JP2003516703A - 低リップル永久磁石モータ制御 - Google Patents
低リップル永久磁石モータ制御Info
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Abstract
Description
54,613号、1999年9月17日に出願された60/154,681号、
及び、2000年2月17日に出願された60/183,301号の優先権に基
いて利益を請求する。3件の仮出願全ての開示内容は、それら出願を参照するこ
とにより、それら全体を本願中に組み込まれる。
のようなモータにおいて、低周波数のトルクリップルを減少させ、トルクを滑ら
かにする制御に関する。
ものと比較すると、低トルクリップルのノイズ及び振動を与える能力を提供する
。理論的には、モータコントローラが、正弦波(sinusoidal)の逆起電力(back
-emfs)(バック電圧(back-voltages)としても知られている)のそれと同じ周
波数を持つ多相制限電流を生成することができる場合、モータのトルク出力が一
定となり、ゼロのトルクリップルを達成することができる。しかしながら、モー
タ設計及びコントローラの設備の実際の制限に起因して、純粋な正弦波逆起電力
及び電流波形に関するそれらの仮定からの逸脱が常に存在する。これらの逸脱は
、通常、様々な周波数及び振幅で、寄生的なトルクリップル成分を生じさせる。
トルク制御の方法は、この寄生的なトルクリップルのレベルに影響を及ぼすこと
ができる。
モータ位相電流を、その電流ベクトルが逆起電力と整列されるように制御するこ
とにより達成される。この制御方法は、電流モード制御方法として知られている
。そのような方法では、モータトルクは、電流の振幅に比例する。電流モード制
御方法は、デジタル設備のための複雑なコントローラを必要とする。コントロー
ラは、電流センサーからの電流のフィードバックをデジタル化するため2つ又は
それ以上のA/Dチャンネルを必要とする。3相システムでは、3つの位相変数
を、ローターに取り付けられた2次元d−qシンクロナスフレームに変換し、d
−qフレーム内でコントローラを設計することが都合がよい。しかし、d−q変
換を実行する際に伴うかなりの計算量及び信号処理に起因して、逆d−q変換及
びP−Iループアルゴリズム、デジタル信号プロセッサ(DSP)などの高速プ
ロセッサを、あらゆるデータサンプリング周期毎にコントローラ情報を更新する
ため使用しなければならない。
ち滑らかなトルクを制御するための方法及びシステムが開示される。低周波数ト
ルクリップルは、モータ方程式に基づいて所望トルクを生成するため必要とされ
る電圧を計算するコントローラによって減少される。コントローラは、ローター
位置及び速度のフィードバックのみを使用して実施される。
プルの感度を無くすと共に、正弦波整流の滑らかさを保存する。本発明のコント
ローラは、従来技術の電流センサー及びA/Dコンバータのハードウェアを無く
すのみならず、ソフトウェア演算の必要性をかなり減少させるという低コストの
装備を特徴とする。例えばd−q変換及びP−Iループが必要とされなくなる。
低コストのマイクロプロセッサは、従来技術のDSPの代わりに本発明を用いて
使用することができる。
ーターの位置及び速度、並びに、トルク指令信号に応答して、コントローラは、
所望のモータトルクを生成するのに必要とされる電圧を示す可変のモータ電圧指
令信号を展開する。所望のモータトルクを展開するため、モータ電圧指令信号に
応答して、位相電圧がモータ巻き線に亘って印加される。
力するためモータに連結されたローター位置エンコーダーを備える。速度測定回
路は、ローターの速度を決定し、速度信号を出力するため位置エンコーダーと接
続される。位置及び速度信号がコントローラに印加される。コントローラは、位
置信号、速度信号、所望のモータトルクを示すトルク指令信号に応答して可変の
モータ電圧指令信号を展開する。所望のモータトルクを展開するべく、モータ電
圧指令信号に応答してモータに位相電圧を印加するため、電源及びコントローラ
