JP7128456B2 - モータ - Google Patents

Description

大きなピークトルクを必要とするような用途、界磁弱め制御による定出力制御が必要な用途、あるいは、それらの両方を必要とする用途のモータに関わる技術である。具体的には、電気自動車ＥＶの主機用モータ、産業用モータ、航空機用モータなどに関わる。モータ技術的には、界磁磁束の大きさとトルクの制御が自由にできるモータとその制御装置であり、さらには、大きなピークトルク時に電機子反作用がほとんど発生しないモータとその制御装置に関わるものである。

現在、ハイブリッド自動車用の主機モータとして永久磁石内蔵型モータが多く使用されている。今後、小型から大型の電気自動車などに広く普及していくことが予想される。しかし、急坂道の登坂運転では、低速回転ではあるが大トルクが必要となり、大トルク時の力率が低下する問題がある。図２７の速度ＶとトルクＴの特性に示す領域Ａの動作点である。縦軸はトルクＴで横軸は回転数Ｖであり、定出力特性を示している。例えば、力率が０．６に低下する場合、力率が１のモータに比較して電流が１．６６６倍に増加し、モータ銅損は２．７７７倍に増加することになり、効率が低下するのでモータが大型化し、コストも増大する問題がある。モータを駆動するインバータも大型化する問題がある。

また、高速道路での高速走行時などではモータの高速回転が必要となるが、モータの弱め界磁制御を自在に行うことが難しく、モータ電圧が過大となる傾向がある。図２７に示す領域Ｂの動作点である。その結果、駆動用インバータの負担が大きくなり、力率も低下し、大型、高コストになる問題がある。大トルク時には界磁磁束をできるだけ大きくし、高速回転では界磁磁束を小さくする必要があり、界磁磁束についてこれらの２つの運転モードでの界磁制御は相反する関係の特性が求められる。

前記永久磁石内蔵型モータの問題点は、トルク電流成分が発生する電機子反作用により界磁磁束の位置が円周方向へ変化することに起因している。また、モータ効率を向上するため永久磁石を多く使用しているため、高速回転では弱め界磁制御が必要となっていることにも起因している。ここで、電機子反作用とは、トルク電流成分が発生する電磁気的な作用により界磁磁束の分布状態が円周方向に偏るなどの弊害を指している。

一方、１０ｋＷ以上の大きなモータとして、界磁巻線付きの同期モータ、同期発電機が産業用などに使用されている。永久磁石は使用されておらず、永久磁石コストがかからないので、コストメリットがある。図２８に横断面図の例を示す。説明を解り易くするため、２極の例を示している。Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相交流、分布数２の分布巻きで、スロット数は１２である。図２８のロータ位置では、紙面の上方と下方がロータ磁極で、紙面の上方がｄ軸方向であり、紙面の左側がｑ軸方向である。通常、パワートランジスタを使用したインバータで、ＰＷＭ制御などにより、正弦波電圧、正弦波電流で制御される。

図２８の２６１はステータで、２６２はロータである。２６３、２６４、２６５、２６６は、３相の内のＵ相巻線で、全節巻き、分布巻きである。例えば、巻線２６３は紙面の表側から裏側の方向へ巻回し、巻線２６４へコイルエンド部で巻線２６４へ接続し、巻線２６４は紙面の裏側から表側の方向へ巻回して巻線２６３へ戻り、巻き回数分だけ巻回する。巻線２６５と２６６についても同様で有り、通常これらの分布巻きの2組のＵ相巻線は直列に接続する。２６７、２６８、２６９、２６Ａは、３相の内のＶ相巻線で、全節巻き、分布巻きである。２６Ｂ、２６Ｃ、２６Ｄ、２６Ｅは、３相の内のＷ相巻線で、全節巻き、分布巻きである。２６Ｊと２６Ｋは界磁巻線で、丸印の中にＸの字マークを書き入れたシンボルである２６Ｊは紙面の表側から裏側へ界磁電流Ｉｆｃｍを通電し、丸印に点を書き入れたシンボルである２６Ｋは紙面の裏側から表側へ界磁電流Ｉｆｃｍを通電する。この界磁電流Ｉｆｃｍにより、紙面の下側から上側へ向かう界磁磁束が作られる。

ここで、ステータのＵ、Ｖ、Ｗ相巻線へトルク電流成分を通電した場合の現象とその問題点について説明する。Ｕ、Ｖ、Ｗ相巻線が星形結線であるとし、Ｕ相巻線からＷ相巻線へ電流Ｉｐｃｍを通電し、Ｖ相電流は０Ａである瞬間について考える。巻線２６３、２６５、２６Ｃ、２６Ｅには、それらの巻線シンボルに示すように、図２８の紙面の表側から裏側へ（電流Ｉｐｃｍ×巻き回数）の電流が流れる。巻線２６４、２６６、２６Ｂ、２６Ｄには、それらの巻線シンボルに示すように、図２８の紙面の裏側から表側へ（電流Ｉｐｃｍ×巻き回数）の電流が流れる。これらのトルク電流成分と界磁磁束との電磁気的作用により反時計回転方向ＣＣＷのトルクがロータに発生する。

しかしこの時、図２８の紙面の下側から上側へ向かう界磁磁束は、トルク電流成分が発生する電機子反作用により、２点鎖線で示す磁束線２６Ｆ、２６Ｇ、２６Ｈのように界磁磁束の方向が斜め方向に歪められる。その結果、電圧と電流との位相がずれ、力率が低下し、モータ効率が低下する問題がある。特に、大きな電流を通電して大きなトルクを得ようとする場合には、電機子反作用が顕著になり、トルク電流成分を増加してもトルク出力の増加が大幅に低下し、いわゆるトルク飽和の問題が発生する。トルク飽和の問題を低減する一つの方法は界磁電流Ｉｆｃｍの増加であるが、界磁電流の増加の問題、その発熱の問題がある。ステータ電流の位相を進める、あるいは、遅らせることも可能であるが、弊害があるため改善の程度は少ない。また、図２８は２極の例であるが、実用的なモータとして８極程度とする場合、界磁巻線２６Ｊ、２６Ｋの配置スペースが不足する、現実の大きな問題がある。もちろん、モータの大型化は、重量増加とコスト増大の問題がある。

なお、図２８は突極型と言われるロータ構成で、比較的低速回転の用途に使用される。図２９に示す同期機は円筒型と言われるロータ構成で、高速回転の用途に使用される。図２８の界磁巻線２６Ｊ、２６Ｋが、図２９の例では２６Ｌ、２６Ｍのように５個の界磁巻線に分割し、各スロットに巻回している。界磁巻線２６Ｌ、２６Ｍがそれぞれスロットに収められるので、遠心力に対する保持強度を高めることができる。２点鎖線で示す２６Ｍ等はトルク電流成分が０の時の界磁磁束で、紙面の上側がＮ極、下側がＳ極となる。

特開平５－２３６７１４（図３） 特開２０１５－６５８０３（図１）

平成２８年電気学会産業応用部門大会論文誌、３＿３６（式１）

電気自動車の主機用モータには、急坂道の登坂運転時に使用する低速回転での大トルク、高力率、および、高速回転時の弱め界磁特性との両方の特性が求められる。本発明の課題は、大きなトルク出力を高効率に実現すること、高速回転でモータ電圧が過大とならないようなモータとその制御装置を実現することである。この時同時に、小型化、軽量化、および、低コスト化が必要である。技術的には、電機子反作用が発生しないモータ構成とし、また、エアギャップ部近傍に円周方向磁束を集中させることが可能な構成とし、従来常識を遙かに超える大きなトルク出力を可能とする。そして、界磁磁束制御の容易なモータ構成とし、界磁弱めによる定出力制御、高速回転制御を可能とする。

請求項１に記載の発明は、磁気的に突極特性のロータと、前記ロータのステータ側の円周上に分布状に配置した単相のロータ巻線ＲＷと、ステータのロータ側の円周上に配置した多相のステータ巻線ＳＷと、前記ステータ巻線ＳＷの各相のステータ電流ＳＩＧを供給するステータ電流供給手段ＭＳＣと、前記ロータ巻線ＲＷのロータ電流ＲＩＧを供給するロータ電流供給手段ＭＲＣと、前記ステータ電流ＳＩＧと前記ロータ電流ＲＩＧを制御する電流制御手段ＭＣＣとを備えたモータであって、前記ロータ電流供給手段ＭＲＣにより前記ロータ電流ＲＩＧとして直流電流を前記ロータ巻線ＲＷへ通電し、前記電流制御手段ＭＣＣは、前記ロータの円周方向に配置する各スロットへ巻回する前記ロータ巻線ＲＷに通電する前記ロータ電流ＲＩＧとエアギャップ部を介し対向して、前記ステータの円周方向の各スロットの前記ステータ巻線ＳＷへ各相の前記ステータ電流ＳＩＧを通電するように制御し、前記電流制御手段ＭＣＣは、前記ロータの回転角位置をθｒとし前記ロータ電流ＲＩＧに対する前記ステータ電流ＳＩＧの円周方向の相対的な電流位相をθｉとして、各相の前記ステータ電流ＳＩＧの電流位相を（θｒ－θｉ）に制御し、前記電流制御手段ＭＣＣは、各相の前記ステータ電流ＳＩＧの一部の電流成分である界磁電流成分Ｉｆｓと前記ロータ電流ＲＩＧの一部の電流成分である界磁電流成分Ｉｆｒとを同一方向に通電し、前記ステータ側の前記界磁電流成分Ｉｆｓと前記ロータ側の前記界磁電流成分Ｉｆｒの合計（Ｉｆｓ＋Ｉｆｒ）により前記モータの界磁磁束φを励磁し、前記電流制御手段ＭＣＣは、各相の前記ステータ電流ＳＩＧの一部の電流成分であるトルク電流成分Ｉｔｓと前記ロータ電流ＲＩＧの一部の電流成分であるトルク電流成分Ｉｔｒとを逆方向に通電して相互に起磁力を相殺し、前記ステータ側の前記トルク電流成分Ｉｔｓと前記ロータ側の前記トルク電流成分Ｉｔｒにより出力トルクを生成することを特徴とするモータである。
この構成によれば、電機子反作用を排除、あるいは、低減できるので大きなトルク出力が可能で、高速回転域での界磁弱め制御に優れたモータを実現することができる。

請求項２に記載の発明は、請求項１において、突極型ロータの磁気抵抗の大きいロータスペースへ配置する界磁巻線ＲＦＷを備えることを特徴とするモータである。
この構成によれば、特に高速回転における界磁磁束の励磁が容易になる。

請求項３に記載の発明は、請求項１において、前記ロータ電流供給手段ＭＲＣが、前記ロータ電流ＲＩＧを供給する回転トランスＲＴＴ、あるいは、交流発電機ＡＧと、前記回転トランスＲＴＴ、あるいは、前記交流発電機ＡＧの出力である交流電流を直流の前記ロータ電流ＲＩＧへ整流する整流部ＲＥＣ１とを備えることを特徴とするモータである。
この構成によれば、簡素な構成でロータ電流を供給することができ、かつ、非接触な給電なので信頼性も高い。

請求項４に記載の発明は、請求項１において、前記ロータ電流供給手段ＭＲＣは、前記ステータ電流供給手段ＭＳＣが生成する前記ステータ電流ＳＩＧを使用して前記ロータ電流ＲＩＧを供給することを特徴とするモータである。
この構成によれば、ステータの巻線構成を流用してロータ電流を供給することができる
のでモータを簡素に構成できる。

請求項５に記載の発明は、請求項１において、前記ロータ電流供給手段ＭＲＣは、ＱＮが２以上の整数として、前記ステータの円周方向に電気角で３６０°のＱＮ倍の周期の交流磁束の成分を励磁するステータ給電巻線ＰＳＷと、円周方向の巻線ピッチが電気角３６０°の整数倍であって、前記ステータ給電巻線ＰＳＷがロータ側へ供給する電力を受け取るロータ受電巻線ＰＲＷと、前記ロータ受電巻線ＰＲＷの交流電流を直流の前記ロータ電流ＲＩＧへ整流する整流部ＲＥＣ２とを備えることを特徴とするモータである。
この構成によれば、ステータの巻線構成を流用してロータ電流を供給することができる
のでモータを簡素に構成できる。ブラシ等を使用せず、非接触なので信頼性も高い。

請求項６に記載の発明は、請求項１において、前記電流制御手段ＭＣＣは、前記界磁磁束φを励磁する前記ステータ側の前記界磁電流成分Ｉｆｓに前記ステータの界磁電流成分ＩＳＦＡＤを付加して制御する、あるいは、前記界磁磁束φを励磁する前記ロータ側の前記界磁電流成分Ｉｆｒに前記ロータの界磁電流成分ＩＲＦＡＤを付加して制御することを特徴とするモータである。
この構成によれば、モータの界磁電流成分を増加させることができ、ロータ電流を軽減することができる。

請求項７に記載の発明は、請求項１において、前記ロータに前記界磁磁束φの生成を補う永久磁石を備えることを特徴とするモータである。
この構成によれば、永久磁石により界磁磁束の生成を補うことができるので、軽負荷時のモータ効率の改善に効果的である。

請求項８に記載の発明は、請求項１において、前記ロータ電流供給手段ＭＲＣの一部であって、固定部側から回転側である前記ロータへ電力の授受を行う電力供給手段ＭＳＰと、前記ロータ電流供給手段ＭＲＣの一部であって、前記ロータ電流ＲＩＧを供給する、前記ロータ上に配置した電流制御手段ＲＣＣとを備えることを特徴とするモータである。
この構成によれば、回転するロータ上に、前記ロータ電流ＲＩＧの制御手段、駆動手段を備えるので、ロータ電流をより正確に、高速に制御することができる。

請求項９に記載の発明は、請求項１において、前記ステータ巻線ＳＷは周囲に軟磁性体の少ないいわゆるコアレス巻線であることを特徴とするモータである。

この構成によれば、大電流を通電して大トルクを得る場合に、前記ステータ巻線ＳＷの径方向寸法を縮小することができる。

本発明モータの特徴は、電機子反作用を発生しない、あるいは、大幅に低減する。また同時に、エアギャップ部近傍に円周方向磁束を集中させることが可能な構成とし、エアギャップ部近傍の円周方向の磁束密度を高めることができる。その結果、従来より極めて大きなトルク出力を実現することが可能となる。極めて大きなモータ出力密度を実現することが可能となる。そして、界磁弱め制御をより高精度に実現することにより良好な定出力制御を実現できる。具体的には、高速回転におけるモータ電圧が過大とならないような制御を実現し、高速回転域での力率を改善し、トルク出力を改善することが可能となる。その結果、電気自動車の主機用モータなどの高性能化、小型化、軽量化、低コスト化を実現し、インバータの電流容量も低減でき小型化できる。また、高速回転では、界磁巻線により界磁磁束を安定化し、ステータ電流の力率を高めることができる。

本発明モータの横断面図例 本発明モータの横断面図例 本発明モータの直線展開図例 本発明モータの直線展開図例 ロータを回転する動作の説明図 台形状の電流で駆動する例 本発明モータの縦断面図例 本発明のモータとその制御装置の例 電流位相角θｉとトルクＴの関係例 電流ＩとトルクＴの関係例 本発明モータの作用を説明する部分拡大図 界磁巻線を追加したモータ横断面図の例 ステータとロータの歯を縮小したモータ横断面図の例 星形結線とした本発明のモータとその制御装置の例 ブラシとスリップリングを使用し、ロータの電流を通電する構成 ロータへ界磁励磁の電力を非接触で供給するモータ構成 ロータへ界磁励磁の電力を非接触で供給する駆動装置と巻線 ロータへ界磁励磁の電力を非接触で供給する時のロータ側巻線と整流回路 本発明モータの横断面図例 回転トランスを利用してロータ電流を推測、計測する方法を説明する図 回転トランスを活用してロータ回転位置を計測する方法を説明する図 回転トランスの一部を活用してロータ回転位置を計測する場合の特性 ロータ側へ電源回路と電流制御回路を配置し、多様に制御する構成例 回転トランス、発電機の例 矩形状の電流で駆動する例 ＤＣ－ＡＣコンバータを使用してロータの電流を通電する構成 電気自動車の主機モータなどに求められるトルク特性を示す図 従来の同期モータの横断面図 従来の同期モータの横断面図

