JP2015065803A - モータ - Google Patents

Abstract

【課題】小型化、低コスト化されたモータとインバータを提供する。
【解決手段】４極以上のモータにおいて、ロータの界磁巻線に必要な電力を、配置の異なる同一の相のステータ巻線を利用して給電し、ロータ側の複数の受電巻線１Ｈ、１Ｐ、１Ｌ、１Ｓの出力を整流して界磁巻線１Ｊ、１Ｋ、１Ｚ、１Ｍ、１Ｑ、１Ｒ、１Ｇ、１Ｔに界磁電流を供給する。そして、低速回転域でのトルクを増大し、また、界磁電流制御により基底回転数以上の駆動可能な回転範囲を拡大する。また、矩形波に近い台形状の電圧、電流として、モータ各部の利用率を高めて高効率化する。インバータの最大電流値も低減でき、小型化、低コスト化を実現する。
【選択図】図１

Description

近年、エネルギー問題などが顕在化し、モータを使用したハイブリッド自動車が普及し、モータで駆動する電気自動車の開発も進められている。また、産業用モータに関する高効率化の規制なども注目されている。本発明はこれらのモータ、発電機、および、それらの駆動技術の改良に関わるものである。すなわち、モータの高効率化、小型化、および、モータ駆動の低コスト化に関わるものである。

ハイブリッド自動車の主機モータや産業機械用の高精度、高応答モータとして、永久磁石型の同期モータが多く使用されている。これらの用途では、モータの回転速度の範囲を広く取るため、界磁磁束制御によるいわゆる定出力特性が求められている。例えば図２に示すように、基底回転数Ｎｂａ＝３０００ｒｐｍに対して最高回転数Ｎｍｘ＝１２０００ｒｐｍまでの４倍の回転数まで駆動する。基底回転数Ｎｂａの時の界磁磁束の大きさに対し、最高回転数Ｎｍｘの時の界磁磁束の大きさは、この場合１／４となる。このような定出力特性が求められ、最高回転数Ｎｍｘでは界磁磁束を減少させる制御が必要となる永久磁石型モータとして、磁石内蔵型同期モータＩＰＭＳＭが使用されることが多い。通常、界磁磁束の大きさ制御は、ステータの巻線に通電する電流の制御で行われ、モータ特性とモータ制御技術とが密接に関わった高度な技術で実現されている。

この従来の永久磁石式同期モータは、最高回転数Ｎｍｘで界磁磁束を小さな値とする必要があるため、逆に、基底回転数Ｎｂａ＝３０００ｒｐｍ、以下の低速回転で、トルクＴ＝１２０Ｎｍでは、ステータの巻線へ大きな界磁電流成分Ｉｆ１を通電する必要があることが多い。界磁電流成分Ｉｆ１は無効電流であって、トルク電流成分Ｉｔ１に対して無視できない程度に大きな値となる。ステータの巻線に通電する電流は、有効電流のトルク電流成分Ｉｔ１と無効電流の界磁電流成分Ｉｆ１とが合わさった合成電流であり、ステータの巻線のジュール熱である銅損が大きな値となる。自動車の急坂の登坂運転のように、基底回転数Ｎｂａ以下での大トルク運転が長時間続くことを想定する場合は、モータの大きさは大トルク運転での損失特性でおおよそ決まる。

対象とするモータの例について、具体的な数値の例を図２の回転数とトルクの特性例、および、図２６の各電流のベクトル図で説明する。このモータの最大トルクは１２０Ｎｍで、連続定格トルク４０Ｎｍの３倍であると仮定する。図２の２４が連続出力が可能な点で、２３は短時間定格の動作点である。動作点２４は３０００ｒｐｍ、４０Ｎｍであり、例えば、図２６の（ａ）に示すトルク電流２６１、界磁励磁電流２６２の電流を通電することによりその出力を得られる。合成電流２６３は２６１と２６２のベクトル和として得られる。この時力率は位相２６４の余弦値であり、２６４が３０°の時、力率はｃｏｓ（３０°）＝０．８６６となる。

次に、短時間定格の２３の動作点について、各電流、力率を図２６の（ｂ）に示す。２６５はトルク電流で２６１の３倍の大きさの値となり、２６６が界磁励磁電流で、２６７は合成電流である。動作点２３は短時間定格の最大トルクの点であり、通常のモータ設計では小型化、低コスト化の要求もあることから、モータの一部が磁気飽和するような設計となるようなことが多く、力率が０．６程度に低下することもある。その時、位相２６８は５３．１３°となり、トルク電流２６５より界磁励磁電流２６６の方が大きな値となる。力率が１の理想的なモータに比較すると、銅損が１／（０．６×０．６）＝２．７７７倍の値に増加する。インバータの電流容量も１／０．６＝１．６６６倍に増加する。

このように、無効電流の界磁電流成分Ｉｆ１が大きい場合はモータの力率が低くなり、有効電流であるトルク電流成分の銅損相当値に比較してかなり大きな銅損となるため、モータが大型化し、高コストなモータとなる問題がある。同時に、力率が低いとステータ巻線へ電流を通電するＩＧＢＴなどの電力素子も大きくなり、インバータも高コストなモータシステムとなる問題がある。

また一方、産業用として誘導モータも多く使用されている。誘導モータを図２に示すような特性で使用する場合で、基底回転数Ｎｂａ以下での大トルク運転が長時間続く場合は、モータの低速域での力率が低くなり、モータが大型化し、高コストなモータとなる問題がある。力率が低い領域での大トルク運転が必要である場合には、インバータ容量が大きくなり、コストも高くなる問題がある。

他の従来モータとして界磁巻線型の同期モータの例を図２５に示す。２５１はロータ軸、２５２はロータ、２５３は界磁巻線、２５５は界磁励磁用の直流電源、２５６と２５７はブラシ、２５８と２５９はスリップリングである。２５Ａはステータで、２５Ｂはステータ巻線である。モータケース、軸受けおよび固定用の部材などは記載していない。

モータの界磁磁束は、界磁巻線２５３によって作られるので、合理的であり、直流電源２５５の供給電力は界磁巻線の抵抗消費分だけでよく、小さな電力で済む。界磁磁束を制御するためにステータ巻線２５Ｂへ界磁電流成分を重畳させる必要はない。ステータに通電する電流はトルク電流であり、有効電流である。無効電流の重畳による銅損の増加はなく、インバータの電流容量の増加も必要がない。

しかし、ブラシとスリップリングは、湿度、周囲の化学物質などの使用環境により異常摩耗を起こす可能性があり、寿命もあるので、メンテナンスの負担、サービスの問題、信頼性の問題がある。また、設置スペース、メンテナンススペースのため、大型化する問題がある。

次に、図２７に、ダイ―オードと直列に接続された界磁巻線を備えるロータ構成の横断面図を示す。２７９はロータの軟磁性体である。２７１と２７２とに巻回する界磁巻線ははロータのＮ極磁極２７Ｆを励磁する。太線で示す２７Ｇはこの界磁巻線のコイルエンド部の接続である。同様に、２７３、２７４、２７５、２７６、２７７、２７８の界磁巻線は、それらの電流方向を合わせて直列に巻回している。ロータ２７９の右側に界磁巻線の等価回路とダイオード２７Ａを示す。巻線２７Ｂは２７１と２７２、巻線２７Ｃは２７４と２７３、巻線２７Ｄは２７１と２７２、巻線２７Ｅは２７８と２７７であり、ダイオード２７Ａが直列に接続されている。

次に、このロータ２７９の動作について説明する。まず最初に、ステータ側の界磁電流Ｉｓｆを通電し始め増加していくと、各ロータ磁極が励磁されて界磁磁束φｆが作られ、Ｉｓｆに比例して増加する。界磁磁束φｆが増加している間は、図２７のロータ界磁巻線２７Ｂ、２７Ｃ、２７Ｄ、２７Ｅには、ノイマンの公式に従って、（−ｄφｆ／ｄｔ）と巻き回数に比例した負の電圧Ｖｆが発生していて、ダイオード２７Ａに逆電圧が印可されている状態となり、この状態ではロータ界磁電流Ｉｆは流れない。次に、ステータ側の界磁電流Ｉｓｆが減少すると、ロータ界磁巻線２７Ｂ、２７Ｃ、２７Ｄ、２７Ｅの誘起電圧は、ノイマンの公式に従って、（−ｄφｆ／ｄｔ）と巻き回数に比例した正の電圧Ｖｆになるため、ダイオード２７Ａの順方向に界磁電流Ｉｆが流れ出す。そして、ステータ側の界磁電流Ｉｓｆが零になっても、ロータ界磁電流Ｉｆにより界磁磁束φｆが保持される。もし、ステータ側の界磁電流Ｉｓｆが流れない状態が続くと、ロータ界磁巻線２７Ｂ、２７Ｃ、２７Ｄ、２７Ｅの銅損で界磁磁束φｆの磁気エネルギーが消費され、界磁電流Ｉｓｆが次第に減少し、界磁磁束φｆも比例して次第に減少する。このような動作であるため、時々、ステータ側の界磁電流Ｉｓｆにより界磁磁束φｆを作ってやれば、その後はロータ界磁巻線２７Ｂ、２７Ｃ、２７Ｄ、２７Ｅとダイオード２７Ａが界磁磁束φｆの保持回路として作用するので、界磁磁束φｆはある程度増減して変動するものの、ほぼ一定に保つことができる。

前記説明の定性的な現象、作用に間違いはないが、現実的には実用上の問題がいくつかある。図２６の（ｂ）について説明したように、電気自動車の主機モータなどのような使い方、用途では、急坂道の登坂運転で高トルクが必要となり、このような動作での負担の大きさによりモータサイズ、モータコストが決まる。即ち、低速回転数時、中速回転数時の大トルク運転でのモータ効率、モータ電流とモータトルクの線形性、インバータ負担の大きさがモータのコスト、インバータのコストを決めることになる。図２７で示したステータ側の界磁電流Ｉｓｆによる界磁磁束φｆの生成と、ロータ界磁巻線２７Ｂ、２７Ｃ、２７Ｄ、２７Ｅとダイオード２７Ａによる界磁磁束φｆの保持は、低トルク領域では期待に近い作用をする。しかし、大トルク領域では、界磁電流Ｉｆによる界磁巻線内での損失が増加すること、界磁磁束自体が磁気的に非線形領域で動作していること、界磁磁束φｆを励磁するステータ側の界磁電流Ｉｓｆの値が大きくなること、インバータ負担を軽減するために界磁電流Ｉｓｆを通電する時間にはトルク電流を減少する必要があるためトルクリップルが大きく発生すること、ステータ側の界磁電流Ｉｓｆの動作時間幅も増加してトルクリップル等による振動、騒音が発生すること、トルク電流を通電できるデユーテイが下がるとその分トルク電流の振幅を大きくする必要があることなどの問題がある。従って、大トルク領域では、図２７に示すロータ界磁巻線２７Ｂ、２７Ｃ、２７Ｄ、２７Ｅとダイオード２７Ａによる界磁磁束保持機能の効果は、トータルの評価としては薄れる。すなわち、モータシステムの高効率化、小型化、低コスト化にも限界がある。

次に、正弦波の３相交流電圧、３相交流電流は構成部品の利用率という点で改善の余地があることを示す。モータは、古くより３相正弦波交流の方式が主流技術として使用され、現在まで発展してきている。誘導モータ、同期モータともに３相交流の方式が主流の技術である。図６に３相交流の電圧、あるいは、電流の正弦波波形を示す。６１はＵ相、６２はＶ相、６３はＷ相である。今、振幅が１の３相正弦波電圧、３相正弦波電流が供給されたとすると、その時のＵ相電力は６４、Ｖ相電力は６５、Ｗ相電力は６６となる。各相の電力平均値は１／２であり、３相合計の電力は３／２の一定値となる。直流電圧が１で直流電流が１の時、その出力が１であることから考えると、正弦波は１／２であり改善の余地があると見ることができる。最も効果的に活用する状態に対する比率を利用率と言うことにすると、電力素子であるＩＧＢＴの利用率は５０％でありその電圧、電流の特性が利用し切れていないと見ることができる。

次に、モータの巻線の巻回方法の困難さもある。３相モータの全節巻き巻線は各相の巻線がコイルエンド部で交差するため複雑になり、各メーカで種々の工夫がなされ製作されているが多くの改良の余地がある。例えば、特開２００４−１６６４７６号公報の図１，図２等にその例が示されている。生産性が低いことによる生産コスト増大の問題、生産設備が高価になることによる生産コスト増大の問題、スロット内の巻線占積率が低下するためモータが大型化する問題、コイルエンドのロータ軸方向長さが大きくなるためモータが大型化する問題、モータの大型化に伴う材料費増大の問題などがある。

特開平６−３１１７８６号公報（図１） 回転トランス東芝 特開２０１１−２２３７１３号公報（図１） SynRM三菱 特開２００４−１６６４７６号公報（図１，図２） コイルエント゛トヨタ

請求項１が解決しようとする課題は、モータの小型化、低コスト化、高信頼性化が可能な界磁磁束の生成方法である。
請求項２が解決しようとする課題は、請求項１における界磁磁束の生成方法の具体化である。
請求項３が解決しようとする課題は、請求項１で生成する界磁磁束の円周方向の分布状態をより均一に、より効果的に生成できるロータ構造である。
請求項４が解決しようとする課題は、請求項３で生成する界磁磁束を永久磁石を使用して、より効果的に生成できるロータ構造である。
請求項５が解決しようとする課題は、請求項１で生成する界磁磁束を具体的に３相モータの高効率化に結びつける電流通電方法であり、３相モータの駆動方法である。
請求項６が解決しようとする課題は、請求項１で生成する界磁磁束を具体的にモータの高効率化に結びつける電流通電方法であり、５相モータの駆動方法である。
請求項７が解決しようとする課題は、請求項１の具体的モータ構成として、簡素な５相モータを実現することである。
請求項８が解決しようとする課題は、請求項１に示す界磁磁束の大きさを検出することである。
請求項９が解決しようとする課題は、請求項１に記載する給電巻線の具体化で、界磁巻線に必要な電力をロータ側へ送る具体的なモータ構造である。
請求項１０が解決しようとする課題は、請求項１の具体的モータ構成として、簡素な５相モータを実現することである。
請求項１１が解決しようとする課題は、請求項１の具体的モータ構成として、簡素な５相モータを実現することである。
請求項１２が解決しようとする課題は、請求項１の５相モータで、モータを無理なく高出力で駆動することである。
請求項１３が解決しようとする課題は、請求項１のモータを静止状態でもセンサレス制御で駆動するためのモータ構成とセンサレス位置検出方法である。

（請求項１に係わる発明）
請求項１に記載の発明は、４極以上であるＰＮ極であって、３相以上のＭＮ相のステータとロータを有する交流モータに関して、ＱＮは２以上の整数として、ステータの円周方向に電気角で３６０°のＱＮ倍の周期の交流磁束の成分を励磁する給電巻線ＰＳＷと、
ＲＮはＱＮ／２より小さい整数として、円周方向の巻線ピッチが（３６０°×ＲＮ）であって、界磁電力を受け取るロータの第１受電巻線ＰＲＷ１と、円周方向の巻線ピッチが（３６０°×ＲＮ）であって、前記第１受電巻線ＰＲＷ１とは異なる円周方向位置に配置した、界磁電力を受け取るロータの第２受電巻線ＰＲＷ２と、ロータに配置していて、記第１受電巻線ＰＲＷ１の出力を整流する整流器ＲＥＣ１と、ロータに配置していて、記第２受電巻線ＰＲＷ２の出力を整流する整流器ＲＥＣ２と、ロータのＮ極磁極あるいはＳ極磁極あるいはそれらの両方に巻回した界磁巻線ＦＭとを備え、前記整流器ＲＥＣ１の出力と前記整流器ＲＥＣ２の出力とを使用して前記界磁巻線ＦＭへ界磁電流Ｉｆを通電して前記Ｎ極磁極とＳ極磁極を励磁するモータの構成である。
この構成によれば、ステータ巻き線の接続方法と通電方法を変更することにより、ステータの巻線を利用して界磁励磁電力をロータ側へ供給できるので、ロータ界磁巻線型モータの小型化、低コスト化を実現することができる。

（請求項２に係わる発明）
請求項２に記載の発明は、前記給電巻線ＰＳＷは、前記ＭＮ相の一つであるＵ相の複数個の巻線を含み、Ｕ相の巻線の一つである巻線Ｕ１Ｍと、電気角で（３６０°×ＱＮ）の円周方向範囲の中で、前記巻線Ｕ１Ｍとは異なる円周方向位置に配置するＵ相の巻線Ｕ２Ｍと、前記界磁巻線ＦＭへ界磁電流Ｉｆを通電するために必要なステータ側の交流の界磁励磁電流成分をＩｆ２として、前記巻線Ｕ１ＭへＵ相電流成分に重畳して界磁励磁電流成分Ｉｆ２を通電する駆動部ＤＲＵ１と、前記巻線Ｕ２ＭへＵ相電流成分に重畳して界磁励磁電流成分（−Ｉｆ２）を通電する駆動部ＤＲＵ２とを備えることを特徴とする請求項１に記載のモータの構成である。
この構成によれば、界磁磁束の生成方法の具体化を実現することができる。

（請求項３に係わる発明）
請求項３に記載の発明は、ロータの前記Ｎ極磁極あるいはＳ極磁極において、並行する複数の軟磁性体と、前記軟磁性体の間に挟まれた空隙あるいは樹脂あるいは永久磁石と
を備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ構成である。
この構成によれば、請求項１で生成する界磁磁束の円周方向の分布状態をより均一に、より効果的に生成できるので、誘起電圧を従来の正弦波状からより矩形波に近い台形状とすることができ、モータ出力の向上を可能とし、その結果、モータ効率向上、モータの小型化、モータの低コスト化を実現でき、さらに、後述するが、インバータの小型化も実現することができる。

（請求項４に係わる発明）
請求項４に記載の発明は、前記軟磁性体磁路とその磁束の方向に直列に配置する永久磁石を備えることを特徴とする請求項３に記載のモータの構成である。
この構成によれば、請求項１に示す界磁磁束を励磁する電磁気的負担を永久磁石を付加して軽減することができる。

（請求項５に係わる発明）
請求項５に記載の発明は、ステータに３相の星形結線の各相巻線を備え、各相の巻線の誘起電圧はロータの前記界磁巻線に励磁される磁束成分などにより矩形波に近いほぼ台形状の誘起電圧波形で、ほぼ台形状の正負電流波形は、前記誘起電圧の正と負の電圧が反転する電気角の幅をθｒｒとして、前記のほぼ台形状の正あるいは負の電流が零から波高値の８０％まで変化する幅の電気角をθｓｔとして、（θｒｒ＋θｓｔ）≦６０°であることを特徴とする請求項１記載のモータの構成である
この構成によれば、請求項１で生成する界磁磁束を具体的に３相モータの高効率化に結びつける電流通電方法であり、３相モータをより効率よく、トルクリップルも小さく駆動することができる。

（請求項６に係わる発明）
請求項６に記載の発明は、ステータに５相の星形結線の各相巻線を備え、各相の巻線の誘起電圧はロータの前記界磁巻線に励磁される磁束成分などにより矩形波に近い台形状などの誘起電圧波形で、ほぼ台形状の正と負の電流波形は、前記誘起電圧の正と負の電圧が反転する電気角の幅をθｒｒとして、前記のほぼ台形状の正あるいは負の電流が零から波高値の６０％まで変化する幅の電気角をθｓｆとして、（θｒｒ＋θｓｆ）≦３６°であることを特徴とする請求項１に記載のモータの構成である。
この構成によれば、請求項１で生成する界磁磁束を具体的に５相モータの高効率化に結びつける電流通電方法であり、５相モータをより効率よく駆動することができる。誘起電圧を従来の正弦波状からより矩形波に近い台形状とすると同時に、電流波形についても矩形波に近い台形状とすることによりモータ出力を向上することができる。その時、正弦波理論ではないが、トルクリップルについても小さく駆動することができる。

（請求項７に係わる発明）
請求項７に記載の発明は、５相で、極数は4極以上のＰＮ極のモータであって、 Ａ相の巻線はステータの円周上の電気角で０°と１８０°の位置に配置し、Ｂ相の巻線はステータの円周上の電気角で７２°と２５２°の位置に配置し、Ｃ相の巻線はステータの円周上の電気角で１４４°と３２４°の位置に配置し、Ｄ相の巻線はステータの円周上の電気角で２１６°と３６°の位置に配置し、Ｅ相の巻線はステータの円周上の電気角で２８８°と２１６°の位置に配置し、２個のスロットに渡って巻回される各相それぞれの全節巻き巻線の数を（ＰＮ／２−１）以下とすることを特徴とする請求項１に記載のモータの構成である。
この構成によれば、５相巻線のコイルエンド部の各相巻線の交差が複雑化する問題があるが、各相巻線の交差部を簡素化する技術により、この複雑化を減少させることができ、生産性の改善とコイルエンド部の小型化を図ることができる。

（請求項８に係わる発明）
請求項８に記載の発明は、前記駆動部ＤＲＵ１により前記巻線Ｕ１Ｍへ通電する電流Ｉｕ１を検出する電流センサＣＴ１と、前記駆動部ＤＲＵ２により前記巻線Ｕ２Ｍへ通電する電流Ｉｕ２を検出する電流センサＣＴ２と、前記電流センサＣＴ１の出力であるＩｕ１ｓと前記電流センサＣＴ２の出力であるＩｕ２ｓから、（２×Ｉｆ２ｓ＝Ｉｕ１ｓ−Ｉｕ２ｓ）としてステータ側の交流の界磁励磁電流成分の検出値としてＩｆ２ｓを得る加算手段とを備えることを特徴とする請求項２に記載のモータの構成である。
この構成によれば、少しのコストで界磁電流成分を検出できるので、モータの駆動性能の向上を図ることができる。

（請求項９に係わる発明）
請求項９に記載の発明は、前記給電巻線ＰＳＷはステータの円周方向に電気角で３６０°のＱＮ倍の周期の交流磁束の成分を励磁するための界磁電力供給巻線であることを特徴とする請求項１に記載のモータの構成である。
この構成によれば、ステータ巻き線のわずかな追加により、ステータの巻線を利用して界磁励磁電力をロータ側へ供給できるので、ロータ界磁巻線型モータの小型化、低コスト化を実現することができる。