の間に電源回路が連結される。
は、電動パワーステアリングシステムのためのパワーステアリングコントローラ
にある。モータは、ステアリングアシストトルクを提供するためステアリングコ
ラム内に直接連結される。従って、モータにより生成される小レベルの低周波数
トルクリップルでさえステアリングホイールで感じることができる。本明細書で
開示された電圧モード制御方法を使用することによって、低周波数のトルクリッ
プルが減少され、滑らかなステアリング感触が達成される。
て参照番号10で示されている。システム10は、正弦波励起型永久磁石モータ
12のトルクを制御する。システムは、ローター位置エンコーダ14、速度測定
回路16、コントローラ18、インバーター20及び電源22を備える。
く制御される。電流センサーを無くすことにより、低周波数のトルクリップルは
、出力トルクがより滑らかになるように減少される。トルク生成電流を制御する
代わりに、コントローラ18は、後述されるモータ方程式に基づいて、所望のト
ルクを生成するため必要とされる電圧を決定する。この電圧モード制御方法は、
図2に示されるように、装置作用フェーザーダイアグラムに基づいている。定常
状態の作動条件の下では、正弦波励起型PMモータの電圧フェーザー
ω(rad/秒)との積に等しい位相リアクタンスである。ここで、逆起電力フ
ェーザー
づくと、
ータ入力電圧V、モータパラメータ及び動作速度に依存することを理解すること
ができる。従って、モータパラメータ及び速度が与えられたとき、電圧振幅V及
び逆起電力Eに対するその位相角度δを制御することによって、モータトルクを
所望の値に制御することが可能となる。(8)式は、制御方法の基礎を形成する
。任意の与えられたトルク指令Tcmdに対して必要とされる電圧は、Tcmdを(8
)式に代入し、Vに関して解くことによって、
、ルックアップテーブル38からのライン36におけるδ)に対して、可変速度
の指令コマンドに等しくトルクを維持するためには、モータ入力電圧の振幅が変
化しなければならないことを示している。かくして、モータパラメータ、ロータ
ー速度及び位置角度の情報が必要とされるが、所望のモータトルクを生成するべ
くコントローラが信号を発展させるために電流フィードバックは必要とされない
。
照することによって、電流及び逆起電力の間の位相角度αは角度δに依存するこ
とを理解することができる。適切な位相角度を選択することによって、モータア
ーマチャー電流は、磁場に対抗する磁気フラックス成分を誘起することができる
。従って、δの選択は、電圧制御に、場が弱められた状態での等価な電流制御を
性能上模擬させることができる。
気間隙フラックス分布を有する、スロット無しの巻き線を備えた永久磁石(シン
クロナス)モータに対して装備される。この形式のモータは、大きな有効空気間
隙を有し、かくして、アーマチャー電流は、永久磁場に比べて無視できるフラッ
クスを生成する。その結果、永久磁場の飽和又は消磁は、通常の作動中に起こり
そうもなくなり、δの固定値を使用することができる。かくして、スロットの無
い巻き線装置に対して、電圧モード制御は、特に適したものとなる。この一例と
してのモータに対して、モータパラメータは、以下に掲げられるものとなる。
クタンスは、その有効巻き線抵抗と比較して比較的小さい。このことは、与えら
れた電圧に対して、電圧及び逆起電力フェーザーの間の角度δが非常に小さく、
それにより、V及びEと、電流との間の角度αとなるということを意味する。こ
の条件に基づくと、制御方程式は、
ンスが抵抗より遙かに小さいので、初期の装備は、(10)式でインダクタンス
項を無視することができる。従って、次の簡単化された制御方程式がコントロー
ラ18により装備されてもよい。
ータ巻き線に亘る位相電圧を供給する。インバータは、コントローラ18により
生成された空間ベクトルパルス幅偏変調信号により制御される。空間べクトルパ
ルス幅変調スキームを使用してインバータのゲインを考慮に入れると、正規化電
圧振幅はVref=V/(Vdc/√6)により与えられる。(11)式におけるV