図１に本発明のモータの横断面図を示す。１１はステータ、１２はロータで、２極の同期モータである。ステータに１０個のスロットがあり、ロータに８個のスロットがあるモータ構成の例である。ステータの巻線は、５相の全節巻き、集中巻きの構成となっている。ＳＡはステータのＡ相の巻線であり、１８０°反対側に配置する巻線ＳＡ／とで一巡していて、円周方向に相互に電気角１８０°のピッチで巻回している。巻線ＳＡにはＡ相電流Ｉａを通電し、巻線ＳＡ／には逆向きの電流－Ｉａが流れる。同様に、ＳＢはステータのＢ相の巻線でＢ相電流Ｉｂを通電し、巻線ＳＢ／には－Ｉｂを通電し、一巡している。ＳＣはステータのＣ相の巻線でＣ相電流Ｉｃを通電し、巻線ＳＣ／には－Ｉｃを通電し、一巡している。ＳＤはステータのＤ相の巻線でＤ相電流Ｉｄを通電し、巻線ＳＤ／には－Ｉｄを通電し、一巡している。ＳＥはステータのＥ相の巻線でＥ相電流Ｉｅを通電し、巻線ＳＥ／には－Ｉｅを通電し、一巡している。

本発明モータのステータ巻線への通電方法は、正弦波の電圧と電流で駆動する方法、矩形波の電圧と電流で駆動する方法、台形波の電圧と電流で駆動する方法などがあり、種々の通電方法を適用することができる。まず最初に、５相の台形波の電圧と電流で駆動する方法について説明する。現状モータ技術では３相の正弦波駆動が主流であるが、５相、７相などの多相交流で、矩形波状、台形波状の電圧と電流で駆動する方がモータ効率の向上、インバータの小型化の可能性がある。正弦波とは異なる新たな可能性も出てくる。

図１のモータは交流モータなので、ロータ１２の回転と共に各相の電流値が正の値と負の値とを交互にとることになり、０となるタイミングも存在する。電流振幅がＩｍａｘの矩形波電流を想定すると、一瞬で電流値が＋Ｉｍａｘから－Ｉｍａｘへ変化し、電流が０となる時間は無視できる程度に高速で制御することも不可能ではない。しかし、モータのトルクリップル、振動、騒音、損失などの問題もある。ここでは、電流振幅がＩｍａｘで台形波電流の例について説明する。例えば、図６のような台形状の波形で、前記Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅは、それぞれ、図６のＩａｋ、Ｉｂｋ、Ｉｃｋ、Ｉｄｋ、Ｉｅｋの電流波形である。横軸はロータ回転角θｒの電気角である。

なお、各巻線を示す形状でありシンボルは、電流が紙面の表側から裏側へ流れる巻線については丸印の中にＸの字マークを書き入れたシンボルとして、本発明ではそのような電流を正電流と言うことにする。電流が紙面の裏側から表側に流れる巻線については丸印に点を書き入れたシンボルとして、本発明ではそのような電流を負電流と言うことにする。一般的に良く使用されるシンボルであり、視覚的に判断し易いように示している。

今、図１の状態で、紙面でステータの上側の各相巻線は円周方向の順でＳＡ、ＳＤ／、ＳＢ、ＳＥ／、ＳＣで、各巻線の通電電流はＩａ、－Ｉｄ、Ｉｂ、－Ie、Ｉｃの順となる。そして、ロータ電流をＩｒとすると、次式の関係とする。
－Ｉｄ＝Ｉｂ＝－Ｉｅ＝Ｉｃ＝Ｉｒ （１）
Ｉａ＝０ （２）
Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＋Ｉｄ＋Ｉｅ＝０ （３）
紙面でステータの上側の各相巻線の電流は全て正電流である。（３）式はステータの 電流の総和である。また、図６のロータ回転角θｒ＝０°の各相電流の値でもある。そして、図１の紙面で下側の各相巻線は円周方向の順でＳＤ、ＳＢ／、ＳＥ、ＳＣ／で、各巻線の通電電流はＩｄ、－Ｉｂ、Ie、－Ｉｃの順となる。紙面でステータの下側の各相巻線の電流は全て負電流である。

ロータ１２は円周方向に自在に回転し、図１のロータ回転位置θｒは０°である。反時計回転方向ＣＣＷへ回転するとθｒの値は増加し、２極のモータなのでＣＣＷへ半回転するとθｒ＝１８０°である。図１では、ステータの各巻線とロータの各巻線とが、エアギャップ部を介して、丁度対向している。ロータの各巻線へは対向するステータ巻線の電流とは逆方向の電流を通電する。ロータの巻線Ｒ１にロータ電流－Ｉｒを通電し、巻線Ｒ１／には電流Ｉｒを通電し、一巡している。ロータの巻線Ｒ２にロータ電流－Ｉｒを通電し、巻線Ｒ２／には電流Ｉｒを通電し、一巡している。ロータの巻線Ｒ３にロータ電流－Ｉｒを通電し、巻線Ｒ３／には電流Ｉｒを通電し、一巡している。ロータの巻線Ｒ４にロータ電流－Ｉｒを通電し、巻線Ｒ４／には電流Ｉｒを通電し、一巡している。

各スロットに通電する電流は、巻線の巻き回数と通電電流の積なので、積であるスロット電流が同じになるように巻き回数と通電電流とを変更して設計することもできる。また、巻線接続の自由度があるので、同一の電流が流れる巻線は、その接続を相互に変更することもできる。巻線巻回の容易な方法、あるいは、コイルエンド部の巻線量の少ない方法などを選択できる。

図１のステータのスロットは１０個で、ロータのスロットも８個である。しかし、図６のような台形状のスロット電流を通電するので、ステータのスロット電流の数は、ロータと同じ8個である。図１のθｒ＝０°の状態では、ステータのスロットおよびその巻線とロータのスロットおよびその巻線とが、ステータとロータ間のエアギャップを介して、丁度対向している。図１の状態では、丁度対向するステータ巻線とロータ巻線は、スロット電流の大きさは同じで、電流の向きを反対方向としている。

例えば、ステータ巻線ＳＢへは紙面の表側から裏側へ電流Ｉｂが流れ、ロータ巻線Ｒ３へは紙面の裏側から表側へ電流Ｉｒが流れ、電流の大きさはＩｂ＝Ｉｒである。従って、磁束１３の２点鎖線で示す経路の磁界の強さＨの積分は、この経路を通過する電流が相殺して零なので、アンペアの法則に従って零である。磁束１３の成分は零である。各ステータ巻線とエアギャップを介して対向しているロータ巻線も同様な状態であり、図１のモータ全体の磁束が零である。但し、部分的な磁束は各電流の周辺で発生するが全体としては影響しない。図１の状態では、界磁磁束が発生せず、モータの発生するトルクは零である。図１のモータは、図２以降の動作を説明するために、基本となる状態を示している。

次に、ロータ回転位置θｒに対するステータ電流の位相、通電状態を定義し、図１の状態をステータの電流位相θｉ＝０°と定義する。電流位相の方向は時計回転方向ＣＷが正方向で、電気角で表す。ステータの各相巻線の反時計回転方向の円周方向電気角位置は、Ａ相巻線が０°、Ｂ相巻線が７２°、Ｃ相巻線が１４４°、Ｄ相巻線が２１６°、Ｅ相巻線が２８８°である。各相のステータ電流の制御角は次式となる。
（Ａ相のステータ電流の制御角）θａ＝－０°－θｉ＋θｒ （４）
（Ｂ相のステータ電流の制御角）θｂ＝－７２°－θｉ＋θｒ （５）
（Ｃ相のステータ電流の制御角）θｃ＝－１４４°－θｉ＋θｒ （６）
（Ｄ相のステータ電流の制御角）θｄ＝－２１６°－θｉ＋θｒ （７）
（Ｅ相のステータ電流の制御角）θｅ＝－２８８°－θｉ＋θｒ （８）

次に、図２の状態は電流位相θｉ＝３６°である。図１に比較し、ステータ電流の分布状態がＣＷへ３６°移動した関係となっている。図１の状態に比較し、Ａ相巻線ＳＡの電流Ｉａが０からＩｒに変化し、Ｃ相巻線ＳＣのＣ相電流ＩｃがＩｒから０に変化している。Ｅ相巻線ＳＥのＥ相電流Ｉｅは－Ｉｒで、Ｂ相巻線ＳＢのＢ相電流ＩｂはＩｒで、Ｄ相巻線ＳＤのＤ相電流Ｉｄは－Ｉｒで変化していない。なお、図２のロータ回転位置θｒは図１と同じで、ロータ回転位置θｒ＝０°であり、ロータ電流Ｉｒも変化していない。これらの各相の電流の制御角は（４）、（５）、（６）、（７）、（８）式の通りである。また、図６は電流位相θｉ＝０°の場合の特性なので、図２の各相電流は図６の電流波形を紙面の右側へ３６°移動した特性となる。

また、例えば、図２の状態からロータが回転し、ロータ回転位置θｒの値が０°からΔθｒ増加する時、図２の状態の電流位相θｉ＝３６°に固定した条件で制御している場合には、Ａ相のステータ電流の制御角θａの値は（４）式に従って（－０°－３６°＋０°）＝－３６°から（－０°－３６°＋Δθｒ）へ変化して制御する。他の相の電流の制御角θｂ、θｃ、θｄ、θｅも同様である。

また、図１などのモータ中心点から見たモータ角度θｚ各部の方向を定義し、図２に示す。モータの中心から紙面で図２の右側水平方向をモータ角度θｚ＝０°とし、紙面の上側をθｚ＝９０°、紙面の左側水平方向をモータ角度θｚ＝１８０°とする。

図２の状態は、ロータ回転位置θｒ＝０°で、電流位相θｉ＝３６°となっていて、界磁磁束を生成する界磁電流成分が発生している。ステータの巻線ＳＡの電流Ｉｒとロータの巻線Ｒ１／の電流Ｉｒと、巻線ＳＡ／の電流－Ｉｒと巻線Ｒ４の電流－Ｉｒであり、これらが界磁電流成分となっている。

これらの４個、２組の巻線の電流２×Ｉｒが、２点鎖線で示す磁束２１、２２、２３などを生成する界磁電流成分となっている。図１の電流位相θｉ＝０の場合、各ステータ電流と対向するロータ電流とが相殺するので、界磁電流成分は０である。また、電流位相θｉ＝７２°の場合は４×Ｉｒの界磁電流成分が発生する。このように、電流位相θｉの大きさに応じて界磁電流成分が発生する構成となっている。

また、他方、図２の巻線ＳＥ／にはＩｒの電流が通電し、巻線Ｒ３には－Ｉｒが通電するので、これらの２巻線の合計電流は０であり、これらの２巻線がその外部へ及ぼす起磁力は０である。同様に、巻線ＳＢとＲ２との合計電流、巻線ＳＤ／とＲ１、巻線Ｒ２／とＳＥ、巻線Ｒ３／とＳＢ／、巻線Ｒ４／とＳＤについてもそれらの２巻線の合計電流は０であり、これらのステータ側とロータ側との対向する巻線の電流はお互いに起磁力を相殺し、周囲に磁気的な影響を与えない。

しかしこの時、ステータ巻線ＳＥ／、ＳＢ、ＳＤ／、ＳＥ、ＳＢ／、ＳＤの各電流は界磁磁束２１、２２、２３と電磁気的に作用し、界磁磁束に対してＣＣＷのトルクＴｓｓを発生する。ロータ巻線Ｒ３、Ｒ２、Ｒ１、Ｒ２／、Ｒ３／、Ｒ４／の各電流は界磁磁束２１、２２、２３と電磁気的に作用し、界磁磁束に対してＣＷのトルクＴｒｒを発生する。すなわち、界磁磁束２１、２２、２３等を介して、前記トルクＴｓｓと前記トルクＴｒｒとが作用、反作用の関係でトルクを発生していると見ることができる。前記トルクＴｓｓ、Ｔｒｒを発生する電流をトルク電流と称すことにする。ステータが固定されている場合は、ロータ１２へＣＣＷのトルクＴｒｒが生成する。なお、この作用、反作用の状態は、電機子反作用を発生せずにトルクを生成する基本的な構成である。

このように、ステータ電流の電流位相θｉを変えることにより界磁磁束を増減できる構成としている。また、図２において、ステータ電流とロータ電流の両方の電流成分が界磁磁束を励磁している。従来のモータは、界磁電流成分がステータとロータのどちらか片方に存在していることが多く、この点も本発明モータの特徴の一つである。

以上のことから、前記のトルクを発生する巻線の電流がエアギャップを介して対向する２個の電流で起磁力を相殺するため、図１、図２の説明で示したように、それら２個の電流の外側へは起磁力を生成しない。即ち、各トルク電流成分が電機子反作用を起こさないという特徴である。例えば、連続定格電流の１００倍というような大きなモータ電流を通電しても、電流位相θｉの制御により適切な界磁磁束の大きさを維持しながら、大きなトルクの生成が可能であることを論理的に示している。但し、図１、図２のモータ構成は説明を容易にするために簡単な構造の例を示しているが、後に説明するように、ステータのスロットおよびロータのスロットの離散性などはトルクリップル等の問題がある。また、現実のモータ構造上の制約などもある。これらの問題点については、目的に応じて離散性の解消法など種々の改良が効果的である。

なお、図１の説明で示したように、ステータのある巻線の電流と対向するロータの電流とでそれらの外部に作用する起磁力を相殺する構成であれば、種々の界磁磁束を励磁する方法が可能となる。例えば、後に説明するが、ステータに界磁励磁電流成分を付加する方法、永久磁石を付加する方法、永久磁石の強さを着磁、脱磁の電流で可変する可変磁石の方法、スリットを付加する方法、スリットと永久磁石を密接させて配置する方法、ロータに突極性を持たせる形状など種々の方法を効果的に作用させることができる。これらの方法を複合的に活用することも可能である。

また、本発明の記述で、スロットに流れる電流とは巻線の電流と巻き回数の積の［Ａ・Ｔｕｒｎ］をさしている。例えば、巻線電流５Ａでスロットの巻き回数２０回と、巻線電流１０Ａでスロットの巻き回数１０回とは同じである。また、各スロットの巻線に通電する電流は、図１、図２などのようにステータのスロットとロータのとが丁度対向している場所以外では、一つのスロットの巻線に通電する電流に界磁電流成分とトルク電流成分とを重畳して通電することになる。

図１、図２に示すロータは、紙面で上下方向の磁気抵抗は小さく、紙面で左右の磁気抵抗は大きい。従って、このロータ形状は磁気的な突極性があり、モータの電流制御において、界磁磁束の磁極方向を安定化し易い特長がある。また、電流の通電方法を変えて、リラクタンストルクを発生することも可能である。また、図１、図２の前記説明では、界磁電流成分とトルク電流成分との表現により定性的に説明したが、厳密ではない。正確に定量的に求めるためには、電磁気的な有限要素法解析などでコンピュータ解析を行って、電流、電圧、トルクなどの関係を求める方法が効果的である。

図３にモータ要素の関係が解り易いように、円状の図２のモータを直線上に展開した図を示す。図２のモータを４極のモータに変形し、その中のモータ角度θｚが０°から３６０°について詳しく示している。ロータ回転位置θｒ＝０°、電流位相θｉ＝３６°である。図２で示すスロット形状は省略している。波状の破線の外側は記載を省略している。図３では、各巻線の番号は図２と同じ番号を使用している。３１はステータで、３２はロータであり、これらの間はエアギャップ部である。モータ角度θｚが０°から３６０°が図２に相当する。巻線ＳＡ、Ｔ１／、ＳＡ／、Ｒ４などの電流は、図２で説明したように、界磁励磁電流成分を含んでおり、２点鎖線で示す界磁磁束２１、２２、２３、３３、３４、３５、３６などを励磁している。その他の巻線の電流はトルク電流成分である。ステータ３１のトルク電流成分には紙面で右側へ作用するトルクＴが作用し、ロータ３２のトルク電流成分には紙面で左側へ作用するトルクＴが作用し、両トルクは界磁磁束を介して相対的に作用する。

図４は、図３の電流位相θｉを３６°から７２°へ増加した例である。巻線ＳＡ、ＴＣ／、Ｔ１／、Ｔ２／、および、ＳＡ／、ＳＣ、Ｒ４、Ｒ３などの電流は界磁励磁電流成分を含んでおり、界磁励磁電流成分が図３の２倍に増加している。４１、４２、４３、４４、４５、４６、４７などが界磁磁束である。電流位相θｉの値を７２°に増加して界磁電流成分を増加した例を示している。なお、モータの負荷が比較的軽負荷で、電流振幅が小さいような動作領域では、電流位相θｉを大きくして界磁磁束電流成分の比率を大きくした方がトルクが増加し、モータ効率が良くなる。

