开暂时断开期间γ1。

此外，在第一相为W相的情况下，从W相电压Vw的断开期间Voff的中心开始仅延迟电角度cos^-1θ，使第三相的U相电压Vu仅接通暂时接通期间γ2，然后仅延迟延迟期间β并使第二相的V相电压Vv仅断开暂时断开期间γ1。

C.基准时为第一相的接通期间和断开期间的各中心的示例

接着，参照图18、图19，对驱动第一相的开关元件Q的控制信号(具体地，脉冲信号)的接通期间和断开期间的各中心为基准时的示例进行说明。简而言之，是将上述的“A.基准时为第一相的接通期间的中心的示例”和“B.基准时为第一相的断开期间的中心的示例”组合。以下，对第一相为V相的情况进行说明，但较为理想的是三相平衡，因此，第一相为U相、W相的情况也与为V相的情况相同。

在图18中，V相电压Vv的接通期间Von的中心即电角度ω103和断开期间Voff的中心即电角度ω101分别为基准时Sv。暂时接通期间α1、γ2和暂时断开期间α2、γ1各自从基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ。

从接通期间Von的中心即基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω104。从电角度ω104开始，使第二相的U相电压Vu仅接通暂时接通期间α1接通，使第三相的W相电压Vw仅断开暂时断开期间α2。

从断开期间Voff的中心即基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω102。从电角度ω102开始，使第二相的U相电压Vu仅断开暂时断开期间γ1，使第三相的W相电压Vw仅断开暂时接通期间γ2。

图19是与图18不同的控制例，是使第三相比第二相延迟的示例。具体地，使暂时断开期间α2比暂时接通期间α1延迟延迟期间β1，使暂时接通期间γ2比暂时断开期间γ1延迟延迟期间β2。第二相比第一相的基准时Sv仅延迟电角度cos^-1θ这点与图18的控制例相同。

在图19中，V相电压Vv的接通期间Von的中心即电角度ω113和断开期间Voff的中心即电角度ω111分别为基准时Sv。

从接通期间Von的中心即基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω114。从电角度ω114开始，使第二相的U相电压Vu仅接通暂时接通期间α1。然后，从电角度ω114开始仅延迟延迟期间β1并使第三相的W相电压Vw仅断开暂时断开期间α2。

从断开期间Voff的中心即基准时Sv开始仅延迟电角度cos^-1θ而成为电角度ω112。从电角度ω112开始，使第二相的U相电压Vu仅断开暂时断开期间γ1。然后，从电角度ω112开始仅延迟延迟期间β2并使第三相的W相电压Vw仅接通暂时接通期间γ2。

在此，示出了第三相的延迟期间β1、β2的情况，但在该情况下也如前述那样，在相反的情况下即在第二相相对于第三相延迟的情况下也是同样的。

在图18、图19所示的控制例中，关于三相的各相，能使正电压脉冲(即暂时接通期间α1、γ2)以及负电压脉冲(即暂时断开期间α2、γ1)的对在包含接通期间Von与断开期间Voff的一个周期中发生两次。如图10所示，一次的电流脉冲对的发生有助于转矩τ的提高。因此，两次的电流脉冲对的发生有助于转矩τ的进一步提高。

在上述实施方式中，设规定角度为电角度cos^-1θ。代替上述实施方式，设规定角度为电角度δ时，可以设为cos^-1θ－30°≤δ≤cos^-1θ+30°的范围内。在上述范围内，即使使第二相、第三相延迟，也能产生图8所示的电流脉冲对。即，能从基波电流流动的第一相的基准时开始仅延迟规定角度δ，使感应出电流脉冲对的电压脉冲对产生于第二相和第三相。

