JP2007531478A - 電動機駆動システム用のセンサレス制御方法および装置 - Google Patents

電動機駆動システム用のセンサレス制御方法および装置 Download PDF

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Abstract

拡張カルマンフィルタ（３３０）を使用して初期回転子位置を予測し、その後回転子位置および／または速度を様々なタイプの負荷条件下で正確に予測する方法および装置が、電動機（１０６）のための状態オブザーバ制御システム（６００）を提供する。初期回転子位置の様々な設定から、推定回転子位置／速度を出力としてもたらすことができる、制御システムモデル（３００）が生成される。制御システムモデル（３００）は、ＥＫＦ（拡張カルマンフィルタ）推定器（３３０）と、速度コントローラ（３２２）と、電流コントローラ（３２４）と、可変負荷構成要素（３１０）とを含む。動作中、ＥＫＦ推定器（３３０）は、速度および電流コントローラ（３２２、３２４）とフレーム変換（３２６、３２８）からの入力によって生成された基準電圧（４０２、４０４）および基準電流（１３２５）に基づいて、回転子速度（３２７）および位置（３３３）を推定する。さらに、基準電圧および基準電流（４０２、４０４、１３２５）は、システム（６００）内のフィードバック信号（４１８、３４６）として、かつ電動機負荷（６０２）に印加する電力を制御するための駆動信号として使用されるように、フレーム変換される。

Description

本願は、「ＥＸＴＥＮＤＥＤ ＫＡＬＭＡＮ ＦＩＬＴＥＲ（ＥＫＦ）ＭＥＴＨＯＤ ＡＮＤ ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ ＦＯＲ ＳＥＮＳＯＲＬＥＳＳ ＣＯＮＴＲＯＬ ＯＦ ＭＯＮＩＴＯＲ ＤＲＩＶＥ ＳＹＳＴＥＭＳ（モニタ駆動システムの制御を検出するための拡張カルーマンフィルタ（ＢＫＦ）方法及び装置」と題する、２００３年７月１０日出願の米国特許仮出願第６０／４８５，７３２号の優先権を主張し、この出願の開示全体を参照によりここに援用する。
本発明は、様々な負荷に対する予測制御システムに関し、より詳細には、同期電動機発電機システムにおいて回転子速度および位置を正確に検出するための堅牢なセンサレス予測方法および装置に関する。
制御された電動機駆動システムの重要な構成要素は、電気機械式マシンである。用途に応じて、かかるマシンをその「固定子磁界」と「回転子磁界」の相互作用により発電機または電動機として使用して、制御された電動機駆動システムの分野で周知のように、機械的エネルギーを電気的エネルギーに、あるいはその逆に変換することができる。一般的に、固定子磁界および回転子磁界がどのように生成され、どのように相互作用するかに基づいて、各マシンを少なくとも４つの異なるタイプに分類することができる。これらのタイプには、永久磁石同期機（ＰＭＳＭ）が含まれ、三相平衡交流電圧を固定子に印加することによって、回転磁界が生成される。回転子に永久磁石を使用して、回転子磁界を確立することもできる。別のタイプには、ブラシレス直流機（ＢＬＤＣ）が含まれる。３つの固定子巻線すべてを励磁する代わりに固定子巻線の２つの巻線だけを同時に励磁することができ、その結果、正弦波と対照的に台形波の巻線電流になること以外は、ＰＭＳＭと同様である。別のタイプには、巻線形回転子同期機（ＷＲＳＭ）が含まれる。ＰＭＳＭと同様に、三相平衡交流電圧を固定子に印加することによって回転磁界が発生する。ＷＲＳＭの場合だが、回転子の分布巻線に直流電流を通すことによって、回転子磁界を生成してもよい。この電流は、「スリップリングおよびブラシ」を介して、またはブラシレス方式によって、回転子界磁巻線に伝達することができる。別のタイプには、誘導機（ＩＭ）が含まれる。ＰＭＳＭと同様に固定子を励磁することができるが、回転子磁界は、固定子と異なる周波数で固定子場から誘導されることによって確立され、したがって非同期機と呼ばれる。
上記のタイプの電動機駆動システムでは、一般的に利用される制御システムは航空宇宙および産業用途に使用され、電動機（例えば、永久磁石同期電動機ＰＭＳＭ）の速度および／または位置、特にＰＭＳＭ回転子の速度および／または位置を測定するための閉ループ構成を含んでいる。図１は、ＰＭＳＭ１０６の回転子速度／位置を測定するための、従来技術の閉ループ制御システム１００を示している。閉ループシステム１００は、直流電源１０２と、電源１０２から動力を供給されるインバータ１０４と、パルス幅調節信号（ＰＷＭＳ）発生器１１０と、軸センサ１０８と、速度コントローラ１１６と、フレーム変換デバイス１１２、１１４とを含む。通常の動作中、システム１００は速度コントローラ１１６を使用して、速度基準１１７と、センサ１０８（例えば、ホールセンサ）から出力された測定速度１２０との差から、電流基準１２２を生成する。この基準電流１２２の２つの算出成分（Ｉ＊ ｄおよびＩ＊ ｑ）は、それぞれｄ軸、ｑ軸上にあり、インバータ１０４からの測定三相成分（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）の、フレーム変換１１４から出力されたｄｑ成分と比較される。このｄｑ成分と算出成分の間で評価された誤差によって、制御変数ＶｄおよびＶｑが生成され、それらがセンサ１０８から出力された測定回転子位置１２１と共にフレーム変換１１２に入力されて、三相電圧基準値であるｄｑからａｂｃへの成分Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが生成される。これらの基準値がＰＷＭ発生器１１０に入力されて、インバータ１０４用のＰＷＭ信号を生成し、三相インバータ１０４から出力電圧を生成して、ＰＭＳＭ１０６を駆動する。