（請求項１０に係わる発明）
請求項１０に記載の発明は、４極の整数倍の極数の5相のモータであって、５相交流の相順をＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の順として、ステータの各相巻線の円周方向位置を電気角で０°から７２０°の範囲について記述し、電気角で０°のスロットと電気角で１４４°のスロットへ巻回するＡ相巻線と、同様に、電気角で７２°のスロットと気角で２１６°のスロットへ巻回するＢ相巻線と、同様に、電気角で１４４°のスロットと電気角で２８８°のスロットへ巻回するＣ相巻線と、同様に、電気角で２１６°のスロットと電気角で３６０°のスロットへ巻回するＤ相巻線と、同様に、電気角で２８８°のスロットと電気角で７２°のスロットへ巻回するＥ相巻線とを備えることを特徴とする請求項１に記載のモータの構成である。
この構成によれば、請求項６によるモータの高効率化策の弊害として、５相巻線のコイルエンド部の各相巻線の交差が複雑化する問題が発生するが、各相巻線の交差部を簡素化する技術により、この複雑化を減少させることができ、生産性の改善とコイルエンド部の小型化を図ることができる。

（請求項１１に係わる発明）
請求項１１に記載の発明は、８極の整数倍の極数の5相のモータであって、５相交流の相順をＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の順として、ステータの各相巻線の円周方向位置を電気角で０°から１４４０°の範囲について記述し、電気角で０°のスロットと電気角で１４４°のスロットへ巻回する集中巻きのＡ相巻線と、同様に、電気角で１４４°のスロットと気角で２８８°のスロットへ巻回する集中巻きのＣ相巻線と、同様に、電気角で２８８°のスロットと電気角で４３２°のスロットへ巻回する集中巻きのＥ相巻線と、同様に、電気角で４３２°のスロットと電気角で５７６°のスロットへ巻回する集中巻きのＢ相巻線と、同様に、電気角で５７６°のスロットと電気角で７２０°のスロットへ巻回する集中巻きのＤ相巻線と、同様に、電気角で７２０°から１４４０°の各スロットへ前記同様に巻回するＡ相巻線、Ｃ相巻線、Ｅ相巻線、Ｂ相巻線、Ｄ相巻線とを備えることを特徴とする請求項１に記載のモータの構成である。
この構成によれば、コイルエンド部の各相の巻線の重なりが少ない５相モータで、界磁励磁電力をロータ側へ供給でき、特にステータ巻線に生産性の高いモータを実現できるので、ロータ界磁巻線型モータの小型化、低コスト化を実現することができ、かつ、トルクリップルが小さく高品質なモータを実現することができる。

（請求項１２に係わる発明）
請求項１２に記載の発明は、５相交流の相順をＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の順とする５相の交流モータであって、Ａ相電圧は正弦波電圧にその正弦波周波数の３倍の３次高調波電圧を含む電圧で、Ｂ相電圧はＡ相電圧とＣ相電圧に対して７２°の位相差を持ったＡ相電圧同様の電圧で、Ｃ相電圧はＢ相電圧とＤ相電圧に対して７２°の位相差を持ったＡ相電圧同様の電圧で、Ｄ相電圧はＣ相電圧とＥ相電圧に対して７２°の位相差を持ったＡ相電圧同様の電圧で、Ｅ相電圧はＤ相電圧とＡ相電圧に対して７２°の位相差を持ったＡ相電圧同様の電圧で、Ａ相電流は正弦波電流にその正弦波周波数の３倍の３次高調波電流を含む電流で、Ｂ相電流はＡ相電流とＣ相電流に対して７２°の位相差を持ったＡ相電流同様の電流で、Ｃ相電流はＢ相電流とＤ相電流に対して７２°の位相差を持ったＡ相電流同様の電流で、Ｄ相電流はＣ相電流とＥ相電流に対して７２°の位相差を持ったＡ相電流同様の電流で、Ｅ相電流はＤ相電流とＡ相電流に対して７２°の位相差を持ったＡ相電流同様の電流であることを特徴とする請求項１に記載のモータの構成である。
この構成によれば、インバータのＰＷＭ制御において、５相各相の電圧と電流に正弦波に加えて３次高調波電圧、３次高調波電流を重畳させるので、正弦波電圧と正弦波電流に比較して同一波高値の条件ではモータのパワー出力を増大でき、モータの高効率化、小型化を実現することができる。そして、その３次高調波重畳によるトルクリップルは理論上発生しない。

（請求項１３に係わる発明）
請求項１３に記載の発明は、前記界磁巻線ＦＭへ界磁電流Ｉｆを通電するために必要なステータ側の交流の界磁励磁電流成分をＩｆ２として、前記給電巻線ＰＳＷへ通電する前記界磁励磁電流成分Ｉｆ２を増加、減少して可変することにより前記界磁電流Ｉｆを増減して、その時のステータの各相巻線の端子間に電磁誘導作用で誘起する電圧成分の変化を検出してロータの回転位置を検出することを特徴とする請求項１に記載のモータである。
この構成によれば、ロータの回転位置を各相の巻線から検出できるので、モータのセンサレス運転が可能となり低コスト化、高信頼化ができる。なお、ロータの円周方向磁気インピーダンスの変化が小さい場合にはセンサレス位置検出が難しいことがある。特に、静止からの起動あるいは低速回転の場合、大トルク出力の場合などであり、本発明によりこの問題を解決できる。

この発明に係わるモータは、ロータの界磁電力をステータの巻線の活用してロータ側へ給電するので、３相電流の力率が高く、モータの小型化、低コスト化を実現することができる。静止からの起動、低速での正逆運転、そして高速回転までと運転範囲が広い。また、この界磁の磁束特性の適正化とそれに伴うトルク電流の適正化により、モータの高効率化と小型化および低コスト化を実現することができる。また、前記のトルク電流の適正化策に伴う巻線の複雑化の問題を軽減するための巻線構造の改良により巻線の製作性の改善とコイルエンド部の縮小を実現することができる。

３相４極のモータ 速度−トルク特性 ステータ巻線の配置結線図 巻線の鎖交磁束 巻線の配置結線例 ３相正弦波とパワー特性 矩形電圧、電流とパワー特性 ４極のロータ ３相電流 ５相４極のモータ ステータ巻線の配置結線図 ５相電流 ５相正弦波 ５相８極のステータ ５相８極のステータ 歯とスロットの形状 巻線案内とステータ ４極のロータ ４極のロータ ４極のロータ 界磁電流 ５相ベクトル ５相８極のモータ ５相１２の極モータ スリップリングとブラシを備える従来のモータ ステータの電流 ４極のロータ ステータ巻線の配置結線図 ３相４極のモータ ステータ巻線の配置結線図 本発明のモータおよび駆動回路 界磁電力の供給電流If2および界磁電流If ロータ巻線の配置結線図 ３相４極のモータ ３相４極のモータ ステータ巻線の配置結線図 ５相４極のモータ ステータ巻線の配置結線図 ５相８極のモータ ４極のロータ ５相モータの電圧と電流とパワー

本発明の目的は、モータの高効率化を実現し、モータの小型化、低コスト化を実現するものである。また、高効率化策の弊害として現れる巻線の複雑化の低減も必要である。本発明が特に対象とするモータは、速度制御範囲が広く、いわゆる定出力制御を行う同期モータで、低速回転で大トルクが必要とするモータである。例えば、ハイブリッド自動車の主機モータ、電気自動車の主機モータなどであり、静止からの起動、低速での正逆運転、そして高速回転までと運転範囲が広い。特に、急坂道の登坂では大トルクが必要であり、機器設計上重要である。モータの大きさは低速回転での大トルク時の損失、発熱、温度上昇で概ね決定されることになることが多く、モータの大きさ、モータのコストにその特性が直結する。類似のニーズは産業用モータにも多い。

また、電気自動車の主機モータニーズとしては高性能化と低コスト化の両方が必要である。例えば、単に高効率化の可能なモータ構成というだけでなく、後に詳しく示すが、ロータ側の界磁電流検出をステータ側からできること、停止時のセンサレス位置検出が可能なモータ構成であることも場合によって必要である。また、本発明に関わるステータの適正化技術、ロータの適正化技術も必要である。

請求項１および請求項２の実施例を説明する。図１に本発明実施例のモータの横断面図を示す。コイルエンド部のステータ巻線の配置関係を付記している。３相で４極の界磁巻線型の同期モータである。１Ｄはステータコアで、Ｕ相巻線は１１から１４へ巻回するＵ１相巻線と１７から１Ａへ巻回するＵ２相巻線である。Ｖ相巻線は１３から１６へ巻回する巻線と１９から１Ｃへ巻回する巻線である。Ｗ相巻線は１５から１８へ巻回する巻線と１Ｂから１２へ巻回する巻線である。これらの各巻線はステータの歯１Ｕが円周上に１２個あって、それらの歯で囲われた各スロットの中に巻回されている。この図１のステータの巻線は、３相、４極、全節巻き、集中巻きである。各スロットには一つの相の巻線しか配置しない簡素な構造としている。従って、生産性に優れ、低コスト化が可能である。しかし、簡素な構造であるが故に、トルクリップルが増大しやすいという面もある。

１Ｅはロータであり、１Ｆはロータ軸である。１Ｖと１ＸはロータのＮ極磁極であり、１Ｗと１ＹはロータのＳ極磁極である。１Ｈから１Ｐへ巻回する巻線は、ステータの供給する界磁用の給電磁束を受け取る受電巻線であり、そのコイルエンド部の接続は２７であり、電気角で３６０°のピッチの巻線となっている。１Ｌから１Ｓへ巻回する巻線は、ステータの供給する界磁用の給電磁束を受け取る受電巻線であり、そのコイルエンド部の接続は２８であり、電気角で３６０°のピッチの巻線となっていて、前記受電巻線１Ｈ、１Ｐとは電気角で１８０°の位相差がある。１Ｊと１Ｋに巻回する巻線はＮ極磁極１Ｖを励磁する界磁巻線であり、そのコイルエンド部の接続は２９である。１Ｍと１Ｚに巻回する巻線はＳ極磁極１Ｗを励磁する界磁巻線であり、そのコイルエンド部の接続は２Ａである。１Ｑと１Ｒに巻回する巻線はＮ極磁極１Ｘを励磁する界磁巻線であり、そのコイルエンド部の接続は２Ｂである。１Ｔと１Ｇに巻回する巻線はＳ極磁極１Ｅを励磁する界磁巻線であり、そのコイルエンド部の接続は２Ｃである。

次に、図１のモータの特性の例として図２に、回転数に対するトルクとパワーの特性例を示す。水平軸は回転数で１２０００ｒｐｍまで示し、左側縦軸はトルクで１２０Ｎｍまで、右縦軸はパワーで３７．７ｋＷまで示している。２１はこのモータの最大トルクの特性であり、２１の左下側が運転可能な領域である。２４の動作点は基底回転数３０００ｒｐｍで連続で駆動できる連続定格トルク４０Ｎｍの点である。２３は連続トルクの３倍のトルク１２０Ｎｍの最大トルク点であり、短時間定格トルクである。２２は最大トルク特性２１の各点のパワーを示す最大パワー特性である。例えば、動作点２３は３０００ｒｐｍ、１２０Ｎｍのトルクの点であり、その時のパワーは３７．７ｋＷとなり、パワーの動作点２５である。最大パワー特性２２は３０００ｒｐｍから１２０００ｒｐｍまで３７．７ｋＷと一定であり、「定出力特性が１：４である」とも表現される。

モータのトルクＴ［Ｎｍ］と回転角速度ω［ｒａｄ］と出力パワーＰｏ［Ｗ］との関係は次式で表される。Ｉｔはトルク電流［Ａ］でＫｔはトルク定数［Ｎｍ／Ａ］である。
Ｐｏ＝ω×Ｔ （１）
＝ω×Ｋｔ×Ｉｔ （２）
一方、モータへの供給する電力Ｐｅ［Ｗ］は、直流モータのように表現して、モータ電圧Ｖｍ、誘起電圧定数Ｋｖ［Ｖ／ｒａｄ］とすると次式となる。
Ｐｅ＝Ｖｍ×Ｉｔ （３）
＝ω×Ｋｖ×Ｉｔ （４）
電力Ｐｅと出力パワーＰｏとが等しいので、（２）式と（４）式とを比較すると、トルク定数Ｋｔと誘起電圧定数Ｋｖとは同じ値であることが分かる。なおここでは、モータの理想的な状態を想定していて、巻線抵抗、鉄損、機械損が零であると仮定している。

通常、定出力特性の回転数範囲である３０００から１２０００ｒｐｍでは、インバータの直流電源電圧が一定の条件で駆動するので、モータ電圧Ｖｍが一定となるようにするために（３）、（４）式から誘起電圧定数Ｋｖは次式となり、回転角速度に反比例した値となる。
Ｋｖ＝Ｖｍ／ω （５）
この結果、界磁を励磁する界磁電流Ｉｆは、界磁磁束の大きさおよび誘起電圧定数Ｋｖに比例するので、回転角速度に反比例した値となる。従って、図１に示す界磁巻線１Ｊ、１Ｋ、１Ｍ、１Ｚ、１Ｑ、１Ｒ、１Ｔ、１Ｇの界磁電流は、最大値から最大値の１／４の大きさへ可変し、モータの回転数とともに、いわゆる界磁弱め制御を行う必要がある。図２のような出力特性を実現するためには、界磁磁束の制御が重要な技術である。なお、最大パワー特性２２上の３０００から１２０００ｒｐｍの間では、（１）から（５）式より、トルク電流Ｉｔは一定の最大電流の値となる。なお、現実的には各式の様に画一的ではないが、基底回転数３０００ｒｐｍ以上で界磁電流制御を自在に行えれば、基底回転数以上での回転制御が可能な領域が拡大できることになり、大きなメリットが発生する。

次に、図３において、図１のモータのステータ側から界磁電力を給電し、ロータ側で受電し、そして、界磁電流を通電する具体的構成、方法を示す。巻線３１は図１の１１と１４のＵ１相巻線でＵ１相電流Ｉｕ１を通電し、巻線３２は図１の１７と１ＡのＵ２相巻線でＵ２相電流Ｉｕ２を通電する。巻線３３と巻線３４は直列に接続したＶ相巻線で、図１の１３、１６と１９、１Ｃの両巻線であり、Ｖ相電流Ｉｖを通電する。巻線３５と巻線３６は直列に接続したＷ相巻線で、図１の１５、１８と１Ｂ、１２の両巻線でＷ相電流Ｉｗを通電する。３７は直流電源電圧で、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８の８個の電力制御素子はＩＧＢＴなどであり、前記の各相巻線へ電圧、電流を供給する。各ＩＧＢＴには逆方向通電用の逆並列ダイオードが取り付けられている。３Ｘはモータの制御を行うモータ制御部で、前記の各ＩＧＢＴの電圧、電流制御を行う。また、界磁電力の供給制御も行う。前記ＩＧＢＴおよび相電流の検出値から界磁電流の検出も行う。なお、電力制御素子には、ＭＯＳＦＥＴ、ＳｉＣ半導体など種々の素子が使える。

ここで、前記Ｕ１相巻線３１とＵ２相巻線３２は並列の巻線接続となっていて、Ｖ相巻線３３、３４とＷ相巻線３５、３６は直列の巻線接続となっていて、アンバランスである。このアンバランスを解消するために、前記Ｕ１相巻線３１とＵ２相巻線３２の巻き回数を他のＶ相巻線３３、３４、Ｗ相巻線３５、３６の２倍の巻き回数とする。そして、Ｕ１相電流Ｉｕ１、Ｕ２相電流Ｉｕ２は次式に示すように、１／２の大きさの電流とする。
Ｉｕ＝Ｉｕ１＋Ｉｕ２ （６）
このようにしてＵ相電流Ｉｕの整合を取ることにより、通常の３相星形結線の電圧、電流と同等の関係にし、次式の関係を保つことができる。
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０ （７）
なお、Ｕ１相巻線３１とＵ２相巻線３２の巻き回数を他の巻線の２倍の巻き回数とする時、巻線の断面積は逆に１／２とすることができるので、Ｕ相の銅線の総量としては同程度である。また、図３において、Ｖ相巻線３３、３４とＷ相巻線３５、３６とをそれぞれ並列巻線とする場合は、前記Ｕ１相巻線３１とＵ２相巻線３２は同一の巻き回数とすることができ、（７）式が保たれる。

図３の紙面で一点鎖線から上側はステータ側を示し、一点鎖線から下側はロータ側を示している。巻線３８は図１の１Ｈと１Ｐおよび２７の受電巻線で、巻線３Ａは図１の１Ｌと１Ｓおよび２８の受電巻線である。これらの両巻線３８、３Ａは３６０°ピッチの巻線で、相互に電気角で１８０°の位相差で配置している。これらの巻線３８、３Ａに作用する起磁力関係を図４に示す。水平軸はロータ円周方向を電気角で示している。縦軸は起磁力の方向を示していて、図の上側が内径側のロータ方向である。図４の（ａ）はＵ相巻線にＵ相の正電流を通電した状態で、巻線４１は図１の１１、巻線４３は図１の１４、巻線４５は図１の１７、巻線４７は図１の１Ａであり、巻線４９は巻線４１である。電流の方向は図中の電流のシンボルの方向であるとすると、矢印の方向の起磁力が生成される。電気角で１８０°ごとに反対方向の矢印となっていて、電気角で３６０°の範囲では、全ての３６０°領域で上向きの矢印と下向きの矢印が１個づつ含まれ、電気角３６０°の範囲の合計起磁力は零となっている。従って、前記の受電巻線３８、３Ａは電気角で３６０°ピッチで巻回されており、図４の（ａ）に示すＵ相巻線の電流Ｉｕが生成する起磁力の影響は受けないことが分かる。同様に、受電巻線３８、３Ａは、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの影響も受けない。

なお、図１のモータではＵ，Ｖ，Ｗ相巻線の各巻線ピッチは電気角１８０°で各巻線周期は電気角３６０°である。そして、Ｕ相巻線をＵ１相巻線とＵ２相巻線に分けて給電巻線として使用する場合には、その巻線周期は７２０°になる。受電巻線２７、２８の巻線ピッチは電気角３６０°でこれらの受電巻線の巻線周期は電気角７２０°であると言える。しかし、図３５の３相集中巻きモータのＵ，Ｖ，Ｗ相巻線の各巻線ピッチは電気角で１２０°であり、給電巻線の巻線ピッチはモータの相数、極数、巻線形式などにより変わる。給電巻線の巻線周期の最低条件は電気角で３６０°ではないことであり、給電巻線の巻線ピッチの制約は無い。また、受電巻線の巻線ピッチは電気角で３６０°の整数倍（ＲＮ倍）であれば、少なくとも、３相電流等のモータ駆動電流の影響を受けない。そして、受電巻線の巻線ピッチのＲＮの値は、対象モータの給電巻線の相数、極数、巻線形式などにより選択できる。

次に、図３のＵ１相巻線３１とＵ２相巻線３２を使用した界磁電力の給電と受電巻線３８と３Ａの受電について説明する。Ｕ１相電流Ｉｕ１、Ｕ２相電流Ｉｕ２は独立して通電できるので、３Ｇの矢印で示す界磁電力成分である給電電流Ｉｆ２を通電することができる。具体的には、Ｕ１相電流Ｉｕ１、Ｕ２相電流Ｉｕ２を相対的に界磁電力成分である給電電流Ｉｆ２を増減すれば良く、（６）式の関係から次式となる。
Ｉｕ１＝Ｉｕ／２＋Ｉｆ２ （８）
Ｉｕ２＝Ｉｕ／２−Ｉｆ２ （９）
Ｕ１相電流Ｉｕ１、Ｕ２相電流Ｉｕ２の合計は、給電電流Ｉｆ２の影響を受けず、次式のようにＵ相電流Ｉｕとなる。
Ｉｕ１＋Ｉｕ２＝Ｉｕ／２＋Ｉｆ２＋Ｉｕ／２−Ｉｆ２＝Ｉｕ （１０）
また、界磁電力成分の給電電流Ｉｆ２は、Ｕ１相電流Ｉｕ１とＵ２相電流Ｉｕ２の差として次式で示される。
Ｉｕ１−Ｉｕ２＝２×Ｉｆ２

なお、界磁電力成分である給電電流Ｉｆ２は、ステータとロータ間で変圧器のように電磁気的な結合ができるような周波数Ｆｆ２の交流である。一方、Ｕ相電流Ｉｕの基本周波数Ｆｕは、ロータの毎分回転数Ｎｒと極数ＰＮにより次式で示される。
Ｆｕ＝ＰＮ／２×Ｎｒ／６０
ここで、界磁電力成分の電流Ｉｆ２の交流周波数Ｆｆ２と電流Ｉｕの基本周波数Ｆｕとの関係があるので、考慮する必要がある。例えば、Ｆｆ２＝（５００Ｈｚ）＋Ｆｕとすればよい。また、交流電流である給電電流Ｉｆ２の波形形状は、ロータの界磁電流が直流であることから矩形波交流とすれば理にかなっている。しかし、特に限定するものではなく、また界磁巻線の回路時定数が大きいので平滑効果が大きく、正弦波、三角波などでも可能である。

図４の（ｂ）に（８）式、（９）式の内の界磁電力成分である給電電流Ｉｆ２だけを示す。巻線３０１は図１の１１、巻線３０２は図１の１４、巻線３０３は図１の１７、巻線３０４は図１の１Ａであり、巻線３０Ｃは巻線３０１と同じである。界磁電力成分である給電電流Ｉｆ２による起磁力の方向をメッシュの矢印３０Ａと３０Ｂで示している。電気角３６０°の範囲には１個の矢印だけが入っている。

図４の（ｃ）に受電巻線３８と作用する起磁力成分を示す。巻線３０５は図１の巻線１Ｈ、巻線３０６は図１の１Ｐであり、巻線３０７は巻線３０５と同じである。巻線３０５と巻線３０６の間に作用する起磁力は３０Ａ、４２、４４であり、４２と４４とは方向が逆なので相殺し、結局、起磁力３０Ａだけが残る。図４の（ｂ）に示した界磁電力成分Ｉｆ２の給電成分だけが受電巻線３８に作用する電磁誘導により電圧、電流が伝わったわけである。