に対してVrefを代入することによって、次の簡単化された制御方程式が、コン
トローラ18(図3)により装備されることが好ましい。
PMモータ及び固定バッテリー電圧に対して、K1及びK2は、一定であり、コン
トローラメモリに記憶することができ、制御方程式が電流センサーを使用するこ
となく装備されることを可能にする。
圧を発展させるため、ローターの位置及び速度が必要とされる。ローター位置エ
ンコーダ14は、ローターの角度位置を検出するためモータ12に接続される。
エンコーダ14は、例えば知られているような光学検知又は磁場変動に基づいて
回転位置を検出することができる。エンコーダ14は、ローターの角度位置を示
すライン24において位置信号θを出力する。
において速度信号ωを出力する。速度測定回路16は、所定の期間の間に位置信
号パルスをカウントするカウンターを備えてもよい。カウント値は、モーターの
速度に比例する。例えば、カウンターが5msの時間インターバルで位置信号パ
ルスをカウントし、エンコーダが2.5度の解像度を有する場合、速度測定は、
約41.7rpmの解像度を有する。速度信号は、式ωm=Δθm/Δtからの位
置信号の微分係数など、他の任意の方法によっても得ることができる。ここで、
Δtはサンプリング時間、Δθmはサンプリングインターバルの間の位置変化で
ある。
ントローラ18に入力される。トルク指令信号Tcmdは、所望のモータートルク
を示している。コントローラ18は、位置θ、速度ω、トルク指令信号Tcmd及
び制御方程式における他の固定モータパラメータ値を使用することによって所望
のトルクを発展させるため必要とされる、電圧振幅をライン30において決定す
る。3相モータに対しては、モータ逆起電力と同期される3つの正弦波参照信号
が、必要とされるモータ入力電圧を生成するため要求される。コントローラは、
次式に従って、電圧振幅信号及び位置信号θから位相電圧指令信号Va、Vb及び
Vcを決定することによって、電圧振幅信号を3相に変換する。
圧指令信号に応答してモータ12のステーター巻き線にライン34における位相
電圧を印加するため、電源22と連結されたパワーインバータ20に適用される
。しかし、平均正弦波形状を用いて位相電圧を発生させるために、インバーター
20のスイッチング装置(図示せず)は、特定のローター角度位置で特定の期間
の間、オンオフを切り替えなければならない。インバーター20の制御は、任意
の適切なパルス幅変調(PWM)スキームに従って実行することができる。しか
しながら、空間ベクトル変調(SVM)が、より高い出力電圧、低い高調波歪曲
(harmonic distortion)、低いスイッチングパワー損失(switching power los
ses)及びマイクロプロセッサの容易な実行といった利点を有するので、SVM
ベースの制御が好ましい。各位相電圧指令信号のデューティサイクルは、次式に
より与えられる。
る。
0.7071Vdcのライン電圧にrms基本ラインを提供する。 この電圧モード制御法を使用することによって、低周波数トルクリップルが減
少される。図4は、本発明の電圧制御法のトルクリップル性能を測定するため実
行されたテストの結果を示している。このテストは、PMモータのローターを固
定し、ローター角度をゆっくりと変化した状態で実行された。かくして、当該テ
ストは、速度ゼロで実行されるものと考えることができる。図4は、電圧モード
でなおトルクリップルが存在することを示している。しかし、トルクリップルの
特性は、図5に示された電流モードの特性と異なっている。電流モードとは異な
り、トルクリップルの周波数は、基本周波数の6倍であるモータ伝達周波数に当
たる。また、図5に示されるように、基本調和成分又は第2高調波成分のいずれ
も存在しない。トルクリップル周波数が電流モードより6倍高いという事実は、
より高い周波数成分がシステム慣性により容易にフィルター除去されるので、電
圧モード制御法がより滑らかなトルクを提供することを可能にする。
待されない。これは、電圧モード制御が、閉ループ調整の代わりにフィードフォ