しかし、この技法は図１に示されているが、システムの複雑さを増し、システムの信頼性を損なう。ＰＭＳＭ１０６は、センサ１０８を内蔵、またはそれを回転子に機械的に取り付けておかなければならず、コントローラ１１６とセンサ１０８の間の制御（励磁）信号およびフィードバック信号（例えば、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）用に、インターフェースおよび配線を追加しなければならない。ＰＭＳＭ１０６はまた、コントローラ１１６から離れたところに配置されて、システム内の不要で余分な配線の必要性を生み出す可能性もある。
センサ制御システムの配線およびその他の不利な点を避けるには、システムの信頼性を増し、システム内の余分な配線の必要性をなくするために、センサレス電動機制御技術を使用することができる。さらに、このような技術は別個の位置センサの必要性をなくし、システムのコストも軽減する。センサレス電動機制御技術は、別個の位置センサを利用するものより柔軟性／適合性のある、電動機駆動システムの解決策である場合がある。強化した信頼性および重さの軽減（例えば、センサおよび追加の配線をなくすことによって）が非常に重要な航空機システムに、特に役立つ可能性がある。
カルマンフィルタ１９００の構造を示す図１９に示すように、線形システムには、システムの状態および出力を決定するために、カルマンフィルタを使用することができる。フィルタ１９００では、以下の等式を使用して、システムを想定することができる。
Figure 2007531478
上式で、σ、ρはシステムノイズ、測定ノイズである。それらは、定常ノイズ、ホワイトノイズ、相関性のないノイズおよびガウスノイズであり、期待値は０とする。さらに、上記ノイズの共分散行列は、以下のように定義することができる。
Figure 2007531478
上式でＥ［ ］は、期待値を示す。
カルマンフィルタ１９００のシステム方程式は、以下のようになる。
Figure 2007531478
行列Ｋは、ノイズの共分散に基づいて設定することができる。観察の良好度を以下のように確立することができる。
Ｊ＝Ｅ［ｅT・ｅ］
（６）
上式で、ｅは以下の通りである。
Figure 2007531478
上式で、Ｋは、Ｊを最小にするように選択できることが有利である。ここで、解は以下の通りである。
Ｋ＝Ｐ・ＨT・Ｒ−１
（８）
上式で、Ｐは、以下のリカッチ方程式の解から計算することができる。
Ｐ・ＨT・Ｒ−１・Ｈ・Ｐ−Ａ・Ｐ−Ｐ・ＡT−Ｑ＝０
（９）
ＱおよびＲは、対応するノイズの確率特性に基づいて設定することができる。
ただし、カルマンフィルタ１９００は線形システムに対してのみ有効であり、本明細書において説明するように、電動機駆動システムに対して見られることがある非線形システムに、特に適した拡張カルマンフィルタ（推定器）の生成を必要とする。
図２に示す従来技術の制御システム２００で例示されるように、ＰＭＳＭ回転子の速度および／または位置（非線形システム）を測定するために、従来のセンサレス制御システムが使用されてもよい。制御システム２００は、センサ１０８によって測定される代わりに、速度出力２０３および位置出力２０５が速度および位置推定器１０９によって推定される、図１のシステム１００からのと同様の構成要素を含む。図２に示すように、推定器１０９は、インバータ１０４によって生成された三相電流成分Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを入力として受け、フレーム変換１１２から三相電圧成分ボルト数Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを入力として受ける。推定器１０９は、２つの電流ループシステムを使用して、最初の推定された回転子位置を補正し、ＰＭＳＭで生成された磁束鎖交数を補正し更新することができる。この磁束鎖交数は、ＰＭＳＭをスタータおよび／または発電機として使用できる十分なトルクをシステム２００で発生する。推定器はまた、入力電流成分から電動機ラインの電流を推定し、電流推定値と測定電流の間の誤差を計算し、この誤差計算結果を使用して特定の時間間隔の間の回転子の速度および位置を決定することもできる。その後、磁束鎖交数を補正し回転子位置を予測するために、未来の時間間隔ごとにこのプロセスを繰り返すことができる。このプロセスを、ブラシレス直流電動機（ＢＬＤＣＭ）にもＰＭＳＭにも使用できるのは有利であるが、システムの電圧および電流がもつ磁束鎖交数の推定値および測定値の質および精度に基づく、制御システムの性能が低下する恐れがある。さらに、システムの高調波およびノイズ、温度変化および磁気飽和によるマシンパラメータばらつきから、制御システムの精度が低下する恐れもある。
他の従来技術のセンサレス方式は、状態オブザーバ技術を利用しているが、これらの方式は、電動機駆動システムパラメータの変動を受けやすく、複雑な非線形制御理論を必要とし、この理論によって、これらの他の方式は微調整し実施するのが難しくなる。かかる方式は、初速度／最初の位置の収束問題によってさらに複雑になる最初の回転子位置についての正確な情報が何もないこと、失速状態を避けるために電動機の起動時に電流パルスを印加する必要があることを含む、追加の制限も受ける。かかる方式が適切に働かないことによって、それは、動荷重に必要な速度およびトルクの全範囲にわたるその正確さおよび有効性が失われる。これが、駆動システムのセンサレス制御が普及しない主要な理由である。
したがって、電動機駆動システム用の現在のセンサレス制御システムに不利な点があるので、これらの制限を克服し、堅牢で容易に実施される電動機駆動システム用のセンサレス制御装置を提供する、状態オブザーバ制御法を提供する必要がある。