次に、ステータとロータのスロット数に起因する離散性の問題点とその解決方法の例について説明する。図１、図２では、ステータのスロットは１０個で、ロータのスロットも１０個の例を示している。この形状は、本発明の原理的な説明が容易なのでこのモータモデルを選んでいる。図１は電流位相θｉ＝０°で、図２はθｉ＝３６°、図４はθｉ＝７２°で、これらのロータ回転位置θｒ＝０°の例である。電流位相θｉ、ロータ回転位置θｒが３６°の整数倍であればそれらの動作の図示、説明が容易である。

しかし、図１、図２ではステータとロータのスロットの間隔は３６°と離れていて、離散性が大きい。従って、大きなトルクリップルが危惧される。電流位相θｉと界磁磁束の大きさとの線形性も低下する。離散性の問題を低減する一つの方法は、相数を増加することである。図１、図２では５相のステータ例を示しているが、３相、４相も可能であり、６相、７相、９相、１１相など相数を増加することができる。ロータのスロット数を増加し、円周方向に均一に並べて配置することにより離散性が低減し、好適である。また、ステータ、ロータのスキューを行うことにより離散性を低減できる。また、誘導電動機で行われているように、ロータのスロット数をステータのスロット数とは異なる値にして、平均化効果により離散性を低減できる。また、図１、図２では、全節巻き、集中巻きとしているが、ステータ巻線を分布巻きとし、離散性を低減できる。また、分布巻きの場合、短節巻きとして離散性をさらに低減できる。なお、ステータとロータの片方の離散性が小さくなれば、モータ特性としての離散性の弊害を低減することができる。本発明モータの実用化設計時には、極数を含め、前記対策を適宜選択することが効果的である。

特に、５相以上の相数では、離散性の低減、トルクリップルの軽減が顕著であり、本発明の効果と品質の確保が容易となる。また、ロータ電流が１種類で、Ｉｒの場合について説明したが、２以上の種類のロータ電流を通電することも可能である。ただし、ロータ電流の供給方法、駆動回路などが複雑化する。その場合には、ロータ電流の自由度が増すので、ステータの各相電流との組み合わせで、界磁磁束分布の変更、トルク電流成分の分布状態の改良なども可能である。

また、電機子反作用をなくす、あるいは、低減するためには、ステータの正側のトルク電流成分の総和ＩＷＳＰが、ロータの負側のトルク電流成分の総和ＩＷＲＮに等しい値とし、次式のように、これらの電流が周辺に起磁力を発生しないように制御すれば良い。
（ＩＷＳＰ－ＩＷＲＮ）＝０ （９）
ここで、ＩＷＳＰと１ＷＲＮは、エアギャップ部を介しておおよそ対向している電流成分で、ＩＷＳＰと１ＷＲＮの電流成分の向きは逆方向である。

また、図１、図２の原理説明用モータの場合、（１）式、（２）式、（３）式などを使用して説明したが、実用的なモータでは、エアギャップ部を介して両スロットが真正面に対向する状態は一つの状態に過ぎず、もちろん、前記両スロットが真正面に対向していない状態が大半である。そして、おおよそ対向する前記両スロットの電流の大きさも、個々のスロットでは同じでない場合が多い。モータ設計的には、スロットの離散性の問題を低減するために、ステータのスロット数とロータのスロット数に異なる素数を含ませ、トルクリップルなどの問題を低減する。その場合には、前記の「おおよそ対向している電流成分で、ＩＷＳＰと１ＷＲＮの電流成分の向きは逆方向」との定義は、いわゆるｄｑ軸理論でｄ軸電流、ｑ軸電流と称して使用している程度に曖昧な定義となる。

例えば、ステータのスロット数が１４で、ロータのスロット数が２２の場合は、ステータの各スロットの電流値とロータの各スロットの電流値とを直接対比することは難しく、（９）式のような表現となる。図２の場合、ＩＷＳＰはステータ巻線ＳＡ、ＳＤ／、ＳＢ、ＳＥ／の電流の内の３×Ｉｒである。この時、－ＩＷＲＮはロータ巻線Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４の電流の内の－３×Ｉｒである。

また、本発明では、ステータ電流をトルク電流成分と界磁電流成分の和として説明している。ここでは、ステータトルク電流成分ＩＷＳＰとは、エアギャップ部を介しておおよそ対向しているロータのトルク電流成分ＩＷＲＮと同じ電流値であって、電流の向きが反対方向の電流成分である。従って、両トルク電流成分の和（ＩＷＳＰ－ＩＷＲＮ）はモータの他の部分へ起磁力を生成せず、界磁磁束へも影響しない電流成分の総称である。他方、トルク電流成分以外の電流を界磁電流成分としていて、界磁磁束の大きさ、分布に関わる。ただし、前記界磁電流成分は、界磁磁束の分布状態によってトルクを生成することもあるので、トルク電流成分と界磁電流成分の区分けは、その意味では、厳密ではない。

また、トルク電流成分ＩＷＳＰ、ＩＷＲＮと界磁電流成分による電流の定義は、図１から図５の説明で使用しているように、電流位相θｉと電流の大きさＩｍｓで定義することもできる。但し、その定義は、ステータの電流の大きさＩｍｓとロータの電流大きさＩｍｒが等しい場合に表現することができる。つまり、本発明モータでは、界磁電流成分については、ステータ側の界磁電流成分Ｉｆｓとロータ側の界磁電流成分Ｉｆｒとは同じ値でなくても良い。

この不整合の問題を解決する一つの方法として、ロータ側の界磁電流成分Ｉｆｒを次のように定義する。
Ｉｆｒ＝Ｉｆｓ＋Ｉｆｒｘ （１０）
Ｉｆｒｘはステータ側の界磁電流成分Ｉｆｓとロータ側の界磁電流成分Ｉｆｒとの差分で正あるいは負の値であり、アンバランスな界磁電流成分である。この差分の界磁電流成分Ｉｆｒは、制御的に別の扱いとすることにより、モータ電流を電流の大きさＩｍｓと電流位相θｉで表現することができる。そして、電流位相θｉの値により、おおよその界磁電流成分とトルク電流成分の比率を認識して制御することができる。後に、図９とその説明で示すように、電流位相θｉとトルクＴの特性図を作成することができる。

なお、界磁磁束の大きさを制御する方法として、電流位相θｉを制御する方法を説明したが、もちろん、電流の大きさを制御する方法もある。また、モータの電圧は、界磁磁束の大きさと回転数の積に比例するので、運転状況に応じた界磁磁束の制御が必要である。特に、高速回転域では界磁弱めが必要となり、界磁磁束を小さく制御する必要がある。界磁弱めについては後述する。

次に、図５に、図２のロータが回転する時のモータ断面図の例を示す。電流位相θｉ＝３６°の例である。図２はロータ回転位置θｒ＝０°で界磁磁束の向きは磁束２２の方向である。図５の（ａ）はロータ回転位置θｒ＝３６°で界磁磁束の向きは２点鎖線で示す５２の方向である。図５の（ｂ）はロータ回転位置θｒ＝７２°で界磁磁束の向きは２点鎖線で示す５５の方向である。この時、ロータ電流Ｉｒは一定値で、ロータが回転してもロータの各巻線の電流値は一定としている。そして、ステータの電流は、ロータが回転しても、ロータの各電流に対するステータの電流は相対的に同じ関係、即ち、電流位相θｉ＝３６°となるようにステータの各相電流を（４）から（８）式に従って制御する。図６の各相の電流波形は電流位相θｉ＝０°の時の各相の電流波形なので、電流位相θｉ＝３６°となるように位相を３６°遅らせる。即ち、図６の紙面で、各電流波形を右側へ３６°移動すると、図５の（ａ）、（ｂ）の各相の電流波形となる。

次に、請求項３について説明する。図１、図２等のモータの縦断面図と、回転トランスを用いてロータ電流Ｉｒを供給する構成の例を図７に示す。７１はステータ、７２はロータ、７３はステータの巻線のコイルエンド部、７４はロータの巻線でコイルエンド部、７５はロータ軸である。７６は、ロータ電流Ｉｒを通電するための電力を、駆動装置からロータ７２のロータ巻線７４へ伝達する回転トランスである。７Ａは回転トランスのステータ、７Ｂは回転トランスのロータで、図７の断面を円形にした形状である。７８は回転トランスのステータ側巻線で、円形の形状となっている。７９は回転トランスのロータ側巻線で、円形の形状となっている。ステータ側巻線７８にシンボルの方向に電流を流すと、７Ｋの方向に２点鎖線で示す磁束が生成される。７Ｈは整流回路で、７Ｇは回転トランスのロータ側巻線から７Ｈへの接続線である。整流回路７Ｈの出力は接続線７Ｊによりロータ巻線７4接続され、ロータ電流Ｉｒが供給される。

図７において、図解、説明のため、回転トランス７６を誇張して、大きく記載している。しかし、ロータへ供給する電力は、ロータ巻線の抵抗損失分が主であり、モータ出力に比べれば小さな値である。しかも、１００ｋＨｚ以上の高周波交流で駆動すれば、スイッチングレギュレータ電源の変圧器のように小さなコアサイズ、小さな巻線巻き回数とすることができ、小型化が可能である。例えば、ロータの直径が１５０ｍｍ程度で８極などの多極であれば、ロータの内径側にスペースが有り、そこへ回転トランス７６、および、整流回路７Ｈを配置することができる。その時、回転トランスのステータ７Ａとロータ７Ｂとの外径側と内径側を逆にし、モータのロータ７２と回転トランスのロータ７Ｂを一体化することもできる。回転トランスのロータ側巻線７９の遠心力対策の点でも有利である。なお、使用する磁性体は鉄損が過大とならないように、アモルファス、フェライト、薄板鉄心などが小型化に有利である。なお、回転トランス７６はロータ軸方向へ励磁するので、一部に非磁性体を使用するなどの対策が効果的である。

図２４の（ａ）に、図７の回転トランス７６で発生するロータ軸方向起磁力の問題点を解決する回転トランス２４１の例を示す。２４２は回転トランスのステータ、２４３は回転トランスのロータで、図２４の断面を円形にした形状である。２４４と２４５は回転トランスのステータ側巻線で、逆向きに直列に接続していて、それぞれの巻線は円形の形状となっている。２４６と２４７は回転トランスのロータ側巻線で、逆向きに直列に接続していて、出力２４８は図７の整流回路７Ｈへ接続する。ロータ側巻線２４６、２４７は、それぞれ、円形の形状となっている。ステータ側巻線２４４と２４５にシンボルの方向に電流を流すと、７Ｋの方向に２点鎖線で示す磁束２４Ｇ、２４Ｈが生成される。図２４の（ａ）の構成にすることにより、ロータ軸７５の軸方向起磁力は相殺し、生成されず、周囲の鉄粉が付着するなどの問題を解決できる。

また、図２４の（ａ）は、2組の円形状巻線に同一の交流を逆向きに作用させているが、異なる２つの相であっても良い。但しその場合は、整流回路７Ｈへの接続方法と整流回路の変更が必要である。また、図２４の（ａ）の円形状巻線と鉄芯の構成を3組とし、3相交流の回転トランスとすることもできる。その場合は、整流回路７Ｈへの接続方法の変更と、3相整流回路への変更が必要である。

図２４の（ｂ）に、図７の回転トランス７６の代わりに使用できる発電機２４９の例を示す。２４Ａはステータで、２４Ｃの３相巻線の入力線２４Ｄへ３相の電圧、電流を入力する。２４Ｂはロータで、２４Ｅの３相巻線の出力線２４Ｆを図７の整流回路７Ｈへ接続する。この場合、３相全波整流回路である。入力線２４Ｄへ一定振幅の３相交流を入力すると、その周波数ＦＦＭで発電機の回転界磁磁束が作られ、ロータ回転周波数がＦＦＲであるとすると、出力線２４Ｆの周波数は（ＦＦＭ－ＦＦＲ）となり、発電電圧も（ＦＦＭ－ＦＦＲ）に比例する。なお、出力線２４Ｆを、ロータ側の３相交流電源として活用することもできる。また、入力線２４Ｄへ入力する電圧振幅を変化させて、振幅変調することもできる。ロータ側の出力線２４Ｆへはロータ回転周波数ＦＦＲだけ周波数が変化した電圧が出力される。また、図２４の（ｂ）の発電機は、発電すると共に正あるいは負のトルクも発生するので、ロータ軸７５のトルク出力の一部として活用することができる。また、発電機２４９の場合も、ロータ軸７５の軸方向に起磁力は生成されない。同様に、その他の種類の発電機を使用することもできる。

次に、図８は図１、図２等に示した本発明モータの各巻線へ電流、電圧を供給する駆動装置の例である。８１は直流電源である。８７はＡ相巻線で、図１のＳＡ、ＳＡ／に相当する。８８は電流検出手段の出力で、図１のＡ相電流Ｉａを検出する。８２、８３、８４、８５はトランジスタなどの電力変換素子で、前記Ａ相巻線８７の電流をＰＷＭ制御などで駆動し、正あるいは負の任意の値とする。８６はこれら４個のトランジスタを指していて、８９、８Ｃ、８Ｆ、８Ｊ、８Ｍは８６と同一の機能を持つ電力駆動ユニットである。８ＡはＢ相巻線で、図１のＳＢ、ＳＢ／に相当する。８Ｂは電流検出手段の出力で、図１のＢ相電流Ｉｂを検出する。８ＤはＣ相巻線で、図１のＳＣ、ＳＣ／に相当する。８Ｅは電流検出手段の出力で、図１のＣ相電流Ｉｃを検出する。８ＧはＤ相巻線で、図１のＳＤ、ＳＤ／に相当する。８Ｈは電流検出手段の出力で、図１のＤ相電流Ｉｄを検出する。８ＫはＥ相巻線で、図１のＳＥ、ＳＥ／に相当する。８Ｌは電流検出手段の出力で、図１のＥ相電流Ｉｅを検出する。なお、電力変換素子としては、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧａＮやＳｉＣを活用した半導体など種々のものが使え、また、高集積化した素子、モジュールなどが使える。

８１１はこれらの駆動回路を制御する制御装置であり、モータの位置、速度、トルク、電流などを制御する。８１２は制御指令信号で有り、モータ位置指令を含んでいる。８１３はロータの位置検出手段で、その出力８１４はロータ回転角θｒである。モータの位置制御は、位置指令に対しロータ回転角θｒをフィードバック制御して、その差分を速度指令とする。モータの速度制御は、速度指令に対してロータ回転角θｒの時間微分値をフィードバック制御して、その差分をトルク指令９５とする。

９７は電流指令作成手段で、トルク指令９５とモータ諸情報９６を使用して、９９の電流振幅Ｉｍａｘ、９８の電流位相θｉなどを求める。モータトルクとモータ電圧、および、モータ電流が適正な値となるような情報処理である。なお、前記モータ諸情報９６とは、ロータ回転角θｒ、ロータ速度、図９、図１０に示すようなモータ固有情報である。９Ａは加算器であり、９Ｂの電流位相情報（－θｉ＋θｒ）を求める。

９Ｃは電流制御手段で、電流振幅Ｉｍａｘ、電流位相情報（－θｉ＋θｒ）、前記電流検出手段の出力８８、８Ｂ、８Ｅ、８Ｈ、８Ｌを入力し、各相電流のフィードバック制御を行う。（４）式から（８）式のような各相電流の制御角となる。そして、電力駆動ユニット８６、８９、８Ｃ、８Ｆ、８Ｊ、８Ｍの各トランジスタをオン、オフしてＰＷＭ制御するためのそれらの駆動出力９Ｄを出力する。以上の制御装置８１１の制御によりモータの回転制御を行うことができる。