根据上述实施方式一，能得到以下所示的各作用效果。

(1)励磁绕组型旋转电机M包括定子10、具有励磁绕组21的转子20、整流元件D1、具有开关元件Q的驱动部60以及控制部70。控制部70在进行方波通电的情况下，设第一相的接通期间或者断开期间的中心为基准时，从基准时开始仅延迟包含电角度cos^-1θ的规定角度δ，在第二相和第三相的断开期间中设置暂时接通的暂时接通期间α1、γ2，且在第三相和第二相的接通期间中设置暂时断开的暂时断开期间α2、γ1，从而产生感应出电流脉冲对的电压脉冲对。根据上述结构，从基波电流流动的第一相的基准时开始仅延迟规定角度δ，使感应出电流脉冲对的电压脉冲对在第二相和第三相产生。利用感应出的电流脉冲对使励磁磁通产生于定子绕组12，通过第二相和第三相来施加显著差别从而能对励磁绕组21进行励磁。因此，即使在方波通电的情况下，也能利用定子绕组12对励磁绕组21进行励磁，从而能进一步提高性能。

(2)暂时接通期间α1、γ2和暂时断开期间α2、γ1是第一相的一个周期的0.5～10％。根据上述结构，不会向流过第一相的定子绕组12的基波电流施加较大的影响，且能可靠地对励磁绕组21进行励磁。

(3)规定角度δ满足cos^-1θ－30°≤δ≤cos^-1θ+30°。根据上述范围内的规定角度δ来设置电压脉冲对，从而即使在方波通电或者过调制通电的情况下，也能可靠地产生电流脉冲对。

(4)暂时接通期间α1、γ2和暂时断开期间α2、γ1中的一方的期间的开始时刻比另一方的期间的开始时刻仅延迟延迟期间β1、β2。根据上述结构，能向流过第一相的定子绕组12的基波电流形成显著差别的电流脉冲对。因此，即使在方波通电的情况下，也能利用定子绕组12对励磁绕组21进行励磁，从而能进一步提高性能。

(5)控制部70针对三相的各相进行控制，能使正电压脉冲(即暂时接通期间α1、γ2)以及负电压脉冲(即暂时断开期间α2、γ1)的对在包含接通期间Von与断开期间Voff的一个周期中发生一次或者两次。根据上述结构，通过选择一次或者两次的次数，从而能根据转子20的转速对使励磁绕组21励磁的励磁磁通量或者励磁电流量进行调节。

[实施方式二]

参照图20～图22，对实施方式二进行说明。另外，为了简化图示和说明，若无特别指出，则对与实施方式一采用的要素相同的要素标注相同的符号并省略说明。因此，主要对与实施方式一不同的点进行说明。

图20是代替实施方式一的图3的结构，示出了用于驱动控制励磁绕组型旋转电机M的结构。与图3不同的是，励磁电路具有电容元件C1这点以及将励磁绕组21分为励磁绕组21a、21b这点。从控制部70输出至驱动部60的控制信号与实施方式一相同，因此，省略图示和说明。

电容元件C1的一端连接于励磁绕组21的两端之间，另一端与整流元件D1的端子(具体地阳极端子)连接。为了将电容元件C1的一端连接于励磁绕组21的两端之间，需要将励磁绕组21分为两个，因而具有励磁绕组21a、21b。即，电容元件C1的一端连接于励磁绕组21a与励磁绕组21b之间。

图21、图22示出了励磁绕组21a、21b的结构。在图21的结构中，励磁绕组21b集中卷绕于转子铁芯22的主磁极部22a，此外励磁绕组21a集中卷绕于励磁绕组21b的外侧。虽省略图示，但也可以是励磁绕组21a集中卷绕于主磁极部22a，此外励磁绕组21b集中卷绕于励磁绕组21a的外侧。

在图22的结构中，相对于转子铁芯22的主磁极部22a在径向上错开地集中卷绕励磁绕组21a、21b。在图22中，励磁绕组21a相对于主磁极部22a集中卷绕在径向外侧(即靠近定子10一侧)，励磁绕组21b集中卷绕在径向内侧(即远离定子10一侧)。虽省略图示，但也可以是励磁绕组21b相对于主磁极部22a集中卷绕在径向外侧，励磁绕组21a集中卷绕在径向内侧。

虽省略图示，但代替图21、图22的结构，也可以是：励磁绕组21a、21b通过双重卷绕而集中卷绕于转子铁芯22的主磁极部22a。双重卷绕是将励磁绕组21a、21b捆成束并卷绕于主磁极部22a的方法。