本発明のシステムは、電動機用の状態オブザーバ予測制御システムを提供することによって、上記の問題を克服する。このシステムは、まず、最初の回転子位置を推定するために拡張カルマンフィルタ（ＥＫＦ）を使用し、次いで、速度／位置センサを使用せずに、動作中の様々な動荷重条件に対する擬似実時間の回転子位置および／または速度を正確に予測する。本明細書において説明するＥＫＦをベースとする、統合された電動機駆動システム全体のモデルは、このシステム用のパワーエレクトロニクスおよび関連デジタル制御の回路を含み、まず、計算を実行して、デジタル信号処理および制御の実施を簡略化する。電動機駆動制御システムモデル全体は、ＥＫＦ（拡張カルマンフィルタ）推定器と、速度コントローラと、電流コントローラと、直流−交流電力変換インバータモジュールと、パルス幅変調（ＰＷＭ）ゲートパターン発生器と、可変の速度／トルク負荷構成要素とを含む。動作中、ＥＫＦ推定器モジュールは、速度および電流コントローラによって生成され各フレーム変換から入力された基準電圧／電流に基づいて、回転子速度、回転子位置、および電流条件を推定する。やはり、得られた正確なセンサレス位置推定値は、フレーム変換された基準電流および基準電圧を実現するために使用され、システム内でフィードバック信号として、ならびにＰＭＳＭ負荷に加える制御力への駆動信号として使用される。
以下の説明を添付の図面と併せて考慮することにより、本発明の他の態様が明らかになるであろう。
本発明の実施形態は、以下の説明に、添付の図面を参照してより具体的に記載されている。以下の説明および添付の図面では、同じ部品は同じ参照番号で示す。さらに、本明細書に提示する発明の概念を曖昧にしないように、周知の部品およびその関連説明は省略する。
回転子の位置情報を、同期電動機発電機の主発電機固定子巻線（固定子相巻線）による相電圧信号出力から導出するための実施形態が、「Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｓｅｎｓｏｒ Ｅｍｕｌａｔｏｒ ｆｏｒ ａ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ／Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ（同期機／発電機用の位置センサエミュレータ）」という名称の、２００２年９月１６日出願の米国特許出願第１０／２４４，４９６号（「’４９６出願」）に開示されている。この特許の全体を参照によりここに援用する。
図１２に示す１２００の電動機駆動システムと共に上記で説明した図１、２の電動機駆動システム１００、２００は、固定子の相巻線からの信号出力から、離散時間制御されたシステム１００、２００、１２００の回転子位置、回転子速度、および電流（オブザーバ）状態を導出するように、本発明の原理を適用してもよい電動発電機システムを示している。図１２に示すように、電動発電機システム１２００は、主な構成要素である、ブラシレス同期電動機発電機（ＢＬＳＭ）１２１０と、発電機制御ユニット１２０２と、励磁機電源１２０４と、起動変換機１２０６を含む。電動発電機システム１２００はさらに、同期電動機発電機１２１０の発電機モードと電動機（スタータ）モードとを切り換えるために、電動機発電機切換ユニット１２０３、１２０８を含む。
同期電動機発電機１２１０は、三相励磁機巻線１２１１と、整流ブリッジ１２１３と、主発電機界磁巻線１２１５とを含む回転ユニット１２１２を含み、航空機のガスタービンエンジンなどに結合された回転可能な軸に取り付けられる。同期電動機発電機１２１０はさらに、励磁機界磁巻線１２２０および三相主発電機巻線１２１６を含む固定子構成要素を含む。固定子の励磁機界磁巻線１２２０と、回転子の三相励磁機巻線１２１１は、励磁発電機を構成し、回転子１２１２の界磁巻線１２１５と、固定子の三相巻線１２１６は、主発電機を構成する。
発電機モードでは、電動発電機切換ユニット１２０３、１２０８は、例えば周知の切換要素であってもよく、直流電流（「直流励磁」）を供給するために、発電機制御ユニット１２０２が（スイッチ１２０３を介して）励磁機界磁巻線１２２０に接続され、三相発電機巻線１２１６の出力Ａ、Ｂ、Ｃが、（スイッチ１２０８を介して）ＡＣバス１２１８に接続されるように配置されている。例示的な実施形態では、直流励磁がＤＣ巻線１２２０に供給されると、航空機エンジンによる発電機軸（図示せず）の回転によって、電機子巻線１２１１内に、整流器１２１３によって整流され巻線１２１５に結合される多相電圧が発生する。この整流された電圧が、主回転子界磁巻線１２１５に直流場を作り出し、この直流場が、主固定子コイル１２１６に回転磁界を引き起こし、この回転磁界が、（バス接点スイッチの前の）調整点（ＰＯＲ）１２０８のところで調整済み電圧による出力電力を生成し、その電圧が、端子Ａ、Ｂ、Ｃおよびスイッチ１２０８を介してＡＣバス１２１８に伝達される。励磁機界磁巻線１２２０の中を流れる直流電流は、ＡＣバス１２１８上で所望の交流電力を実現するために、様々な振幅をとることができる。発電機モードでは、システム１２００には回転子の位置情報は必要ではない。
さらに、システム１２００は、航空機エンジンをかけるためにスタータ／発電機１２１０を電動機として使用することもできる。外部電源（励磁機電源ＥＸＰＳ）１２０４が、励磁機固定子１２１４を使用して、発電機１２１０に結合されている。結合されたＥＸＰＳ１２０４からの電力は、回転子と固定子の相対運動が速度ゼロであることはないので、トランスの効果によって、回転子１２１２の多相巻線１２１１に交流電力を誘起する。巻線１２１１に確立された交流電力は、主界磁巻線１２１５で直流電力を発生するために、整流器１２１３によって整流され得る。さらに、スタータ／発電機１２１０によって十分なトルクが生成されるような制御された交流電力を主固定子コイル１２１６に供給するために、起動変換機１２０６が使用される。このトルクは、主回転子巻線１２１５の磁束と、コイル１２１６に確立された電流（磁束）との間の相互作用によって生成される。上記制御された交流電力の周波数は、０Ｈｚ（０ＲＰＭ）から、起動の最終時点で、スタータ／発電機１２１０に生成されるトルクに一致する所定の周波数まで増加する。供給された交流電力入力の電流位相は、所望のスタータ／発電機１２１０のトルクを発生させるために、回転子位置の関数として制御される。電磁力を介して回転子を効率的に動かすのに十分なトルクを作り出すには、固定子相巻線１２１６の転流は、回転子の位置が既知であることを必要とする。