また、８Ｍは８６と同様の電力駆動ユニットで、駆動出力８１Ｂにより駆動し、制御する。破線で囲う８Ｎは図７に示した回転トランス７６であり、８Ｐは図７のステータ側巻線７８、８Ｑは図７のロータ側巻線７９である。ステータ側巻線８Ｐに流れる電流を電流検出手段により検出した電流値８Ｒで、制御装置８１１でロータ電流Ｉｒを推測計算する。推測計算の方法、回転トランス７６の動作は図２０で説明する。８Ｓは図７の整流回路７Ｈに相当するもので、回転トランス７６の出力を整流し、ロータ電流Ｉｒを通電する。８Ｔ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗはロータの各巻線で、図１のロータ巻線Ｒ１とＲ１／、Ｒ２とＲ２／、Ｒ３とＲ３／、Ｒ４とＲ４／に相当する巻線であり、直列に接続している。制御装置８１１は、前記のような構成で、ステータ各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅとロータ電流Ｉｒを駆動し、モータの回転位置、速度、トルクなどを制御する。

次に、図１、図２のモータの電流位相θｉとトルクＴの定性的な関係を図９に示し、説明する。図９の横軸は電流位相θｉで０°から３６０°までを示している。縦軸はトルクＴである。図１の通電状態で、電流位相をθｉ＝０から３６０°まで変化させた時のトルク９１の特性である。この時、各相の電流制御角は（４）式から（８）式の関係で変化し、ロータ回転角はθｒ＝０°で固定である。例えば、電流位相θｉ＝０°の動作点では、図１の通電状態になっていて、ステータの電流とロータの電流とが起磁力を相殺して界磁磁束ができない状態なので、トルクＴは０となる。電流位相θｉ＝３６°の動作点は、図２、図３の状態で、界磁電流成分が増加して界磁磁束が増加し、トルクも増加している。９２の動作点は、界磁電流成分は増加するが電磁鋼板の飽和磁気特性により界磁磁束の増加が少なくなってきて、界磁磁束とトルク電流成分の積が最大となる点である。電流位相θｉ＝１８０°の動作点は、界磁磁束が最大になるがトルク電流成分が０となる点でトルクＴ＝０となる。９４は負のトルクの最大点である。電流位相θｉが０°の動作点、１８０°の動作点からみて点対象の特性となっている。

図９のトルク特性９１に対し、ロータ電流Ｉｒとステータ各相の電流振幅Ｉｍａｘの比率を同じにし、大きさを変えた場合は、図９の上下にトルクが増減し、トルク特性９１とほぼ相似形の特性となる。しかし、ロータ電流Ｉｒとステータ各相の電流振幅Ｉｍａｘをそれぞれ変えた場合は、図９のグラフ上で様々な特性となる。その特性も活用できる。

次に、モータの電流ＩとトルクＴの関係について、従来モータと本発明モータを比較して、図１０に示し、定性的に比較、説明する。図１０の横軸は連続定格電流を１としたモータ電流である。例えば、横軸の４は連続定格電流の４倍の電流を通電した状態である。縦軸はトルクＴである。

図１０の特性１０１は、従来の磁石内蔵型同期モータＩＰＭＳＭなどの特性例である。現在市販されているモータは、連続定格トルクの３倍程度まではトルクＴが直線的に電流に比例して増加するが、3倍以上は保証されておらず５倍程度でトルクが飽和することが多い。大きな電流領域では、一般的に、電磁鋼板などの磁性体が磁気飽和し、永久磁石の動作点も変化するので、その結果、力率が低下し、銅損が増加し、効率が低下する。

一方、本発明モータは、ロータ電流Ｉｒとステータ各相の電流振幅Ｉｍａｘと電流位相θｉとを変化させて、図９の動作点９２のような最大トルク点を求め、モータの電流ＩとトルクＴの関係を描くと、図１０の１０２のトルク特性となる。電流の小さい領域では、従来モータと大差のない特性であり、むしろ本発明モータはロータ電流を通電する必要があり、不利な面もある。しかし、連続定格の５倍以上の大きな電流領域では大きなトルク発生が可能となる。しかも、トルクの増加は、大電流領域では電流値の１．３乗以上になるなど、直線状より遙かに大きなトルク発生が可能である。

本発明モータが大きなトルクを出力できる説明として、その一つは前記のように、ステータ電流とロータ電流がエアギャップ面を中心に対向していて、かつ、正電流と負電流なので両電流の起磁力を相殺し、両電流の周囲に起磁力を発生しないことである。即ち、界磁電流成分は界磁磁束を作り、トルク電流成分はトルクを発生するが電機子反作用を発生せず、界磁磁束に悪影響しないことである。

一般的に、発生する力Ｆとして次式がよく知られている。
Ｆ＝Ｂ・Ｉ・Ｌ （１１）
Ｂは磁束密度、Ｉは電流、Ｌは磁束が作用する電線長である。トルクＴは力Ｆと半径の積である。しかし、従来モータでは、電機子反作用により、大電流時に磁束密度Ｂの分布が変化し、界磁磁束を一定に保つことが難しい。そして、トルク定数が低下し、トルク飽和などの問題も発生する。従って、（１１）式の問題点の一つは、大きな電流領域、大きなトルク領域では磁束密度Ｂが変化する点である。また、実際のモータモデルにおいて、力が発生する部分での電磁気的作用を解析、分析するには不十分である。なお、ＢがＩに比例するような構成のモータであって、Ｂが磁気飽和していなければ、力Ｆは（１１）式に従い、電流の２乗のトルクを生成できることになる。

そこで、マクスウェルの応力式から導かれる次式に基づいて、本発明モータのトルク発生メカニズムを図１１に示し、説明する。（１２）式は、モータのエアギャップ部に作用する円周方向の力を示す。
ＦＥＮ＝（ＢＲ×ＢＥＮ）／μ （１２）
ここで、ＦＥＮは円周方向の力、ＢＲはエアギャップ部のラジアル方向の磁束密度成分、ＢＥＮはエアギャップ部の円周方向の磁束密度成分、μは真空の透磁率である。この（１２）式にはモータ電流は無く、電磁気的な作用の結果としての磁束密度で表されている。どのような磁束の状態、分布にすれば円周方向の力ＦＥＮを発生できるのかを考えることができる。円周方向の力ＦＥＮの発生に寄与する磁束と力ＦＥＮの発生にあまり寄与していない磁束などについても考察し易い。

図１１は、図３のモータ角度θｚが－３６°から１８０°の間の中央部のみを拡大した部分的な図である。図３と同一のものは同じ符号をつけている。直線状の展開図であり、紙面で上方はステータ、下方はロータである。１１３はステータのエアギャップ面、１１４はロータのエアギャップ面で、１１５の間がエアギャップ部である。ステータの波状の破線１１8の外側、および、ロータの波状の破線１１９の外側は省略して記載していない。なお、エアギャップ部１１５は説明のため大きく誇張して描いている。図２に示したスロットの外形形状は省略している。

図１、図２、図３の説明では、ロータ回転に伴う各相のステータ電流の変化が急変しない電流波形として図６のような台形状の電流波形で駆動する例を説明した。しかし、この図１１では、特に、低速回転での大電流、大トルク出力の領域の動作について説明するので、矩形波状の電流波形で駆動する例を示す。後に示すように、矩形波駆動はモータの損失低減、インバータの小型化の点で有利である。また、図１１のモータについて、（１２）式に基づく力ＦＥＮを簡潔に説明できる。矩形波状の電流波形は、図２において、丸印の中にＸの字マークを書き入れたシンボルである正電流には全て紙面の表側から裏側へ電流Ｉｒを通電し、丸印に点を書き入れたシンボルである負電流には全て紙面の裏側から表側へ電流Ｉｒを通電する。図２の状態は、電流位相θｉ＝３６°、ロータ回転位置θｒ＝０°である。図２の展開図が図３で、図３の一部を拡大した図が図１１なので、図１１の巻線ＴＣ／、ＳＡ、ＳＤ／、ＳＢ、ＳＥ／へはそれぞれ正電流であるＩｒを通電する。巻線Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、へは負電流である－Ｉｒを通電する。Ｔ１／へは正電流であるＩｒを通電する。ＳＣとＳＡ／へは負電流である－Ｉｒを通電する。

図１１の矩形波状の電流波形の例を図２５に示す。電流位相θｉ＝３６°で、横軸をロータ回転位置θｒとし、縦軸は各電流である。図２５の（ａ）はＡ相の界磁電流成分Ｉａｆで、（ｆ）はＡ相のトルク電流成分Ｉａｔで、（ｋ）はＡ相電流Ｉａ＝（Ｉａｆ＋Ｉａｔ）である。Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相も同様である。図２５の（ｐ）はロータ電流Ｉｒである。なお、各相の電流波形については、モータ特性に応じて修正し、トルクリップル低減などの改良を行える。また、高速回転では、より滑らかな増減波形とする、より正弦波状の波形とするなど、適宜、変形することができる。

図１１の前記通電状態では、破線１１Ｂで囲って示す巻線ＴＣ／とＴ１／とＳＡの電流３×Ｉｒと破線１１Ｃで囲って示す巻線ＳＣとＲ４とＳＡ／の電流－３×Ｉｒにより、それらの電流の間の領域に、２点鎖線で示すラジアル方向磁束成分１１Ｆ、１１Ｇを作っている。ロータ１１９のＮ極を通る磁束成分１１Ｆ、１１Ｇはステータ１１８のバックヨーク部を通り、モータ角度θｚが－１８０°から０°の間のロータＳ極、もしくは、モータ角度θｚが１８０°から３６０°の間のロータＳ極を通り、ロータ１１９のバックヨーク部を通り、一巡している。

ステータ巻線ＳＤ／の正電流Ｉｒとロータ巻線Ｒ１の負電流－Ｉｒとが近接していて、これら２巻線の合計起磁力は相殺して０Ａなので、アンペアの法則により、これら２巻線が周囲に与える起磁力は０である。同様に、巻線ＳＢとＲ２、巻線ＳＥ／とＲ３についても、それぞれ周囲に与える起磁力は０である。これら６個の電流は、エアギャップ部１１５を介して対向する電流が相互に起磁力を相殺しているので、これら６個の電流の外側へは起磁力を生成せず、電機子反作用を発生しない。

さらに具体的には、２点鎖線の経路１１Ｅに沿った磁界の強さＨベクトルの周回積分値は、その内部の通過電流の総和が０Ａなので、アンペアの法則により０である。従って、経路１１Ｅに沿うような磁束は０である。しかし、前記経路１１Ｅの内側の部分的な起磁力は発生していて、２点鎖線で示す磁束１１１の経路に沿った磁界の強さＨベクトルの周回積分値は、アンペアの法則により、その内部のステータ巻線ＳＤ／、ＳＢ、ＳＥ／の通過電流の総和で３×Ｉｒである。また、２点鎖線で示す磁束１１２の経路に沿った磁界の強さＨベクトルの周回積分値は、アンペアの法則により、その内部のロータ巻線Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の通過電流の総和で－３×Ｉｒである。なお、矩形波電流駆動は非線形であり、ロータ回転に伴う過不足をモータ全電流で補うアルゴリズムが効果的である。

磁束１１１と磁束１１２とがエアギャップ部１１５とその近傍に円周方向磁束成分ＭＦＧを作っている。エアギャップ部１１５とその近傍におけるラジアル方向磁束成分１１Ｆ、１１Ｇと円周方向磁束成分ＭＦＧとの合成磁束は、磁束１１７、１１Ａ、１１Ｄのように描ける。図が煩雑となるので、これらの合成磁束はエアギャップ部１１５だけに局部的に描いている。この磁束密度をラジアル方向磁束密度成分と円周方向磁束密度成分に分割し、（１２）式に代入して、ステータとロータ間に作用する円周方向の力を求めることができる。さらに、ロータの半径を乗じてトルクを計算できる。

ステータコア内周部とロータコア外周部との間のエアギャップ長は０．５ｍｍ程度に小さくできるので、図１１の本発明モータではステータ巻線とロータ巻線をできるだけ近接して、両巻線の隙間をエアギャップ長に近づけることが可能である。従って、エアギャップ部１１５のラジアル方向磁束密度が２テスラを超える大きな磁束密度になっても、エアギャップ部とその近傍の円周方向の通過断面積は小さく、円周方向の磁束量は比較的小さい。一方、ステータのエアギャップ部とは反対側で、外径側のバックヨーク部のラジアル方向幅は、エアギャップ長の０．５ｍｍに比較し、数１０倍も広い。従って、磁束１１１のバックヨーク部の円周方向磁束密度成分は小さく、磁束１１１のこの部分での磁気抵抗は小さい。また、ロータ側の磁束１１２についても、エアギャップ部とは反対側で、ロータの内径側のバックヨーク部は広いので磁束１１２のバックヨーク部の円周方向磁束密度成分も小さく、磁束１１２のこの部分での磁気抵抗は小さい。そして、これらの磁束１１１、磁束１１２がバックヨーク部でラジアル方向磁束成分１１Ｆ、１１Ｇへ与える磁束密度の影響は小さい。

このように本発明モータは、ステータ巻線ＳＤ／、ＳＢ、ＳＥ／の電流とロータ巻線Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の電流の両方でエアギャップ部の円周方向磁束成分ＭＦＧを薄いエアギャップ部とその近傍に閉じ込める効果がある。前記のように、磁束１１１、１１２に関して、バックヨーク部の磁気抵抗は小さく、起磁力の消費は小さい。その結果、これらの６個の電流がエアギャップ部の円周方向磁束成分ＭＦＧの磁束密度成分ＢＥＮを非常に大きな値にまで高めることが可能である。

また、ラジアル方向磁束成分１１Ｆ、１１Ｇがエアギャップ部１１５を通過することは、エアギャップ部１１５の円周方向磁束密度成分が非常に大きくても、距離は０．５ｍｍ等の小さな値であり、比較的容易である。

合成磁束１１７、１１Ａ、１１Ｄの方向に、ステータとロータの相互に吸引力が作用し、（１２）式に従って円周方向の力が発生する。しかし、ステータ巻線ＳＤ／、ＳＢ、ＳＥ／の電流とロータ巻線Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の電流の総和は０で、これらの電流の起磁力は相殺し、ラジアル方向磁束成分１１Ｆ、１１Ｇへ与える影響はマクロ的には小さい。即ち、これらの巻線の電流は、原理的には、周囲へ電機子反作用を発生しない。

そして、ステータ巻線ＴＣ／とＳＡとＳＣとＳＡ／、および、ロータ巻線Ｔ１／とＲ４へ大きな電流を通電することにより、他の電流による電機子反作用の影響を受けることなく、界磁磁束成分である、ラジアル方向磁束成分１１Ｆ、１１Ｇを大きくすることができる。即ち、（１２）式のラジアル方向の磁束密度ＢＲを大きくすることができる。なお、電機子反作用の影響が小さいので、ロータに配置する永久磁石、あるいは、ステータおよびロータに配置する界磁磁束専用の界磁巻線などの他の手段で、界磁磁束成分を生成することも比較的容易である。

このように、（１２）式に示されるラジアル方向の磁束密度成分ＢＲと円周方向の磁束密度成分ＢＥＮとの両方を大きくすることができるので、大電流域におけるトルクを、図１０に示すように、電流に比例した値よりも大きな値とすることができる。具体的には、合成磁束１１７、１１Ａ、１１Ｄなどの磁束密度を２テスラ以上に高めることも可能である。図１０に示すトルク特性の大電流域におけるトルク増加の曲線は、単純モデル的には両磁束密度ＢＲとＢＥＮの積なので、大きな電流を通電することにより原理的に電流の２乗の特性曲線に近づくと考えることができる。

特に、合成磁束１１７、１１Ａ、１１Ｄなどの磁束密度を高めるが、しかし、エアギャップ近傍の円周方向の磁束の量を小さな値とするためには、ステータ電流とロータ電流とができるだけ径方向に接近する構成とする必要がある。エアギャップ長１１５の大きさだけではない。この観点では、後に示す図１３の（ａ）、（ｂ）のモータのように、ステータ巻線とロータ巻線の径方向寸法を小さくできる構成が有利である。

また、大電流を通電して大トルクを得る場合には、巻線部の磁束密度が大きくなり、導線部内での渦電流損が、高速回転で問題となる。この対策として、細い絶縁電線を多数の並列巻線とする方法が効果的である。並列巻線の電流アンバランス問題については、撚り線とする、あるいは、巻線位置のアンバランスを解消する変位などの方法が効果的である。