同様に、図４の（ｄ）に受電巻線３Ａと作用する起磁力成分を示す。巻線３０８は図１の巻線１Ｌ、巻線３０９は図１の１Ｓである。巻線３０８と巻線３０９の間に作用する起磁力は４４、３０Ｂ、４６であり、４４と４６とは方向が逆なので相殺し、結局、起磁力３０Ｂだけが残る。図４の（ｂ）に示した界磁電力成分Ｉｆ２の給電成分だけが受電巻線３Ａに作用する電磁気結合により電圧、電流が伝わる。このように、受電巻線３８と３Ａとを電気角で３６０°ピッチの巻線、すなわち、電気角で７２０°周期の巻線とすることにより、電気角で１８０°ピッチで３６０°周期の通常の３相交流電流成分は伝わらないようにし、電気角で３６０°ピッチで７２０°周期の給電構成を作ることにより界磁電力をステータ側からロータ側へ伝えることを可能とした。巻線３１と巻線３２とは両巻線共にＵ相のステータ巻線であるが、電気角で０°から３６０°の間に配置するＵ１相巻線３１と電気角で３６０°から７２０°の間に配置するＵ２相巻線３２とに分け、それぞれの電流を通電できるようにし、電気角で７２０°周期の電流成分を通電できるようにしている。Ｕ１相巻線３１とＵ２相巻線３２はＵ相電流成分を通電する巻線であると同時に、給電電流Ｉｆ２による界磁電力の給電手段としての給電巻線となっている。

次に、受電巻線３８に伝えられた電圧、電流成分は、全波整流器３９へ接続し、位相が機械角で９０°、電気角で１８０°異なる前記受電巻線３Ａは全波整流器３Ｂへ接続し、両方の全波整流器の出力端子を直列接続している。これらの両方の全波整流器の出力は、電流の方向を合わせて直列に接続した界磁巻線３Ｃ、３Ｄ、３Ｅ、３Ｆへ接続し、界磁電流Ｉｆを通電する。巻線３Ｃは図１の１Ｊと１Ｋの巻線で、巻線３Ｄは図１の１Ｚと１Ｍの巻線で、巻線３Ｅは図１の１Ｑと１Ｒの巻線で、巻線３Ｆは図１の１Ｇと１Ｔの巻線である。なお、受電巻線と全波整流器を２組使用している理由は、どの回転位置でも界磁電力を界磁巻線へ供給できるようにするためである。また、全波整流器３９，３Ｂの出力電圧が低下する瞬間は、界磁電流Ｉｆは全波整流器の４個のダイオードを介してフライホイール作用により通電することになる。これらの４個のダイオードの電圧降下を低減させたい場合には、ダイオード３Ｇを追加し、破線で示すように接続することにより、界磁電流Ｉｆがフライホイール通電するときのダイオード部の電圧降下を１個分のダイオードの電圧降下を低減させることができる。

界磁電流Ｉｆはダイオードを介してフライホイール作用によりある程度の時間は界磁電流を保持できるので、簡素化の工夫も可能である。逆に、受電巻線を３個にし、３相の整流器とすることもできる。前記全波整流器３９、３Ｂの形態は変形も可能であり、４個のダイオードによる全波整流器に限定するものではない。例えば、後に示す図１１では、全波整流器３９，３Ｂの出力端子を直列に接続した例を示している。ステータ側からの界磁電力の供給を行うための電圧波形、電流波形および給電巻線、受電巻線などの電磁気的な結合特性により、直列あるいは並列あるいは半端整流などのその他のダイオード等の使い方、組合わせで整流機能を実現することもができる。また、これらのダイオードを使用した整流器は、図１には図示していないが、ロータ内に内蔵し、固定する。

次に、モータの３相交流の電圧、電流の大きさと周波数、および、前記界磁電力成分Ｉｆ２の大きさと周波数を明らかにし、本発明の内容をより具体化する。図１から図４に示して説明しているモータは、図２に示すように、最大出力３７．７ｋＷのモータで、最大トルク１２０Ｎｍである。４極のモータなので、モータ誘起電圧の周波数Ｆｕは、１２０００ｒｐｍの時、４００Ｈｚであり、回転数に比例した周波数となる。一方、前記界磁電力成分Ｉｆ２の出力電力は、定常的には、その負荷がロータの界磁巻線の抵抗であるから、数１００Ｗ程度とモータ出力に較べると小さい値である。図２５で示したように、ブラシとスリップリングを用いて給電すると、その装置のスペース、コスト、寿命、信頼性が問題になるが、図１、図３に示したように本来のステータ巻線を活用する方法であれば、コスト等の負担は小さい。また、前記界磁電力成分である給電電流Ｉｆ２の周波数Ｆｆ２は、自在に選択可能であり、原理的な制約はない。例えば、前記のようにＦｆ２＝（５００Ｈｚ）＋Ｆｕとしてもよい。また、モータが高速回転になった場合には、インバータの周波数限界の問題があるので、そのような場合には逆に、Ｉｆ２の周波数Ｆｆ２をモータ周波数Ｆｕより低くすることもできる。モータの鉄損などの損失、制御側の都合で、給電電流Ｉｆ２の周波数、電圧、電流を設計することができる。

図３で説明した界磁電力の給電と受電の方法は、原理的に変圧器の構成を成して電力をステータ側からロータ側へ供給している。そして、２次側へ供給された交流電力を整流して界磁巻線３Ｃ、３Ｄ、３Ｅ、３Ｆへ界磁電流Ｉｆを通電している。従って、ロータ側に必要な界磁巻線の抵抗損失分の電力だけを効率よく供給できる。そのステータの給電電流Ｉｆ２はモータの各相電流に比較して十分に小さい。

従来の磁石内蔵型同期モータＩＰＭＳＭの場合は、界磁磁束を励起する界磁電流成分であるｄ軸電流をトルク電流成分であるｑ軸電流に重畳して通電するので、特に大トルク出力時は磁気飽和現象などの効果によりｄ軸電流が大きくなるため、ｄ軸とｑ軸の合成電流が大きくなり、ステータの銅損が大きくなる。力率が低下し、界磁磁束を励起するための無効電流が増加しているとも言える。この点、図３の構成では、界磁磁束を励起するために必要な界磁巻線の銅損分だけの小さな電力を供給すればよいので、大トルク出力時のステータの電流を大幅に低減できる。その結果モータ効率を向上でき、小型化、低コスト化が可能となる。

また、従来の磁石内蔵型同期モータＩＰＭＳＭは、基底回転数以上の高速回転領域では界磁の強め制御、弱め制御を行うが、モータの磁気的非線形性などの原因により原理通りに界磁磁束の増減制御行うことは難しく、大トルク出力時には力率が低下し易いという問題もある。この点、図３の構成では、３相電流の制御とは別の経路で機能的に独立して界磁電力をロータの界磁巻線へ供給してその界磁電流を通電することができるので、界磁磁束を無理無く、無駄無く正確に増減して制御することができる。その結果、モータの界磁弱め制御、界磁強め制御、モータの定出力制御を正確に効率よく実現することができる。具体的なモータ特性としては、基底回転数以上の高速回転領域での可変速範囲を広くとることができる。即ち、低速回転での大トルク化と可変速範囲の拡大とを両立させることが重要である。また、ロータの界磁巻線での銅損を低減させるため、ロータに永久磁石を使用すること、ステータ巻線に界磁励磁電流であるｄ軸電流を重畳することも可能であり、適宜併用することができる。従って、用途、運転状況に応じて、永久磁石とｄ軸電流と界磁電流Ｉｆを併用した最適運転化、高効率化、高性能化の設計を行うことができる。

また、本発明モータでは、特に最大トルク領域における力率が大幅改善でき、無効電流を大幅低減できるので、インバータの電流容量を大幅低減することができる。従って、インバータの小型化、低コスト化が可能となる。

なお、図２７で示した従来方法では、ステータの巻線は界磁磁束、磁束エネルギーを供給できるが、変圧器のように電力をロータ側へ供給することはできない。そして、ロータ界磁巻線２７Ｂ、２７Ｃ、２７Ｄ、２７Ｅとダイオード２７Ａは界磁磁束を保持しようと作用するが、界磁電流Ｉｆそのもの直接に増加させることはできない。その結果、前記したように、モータが大トルクを出力するときには、ステータ巻線の銅損の負担、インバータの電流の負担、断続電流による振動、騒音の問題などが大きくなる。

また、図３に示すインバータの負担について説明する。前記界磁電力成分Ｉｆ２は、４個のＩＧＢＴのＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４で差動的に交流電圧、交流電流を生成して供給している。（８）、（９）式の関係であって、Ｉｆ２は相対的に小さい。また、４個のＩＧＢＴのＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４はＵ相の電圧、電流も生成していて、Ｕ相電流Ｉｕは（６）、（８）、（９）式の関係である。従って、４個のＩＧＢＴのＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４の電流容量は、Ｖ相駆動のＩＧＢＴのＴ５、Ｔ６の電流容量の約１／２で良く、Ｕ相駆動のＩＧＢＴの数が４個に増えるが、コスト的、スペース的な負担が２倍になるわけではない。特に、ある程度出力容量が大きいインバータでは、各ＩＧＢＴを並列接続して使用することも多く、そのような場合には、図３のインバータ構成は各ＩＧＢＴの接続関係を変更するだけで構成できる。その場合にはコスト負担は小さい。

なお、前記界磁電力成分Ｉｆ２はの供給方法は、図３の構成から種々の変形も可能である。同一の相の巻線に限らず、電気角で７２０°周期の成分を作り出せば、図３の受電巻線３８、３Ａはその電力を受け取ることが可能である。例えば、巻線３１、３３、３５は０°〜３６０°の間の巻線であり、巻線３２、３４、３６は３６０°〜７２０°の間の巻線なので、これらの６個の巻線の１個の巻線だけに界磁電力成分を重畳することができれば、電気角で７２０°周期の成分を作り出したことになる。また、複数の巻線に重畳することもできる。他の例として、図５に示すように、界磁電力成分５３を付加することもできる。巻線５１は図１の巻線１１、１４で、巻線５２は図１の巻線１７、１Ａである。電流５４はＵ相電流Ｉｕである。これらの各種変形も本発明に含むものとする。図１、図３、図４とは異なる本発明実施例を後に示す。

次に請求項３の実施例として、図１で示した界磁磁束の分布に関する具体的な構成について述べる。最初に、従来の一般的な３相正弦波交流と本発明で実現する矩形波駆動について説明する。図６は３相正弦波交流の電圧、電流とその各時点でのパワーを示す図である。水平軸は電気角で０°から３６０°を示している。図６の上側の図の縦軸は電圧、電流の大きさである。図６の下側の図は上側の図と同期していて、その縦軸はパワーである。ここで、６１はＵ相の誘起電圧であり、かつ、印加電流で、６２はＶ相の誘起電圧であり、かつ、印加電流で、６３はＷ相の誘起電圧であり、かつ、印加電流であるとすると、力率が１である場合を示しており、Ｕ相のパワーは６４で、Ｖ相のパワーは６５で、Ｗ相のパワーは６６であり、各相のパワーは２倍周波数で、平均値はそれぞれ０．５となる。３相の合計パワーは６７の１．５となり、常時一定値となる。これらは、電圧および電流が３相正弦波交流の場合を示している。

今、電線を有効に活用する割合を電線の利用率と呼ぶことにすると、正弦波の波形率は０．７０７であることから、パワーでは０．７０７の２乗となり、電線利用率が０．５と直流電圧、直流電流の電線の利用率１．０に比較して小さい値となる。また、半導体電力素子であるＩＧＢＴなどの観点で考えると、直流電圧、直流電流の場合に最も効果的に電力を供給でき、その場合の駆動の利用率を１．０とすると、図６の様な正弦波電圧、正弦波電流の駆動におけるＩＧＢＴの利用率は０．５となる。駆動を含めたモータシステムの高効率化、小型化、低コスト化を実現するためにはＩＧＢＴの利用率の向上が効果的である。

図７は、矩形交流に近い台形の交流を示す図で、水平軸は電気角で０°から３６０°を示している。図７の上側の図の縦軸は電圧、電流の大きさである。図７の下側の図は上側の図と同期していて、その縦軸はパワーである。もし、７１が誘起電圧であり、かつ、印加電流であるとすると、パワーは７１の二乗であって７２はとなる。７１の傾斜部であるθｒｒの幅が小さくなると矩形波交流に近づき、７２のパワー平均値が１．０に近づく。７２を図６の正弦波電圧、正弦波電流のＵ相パワー６４と比較すると、７２の平均値の方が大きくできることが分かる。なお、現状は正弦波を前提としたモータ駆動理論が主流であって、制御理論的には、回転座標形のｄ軸、ｑ軸理論なども正弦波ベクトルの加減算などが高度に発展し、多く使われている。一方、本発明で説明する矩形波駆動、台形波駆動の場合は少し異なり、周波数的には高調波成分を多く含み、個々にそれぞれの考え方が必要となる。また、３相正弦波交流は４相以上の多相にしても原理的なメリットは少なく、簡素化のメリットから３相が現在の主流である。本発明の矩形波駆動、台形波駆動は３相に限らず、４相以上の多相の方が自由度が増す。また、小型化を追求したモータは磁気的に非線形な飽和領域で使用することが多く、モータの大トルク領域の飽和特性でモータ形状、コストなどが定まることが多い。従って、線形理論的な視点とは異なり、磁気飽和特性を持つ磁性材料をどのように効率よく、効果的に使うかという問題でもある。

次に、図８に図７のモータ誘起電圧をより効果的に実現できるロータ構成を示し、説明する。図１のロータ１Ｅの各磁極１Ｖ、１Ｗ、１Ｘ、１Ｙは、その詳細なロータ磁極構造まで示していない。電磁鋼板を積層した構造に各界磁巻線を巻回して界磁電流を通電した場合は、各ロータ磁極表面には均一した磁束分布の界磁磁束が生成され、各相巻線の誘起電圧が図７の７１の様な波形となる。しかし、各相巻線にトルク電流が通電されると、電機子反作用により各ロータ磁極表面の磁束が片側へ偏り磁束分布の均一性が損なわれる。従って、各相巻線の誘起電圧が図７の７１に示す台形の平坦部が変形し、大きな値となる部分と小さな値となる部分が発生する。この問題を低減するため、図８のロータでは、スリット状の空隙部８３を各ロータ磁極に設けている。トルク電流によりロータ磁極の円周方向に作用する起磁力によって生成される円周方向の磁束成分を前記のスリット状の空隙部８３により低減している。ロータ磁極の方向の磁束成分は、前記空隙部８３に挟まれた細長い磁路８４を通ってステータ側へ作用する。

８１はロータのＮ極磁極で、８２はロータのＳ極磁極である。８８と８Ｅ、８Ｂと８Ｊは界磁電力の受電巻線で、８７と８Ａ、８Ｆと８ＫはロータのＮ極磁極を励磁する界磁巻線で、８Ｄと８Ｃ、８９と８ＨはロータのＳ極磁極を励磁する界磁巻線である。なお、Ｓ極とＮ極は直列に接続されているので、界磁巻線は片側だけの界磁巻線でも界磁磁束を励磁することができ、例えば、Ｓ極の界磁巻線８Ｄ、８Ｃ、８９、８Ｈを取り除くこともできる。スリット状の空隙部８３は樹脂などの非磁性体を充填した構成でも良い。

図８の８５はロータの強度を得るために必要なロータ外周繋ぎ部であり、ロータ外周の磁束密度が空隙部８３の配置周期で脈動することを抑制する効果もある。しかし、ロータ外周繋ぎ部の幅が大きいと、そこを通過する円周方向磁束が増加し、ロータ特性が劣化する問題がある。その寸法はモータ特性上重要な値である。ロータの遠心力に対する強度を得るために、ロータの外周は図１８の１８５のように接続し、ロータ外周を円形状にすることもできる。さらに、ロータの遠心力に対する強度を高めるため、ロータの外周をカーボンファイバーなどの強化プラスチックＦＲＰで覆っても良い。また、図８の８６はロータの強度を得るために必要なロータ内部繋ぎ部である。しかし、８６の幅が広いとそこを通過する磁束が増加し、スリット状の空隙部８３の効果が薄れる。従って、ロータ内部繋ぎ部８６の幅寸法はこのロータ特性にとって重要なパラメータである。

次に、請求項４の実施例について説明する。図１８に示すロータは、図８に示した４極のロータに永久磁石１８２、１８３、１８６、１８７などを追加している。８１はロータのＮ極磁極で、８２はロータのＳ極磁極である。これらの永久磁石の着磁方向は各ロータの磁極方向である。例えば、永久磁石１８２、１８３は内径方向がＳ極で外径方向がＮ極で、永久磁石１８６、１８７は内径方向がＮ極で外径方向がＳ極である。これらの永久磁石はロータの磁極の方向に励磁しているので、界磁巻線８７、８Ａおよび８Ｃ、８Ｄなど界磁電流による界磁磁束の励磁と直列となる電磁気的な関係である。従って、界磁巻線の界磁電流による界磁磁束の励磁を前記永久磁石が補助している。

８３などはスリット状の空隙部であり、８４などは前記空隙部に挟まれた細長い磁路である。８６はロータの強度を得るために必要なロータ内部繋ぎ部であるが、ロータの電磁気特性上はロータ内部繋ぎ部の幅が小さい方が好ましい。

１８９、１８Ｅなどは、前記の細長い磁路８４などと永久磁石の間の軟磁性体であり、前記の細長い磁路８４などを通過する磁束を円周方向に広く分散させる効果がある。しかし、１８９、１８Ｅなどの幅が広すぎると、界磁磁束が電機子反作用などにより円周方向に移動し、変化するので、適正な狭い幅にする必要がある。

永久磁石の周辺の軟磁性体は、永久磁石が発生する磁束の一部がステータ側へ供給されない磁束成分の磁気的な通路となる。すなわち、界磁電流が零の時には、永久磁石が発生する磁束の一部が漏れ磁束となって通過する。具体的には、永久磁石の円周方向磁路１８Ｃ、１８４、１８Ｄと、永久磁石の外径側の磁路１８Ａ、１８Ｂと、スロットの外径側の磁路１８１、１８５の部分である。これらの漏れ磁束の一部は、界磁巻線の励磁電流により磁束の方向を変え、ステータに有効に活用できる磁束に変化するので、必ずしも有害なだけではない。これらの幅の狭い軟磁性体の磁路は、その軟磁性体の磁気飽和特性を勘案した磁気回路設計を行うことができる。すなわち、ロータの強度上の必要性と磁気的特性とを勘案した各部の幅を設計することができる。

また、図１８のスロットの外径側の磁路１８１、１８５の部分はロータ強度の点では有効に作用する。しかし、漏れ磁束が増加するという問題もある。一方で、図８のロータ構成では、ロータのスロットが開口している例を示している。ロータのスロットへ巻線を巻回する時にこのスロット開口部を使用することができる。ロータ界磁の特性の点でもスロットが開口している方が有利である。これらの構成も設計上の選択となる。また、ロータの磁極ごとに２個の永久磁石を配置しているが、１個にすることも、３個、４個、５個に分割することもできる。

次に、図１９に永久磁石を使用した他のロータの例を示す。図８のロータのスリット状の空隙部８３の外径側の先端部に永久磁石１９１、１９２、１９３、１９４を追加した構造である。図１９の左上部分の拡大図を図２０に示す。これらの永久磁石の着磁方向は各ロータの磁極方向である。例えば、永久磁石１９１、１９２、１９３、１９４は内径方向がＳ極で外径方向がＮ極である。これらの永久磁石はロータの磁極の方向に励磁しているので、界磁巻線８７、８Ａおよび８Ｃ、８Ｄなど界磁電流による界磁磁束の励磁と直列となる電磁気的な関係である。従って、界磁巻線の界磁電流による界磁磁束の励磁を前記永久磁石が補助している。スリット状の空隙部２０１に挟まれた細長い磁路２０２，２０３，２０４を通る磁束を磁路ごとに考察、設計できるので磁気特性が分かりやすい。例えば、細長い磁路２０２を通る磁束は、永久磁石１９１と１９２の半分づつと両永久磁石に挟まれて、狭くなった軟磁性体部を通る。

永久磁石１９１と１９２の内径側の磁路２０５の部分は、スリット状の空隙部２０１に挟まれた細長い磁路２０２を通る磁束が永久磁石１９１を通過しやすいように広がった形状としている。永久磁石１９１と１９２との間の幅の狭い軟磁性体部２０７は、界磁電流が零の時には、永久磁石が発生する磁束の一部が漏れ磁束となって通過し、ロータ内で一巡する磁束となる。図２０の矢印付き破線が磁束の通過を示している。この時、この漏れ磁束は、ステータ側を通過していないので、モータのトルク発生に寄与しない磁束成分である。界磁電流が増加すると前記漏れ磁束は次第に減少し、ロータ側からステータ側へ通過する磁束が増加する。前記軟磁性体部２０７の幅は、軟磁性体の磁気飽和特性を勘案した寸法に設計することができる。すなわち、界磁電流が零の時には、前記永久磁石が適度に界磁電流、界磁磁束を補助し、大きな界磁磁束が必要なときには大きな界磁電流と永久磁石により目的とする磁束がロータ磁極で発生できるような磁気特性である。永久磁石の特性、永久磁石の形状、前記軟磁性体部２０７の幅を設計する。これらの永久磁石１９１、１９２、１９３、１９４の効果は、界磁電流容量の低減と界磁電流に起因する銅損の低減である。界磁電流を低減できるため、モータの高効率化、小型化の効果もある。

また、図１８、図１９、図２０に示す永久磁石は界磁磁束を補助的に作り出している。従って、比較的に保磁力の小さい状態で使用することができるので、永久磁石の着磁、増磁により磁石特性を向上し、界磁磁束を増加することができる。逆に高速回転では、永久磁石の特性を弱めることにより、界磁磁束を弱めて定出力特性を容易に実現することができる。特に、本発明モータでは、ロータの界磁巻線を使用した界磁励磁とステータ巻線に通電する界磁励磁との両方を同時に行うことができ、着磁能力が高い。モータの運転状態においてもこれらの電流を利用して、磁石特性を可変することが可能である。

また、本発明では図４０に示すような種々ロータを使用することもできる。なお、図４０では、ロータ断面の半円形状を書いており、また、（ｂ）と（ｃ）では四分円でロータ形状を示している。図４０の（ａ）の３７０、３７１、３７２、３７３は細長のスリットであり、３７０、３７２、３７３のスリットはロータ磁極間に概略繋がったスリットであるが、３７１のスリットはロータ表面側からロータのの中央近傍までのスリットになっている。このロータ構造では、スリット３７１近傍のロータ強度を確保できている。