根据上述实施方式二，能得到与实施方式一相同的作用效果并且还能得到以下作用效果。

(6)励磁绕组21集中卷绕于每一极(即主磁极部22a)。具有一端连接于励磁绕组21的两端之间、另一端与整流元件D1的端子连接的电容元件C1。根据上述结构，将由在相当于励磁绕组21的励磁绕组21a、21b中流动的电流而抵消的电压量存储于电容元件C1，从而能在电流方向改变时放电并有效利用。

[实施方式三]

参照图23～图26，对实施方式三进行说明。另外，为了简化图示和说明，若无特别指出，则对与实施方式一、二采用的要素相同的要素标注相同的符号并省略说明。因此，主要对与实施方式一、二不同的点进行说明。

图23、图24是代替实施方式一的图2的转子20的结构。与图2的不同点在于，除了在转子铁芯22设置作为第一凸状部位的多个主磁极部22a以外，还具有作为第二凸状部位而设置的多个辅助磁极部22b。主磁极部22a起到磁极的功能，因此，将主磁极部22a和辅助磁极部22b在周向上交替地设置。辅助磁极部22b也称作“辅磁极”、“辅助磁极”。

辅助磁极部22b在周向上设置得比主磁极部22a窄，供磁体设置。在辅助磁极部22b设置磁体，从而能抑制磁通跨越磁极之间而泄漏。磁体可以是永磁体也可以是由绕组形成的电磁体。

在图23中，示出了在辅助磁极部22b设置有永磁体22m的示例。在图23中示出了，转子20沿箭头A8方向旋转、主磁极部22a沿箭头A6方向被磁化而成为N极的情况。也可以是设置于一方侧的辅助磁极部22b的永磁体22m沿箭头A5方向被磁化，设置于另一方侧(即图23的右侧)的辅助磁极部22b的永磁体22m沿箭头A7方向被磁化。虽省略图示，但在主磁极部22a为S极的情况下，朝与图23相反的方向磁化。总之，使与主磁极部22a相邻的两个辅助磁极部22b极性彼此相反即可。

图24表示卷绕在辅助磁极部22b的辅助磁极绕组25。利用从定子10流出的磁通使电流在辅助磁极绕组25中流动，根据辅助磁极绕组25的卷绕方向使辅助磁极部22b磁化。辅助磁极绕组25的卷绕方向可以形成为在与主磁极部22a相邻的两个辅助磁极部22b彼此相反。若这样卷绕，则与主磁极部22a相邻的两个辅助磁极部22b的极性彼此相反。

具有辅助磁极绕组25的转子20根据励磁绕组21的方式而构成图25、图26分别示出的励磁电路。在图25所示的励磁电路中，励磁绕组21、辅助磁极绕组25及整流元件D1串联连接。在图26所示的励磁电路中，励磁绕组21a、21b及整流元件D1串联连接并且与电容元件C1并联连接。上述电容元件C1的一端连接于励磁绕组21的两端之间，具体地连接于励磁绕组21a与励磁绕组21b之间，且另一端与整流元件D1的端子(具体地阳极端子)连接。整流元件D1对在励磁绕组21和辅助磁极绕组25中流动的电流进行限制，从而能对主磁极部22a和辅助磁极部22b的极性进行限制。此外，在具有图26所示的电容元件C1的情况下，能将由在励磁绕组21a、21b中流动的电流而抵消的电压量存储于C1，从而能在电流方向改变时放电并有效利用。

根据上述实施方式三，能得到与实施方式一相同的作用效果并且还能得到以下作用效果。

(7)转子20具有主磁极部22a和辅助磁极部22b，上述主磁极部22a是与定子10面对的转子铁芯22的第一凸状部位，上述辅助磁极部22b是周向宽度比第一凸状部位窄的第二凸状部位。辅助磁极部22b具有磁体(即永磁体22m或者辅助磁极绕组25)，上述磁体向抵消定子10的磁场的方向被磁化。由定子10的旋转磁场产生的磁通大致穿过主磁极部22a，但也存在漏磁通，根据励磁绕组21的位置不同，穿过的磁通量、朝向也不同。根据上述结构，利用辅助磁极部22b设置极之间的边界，磁体对跨越极之间泄漏的磁通进行抑制。因此，能使磁通高效地穿过极内，能有效地得到励磁电流If。

