JP5271641B2 - 界磁巻線型同期機 - Google Patents

Description

本発明は、ステータに巻装された電機子巻線にパルス状の電機子電流を流し、その電機子電流によりロータの界磁巻線に誘導される励磁用電流の起磁力を利用する界磁巻線型同期機において、振動及び騒音を低減するためのパルス状電流の印加方法に関するものである。

ステータの電機子巻線にパルス状の電機子電流を流し、その電機子電流によりロータの界磁巻線に誘導交流電流を誘導して給電し、電流抑制回路部にて一方向に規制して界磁電流とし、その起磁力を利用する界磁巻線型同期機として、例えば特許文献１に開示されたものがある。特許文献１に開示されている界磁巻線型同期機の界磁巻線への給電方法は、電機子巻線に同期電流と異なる波形のロータ励磁用電流を同期電流の１周期よりも短い所定期間の間だけ通電することにより、界磁巻線に直列接続された電流抑制回路部を通じて界磁電流を界磁巻線に給電している。
特開２００７−１８５０８２号公報

しかしながら、上記特許文献１の給電方法では次の問題がある。

ステータの電機子巻線に通電するパルス状の電機子電流（ロータ励磁用電流）に高調波成分を多く含むため、同期機のロータ回転にともなう振動及び騒音が大きい。

本発明は、上記問題点に鑑みなされたものである。したがって、電機子巻線にパルス状の電機子電流を流し、その電機子電流によりロータの界磁巻線に界磁電流を誘導して給電する界磁巻線型同期機において、同期機のロータ回転にともなう振動及び騒音を軽減した界磁巻線型同期機を提供することをその目的としている。

（１）上記課題を解決するために、本発明の界磁巻線型同期機は、電機子巻線が巻装されたステータと、界磁巻線が巻装されたロータコアを有して前記ステータに対面しつつ回転するロータと、前記ロータの回転数と一致する電気角回転数にて回転する回転磁界を形成する同期電流に相当する電機子電流基本波成分を前記電機子巻線に流す同期電流通電手段と、前記ロータに固定されて前記界磁巻線と直列接続され、前記電機子巻線に流れる電機子電流により前記界磁巻線に誘導される誘導交流電流を一方向に規制する電流抑制回路部と、を有する界磁巻線型同期機において、
前記電機子巻線に、前記ステータの一次固有振動数の１周期に相当する時間よりも長い所定期間の間だけ前記同期電流と異なる波形のロータ励磁用電流を通電するロータ励磁用電流通電手段を有することを特徴とする。

すなわち、本発明の界磁巻線型同期機は、ステータの電機子巻線に同期電流とは異なる波形の電機子電流（ロータ励磁用電流）を流し、その電機子電流によりロータの界磁巻線に界磁電流を誘導して給電する界磁巻線型同期機において、ロータ励磁用電流の通電期間をステータの一次固有振動数の１周期に相当する時間よりも長く設定することで、界磁巻線型同期機のロータ回転にともなう振動及び騒音を従来技術による界磁巻線型同期機に比較して減少させるものである。一方、上記した特許文献１に記載の従来技術では、電機子電流の通電期間は同期電流の１周期よりも短い所定期間としている。

ロータ回転にともなう振動及び騒音は、電機子巻線に流すロータ励磁用電流（例えば、パルス状電流）の高周波成分に起因している。パルス状電流などのロータ励磁用電流による高周波成分は、ステータに磁気加振力として作用してステータを振動させ、その振動が騒音の原因となる。

ここで、界磁巻線型同期機の振動、及び騒音に関係するロータ励磁用電流（電機子電流）の高調波について図４（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。

ステータの固有振動数については、電磁鋼板のステータでは１ｋＨｚ付近に一次固有振動数があるものが多い。なお、ステータ一次固有振動数は、同期機組み付け状態でのステータの固有振動数であり、その周波数でのステータの振動モードは、図４（ｃ）に示すように円環２次モード（腹と節が４つの楕円モード）であるとする。