図４０の（ｂ）の左側四分円のロータでは、３７４、３７５、３７６のスリットがロータ表面側からロータ中心部に向かった構造である。ロータ磁極方向であり、スリット３７５が向いている方向をｄ軸とすると、ロータの表面近傍ではｑ軸方向の磁束を遮蔽する効果がある。ロータの中央近傍では、スリットは無く、ｑ軸方向の磁束遮蔽効果はない。ロータの強度は十分に確保できる。図４０の（ｂ）の左側四分円のロータでは、３７Ｃ、３７Ｄ、３７Ｅのスリットに加え、３７Ｂの永久磁石を追加している。ロータ磁極の表面へ均等に磁束磁石を供給できる。

図４０の（ｃ）の左側四分円のロータでは、３７８はスリットで３７７は永久磁石である。ロータ磁極の中央部に軟鉄部分があり、界磁電流による電磁石磁束を通しやすい。図４０の（ｃ）の右側四分円のロータは、ロータの磁極の方向へ磁石磁束を供給する構造である。図４０の（ｄ）のロータでは、ロータ外周にリング状あるいはパイプ状の永久磁石を配置している。特に小型のモータでは、樹脂と希土類磁石を混ぜて固めたこのような円形の磁石が広く使用されている。それ自体の強度も高く、接着剤でロータに固定して強度を得ることができる。永久磁石の３７８の部分はＮ極に着磁し、３７９の部分はＳ極に着磁する。永久磁石と界磁巻線の起磁力とを重畳させて作用させ、ロータの界磁電流を増減してロータ界磁を可変することができる。これらの例のように、永久磁石の能力を界磁電流の能力を組み合わせて、総合的な能力の高いモータを実現することができる。

次に請求項５の実施例を図９に示し、説明する。水平軸は回転角の電気角で、縦軸は電流の大きさである。本発明例の３相モータの誘起電圧波形は図７に示すような電圧波形で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが相互に電気角で１２０°の位相差を持っている。図７の誘起電圧の傾斜部であるθｒｒの幅の領域では、誘起電圧変動が大きいため、この間にトルク電流を通電した時にそのトルク値を期待通りに得ることが難しい。図９の９１はＵ相電流波形の例である。正の台形波と負の台形波を組み合わせたような電流波形となっている。Ｕ相電流Ｉｕが正の値から負の値に変化する途中で電流値が零あるいは小さな値としていて、その区間の幅はθｈｚ×２である。このθｈｚは図７のθｒｒの１／２よりわずかに大きな値とし、誘起電圧変化が大きい区間では電流を零に近い小さな値とし、トルク変動が大きくならないように工夫している。θｓｔは、電流が台形状の上辺の値から零までに変化する回転角である。θｈｔはθｓｔの１／２の値で、図９に示すように電流値が台形状に１／２だけ変化する回転角であり、その中間点は９６である。同様に、９２はＶ相電流波形、９３はＷ相電流波形であり、相対的な位相差は電気角で１２０°である。ここでは、各相の台形状の電流波形が左右対称と仮定する。また、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電流波形は同一形状で、位相が１２０°づつ異なる形状に仮定する。

次に、この３相モータのパワーが一定となる条件について説明する。モータの出力パワーＰｍは、巻線抵抗に起因する銅損などのモータ内部損失を零ととして理想化すると、次式となる。
Ｐｍ＝Ｖｕ×Ｉｕ＋Ｖｖ×Ｉｖ＋Ｖｗ×Ｉｗ （１１）
まず、Ｕ相電圧Ｖｕの電圧変動が大きい区間の電気角について図９で確認する。（１８０°−θｈｚ）から（１８０°＋θｈｚ）の区間については、Ｕ相電流Ｉｕが零なので、Ｖ相とＷ相とでモータの全パワーを出力する必要がある。Ｖ相電圧Ｖｖは１でＶ相電流Ｉｖは１で、Ｗ相電圧Ｖｗは−１でＷ相電流Ｉｗは−１で、（１１）式よりモータパワーＰｍは２である。同様に、（１８０°＋θｈｚ）から（２４０°−θｈｚ）の区間では、Ｖ相電圧Ｖｖは１でＶ相電流Ｉｖは１で、Ｕ相電圧ＶｕとＷ相電圧Ｖｗは−１なので、（Ｉｕ＋Ｉｗ）が−１であれば（１１）式のモータパワーＰｍを２とすることができる。（２４０°−θｈｚ）から（３００°＋θｈｚ）の区間について、Ｕ相電圧Ｖｕは−１でＵ相電流Ｉｕは−１であり、Ｖ相電圧ＶｖとＷ相電圧Ｖｗは１なので、（Ｉｖ＋Ｉｗ）が１であれば（１１）式のモータパワーＰｍを２とすることができる。（３００°＋θｈｚ）から（３６０°−θｈｚ）の区間では、Ｗ相電圧Ｖｗは１でＷ相電流Ｉｗは１で、Ｕ相電圧ＶｕとＶ相電圧Ｖｖは−１なので、（Ｉｕ＋Ｉｖ）が−１であれば（１１）式のモータパワーＰｍを２とすることができる。（３６０°−θｈｚ）から３６０°の区間については、Ｕ相電流Ｉｕが零で、Ｖ相電圧Ｖｖは−１でＶ相電流Ｉｖは−１で、Ｗ相電圧Ｖｗは１でＷ相電流Ｉｗは１で、（１１）式よりモータパワーＰｍは２である。０°から（０°＋θｈｚ）の区間については、Ｕ相電流Ｉｕが零で、Ｖ相電圧Ｖｖは−１でＶ相電流Ｉｖは−１で、Ｗ相電圧Ｖｗは１でＷ相電流Ｉｗは１で、（１１）式よりモータパワーＰｍは２である。（０°＋θｈｚ）から（６０°−θｈｚ）の区間では、Ｖ相電圧Ｖｖは−１でＶ相電流Ｉｖは−１で、Ｕ相電圧ＶｕとＷ相電圧Ｖｗは１なので、（Ｉｕ＋Ｉｗ）が１であれば（１１）式のモータパワーＰｍを２とすることができる。（６０°−θｈｚ）から（１２０°＋θｈｚ）の区間について、Ｕ相電圧Ｖｕは１でＵ相電流Ｉｕは１であり、Ｖ相電圧ＶｖとＷ相電圧Ｖｗは−１なので、（Ｉｖ＋Ｉｗ）が−１であれば（１１）式のモータパワーＰｍを２とすることができる。 （１２０°＋θｈｚ）から（１８０°−θｈｚ）の区間では、Ｗ相電圧Ｖｗは−１でＷ相電流Ｉｗは−１で、Ｕ相電圧ＶｕとＶ相電圧Ｖｖは１なので、（Ｉｕ＋Ｉｖ）が１であれば（１１）式のモータパワーＰｍを２とすることができる。以上で図９の全区間について説明したことになる。

ここで、図９の電流波形において、（１１）式のモータパワーＰｍを２とすることのできる条件について考えてみる。図９の９６の点から１８０°までについて考えると、電流の増減の回転角であるθｈｔ、すなわち、θｓｔ／２の値と、θｈｚの値の基準としている図７の誘起電圧の傾斜部であるθｒｒの回転角の１／２の値である。これらの値の和が３０°より小さければ、各相電流を図９のように制御して、（１１）式のモータパワーＰｍを２とすることができる。
（θｒｒ／２＋θｓｔ／２）≦３０° （１２）
（θｒｒ＋θｓｔ）≦６０° （１３）

（１３）式のθｒｒはモータ誘起電圧の形状に起因する値であり、この値を小さくすることにはモータ設計上の限界がある。θｓｔは電流の可変時間であって、電流の制御性で決まるので、例えば低速回転であれば時間的な余裕があるので、小さな値にすることができ、零に近づけることも可能である。また、Ｕ相電流波形９１は、実際の制御においては、９７の電流波形のように、台形が滑らかに変化したような電流波形となる。従って、（１３）式の評価基準の曖昧さがある。モータの実用的な観点から、図９のような電流波形において、電流波高値の８０％までの値の電流波形の範囲をこの台形形状の上辺と見なすことにする。これは実用的な観点で、２０％のトルク変動を部分的に許容する基準である。部分的変動なので、平均トルクの低下は１０％以下である。

また、前記のように、各相の電流値が正および負の波高値をとる角度幅は、電気角で１２０°＋（電圧変動が大きい区間の幅θｈｚ×２）である。そして、各相の（電圧変動が大きい区間の幅θｈｚ×２）では、その相の電流値を零あるいは弊害が起きない程度の小さな値とし、その他の２相でパワーを出力する。その他の角度領域は二つの相の電流値が零と波高値の間で変化する角度領域であり、その二つの相の電流値の和の絶対値を相電流の波高値とする。従って、これら２つの相の電流値（Ｉｕ＋Ｉｖ）＝１の各値の取り方には自由度があり、図９に示す形状を変形することができる。より変化率が小さく、角部形状が滑らかな台形形状とすることもできる。

次に請求項６の実施例を説明する。図１０に５相で４極のモータの横断面図を示す。コイルエンド部のステータ巻線の配置関係は、煩雑なので、８極の例を図１４に示し後で説明する。を付記している。ステータにはＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の全節巻き巻線を巻回している。Ａ相巻線はＡ１相巻線の１０１と１０６、および、Ａ２相巻線の１０Ｂと１０Ｇであり、電気角の位置では０°と１８０°である。Ｂ相巻線は１０３と１０８、および、１０Ｄと１０Ｊであり、電気角の位置では７２°と２５２°である。Ｃ相巻線は１０５と１０Ａ、および、１０Ｆと１０Ｋであり、電気角の位置では１４４°と３２４°である。Ｄ相巻線は１０７と１０Ｃ、および、１０Ｈと１０２であり、電気角の位置では２１６°と３６°である。Ｅ相巻線は１０９と１０Ｅ、および、１０Ｋと１０４であり、電気角の位置では２８８°と１０８°である。ロータは図１９、図２０に示すロータと同じ構成である。また、図１、図８に示した構成のロータも適用できる。図１９、図２０の構成内容については後に詳しく説明する。

図１１は図１０のモータの各巻線の結線方法、電圧と電流の印加方法、界磁電力をステータからロータへ供給する方法、界磁電流の通電方法を示す図である。図３に示した３相モータの図を５相モータ用に編修しているが、界磁電力をステータ側からロータ側へステータ巻線を利用して供給する考え方は同じで、構成も類似している。巻線１１１は図１０の１０１と１０６のＡ１相巻線でＡ１相電流Ｉａ１を通電し、巻線１１２は図１０の１０Ｂと１０ＧのＡ２相巻線でＡ２相電流Ｉａ２を通電する。巻線１１２と巻線１１Ｃは直列に接続したＢ相巻線で、図１０の１０３、１０８と１０Ｄ、１０Ｊの両巻線であり、Ｂ相電流Ｉｂを通電する。巻線１１３と巻線１１Ｄは直列に接続したＣ相巻線で、図１０の１０５、１０Ａと１０Ｆ、１０Ｌの両巻線であり、Ｃ相電流Ｉｃを通電する。巻線１１４と巻線１１Ｅは直列に接続したＤ相巻線で、図１０の１０７、１０Ｃと１０Ｈ、１０２の両巻線であり、Ｄ相電流Ｉｄを通電する。巻線１１５と巻線１１Ｆは直列に接続したＥ相巻線で、図１０の１０９、１０Ｅと１０Ｋ、１０４の両巻線であり、Ｅ相電流Ｉｅを通電する。３７は直流電源電圧で、１１６、１１７、１１８、１１９、１１Ｈ、１１Ｊ、１１Ｋ、１１Ｌ、１１Ｍ、１１Ｎ、１１Ｐ、１１Ｑの１０個の電力制御素子はＩＧＢＴなどであり、前記の各相巻線へ電圧、電流を供給する。各ＩＧＢＴには逆方向通電用の逆並列ダイオードが取り付けられている。３Ｚはモータの制御を行うモータ制御部で、前記の各ＩＧＢＴの電圧、電流制御を行う。また、界磁電力の供給制御も行う。前記ＩＧＢＴおよび相電流の検出値から界磁電流の検出も行う。

ここで、前記Ａ１相巻線１１１とＡ２相巻線１１Ｂは並列に配置した巻線接続となっていて、Ｂ相巻線１１２、１１ＣとＣ相巻線１１３、１１Ｄ、Ｄ相巻線１１４、１１ＥとＥ相巻線１１５、１１Ｆは直列の巻線接続となっていて、Ａ相巻線はアンバランスである。このアンバランスを解消するために、Ａ１相巻線３１とＡ２相巻線３２の巻き回数を他の相の巻線の２倍の巻き回数とする。そして、Ａ１相電流Ｉａ１、Ａ２相電流Ｉａ２は次式に示すように、１／２の大きさの電流とする。
Ｉａ＝Ｉａ１＋Ｉａ２ （１４）
このようにしてＡ相電流Ｉａの整合を取ることにより、通常の５相星形結線の電圧、電流と同等の関係にし、次式の関係を保つことができる。
Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＋Ｉｄ＋Ｉｅ＝０ （１５）
なお、Ａ１相巻線１１１とＡ２相巻線１１Ｂの巻き回数を他の巻線の２倍の巻き回数とする時、巻線の断面積は逆に１／２とすることができるので、Ａ相の銅線の総量としては同程度である。また、図１１において、Ｂ相巻線１１２、１１ＣとＣ相巻線１１３、１１Ｄ、Ｄ相巻線１１４、１１ＥとＥ相巻線１１５、１１Ｆを各相それぞれ並列巻線とする場合は、前記Ａ１相巻線１１１とＡ２相巻線１１Ｂと同一の配置関係となるので、前記Ａ１相巻線１１１とＡ２相巻線１１Ｂの巻き回数は他相の巻線と同一の巻き回数となり、（１５）式が保たれる。

図１１の紙面で一点鎖線から上側はステータ側を示し、一点鎖線から下側はロータ側を示している。そして、図１１の一点鎖線から下側は、図３の一点鎖線から下側と全く同じである。また、図４に示す磁束成分の電磁気的な結合により、界磁電力の給電と受電を実現し、それらの関係も同じである。次に、図１１のＡ１相巻線１１１とＡ２相巻線１１Ｂを使用した界磁電力の給電と受電巻線３８と３Ａの受電について説明する。Ａ相電流Ｉａ１とＩａ２は独立して通電できるので、１１Ｒの矢印で示す界磁電力成分Ｉｆ２を通電することができる。具体的には、Ａ１相電流Ｉａ１とＡ２相電流Ｉａ２を相対的に界磁電力成分Ｉｆ２を増減すれば良く、（１４）式の関係から次式となる。
Ｉａ１＝Ｉａ／２＋Ｉｆ２ （１６）
Ｉａ２＝Ｉａ／２−Ｉｆ２ （１７）
Ａ１相電流Ｉａ１とＡ２相電流Ｉａ２の合計は、界磁電力成分Ｉｆ２の影響を受けず、次式のようにＡ相電流Ｉａとなる。
Ｉａ１＋Ｉａ２＝Ｉａ／２＋Ｉｆ２＋Ｉａ／２−Ｉｆ２＝Ｉａ （１８）
Ｉａ１−Ｉａ２＝２×Ｉｆ２ （１９）
巻線１１１と巻線１１Ｂとは両巻線共にＡ相のステータ巻線であるが、電気角で０°から３６０°の間に配置する巻線１１１と電気角で３６０°から７２０°の間に配置する巻線１１Ｂとに分け、それぞれの電流を通電できるようにし、電気角で７２０°周期の電流成分を通電できるようにしている。そして、受電巻線３８、３Ａに伝えられた電圧、電流成分および界磁巻線３Ｃ、３Ｄ、３Ｅ、３Ｆへ通電する界磁電流Ｉｆの関係は、図３およびその説明と同じである。ただし、全波整流器３９，３Ｂの出力端子を直列に接続した例を示している。１１１と１１ＢはＡ相巻線であると同時に、界磁電力の給電手段としての給電巻線となっている。

次に、図１１の５相モータの電圧波形、電流波形の例を図１２に示す。３相の場合について、図６、図７、図９に示し、正弦波より矩形波に近づけた方がモータ各部の利用率が向上し、原理的に高効率化が可能であることを示した。同様に、図１１、図１２の５相モータについても矩形波に近い台形波状の電圧、電流として、モータの効率向上、モータの小型化、モータの低コスト化、そして、インバータの小型化と低コスト化を実現するものである。

図３、図９の３相モータの場合は、直流電圧源３７からＵ、Ｖ、Ｗの３相巻線の内、１つの経路分にしか通電できない構成であって、２／３の利用率であって、１／３は利用できない構成である。これに対し、図１１、図１２の構成では、直流電圧源３７からＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの５相巻線の内、２つの経路分に通電できる構成であって、４／５＝０．８となり、利用率の改善ができる。各巻線の誘起電圧を矩形波にはできないこと、相電流の切り換え、可変時間が必要なことから、１／５＝０．２の通電の冗長性があることは妥当である。

図１２の紙面で下側にＡ相の電圧波形Ｖｑａの例を示す。電圧振幅は１．０で示していて、水平軸はモータの円周方向の回転角の電気角である。０°と１８０°の近傍で電圧が急峻に変化する矩形波に近い台形波形状である。電圧が変化する角度幅はθｓｆである。Ｂ相電圧Ｖｑａ、Ｃ相電圧Ｖｑｃ、Ｄ相電圧Ｖｑｄ、Ｅ相電圧Ｖｑｅは、それぞれ電気角で７２°づつ位相の遅れた同一形状の電圧波形であるが、波形が重なるので見難いので、記載していない。図１２の紙面で上側に示すＩｑａはＡ相電流、ＩｑｂはＢ相電流、ＩｑｃはＣ相電流、ＩｑｄはＤ相電流、ＩｑｅはＥ相電流である。モータの出力パワーＰｍは、巻線抵抗に起因する銅損などのモータ内部損失を零ととして理想化すると、次式となる。
Ｐｍ＝Ｖｑａ×Ｉｑａ＋Ｖｑｂ×Ｉｑｂ＋Ｖｑｃ×Ｉｑｃ
＋Ｖｑｄ×Ｉｑｄ＋Ｖｑｅ×Ｉｑｅ （２０）

図１２の回転角の表現方法は、図９の３相の場合と類似の方法で示している。各相の台形状の電流波形が左右対称と仮定する。また、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ相の電流波形は同一形状で、位相が７２°づつ異なる形状に仮定する。
誘起電圧の傾斜部であるθｒｒの幅の領域では、誘起電圧変動が大きいため、この間にトルク電流を通電した時にそのトルク値を期待通りに得ることが難しい。図１２のＡ相電流Ｉｑａは、正の台形波と負の台形波を組み合わせたような電流波形となっている。Ａ相電流Ｉｑａが正の値から負の値に変化する途中で電流値が零あるいは小さな値としていて、その区間の幅はθｈｙ×２である。このθｈｙはＡ相電圧波形Ｖｑａのθｒｒの１／２よりわずかに大きな値とし、誘起電圧変化が大きい区間では電流を零に近い小さな値とし、トルク変動が大きくならないように工夫している。θｓｆは、電流が台形状の上辺の値から零までに変化する回転角である。θｈｆはθｓｆの１／２の値で、図１２に示すように電流値が台形状に１／２だけ変化する回転角であり、その中間点は１２６である。

次に、図１２の電圧特性、電流特性において、モータの出力を大きく出力でき、かつ、モータ出力パワーが一定である条件について説明する。なお、モータ出力が一定であると言うことはトルクリップルが零であることを意味する。図１１において、Ａ相巻線はＡ１相巻線１１１とＡ２相巻線１１Ｂに分かれているが、電力的な考察のため１個のＡ相巻線であると想定すると、５巻線の星形結線である。そして、各相の最大電圧が１．０〔単位電圧〕で、最大電流が１．０〔単位電流〕であるとすると、最大出力は５巻線の２経路分の２．０〔単位電圧×単位電流〕となる。

この条件を図１２の角度幅に置き換え、表現する。まず、電圧が急峻に変化するθｒｒの間はトルクも大きく変化し、安定に制御して期待するトルク値を得ることが難しく、トルク値も小さいので、その間ではその相の電流を零、もしくは、零近傍の値とするものと仮定する。従って、そのθｒｒの間で最大出力である２．０〔単位電圧×単位電流〕を得るためには、他の４相の電圧が１．０〔単位電圧〕もしくは−１．０〔単位電圧〕であり、４相の電流が１．０〔単位電流〕でなければならない。θｓｆの間は、Ｂ相電流Ｉｑｂが１．０で、Ｄ相電流ＩｑｄとＥ相電流Ｉｑｅが−１．０なので、Ａ相電流１ｑａとＣ相電流Ｉｑｃの和（Ｉｑａ＋Ｉｑｃ）が１．０とできる条件を求める。それは、θｈｙとθｈｆの和が７２°／４＝１８°以下とできればよい。
θｒｒ／２＋θｓｆ／２≦１８°
（θｒｒ＋θｓｆ）≦３６° （２１）

（１３）式のθｒｒはモータ誘起電圧の形状に起因する値であり、この値を小さくすることはモータ設計上の限界がある。θｓｆは電流の可変時間であって、電流の制御性で決まるので、例えば低速回転であれば時間的な余裕があるので、小さな値にすることができ、零に近づけることも可能である。また、Ａ相電流波形Ｉｑａは、実際の制御において回転数が上昇すると、台形形状とすることは難しく、台形が滑らかに変化したような電流波形となる。従って、（２１）式の評価基準の曖昧さがある。特に、図１２の５相モータ電流特性は角度条件が図９の３相モータの場合より厳しくなる。
モータの実用的な観点から、図１２の電流波形において、トルクの部分的な変動を２０％と許容範囲を決める。図１２の１６２°近傍では、Ｂ相電流Ｉｑｂが１で、Ｄ相電流ＩｑｄとＥ相電流Ｉｑｅが−１なので、Ａ相電流とＣ相電流の和（Ｉｑａ＋Ｉｑｃ）が０．６の時、（１＋０．６）／２＝０．８となり、８０％のトルクを出力することになる。このことから５相モータでは、電流波高値の６０％までの値の電流波形の範囲をこの台形形状の上辺と見なすことにする。これは実用的な観点で、２０％のトルク変動を部分的に許容する基準である。部分的変動なので、平均トルクの低下は１０％以下である。また、これら２つの相の電流値（Ｉｑａ＋Ｉｑｃ）＝１の各値の取り方には自由度があり、図９に示す形状を変形することができる。より変化率が小さく、角部形状が滑らかな台形形状とすることもできる。

なお、前記界磁電力成分である給電電流Ｉｆ２はの供給方法は、図１１の構成から種々の変形も可能である。同一の相の巻線に限らず、電気角で７２０°周期の成分を作り出せば、図１１の受電巻線３８、３Ａはその電力を受け取ることが可能である。例えば、図５に示したような構成も可能であり、これらの各種変形も本発明に含むものとする。