図３ａは、電動機システム１２００に使用できる、本発明の実施形態によるセンサレス電動機制御システム３００のモデルを示している。システムモデル３００は、制御ブロック３０２と、正弦波パルス幅インバータ（ＳＰＷＭ）３０６と、負荷３１０と、ＰＭＳＭ電動機モデル３０８とを含む。図３ｂは、制御ブロック３０２のサブシステムを示し、このシステムは、速度コントローラ３２２と、電流コントローラ３２４と、電圧フレーム変換３２６と、電流フレーム変換３２８と、推定器３３０（拡張カルマンフィルタＥＫＦ）とを含んでいる。
システム１２００などの電動機駆動システムでは、電圧および電流などの電動機の末端変数は、時間的に変化する。電動機システム１２００のより好適な制御では、ＥＫＦ３３０をより好適に利用してシステムの回転子位置、回転子速度、およびオブザーバ状態を推定するために、電動機の電気的変数およびパラメータ（例えば、電圧および電流）の標準フレーム変換（例えば、ａｂｃ−ｔｏ−ｄｑ）を使用して時変システムを時間不変システムに変換する。１つのベクトルを、固定子（ａｂｃ）フレームでは３要素によって、静止（αβ）フレームでは２要素によって、任意のフレーム（ｄｑ）では２要素によって示すことができる。制御システム３００では、数学的な複雑さを単純化し、有用な制御成分（Ｖａｂｃ、Ｉａｂｃ）を得るために、図３ｂに示すフレーム変換３２６、３２８を使用して固定子（ａｂｃ）フレームの変数を２軸の静止または任意のフレームに変換する。その後、制御成分（Ｖａｂｃ、Ｉａｂｃ）は、ＰＭＳＭ電動機モデル３０８を駆動するために元の固定子系の３つの位相変数に変換される。図１０ａ、１０ｂ、１０ｃは、異なる基準フレーム（αβ、ａｂｃ、ｄｑ）におけるベクトルを示し、ベクトルａ、ｂ、ｃは、等しい大きさを有し、互いに角度１２０°隔たっている。図１１は、任意の（ｄｑ）フレームにおけるモデルＰＭＳＭ３０８のベクトル図を示している。図１１に示す図内のベクトルの計算、ｄｑ基準フレームに含まれるモデルＰＭＳＭ３０８の等式、変換等式は周知であり、Ｑｉｕの「Ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ｋａｌｍａｎ Ｆｉｌｔｅｒ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｉｎ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（永久磁石システム同期機センサレス制御における拡張カルーマンフィルター適用）」（Ｔｈｅｓｉｓ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ、Ｒｙｅｒｓｏｎ大学、２００３年８月）に開示されている。これを参照によりここに援用する。
動作中、システムモデル３００は、ＳＰＷＭ３０６および電動機モデル３０８に対して有用な駆動信号を生成するために、推定器３３０を使用してＰＭＳＭモデル３０８の回転子位置、回転子速度、およびオブザーバ（電流）状態を推定する。図１２、１３に示すように、三相電圧出力信号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが固定子構成１２２０、１２１６から生成され、次いで、測定回転子速度１３１２（ω）出力および位置（シータすなわちθ）１３１４出力を生成するために、信号１３０１、１３０２、１３０３として入力されて、ＰＭＳＭモデル３０８を使用して固定子系（３要素で示される）から任意のフレーム（ｄｑ）へフレーム変換され得る。これらの回転子速度および位置の測定値１３１２、１３１４は、後で、推定器３３０によって導出された推定値３２７、３３３と比較され得る。電圧変換ブロック１３０４、１３０６が、三相電圧入力１３０１、１３０２、１３０３（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）をＶｄおよびＶｑ（ｄｑ基準フレームの電圧）に変換する。さらに、変換ブロック１３０８、１３０９、１３１０、１３１１が、Ｉｄ、Ｉｑを算定するために、任意のフレームにおける電流（ｄｑ−Ｉｄ、Ｉｑ）を計算する。次いで、変換ブロック１３１６、１３１８、１３２０が、任意のフレームの電流を三相電流出力（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）１３２５に変換する。やはり、関数ブロック１３２２、１３２４、１３２６、１３２８、１３３０、および１３３２が、回転子位置（θｅ）１３１４を算定する。さらに、システムに有用な制御出力を生成し、システム１２００にとって起動過渡状態をモニタする助けとなるように、初期回転子位置３０４（図３ａに示す）を事前設定し、入力することができる（例えば、４５度−π／４）。具体的には、図１３に示されている関数ブロックが、以下の関数を算定する。ブロック１３０４は２／３・（Ｖａ・ｃｏｓ（θ）＋Ｖｂ・ｃｏｓ（θ−２／３・π）＋Ｖｃ・ｃｏｓ（θ＋２／３・π））、ブロック１３０６は−２／３・（Ｖａ・ｓｉｎ（θ）＋Ｖｂ・ｓｉｎ（θ−２／３・π）＋Ｖｃ・ｓｉｎ（θ＋２／３・π））、ブロック１３０８はＶｄ／Ｌ＋Ｗｅ・Ｉｑ−Ｉｄ・Ｒｓ／Ｌ、ブロック１３１０はＶｑ／Ｌ−Ｗｅ・Ｉｄ−Ｗｅ・ＬＭＤ／Ｌ−Ｉｑ・Ｒｓ／Ｌ、ブロック１３１６はＩｄ・ｃｏｓ（θ）−Ｉｑ・ｓｉｎ（θ）、ブロック１３１８はＩｄ・ｃｏｓ（θ−２／３・π）−Ｉｑ・ｓｉｎ（θ−２／３・π）、ブロック１３２０はＩｄ・ｃｏｓ（θ＋２／３・π）−Ｉｑ・ｓｉｎ（θ＋２／３・π）、ブロック１３２２は１．５・ＬＭＤ・ＮＰである。これらの関数ブロックでは、Ｌはインダクタンス（ｄ軸およびｑ軸インダクタンスと等価）、Ｗｅは固定子電気的回転速度、Ｒｓは固定子の抵抗、ＬＭＤ（λｒ−ラムダ）はＰＭＳＭモデル３０８の回転子磁束鎖交数、Ｎｐは極対の数である。やはり、出力Ｔｅ１３１３も以下のように算出され得る。
Ｔｅ＝３／２・Ｎｐ・λｒ・Ｉｑ
（１０）