前記説明のように、本発明モータはトルク密度、出力密度の大きな優れた特性を得ることが可能である。図１１のエアギャップ部の近傍において、円周方向磁束成分ＭＦＧの円周方向磁束密度成分ＢＥＮは、大きなトルク電流成分を通電することにより、通常の電磁鋼板の飽和磁束密度である２テスラを超えた４テスラ、６テスラなどの大きな磁束密度を局部的に生成可能である。（１２）式のように、図１１のエアギャップ部の近傍の磁束密度の大きさが発生トルクの大きさに関わる。バックヨークなどの他の部分の磁束密度は、トルク発生に寄与せず、モータ設計の都合上２テスラ以下でむしろ小さい方が良い。例えば本発明モータの場合、トルク発生部が実質６テスラで作用するモータを、飽和磁束密度が２テスラの磁性材料を使用して作ることができることになる。

界磁磁束成分であるラジアル方向磁束成分１１Ｆ、１１Ｇのエアギャップ部近傍の磁束密度の大きさも原理的な制限は無い。飽和磁束密度が２テスラの磁性材料を使用していても、界磁励磁電流成分を極端に大きくし、２テスラ以上の磁束密度とすることもできる。２テスラ以上の動作点では比透磁率が１に近づくが、構成的、原理的な制約は無い。（１２）式に示されるように、トルクはエアギャップ部近傍のラジアル方向の磁束密度成分ＢＲに比例し、ＢＲはトルク生成に重要である。

なお、マクスウェルの応力式から導かれた（１２）式の円周方向の力は、発生する力をその動作点の磁束密度で表現しているので、モータを構成する磁性体の磁束密度が大きい領域、即ち、比透磁率が１に近づくような、いわゆる磁気飽和上限以上の領域まで、その場所で発生する力を表現できる。また、図１１に示し説明したように、本発明モータは、単に電機子反作用による界磁磁束の偏りを低減するという効果だけでなく、エアギャップ部の磁束密度を軟磁性体の飽和磁束密度以上に高めて高トルクを実現し、また、ラジアル方向の磁束密度成分を自在に制御して高速回転時の界磁弱めを実現するものである。そして、図１１は電磁気的に大きな力を発生する基本構成を示す図であると考えている。

なお、図１１では、モータ角度θｚが０°から１８０°の間のロータのＮ極とその近傍について示したが、モータ角度θｚが１８０°から３６０°の間のロータのＳ極とその近傍の作用については、電流の向きと磁束の向きが反対となる。しかし、力、および、トルクの発生する方向と大きさは図１１と同じである。

次に、請求項２の実施例で、図２のモータ構成にロータの界磁巻線ＲＷＦを追加した例を図１２に示す。界磁巻線１２６へ紙面の表側から裏側へ界磁電流Ｉｆｒｒへ通電し、界磁巻線１２７へ紙面の裏側から表側へ界磁電流Ｉｆｒｒへ通電する。図２で説明したように、ステータの巻線ＳＡとロータの巻線Ｒ１／には界磁電流成分Ｉｒを通電し、ステータの巻線ＳＡ／とロータの巻線Ｒ１には界磁電流成分－Ｉｒを通電している。これらの６個の巻線の界磁電流成分で、２点鎖線で示す界磁磁束１２８、１２９、１２Ａを生成する。

図１２の界磁巻線１２６、１２７の機能は界磁磁束を生成することであり、存在意義が明確である。しかし、低速回転領域における大トルク出力時の界磁磁束の生成ができるほど大きな界磁巻線は巻線スペースが大きくなる問題がある。そして、高速回転での界磁弱め領域ではその界磁電流Ｉｆｒｒを減少させる必要があり、大きなパワーを出力する場合には界磁巻線ＲＷＦの巻線スペースが有効に活用できていないことになる。特に実用的なモータとして８極程度の多極の構成にする場合、設計的には、界磁巻線１２６、１２７とその他のロータ巻線とがロータスペースを取り合う構成となる。

その観点では、界磁巻線１２６、１２７の通電容量を、モータが連続定格トルクを出力するときに必要な界磁電流の１／２以下の通電容量とする巻線太さとし、界磁巻線１２６、１２７の巻線スペースを削減しておくことがモータ全体設計の観点で好ましい。大きなトルク時に界磁励磁が不足する分は、ステータの各巻線とロータの巻線Ｒ１、Ｒ１／、Ｒ２、Ｒ２／、Ｒ３、Ｒ３／、Ｒ４、Ｒ４／との電流位相θｉの制御により界磁励磁電流成分を作れば良い。この時、ステータ側のトルク電流成分とロータ側のトルク電流成分とが釣り合っている場合は、界磁磁束を生成する界磁励磁電流成分がステータ側に通電していてもロータ側に通電していてもほぼ同じ効果を得ることができる。そして、高速回転での界磁弱め領域では、通電容量を低減した界磁巻線で効果的に界磁励磁を行うことができる。

また、図２のモータ構成に、図２９の円筒型ロータの界磁巻線２６Ｍを付加することもできる。但し、ロータ形状は界磁巻線２６Ｍに合わせて変形する必要がある。界磁巻線２６Ｍの機能、作用、効果は、図１２の界磁巻線１２６、１２７とほぼ同じである。なお、界磁巻線２６Ｍの円周方向の配置位置は、ロータの巻線Ｒ１、Ｒ１／、Ｒ２、Ｒ２／、Ｒ３、Ｒ３／、Ｒ４、Ｒ４／と電気角で９０°の位相差がある。

また、界磁巻線１２６、１２７の界磁電流Ｉｆｒｒを制御装置側、ステータ側からどのように供給するかという課題もある。駆動装置が図８のような構成の場合、電力駆動ユニット８Ｍ、回転トランス８Ｎ、整流回路８Ｓ、電流検出回路などと同様の回路、装置を付加して界磁電流Ｉｆｒｒを制御、通電することができる。但し、モータの複雑化、大型化、高コスト化の課題がある。界磁電流Ｉｆｒｒの他の供給方法については、後に述べる。

また、図１２の前記界磁巻線１２６、１２７へ界磁電流Ｉｆｒｒを通電している場合は、モータトルク指令が大きな値から急速に減少する時に、モータが大きなトルクを発生している状態からトルクを急減するために何らかの対策が必要となる。トルクを低減させるためには、界磁磁束を減少するか、あるいは、トルク電流成分を減少する必要がある。しかし、界磁電流Ｉｆｒｒとロータ電流Ｉｒとの両方の電流がダイオードで循環するフライホイール状態の場合は、両電流は、共に、急速な減少が難しい。

この対策として、ステータ電流とロータ電流との電流位相θｉを負の値として、負の界磁励磁電流成分を生成し、前記界磁電流Ｉｆｒｒの起磁力を打ち消すように制御することができる。その結果、界磁磁束を急速に減少して、界磁電流Ｉｆｒｒとロータ電流Ｉｒとの両方が通電している状態でも、モータトルクを急速に減少させることが可能となる。但し、モータトルク指令が大きな値の時に、界磁電流Ｉｆｒｒが大きな値であれば、負の界磁励磁電流成分で界磁電流Ｉｆｒｒの起磁力を打ち消すことが困難な場合も発生する。その観点では、前記界磁巻線１２６、１２７の最大の発生起磁力は、モータ界磁の最大起磁力の１／２程度、あるいは、それ以下とすることが好ましい。

他の対策として、ブラシとスリップリングで界磁電流Ｉｆｒｒを供給している場合は、制御的に界磁電流Ｉｆｒｒを急速に減少させることが可能である。また、他の対策として、ロータ側に界磁電流Ｉｆｒｒを制御する回路を持ち、電気エネルギーに変換して、界磁電流Ｉｆｒｒを急速に減少させることも技術的には可能である。なお、トルクを急速に減少させるために、ステータの電流を急減すると、界磁電流Ｉｆｒｒとロータ電流Ｉｒにより界磁磁束が増加するので、高速回転時には過大電圧となるなど、新たな問題が発生することがある。また、図２９の界磁巻線２６Ｍについても同様の問題がある。

次に、請求項９に関して、図１とは異なる本発明のモータの形態例を図１３の（ａ）と（ｂ）に示し、説明する。大電流を通電して大トルクを出力するモータ例である。まず、図１１のラジアル方向磁束成分１１Ｆ、１１Ｇの大きさについて考えると、磁束の大きさがロータの歯およびステータの歯の磁束密度が２テスラ以下の場合その磁気抵抗は比較的小さい。しかし、さらにラジアル方向磁束成分１１Ｆ、１１Ｇが大きくなると、磁気飽和した歯およびスロットの部分に磁束を通さなければならない。図１１において、１１５のエアギャップ長は０．５ｍｍ程度に小さくできるが、１１６のロータ巻線の内径側からステータ巻線の外形側までの径方向長さは、図１のスロット形状から分かるように、例えば５０ｍｍなどの大きさである。エアギャップ部の０．５ｍｍの１００倍にもなる。図１１では、エアギャップ部１１５を拡大し、誇張して描いている。また、ラジアル方向磁束成分２２は、歯を通過する磁束を考えると、２テスラの半分程度の平均磁束密度までは磁気抵抗が小さいが、それを超える平均磁束密度では磁気抵抗が大幅に大きくなる問題がある。なおここで、モータに使用する通常の電磁鋼板の飽和磁束密度を２テスラとしている。

図１３の（ａ）に、ステータの歯とロータの歯を削除した、いわゆるコアレス構造のモータの横断面図を示す。図１等の本発明モータの構造を変形して図１３の（ａ）の構造とすることができる。１２１はステータのバックヨーク、１２２はステータ巻線、１２３はロータのバックヨーク、１２４はロータ巻線である。ステータ巻線１２２は、例えば、丸線あるいは平角線などで折りたたむ様に多相巻線を形成し、高耐熱の樹脂などで成形、固定する。１２５は巻線部分の径方向長さであり、図１などのモータの歯の部分にも巻線を配置できることから、図１１の巻線の径方向長さ１１６に比べて、径方向長さ１２５を、単純比較で、１／２程度に縮小することができる。当然、図１３の（ａ）の構造のモータでは、モータ設計的に、径方向長さ１２５をさらに小さくすることもできる。従って、径方向の平均磁束密度を１テスラ以上の、例えば２テスラなどの大きな平均磁束密度とする場合、図１３の（ａ）のモータではそのラジアル方向界磁の励磁負担をむしろ軽減することができる。また、径方向の平均磁束密度を大きくできれば、ステータ巻線１２２およびロータ巻線１２４の電流を小さくしても、大きなトルク、大きな出力を生成することが可能となる。以上説明したように、図１３の（ａ）に示すコアレス構造のモータは、大きな電流を通電して大きなトルクを出力する時に、小型化、軽量化、低振動化、低騒音化等の特徴を発揮するモータ構造である。但し、比較的小さな電流で小さなトルクを出力する時は、界磁の励磁負担が相対的に大きいので、モータ効率は低くなる。

次に、図１３の（ｂ）に、図１のモータと図１３の（ａ）のモータとの中間的なモータ構成を示し、説明する。図１３の（ｂ）のステータの部分形状は、図１のモータを４極化した図１６のステータ形状を変形したものである。破線で示すスロット形状１３７は、変形前の図１６のスロット形状である。１３４はステータの歯、スロット１３５はスロットである。波状の破線の外側は省略している。１３１はステータの歯１３４の歯幅、１３２はスロット１３５の内径側の広さである。通常は、歯幅１３１とスロット内径側の広さ１３２は同じくらいの大きさであるが、大幅に縮小している。ここで、ステータの歯１３４の歯幅１３１を小さくすることによりスロット１３５の断面積を増加させ、スロットのラジアル方向長さ１３３を小さくすることが可能となる。電磁気的に、図１３の（ａ）のモータに近づけることができる。

この結果、ステータの歯１３４は、その歯幅１３１が小さくなっても、ステータ巻線を整列したり、強固に固定することができる。特にロータ側の場合には遠心力に対する巻線の保持強度が大変重要であり、スロット開口部を閉じて高強度化することもできる。このように、本発明モータの歯幅１３１を小さくすることにより、図１３の（ａ）のモータに比較すると、巻線の製作性を確保し、巻線の固定強度を確保することができる。

また、用途によっては、大電流時の大トルクを出力するだけでなく、低トルク域での高効率が同時に求められることもある。そのような場合には、低トルク時に必要な最低限の歯幅１３１とすることにより、低トルク時の径方向の平均磁束密度を高めることができ、大電流時の大トルク化とバランス良く両立させることも可能である。また、大電流時の大トルクの生成はモータの電流密度が大きくなるため、巻線の銅損が大きくなり、モータの積極的な冷却が必要となる。１３６に示す冷却用パイプなどをスロット内部、バックヨーク部近傍、あるいは、歯１３４の一部などに配置し、歯１３４により固定することができる。用途により、ステータとロータは、図１、図１３の（ａ）、図１３の（ｂ）等の構成を組み合わせて使用、変形して使用することができる。特に、大きな電流を通電する場合、高速回転を行う場合には、冷却性能が重要であり、種々冷却手段が必要となる。

次に、界磁弱め制御による高速回転、および、定出力制御について説明する。図１、図２、図３、図４を示し、説明したように、界磁磁束の制御が可能である。定性的には、界磁電流成分以外の電流はステータ側電流とロータ側電流とで起磁力が相殺するように通電できるので、電機子反作用が発生しないか、あるいは小さな作用である。その状態で、界磁電流成分を増減することにより、トルク電流成分の影響を受けることなく、界磁の強め、弱めの制御を行うことができる。

図２７の速度ＶとトルクＴの特性に示す領域Ａの動作点では、図２などで界磁電流成分が最大で、トルク電流成分も最大の状態である。図９の電流位相θｉとトルクＴの定性的特性では９２の動作点などである。図２７の領域Ｂの動作点では、図２などで界磁電流成分が弱められ、トルク電流成分が大きな状態である。図９の電流位相θｉとトルクＴの特性では９３の動作点などである。界磁磁束が小さい時はモータの誘起電圧定数が小さいので、モータ回転数を高速回転で駆動することができる。モータの基底回転数から高速回転まで、界磁弱めによりモータ電圧が一定値になるように界磁弱め制御を行い、その時トルク電流成分を一定に保てば、モータ電圧とモータ電流の積が一定値となり、いわゆる定出力制御の状態となる。

次に、図１４に図８とは異なり、モータ巻線を星形結線とした場合の駆動回路を示す。トランジスタ１４７とトランジスタ１４８とでＡ相巻線１４１にＡ相電流Ｉａを通電し、トランジスタ１４９とトランジスタ１４ＡとでＢ相巻線１４２にＢ相電流Ｉｂを通電し、トランジスタ１４Ｂとトランジスタ１４ＣとでＣ相巻線１４３にＣ相電流Ｉｃを通電し、トランジスタ１４Ｄとトランジスタ１４ＥとでＤ相巻線１４４にＤ相電流Ｉｄを通電し、トランジスタ１４Ｆとトランジスタ１４ＧとでＥ相巻線１４５にＥ相電流Ｉｅを通電する。ここで、星形結線の場合は、各相の通電電流に次式の制約が発生する。
Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＋Ｉｄ＋Ｉｅ＝０ （１３）

図８の駆動回路では、各相電流を４個のトランジスタによってそれぞれ個別に駆動して、それぞれが独立しているので自在な制御が可能である。図１４の星形結線の駆動回路では（１３）式の制約があるものの、トランジスタの数を図８の２０個から１０個に減らすことができ、駆動回路を簡素化できる特徴がある。逆に、図８の構成は（１３）式の電流制約が無く、電流制御の自由度が高い。なお、モータ出力が同一の時、図８と図１４とのモータでは、巻線の電圧と電流の配分が変わる。そして、インバータの各トランジスタの電流容量と個数との積は、モータ出力が同一の時、図８と図１４とのインバータ構成で大差が無い。本発明モータはどちらの方法でも制御することができる。

次に、請求項４の実施例について、図１５に示し、説明する。請求項３の回転トランスを使用する方法とは異なる方法で、ロータ電流Ｉｒを供給する方法である。図１５の各相巻線１４１、１４２、１４３、１４４、１４５は図１４の各相巻線と同じものであるが、中性点１４６の部分に１５１のダイオードブリッジを挿入し、各相電流を整流している。１５２はステータ側へ取り付けたブラシで、１５３はロータ側に取り付けたスリップリングである。同様に、１５４はブラシで、１５５はスリップリングである。各巻線８Ｔ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗは、図１、図２に示したロータ巻線Ｒ１とＲ１／、Ｒ２とＲ２／、Ｒ３とＲ３／、Ｒ４とＲ４／である。前記ダイオードブリッジ１５１で整流したステータ電流を、２個のブラシ１５２，１５４とスリップリング１５３、１５５を使用してロータ側へ供給し、ロータ電流Ｉｒとして通電する。図７の回転トランス７６、整流回路７Ｈに置き換えて、ブラシとスリップリングを取り付ける。

