CN1933298B - 励磁绕组型同步电机 - Google Patents

Abstract

一种励磁绕组型同步电机，包括具有逐相缠绕的电枢绕组的定子，具有缠绕有励磁绕组的转子铁芯的转子，以及使得电枢电流流经该电枢绕组的电路，该电枢电流相对应于同步电流，以与转子的转速一致的电角度旋转速度产生旋转的旋转磁场。该同步电机还包括电流抑制器和电流供应器。该电流抑制器连接到该励磁绕组，并且抑制变成单向电流的、响应于流经该电枢绕组的电枢电流通过该励磁绕组感应出的感应交变电流。该电流供应器将转子励磁电流逐相提供给电枢绕组，该转子励磁电流的波形仅仅在比同步电流的一个周期短的预定时间周期内不同于该同步电流。

Description

励磁绕组型同步电机

                      相关申请的交叉引用

本申请基于并要求以先前在2005年6月28日申请的日本专利申请NO.2005-188184、在2005年11月24日申请的日本专利申请NO.2005-338842、在2005年12月7日申请的日本专利申请NO.2005-353890和在2006年5月17日申请的日本专利申请NO.2006-137929为优先权，这些申请的说明书在此引入作为参考。

技术领域

本发明涉及励磁绕组型同步电机，尤其涉及对于给励磁绕组型同步电机中的转子绕组(以下也称为励磁绕组或短路绕组)供电结构的改进，在该同步电机中，DC电流流过转子。

背景技术

具有与由电枢电流产生的旋转磁场同步旋转的转子的旋转电机被称为同步电机，其中电枢电流也就是流过定子绕组的AC电流。公知的同步电机包括磁铁型、励磁绕组型、磁阻型以及前述类型混合型的转子结构。

该励磁绕组型同步电机在变速型旋转电机中有着出色的实际效用，该旋转电机通常例如用于产生汽车运行的动力，在此不必在转子铁芯中放置昂贵的永久磁铁、不必考虑该磁铁离心力的阻力，并且可以通过磁场通量控制而自如地控制转矩和所产生的(感应)电压。

例如日本未经审查的专利申请公开No.07-095790提出一种励磁绕组型同步电机，其具有无电刷的结构，并且简化了转矩控制。

但是，上述公开中所揭示的励磁绕组型同步电机是将多相AC电流提供给定子绕组的一种电机，其中该AC电流与转子位置同步，并且通过以偏磁频率调制的波形来对该AC电流进行振幅调制。因此，具有大波动的电流流过转子励磁绕组，导致产生大的转矩脉动的问题。

                            发明内容

本发明已经考虑上述的问题，其目的在于提供一种小转矩脉动的励磁绕组型同步电机。

解决上述问题的本发明适用于一种励磁绕组型同步电机，此同步电机包括：具有逐相缠绕的电枢绕组的定子；具有固定缠绕有励磁绕组的转子铁芯并且在转动过程中位置与定子相对的转子；配置为允许电枢电流流过电枢绕组的电路，对应同步电流的电枢电流产生旋转磁场，该旋转磁场以与转子旋转速度相同的电气角度旋转速度旋转。在该励磁绕组型同步电机中，定子以非接触的方式提供电源到该励磁绕组。如上所述，该转子可以具有用于产生磁性转矩的永久磁铁和用于产生磁阻转矩的磁性凸极结构。与磁铁型同步电机相似，本发明的励磁绕组型同步电机可以使用在其转子铁芯中具有磁阻变化的磁阻电机。

特有地，根据本发明的励磁绕组型同步电机还包括电流抑制器，连接到该励磁绕组并被配置为抑制响应于该电枢电流流经该电枢绕组由该励磁绕组感应出的感应交变电流，变成单向电流；和电流供应器，被配置为将转子励磁电流逐相提供到该电枢绕组，该转子励磁电流的波形仅仅在比该同步电流流经该电枢绕组的一个周期短的预定时间段内不同于该同步电流的波形。优选地，该电流抑制器电气串联连接到该励磁绕组。更优选地，电枢电流具有相应于该同步电流的基波分量。

具体地，在根据本发明的励磁绕组型同步电机的励磁绕组中，通过例如整流AC电压以单向提供励磁电流到基于优先权基础上的励磁绕组，其中整流AC电压由与该具有励磁绕组的同步电机的电枢电流形成的通量(电枢电流通量)交链而在该励磁绕组中感应出的整流AC电压。此外，可以通过控制用于在该励磁绕组中感应AC电压的电枢电流分量(也称为转子励磁电流)而控制磁场通量的量以容易地控制该转矩或该电动势。

转子励磁电流以下可被称为脉冲高频电流，该转子励磁电流的波形仅仅在比该同步电流的一个周期短的预定的时间段内不同于同步电流的波形。用于形成次级励磁电流的方法的优点描述如下，其利用了用于叠加该脉冲高频电流的技术。

在上述的日本未经审查的专利申请公开No.07-095790中公开的用于形成励磁电流的方法是利用叠加脉冲励磁电流技术而形成次级励磁电流。该方法周期地变动叠加到该电枢电流上的初级励磁电流，以便该次级励磁电流脉冲化，该次级励磁电流是感应到该转子绕组的励磁电流。虽然通过该初级励磁电流的周期性变动，该初级励磁电流的平均有效值可以减小，但是存在的问题是，该初级励磁电流的脉动导致该次级励磁电流的脉动，结果增大了转矩脉动，并因此增大了噪声和振动。另一方面，当减小该初级励磁电流以减小源于该次级励磁电流的转矩脉动时，该次级励磁电流也被减小，使得转矩不合需要地变小。

相反地，在利用叠加如上所述的脉冲高频电流的形成励磁电流的方法中，仅仅在三相电枢电流的基波分量的一个周期的一个短时间段内提供脉冲初级励磁电流。在此方法中，能够提供大的脉冲次级励磁电流给该转子绕组，以便通过大的次级励磁电流而获得大的转矩。由于用于提供该初级励磁电流的周期短，转矩可能的出现是零星的并且仅仅持续短的时间段，与周期性地叠加高频电流的情形相比(参见日本未经审查的专利申请公开No.07-095790)，该转矩脉动可以相对变小。因此，旋转电机的噪音和振动可以显著地减少。

在上述的实施方式中，用于形成脉冲初级励磁电流的脉冲电压对通过影响用于形成具有正弦波形式的三相电枢电流的PWM(脉冲宽度调制)控制而形成。换句话说，该初级励磁电流和该电枢电流的基波分量形成在共用电路中，这样可以简化该电路配置。

在利用在该实施方式中提及的叠加脉冲电流技术的励磁电流供应系统中，该脉冲电流具有高频分量，并因此提高了电枢绕组和励磁绕组之间的电磁耦合度。因此，如果用于供应电流的周期短，那么励磁电功率可以通过磁隙而有效地提供给该励磁绕组。这使得该转矩脉动的有效值与从电枢绕组向励磁绕组提供的励磁电流相比减少，该励磁电流具有相对较低的频率并持续比脉冲电流长的的时段，因此提供减少振动和噪声的效果。

应该注意到，作为用于围绕转子铁芯缠绕励磁绕组的技术，可以使用各种已知的技术，例如集中绕组和分布绕组。此外可以使用例如Lundell型磁极铁芯的励磁绕组绕线结构。关于电枢绕组，各种绕线工艺、例如集中绕组和分布绕组都可以用于缠绕定子铁芯。

在流经该电枢绕组的电流(电枢电流)中，电流分量形成以与转子(同步电流)的转速相匹配的转速旋转的旋转磁场。由于该同步电流是用于励磁绕组的DC电流，该励磁绕组围绕该转子缠绕，该转子以与旋转磁场同样的圆周速度旋转，因此没有AC电流感应到该励磁绕组中。

因此，电枢电流的用于在该励磁绕组中产生感应AC电流的分量(转子励磁电流)需要使得通量以关于该励磁绕组相关的方式变化，而无论该转子动或不动。通过励磁绕组形成相对于转子旋转的旋转磁场、通过该转子励磁电流、或通过以不同于转子同步频率的频率提供AC电流到该电枢绕组而引起通量变化。换句话说，该转子励磁电流可以形成或不形成旋转磁场，但是一旦形成旋转磁场，那么该旋转磁场的转动角速度不需要与转子角速度匹配。

构成该电枢绕组的各个相绕组中的每一个以预定次序以集中或分布方式围绕该定子铁芯齿缠绕。因此，为了在该励磁绕组中产生适合的AC电压，优选根据转角控制该转子励磁电流。众所周知，在三相分布绕组的情形下，6个沿着圆周、以U相线圈、负(-)V相线圈、W相线圈、负(-)U相线圈、V相线圈和负(-)W相线圈的次序设置的电枢线圈(也称为相绕组)被设置在电角度2π之内，并且该转子铁芯的磁场磁极(磁性凸极)节距设为电角度π。