[实施方式四]

参照图27～图29，对实施方式四进行说明。另外，为了简化图示和说明，若无特别指出，对与实施方式一～三中采用的要素相同的要素标注相同的符号并省略说明。因此，主要对与实施方式一～三不同的点进行说明。

图27所示的励磁电路是代替实施方式一的图3所示的励磁电路的构成例。与图3不同的是，在励磁电路具有电容元件C1a、C1b这点以及将励磁绕组21分为励磁绕组21a、21b、21c这点。从控制部70输出至驱动部60的控制信号与实施方式一相同，因此，省略图示和说明。

电容元件C1a、C1b各自的一端连接于励磁绕组21的两端之间，另一端与整流元件D1的端子(具体地阳极端子)连接。为了将电容元件C1a、C1b各自的一端连接于励磁绕组21的两端之间，需要将励磁绕组21分为三个，因而具有励磁绕组21a、21b、21c。也就是说，电容元件C1a的一端连接于励磁绕组21a与励磁绕组21b之间，电容元件C1b的一端连接于励磁绕组21b与励磁绕组21c之间。

图28、图29示出了励磁绕组21a、21b、21c的结构。在图28的结构中，相对于转子铁芯22的主磁极部22a从外侧向内侧按顺序集中卷绕励磁绕组21a、21b、21c。将励磁绕组21a、21b、21c从外侧向内侧卷绕的顺序并不局限于图28，也可以按其它顺序卷绕。

在图29的结构中，相对于转子铁芯22的主磁极部22a在径向上错开地集中卷绕励磁绕组21a、21b、21c。在图29中，相对于主磁极部22a，从径向外侧(即靠近定子10一侧)向径向内侧(即远离定子10一侧)按顺序集中卷绕励磁绕组21a、21b、21c。将励磁绕组21a、21b、21c从径向内侧向外侧卷绕的顺序并不局限于图29，也可以按其它顺序卷绕。

虽省略图示，但代替图28、图29的结构，也可以是：励磁绕组21a、21b、21c通过三重卷绕而集中卷绕于转子铁芯22的主磁极部22a。三重卷绕是将励磁绕组21a、21b、21c捆成束并卷绕于主磁极部22a的方法。

根据上述实施方式四，能得到与实施方式二相同的作用效果。

[其它实施方式]

以上，根据实施方式一～四，对用于实施本发明的方式进行了说明，但本发明不限定于上述实施方式。换言之，可以在不脱离本发明技术思想的范围内以各种方式进行实施。例如，也可以实施以下所示的各方式。

在上述实施方式一～四中，构成为在方波通电的情况下感应出电流脉冲对。代替上述方式，也可以构成为在过调制通电(即1≤m≤1.27或者特定控制中的1.15≤m≤1.27)的情况下感应出电流脉冲对。由于仅仅是调制系数m和调制方式不同，即使是过调制通电也能感应出电流脉冲对，因此，能得到与实施方式一～四相同的作用效果。

在上述实施方式一～四中，转子20具备的主磁极部22a的数量为八。代替上述方式，只要是设置于转子20即可，也可以设置两个以上的主磁极部22a。即，主磁极部22a的数量可以根据励磁绕组型旋转电机M的功能、额定规格等来设定。由于仅是极数不同，因此，也能得到与实施方式一～四相同的作用效果。

在上述实施方式一～四中，直流电源50是充电电池。代替上述方式，只要能供给要求的电力，可以是原电池也可以是充电电池和原电池的组合。还可以是根据要求的电力来切换充电电池和原电池的结构。原电池例如对应于太阳能电池、燃料电池、金属空气电池等。由于仅是电力供给源不同，因此，也能得到与实施方式一～四相同的作用效果。