図１５の場合、ステータ電流を活用してダイオードブリッジ１５１を使用してロータ電流Ｉｒを作れるので、図８に示すようなロータ電流Ｉｒの駆動回路を簡素化できる。また、ロータ電流Ｉｒの大きさについても、受動的にステータ電流と一致し、ステータ側とロータ側のバランスを確実に維持することができる。簡素な構成であり、誤差も小さい。しかし、図１５の構成、方法の場合、ブラシとスリップリングの信頼性と寿命およびメンテナンス負担がある。低速回転で稼働率が低い用途ではこの方法が好適である。また、ロータ電流Ｉｒを図８の電力駆動ユニット８Ｍのような駆動回路で通電しても良い。

また他の方法として、図１５のブラシとスリップリングを使用しない方法を図２６に示し説明する。ブラシとスリップリングに換えて、破線２９０で囲うＤＣ－ＡＣコンバータと回転トランス８Ｎと整流回路８Ｓを使用している。図２６の紙面で電流検出手段の出力８Ｒおよび回転トランス８Ｎより右側は、図８の構成と同じである。

ＤＣ－ＡＣコンバータ２９０のトランジスタ２９１、２９２、２９３、２９４により、ダイオードブリッジ１５１の出力である直流電流を交流電流に変換し、回転トランスの１次側巻線８Ｐに通電する。２９５はコンデンサー、フィルターなどであり、過電圧を防止する。回転トランスの２次側巻線８Ｑの出力を整流回路８Ｓで直流に変換し、ロータ巻線８Ｔ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ、８Ｘへロータ電流Ｉｒを通電する。図２６の機能は、図１５の構成の機能とほぼ同じで、ロータ電流Ｉｒの大きさを受動的にステータ電流と一致させることができる。そして、ブラシとスリップリングの信頼性と寿命の問題およびメンテナンス負担を解消することができる。ただし、図１５、図２６の構成において、ステータ電流が急激に減少する場合は、ロータ電流Ｉｒがダイオードで循環するために減少が遅れるので電流位相θｉの制御等の対応が必要である。なお、ＤＣ－ＡＣコンバータ２９０は種々形態の回路を使用できる。

また、ロータ電流Ｉｒの通電方法として、図１５、図２６とは異なる方法がある。図１４の直流電源８１とインバータとの間、すなわち、１４Ｈの矢印で指す部分の電流をロータ電流Ｉｒとして使用する方法である。インバータへの直流電流分である。この部分を分断し、図１５のブラシ１５２、１５４への接続してロータ電流Ｉｒとして通電することができる。あるいは、図２６のＤＣ－ＡＣコンバータ２９０と回転トランス２９０を使用する方法もある。

但し、この場合はインバータとモータ巻線間で循環する電流分、いわゆるフライホイール電流分はロータ側へ流れないので、ステータ電流とロータ電流との間に誤差が発生する。特に、ＥＶ等で重要となる運転モードの一つとして、低速回転で大きなトルクを発生する必要がある。その場合には、前記誤差が極端に増大し、しかも、回転数により大きく変化するので、大きな問題である。しかし、ほぼ一定回転で、ほぼ一定トルクで運転する場合には、例えばステータ電流の位相調整などで問題をカバーすることもできる。

次に、請求項５の実施例について、図１６、図１７に示し、説明する。請求項３、請求項４とは異なる方法で、ロータ電流Ｉｒを供給する方法である。図１６は、図１のモータを４極化したモータ横断面図である。ステータに２０個のスロットがあり、ロータに２０個のスロットがある。ステータの巻線は、５相の全節巻き、集中巻きの構成となっている。各巻線の駆動回路は図１７であり、図１４と比較すると、Ａ相巻線１４１がＡ１相巻線１７１とＡ２相巻線１７２に分かれている。Ａ１相巻線１７１へは、トランジスタ１７４と１７５で１７８の電流Ｉａ１を通電する。Ａ２相巻線１７２へは、トランジスタ１７６と１７７で１７９の電流Ｉａ２を通電する。Ａ１相巻線１７１とＡ２相巻線１７２との間には、ロータの電力を供給するために、モータ５相電流とは別の交流電流である給電電流Ｉｆａを重畳して通電する。これらの関係は次式となる。
Ｉａ１＝Ｉａ／２＋Ｉｆａ （１４）
Ｉａ２＝Ｉａ／２－Ｉｆａ （１５）
Ｉａ＝Ｉａ１＋Ｉａ２ （１６）
Ｉｆａ＝（Ｉａ１－Ｉａ２）／２ （１７）
Ａ１相巻線１７１とＡ２相巻線１７２の巻き回数は、電圧が同じになるように他相と同じ巻き回数にする。Ａ１相とＡ２相以外は、図１４と図１７は同じである。

図１６において、ステータ側からロータ側へロータ電流を通電すための電力を供給する方法について説明する。Ａ１相巻線１７１とＡ２相巻線１７２を使用して給電するので、図１６ステータの巻線はＡ１相巻線１７１とＡ２相巻線１７２だけを示している。前記のように、図１のモータを４極化した構成であり、Ａ相巻線を除いて、他の相の巻線は図１６と図１は同じ構成である。モータ角度θｚの電気角で０°から３６０°の巻線１６１、１６２、１６３と巻線１６４、１６５、１６６がＡ１相巻線１７１で、電気角で３６０°から７２０°の巻線１６７、１６８、１６９と巻線１６Ａ、１６Ｂ、１６ＣがＡ２相巻線１７２である。Ａ相電流の電流の向きは図１６に記載した電流シンボルの方向である。ここで、重畳して通電する給電電流Ｉｆａだけについて考えると、（１５）式より、Ａ２相巻線の前記電流シンボル１６７、１６８、１６Ａ、１６Ｂは逆向きになる。そして、給電電流Ｉｆａに関しては、１６５と１６７が相殺し、１６１と１６Ｂが相殺する。１６８と１６Ａの給電電流Ｉｆａの通電方向は、電流シンボルと逆方向の向きとなる。その結果、給電電流Ｉｆａが励磁する磁束Φsupは２点鎖線で示す１６Ｆとなる。Ａ相電流Ｉａに重畳して通電する給電電流Ｉｆａにより７２０°周期の磁束を励磁したことになる。Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相については図１４と同じ構成、作用である。

一方、ロータには直交する受電Ｇ巻線１６Ｇと受電Ｈ巻線１６Ｈを巻回していて、前記磁束Φsupが鎖交する。受電Ｇ巻線１６Ｇと受電Ｈ巻線１６Ｈは、それぞれ、３６０°のピッチで巻回していて、７２０°周期の巻線である。図１8に示すように、受電Ｇ巻線１６Ｇはダイオードブリッジ１8１に入力され交流電圧が直流に整流される。受電Ｈ巻線１６Ｈはダイオードブリッジ１8２に入力され交流電圧が直流に整流される。それらの電圧は足し合わされ、図１５と同じロータ巻線８Ｔ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ、８Ｘへ接続され、ロータ電流Ｉｒが通電される。このように、Ａ相巻線を流用して、ステータ側から、非接触でロータ側へロータ電流Ｉｒに必要な電力を供給することができる。また、交流の給電電流Ｉｆａと直流のロータ電流とは、変圧器の１次電流と２次電流のような単純な関係なので、ステータ側からロータ電流Ｉｒを推測することができ、フィードバック制御により、ロータ電流Ｉｒを正確に制御することができる。また、電気角で３６０°周期の５相電流と７２０°周期の前記給電電流Ｉｆａとは原理的に非干渉な関係であり、５相モータとしての機能、性能には影響が少ない。また、給電電力がロータ巻線の抵抗消費分であって大きさが相対的に小さいので、このロータ電力の供給がステータ電流の制御に与える負担、影響は比較的小さい。

図１8でダイオードブリッジ１8１、１8２の電圧降下はダイオード４個分の電圧であり、ダイオード１8３を追加することにより、ロータ電流Ｉｒが循環する時の電圧降下を１／４に低減することもできる。図１６、図１７で説明した方法は、巻線、整流器、インバータなどの種々の変形も可能である。Ａ相以外の相を利用することもできる。全部の相を利用することもできる。また、モータをほぼ一定の回転で使用するような用途では、ステータに永久磁石を取り付け、前記受電Ｇ巻線１６Ｇと受電Ｈ巻線１６Ｈを発電機巻線として使用してロータ電流Ｉｒを供給することもできる。ロータ側の受電巻線についても、図１６のＧ、Ｈの２相巻線ではなく、単相にしたり、３相以上の多相にすることも可能である。また、５相以外の、相数が異なるモータへも同様に適用できる。

次に、図１６、図１７で説明した方法を変形して、５相の巻線を活用する方法で、ロータ電流Ｉｒを供給する方法について説明する。そのステータ巻線構成は、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相についても、Ａ相と同様に、それぞれの相の巻線を２個の巻線とし、１０相の巻線構成とする。前記のＡ１相巻線とＡ２相巻線の関係と同様に、Ｂ１相巻線とＢ２相巻線、Ｃ１相巻線とＣ２相巻線、Ｄ１相巻線とＤ２相巻線、Ｅ１相巻線とＥ２相巻線を構成する。それぞれの巻線には、Ａ相の給電電流Ｉｆａと同様に、給電電流Ｉｆｂ、給電電流Ｉｆｃ、給電電流Ｉｆｄ、給電電流Ｉｆｅを通電できる構成とし、これらの電流はそれぞれモータの７２０°周期の電流となる構成とする。各相電流Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅと前記各給電電流Ｉｆｂ、Ｉｆｃ、Ｉｆｄ、Ｉｆｅとの関係は、（１４）、（１５）、（１６）、（１７）式と同様である。

図１６、図１７で説明した給電電流Ｉｆａは単相であったので、単相の交流電流、電圧だったが、給電電流Ｉｆａ、Ｉｆｂ、Ｉｆｃ、Ｉｆｄ、Ｉｆｅは５相で電気角７２０°周期の交流電流とする。これら５相の給電電流がロータへ７２０°周期の回転磁束Φｉｍを作ることになる。回転磁束Φｉｍの周波数Ｆｉｍは任意の値を選択できる。図１６、図１8に示すロータ側の受電Ｇ巻線１６Ｇと受電Ｈ巻線１６Ｈ、および、整流器１8１、１8２と接続方法などは同じである。

５相の給電電流Ｉｆａ、Ｉｆｂ、Ｉｆｃ、Ｉｆｄ、Ｉｆｅによる７２０°周期の前記回転磁束が受電Ｇ巻線１６Ｇと受電Ｈ巻線１６Ｈに鎖交して両巻線に電圧Ｖｇ、Ｖｈを発生する。その電圧Ｖｇ、Ｖｈは、（回転磁束の大きさ）と（回転磁束の周波数とロータ回転の電気角回転周波数の１／２との差）との積に比例する。図１8に示すように、前記電圧Ｖｇ、Ｖｈを整流してロータ電流Ｉｒを通電するので、ロータ回転数に応じて、５相の給電電流の振幅と周波数Ｆｉｍを正確に制御する必要がある。

給電電流の解り易い一つの方法は、（回転磁束Φｉｍの電気角周波数Ｆｉｍとロータの電気角回転周波数の１／２との差の周波数）が一定値Ｆｓとなるように、５相の給電電流の周波数Ｆｉｍを決定、制御する。この時、受電Ｇ巻線１６Ｇと受電Ｈ巻線１６Ｈに誘起する電圧の周波数はＦｓとなる。そして、通電すべきロータ電流Ｉｒの大きさに応じて５相の給電電流の振幅を決定、制御すれば良い。なお、この時、受電Ｇ巻線１６Ｇと受電Ｈ巻線１６Ｈは、前記回転磁束によって発電する発電機の巻線となっていると考えることもできる。なお、前記回転磁束Φｉｍはそのモータの周期の２倍の７２０°となる例について説明したが、応用、変形して３６０°の整数倍でも同様の電力給電を実現できる。

ロータへ電力を供給する他の方法として、図８の電力駆動ユニット８６、８９、８Ｃ、８Ｆ、８Ｊ、８Ｍでパルス電流、あるいは、高周波電流などを重畳し、ロータ巻線８Ｔ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ、８Ｘへその磁束が鎖交するようにし、図１８のダイオード１８３によりロータ電流Ｉｒがフライホイール電流として保持させることもできる。また、前記パルス電流、あるいは、高周波電流を受け取る受電巻線を設け、受電巻線の電圧を全波整流して、ロータ巻線８Ｔ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ、８Ｘへロータ電流Ｉｒを通電することもできる。また、モータ構造、あるいは、ステータ電流により、エアギャップ部に空間高調波の磁束成分を生成し、ロータ側へその空間高調波磁束と鎖交する巻線ＷＫＭを配置し、巻線ＷＫＭの電圧を整流し、ロータ電流Ｉｒを通電することもできる。

次に、トルク電流成分と電機子反作用について、図１から図５、図８、図９、図１１、および、（９）式、（１０）式等に示す、本発明モータを制御する方法、装置である。本発明モータのトルクは、概略として、ステータ電流の大きさとロータ電流の大きさ、そして、それらの相対的な位相差を制御することにより制御することができる。そして、電機子反作用をなくす、あるいは、低減するために、ステータのトルク電流成分の総和ＩＷＳＰがロータのトルク電流成分の総和ＩＷＲＮに等しい値とし、すなわち（９）式のように制御する。この方法により、電機子反作用を低減するだけでなく、（１２）式に示す円周方向の磁束密度成分ＢＥＮをエアギャップ部近傍に集中させることが可能となり、（１２）式に示す力ＦＥＮを大きな値とすることができる。なお、界磁電流成分がラジアル方向の磁束密度成分ＢＲをつくる。

次に、ステータ電流の電流位相について説明する。その内容は、図１から図６、図８、図９、図１１等に示す本発明モータとそのステータ電流の制御方法、装置である。具体的には、ロータ巻線ＲＷの円周方向位置θｒに対するステータの電流位相θｉを制御する。電流位相θｉを制御することにより、界磁電流成分とトルク電流成分との比率を任意の値に制御することができる。この時、ロータ電流Ｉｒは、界磁電流成分とトルク電流成分との和にバランスするように通電する。これらの制御の例については、図１から図６などで説明した。もちろん、トルクの大きさ、界磁磁束の大きさの制御には、電流位相θｉだけでなく、各電流の大きさ、振幅を可変して制御することができる。

なお、ステータ側の界磁電流成分Ｉｆｓとロータ側の界磁電流成分Ｉｆｒとの差分が発生する場合は、（１０）式のアンバランスな界磁電流成分Ｉｆｒｘを別の変数として扱うなど、種々変形が可能である。この方法により、電機子反作用を低減するだけでなく、（１２）式に示す円周方向の磁束密度成分ＢＥＮをエアギャップ部近傍に集中させることが可能となり、（１２）式に示す力ＦＥＮを大きな値とすることができる。以上の様に、トルク、界磁磁束は、電機子反作用が発生しないように、ステータ電流とロータ電流の大きさと分布状態と相対的な電流位相を制御して実現する。

電流位相θｉをパラメータとして制御する方法の他の特徴の一つは、電流位相θｉにより界磁電流成分とトルク電流成分と分離するので、特定相のステータ電流の大きさが他相の電流値より大きくなるなどの電流の偏りが少ないことである。従って、駆動インバータの各トランジスタの負担を均一にでき、駆動インバータの負担を軽減できる。

また、他の特徴として、モータトルク指令が大きな値から急減する時にも、良好なモータトルクの応答性を得ることができる。具体的には、図８の実施例の場合、ロータ電流は回転トランス８Ｎの出力である交流電圧をダイオード整流回路８Ｓで整流し、ロータの各巻線８Ｔ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗへロータ電流Ｉｒを通電している。この構成で、ロータ電流Ｉｒを急激に減少させようとすると、ロータ巻線とダイオード整流回路８Ｓでロータ電流Ｉｒが循環することになり、急激な電流減少は困難である。そこで、電流位相θｉを制御する方法であれば、ロータ電流Ｉｒがゆるやかに減少する時にでも、電流位相θｉを小さな値に変えることにより界磁磁束成分を素早く小さな値に変えることができるので、急激にトルクを減少させることができる。ＥＶの駆動において、大きなトルク出力から急速に減少することは、安全上必須で重要な機能、性能である。なお、トルクを急減させるために、ステータの電流を単純に急減すると、ロータ電流により界磁磁束が増加するので、高速回転時には過大電圧となるなど、新たな問題が発生することがある。