次に、ロータ励磁用電流（電機子電流）をパルス状電流として、その高調波について検討する。

図４（ａ）は、電機子巻線に流れる同期電流と本発明のロータ励磁用電流を表す。ロータ励磁用電流は、ｄ軸電流の三角波パルスの部分である。このようにロータ励磁用電流を三角波パルス電流（ｄ軸電流）として考え、この波形をフーリエ級数展開すると、式（１）のように表せる。

_∞
（Ｉδ／２Ｔ）＋Σ（４ＩＴ／ｎ^２π^２δ）ｓｉｎ^２（ｎπδ／２Ｔ）・・・（１）
ⁿ⁼¹
ここで、 Ｉ：パルス電流振幅、δ：パルス幅、Ｔ：パルス周期
である。

式（１）の第１項は、直流分であり、第２項は、高調波振幅成分である。式（１）より、高調波振幅成分は、パルス幅δに反比例することがわかる。

本発明の構成は、パルス幅δを大きな値とする〔δ＞（１／ｆ_Ｓ）、ｆ_Ｓ：ステータの一次固有振動数〕ことで高調波振幅成分の減少を図るものである。

（２）好ましくは、（１）の構成の界磁巻線型同期機において、前記ロータ励磁用電流の波形は、パルス状波形であるとよい。

本構成によれば、前述したようにパルス状電流は、高調波成分を多く含んでいるため、電機子巻線にロータ励磁用電流としてパルス状電流を通電することで、ロータの界磁巻線に誘導交流電流を効率よく誘導させることができる。誘導交流電流を効率よく誘導させることは、界磁電流を効率よく界磁巻線に供給できることになり同期機のトルクを向上させる効果がある。

（３）好ましくは、（２）の構成の界磁巻線型同期機において、前記ロータ励磁用電流の前記パルス状波形のパルス幅は、該ロータ励磁用電流のパルス周期より短く設定されるとよい。図４（ａ）に図示するように、ロータ励磁用電流のパルス幅をδとし、パルス周期をＴとすると、δ＜Ｔとする。

電機子巻線にパルス状のロータ励磁用電流が印加されている期間は、ロータの界磁巻線ではその期間、界磁電流が低減する。すなわち、トルクリップルが生じる。本構成は、パルス期間を適当な長さに規制してトルクリップルを低減する効果がある。

（４）また、本発明の界磁巻線型同期機においては、前記ステータの一次固有振動数は、該振動数における該ステータの振動モードを円環２次モードとするときの振動数とするとよい。これは、本発明に係わる界磁巻線型同期機は、その形状、ステータの材質等から円環２次モードの振動が最も発生し易いためである。

（５）好ましくは、界磁巻線型同期機は、（１）の構成に加えて、さらに、前記ロータの回転角に応じて前記電機子巻線に前記同期電流を通電するためのインバータ回路を有し、さらに前記インバータ回路は、前記同期電流とともに前記ロータ励磁用電流を通電するロータ励磁用電流通電手段を含む構成とする方がよい。

本構成によれば、パルス状のロータ励磁用電流は、同期電流を形成し電機子巻線に通電するインバータ回路において形成されるため、回路構成を簡易なものとすることができる。

本発明によれば、電機子巻線にパルス状の電機子電流を流し、その電機子電流によりロータの界磁巻線に界磁電流を誘導して給電する界磁巻線型同期機において、同期機のロータ回転にともなう振動及び騒音を従来の同期機に比較して軽減した界磁巻線型同期機を提供することができる。

以下、本発明の実施形態についてより詳しく説明する。

＜実施形態＞
図１は、本発明の実施形態である電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の全体構成を示すブロック図である。図２は、図１の同期機の構成を示す模式軸方向断面図である。図３は、図２の同期機のステータ及びロータの模式径方向断面図である。