図１４、１５は、図３ｂの速度コントローラブロック３２２および電流コントローラブロック３２４の詳細を示す。速度コントローラ３２２は、速度誤差１４０３を生成するために比較される、推定器（ＥＫＦ）３３０からの速度フィードバック３２７と、有利には信号発生器３１３（図３ａに図示）によって生成されてもよい速度基準信号３２１とを入力として受ける。速度誤差は、比例積分（ＰＩ）１４０６に入力されて、変換された電流基準Ｉｄｑ出力１４１２を生成するためにｄ変換ブロック１４０８にも、ｑ変換ブロック１４１０にも供給される、電流基準Ｉｓ出力１４０５を生成することができる。ブロック１４０８、１４１０によって算定される関数は、当技術分野で周知であり、モリモト他の「Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒｓ（永久磁石同期制御用の電流位相制御方法）」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、Ｖｏｌ．５、Ｎｏ．２、１９９０年４月）に開示されている。これを参照によりここに援用する。
図１５に示すように、Ｉｄｑ基準出力１４１２、電流Ｉｑ（Ｉｄは０に設定）、および推定器３３０から出力された回転子速度（ωｅ）３２７が、電流コントローラ３２４に入力される。電流コントローラ３２４は、ＰＩブロック１５０６、１５０８を使用して、これらの入力から任意の（ｄｑ）系の電圧出力Ｖｄ、Ｖｑを生成する。
図４、５は、電圧のフレーム変換ブロック３２６、電流のフレーム変換ブロック３２８の詳細を示す。図４に示すように、電圧変換器３２６が、ｄｑフレームの入力電圧をａｂｃフレームおよびαβフレームに変換する。電流コントローラ３２４からの入力電圧（Ｖｄ、Ｖｑ）４０２、４０４が、制御ブロック３０２からの（推定器３３０によって生成された）推定回転子位置（θ）３３３を使用して、関数ブロック４０６、４０８、４１０、４２２、４２４を使用するブロック３２６によって、任意のフレームおよび静止フレームの出力電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、およびＶαβ）４１２、４１４、４１６、および４１８に変換される。Ｖαβ４１８は、ＥＫＦ３３０にシステム３００の制御フィードバックとして使用される。具体的には、関数ブロック４０６、４０８、４１０は、以下の関数を算定することができる。ブロック４０８はＶｑ・ｓｉｎ（θ）＋Ｖｄ・ｃｏｓ（θ）、ブロック４０８は−Ｖｑ・ｓｉｎ（θ−２／３・π）＋Ｖｄ・ｃｏｓ（θ−２／３・π）、ブロック４１０は−Ｖｑ・ｓｉｎ（θ＋２／３・π）＋Ｖｄ・ｃｏｓ（θ＋２／３・π）、ここでθ＝シータおよびπ＝パイである。
同様に、図５に示すように、電流変換器３２８が、推定回転子位置入力３３３（ＥＫＦ３３０によって推定された）および関数ブロック５０２、５０４、５０６、５０８を使用して、固定子フレームの三相入力電流（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）１３２５を、システムモデル３００内の制御フィードバックとして使用するための２つの出力電流（Ｉｄｑ、Ｉαβ）３４４、３４６に変換する。具体的には、関数ブロック５０２、５０４、５０６、および５０８は、以下の関数を算定することができる。ブロック５０２は２／３・（Ｉａ・ｃｏｓ（θ）＋Ｉｂ・ｃｏｓ（θ−２／３・π）＋Ｉｃ・ｃｏｓ（θ＋２／３・π））、ブロック５０４は−２／３・（Ｉａ・ｓｉｎ（θ）＋Ｉｂ・ｓｉｎ（θ−２／３・π）＋Ｉｃ・ｓｉｎ（θ＋２／３・π））、ブロック５０６はＩａ、ブロック５０８はｓｑｒｔ（３）／３・（Ｉｂ−Ｉｃ）である。
推定器３３０は、フレーム変換技法および電動機モデリング技法から導出され、推定器３３０の方程式は以下の式を含む。
Figure 2007531478
上式で、
ｄωｒ／ｄｔ＝０ （１３）
さらに、行列形式では、方程式（１１）、（１２）、（１３）は以下のようになる。
Figure 2007531478
上式で、
Figure 2007531478
かつ、
Figure 2007531478
であり、さらに方程式（１４）および（１５）は次式で与えられる。
Figure 2007531478
上式（１６）および（１７）の別個の近似式が、次式で与えられる。
ｘｋ＝（Ｉ＋Ａ・Ｔ）・ｘｋ−１＋Ｂ・Ｔ・ｕｋ−１
（１８）
ｙｋ＝Ｈ・ｘｋ
（１９）
上式で、
Ｉは単位行列であり、
Ｔはサンプリング時間間隔である。
プロセスおよび測定ノイズを考慮すると、方程式（１８）および（１９）は次式で与えられる。
ｘｋ＝ｆ（ｘｋ−１，ｕｋ−１，σｋ−１）
（２０）
ｙｋ＝ｈ（ｘｋ，ρｋ）
（２１）
上式で、
ｆ（ｘｋ−１，ｕｋ−１，σｋ−１）＝（Ｉ＋ Ａ・Ｔ）ｘｋ−１＋Ｂ・Ｔ・ｕｋ−１＋σｋ−１
（２２）
ｈ（ｘｋ，ρｋ）＝Ｈ・ｘｋ＋ρｋ
（２３）
である。
前式から、電動機３０８（例えば、ＰＭＳＭ）の状態ｘを、各サンプリング時間間隔中に、以下の２つのステップを経て、推定器３３０で推定することができる。ここで、これらのステップは、次式を含む。
１）時間更新ステップ
Figure 2007531478
２）測定更新ステップ
Figure 2007531478
上式で、
Figure 2007531478
である。
行列形式では、方程式（２５）および（２６）のＣおよびＤは、以下のようになる。
Figure 2007531478
上式で、脚注ｋおよびｋ−１は省略される。
上記の数学的導出から、推定器３３０は、図１７に示すように生成される。図１８のプロセスフロー図に従って、増分期間ｋ（例えば、ｋは０または１から始まる）ごとに、推定器（ＥＫＦフィルタ）３３０が、入力として電圧変換器３２６から出力された静止フレーム４１８の電圧（Ｖαβ）と、電流変換器３２８から出力された静止系３４６の電流（Ｉαβ）を受けて、回転子位置（Ｅｓｔ＿θ）３３３、回転子速度（Ｅｓｔ＿ω）３２７、およびオブザーバ（電流）状態（Ｅｓｔ＿Ｉａ、Ｅｓｔ＿Ｉβ）３２９、３３１の出力推定値を、上記の式を使用して生成することが有利である。推定器３３０はさらに、方程式（２５）、（２６）から導出されたノイズ共分散行列でもよいブロック行列１７０２、１７０４と、時間更新ステップ用のメモリスタックでもよいブロック行列１７０６、１７０８とを含む。