一旦场磁极面对由U相、负V相和W相线圈形成的电流场，那么当该转子励磁电流被单向提供给U相和W相线圈中的每一相、并且该转子励磁电流以反方向提供到该V相线圈时，该三相转子励磁电流单向地形成励磁绕组交链通量。每一相的转子励磁电流的频率应该是不同于该同步频率的频率，或优选是比该同步频率高的频率。另一方面，一旦该场磁极面对由负V相、W相和负U相线圈形成的电流场，该转子励磁电流仅仅单向地提供给每一U相和V相线圈，并且该转子励磁电流仅仅以反方向提供给该W相线圈。同样地，通过确定提供给每一相绕组的该转子励磁电流的方向，由流经每一相绕组的转子励磁电流形成的磁场可以有效地与该励磁绕组交链。

本发明的励磁绕组型同步电机还可以被用作发电机而非电动机。在这种情况下，转子励磁电流可以利用产生的电力形成。当同步电机运行于发电方式时，用于控制该电枢电流的逆变器电路正如常规的整流器电路那样运行。这是因为与该逆变器电路的半导体开关元件反并联连接的续流二极管起到全波整流器的作用。让我们假定，逆变器电路起到三相全波整流器的作用，例如，U相上臂的半导体开关元件输出所产生的电流到DC电源侧，并且V相和W相下臂的半导体开关元件给产生的电流充电。在此情形下，如果V相上臂的半导体开关元件导通，那么通过U相绕组、U相上臂元件、V相上臂元件、V相绕组、中性点、和U相绕组形成短路电路。因此大的短路电流流过U相和V相绕组，该短路电路可以通过断开V相上臂元件而被控制。具体地，在U相电压是正方向最大值的相周期内，V相上臂元件或W相上臂元件通过使得U相下臂元件以不同于该同步频率的频率控制该电枢短路电流而让该励磁绕组产生AC电压。

在优选的方式中，该转子励磁电流的频率不同于该同步电流。也就是说，用于提供该转子励磁电流的装置控制作为AC电流的转子励磁电流，该转子励磁电流流过该电枢绕组。用于提供该转子励磁电流的装置可以并联或串联连接到例如逆变器的AC电源，该AC电源提供上述同步电流到该电枢绕组。然而，在这种情况下，产生的问题是该同步电流流经提供该转子励磁电流的装置，并且该转子励磁电流流经该AC电源。

在优选的方式中，该转子励磁电流以比注入每一相的同步电流的变化速度大四倍以上的速度变化。因此，本质上是DC电流的励磁电流可以被提供给该励磁绕组。该整流器电路也可以具有串联连接到该励磁绕组的半导体开关元件，用于检测与感应AC电流的方向相关信号的检测电路，和通过基于与该感应AC电流的方向相关的信号周期性地控制半导体开关元件以控制对该感应AC电流进行同步整流的同步整流控制电路。因此，提供给励磁绕组的该AC电压基本上可以被同步整流，从而减少了整流损耗。应该理解到，在当前的方式中，用于该检测电路和该同步整流控制电路的电源功率可以由提供AC电压到二极管整流形成。

在优选的方式中，该电流抑制器包括对该感应的交变电流进行整流的整流器。因此，该转子励磁电流的高变化速度可以提高电枢和短路绕组之间的电磁耦合度，借此可以有效地提供转子励磁功率。

在优选的方式中，该电流供应器被配置为在具有预定电流振幅的相位时间周期内提供该转子励磁电流，而在相位时间的剩余周期内具有比预定的电流振幅大的电流振幅。转子励磁电流的波形可以是脉冲波形或高频AC电流波形。以这种方式，可以减小电枢电流的最大峰值，以便减少该电枢绕组和该逆变器的电阻损耗。

在优选的方式中，转子励磁电流包括频率高于该同步电流的交变电流，通过该电枢绕组提供给每一相。因此，电力可以被有效地传输到该励磁绕组。

在优选的方式中，该同步电机还包括逆变器，逆变器不仅根据该转子的旋转角提供该同步电流到该电枢，还提供该转子励磁电流。因此，用于控制电动机转矩的该逆变器电路可以形成同时具有该同步电流的转子励磁电流，以便简化该电路设置。

在优选的方式中，比同步电动机的一个周期短的时间段被设置为小于或等于一个周期的1/4，在该时间段内提供该同步电流的基波分量。因此作为同步电流的多相电流的波形不会在长的时间段内畸变，从而可以期望减少噪声和振动。

在优选的方式中，该同步电机包括整流由该电枢绕组产生的电流的整流器，其中该转子励磁电流混合有产生的电流。当然用于形成该转子励磁电流的装置可以单独由该整流器提供。另外，该整流器和用于形成该转子励磁电流的装置可以集成提供。产生的电力还可以被用于该转子励磁功率。在这种配置中，产生的电力和同步发电机的电动势可以在不利用触点型转子电源机构的情况下被很好地控制。

在优选的方式中，本发明的励磁绕组型同步电机被用为使得该同步电机与车辆的车轮连接，以产生驱动该车轮的动力。这解决了难以控制的，有关在高速旋转期间抑制反向电动势和抑制产生的电流的问题。

在优选的方式中，该转子励磁电流包括两种类型的电流，其频率不同于该同步电流的频率。

本发明还可以被用于车用AC发电机和用于进行发电机起动和发电的车用发电电动机。该发明的励磁绕组型同步电机的电枢绕组电源系统可以在转子中提供永久磁铁。在这种情况下，由该励磁绕组形成的励磁绕组磁场通量优选指向与永久磁铁形成的磁场通量方向一致的方向。然而，如果该电动机转矩和该电枢绕组电压期望被减少，这些磁场通量也可以指向彼此相反的方向。例如，优选产生该磁场通量以便在d轴和负d轴上流通，并且优选产生励磁绕组磁场通量以便同时在该d轴和该负d轴上流通。

在优选的方式中，转子具有软磁转子铁芯，该转子铁芯具有磁性凸极部分。此外，该转子铁芯形成为具有径向、轴向和圆周方向并且具有多个磁铁容置孔，每一容置孔在其中容置磁铁，每一容置孔嵌入靠近转子铁芯的外圆周表面，并且每一容置孔轴向开口，并且每一软磁横杆部分在圆周方向的两个容置孔之间的位置彼此邻接，每一横杆部分支承并形成该转子铁芯的外圆周表面，每一横杆部分允许磁通量流过，该磁通量相应于该感应的交变电流通过励磁绕组产生并与该电枢绕组交链。该方式的特性在于使用所谓的磁铁-嵌入式结构(IPM(内部永久磁铁)结构)作为转子结构，并且软磁横杆部分被设置为与磁铁圆周向邻接并贯穿该电枢绕组。

根据该方式，可以达到下述的效果。第一，类似于常规的IPM，该磁铁嵌入式结构能够利用磁阻转矩并提供对于该磁铁适合的支承。在这个第二个发明中，该软磁横杆部分被提供为沿着该圆周邻近于该埋设的磁铁以便贯穿该励磁绕组。优选地，该励磁绕组可以围绕转子铁芯中的磁铁和横杆部分缠绕。在这种情况下，由励磁绕组形成的通量(励磁绕组磁场通量)有助于在正或负方向上的磁通量。以这种方式，该软磁横杆部分有助于构成由励磁绕组形成的磁通路径，并且充当用于机械地支承该转子铁芯的外圆周面部分的支承构件，该转子铁芯利用离心力支承该埋设的磁铁。因此，该横杆部分提高了该转子的机械强度并改善了该转子的高速旋转性能。当该转子励磁绕组被通过流经该定子绕组的电流励磁时，该横杆部分还可以用作激励磁路。

在优选的方式中，该转子铁芯具有至少一对凹槽，每一凹槽轴向开口，每一凹槽位于与该横杆部分、圆周方向上的磁铁容置孔和形成一条直线的位置，在凹槽中容置励磁绕组。换句话说，在这种方式中，该励磁绕组围绕该转子铁芯缠绕以便被嵌入到该转子铁芯的凹槽。因此，该励磁绕组可以很容易地被支承，同时在该横杆部分形成通量。

在优选的方式中，每一横杆部分位于磁铁容置孔中的一对之间，该一对磁铁容置孔相应地容置一对磁铁，该一对磁铁彼此在圆周方向上接近并具有同样的在径向方向上的磁化方向。在这种配置中，该转子铁芯的外圆周部分可以通过该横杆部分很好地被机械支承并因此改善高速旋转性能，其中该圆周部分位于该磁铁容置孔的外面。

在优选的方式中，每一横杆部分位于圆周方向的每一磁铁容置孔和每一凹槽之间。以这种方式，该磁铁容置孔和该励磁绕组容置凹槽由该横杆部分确定，并且该励磁绕组的热量可以被很好地扩散。并且，施加于该励磁绕组和该磁铁上的离心力可以通过该横杆部分而支承。