また、図１から図５では、５相のステータ電流で、ロータ電流は各スロットの巻線を直列に接続し、同一の電流を通電する例について説明した。ステータ電流の波形形状についても矩形波形状の電流、ほぼ台形波形状の電流の例について説明した。しかし、ステータ電流の波形形状は正弦波の波形形状とすることも可能であり、矩形波と正弦波の間の種々波形とすることも可能である。図８の８６などの駆動回路であれば、自在な電流波形に制御することができる。

特に、高速回転になると、ステータ電流が矩形波形状に近い場合、電流値が急変する部分が出てきて電流の制御が難しくなる。従って、高速回転になるにつれ、ステータの各相電流の波形を正弦波に近づける制御方法が効果的である。前記（９）式を満たすように制御することにより、電機子反作用を低減するという効果が得られる。

ステータの各相電流の波形が正弦波に近づくと、従来の磁石内蔵型モータの正弦波制御との類似点が出てくる。しかし、本発明モータではロータ電流が存在する点、ロータ電流の一部が界磁電流成分となる点などは、従来のモータ制御と異なる点である。また、ステータの電流とロータの電流とでアンバランスな制御もできる。しかし、両電流の起磁力が相殺しない成分は界磁磁束の大きさ、分布に影響するので注意を要する。

本発明モータの狙いの一つは、低速回転での大電流、大トルク出力の領域において、モータの損失を低減すること、インバータの電流容量を低減することである。低コスト化、小型化につながる。この観点で正弦波と矩形波を比較すると、正弦波で振幅が１Ｖ、１Ａの交流電圧と交流電流の場合、出力は０．５Ｗとなる。矩形波で振幅が１Ｖ、１Ａの交流電圧と交流電流の場合、出力は１Ｗとなる。同一の電圧、電流のインバータで比較すると、矩形波のモータの方が２倍の出力が可能となる。従って、矩形波モータはインバータを１／２に小型化できる可能性がある。ここで、損失は０としている。モータの巻線の損失について考えると、銅損は電流の２乗と巻線抵抗の積なので、同一出力時の銅損は矩形波モータの方が１／２に小さくできる。従って、矩形波モータはモータサイズを小型化できる可能性がある。

電気自動車の主機モータでは、低速回転での大電流、大トルク出力の能力によりモータサイズ、インバータ容量が決まる。低速回転なので矩形波に近い電圧波形、電流波形のモータ制御が可能であり、小型化、低コスト化の点で有利である。一方、高速回転での運転、中トルク負荷での運転、軽負荷での運転などでは、矩形波から正弦波に近づけた波形としても大きな不都合は無い。むしろ、低トルクリップル化、低騒音化、高調波成分に起因する損失の低減などの観点では、正弦波波形に近づけた方が好ましいことも多い。適宜、使い分けができる。

ロータ電流は各スロットの巻線を直列に接続し、同一の電流を各スロットに通電する例について説明した。しかし、各スロットの巻き回数を同一とせず、例えば、円周方向の各スロットの巻き回数分布を正弦波状とするなどの変形も可能である。また、モータが複雑化するが、複数種類のロータ巻線、複数種類のロータ電流を作ることも可能である。

次に、請求項６と請求項７の実施例を図１９に示し、説明する。図１、図２等に示したように、本発明モータは、エアギャップ部を介してステータのトルク電流成分ＩＷＳＰとロータのトルク電流成分ＩＷＲＮとが対向して通電され、対向する電流は片方が正電流で他方が負電流とする構成としている。（１）式、（９）式などの関係である。そして、それぞれに対向する正電流と負電流とで周囲に与える起磁力が相殺し、それらの周囲へは電機子反作用をほとんど発生しない。

その状態では、トルク電流成分の影響を受けないので、界磁磁束を種々の方法で比較的容易に生成できる。ステータに通電する界磁電流成分ＩＳＦＡＤ、ロータに通電する界磁電流成分ＩＲＦＡＤ、ロータに配置する永久磁石などである。これらの方法と前記の電流位相を制御する手法とを組み合わせて使用して界磁磁束を生成することができる。なお、発生する力、トルクは、（１１）式、（１２）式などの表現ができる。一つの表現として、この界磁磁束Φｘと前記ＩＷＳＰとである方向に力が作用し、前記界磁磁束Φｘと前記ＩＷＲＮとでその反対方向に力が作用すると考えることができる。結果として、前記界磁磁束Φｘを介して相対的にステータとロータの間に力が発生すると考えることができる。

ステータの前記界磁電流成分ＩＳＦＡＤは、例えば、図１９の巻線ＳＡへ紙面の表から裏側へ通電し、巻線ＳＡ／からもどす電流成分Ｉｕを付加し、あるいは、巻線ＳＣ／の紙面の表側から裏側へ通電し、巻線ＳＣからもどす電流成分Ｉｖを付加し、ＩｕやＩｖなどで１９６、１９７に示すような界磁磁束を生成することができる。

ロータの前記界磁電流成分ＩＲＦＡＤは、例えば、図１９の巻線１２６と１２７とを追
加し、巻線１２６へ紙面の表側から裏側へ通電し、巻線１２７により裏側から表側へもど
す電流Ｉｘを通電し、１９６、１９７に示すような界磁磁束を生成することができる。な
お、界磁磁束の大きさを前記ロータ電流Ｉｒとは独立に制御したい場合には、巻線Ｒ１／
、Ｒ４とは別の巻線１２６と１２７を配置し、必要な界磁電流Ｉｘを通電する必要がある
。なお、巻線１２６と１２７は複数のスロットに分布させても良く、巻線Ｒ１／、Ｒ４と
は別のスロットを設けても良い。また、電流を重畳させるなどの変形も可能である。

ロータ巻線へロータ電流Ｉｒを通電して駆動する場合、ロータ内の界磁磁束の方向はほぼ固定方向となるので、ロータへ１９１、１９Ａのような永久磁石を配置して界磁磁束を生成することもできる。界磁磁束の増減が必要な場合は、前記の界磁電流成分ＩＳＦＡＤ、あるいは、前記界磁電流成分ＩＲＦＡＤ、あるいは、電流位相θｉを制御する手法と併用することができる。

負のトルクを発生する回生、逆方向回転等を含む４象限運転は、界磁磁束の方向、電流の方向などを変える必要がある。図２等に示したモータでは電流位相θｉを正の値から負の値として、界磁磁束の方向を逆転し、負のトルクを生成することができる。しかし、図１９のモータで永久磁石１９１、１９Ａを備える場合は、負のトルクを発生するためにこれら永久磁石の極性方向とは反対方向の界磁励磁を行う、永久磁石を反対方向に着磁する方法がある。あるいは、ロータ電流を零としてステータ電流の通電方向を逆向きとする。あるいは、ロータ電流とステータ電流の両方の通電方向を逆向きとする。このように、図２等のモータよりは少し複雑になる。

また、永久磁石１９１、１９Ａの無い状態で、１９２、１９３に示すようなスリットあるいはフラックスバリアといわれる空隙、非磁性体などを追加することもでき、その数は増減できる。また、フラックスバリア１９２、１９３などの中に永久磁石を配置しても良い。特に、永久磁石１９８のＮとＳ極の磁極方向に空隙部あるいは非磁性体１９９を密着させて配置することにより、永久磁石が発生する磁束量を減少させ、しかし、外部から印可される起磁力に対しては大きな磁界の強さを発揮し、起磁力外乱に強い特性とすることができ、効果的である。また、永久磁石１９１、１９Ａとフラックスバリア１９２、１９３などの両方を付加しても良い。

特に、永久磁石１９１、１９Ａを着磁、減磁、あるいは、任意の強さの磁気特性が得られる永久磁石とすることにより、ラジアル方向磁束成分２２を永久磁石１９１、１９Ａで作成することができ、界磁励磁の電流負担を軽減することができる。永久磁石１９１、１９Ａの磁気特性の可変は、各相のステータ電流、ロータ電流などを活用して着磁、減磁できる。また、勿論、永久磁石と界磁電流成分などとの併用もできる。

本発明モータでは、電機子反作用が発生しないので、永久磁石の減磁などに対する余裕を大幅に低減することができる。そして、磁石厚みを薄くするなど、少量の永久磁石で構成でき、コスト的な負担を少なくでき、永久磁石の強さを可変することがより容易となる。もし、意図せず減磁しても着磁すれば良い。

図１から図５などに示したモータで大きなトルクを発生する場合には、図１９に示す永久磁石１９１、１９Ａ、フラックスバリア１９２、１９３等を付加してもその効果は限定的である。しかし、図１から図５に示したモータで比較的小さなトルクを発生する場合には、ロータ電流Ｉｒによる抵抗損失、および、界磁電流成分の抵抗損失が負担となり、モータ効率が低下する問題がある。従って、図１９に示すモータは、比較的小さなトルク領域では、永久磁石１９１、１９Ａ、フラックスバリア１９２、１９３等を利用して、ロータ電流Ｉｒと界磁電流成分を低減し、従来の永久磁石モータのように、高効率化が可能である。そして、大きなトルク領域では、図１から図５などに示した動作を行う。中間のトルク領域では、各動作の適正化を行うことができる。このように、図１から図５などに示したモータの特長と従来の永久磁石モータの特長とを合わせ持った特性とすることができる。なお、図１９は原理を説明するため２極のモデルを示しているが、８極程度に多極化した場合には永久磁石を平板形状にするなど、より実用的な形状に変形できる。

また、図１９のロータはほぼ円形の形状例を示しているが、ロータ外周が凹凸の形状でも良い。また、簡素な構成とすることにより機能、性能は限定されるが、種々変形が可能である。例えば、８極以上の多極の構成では、ロータ巻線を各極当たり１本とし、ロータのスロットへ太めの銅線を１ターンだけ配置する構成とし、巻線実装上の簡素化を図れる。その場合には、ロータ電流が大きくなるため、回転トランス７６の巻線比を大きくする必要がある。また、ステータ構造を集中巻きの簡素な構成とすることもできる。

次に、図７に示す回転トランス７６、および、図８の回転トランス８Ｎの入力電圧Ｖｒｐ、入力電流Ｉｒｐとロータ電流Ｉｒの関係、ロータ電流Ｉｒの検出方法について説明する。図２０は回転トランス周辺の電圧、電流を示すタイムチャートである。横軸は時間で、回転トランスを１００ｋＨｚで駆動する例であり、その１周期は１０μｓｅｃである。図２０の（ａ）は、図８の回転トランス８Ｎの入力電圧Ｖｒｐの例である。２０１の部分はパルス幅が広くて比較的大きな平均電圧であり、２０２の部分はパルス幅が狭くて比較的小さな平均電圧の領域である。図２０の（ｂ）は、回転トランスの出力を整流した直流電圧Ｖｒｓであり、前記入力電圧Ｖｒｐを整流した波形形状となっている。図２０の（ｃ）はロータ電流Ｉｒの例である。ロータ巻線はインダクタンスＬｒが大きく、巻線抵抗Ｒｒは小さいので、ロータ電流Ｉｒは印加電圧の１次遅れの電流値となる。図２０の（ｄ）は、回転トランス８Ｎの入力電流Ｉｒｐの波形の例である。破線２０３はロータ電流Ｉｒの波形であり、破線２０４は２０３の負の値である。

注目すべき点は、入力電圧Ｖｒｐがオンであって、正あるいは負の大きな電圧を出力している間は、ロータ電流Ｉｒと回転トランス８Ｎの入力電流Ｉｒｐとは比例関係にあり、ロータ電流Ｉｒを計測できることである。回転トランス８Ｎの入力電流Ｉｒｐは、図８の電流検出値８Ｒにより計測することができる。即ち、回転トランス８Ｎへ大きな電圧を供給するタイミングで回転トランス８Ｎへ供給している電流値Ｉｔｖを計測すれば、その値がロータ電流Ｉｒの比例する値であり、ロータ電流Ｉｒの値を計測することができる。本発明モータではロータ電流Ｉｒを計測する必要があり、回転トランスでロータ電流Ｉｒの供給とロータ電流Ｉｒの検出とを行えるので効果的である。
なお、入力電圧Ｖｒｐがオフでほぼ零ボルトの間は、ロータ電流Ｉｒは図８の整流回路８Ｓにより循環し、フライホイール状態となる。回転トランス８Ｎ、整流回路８Ｓ、インダクタンスＬｒ、巻線抵抗Ｒｒの電気回路として計算できる。
また、図２０の（ｅ）は、回転トランスで最大の電圧を供給する場合の電圧波形である。

次に、回転トランス７６を利用したロータの回転位置検出について、図７、図２１、図２２に示し、説明する。図７の回転トランス７６が高周波で励磁していることを利用して、回転トランス７６の一部にロータの回転位置検出装置を備える技術である。図２１は横軸をモータ角度θｚとし、回転位置検出装置の各部をそのステータとそのロータとの間のエアギャップに面した円周方向形状を直線状に水平展開した図である。図２１の（ａ）は、図７の７Ｅで、ステータ側の位置センサー部である。この例では、電気角で２２．５°の周期で円周方向に四角形の凸部２１１が並んでいる。図２１の（ｂ）は、図７の７Ｆで、その内、２１２はロータ側に配置したセンサー磁極で、ロータ位置を検出するために、磁束の通過する場所と磁束が通過しない場所とを、その凹凸で作り出している。図２１のロータ回転位置θｒは０°である。この例では、前記センサー磁極２１２は電気角で４５°幅の凸部で、円周方向ピッチは９０°である。残りの４５°の間は凹部となっている。前記凸部２１１とセンサー磁極２１２とはエアギャップを介して対向している。一方、前記凸部２１１には電気角で４５°ピッチのＡ相検出巻線２１３を巻回していて、その出力はＳａである。同様のＢ相検出巻線２１４は、Ａ相検出巻線２１３と円周方向に２２．５°の位相差を持って配置され、４５°ピッチであり、その出力はＳｂである。

前記センサー磁極２１２の図２１のロータ回転位置θｒを０°とすると、前記Ｓａに発生する電圧は、θｒ＝０°の時に最大となり、θｒ＝４５°の時に最小となり、９０°周期で最大と最小を繰り返す。前記Ｓｂに発生する電圧は、Ｓａより２２．５°円周方向位置が異なるので、、θｒ＝２２．５°の時に最大となり、θｒ＝６７．５°の時に最小となり、９０°周期で最大と最小を繰り返す。また、ＳａとＳｂの信号は回転トランス７６の磁束の一部を流用するので、図２０の（ａ）にその電圧波形の例を示すように、例えば、１００ｋＨｚの周波数の場合、給電電力の大きさにより０から５μｓｅｃまでパルス幅が変化する交流電圧である。

ＳａとＳｂからロータ回転位置情報とするために、それぞれを全波整流して交流から直流の信号Ｓａｘ、Ｓｂｘを作る。次に、Ｓａｘ、Ｓｂｘを回転トランスの供給電圧に影響されないように正規化を行う。回転トランスの供給電圧を整流した電圧は図２０の（ｂ）のＶｒｓなので、この電圧をフィルター処理して平均値Ｖｒｓａを作る。前記Ｓａｘ、ＳｂｘをＶｒｓａで除算して、図２２に示す２相の位置信号Ｐａ、Ｐｂを作成する。
Ｐａ＝Ｓａｘ／Ｖｒｓａ （１８）
Ｐｂ＝Ｓｂｘ／Ｖｒｓａ （１９）

また、電気角で位相の９０°異なる正弦波をそれぞれ二乗して加算するとその正弦波の振幅値の二乗となり、一定値になることが知られている。正規化の方法として、前記Ｓａｘ、Ｓｂｘよりその振幅値ＣＸＶを求め、（１８）、（１９）式のＶｒｓａの代わりにＣＸＶを代入することにより、Ｐａ、Ｐｂの正規化信号を得ることもできる。また、前記2つの正規化方法の組み合わせでも良い。また、２つの正弦波信号で、相対的に９０°位相差のある２相正弦波信号からその正弦波周期内の位置を内挿計算する技術については、位置検出用のレゾルバー、光式エンコーダ、磁気式エンコーダなどで使用され、主流の位置検出技術として良く知られている。図２２の位置信号Ｐａ、Ｐｂは、ロータの電気角で９０°周期の三角波信号で、２２．５°の位相差があり、同じような手法で内挿計算して、ロータの電気角９０°周期のロータ回転位置信号を作ることができる。なお、前記の２相正弦波信号から位置を内挿計算する技術の説明は省略する。また、センサー磁極２１２の形状を四角形から丸みを持たせた形状へ変形して、三角波信号から正弦波信号に近づけることもできる。