図１１のモータ構成は、図３の説明で示したように、図２５のブラシとスリップリングの機能をステータ巻線を活用して行い給電するので、その装置のスペース、コスト、寿命、信頼性の点で優れている。また、図３で説明したその特徴は、図１１のモータ構成においても、３相が５相に変わるものの、類似の特徴、効果がある。また、界磁電流をトルク電流に重畳して通電するタイプのモータに比較すると、ステータ巻線の銅損を大幅に低減することが可能である。その理由は、図１１のモータは界磁電力を伝達する電流成分は通電するが、界磁電流成分をステータ巻線に通電しないため、図４で示し説明したような力率の低下がなく、電流振幅が大きくならないため、ステータの銅損を大幅に低減することができる。なお、界磁電力をステータからロータへ伝達するためのステータ電流成分に起因する銅損は小さい。

さらに、図６に示すような正弦波から図１２に示すような矩形波に近い台形波状の電圧、電流とすることにより、５相構成の内、常時４相が最大出力をする構成としているのでモータ各部の利用率４／５＝０．８となり、正弦波電圧、電流の利用率が０．５であることに比較して大幅な改善を実現している。なお、４相、６相などの偶数相の場合は、インバータから流入、流出する出入りの電流数が一致するため、交流電流の反転時には出力が低下し、トルク脈動が発生する問題がある。７相、９相などは、図１２のように、１相が電流切り換えの動作を行えるのでその点では好ましいが、モータおよびインバータの構成が複雑化する問題がある。本発明はこれらを排除するものではないが、長所と短所があり、用途による使い分けが必要である。

次に、図１１に示すインバータの負担について説明する。前記界磁電力成分である給電電Ｉｆ２は、４個のＩＧＢＴの１１６、１１７、１１８、１１９で差動的に交流電圧、交流電流を生成して供給している。（１６）、（１７）式の関係であって、Ｉｆ２は相対的に小さい。また、４個のＩＧＢＴの１１６、１１７、１１８、１１９はＡ相の電圧、電流も生成していて、Ａ相電流Ｉａは（１４）、（１６）、（１７）式の関係である。従って、４個のＩＧＢＴの１１６、１１７、１１８、１１９の電流容量は、Ｂ相駆動のＩＧＢＴの１１Ｈ、１１Ｊの電流容量の約１／２で良く、Ａ相駆動のＩＧＢＴの数が４個に増えるが、コスト的、スペース的な負担が２倍になるわけではない。特に、ある程度出力容量が大きいインバータでは、各ＩＧＢＴを並列接続して使用することも多く、そのような場合には、図１１のインバータ構成は各トランジスタの接続関係を変更するだけで構成できる。その場合にはコスト負担は小さい。インバータのＩＧＢＴの利用率という卯観点では、５相の内の４相分のＩＧＢＴを最大出力するために常時使用することが可能なので、利用率は０．８だといえる。そして、利用率が増加した分、ＩＧＢＴの最大電圧、最大電流を低減できるので、インバータの小型化、低コスト化が可能である。

次に、３相と５相とを比較する。単純比較では、図３等で説明した３相モータの各部の利用率は２／３で、図１１等で説明した５相モータの各部利用率は４／５なので、５相モータの方が利用率が高く、原理的に高効率化、小型化が可能である。インバータについては、最大電圧、最大電流が比較的明確なので、５相モータの方が原理的には有利である。さらに、界磁電流成分をある程度ステータの各電流で通電する場合は各巻線の角度位置分解能が重要になり、その点で５相モータは３６°の角度分解能があり、有利である。また、種々制御要求により、いくつかの電流モードの変更を行う場合、５相は数学的に低次高調波のキャンセル効果が高く、トルクリップルがきわめて小さいという特徴がある。また、後で説明するように、図１３に示す５相の正弦波電流で駆動することもできる。ＩｓａはＡ相電流、ＩｓｂはＢ相電流、ＩｓｃはＣ相電流、ＩｓｄはＤ相電流、ＩｓｅはＥ相電流である。なお、５相モータは電気的な機能の面で優れた面がある反面、巻線の数が増加し複雑になるという問題がある。インバータについても、各インバータの通電容量を加算した総電流容量を低減することは可能であるが、制御素子数が増加して複雑になると言う問題がある。なお、これらの問題に対し、図１５から図１７に５相モータのコイルエンドの簡素化、図２３、図２４に５相モータの巻線の簡素化、図３７、図３９では５相モータの簡素化、図４１では５相用インバータの有効利用の一方法について説明する。

次に、図１４について説明する。５相モータのコイルエンド部の巻線の簡素化とコイルエンド部のロータ軸方向長さの短縮とステータ巻線の生産性の改善を目的としている。５相モータは巻線の数が多いので、コイルエンド部の巻線の交差が複雑になるため、使用されることが少ない。特に，出力が５ＫＷ以上のモータで、実用的な８極の構成で、巻線係数の大きい全節巻きの場合は、コイルエンド部の巻線配置は図１４に示すような形状となり、各巻線が複雑に交差し、製作上の問題が多い。５相モータの前記の特長を生かすためには、この問題を同時に改善する必要がある。

図１４のスロット数は４０でコイルエンド部の巻線数は２０で、ロータは８極である。ロータは各種のロータが可能で、例えば、図１９のロータを配置することができる。Ａ相巻線は２８７、２８Ｃ、２８Ｈ、２８Ｎである。Ｂ相巻線は２８８、２８Ｄ、２８Ｊ、２８Ｐである。Ｃ相巻線は２８９、２８Ｅ、２８Ｋ、２８Ｑである。Ｄ相巻線は２８Ａ、２８Ｆ、２８Ｌ、２８Ｒである。Ｅ相巻線は２８Ｂ、２８Ｇ、２８Ｍ、２８Ｓである。各コイルエンドの巻線は他の４個の巻線と交差している。例えばＵ相巻線２８７は、２８Ｒ、２８Ｓ、２８８、２８９の４個の巻線と交差している。各巻線を巻回が複雑になる問題がある。特に、隣接する２個のスロットの巻線の交差が難しい。具体的には、スロット１４１の巻線とスロット１４２の巻線との交差、スロット１４１の巻線とスロット１４２の巻線との交差、スロット１４３の巻線とスロット１４４の巻線との交差、スロット１４５の巻線とスロット１４６の巻線との交差、スロット１４７の巻線とスロット１４８の巻線との交差などである。

図１５と図１６にコイルエンド部の巻線の交差の問題を軽減する方法を示す。コイルエンド部で隣接する２個のスロットの形状を変形し、巻線の中心を外径側に移動させたスロットと巻線の中心を内径側に移動させたスロットとを作り、隣接する２個の巻線の巻回順を規定することにより、巻線の交差をより容易に改善する方法である。図１５のモータは、図１４と同じで、スロット数は４０で、ロータは８極である。ロータは各種のロータが可能で、例えば、図１９のロータを配置することができる。図１５のＡ相巻線は２９７、２９Ｃ、２９Ｈ、２９Ｎ、Ｂ相巻線は２９８、２９Ｄ、２９Ｊ、２９Ｐ、Ｃ相巻線は２９９、２９Ｅ、２９Ｋ、２９Ｑ、Ｄ相巻線は２９Ａ、２９Ｆ、２９Ｌ、２９Ｒ、Ｅ相巻線は２９Ｂ、２９Ｇ、２９Ｍ、２９Ｓである。

図１５のスロット１５Ａの形状ＫＳＷは、図１４のスロットＳＰ１の形状と異なり、スロットの外径側が広くなりスロット開口部に近い内径側は狭くなっている。隣のスロット１５Ｂの形状ＫＳＮは、逆に、スロットの内径側が広くなり、スロットの内径側が狭くなっている。この形状ＫＳＷとＫＳＮとの目的は、巻線の巻回順に関係し、円周方向に隣接して配置する２個の巻線で先に巻回する巻線のスロット形状を外径側が広い形状ＫＳＷとし、スロットからコイルエンド側へ出る巻線をできるだけ外径側へ誘導して巻回する。
そして、２個の巻線の後から巻回する巻線のスロット形状を内径側を広い形状ＫＳＮとし、スロットからコイルエンド側へ出る巻線を先に巻回した巻線に重なるように巻回するなど、２個の巻線の交差ができるだけ少なくできるように巻回する。この方法により、巻線交差部のロータ軸方向への出っ張りを少なく巻回することができ、また、コイルエンド部の巻線長を短縮することができる。

次に、図１５のステータコアに各巻線を巻回する手順の例を説明する。最初は、ステータコアに巻線を巻回していない状態から始め、Ａ相巻線２９７をスロット１５１と１５６へ巻回する。次にＢ相巻線２９８をスロット１５３と１５８へ巻回する。次にＣ相巻線２９９をスロット１５５と１５Ａへ巻回する。この時、スロット１５５から出た巻線２９９は、スロット１５６に巻回しているＡ相巻線２９６に重ねて巻回し、スロット１５Ａへ巻回する。Ａ相巻線２９６に重ねて巻回する部分に２重線を付記して、巻線の重なりを示している。他の相の巻線についても同様に、巻線の重なり部分に２重線を付記して示している。次にＤ相巻線２９Ａをスロット１５７と１５Ｃへ巻回する。次にＥ相巻線２９Ｂをスロット１５９と１５Ｅへ巻回する。次にＡ相巻線２９Ｃをスロット１５Ｂと１５Ｇへ巻回する。次にＢ相巻線２９Ｄをスロット１５Ｄと１５Ｊへ巻回する。次にＣ相巻線２９Ｅをスロット１５Ｆと１５Ｌへ巻回する。次にＤ相巻線２９Ｆをスロット１５Ｈと１５Ｎへ巻回する。次にＥ相巻線２９Ｇをスロット１５Ｋと１５Ｑへ巻回する。次にＡ相巻線２９Ｈをスロット１５Ｍと１５Ｓへ巻回する。次にＢ相巻線２９Ｊをスロット１５Ｐと１５Ｕへ巻回する。次にＣ相巻線２９Ｋをスロット１５Ｒと１５Ｗへ巻回する。次にＤ相巻線２９Ｌをスロット１５Ｔと１５Ｙへ巻回する。
次にＥ相巻線２９Ｍをスロット１５Ｖと２９１へ巻回する。次にＡ相巻線２９Ｎをスロット１５Ｘと２９３へ巻回する。次にＢ相巻線２９Ｐをスロット１５Ｚと２９５へ巻回する。
次にＣ相巻線２９Ｑをスロット２９２と２９Ｔへ巻回する。次にＤ相巻線２９Ｒをスロット２９４と１５２へ巻回する。次にＥ相巻線２９Ｓをスロット２９６と１５４へ巻回する。

スロット１５Ａと同様の、外径側が広い形状ＫＳＷのスロットは、１５１、１５３、１５６、１５８、１５Ｃ、１５Ｅ、１５Ｇ、１５Ｊ、１５Ｌ、１５Ｎ、１５Ｑ、１５Ｓ、１５Ｕ、１５Ｗ、１５Ｙ、２９１、２９３、２９５である。スロット１５Ｂと同様の、内径側が広い形状ＫＳＮのスロットは、１５２、１５４、１５７、１５９、１５Ｄ、１５Ｆ、１５Ｈ、１５Ｋ、１５Ｍ、１５Ｐ、１５Ｒ、１５Ｔ、１５Ｖ、１５Ｘ、１５Ｚ、２９２、２９４、２９６である。

次に、スロット形状の例について図１６に示し、説明する。図１６の（ａ）は図１４の整然とした歯の断面形状であり、図１６の（ａ）は図１４の歯すなわち図１６の（ａ）の歯に周囲を囲われたスロットの断面形状である。図１６の（ｂ）は、図１６の（ａ）で示す歯を中心線に対して傾けた形状であり、歯の内径側の位置、形状は変えていない。この図１６の（ｂ）の形状によりスロットの形状を変形することができる。この時、スロット形状が広がる部分と狭くなる部分とができて、キャンセル効果があるため、スロットの断面積はほとんど変化しないと考えることができる。なお、歯幅一定の条件では、原理的に、スロット断面積はわずかに減少する。また、ロータに対向する歯の先端形状も変えていないので、ロータに対する電磁気的な影響もわずかである。図１６の（ｃ）は、図１６の（ｂ）とは反対方向に歯を傾けた形状である。

これらの図１６の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の歯の形状を使いわけることにより、図１６の（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）に示すような種々のスロット形状を得ることができる。
図１６の（ｅ）のスロット形状は、左側に（ｂ）の歯を配置し、右側に（ｃ）の歯を配置したスロット形状であり、外径側が広く内径側が狭い形状で、図１５のスロット形状１５Ａなどの形状である。図１６の（ｆ）のスロット形状は、左側に（ｃ）の歯を配置し、右側に（ｂ）の歯を配置したスロット形状であり、外径側が狭く内径側が広い形状で、図１５のスロット形状１５Ｂなどの形状である。図１６の（ｇ）のスロット形状は、左側に（ｃ）の歯を配置し、右側にも（ｃ）の歯を配置したスロット形状であり、図１５のスロット形状１５５と２９Ｔのスロット形状である。ステータコアへの巻き始めと巻き終わりの近傍では、その非対称性から少し特殊なスロット形状となる。

図１５、図１６の構成により、５相モータで８極などと極数の大きいモータにおける複雑な巻線構成を、隣に配置される２個の巻線の立体的な交差形状を改良し巻線の交差を少なくすることにより、巻線の製作性をより容易にし、巻線交差部のロータ軸方向への出っ張りを少なく巻回することができるようにし、また、コイルエンド部の巻線長を短縮することができる。なお、スロット形状は図１６に示した形状だけでなく、同一の趣旨で種々の変形が可能である。また、巻線の巻回順は一義的ではなく、種々の選択が可能であり、それらも本発明に含むものである。

次に、図１７は巻線の配置位置を限定する巻線案内１７１，１７２、１７３、１７４、１７５、１７６などを、図１５の構成に付加した図である。図１５の説明でコイルエンド部の巻線巻回の例について説明したが、巻線の位置は３次元的に自由度があり、期待する位置へ整然と巻線を配置することは難しい。巻線位置を何らかの方法で特定できれば、巻線をより整然と簡素化して巻回することが可能となる。

図１７の巻線案内１７１，１７２、１７３、１７４、１７５、１７６などは、巻線の巻回時に巻線の配置位置をある程度限定する棒状の巻線案内である。例えば、図１７で最初に巻回するＡ相巻線２９７を巻回するとき、巻線案内１７１，１７２、１７３は２９７がスロット１５２、１５３、１５４、１５５の方へはみ出さないように巻線位置を限定することができる。次に巻回するＢ相巻線２９８は、巻線案内１７２、１７３、１７４は２９８がスロット１５３、１５４、１５５、１５６の方へはみ出さないように巻線位置を限定することができる。次に巻回するＣ相巻線２９９は、スロット１５６のＡ相巻線２９７が既に巻回されているので、スロット１５６とその巻線に重ねて巻回する。巻線案内１７４，１７５はＣ相巻線２９９がスロット１５７、１５８、１５９の方へはみ出さないように巻線位置を限定することができる。次に巻回するＤ相巻線２９Ａは、スロット１５８のＢ相巻線２９８が既に巻回されているので、スロット１５８とその巻線に重ねて巻回する。
巻線案内１７５，１７６はＤ相巻線２９Ａがスロット１５９、１５Ａ、１５Ｂの方へはみ出さないように巻線位置を限定することができる。次に巻回するＥ相巻線２９Ｂも、前記のＣ相巻線２９９、Ｄ相巻線２９Ａと同様に、スロット１５ＡのＣ相巻線２９９が既に巻回されているので、スロット１５６とその巻線に重ねて巻回する。以下同様に、図１７はに示す各巻線を紙面で反時計回転方向に、順次、巻回することができる。なお、ステータコアに各巻線を巻回するとき、巻き始めと巻き終わりの部分は、他の大半の部分の巻線とは条件が異なるため、巻線を重ねて巻く上下関係などが少し異なる巻き方となる。

図１７に示したように、巻線案内１７１，１７２、１７３、１７４、１７５、１７６などを設けることにより、各巻線をより整然と簡素化して巻回することが可能となる。図１７の例では簡素な棒状の巻線案内の例について示したが、巻線案内の数を増やす、巻線案内の形状を樹脂などにより精密化した３次元形状の巻線案内とする、複数の巻線案内を一体化することなども可能である。その結果、巻線の製作性をより容易にし、巻線交差部のロータ軸方向への出っ張りを少なく巻回することができるようにし、また、コイルエンド部の巻線長を短縮することができる。

さらには、巻線の巻回順、および、巻線の重なり関係を配慮した巻線案内を使用することにより、巻線の自動巻回機による直巻きも可能となる。少し複雑な巻線配置であるが、集中巻きモータの自動巻回機のように巻線の巻回位置を精密に制御し、ある程度の巻線張力をかけながら、巻線が整列して巻回することができる。また、巻線案内を巻線の端子台として兼用することできる。複数個の巻線案内を樹脂などで集約化したり、一体化する場合には、巻線案内の近傍に巻線の端子台を設けることもできる。

図１２とその説明で、５相モータの矩形波に近い台形波状の電圧と電流でモータを駆動することにより、モータ各部の利用率を向上できることを説明した。しかし、図１２の５相の電流波形は急峻な増減が含まれており、低速回転では周波数も低いので問題ないが、高速回転においてこれらの急峻な変化の電流を正確に通電することは巻線インダクタンスの都合上、インバータの直流電圧源の限界などにより難しい。この高速回転時の問題を解決する方法として、高速回転時には図１３に示す５相正弦波のＡ相電流Ｉｓａ、Ｂ相電流Ｉｓｂ、Ｃ相電流Ｉｓｃ、Ｄ相電流Ｉｓｄ、Ｅ相電流Ｉｓｅを通電する。電流の変化率を大幅に低減できるので、電流制御の電圧負担が大幅に軽減される。モータの出力特性として、特に５相のモータは低次高調波のキャンセル効果が大きいため、５相の台形波電圧のモータへ５相の正弦波電流を通電しても、たいていの用途ではトルクリップルが実用上問題にならない程度の小さな値で駆動することができる。

特に、電気自動車などの主機モータの特性として、モータの最大トルクが必要な回転数は、急坂道の登坂運転であるから、モータの低速回転で効果的に最大トルクを発生できることが求められ、この最大トルク特性でモータの大きさ、モータのコストの概略が決まると言われている。なお、低速回転時の大トルク特性のニーズは、自動車だけでなく、産業機械などにも多い。

なお、図９の３相モータの電流特性についても正弦波化が可能であり、同様なことが言える。また、３相の正弦波界磁電流で円周方向に矩形状の磁束分布、矩形状の誘起電圧を作り出すことは難しい。５相の正弦波界磁電流で円周方向に矩形状の磁束分布、矩形状の誘起電圧を作り出すことは難しい。本発明で示すような、ロータに巻回した界磁巻線の界磁電流により円周方向に矩形状の磁束分布を作り出すことができる。そして、このような界磁磁束を界磁電流で可変可能であれば、界磁磁束制御、定出力制御などが可能である。他の例として、ロータ表面に永久磁石を配置したロータでは、円周方向に矩形状の磁束分布を作り出すことは比較的容易であるが、界磁磁束制御と両立させることは難しい。

次に、図１０と図１２などに示すような５相モータの界磁磁束分布、巻線の矩形に近い誘起電圧特性を得るためには、図１０のロータの界磁巻線に界磁電流を通電すれば良い。しかし、ステータの各相巻線に界磁励磁電流成分を通電して、円周方向に矩形波状の分布を成す界磁磁束の増減をステータの巻線の電流で制御できれば、界磁磁束の応答性改善が可能となり、弱め界磁も可能となり、メリットがある。なお、従来のｄｑ軸制御の考え方のように、ステータ巻線へ複数の相電流のベクトル和として得られる正弦波状の分布の起磁力では矩形に近い誘起電圧特性を得ることは難しい。

図２１に、円周方向に矩形波状の分布を成す界磁磁束を励磁するステータの各相電流を示す。水平軸は回転方向角度を電気角で示している。Ｉｄａ、Ｉｄｂ、Ｉｄｃ、Ｉｄｄ、Ｉｄｅは、Ａ相、Ｂ相Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の界磁励磁電流成分である。１６２°から１９８°の３６°の幅θｍの間では、Ａ相の界磁励磁電流成分Ｉｄａは正の波高値である０．４としている。Ａ相からＥ相までの正と負のベクトルは図２２に示すような関係となる。Ａ相巻線に流入する電流Ｉｄａは、逆方向ベクトルで最も近いＣ相電流Ｉｄｃとｄ相電流Ｉｄｄとして流れ出る。従って、（Ｉｄｃ＋Ｉｄｄ）＝−０．４である。また、図１１の電流（Ｉａ１＋Ｉａ２）が流入してＵ１相巻線１１１、Ｕ２相巻線１１Ｂに流入し、Ｃ相巻線１１３、１１ＤとＤ相巻線１１Ｅ、１１４を通って流れ出ることに相当する。この図２１のＡ相界磁電流成分Ｉｄａは、図１２に示すトルク電流成分Ｉｑａが９０°を中心とした電流であるのに対して、１８０°を中心とした電流でありトルク電流成分Ｉｑａより電気角で９０°の位相遅れの関係となっている。

図２１の１２６°から１６２°の幅θｎの間は、Ｃ相の界磁励磁電流成分Ｉｄｃが負の波高値である−０．４としている。この間では、同様に、（Ｉｄｅ＋Ｉｄａ）＝０．４である。図２１の１９８°から２３０°の幅θｐの間は、Ｄ相の界磁励磁電流成分Ｉｄｄが負の波高値である−０．４としている。この間ではＡ相電流ＩｄａとＢ相電流Ｉｄｂは、同様に、次式となる。
（Ｉｄａ＋Ｉｄｂ）＝０．４ （２２）
また、この間では、Ａ相電流ＩｄａとＢ相電流Ｉｄｂが直線的に変化しているが、（２２）式を満たせば良く、種々の値をとっても良い。例えばこの間でＩｄａとＩｄｂが０．２の一定値であっても良い。また、（２２）式は代表的な例であり、（１５）式のように、５相星形結線の全電流の和が零となるように、本発明の趣旨に沿って多少変形することもできる。その他の角度範囲においても同様の関係の界磁電流成分となっている。