ステップ１８０２での時間更新ステップ中、入力４１８（Ｖαβ）および関数ブロック１７１０、１７１２、１７１４、１７１６、１７１８、１７２０、１７２２、１７２４が、式（２４）を算定するために使用される。やはりステップ１８０２での時間更新ステップ中、関数ブロック１７２０、１７２２、１７２６、１７２８、１７３０、１７３２が、式（２５）を算定するために使用される。その後、ステップ１８０４での測定更新ステップで、関数ブロック１７３２からの出力１７３４（Ｐ−）と、関数ブロック１７２４、１７３６、１７１６、１７３８、１７４０、１７４２、１７４４、１７６２が、式（２６）を算定するために使用される。さらに、ステップ１８０４中、関数ブロック１７１８からの出力１７４６（Ｘ−）と、関数ブロック１７４４からの出力１７４８（Ｋ）と、入力３４６と、関数ブロック１７３６、１７５０、１７５２、１７５４、１７５６、１７６２とが、出力１７６６（ｗｒｉｔｅ＿Ｘ）を生み出す式（２７）を算定するために使用される。やはりステップ１８０４中、関数ブロック１７３２からの出力１７３４（Ｐ−）と、関数ブロック１７４４からの出力１７４８（Ｋ）と、関数ブロック１７３６、１７５８、１７６０とが、出力１７６８（ｗｒｉｔｅ＿Ｐ）を生成する式（２８）を算定するために使用される。計算の誤りを防止するために、推定器３３０の出力を現在のステップの関数ブロック１７０６にスタックし、その後の回のステップの関数ブロック１７２２を経てその出力を放出することによって、現在の回のステップの計算を、次の回のステップまで遅延させることができることが有利である。さらに、これらの出力推定値を、ＰＭＳＭモデル３０８および電流変換器３２８によって出力された、測定パラメータ値と比較することができる。具体的には、行列計算機関数ブロック１７２０の出力１７２１、１７２３、１７２５を、Ｃ（１７２１）を計算するには（Ｉ＋Ａ・Ｔ）・Ｘ、Ｃ（１７２３）を計算するにはＣ・Ｘ、Ｃ’（１７２５）を計算するにはＣＴ・Ｘの関数を使用して計算することができる。
ＰＭＳＭモデル３０８が、実際のＰＭＳＭの連続運転をシミュレートして、後続の期間の、回転子位置、回転子速度、および電流（オブザーバ）状態の推定値を生成するために制御フィードバック信号として使用する回転子速度１３１２、回転子位置１３１４、および三相電流出力１３２５を出力するので、図１８に示す推定プロセスがモデルシステム３００の後続の期間（ｋ＝ｋ＋１）に継続することが有利である。このプロセスは、その後の測定間隔に継続されて、出力制御ベクトル（フィードバック信号Ｖαβ）４１８および測定ベクトル（フィードバック信号Ｉαβ）３４６の推定値を更新する。
上記の式は、特にＰＭＳＭ電動機モデルのために導出されるが、本明細書において、推定器３３０を使用して説明したセンサレス方式は、ＰＭＳＭ、ＢＬＤＣＭ、巻線形回転子同期電動機（ＷＲＳＭ）、および誘導電動機（ＩＭ）を含む、複数の異なる電動機モデルに同様に用いることができる。さらに、ＷＲＳＭおよびＰＭＳＭに用いられるＥＫＦを使用するセンサレス制御の複数の実施形態が本明細書において説明される。センサレス制御のためのＥＫＦ法がＩＭ、ＢＬＤＣＭ、および他の機械を含む、複数の他のタイプの機械まで拡張されることが、当分野の技術者に理解されよう。
回転子速度１３１２の２乗に比例する負荷トルク、回転子速度１３１２に比例する負荷トルク、および一定の負荷トルクを含む、３つの異なるタイプの負荷ブロック３１０が、システムモデル３００に使用されることが有利である。モデルシステム３００が、正弦波パルス幅変調電源（ＳＰＷＭインバータ）３０６を使用して、システムの実際の運転中に、各測定値サンプリング間隔中にシステムの制御ベクトルを更新する連続電動機運転をシミュレートすることも有利である。ＳＰＷＭ３０６は、直流電圧をパルス幅変調された波形に変換することによって、三相インバータの出力をシミュレートする。最初に、パルス発生器３０１が、制御ブロック３０２をトリガするための有効化パルスを生成して、ＰＭＳＭモデル３０８を駆動するための有用な三相電圧出力（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）を電圧変換器３２６から生成する。三相電圧出力（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）は、ＳＰＷＭ３０６に受けられ、ＰＭＳＭモデル３０８を駆動するための三相ＰＷＭ信号Ｖａ―ｐｗｍ、Ｖｂ―ｐｗｍ、Ｖｃ―ｐｗｍを生成するために、ＣＷ（搬送波）発生器によって生成された搬送波電圧の生成物（三角形の搬送波形）と、三相インバータのゲート信号を生成する直流電圧の２／３と比較される。
本明細書において説明したセンサレス電動機駆動制御システムは、図６に示すシステム６００に従って実施できることが有利である。ここで、図１、２と同様の要素は同じものとみなす。センサレス電動機駆動制御システム６００は、直流電源１０２と、インバータ１０４と、電動機１０６と、発電機１０７と、負荷６０２と、ハードウェアインターフェース６０４と、コントローラ６０６と、プロセッサ６０８とを含むことができる。任意選択で、システム６００は、サージ発生時に直流電源−インバータ回路接続内に抵抗負荷を動的に切り換えることによって、インバータ１０４からのサージ電圧からの保護回路として機能するための動的ブレーク回路６１０を含んでもよい。電動機１０６が減速または逆回転するように命令されるのに応答して、回転子の運動エネルギーが電気的エネルギーに変換され、直流電源に帰還されると、電圧サージが生じる恐れがある。システム６００はまた、電動機１０６の回転子位置および速度を、特に試験解析のために検出（測定）するためのセンサ６０１を含むこともできる。