図１〜図３において、１はステータ、２はステータコア、３はステータコア２に巻装された電機子巻線（ステータコイル）、４はロータ、５はロータコア、６はロータコア５に巻装された界磁巻線（ロータコイル）、７はロータシャフト、９はフレーム、１０はロータ４の回転位置を検出する位置センサ（回転位置センサ）、１１は電機子巻線３に流れる電流を検出する電流センサ、１２は界磁巻線６に誘導される誘導交流電流を整流するダイオードで本発明の電流抑制回路部に該当する。２０はインバータ、３０はインバータ２０に電力を供給する直流電源、４０は電機子巻線３の通電制御を行うインバータ２０をオン・オフ制御するコントローラ、５０は平滑コンデンサ、５１０はコアティース部（界磁極）である。インバータ２０は、３相インバータ回路であり、６個のＩＧＢＴ及び６個のフライホイルダイオードで構成されている。図１中、ＴはＩＧＢＴであり、Ｄはフライホイルダイオードである。インバータ２０は、本発明の同期電流通電手段及びロータ励磁電流通電手段に該当する。

ステータコア２に巻装された電機子巻線３は、３相の電機子巻線であり、ロータコア５に巻装された界磁巻線６は、図１に示すようにダイオード１２で短絡されている。コントローラ４０は、電機子電流指令値と位置センサ１０の検出するロータ４の回転位置情報に基づいて、電機子巻線３に同期電流を通電するべくインバータ２０をオン・オフ制御する。このとき、さらに、同期電流にパルス状のロータ励磁用電流が重畳されて〔図４（ａ）のｄ軸電流〕電機子巻線３に通電される。このパルス状のロータ励磁用電流により、界磁巻線６に誘導交流電流が誘導されダイオード１２で整流されて一方向の直流（励磁電流）となる。励磁電流は、コアティース部５１０の一方にＮ極を、他方にＳ極を形成する。

本実施形態では、本発明の上記の制御は電機子電流を図４（ａ）に示すｄ軸電流とｑ軸電流を指令値とするベクトル制御で容易に実施することができる。ベクトル制御は、よく知られている公知のことなので図１に基づいて以下に簡単に説明する。

電流センサ１１が検出した２相の電流（例えば、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｕ）の電流値と、位置センサ１２が検出したロータの磁極位置情報をコントローラ４０に設けられている３相２相座標変換器（図示せず）に入力する。３相２相座標変換器は、電流センサ１１が検出した２相の電流値から３相電流値（Ｉ_ｖ、Ｉ_ｕ、Ｉ_Ｗ）を演算して、その３相電流とロータの磁極位置情報から３相２相変換を行い、界磁のＮ極方向の起磁力を作る電流成分であるｄ軸電流（ｉ_ｄとする）と、ｄ軸と直交する方向の起磁力を作る電流成分であるｑ軸電流（ｉ_ｑとする）とを演算して出力する。つぎに、ｄ軸指令電流（Ｉ_ｄとする）及びｑ軸指令電流（Ｉ_ｑとする）と、ｄ軸電流（ｉ_ｄ）及びｑ軸電流（ｉ_ｑ）との偏差を求め、コントローラ４０に設けられているデジタル補償器（図示せず）に入力する。デジタル補償器は、前記の偏差からｄ軸指令電圧（Ｖ_ｄとする）及びｑ軸指令電圧（Ｖ_ｑとする）を算出する。このｄ軸指令電圧（Ｖ_ｄ）及びｑ軸指令電圧（Ｖ_ｑ）をコントローラ４０に設けられている２相３相座標変換器（図示せず）に入力して、３相電圧指令値を算出し、コントローラ４０は、この３相電圧指令値に基づきインバータ２０のＩＧＢＴをオン・オフ駆動する。

〈比較例〉
次に、本発明の特徴であるロータ励磁用電流のパルス幅について従来例（特許文献１の場合）と比較して説明する。
式（１）及び図４（ａ）〜図４（ｃ）に基づいて前述したように、本発明のロータ励磁用電流のパルス幅は、「ステータの一次固有振動数の１周期に相当する時間よりも長い所定期間」である。