在优选的方式中，该横杆部分包括多个位于组成该一对凹槽的两个凹槽之间的横杆部分。因此，该转子铁芯的、位于容置相应永久磁铁的磁铁容置孔外面的该外圆周部分可以通过该横杆部分被很好地机械支承并因此改善该高速旋转性能。

在优选的方式中，具有外圆周表面的该转子铁芯的径向外侧形成为由该横杆部分支承，并沿着圆周方向延伸使得每一凹槽的径向开口变窄。因此，由该励磁绕组和该永久磁铁形成的通量可以被很好地提供给该定子铁芯。此外，可以平滑在该转子铁芯和该定子铁芯之间的电磁气隙中的通量密度的圆周方向变化。

在优选的方式中，该电枢电流的基波分量具有高于1/2的总电流均方根值的均方根值，其中除了该基波分量之外，一半以上的均方根电流分量都在相应于该基波分量的每一相周期的1/4的时间段内。因此，由于该初级励磁电流(转子励磁电流)的频带已经变大，所以可以在短时间内有效地提供该次级励磁电流给该短路绕组。尤其是，例如在该同步电流的基波分量或该多相AC电流中，其中该AC电流与有效转矩的产生相关，转子励磁电流可以被叠加以避免具有大振幅的相周期。因此，可以简化用于叠加该转子励磁电流的电路和电源。

应该注意到该转子励磁电流的波形可以是例如脉冲波形和高频AC波形。由于该脉冲电流具有许多高频分量，因此可以完成到该励磁绕组中的电磁感应。此外，由于在短时间内提供电流，故转子转矩的波动和磁力噪声可以被减少。此外，通过在小于1/4的基波分量(同步电流)周期(也就是π/2)内提供脉冲高频分量(初级励磁电流)，该转矩脉动的影响可以被抑制到实际使用的足够低的水平。通常，以电枢电流控制的方式，转矩操作典型地通过dq旋转坐标系转换而完成。因此，如果用于提供该电流的脉冲高频分量(初级励磁电流)Irl的周期小于1/4的该周期，那么该叠加可以在d轴电流和q轴电流存在于该dq旋转坐标系一个象限时完成。因此，该d轴电流和该q轴电流的符号不必变化。这意味着可以减少该转矩脉动。

在优选的方式中，还包括逆变器，其不仅根据该转子的旋转角提供该同步电流到该电枢，而且提供该转子励磁电流，其中该逆变器被配置为确定该转子励磁电流的相位和振幅使得每一相电枢电流的基波分量的均方根值和该转子励磁电流的均方根值之和等于或小于预先确定的一相的电枢电流的可允许的最大均方根值。因此，该逆变器和该各个臂可以被有效地阻止通过超过其容许电流承载能力有效值的电流。应该注意到如果超过该容许电流承载能力的有效值瞬间流过该逆变器和各个臂，那么由于该期间仅仅是瞬时的，因此不会导致问题，并且此后热量产生和由该热量产生引起的温度上升与该有效值相关。

在优选的方式中，该逆变器被配置为将全部相的转子励磁电流中具有最大振幅的转子励磁电流与仅仅在相位β从该相应相的峰值相角到相角α的时间段内的相应相的电枢电流相混合。因此，可以提供大振幅的转子励磁电流，与此同时防止相电流波形的畸变。

在优选的方式中，相角α为0到160度并且该相位β的周期是0.1到60度，以及该转子由没有永久磁铁埋设到其中的转子组成。因此，可以提供大振幅的转子励磁电流。

在优选的方式中，相角α为60到210度并且该相位β的周期是0.1到60度，以及该转子由没有永久磁铁埋设到其中的转子组成。因此，可以提供大振幅的转子励磁电流。

在优选的方式中，用于提供该转子励磁电流的定时被设置为这样，在该转子具有面对定子的内圆周表面的磁性凸极的情况下，当每一相的转子励磁电流显示其峰值的瞬间，该电流供应器提供产生磁通量的每一相的转子励磁电流，其中该磁通量的圆周中心位置在由该磁性凸极占用的圆周范围内。因此，由该各个相的转子励磁电流形成的合成磁场矢量与该磁性凸极部分的相应相互相匹配，以便通量可以有效地形成在磁性凸极部分。换句话说，为了有效地利用该转子励磁电流，这些电流优选以这种方式提供，即用于将该脉冲高频分量(初级励磁电流)叠加在该电枢电流的基波分量上的定时与dq旋转坐标系中的该脉冲高频分量(初级励磁电流)的矢量方向与该磁性凸极部分(相角)的方向匹配时的定时一致。

在优选的方式中，该电流供应器被配置为在每一相的电枢电流的基波分量的一个周期内至多提供该转子励磁电流两次。因此，大的电功率可以被传输到该励磁绕组，同时减少了波形畸变。具体地，由于该转子具有一对磁性凸极部分，该凸极部分彼此通过电角度π隔开，并且由于通过该二极管短路的该励磁绕组围绕该磁性凸极部分缠绕，因此，在该电角度2π、也就是说三相电枢电压的一个周期内，存在两个用于叠加该脉冲高频分量的合适的定时。因此，优选在该基波的一个周期内，该脉冲高频分量被两次叠加到每一相电枢电压的基波分量上。

在优选的方式中，该同步电机还包括逆变器，其不仅根据该转子的旋转角提供该同步电流到该电枢，而且提供三相转子励磁电流到该交变电流，其中逆变器被配置为给每一相提供该转子励磁电流，使得该相应的三相转子励磁电流中一相的转子励磁电流具有基本上两倍于剩下两相的每一转子励磁电流振幅的振幅。因此，在三相连接(优选三相星形连接)的定子绕组(电枢绕组)中，该转子励磁电流可以被对称地提供给每一相，通过这种方式，大的电功率可以被传输到该励磁绕组，与此同时减少波形畸变。

在优选的方式中，该同步电机还包括逆变器，其不仅根据该转子的旋转角提供同步电流到该电枢，而且提供多相转子励磁电流到该交变电流，其中该逆变器被配置为产生转子励磁电压以将该转子励磁电流提供给每一相。因此，在该电枢电流中可以获得合适的波形，该电枢电流是通过将该有助于产生正或负转矩的多相电流的基波分量与叠加到其上的该励磁电流合成而获得的电流。

在优选的方式中，该逆变器被配置为在除了使得该多相交变电流具有实质上最大振幅的多相交变电压的时间之外的时间段内产生该转子励磁电压。此处提到的除了该多相电流电压最大振幅附近的时期之外的时期，可以从以多相AC电压的每一相电压的零电平为中心的、在-45(-π/4)到+45(+π/4)度的范围内变化。因此，用于该逆变器的电压可以变大，并且因此可以在短时间段内提供所需要的电流。因此，提供电流的时间、电阻损耗(其与电流的平方成正比)和温度的上升都可以被减小。同时，应用于逆变器的电源电压也可以被减小。

在优选的方式中，该逆变器被配置为产生每一相的转子励磁电压，使得每一相的多相交变电压与每一相的转子励磁电压之和不超出每一相的该多相交变电压的最大振幅。因此，可以获得如上所述的同样效果。

在优选的方式中，该逆变器被配置为将该每一相的转子励磁电压叠加到每一相的多相交变电压上，该转子励磁电压或者是脉冲电压或者是脉冲宽度调制电压，并且该多相交变电压是脉冲宽度调制电压。因此，该转子励磁电压可以在该多相AC电压的预定的相周期内很好以及容易地被叠加。

在优选的方式中，该逆变器被配置为将每一转子励磁电压的正脉冲电压叠加到每一相的高电平多相交变电压上，并将每一转子励磁电压的负脉冲电压叠加到每一相的低电平的多相交变电压上，该高电平和该低电平两者分别具有有意加宽的时间段。以这种方式，该转子励磁电压的叠加可以与抑制该逆变器开关次数增大的同时而获得，借此可以减少逆变器损失。

在优选的方式中，该正脉冲电压和该负脉冲电压在多相交变电压的实质上的过零点处叠加到该多相交变电压。以这种方式，大的励磁电流可以被感应到该短路绕组中，而没有提高应用到该逆变器的电源电压。

在优选的方式中，该逆变器被配置为在其正半波周期内将每一转子励磁电压的正脉冲电压叠加到每一相的多相交变电压上，并在其负半波周期内将每一转子励磁电压的负脉冲电压叠加到每一相的多相交变电压上。以这种方式，可以减小扰动的波形和磁力噪声。此外，可以减小应用到该电枢绕组的电源电压的振幅。