動作中、直流電源１０２は、直流電力をインバータ１０４に提供し、そのインバータが、電動機１０６（例えば、ＰＭＳＭ）を駆動するために、直流電力を周波数および振幅が可変の三相電圧に変換する。発電機１０７（例えば、ＢＬＤＣＧ）は、電動機１０６のための機械的負荷として機能して、生成した電力を三相抵抗負荷６０２に提供する。コントローラ６０６は、ハードウェアインターフェース６０４を介してインバータ１０４に相互接続され、プロセッサ（例えば、コンピュータ）６０８から入力された命令を実行する。コントローラ６０６は、システム６００の回転子位置と、回転子速度と、電流（オブザーバ）状態を推定し、前述のように三相電力を電動機１０６に供給するためのインバータ１０４に有用な駆動信号を提供するために、ＳＰＷＭ３０６および制御ブロック３０２を含む、モデルシステム３００からの関連制御ブロックを含み、制御ブロック３０２は、速度基準発生器３０１と、速度コントローラ３２２と、電流コントローラ３２４と、電圧／電流変換器３２６、３２８と、推定器（ＥＫＦ）３３０とを含む。さらに、コントローラ６０６は、システム６００の機能を行うために実行されるべき命令を含んでいる機械可読媒体として実施できることが有利である。
図７、８、９ａ、９ｂは、図６で実施されているセンサレス電動機制御システム６００の性能評価結果を示す。図７は、システム６００に使用され発電機３０１からもたらされた速度基準７０２（ωｒｅｆ）を、コントローラ６０６によって生成された推定回転子速度７０４（ωｅｓｔ）およびセンサ６０１によって測定された回転子速度７０６（ωｍｓｄ）と比較し、図８は、測定された回転子速度７０６と推定された回転子速度の間の速度誤差（ωｍｓｄ−ωｅｓｔ）を示している。速度基準７０２は、制御システム６００の定常状態性能をよりよく評価するために、ステップダウン波形に事前設定できることが有利である。図８に示すように、回転子速度が変更されている過渡期間で、誤差がより大きくなる可能性がある。
図９ａ、９ｂは、関連試験期間中、センサ６０１によって測定された回転子位置９０２（θｍｓｄ）と、コントローラ６０６によって推定された推定回転子位置９０４（θｅｓｔ）と、回転子位置誤差９０５（θｍｓｄ−θｅｓｔ）と、電動機１０６から出力された固定子の相電流９０６とを比較するシステム６００の性能評価結果を示す。図９ａ、９ｂは、５０００ｒｐｍ、１０００ｒｐｍの回転子速度の結果を示し、平均定常状態の位置誤差がそれぞれ、５０００ｒｐｍでも１０００ｒｐｍでも減少して、システム６００の正確な位置推定を示している。
システム６００は、特に、システムの起動過渡性能（停止状態からの）を試験するために複数の事前設定された初期回転子位置を使用して操作できることが有利である。これらの事前設定された位置は、０、３０、６０、９０、１２０、１５０、１８０、２１０、２４０、２７０、３００、３３０度を含むことができる。図１６ａ、１６ｂ、１６ｃは、事前設定された初期回転子位置がそれぞれ０度、９０度、１８０度のときの、測定された回転子速度１６０２（ωｍｓｄ）を推定回転子速度１６０４（ωｅｓｔ）と比較することによって、システム６００の起動過渡性能を示す。速度基準１６０６（ωｒｅｆ）は、停止状態からの所定の時間（例えば、１．０秒）に電動機を起動するために、ステップコマンドを与えることができる。これらの図に示すように、推定回転子速度１６０４は、様々な初期起動位置に対して、測定回転子速度１６０２に急速に収束する。この、様々な起動位置に対する急速な収束によって、システム６００の複雑さを増す電流パルス印加および逸脱の補正の必要がなくなることが有利である。
三相負荷６０２がシステム６００に対して示されているが、本明細書において説明したセンサレスＥＫＦ方式を提供するために、複数の異なる負荷条件を使用できることに留意されたい。制御された電動機駆動システム６００の、複数の動作負荷条件下における停止状態から最高速度までの適正な動作へと通じる、定常状態の／動的な正確な回転子位置および速度情報を提供するために、本発明の諸実施形態に従って、図６に示すように、ＥＫＦセンサレス方式を実施することができる。
本発明は、巻線形回転子同期電動機（ＷＲＳＭ）、ブラシレス直流電動機（ＢＬＤＣ）、永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）、および誘導電動機（ＩＭ）を含む様々なセンサレス電動機制御に対して、堅牢で自在な制御方法を含む複数の利点を提供する。他の利点は、定格トルク負荷の有無を問わず停止状態から最高定格速度までを含む様々な電動機システム動作条件に対する、改良された定常状態性能および動的性能を含む。他の利点は、最初の起動、全トルクでの停止状態、速度逆転、および停電に対する、適正な制御システム動作を含む。ここで述べたセンサレスモデルはまた、機械／システムパラメータの変動に反応せず、電力品質（ＰＱ）を最適化し、かつ電磁妨害（ＥＭＩ）を最小限に抑える高度な制御戦略／ゲートパターン（ＳＰＷＭおよびＳＶＭ）と両立することもできる。さらに、本明細書に述べた方法は、より低いサンプリングレートおよび切換周波数を実現し、その結果ＤＳＰスループットが低減しかつ熱管理の要件が軽減され、システム内で測定を行うときには最適なノイズのフィルタリングをもたらすことができる。
本発明は主として、特定の実施形態を使用して本明細書に述べたが、本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく改変および変更を加えることができることが、当分野の技術者には理解されよう。したがって、本明細書に開示した方法は、本明細書で特に示し説明したものに限定されるのではなく、本発明の範囲は添付の特許請求の範囲によってのみ定義される。
電動発電機制御用の回転子位置を測定するために位置センサを使用する、従来の電動発電機システムの全般的なブロック図である。 従来のセンサレス電動発電機システムの全般的なブロック図である。 センサレス電動機制御システムおよび本発明の実施形態によるサブシステムのモデルの図である。 センサレス電動機制御システムおよび本発明の実施形態によるサブシステムのモデルの図である。 図３に示す、電圧入力用フレーム変換のブロック図である。 図３に示す、電流入力用フレーム変換のブロック図である。 本発明の実施形態に従って実装されたセンサレス電動機制御システムの図である。 図６のセンサレス電動機制御システムの性能評価結果を示す図である。 図６のセンサレス電動機制御システムの性能評価結果を示す図である。 図９ａは、図６のセンサレス電動機制御システムの性能評価結果を示す追加の図である。