モータの各相電流、各相電圧を制御するためには、ロータの電気角３６０°周期の絶対位置情報が必要である。図２１の（ａ）と（ｂ）の周期を電気角３６０°とすることもできるが、ロータの位置検出精度を高めるために２重、３重などの多層の位置検出方法とすることもできる。図２１の（ｃ）の２１５はステータ側の位置センサー部で、９０度幅である。（ｄ）の２１６はロータ側に配置したセンサー磁極で１８０度幅あり、これらは電気角３６０°周期の回転位置検出装置を構成する。巻線２１７はＣ相検出巻線で、１８０°ピッチであり、その出力はＳｃである。巻線２１８はＤ相検出巻線で、１８０°ピッチであり、Ｃ相検出巻線２１７と円周方向に９０°の位相差を持って配置され、その出力はＳｄである。なお、図２１の（ｃ）と（ｄ）の構成は、図７には記載しておらず、位置センサー部７Ｅ、センサー磁極７Ｆと同様に追加することができる。

前記信号ＳｃとＳｄは、ＳａとＳｂの信号処理と同様の方法で、図２２のＰｃとＰｄを作成することができ、電気角３６０度のロータ位置検出を行うことができる。そして、ＰａとＰｂから作成する９０度周期のロータ位置信号と組み合わせて、高精度な電気角３６０度のロータ位置検出を行うことができる。このように、密と粗の多段の位置検出とすることができる。また、図２１の（ａ）と（ｂ）による精密な位置検出は、高速回転での位置検出は処理時間が短くなるため難しくなる場合があり、高速回転では図２１の（ｃ）と（ｄ）の粗の位置検出部の情報を主として利用し制御することもできる。

なお、図７、図２１、図２２に示した各構成は、種々変形、組み合わせなどが可能である。例えば、巻線２１３、２１４、２１７、２１８は１ターンの構成を図示したが、実用上、巻き回数を適正化する必要があり、他の同相の位置センサー部へも巻回し、直列に接続することにより、位置検出精度を向上し、ロータの偏心などの外乱にも強い信号とすることができる。また、モータ角度θｚの特定位置の検出手段と図２１の（ａ）と（ｂ）のインクレメンタルな位置検出とで機械角３６０°の絶対位置化を実現しても良い。なお、全く異なる位置検出装置、センサーレス位置検出などを利用して、本発明モータとその制御装置を構成することも、勿論可能である。

次に、請求項８について、図２３に示し、説明する。ロータに各種制御回路を備え、必要に応じて、ロータの各電流を制御する方法である。図２３の例では、ロータの電力供給手段に、図８と同じ回転トランス８Ｎを用いている。回転トランス８Ｎの電圧は、図２０の（ｅ）に示す電圧として、高周波交流電圧源として機能させ、ステータ側からロータ側へ電力を供給し、整流して直流電圧を得、ロータ側の各種制御に使うことができる。また、図２３の構成では、ロータ側からステータ側へ電力回生も行なうことができる。

２３Ｑはステータ側の送信受信回路であり、ロータ電流Ｉｒの指令、界磁電流の指令などの送信信号を出力し、また一方、ロータ側からのロータ情報を受信する。２３Ｒは通信手段を示していて、電波による通信、光による通信、あるいは、回転トランス８Ｎを通る高周波電流成分による通信等である。２３Ｇはロータ側の送信受信回路であり、２３Ｑの前記送信信号を受信してロータ側制御回路２３Ｈへ出力し、また一方、ロータ側制御回路２３Ｈからのロータ側情報をステータ側送信受信回路２３Ｑへ送信する。

図２３の各巻線８Ｔ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗへロータ電流Ｉｒを通電する場合、回転トランス８Ｎから供給される２３Ｅ、２３Ｆの交流電圧を、２３１、２３２、２３３、２３４のトランジスタに並列に接続したダイオードで整流し、２３Ｄのコンデンサーなどで直流電圧を安定化する。そして、トランジスタ２３５と２３８でロータ電流Ｉｒを通電する。この時、ロータ側からステータ側へ電力回生は行わない場合、図２３のトランジスタ２３１、２３２、２３３、２３４は不要である。また、各巻線負荷へ供給するが片方向の電流だけの場合は、トランジスタ２３６、２３７は不要である。

前記ロータ側制御回路２３Ｈは、例えば、ロータ電流Ｉｒの電流値２３Ｍを検出し、ロータ電流Ｉｒの指令値と比較してトランジスタ２３１、２３２、２３３、２３４の制御信号２３Ｋを出力してロータ電流Ｉｒを制御する。このように、ステータ側からは回転トランス８Ｎの入力巻線８Ｐへ交流電力を供給し、ロータ電流Ｉｒの指令値を通信手段２３Ｒでロータ側へ伝え、ロータ側で自律的にロータ電流Ｉｒを制御することができる。

界磁巻線２３Ｐへ電流Ｉｆｘを通電する場合は、通信手段２３Ｒにより伝えられる電流Ｉｆｘの指令値と電流Ｉｆｘの電流値２３Ｎの値により、トランジスタ２３９、２３Ａ、２３Ｂ、２３Ｃの制御信号２３Ｌを出力し、電流Ｉｆｘを制御する。

また、ロータのその他の電流制御も、必要に応じて同様に追加することができる。図２３の構成であれば、ロータ側で多くの種類の電流を制御することができるので、モータの機能、性能を改善できる。例えば、ロータの電流を多相にして制御することができる。ロータ側に界磁を励磁する巻線を追加して、界磁励磁を行うこともできる。

また、図２３の構成であれば、トランジスタ２３１、２３２、２３３、２３４と回転トランス８Ｎを利用して、ロータ側からステータ側へ電力回生を行うこともできる。従って、ロータ側の巻線、電流によって励磁されている磁束のエネルギをステータ側へ回生でき、これらの電流を急減することができ、これらの電流制御の応答性を高めることができる。また、ステータ側へ回生することの意味は、電解コンデンサなどの強度、寿命などに不安のある素子をロータ側へ配置しないこと、あるいは、減少することでもある。

また、図２３、図８の回転トランス８Ｎは図７の回転トランス７６を指しているが、図２４の（ａ）に示した回転トランス２４１でも良く、３相交流の回転トランスを使用することもできる。また、図２４の（ｂ）に示した発電機２４９を使用することもできる。ただし、図２３のトランジスタ、ダイオードなどの電源回路を修正する必要がある。そして、これらの場合についても、ステータ側からロータ側への電力供給と、ロータ側からステータ側への電力回生も行うことができる。

次に、図８に示すような本発明モータとその制御装置において、信頼性、安全性を高める方法について説明する。電気自動車は、極寒の地、猛暑の地、紛争地帯などの危険地帯で使用されることもあり、万が一、一部の部品などが破損するなどの故障を起こしても、残った正常な部分を活用してモータの駆動を行うことができれば、信頼性、安全性を高めることができる。図８の８１５は、モータとその制御装置の状態を監視する異常動作監視手段であり、モータ巻線の断線、絶縁不良などの検出、トランジスタおよびのそのドライバーなどの異常などの検出、そして、異常状態の判断を行なう。また、故障した部品、異常な動作をした部分等の動作を停止させ、正常な部分を使用してモータを駆動するように指令する。その結果、不完全であっても最低限のモータ駆動を実現し、非常時駆動を行える。特に図８の構成は、ステータの各相の巻線とその電流を駆動するトランジスタブリッジが他の相とは電気的に分離、絶縁できる構成としている。その結果、故障部分の停止、分離が容易となり、非常時駆動をより高い確率で実現でき、信頼性を高められる。

以上本発明について説明したが、種々の変形、応用、組み合わせが可能である。モータのステータ巻線およびロータ巻線の相数は、３相、５相、７相、１１相などへ変形できる。各種スキュー、スロット数の選択もでき、スロット数に起因する離散性も解消できる。特に多相化により、本発明モータの性能、特徴を発揮することができる。多相化により駆動装置の部品点数は増加するが、高集積技術などが可能であり、パワー部の電力的な増加は理論的に無い。極数は主に２極の例について説明したが、実用化には４、６、８極などを選択できる。巻線の巻回方法は、集中巻き、あるいは、分布巻き、短節巻き、トロイダル巻きなどの構成とすることができる。超電導の巻線、種々冷却機構も使用できる。
モータ形状は、アウターロータ型モータ、アキシャルギャップ型モータ、リニアモータ、あるいは、円錐状、多段状などのモータ形状を選択できる。内外径方向に、あるいは、ロータ軸方向に、複数のモータ要素とした複合モータの構成とすることができる。また、他の種類のモータ要素と組み合わせることも可能である。
モータ、および、回転トランスの軟磁性体には電磁鋼板の薄板化、６．５％ケイ素鋼板、アモルファス金属、フェライト、圧分磁心、パーメンジュールなどの種々の材料が使える。また、種々の永久磁石が使用できる。種々の高強度化材料、機構も使用できる。
各種センサー、位置検出器、センサレス位置検出技術の活用も可能である。また、モータのトルクリップル、振動、騒音を低減するための種々技術を適用できる。また、自動車用の主機モータは前進が主なので、片方向トルクを優先するモータ構造であっても良い。本発明にこれらの技術を適用したものは、本発明に含むものである。

本発明モータとその制御装置は、低速回転などでの大トルクと高速回転の特性との両方が必要となる電気自動車の主機用モータとして好適である。産業用モータとしても、高トルクの必要な用途、高速回転の必要な用途に好適である。将来は、航空機の電動化も予想され、軽量化のため極めて大きなモータ出力密度が必要となるので、本発明モータとその制御装置は好適である。

１１ ステータ
１２ ロータ
ＳＡ、ＳＡ／ Ａ相巻線
ＳＢ、ＳＢ／ Ｂ相巻線
ＳＣ、ＳＣ／ Ｃ相巻線
ＳＤ、ＳＤ／ Ｄ相巻線
ＳＥ、ＳＥ／ Ｅ相巻線
Ｒ１、ＲＩ／ ロータの巻線Ｒ１
Ｒ２、Ｒ２／ ロータの巻線Ｒ２
Ｒ３、Ｒ３／ ロータの巻線Ｒ３
Ｒ４、Ｒ４／ ロータの巻線Ｒ４
Ｒ５、Ｒ５／ ロータの巻線Ｒ５
８１ 直流電源
８６、８９、８Ｃ、８Ｆ、８Ｊ、８Ｍ 電力駆動ユニット
８８、８Ｂ、８Ｅ、８Ｈ、８Ｌ 各相の電流検出手段の出力
８１１ 制御装置
８１２ 制御指令
８１Ａ、８１Ｂ 各トランジスタの駆動信号
７6、８Ｎ 回転トランス
８１３ ロータの位置検出手段

Claims (9)

1. 磁気的に突極特性のロータと、
   前記ロータのステータ側の円周上に分布状に配置した単相のロータ巻線ＲＷと、
   ステータのロータ側の円周上に配置した多相のステータ巻線ＳＷと、
   前記ステータ巻線ＳＷの各相のステータ電流ＳＩＧを供給するステータ電流供給手段ＭＳＣと、
   前記ロータ巻線ＲＷのロータ電流ＲＩＧを供給するロータ電流供給手段ＭＲＣと、
   前記ステータ電流ＳＩＧと前記ロータ電流ＲＩＧを制御する電流制御手段ＭＣＣとを備えたモータであって、
   前記ロータ電流供給手段ＭＲＣにより前記ロータ電流ＲＩＧとして直流電流を前記ロータ巻線ＲＷへ通電し、
   前記電流制御手段ＭＣＣは、前記ロータの円周方向に配置する各スロットへ巻回する前記ロータ巻線ＲＷに通電する前記ロータ電流ＲＩＧとエアギャップ部を介し対向して、前記ステータの円周方向の各スロットの前記ステータ巻線ＳＷへ各相の前記ステータ電流ＳＩＧを通電するように制御し、
   前記電流制御手段ＭＣＣは、前記ロータの回転角位置をθｒとし前記ロータ電流ＲＩＧに対する前記ステータ電流ＳＩＧの円周方向の相対的な電流位相をθｉとして、各相の前記ステータ電流ＳＩＧの電流位相を（θｒ－θｉ）に制御し、
   前記電流制御手段ＭＣＣは、各相の前記ステータ電流ＳＩＧの一部の電流成分である界磁電流成分Ｉｆｓと前記ロータ電流ＲＩＧの一部の電流成分である界磁電流成分Ｉｆｒとを同一方向に通電し、前記ステータ側の前記界磁電流成分Ｉｆｓと前記ロータ側の前記界磁電流成分Ｉｆｒの合計（Ｉｆｓ＋Ｉｆｒ）により前記モータの界磁磁束φを励磁し、
   前記電流制御手段ＭＣＣは、各相の前記ステータ電流ＳＩＧの一部の電流成分であるトルク電流成分Ｉｔｓと前記ロータ電流ＲＩＧの一部の電流成分であるトルク電流成分Ｉｔｒとを逆方向に通電して相互に起磁力を相殺し、前記ステータ側の前記トルク電流成分Ｉｔｓと前記ロータ側の前記トルク電流成分Ｉｔｒにより出力トルクを生成する
   ことを特徴とするモータ。
   
2. 請求項１において、
   突極型ロータの磁気抵抗の大きいロータスペースへ配置する界磁巻線ＲＦＷを備える
   ことを特徴とするモータ。
3. 請求項１において、
   前記ロータ電流供給手段ＭＲＣが、前記ロータ電流ＲＩＧを供給する回転トランスＲＴＴ、あるいは、交流発電機ＡＧと、
   前記回転トランスＲＴＴ、あるいは、前記交流発電機ＡＧの出力である交流電流を直流の前記ロータ電流ＲＩＧへ整流する整流部ＲＥＣ１とを備える
   ことを特徴とするモータ。
4. 請求項１において、
   前記ロータ電流供給手段ＭＲＣは、前記ステータ電流供給手段ＭＳＣが生成する前記ステータ電流ＳＩＧを使用して前記ロータ電流ＲＩＧを供給する
   ことを特徴とするモータ。
5. 請求項１において、
   前記ロータ電流供給手段ＭＲＣは、ＱＮが２以上の整数として、前記ステータの円周方向に電気角で３６０°のＱＮ倍の周期の交流磁束の成分を励磁するステータ給電巻線ＰＳＷと、
   円周方向の巻線ピッチが電気角３６０°の整数倍であって、前記ステータ給電巻線ＰＳＷがロータ側へ供給する電力を受け取るロータ受電巻線ＰＲＷと、
   前記ロータ受電巻線ＰＲＷの交流電流を直流の前記ロータ電流ＲＩＧへ整流する整流部ＲＥＣ２とを備える
   ことを特徴とするモータ。
6. 請求項１において、
   前記電流制御手段ＭＣＣは、前記界磁磁束φを励磁する前記ステータ側の前記界磁電流成分Ｉｆｓに前記ステータの界磁電流成分ＩＳＦＡＤを付加して制御する、あるいは、前記界磁磁束φを励磁する前記ロータ側の前記界磁電流成分Ｉｆｒに前記ロータの界磁電流成分ＩＲＦＡＤを付加して制御する
   ことを特徴とするモータ。
7. 請求項１において、
   前記ロータに前記界磁磁束φの生成を補う永久磁石を備える
   ことを特徴とするモータ。
8. 請求項１において、
   前記ロータ電流供給手段ＭＲＣの一部であって、固定部側から回転側である前記ロータへ電力の授受を行う電力供給手段ＭＳＰと、
   前記ロータ電流供給手段ＭＲＣの一部であって、前記ロータ電流ＲＩＧを供給する、前記ロータ上に配置した電流制御手段ＲＣＣとを備える
   ことを特徴とするモータ。
9. 請求項１において、
   前記ステータ巻線ＳＷは周囲に軟磁性体の少ないいわゆるコアレス巻線である
   ことを特徴とするモータ。
   

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