在优选的方式中，该转子包括用于径向地提供由流经该短路绕组的电流所形成的磁通量的短路磁通的磁路，和位于磁性凸极的永久磁铁，以在该转子的外圆周表面形成磁极。

                            附图说明

图1是根据本发明第一实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的图解式轴向截面图；

图2是图1中示出的励磁绕组型同步电机的径向横截面图；

图3是图1中示出的励磁绕组型同步电机的电路图；

图4是图1示出的在励磁绕组型同步电机中提供给三相电枢电流的控制电流的实施例的电流波形图；

图5是示出图1所示励磁绕组型同步电机中的合成三相电枢电流的波形的电流波形图；

图6是根据本发明第二实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的图解式径向截面图；

图7是根据本发明第三实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的电路图；

图8是根据本发明第四实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的电路图；

图9是根据本发明第四实施方式5和6使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的电路图；

图10是根据本发明第七实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的电路图；

图11是根据本发明第八实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的部分径向截面图；

图12是根据本发明第九实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的图解式轴向截面图；

图13是根据本发明第九实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的部分径向截面图；

图14是根据本发明第十实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的部分径向截面图；

图15是根据本发明第十一实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机配置的部分径向截面图；

图16是根据本发明第十二实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机的合成相电流的示例性波形的波形图；

图17是根据本发明第十二实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机的分立相电流的示例性波形的波形图；

图18是根据本发明第十二实施方式使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机中的转子励磁电流和正弦波相电流波形之间的相位关系的示意图；

图19示出本发明第十三实施方式的变型的波形图；

图20是示出第十三实施方式的短路绕组型同步电机的部分径向横截面图；

图21是在图20中从转子侧看过去的该短路绕组型同步电机的电路图；

图22是图20中示出的短路绕组型同步电机在叠加之前的三相电枢电压的波形图；

图23是一相中的PWM(脉冲宽度调制)相电压的波形图；

图24是用于叠加的转子励磁电流和转子励磁电压的波形图；

图25示出一相中的PWM相电压(叠加前)；

图26示出一相中的PWM相电压(叠加后)；

图27示出第十三实施方式的变型的一相中的PWM相电压(叠加后)；

图28是第十三实施方式的变型的转子结构配置的部分径向横截面；

图29是示出各个相的合成电枢电流波形和此时已经在该转子绕组中产生的励磁电流波形的模拟波形图，其中各个相的合成电枢电流波形通过将用于使得励磁绕组具有励磁电流的高频电流分量叠加到电枢电流的基波分量(正弦波)上而获得；

图30是示出由图29的励磁电流产生的转矩的模拟波形图；

图31是示出高频电压分量已经被叠加在三相电枢电压上以便提供图29的励磁电流的状态的模拟波形图；

图32是模拟波形图，其中图29的每一波形的大约一个周期被放大；

图33是示出图29的合成电枢电流和其基波分量的模拟波形图；

图34是示出合成电枢电流Iu中的基波分量以及合成电枢电流Iu的脉冲高频分量(初级励磁电流)的模拟波形图；

图35是示出每一相的电枢电压的基波分量在一个基波分量周期内已经由脉冲高频分量叠加两次的状态的模拟波形图；以及

图36是示出由过零时间叠加获得的三相电枢电压波形的模拟波形图。

                          具体实施方式

本发明的优选方面将作为各种实施方式详细地描述。然而应当指出，本发明不会被解释为限制于如下所述的实施方式，而是可以结合其它公知的技术或为公知技术所共有的其它具有所需要功能的技术。应当注意到在下列的实施方式中，同样的参考标记指相似的部件或相同的部件。

[第一实施方式]

参见图1，描述了根据本发明第一实施例的利用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机。图1是励磁绕组型同步电机(电动机)的轴向截面图。该同步电机可以用于混合动力汽车、燃料电池汽车、电动车辆或类似的作为车辆上的驱动功率产生装置。

图1中，1表示定子，2表示定子铁芯，3表示围绕定子铁芯2缠绕的定子绕组(电枢绕组)。此外，4表示转子，5表示转子铁芯，6表示围绕转子铁芯5缠绕的转子绕组(励磁绕组)，以及7表示转子轴。9表示固定到该定子1上并旋转地支承转子4的机架(所谓的外壳)。10表示用于检测转子旋转位置的位置传感器。位置传感器10被固定到转子轴7上以便与磁性环形板的外圆周表面面对，在环形板中，磁性凸极以一定节距沿着其圆周形成。位置传感器10检测磁性凸极的通路以检测旋转位置。20表示根据来自位置传感器10和控制器40的信号输出来控制定子绕组3的电枢电流的逆变器，以及30表示用于给逆变器20提供所需要电源的DC电源。

图2示出定子1和转子4的径向横截面图。定子绕组3具有三相绕组。控制器40周期性地控制逆变器20以便将相应于转子4旋转位置的电枢电流提供给定子绕组3，其中旋转位置从位置传感器10获得。在本实施例中，转子4的转子铁芯5具有构成一对场磁极(磁性凸极)的铁芯齿部分510。转子绕组6以正方形形状围绕铁芯齿部分510缠绕以形成铁芯齿部分510处的磁场通量。由于这种类型的励磁绕组型同步电机的结构和操作是已知的，因此更多的描述从略。

该励磁绕组型同步电机的电路在图3中示出。50表示平滑电容器。三相逆变器20共具有三个上臂元件和三个下臂元件，每一个臂元件由IGBT和续流二极管组成。各个臂元件当然可以由MOS晶体管替代。本实施方式的特征在于转子绕组6通过二极管12处于短路状态。二极管12将经过半波整流的感应AC电压提供给转子绕组6以将一对铁芯齿部分510中的一个对应部励磁为N极，另一个对应部励磁为S极。

在本实施方式中，为了在转子绕组6中感应出AC电压，逆变器20提供专门的AC电流(转子励磁电流)到定子绕组3。因此，流过定子绕组3的电枢电流等于同步电流也就是用于产生转矩的电流分量和转子励磁电流之和。

参见图4，通过逆变器20控制三相电枢电流的实施例描述如下。51表示U相电枢电流，52表示V相电枢电流，53表示W相电枢电流，这些电流是具有正弦波波形的基波电流(同步电流)。61-63表示转子励磁电流，其被叠加到相应相的电枢电流51-53上。在本实施方式中，转子励磁电流61被叠加到V相电枢电流上，转子励磁电流62被叠加到U相电枢电流上，转子励磁电流63被叠加到W相电枢电流上。

本实施方式中的这些转子励磁电流61-63应该具有与作为同步电流(基波电流)的电枢电流51-53相比的高频，以及应该具有脉冲波形。通过将转子励磁电流61-63提供给定子绕组3而形成的AC磁场与转子绕组6交链以在转子绕组6中产生AC电压。由于转子绕组6通过二极管12处于短路状态，仅仅单向电流流过转子绕组6以给予转子铁芯5预定方向励磁，以便在转子铁芯5中形成一对场磁极。具体地，在当前的实施方式中，通过提供转子励磁电流61-63到定子绕组3以及通过整流在转子绕组6中感应的AC电压而形成磁场通量。优选地，该脉冲电流应该立刻提供给没有在转子中产生转矩的相。图5示出相电流的合成波形，其由基波电流(同步电流)和图4中示出的转子励磁电流合成。

优选该每一相的相电流的合成波形的振幅被设置为不超过该基波电流的振幅。为此，如图4所示，仅仅在避开各个基波电流的振幅达到峰值附近的期间提供脉冲转子励磁电流61-63。

[第二实施方式]

参见图6，利用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机描述如下。图6是励磁绕组型同步电机(电动机)的径向截面图。在本实施方式中，8表示用于产生磁场通量的永久磁铁。永久磁铁8产生与转子绕组6形成的磁场通量相同方向的磁场通量。因此，根据当前的实施方式，通过该永久磁铁的辅助励磁可以抑制转矩的增大并减少励磁电流。

[第三实施方式]

参见图7，描述根据第三实施方式的利用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机。在本实施方式中，电容器14并联连接到二极管12。这样的设置可以稳定流过转子绕组6的励磁电流和在其中产生的电压。然而，在目前的实施方式中，由于在转子绕组6中感应的AC电流之中应该被关断的反相半波元件通过电容器14导通，因此磁场通量的有效值变小。

[第四实施方式]

参见图8，描述根据第四实施方式的利用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机。在本实施方式中，扼流线圈15与二极管12串联连接。扼流线圈的磁路可以用转子铁芯的圆周内侧部分或类似物形成。用这样的方式，当转子绕组6中感应出的AC电压使得二极管12单向地提供电流到该电路时，磁能被储存在扼流线圈15中。因此，在AC电压的反相半波周期内，由于通过扼流线圈15产生的电压，所以该用于供给励磁电流的周期可以被拉长，从而平滑该励磁电流的振幅波动。

[第五实施方式]

参见图9，描述根据第五实施方式的利用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机。本实施方式的特征在于将具有高于同步频率的高频率转子励磁电流连续地提供给逆变器电路。该转子励磁电流可以是正弦波或梯形波波形。然而，能够通过逆变器20提供给每一相电枢绕组的最大电流由提供给逆变器20的DC电源电压限制。因此，用于产生该基波电流(同步电流)的相电压的总和以及用于产生该转子励磁电流的相电压被控制为不超过该DC电源电压。

