JP2003281831A - 情報記録再生装置、信号復号回路及び方法 - Google Patents
情報記録再生装置、信号復号回路及び方法Info
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- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Optical Recording Or Reproduction (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】プリアンブル領域を短くすると共に周波数引き
込み範囲を広くして高密度記録と信頼性を高める。 【解決手段】タイミングリカバリ部１００は、再生デー
タの先頭領域から位相オフセット及び周波数オフセット
を検出して初期補正するため、ヘッド再生信号を固定ク
ロックにより離散化したデータを記憶するバッファ６
２、バッファ６２へのデータ書込みと並行してデータ先
頭領域から位相オフセットを検出する位相オフセット検
出器７０、バッファ６２へのデータ書込みと並行してデ
ータ先頭領域から周波数オフセットを検出する周波数オ
フセット検出器７２、検出された位相オフセット及び周
波数オフセットの補正状態を初期設定した後にバッファ
６２からデータを読出しながら先頭領域で周波数引き込
み及び位相引き込みを行うＰＬＬを備える。
込み範囲を広くして高密度記録と信頼性を高める。 【解決手段】タイミングリカバリ部１００は、再生デー
タの先頭領域から位相オフセット及び周波数オフセット
を検出して初期補正するため、ヘッド再生信号を固定ク
ロックにより離散化したデータを記憶するバッファ６
２、バッファ６２へのデータ書込みと並行してデータ先
頭領域から位相オフセットを検出する位相オフセット検
出器７０、バッファ６２へのデータ書込みと並行してデ
ータ先頭領域から周波数オフセットを検出する周波数オ
フセット検出器７２、検出された位相オフセット及び周
波数オフセットの補正状態を初期設定した後にバッファ
６２からデータを読出しながら先頭領域で周波数引き込
み及び位相引き込みを行うＰＬＬを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、磁気ディスク、Ｍ
Ｏ、光ディスク、磁気テープ等の情報記録再生装置、信
号復号回路及び方法に関し、特に、ヘッド再生信号を非
同期クロックにより離散化した後にタイミングリカバリ
を行うための情報記録再生装置、信号復号回路及び方法
に関する。
Ｏ、光ディスク、磁気テープ等の情報記録再生装置、信
号復号回路及び方法に関し、特に、ヘッド再生信号を非
同期クロックにより離散化した後にタイミングリカバリ
を行うための情報記録再生装置、信号復号回路及び方法
に関する。
【０００２】
【０００３】
【従来の技術】従来のリードチャネルＬＳＩのタイミン
グリカバリのためのタイミング再生ループでは、ＡＤコ
ンバータでのサンプリングクロックと判定を行なうシン
ボルレートクロックは同じである。このため、最適な判
定タイミングを得るためには、ＡＤコンバータのサンプ
リングクロックの位相を直接制御する必要がある。
グリカバリのためのタイミング再生ループでは、ＡＤコ
ンバータでのサンプリングクロックと判定を行なうシン
ボルレートクロックは同じである。このため、最適な判
定タイミングを得るためには、ＡＤコンバータのサンプ
リングクロックの位相を直接制御する必要がある。
【０００４】これに対し、ＡＤコンバータのサンプリン
グクロックを固定し、ディジタルＰＬＬを実現する信号
補間により最適な判定タイミングを得る方法がある。信
号補間法では、周波数オフセットによるシンボルレート
の変化に対応するために、シンボルレートより高い周波
数でサンプリングを行なう必要がある。
グクロックを固定し、ディジタルＰＬＬを実現する信号
補間により最適な判定タイミングを得る方法がある。信
号補間法では、周波数オフセットによるシンボルレート
の変化に対応するために、シンボルレートより高い周波