まず、本発明のパルス電流の条件を次のように設定する。電磁鋼板のステータは、１kHz付近に一次固有振動数があるものが多い。従って、図４（ｂ）に示すように、ステ−タ一次固有振動数ｆ_Ｓが１kHzにあるとする（ｆ_Ｓ＝１kHz）。なお、この振動モードは、すでに述べたように、図４（ｃ）に示す円環２次モード（腹と節が４つの楕円モード）である。

ここで、ステ−タ一次固有振動数ｆ_Ｓは１kHzであるので、ステータの一次固有振動数の１周期に相当する時間は、１ｍｓである〔（１／ｆ_Ｓ）＝１ｍｓ〕。本発明では、ロータ励磁用電流のパルス幅δは、この１周期に相当する時間（１ｍｓ）よりも長いものとする。例えば、２（ｍｓ）とする〔δ＝２ｍｓ＞１ｍｓ〕と、パルス幅δが、δ＞（１／ｆ_Ｓ）であるため、当然、励磁周波数ｆは、ステ−タ一次固有振動数ｆ_Ｓより小さくなる。

δ＝２ｍｓより、パルス周期Ｔ〔Ｔ＝（１／ｆ）〕は２ｍｓ以上、つまり、励磁周波数ｆは５００Hｚ以下となる。ここでは、パルス周期Ｔを７．５ｍｓ（励磁周波数ｆでは、１３３．３Hｚ）と設定する。

一方、従来技術によるロータ励磁用の電機子電流の条件は次のように設定する。
特許文献１では、ロータ励磁用の電機子電流のパルス幅は、「同期電流の１周期よりも短い所定期間の間」とされており、実施例では、５０μｓ〜０．５ｍｓが好適であると述べられている（段落［００９５］）。従って、従来技術のロータ励磁用の電機子電流のパルス幅δは、２００μｓと設定する。

以上の条件、すなわち
本発明：パルス電流振幅（Ｉ）＝１、パルス幅（δ）＝２ｍｓ、パルス周期（Ｔ）＝７．５ｍｓ
従来技術：パルス電流振幅（Ｉ）＝１、パルス幅（δ）＝２００μｓ、パルス周期（Ｔ）＝７．５ｍｓ
でシミュレーションした本発明による場合と、従来技術による場合のロータ励磁用電機子電流の周波数特性を図５に示す。図５は、横軸にロータ励磁用電機子電流の高調波成分をとり、縦軸にその振幅をリニア表示（Ａ）したものである。

図５より明らかなように、本発明では、ステータ一次固有振動数（１kHz）付近からそれ以上の周波数の範囲において、ロータ励磁用電機子電流の高調波成分を従来技術に比較して大幅に低減できる。これは、ステータに作用する磁気加振力、すなわち、騒音の原因であるステータの振動を大幅に低減できることを意味する。

図６は、図５と同じパルス幅（δ）及びパルス周期（Ｔ）で、さらに、同一の回転数、トルク、平均励磁電流において、本発明と従来技術とのステータに作用する磁気加振力を磁場解析シミュレーションにより算出した比較例である。図６（ａ）は、ステータに作用する周方向の磁気加振力の周波数特性である。図６（ｂ）は、ステータに作用する径方向の磁気加振力の周波数特性である。
図６（ａ）、（ｂ）より明らかなように、本発明によれば従来技術に比較して、騒音の原因となる磁気加振力をステータ振動増幅率の大きい一次固有振動数〔図４（ｂ）参照〕付近からそれ以上の高周波範囲で良好に低減できることが確認される。これは、ステータ及びそれに接するフレームの振動を良好に低減できることとなり、電磁振動に起因する騒音を低減できることを意味する。

なお、図６（ａ）、（ｂ）において、励磁周波数（横軸）１３３．３Hz、２倍の２６６．６Hzなどで若干従来技術より磁気加振力が増加している。本発明では、励磁周波数は一次固有振動数（１kHz）より低く設定されるが、ステータ伝達ゲインは小さい領域であるため〔図４（ｂ）参照〕、さらには、１kHz以下は聴覚補正領域であるため（低周波の音は、聴覚感度が低く聞こえにくい領域である）、実質的に問題とならない。