当前实施方式的特征在于根据转子铁芯5的旋转位置而控制供给每一相转子励磁电流的方向。参见图9，以下进行详细说明。在图9中，逆变器20具有U相上臂元件21、V相上臂元件22、W相上臂元件23、U相下臂元件24、V相下臂元件25和W相下臂元件26。每一个臂元件都是半导体开关元件，并且具有与该臂元件反并联的续流二极管D。

在图2中示出的定子铁芯2中，每一相的绕组构造为电枢绕组以分布方式沿着圆周方向依次缠绕U相导线、负V相导线、W相导线、负U相导线、V相导线和负W相导线。因此，转子铁芯5的两个磁场极将具有下述相应的相周期。相应的相周期之和是电角度2π。

第一相周期是面对由流过U相导线、负V相导线和W相导线的转子励磁电流形成的AC磁场的相。第二相周期是面对由流过负V相导线、W相导线和负U相导线的转子励磁电流形成的AC磁场的相。第三相周期是面对由流过W相导线、负U相导线和V相导线的转子励磁电流形成的AC磁场的相。第四相周期是面对由流过负U相导线、V相导线和负W相导线的转子励磁电流形成的AC磁场的相。第五相周期是面对由流过V相导线、负W相导线和U相导线的转子励磁电流形成的AC磁场的相。第六相周期是面对由流过负W相导线、U相导线和负V相导线的转子励磁电流形成的AC磁场的相。在第一和第四相周期中，流过U相导线和W相导线转子励磁电流是单向的，并且流过V相导线的转子励磁电流是反向的。应该指出，该转子励磁电流的方向指电流流入定子绕组3的方向以及电流流出的方向。同样地，在第二和第五相周期中，流过V相导线和U相导线的转子励磁电流是单向的，并且流过W相导线的转子励磁电流是反向的。同样地，在第三和第六相周期中，流过W相导线和V相导线的转子励磁电流是单向的，并且流过U相导线的转子励磁电流是反向的。

如上所述，由于转子励磁电流具有高频，因此供电电流的方向在一个相周期中改变多次。相应的转子励磁电流流向的切换可以根据转子的检测到的角位置而控制。以这种方式，由流过每一相绕组的转子励磁电流形成的磁通量可以有效地与励磁绕组交链。

[第六实施方式]

参见图9，根据第六实施方式的利用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机描述如下。本实施方式被提供用于描述一种在同步电机运行于发电模式时提供转子励磁电流的方法。

由于逆变器20具有续流二极管，因此在发电模式下其实质仅仅运行为三相全波整流器。当然，在与该开关元件反并联的续流二极管D导通的周期内，通过导通该半导体开关元件而完成的同步整流可以减少续流二极管D的损耗。

但是，一旦利用逆变器20完成整流发电时，如果构成逆变器20的各个半导体开关元件21-26在它们处于整流发电时本来不应该一开始就被导通的相周期内被导通，那么相绕组31-33的一部分短路，导致短路电流流经相绕组31-33。由于该短路电流可以在任何时间流过相绕组31-33，因此其速度不同于与转子转速同步的、由基波电流形成的旋转磁场速度的磁场将能与转子绕组6交链。

让我们假设一个相周期，例如U相上臂的半导体开关元件21输出所产生的电流到DC电源侧，并且V相和W相下臂的半导体开关元件25和26从该DC电源充入电流的周期。在此情况下，如果V相上臂本来不应该导通的半导体开关元件22被导通，那么由U相绕组31、U相上臂元件21、V相上臂元件22、V相绕组32、中性点和U相绕组31形成短路电路，使得大的短路电流流经U相和V相绕组。因此，如果该短路电流被以预定的时间间隔中断，那么就可以提供该转子励磁电流给定子绕组3。如果在上述的相周期内，W相上臂元件23导通或U相下臂元件24导通，也可以获得同样的结果。显然，只有在预定的相周期内，才能将具有比该同步频率高的高频转子励磁电流供给该电流到定子绕组3，取代连续地供给电流。也显然的是，该转子励磁电流的波形可以是正弦波或梯形波、或者可以是脉冲波形。

本发明使用的电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机还可以被用于车用交流发电机或执行引擎启动和发电的车用发电电动机。此外，本发明使用的电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机转子也可以使用永久磁铁。在该情况下，由励磁绕组形成的磁场通量优选以与该永久磁铁形成的磁场通量同样的空间相位形成。例如，优选该磁场通量可以产生在d轴和负d轴中的循环，而且该励磁绕组磁场通量也可以产生在d轴和负d轴中的循环。但是，如果该励磁绕组的磁场通量低，那么该磁场通量优选适用于将用于励磁绕组磁场通量的磁路短路。

[第七实施方式]

参见图10，根据第七实施方式的利用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机描述如下。在本实施方式中，用于半波整流的二极管12被用于同步整流的MOS晶体管120替代。MOS晶体管120与其寄生二极管同时导通。MOS晶体管120的门极电压可以来源于DC电源电路，该DC电源电路通过单独地整流由转子绕组6感应的电压而建立。

[第八实施方式]

参见图11，根据第八实施方式的利用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机描述如下。本实施方式与图6示出的实施方式相同之处在于永久磁铁8也可以被用于转子铁芯5，但是不同之处在于用于短路该由永久磁铁形成的磁场通量的磁路形成于转子铁芯中以便处于磁饱和状态。

更特别地，图11示出了一个N磁场磁极。永久磁铁8的磁场通量具有短路的磁路520，其磁性地短路永久磁铁8。当没有提供电流给转子绕组6时，由永久磁铁8使该短路磁路520处于磁饱和的状态，永久磁铁剩余的磁场通量提供给定子1用于与定子绕组3交链。但是，在该同步电机的最大速度处，使得定子绕组3产生的电压些微地小于电池组电压，以使该电池不能单独地通过永久磁铁8充电。

当以通过提供整流过的励磁电流到转子绕组6的短路通路520的饱和通量方向相反的方向提供磁场通量时，该磁场通量流向定子1，使得与定子绕组3交链的磁场通量的数值增大。因此，根据本实施方式，可以容易地调整磁场通量的量，同时防止永久磁铁的退磁。

如果通过将该定子电流分为d轴电流和q轴电流，或者通过所谓的矢量控制而对该定子电流进行控制，那么d轴电流的具有预定频率的AC电流分量在转子绕组中感应出交流电压。因此，通过控制该d轴电流的AC电流分量(其也可以具有多个频率)，可以在转子绕组中感应出AC电压。因此，利用该AC电压的整流，可以有合乎需要大小的励磁电流流过该转子绕组。并且，通过例如对于q轴电流的AM调制的控制，可以抑制逆变器所需要的输入电压的增大。

[第九实施方式]

参见图12，根据第九实施方式的利用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机描述如下。图12中示出的同步电机不同于在图1和2中示出的第一实施方式的同步电机，其中转子绕组(励磁绕组)6和永久磁铁8被嵌入转子铁芯5。

图13示出了定子1和转子4的径向截面图。图12示出了该励磁绕组型同步电机(电动机)的图解的轴向截面图。定子绕组3具有三相绕组。控制器40间歇地控制逆变器20以便相应于转子4旋转位置的电枢电流被提供给定子绕组3，其中旋转位置从位置传感器10获得。如上所述，没有与转子旋转同步的转子励磁电流叠加于定子绕组3上以实现二极管对于在转子绕组61-64中感应出的交流电压的整流。

转子4的转子铁芯5在转子铁芯5的外圆周表面附近具有磁铁容置孔51-54和励磁绕组容置凹槽55-58。作为转子铁芯5一部分的横杆部分58径向地设置于彼此沿着该圆周邻接的磁铁容置孔51、52之间。作为转子铁芯5一部分的横杆部分59径向地设置于彼此沿着该圆周邻接的磁铁容置孔53、54之间。横杆部分58、59的最外圆周面覆盖磁铁容置孔51-54的外周面，并被连接到在该圆周的双向延伸的凸缘部分50b以变窄在该励磁绕组容置凹槽55-58的外周面上的开口50a。

在当前的实施方式中，磁铁容置孔51圆周方向上邻近于励磁绕组容置凹槽55以彼此相通。同样地，磁铁容置孔52在圆周方向上邻近于励磁绕组容置凹槽56以彼此相通，磁铁容置孔53在圆周方向上邻近于励磁绕组容置凹槽57以彼此相通，以及磁铁容置孔54在圆周方向上邻近于励磁绕组容置凹槽58以彼此相通。永久磁铁81-84分别容置在磁铁容置孔51-54中。永久磁铁81、82在外圆周侧被磁化为S极，在内圆周侧被磁化为N极。永久磁铁83、84在外圆周侧被磁化为N极，在内圆周侧被磁化为S极。永久磁铁81-84整体地构成图12中的永久磁铁8。转子绕组6、也就是励磁绕组围绕励磁绕组容置凹槽55-58缠绕。励磁绕组容置凹槽55、58分别容置转子绕组6的外圈61、64，励磁绕组容置凹槽56、57分别容置转子绕组6的内圈62、63。任何形状的绕组都可以用于转子绕组6，例如正方形形状绕组和螺旋形绕组。φ示出图13中由虚线示出的磁场通量。磁场通量φ由永久磁铁81-84和转子绕组的电流(励磁电流)形成。