図２１に示すような５相の界磁電流成分を通電することにより、図１９のようなロータの各磁極を励磁して界磁磁束を増加あるいは減少させることができる。しかも、これらの界磁電流成分によりロータ磁極のほぼ全域に均一な起磁力を印加できるので、ロータ磁極の各位置に均一な界磁磁束を分布させることができる。その結果、円周方向に矩形波状の分布を成す界磁磁束を作ることができ、巻線の矩形に近い誘起電圧特性を得ることができる。そして、この５相の界磁電流成分はインバータで駆動するので、急激に増加あるいは減少させることもできる。なお、図１９の永久磁石による界磁磁束の生成効果は一定であり可変はできない。また、界磁巻線８７、８Ａ、８Ｃ、８Ｄ、８Ｆ、８Ｋ、８Ｈ、８９に通電する界磁電流による界磁磁束の生成は、磁束を比較的高速に増加できる。しかし、界磁磁束を減少させる場合は、ダイオードと界磁巻線で磁気エネルギーが保持されるので、界磁巻線の抵抗で磁気エネルギーが消費するのを待つしかなく、応答速度が遅い問題がある。

次に、請求項７の実施例について説明する。図２３に本発明の５相モータの横断面図を示す。８極のモータで、コイルエンド部のステータ巻線の配置関係を付記している。破線で示すスロット形状の場所へは巻線を配置せず、取り除いている。図１４に示した５相、８極のモータは、巻線の数が多く、各相の巻線が複雑に交差するため複雑になり、ステータの巻線の製作性が悪いという問題があった。図２３に示す構成は、この問題を軽減するため、特定の関係で規則的に半数の巻線を取り除き、巻線の交差関係を大幅に単純化している。図２３に示す本発明モータは、５相、８極、２０スロットで、全節巻き巻線を１０個配置したモータである。

図２３で記載している巻線３１１、３１２、３１３、３１４、３１５、３１６、３１７、３１８、３１９、３１Ａの位置関係は、図１４の巻線の位置関係と同じである。巻線を巻回する手順の例について説明する。最初に、３１１はＡ相巻線で、スロット２３１から２３６へ巻回する。３１２はＥ相巻線で、スロット２３９から２３Ｅへ巻回する。３１３はＤ相巻線で、スロット２３Ｈから２３Ｎへ巻回する。３１４はＣ相巻線で、スロット２３Ｒから２３Ｗへ巻回する。３１５はＢ相巻線で、スロット２３Ｚから２３Ｈへ巻回する。これらの巻線３１１、３１２、３１３、３１４、３１５は他の巻線と交差、干渉することがないので、容易に巻回することができる。

次に、３１６はＣ相巻線で、スロット２３５から２３Ａへ巻回している。この時、スロット２３６と２３９には既に巻線が巻回されているが、後にその周辺でその他の巻線を巻回することはないので、これらの巻線にかぶせるように重ねて巻回することもできる。同様に、巻線３１７、３１８、３１９、３１９、３１Ａを巻回する。これら１０個の巻線は、交差する巻線が少なく、図１４の５相全節巻きステータの巻線に比較して容易に巻回することができる。また、図１に示す３相全節巻きステータの巻線に比較しても、巻線交差の関係が単純なので、容易に巻回することができる。

次に図２３に示すスロット形状の修正について説明する。破線で示すスロット形状２３３、２３４、２３７、２３８、２３Ｂ、２３Ｃ、２３Ｆ、２３Ｇ、２３Ｋ、２３Ｌ、２３Ｐ、２３Ｑ、２３Ｔ、２３Ｕ、２３Ｘ、２３Ｙ、３１Ｅ、３１Ｆ、３１Ｊ、３１Ｋは必要がなく、軟鉄部とすることもができる。しかし、当然のことながら、できるだけ巻線を巻回するスペースを広くしたいので、破線で示したスロット形状の断面積分だけ、巻線を巻回するスロットの断面積を広くすることができる。具体的には、２３Ａに示すスロット断面積を太線３１Ｂで示す場所まで拡大することができる。同様に、２３Ｄに示すスロット断面積を太線３１Ｃで示す場所まで拡大することができる。２倍近くの断面積に拡大できたことになる。他の各スロットについても同様に拡大することができる。各スロットの断面積の拡大により、スロット配置は円周上にほぼ均一に配置した構成とすることができる。

これらの結果、図１４に示す５相、８極、４０スロットの全節巻きモータの全スロット内の巻線量と同等の巻線を図２３の各スロットに巻回できることになる。さらには、図１４の巻線に比較して簡素な巻線構成であり、巻線の巻回が容易なので、図２３のスロット内の巻線占積率を向上でき、スロット内絶縁物の総量の減少も期待できる。なお、スロット２３Ａと２３Ｄとの間の歯の形状は、ロータとステータの間の磁束の通過が無理なくできるような形状、幅とする必要がある。

図２３の巻線構成は、電気角７２０°の５相、４極、１０スロットで全節巻き巻線を配置したモータ構成を円周上に２組配置した構成であって、５相、８極、２０スロットで、全節巻き巻線を配置したモータである。電気角７２０°の構成をモータの中心に対して点対称に配置しているので、Ａ相巻線３１１と３１８を図１１のＡ相巻線１１１と１１Ｂに置き換えて、界磁電力をステータ側からロータ側へ供給することができる。この時、ロータの受電巻線３１Ｌと３１Ｍの巻線ピッチは電気角で７２０°とする必要がある。受電巻線３１Ｎと３１Ｐも同様にの巻線ピッチは電気角で７２０°とする必要がある。なお、ロータの界磁巻線は、各ロータ磁極ごとに１８０°ピッチで巻回し、他に図示した界磁巻線と同じである。また、ロータの内部構成は、図１９と図２０示したような空隙部２０１、磁石２０１、２０２、２０３、２０４を８極の構成として配置した８極ロータとすることができ、モータの性能を向上することができる。

また、図２３の各スロットの開口部の円周方向位置は、各巻線の電流のベクトルを決めているので、円周方向に２個おきに不均一な配置となるが、電気角で０°、７２°、１４４°、２１６°、２８８°の位置は変えない。また、図２３では円周方向に電気角で、０°、７２°、２８８°、０°、２１６°、２８８°、１４４°、２１６°、７２°、１４４°の円周位置にスロット開口部が配置され、それらが２組配置された例である。なお、破線で示すスロット開口部の位置に、あるいはその近傍に、スロット開口部に似せた小さなへこみを作って、疑似のスロット開口部を設けることにより、スロット開口部に起因する磁気抵抗の脈動を軽減し、トルクリップルを減少することもできる。

なお、図２３に示した５相モータの構成は、電気角７２０°の構成で、５相、４極、１０スロット、５個の全節巻き巻線のモータとしても構成することができる。また、図２３に示した５相モータの構成に巻線を５個追加し、５相、８極、３０スロットで、全節巻き巻線を１５個配置したモータとして構成することもできる。破線で示す２３３と２３８へＢ相巻線、２３Ｂと２３ＧへＡ相巻線、２３Ｋと２３ＱへＥ相巻線、２３Ｔと２３ＹへＤ相巻線、３１Ｅと３１ＫへＣ相巻線を追加する。５相モータとしてのトルクのバランスは取れる。また、図１５、図１６に示した巻線の交差の容易化手法を適用することもできる。また、図１７に示したような巻線案内を使用して巻線の巻回を容易化することもできる。

次に、図２４に本発明の他の５相モータの横断面図を示す。１２極のモータで、コイルエンド部のステータ巻線の配置関係を付記している。破線で示すスロット形状の場所へは巻線を配置せず、取り除いている。図１４に示した５相、８極のモータは、巻線の数が多く、各相の巻線が複雑に交差するため複雑になり、ステータの巻線の製作性が悪いという問題があった。図２４に示す構成は、この問題を軽減するため、特定の関係で規則的に１／３の巻線を取り除き、巻線の交差関係を大幅に単純化している。図２４に示す本発明モータは、５相、１２極、４０スロットで、全節巻き巻線を２０個配置したモータである。

図２４の巻線を巻回する手順の例について説明する。最初に、３２１はＡ相巻線で、スロット２４１から２４６へ巻回する。Ａ相巻線のスロットは、２４１、２４６、２４Ｂ、２４Ｃ、２４Ｄ、２４Ｅ、２４Ｆ、２４Ｇ、２４Ｈ、２４Ｊ、２４Ｋである。次に同様に、Ｄ相巻線３２２、Ｂ相巻線３２３、Ｅ相巻線３２４、Ｃ相巻線３２５、Ａ相巻線３２６、Ｄ相巻線３２７、Ｂ相巻線３２８Ｅ相巻線３２９、Ｃ相巻線３２Ａと巻回する。これらの巻線は他の巻線と交差、干渉することがないので、容易に巻回することができる。次に、巻回順が逆になった巻線で、−Ｅ相巻線３２Ｂ、−Ｃ相巻線３２Ｃ、−Ａ相巻線３２Ｄ、−Ｄ相巻線３２Ｅ、−Ｂ相巻線３２Ｆ、−Ｅ相巻線３２Ｇ、−Ｃ相巻線３２Ｈ、−Ａ相巻線３２Ｊ、−Ｄ相巻線３２Ｋ、−Ｂ相巻線３２Ｌと巻回する。

これら２０個の巻線は、交差する巻線が少なく、図１４の５相全節巻きステータの巻線に比較して容易に巻回することができる。また、図１に示す３相全節巻きステータの巻線に比較しても、巻線交差の関係が単純なので、容易に巻回することができる。

次に図２４に示すスロット形状の修正について説明する。破線で示すスロット形状２４２、２４５、２４８、２４Ｂなどは
は必要がなく、軟鉄部とすることもができる。しかし、当然のことながら、できるだけ巻線を巻回するスペースを広くしたいので、破線で示したスロット形状の断面積分だけ、巻線を巻回するスロットの断面積を広くすることができる。具体的には、２４Ｐに示すスロット断面積を太線２４Ｑで示す場所まで拡大することができる。同様に、２４Ｓに示すスロット断面積を太線２４Ｒで示す場所まで拡大することができる。３／２倍近くの断面積に拡大できたことになる。他の各スロットについても同様に拡大することができる。各スロットの断面積の拡大により、スロット配置は円周上にほぼ均一に配置した構成とすることができる。

これらの結果、破線で示したスロット断面形状も含めた全スロットへ巻線を巻回した基本構造の５相モータのスロット内巻線量に比較して、同等の巻線を図２４の各スロットに巻回できることになる。さらには、図１４の巻線に比較して簡素な巻線構成であり、巻線の巻回が容易なので、図２４のスロット内の巻線占積率を向上でき、スロット内絶縁物の総量の減少も期待できる。なお、スロット２４Ｐと２４Ｓとの間の歯の形状は、ロータとステータの間の磁束の通過が無理なくできるような形状、幅とする必要がある。

図２４の巻線構成は、電気角３６０°×３＝１０８０°の５相、６極、２０スロットで１０個の全節巻き巻線を配置したモータ構成を円周上に２組配置した構成であって、５相、１２極、４０スロットで、全節巻き巻線を２０個配置したモータである。電気角１０８０°の構成をモータの中心に対して点対称に配置しているので、Ａ相巻線３２１と３２６を図１１のＡ相巻線１１１と１１Ｂに置き換えて、界磁電力をステータ側からロータ側へ供給することができる。この時、ロータの受電巻線２４Ｔと２４Ｕの巻線ピッチは電気角で１０８０°とする必要がある。受電巻線２４Ｖと２４Ｗも同様にの巻線ピッチは電気角で１０８０°とする必要がある。なお、ロータの界磁巻線は、各ロータ磁極ごとに１８０°ピッチで巻回し、他に図示した界磁巻線と同じである。また、ロータの内部構成は、図１９と図２０示したような空隙部２０１、２０２、２０３、２０４、磁石１９１、１９２、１９３、１９４を８極の構成として配置した１２極ロータとすることができ、モータの性能を向上することができる。

また、図２４の各スロットの開口部の円周方向位置は、各巻線の電流のベクトルを決めているので、円周方向に２個おきに不均一な配置となるが、電気角で０°、７２°、１４４°、２１６°、２８８°の位置は変えない。なお、破線で示すスロット開口部の位置に、あるいはその近傍に、スロット開口部に似せた小さなへこみを作って、疑似のスロット開口部を設けることにより、スロット開口部に起因する磁気抵抗の脈動を軽減し、トルクリップルを減少することもできる。

なお、図２４に示した５相モータの構成は、電気角１０８０°の構成で、５相、６極、２０スロット、１０個の全節巻き巻線のモータとしても構成することができる。また、図２４に示した５相モータの構成のうち、５個の巻線を削除した、５相、１２極、３０スロットで、全節巻き巻線を１５個配置したモータとして構成することもできる。例えば、巻線２４Ｂ、３２Ｄ、３２Ｆ、３２Ｇ、３２Ｋを削除した構成である。５相モータとしてのトルクのバランスは取れる。また、図１５、図１６に示した巻線の交差の容易化手法を適用することもできる。また、図１７に示したような巻線案内を使用して巻線の巻回を容易化することもできる。

次に、前記実施例１に示した図１、図３，図４のモータの巻線配置と相互接続をさらに明確に示すため、図２８に巻線の配置結線図を示す。図２８はステータの内周面をロータ側から見て、直線展開した図である。図２８の水平方向は円周方向の回転角を電気角で示しており、４極のモータなので全周で７２０°である。太線はステータの各歯を示しており、全周で１２個の歯を配置している。これらの歯と歯の間が巻線を挿入するスロットで、１から１２までのスロット番号を付記している。ステータの全ての巻線を重ねて記載すると複雑になり見難いので、図２８の紙面の上下２段に同じステータの歯を２組記載し、上段にＵ１相巻線とＵ２相巻線を示し、下段にＶ相巻線とＷ相巻線を記載している。実際には、上段の巻線と下段の巻線とが重なっている。また、６８６，６８７，６８８，６８９，６８Ａ，６８Ｂの略６角形で示した巻線は、いわゆる亀甲型コイルである。この亀甲型コイルは１本の線で略６角形形状を表しているが、例えば、５０ターンなどの複数の巻線を巻回したコイルであり、そのコイルの入り口と出口を示している。

図２８の６８１はＵ１相の巻線端子であり、亀甲型コイル６８６は図１の巻線１１と１４である。亀甲型コイル６８６の他端は、このステータの星形結線の中性点である６８５へ接続している。同様に、６８２はＵ２相の巻線端子であり、亀甲型コイル６８７は図１の巻線１７と１Ａである。亀甲型コイル６８７の他端は、このステータの星形結線の中性点である６８５へ接続している。巻線端子６８１へＵ１相電流Ｉｕ１を通電し、巻線端子６８２へＵ２相電流Ｉｕ２を通電し、前記（６）式の関係となっている。

図２８の６８３はＶ相の巻線端子であり、亀甲型コイル６８８は図１の巻線１３と１６で、亀甲型コイル６８Ａは図１の巻線１９と１Ｃである。亀甲型コイル６８Ａの他端は、このステータの星形結線の中性点である６８５へ接続している。図２８の６８４はＷ相の巻線端子であり、亀甲型コイル６８９は図１の巻線１５と１８で、亀甲型コイル６８Ｂは図１の巻線１Ｂと１２である。亀甲型コイル６８Ｂの他端は、このステータの星形結線の中性点である６８５へ接続している。なお、破線で示す６８Ｅはその左端の歯をイメージして示し、破線で示す６８Ｆはその右端の歯をイメージして示し、破線で示す亀甲型コイル６８Ｃは亀甲型コイル６８Ｂと同一のものである。

次に、請求項１の他の実施例について説明する。図２９の断面図に、３相、４極、全節巻き、集中巻き、一つのスロットに挿入するコイルの数が２の構成のモータを示す。先に説明した、請求項１の実施例である図１のモータの変形とも言え、マクロ的には等価である。図１の構成とは、ステータコアは同じで、巻線の構成と配置が異なる。Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗだけを両モータに通電する時、図１のモータの各スロットに流れる電流と図２９のモータの該当するスロットに流れる総電流とは全く同じ値である。図２９のロータ１Ｅは図１と同じ構成である。

６９０はステータコアで、Ｕ１相巻線は６９Ｄから６９Ｇへ巻回する巻線と６９Ｎから６９Ｍへ巻回する巻線である。Ｕ２相巻線は６９Ｊから６９Ｈへ巻回する巻線と６９Ｋから６９Ｌへ巻回する巻線である。Ｖ相巻線は６９Ｆから６９Ｘへ巻回する巻線と６９Ｚから６９Ｙへ巻回する巻線と５０１から５０２へ巻回する巻線と６９Ｅから５０３へ巻回する巻線である。Ｗ相巻線は６９Ｒから６９Ｓへ巻回する巻線と６９Ｕから６９Ｔへ巻回する巻線と６９Ｖから６９Ｗへ巻回する巻線と６９Ｑから６９Ｐへ巻回する巻線である。
図１の巻線の数に比較して図２９の巻線の数は２倍となっているが、巻線の総量は同じである。

図３０に図２９の巻線の配置結線図を示し説明する。なお、図３０の配置結線図は、亀甲型コイル、歯、スロット、上下２段に分けた巻線配置説明など、図２８と同様の表現方法としている。なお、図２８，図３０、図３３、図３５、図３６などの巻線の配置結線図では、亀甲型コイルの巻線を配置するスロット番号とその位置を示し、また、亀甲型コイル間の接続関係も示している。図３０の７０１はＵ１相の巻線端子であり、亀甲型コイル７０６は図２９の巻線６９Ｄと６９Ｇであり、亀甲型コイル７０９は図２９の巻線６９Ｎと６９Ｍである。亀甲型コイル７０９の他端は、このステータの星形結線の中性点である７０５へ接続している。同様に、７０２はＵ２相の巻線端子であり、亀甲型コイル７０７は巻線６９Ｊと６９Ｈであり、亀甲型コイル７０８は巻線６９Ｋと６９Ｌである。亀甲型コイル７０８の他端は、前記中性点７０５へ接続している。巻線端子７０１へＵ１相電流Ｉｕ１を通電し、巻線端子７０２へＵ２相電流Ｉｕ２を通電し、前記（６）式の関係となっている。

７０３はＶ相の巻線端子であり、亀甲型コイル７０Ａは巻線６９Ｆと６９Ｘであり、亀甲型コイル７０Ｂは巻線６９Ｚと６９Ｙであり、亀甲型コイル７０Ｃは巻線５０１と５０２であり、亀甲型コイル７０Ｄは巻線６９Ｅと５０３である。亀甲型コイル７０Ｄの他端は、前記中性点７０５へ接続している。巻線端子７０３へＶ相電流Ｉｖを通電し、３相電流の一つの相として作用し、前記（６）式の関係となっている。

７０４はＷ相の巻線端子であり、亀甲型コイル７０Ｅは巻線６９Ｒと６９Ｓであり、亀甲型コイル７０Ｆは巻線６９Ｕと６９Ｔであり、亀甲型コイル７０Ｇは巻線６９Ｖと６９Ｗである。亀甲型コイル７０Ｇは機構型コイル７０Ｈへ接続していて、亀甲型コイル７０Ｈは巻線６９Ｑと６９Ｐである。亀甲型コイル７０Ｈの他端は、前記中性点７０５へ接続している。巻線端子７０４へＷ相電流Ｉｗを通電し、３相電流の一つの相として作用し、前記（６）式の関係となっている。

次に、図２９，図３０で示したモータの電磁気的な作用について説明する。なお、図２９の巻線６９Ｄを挿入しているスロットをスロット１とし、反時計回りの順にスロット１からスロット１２と命名し、そのスロット番号を該当するスロットの近傍に付記する。
Ｕ１相とＵ２相の具体的な通電例について、各亀甲型コイルの巻き回数は１ターンであると簡素化のために仮定して説明する。今、図３０のＵ１相端子７０１とＵ２相端子７０２へＵ相電流成分を５Ａづつ通電する。ただしここでは、Ｕ相電流成分について考察することを目的としているので、Ｖ相電流、Ｗ相電流については無視することにする。図３０の亀甲型コイル７０６はスロット１とスロット４に挿入していて、亀甲型コイル７０９はスロット１とスロット１０に挿入していて、Ｕ１相電流Ｉｕ１＝５Ａを通電している。
Ｕ２相電流はＩｕ２＝５Ａで、亀甲型コイル７０７はスロット４とスロット７に挿入していて、亀甲型コイル７０８はスロット７とスロット１０に挿入している。スロット１に通電する合計電流は、図３０の紙面の上方から下方へ１０Ａが通電され、スロット４に通電する合計電流は、図３０の紙面の下方から上方へ１０Ａが通電され、スロット７に通電する合計電流は、図３０の紙面の上方から下方へ１０Ａが通電され、スロット１０に通電する合計電流は、図３０の紙面の下方から上方へ１０Ａが通電される。その結果、スロット１からスロット４の間では図３０の紙面で裏側から表側の方向へ起磁力が作用し、スロット４からスロット７の間では図３０の紙面で表側から裏側の方向へ起磁力が作用し、スロット７からスロット１０の間では図３０の紙面で裏側から表側の方向へ起磁力が作用し、スロット１０からスロット１の間では図３０の紙面で表側から裏側の方向へ起磁力が作用する。これらの起磁力は、Ｕ１相とＵ２相が通常の３相電流の内のＵ相電流として正しく作用している状態である。

次に、図３０のＵ１相端子７０１とＵ２相端子７０２へＵ相電流成分ではなく、界磁電力を供給するための界磁電力成分である給電電流Ｉｆ２を通電するため、Ｕ１相端子７０１へＵ１相電流Ｉｕ１＝２Ａ、Ｕ２相端子７０２へＵ２相電流Ｉｕ２＝−２Ａを通電する状態を仮定する。この時、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に流れる電流は零とする。スロット１に通電する合計電流は、図３０の紙面の上方から下方へ４Ａが通電され、スロット４に通電する合計電流は、Ｕ１相電流Ｉｕ１とＵ２相電流Ｉｕ２とが相殺し、０Ａとなり、スロット７に通電する合計電流は、図３０の紙面の下方から上方へ４Ａが通電され、スロット１０に通電する合計電流は、Ｕ１相電流Ｉｕ１とＵ２相電流Ｉｕ２とが相殺し、０Ａとなる。これらの結果、スロット１とスロット７へ逆向きの電流４Ａが通電され、図３０のスロット１からその右側のスロット７の間では紙面で裏側から表側の方向へ起磁力が作用し、スロット７からその右側の端に位置するスロット１の間では図３０の紙面で表側から裏側の方向へ起磁力が作用する。これらの起磁力の円周方向幅は電気角で３６０°であり、起磁力の円周方向周期は７２０°である。また、これらの起磁力は、円周方向の巻線ピッチが３６０°で巻線周期が７２０°の励磁巻線で励磁することと等価である。