さらに、本発明の騒音低減効果は、シミュレーションのみならず、実験においても確認済みである。

〈その他〉
上記の実施形態の説明では、ロータ励磁用の電機子電流をパルス状の三角波としたが、その目的からして（界磁巻線に誘導交流を発生させる）矩形波、台形、正弦波などその他の形でもよい。

また、従来技術では、ロータ励磁用の電機子電流のパルス幅は、「同期電流の１周期よりも短い所定期間の間」としているが、本発明では、同期電流の１周期よりも長くなる回転数領域でもなんら問題はない。同期電流周波数とロータ励磁用電流の周波数は、独立しているため、容易に制御可能である。

本発明の実施形態である電機子巻線給電方式の界磁巻線型同期機の全体構成を示すブロック図である。 図１の同期機の構成を示す模式軸方向断面図である。 図２の同期機のステータ及びロータの模式径方向断面図である。 （ａ）：実施形態のロータ励磁用電流の説明図である。（ｂ）：ステータの固有振動数の説明図である。（ｃ）：ステータの固有振動数の振動モードの説明図である。 シミュレーションによる本発明と、従来技術のロータ励磁用電機子電流の周波数特性図（縦軸、リニア表示）である。 （ａ）：磁場解析シミュレーションによる本発明と、従来技術のステータに作用する磁気加振力（周方向）の周波数特性図である。（ｂ）：磁場解析シミュレーションによる本発明と、従来技術のステータに作用する磁気加振力（径方向）の周波数特性図である。

符号の説明

１：ステータ、２：ステータコア、３：電機子巻線（ステータコイル）、４：ロータ、５：ロータコア、６：界磁巻線（ロータコイル）、７：ロータシャフト、９：フレーム、１０：位置センサ（回転位置センサ）、１１：電流センサ、１２：ダイオード（電流抑制回路部）、２０：インバータ（同期電流通電手段及びロータ励磁電流通電手段）、３０：直流電源、４０：コントローラ、５０：平滑コンデンサ、５１０：コアティース部（界磁極）、Ｔ：ＩＧＢＴ、Ｄ：フライホイルダイオード

Claims (5)

1. 電機子巻線が巻装されたステータと、
   界磁巻線が巻装されたロータコアを有して前記ステータに対面しつつ回転するロータと、
   前記ロータの回転数と一致する電気角回転数にて回転する回転磁界を形成する同期電流に相当する電機子電流基本波成分を前記電機子巻線に流す同期電流通電手段と、
   前記ロータに固定されて前記界磁巻線と直列接続され、前記電機子巻線に流れる電機子電流により前記界磁巻線に誘導される誘導交流電流を一方向に規制する電流抑制回路部と、
   を有する界磁巻線型同期機において、
   前記電機子巻線に、前記ステータの一次固有振動数の１周期に相当する時間よりも長い所定期間の間だけ前記同期電流と異なる波形のロータ励磁用電流を通電するロータ励磁用電流通電手段を有することを特徴とする界磁巻線型同期機。
2. 前記ロータ励磁用電流の波形は、パルス状波形である請求項１に記載の界磁巻線型同期機。
3. 前記ロータ励磁用電流の前記パルス状波形のパルス幅は、該ロータ励磁用電流のパルス周期より短く設定される請求項２に記載の界磁巻線型同期機。
4. 前記ステータの一次固有振動数は、該振動数における該ステータの振動モードを円環２次モードとするときの振動数である請求項１〜３のいずれか一項に記載の界磁巻線型同期機。
5. 前記界磁巻線型同期機は、前記同期電流に相当する電機子基本成分を前記電機子巻線に
   流す前記同期電流通電手段を含むインバータ回路を有し、さらに該インバータ回路は前記ロータ励磁電流通電手段を含む請求項１〜４のいずれか一項に記載の界磁巻線型同期機。

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