基本操作与图11中示出的实施方式相同。由于流经定子绕组3的三相AC电流产生的旋转磁场具有与转子4同样的转速，因此没有在转子绕组6中感应AC电压。当没有转子励磁电流提供给定子绕组3时，就没有在转子绕组6中感应出励磁电流，并且永久磁铁81-84的磁通量的一部分由横杆部分58、59短路从而不会与定子绕组3交链，进而将转矩限制在那么多。另一方面，当该转子励磁电流提供给定子绕组3时，转子绕组6中感应出的励磁电流使得永久磁铁81-84在横杆部分58、59以相对于指向横杆部分58、59的磁通量的方向产生电流磁场。那么，已经通过横杆部分58、59分流的永久磁铁81-84的磁通量指向定子1以增大转矩。当该转子励磁电流在同样的方向上进一步增大时，由转子绕组6形成并且与定子绕组3交链的的磁场通量被增大以进一步增大转矩。反之，当该转子励磁电流相反地定向时，与定子绕组3交链的磁场通量显著地减少。

凸缘部分50b可以增大磁阻转矩。具体地，该凸缘部分50b增大作为q轴磁路的磁阻转矩，并支承永久磁铁81-84和转子绕组61-64克服该离心力。

在当前的实施方式中，转子的绕组间隙具有凹槽形状。但是，可以提供另一种方法，其中换向器片沿着轴向插入到转子中，随后通过用于连接的焊接以形成绕组，该绕组的转子表面上的开口被封闭。

[第十实施方式]

参见图14，根据第十实施方式的使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机如下所述。图14是励磁绕组型同步电机(电动机)的部分径向横截面图。图14中示出的同步电机不同于第九实施方式的同步电机，其中代替横杆部分58提供横杆部分581、582，代替横杆部分59提供横杆部分591、592，并且磁铁容置孔51、52被整合以在其中容置一个永久磁铁8，磁铁容置孔53、54被整合以在其中容置一个永久磁铁8。当前实施方式中的通量流量类似于图11中示出的，而非图13中示出的。在当前的实施方式中，因为横杆部分581、582、591和592位于接近q轴的位置从而减小了q轴的磁阻，因此可以期望增大磁阻转矩。

[第十一实施方式]

参见图15，根据第十一实施方式的使用电枢绕组电源技术的励磁绕组型同步电机如下所述。图15是励磁绕组型同步电机的部分径向横截面图。图15中示出的同步电机合并了在图13中示出的第九实施方式的横杆结构和图14中示出的第十实施例的横杆结构。因此，使用了横杆部分581-583以及591-593。

[第十二实施方式]

参见图16和17，第十二实施方式如下所述。图16示出合成的相电流波形的波形图，其中脉冲转子励磁电流Ifu、Ifv、Ifw叠加于相应的相电流lu、Iv、Iw，也就是定子绕组3的三相正弦电流上。图17示出波形图，其中各个相电流Iu、Iv、Iw表示分别来自转子励磁电流Ifu、Ifv、Ifw。

当然，这些相电流波形由逆变器20所形成。在图中，Iu是提供给U相绕组的相电流、Iv是提供给V相绕组的相电流以及Iw是提供给W相绕组的相电流。相电流Iu、Iv、Iw是与该转子的旋转同步的正弦电流(此处指多相AC电流)。

转子励磁电流Ifu、Ifv、Ifw通过预定的相角α以预定的相周期β提供，该相周期从U相电流Iu的正向振幅(峰值相角)的最大值点延迟的时间点开始。因此该脉冲转子励磁电流Ifu叠加于相电流Iu上，脉冲转子励磁电流Ifv叠加于相电流Iv上，以及脉冲转子励磁电流Ifw叠加于相电流Iw上。因此建立公式Ifu+Ifv+Ifw＝0。

参见图18，当应用于IPW电动机时，描述α和β的设置。假设该定子的旋转磁场电流的中心与U相电流峰值的角位置匹配，来描述α和β的设置。图18示出在旋转磁场中心的电流和励磁电流之间的位置关系。在IPM电动机中，从转矩性能的观点看，旋转磁场电流的中心优选被设为领先该转子磁场中心30-60度的相位。

在图18中，由于该转子磁场的中心领先该q轴90电角度(π/2)，因此如果沿着与该旋转磁场电流的中心同样的方向提供转子励磁电流Ifu，那么励磁通量会增大。转子励磁电流Ifu仅仅必须形成在极弧比(一般地大约0.7)之内的磁通量，因此实际上Ifu应该被设定为从-60到+60度的范围内以实现转子励磁功能。可以理解的是在旋转磁场(最大相电流的最大振幅)和转子励磁电流Ifu之间的相角α应该通过将励磁电流的冗余度增加120-150度而设置，也就是说，应该被设置在60-210度。应该注意到这里的q轴指在从磁场中心的转动方向延迟90度的轴，其中该磁场定向为沿着该外径的方向。

该脉冲转子励磁电流Ifu在各个相电流的基波分量上的叠加情况，尤其是它们的相位关系，在图17中表示，两者的合成，也就是各个相的合成相电流波形在图16中表示。通过将相角设置在60-210度的范围内，励磁电流的振幅为最大值。应该注意到在图18中，从该图页的上表面到背面的穿入方向表示正向。关于β，它受转速和供给电流的周期限制。在驱动车辆时，例如通常使用带有4磁极对的50-5000rpm，以及合适的供电电流的周期，该周期在大约50μs到大约0.5ms的范围内以尽可能地减小所需要励磁的能量以及损失。为了满足这些需求，β优选被设定在0.1-60度。

简要地，该脉冲转子励磁电流的振幅在U相电流Iu中是最大的，其中该转子励磁电流的幅值在该正方向上是最大的。对于该最大振幅的转子励磁电流该U相电流Iu被叠加成减少了它的振幅。叠加到V相电流Iv和W相电流Iw的该转子励磁电流之和等于U相电流Iu，但是该叠加的方向是反向的。在当前的实施方式中，V相电流Iv的振幅基本上等于W相电流Iw的振幅，但是，其间存在大约0.7-1.5倍的差值。该转子励磁电流的叠加提供给该励磁绕组所需要的电功率。

在凸极电动机中，仅仅提供不带有磁铁的励磁绕组，从转矩性能的观点来看，将旋转磁场电流的圆周向中间位置设置为领先该转子磁通中心-30到10度的相位是合适的。

在该具有单励磁绕组的凸极电动机中，该转子的磁场磁极的圆周向中间位置也位于领先于q轴90电角度(π/2)的位置。因此通过将该转子励磁电流Ifu以与旋转磁场电流的中心相同的方向提供给q轴，可以增大该励磁通量。优选的，转子励磁电流Ifu应该形成在该极弧比(一般大约0.7)内的磁通量。换句话说，该转子的励磁功能能够通过设定该旋转磁场电流的圆周向中心位置在-60到+60度的范围内而实现。具体地，在旋转磁场(最大相电流的最大振幅)的中心和转子励磁电流Ifu之间的相角α应该通过将励磁电流的冗余量加60-100度而被设定，也就是说被设定为0-160度。

(变型)

如图19所示，可以使得叠加到U相电流Iu并具有最大振幅值的转子励磁电流Ifu的振幅小于将叠加到其他的相电流上的转子励磁电流Ifv或Ifw的振幅。

在上述的实施方式中，具有该最大振幅的转子励磁电流Ifu在迟于U相电流Iu的最大正向振幅的时间点上已经叠加预定的相角α到U相电流Iu。另外，具有最大振幅的转子励磁电流Ifv可以在迟于V相电流Iv的最大正向振幅预定的相角α的时间点上叠加到V相电流Iv。另外，具有最大振幅的转子励磁电流Ifw可以在迟于W相电流Iw的最大正向振幅预定的相角α的时间点上叠加到W相电流Iw。

在各个相电流Iu、Iv和Iw的相周期之中，存在特定的相周期，其对于转矩的产生具有较小的贡献。因此，如果该转子励磁电流在这些周期中叠加到相电流上，转矩脉动可能减小。

在上述实施方式中，已经在相周期β内提供了脉冲电压波形或基本矩形波形的转子励磁电流。可替代的，也可以提供具有高频率AC电流波形的转子励磁电流。

[第十三实施方式]

参见图20到26，将描述第十三实施方式。图20示出图1中的定子1和转子4的径向的横截面。在当前的实施方式中，转子绕组(短路绕组)6基本上埋设于其中的凹槽(可以为孔)形成在转子4的转子铁芯5的外圆周表面附近。如图21所示，转子绕组6通过二极管12而短路。14表示电流平滑电容器。二极管12完成对在转子绕组6中感应出的AC电压的半波整流，使得一对转子铁芯齿部分51a中的一个对应部被励磁为N极、另一个对应部为S极。