ワード制御であるからであり、モータパラメータの変化が出力レベルに直接影響
を及ぼすことができるからである。従って、正確なトルクレベル制御が重要でな
いそれらの用途のみに適用されるべきである。
アシストステアリングトルクを提供するため、ステアリングコラム内に直接連結
される。所望のトルクが「正しい感触」を提供することのみを必要とする。また
、電圧モード制御は、ステアリングホイールで感じられる低周波数トルクリップ
ルを減少させるので、非常に滑らかなステアリング感触が達成される。
ることなく様々な変形及び置換をなすことができる。従って、本発明は例示によ
ってのみ説明され、本文中で開示されたような例示及び実施形態の構成は、請求
の範囲によってのみ限定される。
ック図である。
ためのシステムのブロック図である。
ための、トルク対ローター角度のグラフである。
ための、トルク対ローター角度のグラフである。
Claims (16)
- 【請求項1】 既知のモータパラメータを有する正弦波励起型永久磁石モー
タを制御する方法であって、 前記モータの角度位置を示すモータ角度位置信号を発生し、 前記モータの速度を示すモータ速度信号を発生し、 前記既知のモータパラメータ、前記モータ角度位置信号、前記モータ速度信号
、及び、前記モータでの所望のトルクを示すトルク指令信号に応答して、入力モ
ータ位相電圧に対する振幅を決定し、 決定された前記振幅における前記入力モータ位相電圧を前記モータに印加し、
前記モータで前記所望のトルクを生成する、各工程を含む方法。 - 【請求項2】 前記決定工程は、前記入力モータ位相電圧の位相が前記モー
タの夫々の逆起電力と同位相であるように、該入力モータ位相電圧の位相を決定
する工程である、請求項1に記載の方法。 - 【請求項3】 前記入力モータ位相電圧の位相を決定する工程は、パルス幅
変調を利用する、請求項2に記載の方法。 - 【請求項4】 前記入力モータ位相電圧に対する振幅を決定する工程は、 【数1】 ここで、 V=前記モータの入力電圧の振幅 R=前記モータ巻き線の抵抗 Xs=モータ位相巻き線のリアクタンス Ke=E/ωm(即ちEMF定数) ωm=モータ速度 Tcmd=トルク指令信号 δ=EMFフェーザー 【数2】 と、電圧フェーザー 【数3】 との間の角度、 によって表される制御方程式に従って前記振幅を計算する工程である、請求項1
に記載の方法。 - 【請求項5】 前記入力モータ位相電圧に対する振幅を決定する工程は、 【数4】 ここで、Vref=インバータを制御するようにパルス幅変調信号を生成するため
の正規化電圧; 【数5】 Tcmd=トルク指令信号; 【数6】 及び、 ωm=前記モータの速度; で表される制御方程式に従って前記振幅を計算する工程である、請求項1に記載
の方法。 - 【請求項6】 パワーステアリングアシストシステムであって、 ステアリングホイール及びコラムと、 モータコントローラを備えて、前記ステアリングコラムに回転力を与えるよう
になった電子モータと、 前記ステアリングホイールのオペレータにパワーステアリングアシストを提供
する際に有効な態様で前記電子モータを制御するようになった、パワーステアリ
ングコントローラと、 を含み、前記電子モータコントローラは、請求項1に記載の方法により作動する
、パワーステアリングアシストシステム。 - 【請求項7】 既知のモータパラメータを有する正弦波励起型永久磁石モー
タを制御する装置であって、 前記モータの角度位置を検出し該角度位置を示すモータ角度位置信号を提供す
るため該モータと連係する位置エンコーダと、 前記モータの速度を測定し、該速度を示すモータ角度位置信号を提供するため
前記位置エンコーダと連係する速度測定回路と、 前記モータ角度位置信号を受け取るため前記位置エンコーダと接続され、且つ
、前記モータ速度信号を受け取るため前記速度測定回路と接続されたコントロー
ラであって、該コントローラは、前記既知のモータパラメータ、前記モータ角度
位置信号、前記モータ速度信号、及び、前記モータでの所望のトルクを示すトル
ク指令信号に応答して、電圧指令信号を提供する、前記コントローラと、 前記電圧指令信号を受け取るため前記コントローラと接続され、且つ、電源と