在上述实施方式一～四中，外部装置是ECU。代替上述方式，外部装置与是否装设于车辆无关，也可以是通过内部通信电线或者外部通信电线连接的计算机、处理装置。或者也可以不需要外部装置，而构成为控制部70将相当于指令信号的信息记录于内部，独立地输出控制信号。由于仅是外部装置的结构、指令信号的有无不同，因此，也能得到与实施方式一～四相同的作用效果。

在上述实施方式一～四中，是定子10配置于径向外侧、转子20配置于径向内侧的内转子型励磁绕组型旋转电机M。代替上述方式，也可以是定子10配置于径向内侧、转子20配置于径向外侧的外转子型励磁绕组型旋转电机M。由于仅是定子10与转子20的配置不同，因此，也能得到与实施方式一～四相同的作用效果。

在上述实施方式一～四中，设多相定子绕组12为U相、V相、W相的三相，设卷绕方式为分布卷绕。代替上述方式，也可以是名称不同的三相(例如X相、Y相、Z相或者A相、B相、C相等)，只要是设置于定子10即可，还可以是四相以上。在四相以上的定子绕组12中，设作为基准的一相(以下，称作“基准相”)为“第一相”，设剩余相中的两相为“第二相”以及“第三相”，还可以设基准相以外的全部相为“第二相”、“第三相”、“第四相”…。即，电流脉冲对也可以在两相以上中产生。此外，也可以是分布卷绕以外的卷绕方式，例如长节距卷绕、集中卷绕、短节距卷绕中的任一种。由于仅是名称、相数、卷绕方式不同，因此，也能得到与实施方式一～四相同的作用效果。

在上述实施方式一的图12中，构成为，从第一相的基准时开始仅延迟电角度cos^-1θ并使第二相仅接通暂时接通期间α1，然后仅延迟延迟期间β并使第三相仅断开暂时断开期间α2。同样地，在图17中，构成为，从第一相的基准时开始仅延迟电角度cos^-1θ并使第二相仅断开暂时断开期间γ1，然后仅延迟延迟期间β并使第三相仅接通暂时接通期间γ2。代替上述结构，可以对时刻进行调节以使电流脉冲对同时出现。此外，第二相和第三相可以交换。若定子绕组12为四相以上，则代替第二相或者第三相(或者除此以外)，还可以在包括第四相的其它相进行。这样，电流脉冲对同时产生而使磁场φp变强，从而转矩τ也变大。因此，能得到与实施方式一相同的作用效果。

在上述实施方式二的图20中，在励磁电路中具备一个电容元件C1，在实施方式四的图27中，在励磁电路中具备两个电容元件C1a、C1b。代替上述方式，只要设置于转子20即可，也可以具有三个以上的电容元件。由于仅是电容元件的数量不同，因此，也能得到与实施方式二、四相同的作用效果。

在上述实施方式三所包括的图24中，具有一个励磁绕组21。代替上述方式，如实施方式二所包括的图21、图22所示，也可以具有两个励磁绕组21a、21b。此外，如实施方式四的图28、图29所示，也可以具有三个励磁绕组21a、21b、21c。即，只要卷绕于主磁极部22a即可，也可以设置一个以上的励磁绕组。由于仅是励磁绕组的数量不同，因此，也能得到与实施方式二、四相同的作用效果。

在上述实施方式一～四中，转子20是在转子铁芯22具有多个主磁极部22a的凸极结构的凸极型转子。代替上述方式，也可以使转子20为伦德尔结构的伦德尔型转子。图示省略的伦德尔型转子具有励磁绕组21、圆筒状的轴套部以及多个爪极部。轴套部供励磁绕组21卷绕。多个爪极部分别从轴套部的轴向两端朝周向以规定间隔突出，并且朝轴向对象侧在周向交替延伸。即使是伦德尔型转子，也能在定子绕组12产生励磁磁通，通过第二相和第三相来施加显著差别从而能对励磁绕组21进行励磁。因此，即使在方波通电或者过调制通电的情况下，也能利用定子绕组12对励磁绕组21进行励磁，从而能进一步提高性能。由于仅是转子20的结构不同，因此，也能得到与实施方式一～四相同的作用效果。