図９ｂは、図６のセンサレス電動機制御システムの性能評価結果を示す追加の図である。
本発明の実施形態による固定子（ａｂｃ）基準フレーム、静止（αβ）基準フレーム、および任意の（ｄｑ）基準フレームのベクトルの図である。 本発明の実施形態による固定子（ａｂｃ）基準フレーム、静止（αβ）基準フレーム、および任意の（ｄｑ）基準フレームのベクトルの図である。 本発明の実施形態による固定子（ａｂｃ）基準フレーム、静止（αβ）基準フレーム、および任意の（ｄｑ）基準フレームのベクトルの図である。 本発明の実施形態による任意の（ｄｑ）系の電動機のベクトルの図である。 図３の制御システムを本発明の実施形態に従って適用できる電動機システムの図である。 本発明の実施形態によるセンサレス電動機制御システムに使用される同期電動機システムのモデル図である。 本発明の実施形態によるセンサレス電動機制御システムの速度コントローラの図である。 本発明の実施形態によるセンサレス電動機制御システムの電流コントローラの図である。 図６のセンサレス電動機制御システムの起動性能評価結果を示す図である。 ６図６のセンサレス電動機制御システムの起動性能評価結果を示す図である。 図６のセンサレス電動機制御システムの起動性能評価結果を示す図である。 本発明の実施形態によるセンサレス電動機制御システムの推定器の図である。 本発明の実施形態によるセンサレス電動機制御システムの推定器のフロープロセス図である。 本発明の実施形態によるセンサレス電動機制御システムの推定器の例示的構造の図である。

Claims (18)

  1. 可変の事前設定された初期回転子位置を使用して、電動機の回転子位置および速度の推定値を生成するための推定器と、
    前記推定値を受けて電流駆動制御信号を生成するための第１のコントローラと、
    前記推定値を受けて電圧駆動制御信号を生成するための第２のコントローラとを備え、
    前記第１および第２のコントローラが、前記電動機へ出力される電力を制御するために、前記駆動制御信号を電源に伝達する、
    電動機駆動システムの速度および位置センサレス制御のための装置。
  2. 電流入力基準信号および電圧入力基準信号を前記コントローラから受け、前記推定値を生成するために電流基準出力信号および電圧基準出力信号を前記推定器へ伝達するためのフレーム変換器をさらに備える、請求項１に記載の装置。
  3. 前記推定器は、拡張カルマンフィルタである、請求項１に記載の装置。
  4. 前記電源は、パルス幅変調信号発生器である、請求項１に記載の装置。
  5. 前記電源はインバータであり、前記位置推定値および速度推定値を使用して、入力電流信号および入力電圧信号の実時間フレーム変換を生成して前記電流駆動信号および電圧駆動信号を生成して、調節された電力を電動機駆動負荷に供給するために前記インバータ用パルス幅変調ゲートパターン信号を生成する、請求項４に記載の装置。
  6. 前記電動機は、永久磁石同期電動機、巻線形回転子同期電動機、誘導電動機、ブラシレス直流電動機のうちのいずれかである、請求項１に記載の装置。
  7. 前記第１および第２のコントローラは、単一のコントローラに結合されている、請求項１に記載の装置。
  8. 前記推定器は、測定された回転子位置の値との差が所定の閾値未満の回転子位置の値を推定する、請求項１に記載の装置。
  9. 事前設定された初期回転子位置を使用して、電動機の回転子位置および速度の推定値を生成するステップと、
    前記推定値を受けて、電流駆動制御信号および電圧駆動信号を生成するステップと、
    前記電動機へ出力された電力を制御するために、前記駆動制御信号を電源に伝達するステップとを含む、電動機駆動システムを制御する方法。
  10. 電流入力基準信号および電圧入力基準信号を受けるステップと、前記推定値を生成するために前記電流入力基準信号および電圧入力基準信号をフレーム変換して、電流基準出力信号および電圧基準出力信号を伝達するステップとをさらに含む、請求項９に記載の方法。
  11. 前記推定するステップは、拡張カルマンフィルタを使用する、請求項９に記載の方法。
  12. 前記伝達するステップは、パルス幅変調信号発生器を前記電源として使用する、請求項９に記載の方法。
  13. 前記生成するステップは、永久磁石同期電動機、巻線形回転子同期電動機、誘導電動機、およびブラシレス直流電動機のいずれかの電動機を使用する、請求項９に記載の方法。
  14. 事前設定された初期回転子位置を使用して、電動機の回転子位置および速度の推定値を生成する命令と、
    前記推定値を受けて、電流駆動制御信号および電圧駆動信号を生成する命令と、
    前記電動機へ出力された電力を制御するために、電源に前記駆動制御信号を伝達する命令とを含む、複数の実行可能な命令を記憶している機械可読媒体。
  15. 電流入力基準信号および電圧入力基準信号を受ける命令と、
    前記推定値を生成するために、前記電流入力基準信号および電圧入力基準信号をフレーム変換して電流基準出力信号および電圧基準出力信号を伝達する命令をさらに含む、請求項１４に記載の媒体。
  16. 前記推定する命令は、拡張カルマンフィルタを使用する、請求項１４に記載の媒体。
  17. 前記伝達する命令は、前記電源としてパルス幅変調信号発生器を使用する、請求項１４に記載の媒体。
  18. 前記生成する命令は、永久磁石同期電動機、巻線形回転子同期電動機、誘導電動機、およびブラシレス直流電動機のいずれかの電動機を使用する、請求項１４に記載の媒体。
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