接続されるインバータであって、該インバータは、前記電圧指令信号に応答して
、前記モータに入力モータ位相電圧を印加し、該モータで所望トルクを生成する
、前記インバータと、 を含む、装置。 - 【請求項8】 前記電圧指令信号は、前記入力モータ位相電圧の振幅を制御
する、請求項7に記載の装置。 - 【請求項9】 前記電圧指令信号は、前記入力モータ位相電圧の位相が前記
モータの逆起電力と同位相であるように、前記入力モータ位相電圧の位相を制御
する、請求項7に記載の装置。 - 【請求項10】 前記コントローラは、前記入力モータ位相電圧の位相が前
記モータの夫々の逆起電力と同位相であるように、前記入力モータ位相電圧の位
相を制御するためのパルス幅変調回路を更に備える、請求項7に記載の装置。 - 【請求項11】 前記コントローラは、 【数7】 ここで、 V=前記モータの入力電圧の振幅 R=前記モータ巻き線の抵抗 Xs=モータ位相巻き線のリアクタンス Ke=E/ωm(即ちEMF定数) ωm=モータ速度 Tcmd=トルク指令信号 δ=EMFフェーザー 【数8】 と、電圧フェーザー 【数9】 との間の角度、 によって表される制御方程式に従って前記振幅を計算する工程である、請求項7
に記載の装置。 - 【請求項12】 前記コントローラは、 【数10】 ここで、Vref=インバータを制御するようにパルス幅変調信号を生成するため
の正規化電圧; 【数11】 Tcmd=トルク指令信号; 【数12】 及び、 ωm=前記モータの速度; で表される制御方程式に従って前記振幅を計算する、請求項7に記載の装置。 - 【請求項13】 前記コントローラはマイクロプロセッサである、請求項7
に記載の装置。 - 【請求項14】 パワーステアリングアシスト装置であって、 ステアリングホイール及びコラムと、 モータコントローラを備えて、前記ステアリングコラムに回転力を与えるよう
になった電子モータと、 前記ステアリングホイールのオペレータにパワーステアリングアシストを提供
する際に有効な態様で前記電子モータを制御するようになった、パワーステアリ
ングコントローラと、 を含み、前記モータコントローラは、請求項7に記載の制御装置を更に備える、
パワーステアリングアシスト装置。 - 【請求項15】 正弦波励起型永久磁石モータでトルクリップルを減少させ
る方法であって、 前記モータの角度位置を示すモータ角度位置信号を発生し、 前記モータの速度を示すモータ速度信号を発生し、 前記既知のモータパラメータ、前記モータ角度位置信号、前記モータ速度信号
、及び、前記モータでの所望のトルクを示すトルク指令信号に応答して、入力モ
ータ位相電圧に対する振幅を決定し、 決定された前記振幅における前記入力モータ位相電圧を前記モータに印加して
、前記モータで前記所望のトルクを生成する、各工程を含む方法。 - 【請求項16】 既知のモータパラメータを有する正弦波励起型永久磁石モ
ータでトルクリップルを減少させる装置であって、 前記モータの角度位置を検出し該角度位置を示すモータ角度位置信号を提供す
るため該モータと連係する位置エンコーダと、 前記モータの速度を測定し、該速度を示すモータ角度位置信号を提供するため
前記位置エンコーダと連係する速度測定回路と、 前記モータ角度位置信号を受け取るため前記位置エンコーダと接続され、且つ
、前記モータ速度信号を受け取るため前記速度測定回路と接続されたコントロー
ラであって、該コントローラは、前記既知のモータパラメータ、前記モータ角度
位置信号、前記モータ速度信号、及び、前記モータでの所望のトルクを示すトル
ク指令信号に応答して、電圧指令信号を提供する、前記コントローラと、 前記電圧指令信号を受け取るため前記コントローラと接続され、且つ、電源と
接続されるインバータであって、該インバータは、前記電圧指令信号に応答して
、前記モータに入力モータ位相電圧を印加し、該モータで所望トルクを生成する
、前記インバータと、 を含む、装置。
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