流经转子绕组6的单向感应电流以图20所示箭头的方向上在转子绕组6中形成磁场通量。该磁场通量在转子绕组6包围的转子铁芯齿部分51a处、在转子铁芯5的外圆周面形成。因此，在当前的实施方式中，虽然转子绕组6以集中绕线的方式围绕每一转子铁芯齿部分51a缠绕以具有正方形，但是也可以提供螺旋形绕组。

在该实施方式中，逆变器20提供专门的AC电流(转子励磁电流)到定子绕组3以在转子绕组6中感应出AC电压。因此，流过定子绕组3的三相电枢电流是三相同步电流(此处指多相电流)和转子励磁电流之和，该三相同步电流也就是用于产生转矩的电流分量。用于定子绕组3的电枢电压是三相AC电压和转子励磁电压之和，其中三相AC电压也就是用于产生转矩的电压分量，而转子励磁电压也就是用于产生该转子励磁电流的电压分量。常规的三相电枢电流的波形在图22中示出，以及一个PWM(脉冲宽度调制)相电压波形在图23中示出。图22图解示出了流过该定子绕组的电流，以及图23示出过调制时的电压波形。

(关于转子励磁电压叠加的详细说明)

参见图24，以下描述一种用于在当前的实施方式中叠加该转子励磁电压方法。在当前的实施方式中，在用于产生转矩的三相AC电流的预定相周期内，脉冲电流提供给转子绕组6以在转子绕组6中感应出电压。然后，该感应电压经过二极管整流，以单向地提供励磁电流到转子绕组6。

在图24中，100表示叠加到定子绕组3上的转子励磁电流的波形。为了将脉冲转子励磁电流100提供给定子绕组3，定子绕组3需要被提供彼此极性不同的正脉冲电压101和负脉冲电压102。VB表示电池组电压的宽度。

在图25中，用104表示用于形成一相正弦波相电压103的一相PWM相电压用200、202表示PWM相电压的导通状态周期，用201、203表示PWM相电压的断开状态周期。参见图26，一种用于很好地将正脉冲电压101和负脉冲电压102叠加到一相的PWM相电压104上的方法。

参见图26，在用于叠加该转子励磁电压的周期T中，其中该转子励磁电压设置为在一相正弦波相电压103的零电平附近，一相PWM相电压104的断开状态周期201在相周期T1中变换到接通状态周期，其中一相正弦波相电压103存在正值，并且一相PWM相电压104的导通状态周期202在相周期T2变换到断开状态周期，其中一相正弦波相电压103存在负值。因此，正脉冲电压101在相周期T1上叠加，并且负脉冲电压102在相周期T2上叠加。其他两相的PWM相电压可以以类似的方式形成。以这种方法，接近于一相正弦波相电压103的零电平(过零)的PWM脉冲波形可以被转化，这导致正脉冲电压101和负脉冲电压102的脉冲宽度的增大，并且通过使得两者宽度基本上彼此相等，导致PWM三相AC电压波形扰动的减小。此外，脉冲电动机励磁电压可以在PWM三相AC电压上叠加，同时抑制PWM电压切换的次数的增加。换句话说，在当前的实施方式中，该用于形成三相AC电压的PWM三相AC电压接通状态周期和断开状态周期被转化，以便正脉冲电压101和负脉冲电压102容易地叠加于该三相AC电压上。因此，可以实现不实质上改变典型无刷DC电动机的电路布置的装置。根据如上所述的脉冲转化，是三相AC电压(有效值)和转子励磁电压(有效值)之和的该电枢电压没有超过该三相AC电压(有效值)的最大值，因此三相AC电压(有效值)的振幅可以被设置在电源电压容许范围内的高电平。

由于上述合成的PWM电压105的形成可以清楚容易地通过由微型计算机或数字电路构成的控制器40而完成，因此参考附图的详细描述在此处从略。例如，该转子励磁电压可以由正脉冲电压确定，该正脉冲电压在相当于零值电平的逻辑值零和相当于正值电平的逻辑值1之间转换，并由负脉冲电压确定，该负脉冲电压在相当于零值电平的逻辑值1和相当于负值电平的逻辑值零之间转换，并且随后，该正脉冲电压可以逻辑加到该PWM相电压上，并且该负脉冲电压可以逻辑乘以该PWM相电压。

(变型)

如图27所示，一旦具有大的有效值的转子励磁电压使用到定子绕组3，那么多个断开状态周期可以在过零时间之前转换为导通状态周期，并且多个导通状态周期可以在过零时间之后转换为断开状态周期。

在上述实施方式中，在过零时间之前该断开状态周期已经完全转换为断开状态周期，在过零时间之后该导通状态周期已经完全转换为断开状态周期。可替代的，在过零时间之前通过延迟该导通状态周期，该导通状态周期可以部分地转换为导通状态周期，以及在过零时间之后，通过延迟该断开状态周期，该导通状态周期可以部分地转换为该断开状态周期。

图28图解地示出了磁铁已经被加入到图20所示的转子4中的实施例。具有该配置，磁场通量可以由磁通量和形成在转子绕组6的励磁电流通量组成。

(优点)

根据如上所述的实施方式，励磁电流可以提供给转子绕组6而不利用电刷或旋转变压器。此外，由于该励磁电流的量可以通过定子绕组3提供的电功率而调整，因此可以抑制在高速旋转时感应出的电压，并且削弱了不需要用于磁场同步电机的磁场，因此提高了效率。

(模拟结果)

模拟的结果描述如下。在每一图中，横轴表示时间。

图29是显示各个相电枢电流的合成波形的时序图，已经得到了通过将用于提供给励磁绕组励磁电流的高频电流分量叠加到该电枢电流的基波分量(正弦波)的各个相，并且该励磁电流的波形在叠加时产生在该转子绕组中。在该图中，Iu表示U相的合成电枢电流、Iv表示V相的合成电枢电流、Iw表示W相的合成电枢电流，以及Ir表示作为经过整流的感应电流的励磁电流。通过该二极管，该励磁电流Ir被整流并流经该转子绕组。能够从图29中看出，励磁电流Ir通过在每一相的电枢电流的基波分量的一个周期的短周期内叠加脉冲高频分量而流经该转子绕组。

图30示出由图29示出的励磁电流Ir产生的转矩。在脉冲激励从该定子发出的周期内，励磁电流Ir减小，但是，由于该励磁以脉冲的方式发出，所以产生的转矩脉动的程度就会非常小，但是与除了该周期之外的时间中所产生的转矩脉动的程度一样。也就是说，该转矩具有实际上可接受的电平。表明该转矩脉动比日本未经审查的专利申请公开No.07-095790中的转矩脉动相对较小。

图31是示出为了激励该图29中示出的励磁电流Ir，高频电压分量已经被叠加到三相电枢电压的状态的时序图。上述的高频电压分量可以容易地由用于形成三相电枢电压的PWM控制而形成。为了清楚起见，此处示出的基波电压具有有效电压波形。

图32示出图29中示出的各个波形的大约一周期的放大波形。图33示出图32中示出的U相合成电枢电流Iu及其基波分量Ibasic。图34示出在U相合成电枢电流Iu中的基波分量Ibasic，以及在U相合成电枢电流lu中的脉冲高频分量(初级励磁电流)Iru。

如果用于提供该脉冲高频分量(初级励磁电流)Iru的周期是小于或等于1/4的基波分量Ibasic的一个周期(即π/2)，该转矩脉动的影响可以被抑制到用于实际应用的足够低的水平。通常在这类电枢电流控制中，执行具有dq旋转坐标系变换的转矩处理。然而，如果该用于供给脉冲高频分量(初级励磁电流)Iru的周期小于或等于1/4的该周期，该叠加可以在d轴电流和q轴电流两者都在dq旋转坐标系的一个象限内时完成。因此d轴电流和q轴电流的符号不必变化。这意味着该转矩脉动可以被减小。

优选以这样的方式提供电流，使得用于将该脉冲高频分量(初级励磁电流)叠加到该电枢电流的基波分量的时间与该脉冲高频分量(初级励磁电流)的矢量方向与磁性凸极部分(相角)在dq旋转坐标系系统中的方向匹配的时间一致。应该理解到，由于该转子具有一对彼此以电角度π隔开的磁性凸极部分，并且由于通过该二极管短路的励磁绕组围绕该磁性凸极部分缠绕，因此在电角度2π，也就是在每一相电枢电流的一个周期内存在两个合适的用于叠加该脉冲高频分量的时间。因此，如图35所示，优选在基波的一个周期内该脉冲高频分量两次叠加到每一相电枢电流的基波分量。如图36所示，考虑到用于三相的电枢电流在一个周期内存在3(相)×2(两次)的叠加时间。