符号说明

M…励磁绕组型旋转电机

10…定子

11…定子铁芯

12…定子绕组

20…转子

21、21a、21b、21c…励磁绕组

22…转子铁芯

22a…主磁极部

22b…辅助磁极部

22m…永磁体

23…轴

24…被检测部

25…辅助磁极绕组

30…壳体

40…旋转传感器

50…直流电源

60…驱动部

70…控制部

80…电流传感器

C1、C1a、C1b、C2…电容元件

D1、D2、D3…整流元件

Q…开关元件

Iu…U相电流

Iv…V相电流

Iw…W相电流

Iup、Ivp、Iwp…脉冲电流

Vu…U相电压

Vv…V相电压

Vw…W相电压

If…励磁电流

α1、γ2…暂时接通期间

α2、γ1…暂时断开期间

β、β1、β2…延迟期间

δ…规定角度

φ1、φ2、φp…磁场

Claims (8)

1.一种励磁绕组型旋转电机(M)，包括：

定子(10)，所述定子(10)卷绕有三相以上的定子绕组(12)；

转子(20)，所述转子(20)具有卷绕有励磁绕组(21、21a、21b、21c)的转子铁芯(22)，面对所述定子而配置成能旋转；

整流元件(D1)，所述整流元件(D1)与所述励磁绕组串联连接，将励磁电流(If)限制在单方向，所述励磁电流(If)是利用定子电流在所述定子绕组流动而产生的磁场(φ1、φ2、φp)，使所述励磁绕组励磁而流动的；

驱动器(60)，所述驱动器(60)具有多个开关元件(Q)，将多相的电力输出至所述定子绕组；以及

控制器(70)，所述控制器(70)将所述多相的控制信号输出至所述驱动器，所述多相的控制信号是用于根据转子的转速而进行正弦波通电、方波通电、过调制通电中的任一种通电的信号，

所述励磁绕组型旋转电机(M)的功率因数为cosθ，

所述励磁绕组型旋转电机(M)的特征在于，

所述控制器在进行所述方波通电或者所述过调制通电的情况下，在所述多相中设第一相的接通期间或者断开期间的中心为基准时，

从所述基准时开始仅延迟包含电角度cos^-1θ的规定范围内的规定角度(δ)，在所述多相中的与所述第一相不同的第二相的断开期间中设置暂时接通的暂时接通期间(α1、γ2)，且在所述多相中的与所述第一相和所述第二相不同的第三相的接通期间中设置暂时断开的暂时断开期间(α2、γ1)，产生感应出电流脉冲对的电压脉冲对。

2.如权利要求1所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述暂时接通期间的长度和所述暂时断开期间的长度分别是所述第一相的一个周期的0.5～10％。

3.如权利要求1或2所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述规定范围为cos^-1θ－30°≤δ≤cos^-1θ+30°。

4.如权利要求1至3中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述暂时接通期间和所述暂时断开期间中的一方的期间的开始时刻是从另一方的期间的开始时刻起仅延迟延迟期间(β、β1、β2)的时刻。

5.如权利要求1至4中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述控制器控制成，使正电压脉冲(α1、γ2)以及负电压脉冲(α2、γ1)的对在每相电角度的一个周期中发生一次或者两次。

6.如权利要求1至5中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

具有电容元件(C1、C1a、C1b)，所述电容元件(C1、C1a、C1b)的一端连接于所述励磁绕组的两端之间，另一端与所述整流元件的端子连接。

7.如权利要求1至6中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述转子是凸极型转子和伦德尔型转子中的任一种，

所述凸极型转子在每一极集中卷绕有所述励磁绕组，

所述伦德尔型转子具有供所述励磁绕组卷绕的轴套部以及从所述轴套部的端部延伸的多个爪极部，将所述爪极部作为N极或者S极。

8.如权利要求1至7中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述转子具有主磁极部(22a)和辅助磁极部(22b)，所述主磁极部(22a)是与所述定子面对的所述转子铁芯的第一凸状部位，所述辅助磁极部(22b)是周向宽度比所述第一凸状部位窄的第二凸状部位，

所述辅助磁极部具有向抵消所述定子的磁场的方向被磁化的磁体(22m、25)。