後に図３５の説明で受電巻線と界磁巻線について、それらの巻線の配置結線図を示し詳しく説明するが、受電巻線の巻線ピッチを３６０°とすれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電流の巻線周期は３６０°であり、３相電流に関する円周方向３６０°の間の起磁力合計は零なので、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの起磁力が受電巻線へ電磁気的に作用することは原理的にない。そして、受電巻線は界磁電力成分である前記給電電流Ｉｆ２の電磁気的な作用を受け、界磁巻線に界磁電流を通電するための電力をステータ側からロータ側へ電磁誘導作用により供給する。なお前記例では、Ｕ１相電流Ｉｕ１＝２Ａと一定値の瞬間について考察したが、前記給電電流Ｉｆ２は交流であり、ステータとロータ間を非接触で電磁誘導作用により界磁電力を供給することができる。

次に、請求項１の他の実施例について説明する。図３４は、図１のモータ構成と図２９のモータ構成を複合したモータ構成の例である。図３４のスロット１、スロット４、スロット７、スロット１０に巻回するＵ１相巻線およびＵ２相巻線は図２９の構成と同じで、その他のスロットに巻回するＶ相巻線およびＷ相巻線は図１の構成と同じになっている。図３４のモータの狙いは、界磁電力の供給の効率は図２９の構成の方がやや優れていて、巻線の簡素化の点では図１のモータの方が優れているので、優れた点を活用することである。このように、本発明のモータは、分布巻き化、短節巻き化など種々形態に応用、変形することができる。

次に、請求項１の他の実施例について説明する。図３５は、３相、４極、短節巻き、集中巻きの本発明モータの例である。図１、図２９などのモータのスロットが１２個で合ったのに対し、図３５のモータのスロットの数は６個と少なく、集中巻きの巻線は生産性に優れているので、小型化、低コスト化できる特徴がある。３４２はＵ１相巻線で、３４４はＵ２相巻線である。３４Ｃと３４ＡはＶ相巻線である。３４６と３４８はＷ相巻線である。図３５のモータの通電方法は図３に示した方法が適用でき、図３１に示す方法によりロータの界磁巻線に界磁電力を供給することができる。ロータ１Ｅは図１などの他のモータと同様である。

３相の集中巻きモータは、巻線の製作性に優れていて、巻線のコイルエンド長を短くできること、巻線占積率を高くできること、巻線の自動巻化／高速化できることなどで優位性がある。そのため、モータの高性能化、小型化、低コスト化を実現でき、広く使われている。しかし、３相電流による界磁弱め制御の性能が低いため、界磁弱め特性をそれほど必要としない用途で使用されることが多い。従って、本発明の界磁電流制御を行うことにより界磁制御性能を大幅に向上し、今まで使用できなかった領域での活用を期待できる。

次に、ロータの受電巻線と界磁巻線の配置結線図を図３３に示し説明する。このロータは、図１、図３、図１８、図２９、図３４、図３５などに示したロータの受電巻線と界磁巻線である。図３３はロータ表面の円周方向形状を直線状に展開した展開図である。図３３の水平軸はロータの円周方向の電気角であり、４極のロータなので０°から７２０°までを示している。図３３の（ａ）に示す３３７と３３ＢはロータのＮ極磁極で、３３９と３３ＤはＳ極磁極である。亀甲型コイル３３Ｆは巻線ピッチが電気角で３６０°の受電巻線ＪＤ１であり、図１のコイルエンド２７に相当し、図３の受電巻線３８に相当する。一方、ステータ側のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線の電流で励磁される電気角で３６０°周期の起磁力は、電気角で３６０°の間の起磁力の総和は原理的に零である。従って、この受電巻線ＪＤ１の出力端子３３３と３３４には、ステータ側のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線の（７）式の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗで励磁される３６０°周期の起磁力の影響を原理的に受けない。亀甲型コイル３３Ｇも巻線ピッチが電気角で３６０°の受電巻線ＪＤ２であり、図１のコイルエンド２８に相当し、図３の受電巻線３Ａに相当する。この受電巻線ＪＤ２は亀甲型コイル３３Ｆの受電巻線ＪＤ１に対して電気角で１８０°の円周方向位相差となるように配置している。受電巻線ＪＤ２の出力端子は３３５、３３６である。

受電巻線の巻線ピッチが電気角で３６０°であれば、ステータの３相電流の影響を受けないことについて説明したが、受電巻線の巻線ピッチが電気角で３６０°の２倍、３倍などの整数倍であってもステータの３相電流の影響を受けない。この場合でも、ステータ側の給電電流によりロータ側の受電巻線へ界磁電力を供給することができる。また、受電巻線の巻線ピッチが電気角で３６０°前後の値であれば同様の効果を得ることができる。これらも本発明に含むものである。

次に、受電巻線ＪＤ１、ＪＤ２に誘起する電圧について説明する。図３２は後に詳しく説明するタイムチャートであり、これらの波形を使用して説明する。今、図３０の端子７０１から端子７０２へ給電電流成分Ｉｆ２が流れていて、その電流波形が図３２の（ｅ）であったとする。そして、図３０の巻線の配置結線図に示すスロット１とスロット７が、図３３のロータの亀甲型コイル３３Ｆと対向する位置にロータ回転位置があった場合、亀甲型コイル３３Ｆの出力端子３３３と３３４へは図３２の（ｆ）に示すＶｒｃ１の電圧が発生する。その時、受電巻線ＪＤ２は給電電流Ｉｆ２が生成する電気角で７２０°周期の磁束の位相とは電気角で１８０°位相差が発生するロータ回転位置にあるので、３３５と３３６の受電巻線ＪＤ２の出力端子には図３２の（ｇ）のＶｒｃ２のように電圧が発生しない。

このロータ回転位置からロータを回転させると、回転位置に同期して前記Ｖｒｃ１の振幅が減少し、前記Ｖｒｃ２の振幅が増加する。ロータ回転位置が電気角で１８０°回転した位置では、前記Ｖｒｃ１の電圧が零となり、零であった前記Ｖｒｃ２の電圧が図３２の（ｆ）のように最大値となる。このようにロータ回転位置により、受電巻線ＪＤ１と受電巻線ＪＤ２のどちらかへ給電電流Ｉｆ２による電圧が発生する。

前記Ｖｒｃ１の電圧は図３の全波整流器３９により直流電圧に整流され、前記Ｖｒｃ２の電圧は図３の全波整流器３Ｂにより直流電圧に整流され、全波整流器３９の出力と全波整流器３Ｂの出力の合計が界磁巻線３Ｃ、３Ｄ、３Ｅ、３Ｆに印加され、界磁電流Ｉｆが通電する。界磁電流Ｉｆの波形は、図３２の（ｉ）に示す界磁電流Ｉｆの推定値Ｉｆｓのような平滑された波形である。前記全波整流器と前記界磁巻線で構成する界磁回路の時定数は、例えば１００ｍｓｅｃというような大きな時定数であり、前記全波整流器の出力が５００Ｈｚの２倍の周波数の脈動電圧成分を持っていても、それは十分に平滑される。これらの界磁巻線３Ｃ、３Ｄ、３Ｅ、３Ｆは、図３３の亀甲型コイル３３８、３３Ａ、３３Ｃ、３３Ｅに相当する。界磁電流Ｉｆは図３３の端子３３１と３３２から通電する。

図３３の（ｂ）は、図３３の（ａ）の変形例であり、亀甲型コイル３３Ｍと３３Ｎとを直列に接続して前記亀甲型コイル３３Ｆと等価な磁束鎖交を行う受電巻線を実現している。なお、図３３の（ａ）の亀甲型コイル３３Ｇと３３Ｊに相当する図３３の（ｂ）の受電巻線は配置結線図が複雑で見難くなるので省略している。図３３の（ｂ）の構成の特徴は亀甲型コイルをロータ磁極のピッチで製作できるので、ロータ巻線の製作性が良い点である。図３３の（ｂ）のように、等価的に巻線ピッチが３６０°の整数倍となるような受電巻線の構成も本発明に含むものである。なお、図３３の（ｂ）の方は重複する巻線部分があるので不利なようだが、受電巻線の巻き回数は界磁巻線の巻き回数に比較して格段に少ないので、受電巻線の巻線スペースの問題は少なく、トータルでどちら良いかを評価すれば良い。

次に、請求項８の実施例について説明する。図３にＵ１相巻線３１、Ｕ２相巻線３２を示したが、両巻線は界磁電力をステータ側からロータ側へ供給する給電巻線をも兼ねている。図３の矢印３Ｇに示す交流電圧、交流電流Ｉｆ２を供給すると、ロータ側の界磁巻線３Ｃ、３Ｄ、３Ｅ、３Ｆへ界磁電流Ｉｆが通電されることを示した。そして、Ｕ１相電流Ｉｕ１とＵ２相電流Ｉｕ２と図３の３Ｇである給電電流Ｉｆ２の関係は（８）式、（９）式より次の（２３）式となる。
Ｉｆ２＝（Ｉｕ１−Ｉｕ２）／２ （２３）
Ｕ１相電流Ｉｕ１は図３のＩＧＢＴであるＴ１とＴ２で駆動して通電し、Ｕ２相電流Ｉｕ２は図３のＩＧＢＴであるＴ３とＴ４で駆動して通電する。

次に、少し詳しい動作を説明するため、図３１のブロックダイアグラムを示す。また、図３２は図３１の各部の信号、電流を示すタイムチャートであり、合わせて説明する。図３１は図１、図３７などのモータ７３９を速度制御するブロックダイアグラムであり、一般的な３相交流モータの速度制御装置に対して次の３点を追加している。一つは、図３に示すように４個の電流を駆動できるように、ＩＧＢＴの数が６個から８個へ増加していて、電流検出器も増加している。２つ目は、界磁電力成分である給電電流Ｉｆ２を制御するための一点鎖線で示した７４Ｌの給電電流制御部を追加している。三つ目は、（８）式で示すＵ１相電流の中のＵ相電流成分と（９）式で示すＵ２相電流の中のＵ相電流成分とのアンバランス量を補正するアンバランス補償部を追加している。アンバランス補償部は一点鎖線で示す７４Ｍである。

７３Ａは本発明モータ７３９に機械的に接続されたロータ位置検出器であり、その出力信号は、そのインターフェイス７４Ｅへ接続し、速度信号７４２と回転位置信号７４Ｆを出力する。７３８は図３の８個のＩＧＢＴであるＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８で構成する４相インバータであり、Ｕ１相電流Ｉｕ１、Ｕ２相電流Ｉｕ２、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを出力する。７３Ｂは前記ＩＧＢＴのＴ１、Ｔ２で駆動されるＵ１相電流Ｉｕ１を電流検出器７４Ｗで検出した値Ｉｕ１ｓ、７３Ｃは前記ＩＧＢＴのＴ３、Ｔ４で駆動されるＵ２相電流Ｉｕ２を電流検出器７４Ｘで検出した値Ｉｕ２ｓ、７３Ｄは前記ＩＧＢＴのＴ５、Ｔ６で駆動されるＶ相電流Ｉｖを電流検出器で検出した値Ｉｖ１ｓ、７３Ｅは前記ＩＧＢＴのＴ７、Ｔ８で駆動されるＷ相電流Ｉｗを電流検出器で検出した値Ｉｗ１ｓである。７３Ｇは（１０）式より、Ｉｕ１ｓとＩｕ２ｓよりＵ相電流検出値Ｉｕｓを得る加算器である。７４Ｇは固定座標のＵ、Ｖ、Ｗ軸信号を回転座標のｄ、ｑ軸へ変換する変換器で、７４Ａはｑ軸電流Ｉｑｓ、７４Ｂはｄ軸電流Ｉｄｓである。

７４１はモータの速度指令で、加算器７４３は速度指令７４１から速度信号７４２を減算してフィードバックし比例積分器７４４へ出力する。７４８は界磁制御情報であり、界磁制御モードなどの情報である。界磁制御部７４７は速度信号７４２を入力し、ｄ軸電流指令Ｉｄｃである７４Ｕと、界磁電流指令Ｉｆｃである７４Ｖを出力する。７４５はｑ軸電流指令Ｉｑｃからｑ軸電流Ｉｑｓを差し引いてフィーバックする加算器で、その出力は比例積分器７４６へ出力し、ｑ軸電圧指令Ｖｑｃが出力される。７４９はｄ軸電流指令Ｉｄｃからｄ軸電流Ｉｄｓを差し引いてフィーバックする加算器で、その出力は比例積分器７４９へ出力し、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃが出力される。７４Ｄは回転座標のｄ、ｑ軸信号を固定座標のＵ、Ｖ、Ｗ軸信号へ変換する変換器でその出力７４１はＵ相電圧指令Ｖｕｃ、出力７３２はＶ相電圧指令Ｖｖｃ、出力７３３はＷ相電圧指令Ｖｗｃである。７３７はパルス幅変調器で、Ｕ１相のゲート信号、Ｕ２相のゲート信号、Ｖ相のゲート信号、Ｗ相のゲート信号を前記４相インバータ７３８へ出力する。

次に、前記給電電流制御部７４Ｌでは、加算器７３ＦがＵ１相電流の検出値Ｉｕ１ｓとＵ２相電流の検出値Ｉｕ２ｓとの差である給電電流検出値の２倍の値Ｉｆ２ｓ×２を、（８）式、（９）式に基づいてもとめる。演算器７３１でＩｆ２ｓ×２を２で割り、その絶対値を計算して界磁電流推測値Ｉｆｓを求める。界磁変動指令部７４Ｔの出力７４Ｚが零の時、加算器の出力７４Ｙは界磁電流指令Ｉｆｃと同じであり、加算器７３Ｍで界磁電流推測値Ｉｆｓを差し引いてフィードバックし、比例積分器７３Ｎへ出力する。７４Ｓは＋１と−１の大きさの矩形波で、例えば、５００Ｈｚ矩形波を発生する。７３Ｐは乗算器で、比例積分器７３Ｎの出力である界磁電圧指令Ｖｆｃと前記矩形波を乗算し、給電電圧指令Ｖｆ２ｃを出力する。加算器７３５はＵ相電圧指令Ｖｕｃと界磁電圧指令Ｖｆｃとを加算し、Ｕ１相電圧指令Ｖｕ１ｃを出力する。加算器７３６はＵ相電圧指令Ｖｕｃと界磁電圧指令Ｖｆｃとを減算し、Ｕ２相電圧指令Ｖｕ２ｃを出力する。以上の動作により、前記４つの相の電圧と電流を制御し、界磁電流Ｉｆを制御する。

図３３のタイムチャートで界磁電流に関わる信号を示す。今、Ｕ相電圧指令Ｖｕｃがある一定値で図３２の（ａ）はの値であると仮定する。また、比例積分器７３Ｎの出力である界磁電圧指令Ｖｆｃがある一定値であると仮定して、図３２の（ｂ）の給電電圧指令Ｖｆ２ｃを出力する。５００Ｈｚに交流化されている。先に述べたように、周波数を可変しても良い。Ｕ１相電圧指令Ｖｕ１ｃはＵ相電圧指令Ｖｕｃと給電電圧指令Ｖｆ２ｃの和であり、図３２の（ｃ）となる。Ｕ２相電圧指令Ｖｕ２ｃはＵ相電圧指令Ｖｕｃと給電電圧指令Ｖｆ２ｃの差であり、図３２の（ｄ）となる。これらの指令で通電すると、それらの差分で給電電流Ｉｆ２が通電されるので、加算器７３Ｇの出力の１／２である給電電流検出値Ｉｆ２ｓは図３２の（ｅ）となる。演算器７３Ｊの出力である界磁電流推測値Ｉｆｓは図３２の（ｉ）となる。界磁電流指令Ｉｆｃに対して前記界磁電流推測値Ｉｆｓは加算器７３Ｍで減算され、フィードバックされる。

一方、この時ロータ側の動作は、例えばモータ７３９が図２９，図３０のモータであって、図３０の巻線の配置結線図に示すスロット１とスロット７が、図３３のロータの亀甲型コイル３３Ｆと対向する位置にロータ回転位置があった場合、亀甲型コイル３３Ｆの出力端子３３３と３３４へは図３２の（ｆ）に示すＶｒｃ１の電圧が発生する。その時、受電巻線ＪＤ２は給電電流Ｉｆ２が生成する電気角で７２０°周期の磁束の位相とは電気角で１８０°位相差が発生するロータ回転位置にあるので、３３５と３３６の受電巻線ＪＤ２の出力端子には図３２の（ｇ）のＶｒｃ２のように電圧がほとんど発生しない。前記したように、このロータ回転位置からロータを回転させると、回転位置に同期して前記Ｖｒｃ１の振幅が減少し、前記Ｖｒｃ２の振幅が増加する。

アンバランス補償部７４Ｍは、Ｕ１相電流Ｉｕ１とＵ２相電流Ｉｕ２のそれぞれのＵ相電流成分がアンバランスにならないようにフィードバック制御する。７３Ｈは回転座標形から固定座標形に変換してＵ相電流指令Ｉｕｃを出力する。加算器７４ＰはＩｕｃ／２と給電電流指令Ｉｆ２ｃを加算してＵ１相電流指令Ｉｕ１ｃを作成する。加算器７４Ｑは前記Ｕ１相電流指令Ｉｕ１ｃからＵ１相電流検出値Ｉｕ１ｓを減算し、フィードバックしてＵ１相電流に含まれるＵ相電流成分のアンバランス量を求め、そのアンバランス量をＵ１相電圧指令に加え、Ｕ２相電圧指令から減ずることによりアンバランス量を補償制御する。（８）式、（９）式を精度良く成立させるためには、アンバランス補償部７４Ｍが効果がある。

このようにして給電電流Ｉｆ２を検出し、界磁電流Ｉｆの推測値Ｉｆｓの値を計算して求め、界磁電流Ｉｆを制御することができる。その結果、モータを高トルクで駆動したり、界磁弱め制御で高速回転まで回転領域を広く駆動することができるようになる。そして、非接触で容易に界磁電力をロータ側へ供給できるので、モータの高効率化、小型化、低コスト化の面でも優れている。なお、図３１では、給電電流Ｉｆ２を通電するために、加算器７３Ｍなどを使用したフィードバック構成の例について説明したが、もっと単純に給電電流Ｉｆ２を駆動しても良い。例えば、Ｕ１相の駆動電圧とＵ２相の駆動電圧に単純に交流電圧を重畳するだけでも良い。給電経路の伝達関数が比較的単純であれば、重畳する交流電圧にほぼ比例して給電電流Ｉｆ２を通電することができる。

次に、請求項９の実施例について説明する。図３６は、給電電流Ｉｆ２を専用に通電する給電巻線ＰＳＷＳを付加するモータの例を示す巻線の配置結線図である。図３６は図３０などの巻線の配置結線図と同様の記載方法で示している。亀甲型コイル７２Ｃとは、電気角で３６０°の巻線ピッチである。亀甲型コイル７２６、７２７、７２８、７２９はＵ相巻線である。図３６の紙面で下側に示すＶ相巻線およびＷ相巻線は、図３０の紙面で下側に示すＶ相巻線およびＷ相巻線と同じである。給電巻線７２Ｃは、それらの入力端子７２Ａ、７２Ｂへ交流の給電電流Ｉｆ２を通電することにより、円周方向に電気角で３６０°幅の磁束ＰＳＷＦをステータとロータ間に作り出す。ロータ側の電気角で３６０°ピッチで位相差が電気角で１８０°の２個の受電巻線は、２個の受電巻線の組み合わせで前記磁束ＰＳＷＦを受け取ることができるように構成している。なお、前記磁束ＰＳＷＦは円周方向に電気角３６０°幅であり、その周期は電気角７２０°であるとも言える。

このように、給電巻線ＰＳＷＳを設けることにより、自由な場所に前記磁束ＰＳＷＦを生成できるので、モータ構造にもよるが、相対的に効率よく界磁電力を供給することができる。また、給電電流とモータの相電流が分離されるので、電流駆動の面で簡素化できる。なお、このように専用の給電巻線ＰＳＷＳである７２Ｃを設け、通常の３相巻線とは独立して構成するので、巻線の数は増加し、給電電流Ｉｆ２専用の駆動回路が必要となり、その点では複雑になる。しかし、その反面、図３０などの構成に比較し、３相巻線への負担を軽減し、図３に示すインバータへの負担を軽減できるという特徴がある。また、給電電流Ｉｆ２の大きさは、モータサイズにもよるが、相電流最大値に較べて１／１０以下であり、給電巻線ＰＳＷＳのスペース的な負担は小さい。また、給電巻線ＰＳＷＳは、モータの相巻線と一部の巻線を共用するなど、巻線および駆動回路の簡素化の工夫もできる。

次に、請求項１０の実施例について説明する。図３７は、５相、４極、スロット数は１０，巻線ピッチは１４４°の短節巻きの５相モータである。図３７の３５０はステータコアであり、スロットの数は１０個で、図１０に示す全節巻きスロットの半分の数である。電気角で０°から７２０°までを表現して、３５２と３５５は電気角０°と１４４°の位置のスロットへ巻回するＡ１相巻線、３５４と３５７は電気角７２°と２１６°の位置のスロットへ巻回するＢ相巻線、３５６と３５９は電気角１４４°と２８８°の位置のスロットへ巻回するＣ相巻線、３５８と３５Ｂは電気角２１６°と３６０°の位置のスロットへ巻回するＤ相巻線、３５Ａと３５Ｄは電気角２８８°と７２°の位置のスロットへ巻回するＥ相巻線、３５Ｃと３５Ｆは電気角３６０°と５０４°の位置のスロットへ巻回するＡ２相巻線、３５Ｅと３５Ｈは電気角４３２°と５７６°の位置のスロットへ巻回するＢ相巻線、３５Ｇと３５Ｋは電気角５０４°と６４８°の位置のスロットへ巻回するＣ相巻線、３５Ｊと３５１は電気角５７６°と７２０°の位置のスロットへ巻回するＤ相巻線、３５Ｌと３５３は電気角６４８°と７２°の位置のスロットへ巻回するＥ相巻線である。ロータ１Ｅは図１などの他のモータと同様であり、本発明に示す各種ロータを使用することができる。