该脉冲高频分量应该优选在接近基波分量的过零时间点附近被叠加到每一相电枢电压的基波分量。这减小了该合成电枢电压的振幅电平。这种叠加的方式涉及过零时间叠加技术。由该过零时间叠加技术引起的三相电枢电压的波形如图31所示。可以看出，在接近过零时产生U相励磁电流。

Claims (35)

1.一种励磁绕组型同步电机，包括： 

定子，其上有逐相缠绕用于多相励磁的电枢绕组； 

与该定子相对设置的转子，该转子具有其上固定缠绕有励磁绕组转子铁芯； 

电源电路，配置为允许电枢电流流过每一相的电枢绕组，该电枢电流是产生旋转场的同步电流，该旋转场以与转子旋转速度一致的电气角度旋转速度旋转； 

电流抑制器，连接到该励磁绕组并被配置为抑制响应于该电枢电流流经该电枢绕组而由该励磁绕组感应出的感应交变电流，变成单向电流；以及 

电流供应器，被配置为逐相提供到该电枢绕组的转子励磁电流，该转子励磁电流的波形仅仅在比该同步电流流经该电枢绕组的一个周期短的预定时间段内不同于该同步电流的波形。 

2.根据权利要求1的同步电机，其中该电流抑制器电气串联连接到该励磁绕组。 

3.根据权利要求1的同步电机，其中电枢电流具有相应于该同步电流的基波分量。 

4.根据权利要求3的同步电机，其中该转子励磁电流的频率不同于该同步电流。 

5.根据权利要求4的同步电机，其中该转子励磁电流以比该同步电流的变化速度大四倍以上的变化速度以流入每一相。 

6.根据权利要求3的同步电机，其中该电流抑制器包括对该感应的交变电流半波整流的整流器。 

7.根据权利要求6的同步电机，其中该电流供应器被配置为在具有预定的电流振幅的相位时间期间提供该转子励磁电流，而不是在具有比预定的电流振幅大的电流振幅的剩余期间相位时间内。 

8.根据权利要求4的同步电机，其中该转子励磁电流包括交变电流，该交变电流的频率高于该同步电流以流经每一相的电枢绕组。 

9.根据权利要求4的同步电机，还包括逆变器，其不仅根据该转子的旋转 角提供该同步电流到该电枢，而且提供该转子励磁电流。 

10.根据权利要求9的同步电机，其中同步电机是一种同步电动机，并且

比同步电动机的一个周期短的该预定时段被如此设置：与提供同步电流的基波分量的一个周期中的1/4相比，该预定时段设置为与之相等或更小。

11.根据权利要求4的同步电机，包括整流器，其整流由该电枢绕组产生的电流，其中该转子励磁电流混合有产生的电流。

12.根据权利要求3的同步电机，其中该同步电机与车辆的车轮连接以产生驱动该车轮的动力。

13.根据权利要求6的同步电机，其中该转子励磁电流包括两种类型的电流，其频率不同于该同步电流的频率。

14.根据权利要求3的同步电机，其中该转子铁芯形成为具有旋转轴线、径向、轴向和圆周方向，并且该转子铁芯具有多个磁铁容置孔、以及多个软磁性的横杆部分，转子在该旋转轴线上转动，该轴向被限定成沿着该旋转轴线的方向，该径向被限定成沿着与轴向相垂直的平面的方向，且该圆周方向被限定成绕着轴向的方向，每一磁铁容置孔布置在圆周方向上并且在其中容置磁铁，每一磁铁容置孔靠近该转子铁芯的外圆周表面嵌入，并且每一磁铁容置孔轴向开口，每一横杆部分各自在圆周方向相邻地定位于两容置孔之间，每一横杆部分支承并形成该转子铁芯的外圆周表面，并且每一横杆部分允许磁通量流过，该磁通量相应于流过该励磁绕组的感应交变电流而产生并与该电枢绕组交链。

15.根据权利要求14的同步电机，其中该转子铁芯具有至少一对凹槽，每一凹槽轴向开口，每一凹槽位于与该横杆部分和该在圆周方向上的磁铁容置孔成一条线的位置，并且在其中容置该励磁绕组。

16.根据权利要求15的同步电机，其中每一横杆部分位于磁铁容置孔中的一对之间，该一对磁铁容置孔相应地容置一对磁铁，该一对磁铁彼此在圆周方向上接近并在径向方向上具有同样的磁化方向。

17.根据权利要求15的同步电机，其中每一横杆部分在圆周方向位于每一磁铁容置孔和每一凹槽之间。

18.根据权利要求15的同步电机，其中多个横杆部分包括位于组成该一对凹槽的两个凹槽之间的多于一个的横杆部分。

19.根据权利要求15的同步电机，其中具有外圆周表面的该转子铁芯的径 向形成为外侧部分由该横杆部分支承，并沿着圆周方向延伸使得每一凹槽的径向开口变窄。

20.根据权利要求3的同步电机，其中该电枢电流的基波分量具有高于1/2的总电流均方根值的均方根值，其中除了该基波分量之外，一半以上的均方根电流分量都在相应于该基波分量的每一相周期的1/4的时间段内。

21.根据权利要求20的同步电机，还包括逆变器，其不仅根据该转子的旋转角提供该同步电流到该电枢，而且提供该转子励磁电流，

其中该逆变器被配置为确定该转子励磁电流相位和振幅使得每一相电枢电流的基波分量的均方根值和该转子励磁电流的均方根值之和等于或小于预先确定的一相的电枢电流的可允许的最大均方根值。

22.根据权利要求21的同步电机，其中该逆变器被配置为将全部相的转子励磁电流中具有最大振幅的转子励磁电流与处于某一相位的相应相的电枢电流而非该相应相的峰值相角处的电枢电流相混合。

23.根据权利要求22的同步电机，其中该逆变器被配置为将全部相的转子励磁电流中具有最大振幅的转子励磁电流与相应相的电枢电流仅仅在相位β从该相应相的峰值相角到相角α的时间段内相混合。

24.根据权利要求23的同步电机，其中相角α为0到160度并且该相位β的周期是0.1到60度，以及该转子由没有永久磁铁埋设到其中的转子组成。

25.根据权利要求23的同步电机，其中相角α为60到210度并且该相位β的周期是0.1到60度，以及该转子由具有永久磁铁埋设到其中的转子组成。

26.根据权利要求3的同步电机，其中该转子具有面对该定子的内圆周表面的磁性凸极，并且在每一相的转子励磁电流显示其峰值的时间点，该电流供应器被配置为提供该转子励磁电流给产生具有一定磁通量的磁场的每一相，所产生的磁场的区域中的圆周中心位置位于该磁性凸极占据的圆周范围之内。

27.根据权利要求26的同步电机，其中该电流供应器被配置为在每一相的电枢电流的基波分量的一个周期内至多提供该转子励磁电流两次。

28.根据权利要求26的同步电机，还包括逆变器，其不仅根据该转子的旋转角提供该同步电流到该电枢，而且提供三相转子励磁电流到该交变电流，

其中逆变器被配置为给电枢绕组的每一相提供该转子励磁电流，使得该相应的三相转子励磁电流中一相的转子励磁电流具有基本上两倍于剩下两相 的每一转子励磁电流振幅的振幅。

29.根据权利要求3的同步电机，还包括逆变器，其不仅根据该转子的旋转角提供该同步电流到该电枢，而且提供对于该交变电流的多相的转子励磁电流，

其中该逆变器被配置为产生转子励磁电压以提供用于每一相转子励磁电流。

30.根据权利要求29的同步电机，其中该逆变器被配置为在除了使得该多相交变电流具有最大振幅的多相交变电压的时间之外的时间段内产生该转子励磁电压。

31.根据权利要求30的同步电机，其中该逆变器被配置为产生每一相的转子励磁电压，使得每一相的多相交变电压与每一相的转子励磁电压之和不超出每一相的该多相交变电压的最大振幅。

32.根据权利要求30的同步电机，其中该逆变器被配置为将该每一相的转子励磁电压叠加到每一相的多相交变电压上，该转子励磁电压是包括脉冲宽度调制电压的脉冲电压，并且该多相交变电压是脉冲宽度调制电压。

33.根据权利要求32的同步电机，其中该逆变器被配置为将每一转子励磁电压的正脉冲电压叠加到每一相的高电平多相交变电压上，并将每一转子励磁电压的负脉冲电压叠加到每一相的低电平的多相交变电压上，该高电平和该低电平两者分别具有有意加宽的时间段。

34.根据权利要求33的同步电机，其中该正脉冲电压和该负脉冲电压在多相交变电压的过零点处叠加到该多相交变电压。

35.根据权利要求32的同步电机，其中该逆变器被配置为在其正半波周期内将每一转子励磁电压的正脉冲电压叠加到每一相的多相交变电压上，并在其负半波周期内将每一转子励磁电压的负脉冲电压叠加到每一相的多相交变电压上。 

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