図３７の５相モータの巻線の配置結線図を図３８に示す。３６８の亀甲型コイルはＡ１相巻線で、Ａ１相端子３６１からＡ１相電流Ｉａ１を通電する。３６９の亀甲型コイルはＡ２相巻線で、Ａ２相端子３６２からＡ２相電流Ｉａ２を通電する。３６Ａ、３６Ｅの亀甲型コイルはＢ相巻線で、Ｂ相端子３６３からＢ相電流Ｉｂを通電する。３６Ｂ、３６Ｆの亀甲型コイルはＣ相巻線で、Ｃ相端子３６４からＣ相電流Ｉｃを通電する。３６Ｃ、３６Ｇの亀甲型コイルはＤ相巻線で、Ｄ相端子３６５からＤ相電流Ｉｄを通電する。３６Ｄ、３６Ｈの亀甲型コイルはＥ相巻線で、Ｅ相端子３６６からＥ相電流Ｉｅを通電する。５相交流の相順をＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の順として、この相順通りに円周方向に巻線を配置している。各相巻線の他端は星形結線の中性点である３６７へ接続する。そして、前記各相の電流は図１１で示した方法で通電し、５相モータを駆動することができる。

図３７、図３８の５相モータの特徴は、巻線ピッチを電気角で１４４°の短節巻きとすることにより、コイルエンド部での他相の巻線との交差を減らし、コイルエンド部の巻線構造を簡素化することである。図３７のスロットの数は１０個で、図１０に示す全節巻きスロットの半分の数であり、各スロットに二つの相の巻線を巻回している。スロット間に巻回される巻線の数は１０個で、図１４に示す巻線の数は同じである。スロット間に巻回される巻線がコイルエンド部で他相の巻線と交差する回数も半分になる。図１０のモータに比較して、コイルエンド部の巻線交差を大幅に簡素化できるので、モータの小型化と生産性の果然ができる。機能的には、図１０に示す全節巻き５相モータと同様に、ｄ軸電流制御による界磁弱め、強め制御が可能である。なお、図３７の５相モータに前記給電巻線ＰＳＷＳを適切なスロットへ巻回し、Ａ１相巻線とＡ２相巻線へはＡ相電流だけを通電する構成とすることもできる。

次に、請求項１１の実施例について説明する。図３９は、５相、８極、スロット数は１０，巻線は集中巻きの５相モータである。巻線ピッチは１４４°となる。電気角で０°から１４４０°までを表現して、３９５は電気角０°と１４４°の位置のスロットへ巻回するＡ１相巻線、３９６は電気角１４４°と２８８°の位置のスロットへ巻回するＣ相巻線
３９７は電気角２８８°と４３２°の位置のスロットへ巻回するＥ相巻線、３９８は電気角４３２°と５７６°の位置のスロットへ巻回するＢ相巻線、３９９は電気角５７６°と７２０°の位置のスロットへ巻回するＤ相巻線、３９Ａは電気角７２０°と８６４°の位置のスロットへ巻回するＡ２相巻線、３９Ｂは電気角８６４°と１００８°の位置のスロットへ巻回するＣ相巻線、３９Ｃは電気角１００８°と１１５２°の位置のスロットへ巻回するＥ相巻線、３９Ｄは電気角１１５２°と１２９６°の位置のスロットへ巻回するＢ相巻線、３９Ｅは電気角１２９６°と１４４０°の位置のスロットへ巻回するＤ相巻線である。５相交流の相順をＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の順として、このモータの巻線は相順通りに円周方向に配置していない。ロータ１Ｅは図１などの他のモータと同様であり、本発明に示す各種ロータを使用することができる。そして、前記各相の電流は図１１で示した方法で通電し、５相モータを駆動することができる。

図３９の５相モータの特徴は、巻線が集中巻きであること、巻線ピッチが電気角で１４４°と適度に大きく巻線係数が０．９５と大きいことである。集中巻きモータは、巻線の製作性に優れていて、巻線のコイルエンド長を短くできること、巻線占積率を高くできること、巻線の自動巻化／高速化できることなどで優位性がある。そのため、モータの高性能化、小型化、低コスト化を実現できる。反面、従来の集中巻き巻線は、図１０に示す全節巻き５相モータのように、ｄ軸電流制御による界磁弱め、強め制御をステータ巻線で行うことは難しいという問題があった。しかし本発明では、ステータ側から界磁電流制御を行うことができるので、低速回転での大トルクの実現、高速回転まで回転領域を広げた駆動が可能となる。なお、図３７の５相モータに前記給電巻線ＰＳＷＳを適切なスロットへ巻回し、Ａ１相巻線とＡ２相巻線へはＡ相電流だけを通電する構成とすることもできる。

次に、請求項１２の実施例について説明する。図４１は、５相モータ内の１相であるＡ相の電圧と５相の合計のモータの出力パワーを示す図である。水平軸は時間であるが、正弦波１周期の時間を３６０の目盛りを付けて示している。縦軸は、電圧とパワーの両方を示している。４０２は振幅が１のＡ相の正弦波電圧Ｖａである。今、Ａ相電流Ｉａも振幅が１でその波形形状が前記Ｖａと同じであるとする。同様に、Ｂ相は位相がＡ相より７２°遅れたＢ相電圧Ｖｂ、Ｂ相電流Ｉｂで、Ｃ相は位相がＢ相より７２°遅れたＣ相電圧Ｖｃ、Ｃ相電流Ｉｃで、Ｄ相は位相がＣ相より７２°遅れたＤ相電圧Ｖｄ、Ｂ相電流Ｉｄで、
Ｅ相は位相がＤ相より７２°遅れたＥ相電圧Ｖ、Ｂ相電流Ｉｅであるとする。図１３に示す５相正弦波電流と同様の形状である。この時の５相なパワーＰ５は下式のように２．５となる。図４１の４０５である。
Ｐ５＝Ｖａ・Ｉａ＋Ｖｂ・Ｉｂ＋Ｖｃ・Ｉｃ＋Ｖｄ・Ｉｄ＋Ｖｅ・Ｉｅ＝２．５

図１２では、５相なパワーＰ５を前記の２．５から４．０まで高めるために、矩形波化および台形波化の技術を示した。ここでは、正弦波に３次高調波を加える方法について説明する。図４１の４０１は、３次高調波でその振幅は０．１２である。正弦波４０２と３次高調波を加えた値は４０３となり、その波高値は０．８９で、波高値の近傍は平坦な形状となりほぼ一定値となる。今、インバータの電力素子であるＩＧＢＴの定格電圧、定格電流があり、ある許容値で使用することを想定すると、前記４０３の波形の電圧、電流で制御する場合、その波高値は０．８８となるので余裕があり、無駄が発生する。従って、電圧、電流ともに、１／０．８８＝１．１３６４倍とすることが可能となる。

一方、３次高調波を含んだ５相の電圧、電流のパワーＰ６がどのような特性になるかを説明する。ここで、Ｋ３＝０．１２、Ｋ４＝１／０．８８＝１．１３６４とする。
Ｖａ＝Ｉａ＝Ｋ４｛ｓｉｎ（ｗｔ）＋Ｋ３×ｓｉｎ（３・ｗｔ）
Ｖｂ＝Ｉｂ＝Ｋ４｛ｓｉｎ（ｗｔ−７２°）＋Ｋ３×ｓｉｎ（３・ｗｔ−７２°）
Ｖｃ＝Ｉｃ＝Ｋ４｛ｓｉｎ（ｗｔ−１４４°）＋Ｋ３×ｓｉｎ（３・ｗｔ−１４４°）
Ｖｄ＝Ｉｄ＝Ｋ４｛ｓｉｎ（ｗｔ−２１６°）＋Ｋ３×ｓｉｎ（３・ｗｔ−２１６°）
Ｖｅ＝Ｉｅ＝Ｋ４｛ｓｉｎ（ｗｔ−２８８°）＋Ｋ３×ｓｉｎ（３・ｗｔ−２８８°）
とすると、パワーＰ６は次式となる。
Ｐ６＝Ｖａ×Ｉａ＋Ｖｂ×Ｉｂ＋Ｖｃ×Ｉｃ＋Ｖｄ×Ｉｄ＋Ｖｅ×Ｉｅ

この式のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ相の５項は、それぞれが基本波の二乗式の項、基本波と３次高調波の積の項、３次高調波の二乗の項の３項の式となる。基本波の二乗式の項の５相分の和は、１．１３６４×１．１３６４×２．５＝３．２２８５となり、基本波と３次高調波の積の項の５相分の和は零となり、３次高調波の二乗の項の５相分の和は０．００４６４９となる。この結果、５相のパワーＰ６は、図４１の４０６であり、３．２７５となる。３次高調波を加えた電圧と電流で駆動することにより、インバータとモータの出力パワーを約３１％増大できることになる。また、３次高調波を含む前記４０４の波形は、急峻な変化が無く滑らかな形状なので、大きな誤差を発生させずに各相の電流を比較的高精度に制御することができる。

ここで、もう一つの課題は、５相モータの誘起電圧波形を図４１の４０４のような３次高調波を含んだ波形に設計する必要がある。この点については、モータの構造から、設計経験上から、４０２の正弦波形状の誘起電圧特性より、４０４のやや台形状の誘起電圧特性の方が遙かに容易である。なお、３相モータにおいて、３次高調波を含んだ電流で駆動することは、３相の３次高調波の位相が揃ってしまうために不可能である。５相モータの場合は、各３次高調波の総和が零になるので、駆動電流の不都合はない。

次に、請求項１３の実施例について説明する。電気自動車用の主機モータは、静止状態からの起動、坂道運転などがあり、低速で高トルクな状態でのセンサレス位置検出が可能なことがモータの必要条件となる。ｄ軸とｑ軸でのインピーダンス差が小さい場合、また、高トルク時にモータが磁気飽和によりｄ軸とｑ軸でのインピーダンス差が小さなる場合などでは、モータ特性が問題となることがある。図１などに示すモータでは、ロータ表面が軟磁性体であり、ｄ軸とｑ軸でのインピーダンス差が小さく、低速でのセンサレス位置検出が難しい。

図３１の界磁制御部７４７の出力７４Ｖの界磁電流指令Ｉｆｃは界磁電流Ｉｆの大きさを指令する信号であり、界磁磁束の大きさを指令している。一方、界磁変動指令部７４Ｔの出力７４Ｚは、前記給電電流指令Ｉｆ２ｃより低周波の交流信号である。例えば、界磁電流指令Ｉｆｃが１．０の一定値で、前記交流信号７４Ｚが加算器で加えられると、その出力７４Ｙである変動付き界磁電流指令Ｉｆｐｃは図３２の（ｊ）の様な波形となる。このように、例えば５０Ｈｚ程度で界磁磁束が増減するような界磁電流の指令を作っている。

ロータの界磁電流が図３２の（ｊ）の様に増減すれば、ロータが静止している状態でも、各相の巻線に界磁磁束の増減に応じた電圧が誘起するので、ロータの磁極位置を検出することができる。そして、前記７４Ｙの変動付きの界磁電流指令Ｉｆｐｃの大きさが増加している時に、相巻線に発生する電圧が正か負かを判別して、そのロータ磁極がＮ極かＳ極かを検出することができる。以上のような方法で、ロータ磁極のセンサレス位置検出が可能である。勿論、ある程度の回転数以上であれば、従来のモータ誘起電圧検出によるセンサレス位置検出も可能である。また、両方法を併用することもできる。

以上本発明について説明したが、種々の変形、応用、組み合わせが可能である。例えば、４極のモータを８極に変形するなど、極数の変更ができる。外径側に第１のモータを配置し、内径側に第２のモータを配置し、合計２個のモータを配置して一体化したモータ構成が可能である。最も外径側に第１のロータを配置し、最も内径側に第２のロータを配置し、中間に第１のステータと第２のステータを配置した構成では、第１のステータの巻線と第２のステータの巻線とを相互に配線することによりトロイダル状の巻線とし、コイルエンド部などの大幅な簡素化が可能である。図８のロータなどにおいて、スリット状の空隙部８３にロータ磁極の磁束方向とは垂直な磁化方向を持つ永久磁石を配置することもできる。ステータのトルク電流による電機子反作用を軽減することができる。また、空隙部８３に非磁性体である樹脂などを充填して強化する、あるいは、振動の減衰を図ることなども可能である。図８のロータの遠心力に対する強化策として、積層している電磁鋼板の一部を、空隙部８３の無い非磁性のステンレス板などに置き換えることもできる。この場合、積層電磁鋼板とステンレス板とを接着剤などにより連結する。また、種々のロータを本発明モータに使用することができる。また、本発明モータを発電機として作用させることもできる。また、巻線の種類としてアルミ線などを使用することもでき、限定しない。軟磁性体も電磁鋼板だけでなく、圧分磁心など種々の材料が使える。また、永久磁石も種々のもが使用でき、使用時に磁石の強さを可変することも可能である。モータ用電流で磁石を可変する、あるいは、専用の着磁、減磁、脱磁の装置の付加も可能である。

１１、１４、１７、１Ａ Ｕ相巻線
１３、１６、１９、１Ｃ Ｖ相巻線
１５、１８、１Ｂ、１１ Ｗ相巻線
１Ｄ ステータ
１Ｅ ロータ
１Ｆ ロータ軸
１Ｊ、１Ｋ 界磁巻線
１Ｚ、１Ｍ 界磁巻線
１Ｑ、１Ｒ 界磁巻線
１Ｇ、１Ｔ 界磁巻線
１Ｈ、１Ｐ 受電巻線
１Ｌ、１Ｓ 受電巻線
１Ｖ、１Ｘ Ｎ極磁極
１Ｗ、１Ｙ Ｓ極磁極

Claims (13)

1. ４極以上であるＰＮ極であって、３相以上のＭＮ相のステータとロータを有する交流モータに関して、
   ＱＮは２以上の整数として、ステータの円周方向に電気角で３６０°のＱＮ倍の周期の交流磁束の成分を励磁する給電巻線ＰＳＷと、
   ＲＮはＱＮ／２より小さい整数として、円周方向の巻線ピッチが（３６０°×ＲＮ）であって、界磁電力を受け取るロータの第１受電巻線ＰＲＷ１と、
   円周方向の巻線ピッチが（３６０°×ＲＮ）であって、前記第１受電巻線ＰＲＷ１とは異なる円周方向位置に配置した、界磁電力を受け取るロータの第２受電巻線ＰＲＷ２と、
   ロータに配置していて、記第１受電巻線ＰＲＷ１の出力を整流する整流器ＲＥＣ１と、
   ロータに配置していて、記第２受電巻線ＰＲＷ２の出力を整流する整流器ＲＥＣ２と、
   ロータのＮ極磁極あるいはＳ極磁極あるいはそれらの両方に巻回した界磁巻線ＦＭとを備え、
   前記整流器ＲＥＣ１の出力と前記整流器ＲＥＣ２の出力とを使用して前記界磁巻線ＦＭへ界磁電流Ｉｆを通電して前記Ｎ極磁極とＳ極磁極を励磁する
   ことを特徴とするモータ。
2. 前記給電巻線ＰＳＷは、前記ＭＮ相の一つであるＵ相の複数個の巻線を含み、
   Ｕ相の巻線の一つである巻線Ｕ１Ｍと、
   電気角で（３６０°×ＱＮ）の円周方向範囲の中で、前記巻線Ｕ１Ｍとは異なる円周方向位置に配置するＵ相の巻線Ｕ２Ｍと、
   前記界磁巻線ＦＭへ界磁電流Ｉｆを通電するために必要なステータ側の交流の界磁励磁電流成分をＩｆ２として、前記巻線Ｕ１ＭへＵ相電流成分Ｉｕ１に重畳して界磁励磁電流成分Ｉｆ２を通電する駆動部ＤＲＵ１と、
   前記巻線Ｕ２ＭへＵ相電流成分Ｉｕ２に重畳して界磁励磁電流成分（−Ｉｆ２）を通電する駆動部ＤＲＵ２と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
3. ロータの前記Ｎ極磁極あるいはＳ極磁極において、
   並行する複数の軟磁性体と、
   前記軟磁性体の間に挟まれた空隙あるいは樹脂あるいは永久磁石と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
4. 前記軟磁性体磁路とその磁束の方向に直列に配置する永久磁石
   を備えることを特徴とする請求項３に記載のモータ。
5. ステータに３相の星形結線の各相巻線を備え、
   各相の巻線の誘起電圧はロータの前記界磁巻線ＦＭの界磁電流Ｉｆに励磁される磁束成分などにより矩形波に近いほぼ台形状の誘起電圧波形で、
   ほぼ台形状の正と負の交流電流波形は、前記誘起電圧の正と負の電圧が反転する電気角の幅をθｒｒとして、
   前記のほぼ台形状の正あるいは負の電流が零から波高値の８０％まで変化する幅の電気角をθｓｔとして、（θｒｒ＋θｓｔ）≦６０°である
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ。
6. ステータに５相の星形結線の各相巻線を備え、
   各相の巻線の誘起電圧はロータの前記界磁巻線ＦＭの界磁電流Ｉｆに励磁される磁束成分などにより矩形波に近い台形状などの誘起電圧波形で、
   ほぼ台形状の正と負の交流電流波形は、前記誘起電圧の正と負の電圧が反転する電気角の幅をθｒｒとして、前記のほぼ台形状の正あるいは負の電流が零から波高値の６０％まで変化する幅の電気角をθｓｆとして、（θｒｒ＋θｓｆ）≦３６°で
   あることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
7. ５相で、極数は4極以上のＰＮ極のモータであって、
   Ａ相の巻線はステータの円周上の電気角で０°と１８０°の位置に配置し、
   Ｂ相の巻線はステータの円周上の電気角で７２°と２５２°の位置に配置し、
   Ｃ相の巻線はステータの円周上の電気角で１４４°と３２４°の位置に配置し、
   Ｄ相の巻線はステータの円周上の電気角で２１６°と３６°の位置に配置し、
   Ｅ相の巻線はステータの円周上の電気角で２８８°と２１６°の位置に配置し、
   ２個のスロットに渡って巻回される各相それぞれの全節巻き巻線の数を（ＰＮ／２−１）以下とすることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
8. 前記駆動部ＤＲＵ１により前記巻線Ｕ１Ｍへ通電する電流Ｉｕ１を検出する電流センサＣＴ１と、
   前記駆動部ＤＲＵ２により前記巻線Ｕ２Ｍへ通電する電流Ｉｕ２を検出する電流センサＣＴ２と、
   前記電流センサＣＴ１の出力であるＩｕ１ｓと前記電流センサＣＴ２の出力であるＩｕ２ｓから、（２×Ｉｆ２ｓ＝Ｉｕ１ｓ−Ｉｕ２ｓ）としてステータ側の交流の界磁励磁電流成分の検出値としてＩｆ２ｓを得る加算手段と
   を備えることを特徴とする請求項２に記載のモータ。
9. 前記給電巻線ＰＳＷはステータの円周方向に電気角で３６０°のＱＮ倍の周期の交流磁束の成分を励磁するための界磁電力の給電巻線ＰＳＷＳである
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ。
10. ４極の整数倍の極数の5相のモータであって、
    ５相交流の相順をＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の順として、ステータの各相巻線の円周方向位置を電気角で０°から７２０°の範囲について記述し、電気角で０°のスロットと電気角で１４４°のスロットへ巻回するＡ相巻線と、
    同様に、電気角で７２°のスロットと気角で２１６°のスロットへ巻回するＢ相巻線と、
    同様に、電気角で１４４°のスロットと電気角で２８８°のスロットへ巻回するＣ相巻線と、
    同様に、電気角で２１６°のスロットと電気角で３６０°のスロットへ巻回するＤ相巻線と、
    同様に、電気角で２８８°のスロットと電気角で７２°のスロットへ巻回するＥ相巻線とを備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
11. ８極の整数倍の極数の5相のモータであって、
    ５相交流の相順をＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の順として、ステータの各相巻線の円周方向位置を電気角で０°から１４４０°の範囲について記述し、電気角で０°のスロットと電気角で１４４°のスロットへ巻回する集中巻きのＡ相巻線と、
    同様に、電気角で１４４°のスロットと気角で２８８°のスロットへ巻回する集中巻きのＣ相巻線と、
    同様に、電気角で２８８°のスロットと電気角で４３２°のスロットへ巻回する集中巻きのＥ相巻線と、
    同様に、電気角で４３２°のスロットと電気角で５７６°のスロットへ巻回する集中巻きのＢ相巻線と、
    同様に、電気角で５７６°のスロットと電気角で７２０°のスロットへ巻回する集中巻きのＤ相巻線と、
    同様に、電気角で７２０°から１４４０°の各スロットへ前記同様に巻回するＡ相巻線、Ｃ相巻線、Ｅ相巻線、Ｂ相巻線、Ｄ相巻線と
    を備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
12. ５相交流の相順をＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の順とする５相の交流モータであって、
    Ａ相電圧は正弦波電圧にその正弦波周波数の３倍の３次高調波電圧を含む電圧で、
    Ｂ相電圧はＡ相電圧とＣ相電圧に対して７２°の位相差を持ったＡ相電圧同様の電圧で、
    Ｃ相電圧はＢ相電圧とＤ相電圧に対して７２°の位相差を持ったＡ相電圧同様の電圧で、
    Ｄ相電圧はＣ相電圧とＥ相電圧に対して７２°の位相差を持ったＡ相電圧同様の電圧で、
    Ｅ相電圧はＤ相電圧とＡ相電圧に対して７２°の位相差を持ったＡ相電圧同様の電圧で、 Ａ相電流は正弦波電流にその正弦波周波数の３倍の３次高調波電流を含む電流で、
    Ｂ相電流はＡ相電流とＣ相電流に対して７２°の位相差を持ったＡ相電流同様の電流で、
    Ｃ相電流はＢ相電流とＤ相電流に対して７２°の位相差を持ったＡ相電流同様の電流で、
    Ｄ相電流はＣ相電流とＥ相電流に対して７２°の位相差を持ったＡ相電流同様の電流で、
    Ｅ相電流はＤ相電流とＡ相電流に対して７２°の位相差を持ったＡ相電流同様の電流であることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
13. 前記界磁巻線ＦＭへ界磁電流Ｉｆを通電するために必要なステータ側の交流の界磁励磁電流成分をＩｆ２として、前記給電巻線ＰＳＷへ通電する前記界磁励磁電流成分Ｉｆ２を増加、減少して可変することにより前記界磁電流Ｉｆを増減して、
    その時のステータの各相巻線の端子間に電磁誘導作用で誘起する電圧成分の変化を検出してロータの回転位置を検出する
    ことを特徴とする請求項１に記載のモータ。
    
    
    

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