数でサンプリングを行なう必要がある。
【０００５】シンボル判定は、サンプリング信号を等化
した後に信号補間によりシンボルレートのサンプリング
信号に変換した後に行なう。判定方法は、いずれの場合
もビタビによる軟判定、またはリファレンスとの比較に
よる硬判定によって、ＰＲ（パーシャルレスポンス）の
ターゲットに等化されたリード波形のレベルを判定す
る。
した後に信号補間によりシンボルレートのサンプリング
信号に変換した後に行なう。判定方法は、いずれの場合
もビタビによる軟判定、またはリファレンスとの比較に
よる硬判定によって、ＰＲ（パーシャルレスポンス）の
ターゲットに等化されたリード波形のレベルを判定す
る。
【０００６】図４２は、従来の磁気記録再生装置に使用
されるタイミングリカバリ部を備えたデータ再生部のブ
ロック図である。
されるタイミングリカバリ部を備えたデータ再生部のブ
ロック図である。
【０００７】図４２において、再生ヘッドからのアナロ
グ電圧はヘッドＩＣのプリアンプによって増幅した後、
可変利得アンプ（ＶＧＡ）１２００、ローパスフィルタ
して機能するＣＴフィルタ１２０２、ＡＤコンバータ
（ＡＤＣ）１２０４を経由してディジタル信号に変換さ
れる。
グ電圧はヘッドＩＣのプリアンプによって増幅した後、
可変利得アンプ（ＶＧＡ）１２００、ローパスフィルタ
して機能するＣＴフィルタ１２０２、ＡＤコンバータ
（ＡＤＣ）１２０４を経由してディジタル信号に変換さ
れる。
【０００８】続いてＦＩＲフィルタ１２０６によって波
形等化を行った後、ビタビ判定器１２０８で復号を行
う。更に復号されたデータはＲＬＬ復号器１２１０で復
号される。
形等化を行った後、ビタビ判定器１２０８で復号を行
う。更に復号されたデータはＲＬＬ復号器１２１０で復
号される。
【０００９】タイミングリカバリ部１２１１は、誤差検
出器１２１６、ループフィルタ１２１８及び電圧制御発
振器（ＶＣＯ）１２２０によりＡＤコンバータ１２０４
でヘッド再生信号をサンプリングするクロックのタイミ
ングを制御するＰＬＬを構成している。また可変利得ア
ンプ（ＶＧＡ）１２００には利得制御器１２１２が設け
られ、利得を制御して振幅を補正する。
出器１２１６、ループフィルタ１２１８及び電圧制御発
振器（ＶＣＯ）１２２０によりＡＤコンバータ１２０４
でヘッド再生信号をサンプリングするクロックのタイミ
ングを制御するＰＬＬを構成している。また可変利得ア
ンプ（ＶＧＡ）１２００には利得制御器１２１２が設け
られ、利得を制御して振幅を補正する。
【００１０】即ち、タイミングリカバリ部１２１１は、
ＦＩＲフィルタ１２０６の出力信号yとビタビ判定器１
２０８からの判定値ｙ∧を用いて位相オフセットΔτを
求め、この位相誤差Δτをなくすように電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１２２０の発振周波数を制御する。これによ
りＡＤコンバータ１２０４のサンプリング位置が制御さ
れるフィードバックループが形成される。
ＦＩＲフィルタ１２０６の出力信号yとビタビ判定器１
２０８からの判定値ｙ∧を用いて位相オフセットΔτを
求め、この位相誤差Δτをなくすように電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１２２０の発振周波数を制御する。これによ
りＡＤコンバータ１２０４のサンプリング位置が制御さ
れるフィードバックループが形成される。
【００１１】またゲインエラーΔＧをＦＩＲフィルタ１
２０６の出力信号yとその判定値ｙ∧を用いて求め、ゲ
インエラーΔＧをなくすように利得制御器１２１２の制
御電圧Ｖｇを調整して可変利得アンプ（ＶＧＡ）１２０
０により振幅補正を行う。
２０６の出力信号yとその判定値ｙ∧を用いて求め、ゲ
インエラーΔＧをなくすように利得制御器１２１２の制
御電圧Ｖｇを調整して可変利得アンプ（ＶＧＡ）１２０
０により振幅補正を行う。
【００１２】更に、タイミングリカバリ部１２１１には
位相オフセット検出器１２１４が設けられる。位相オフ
セット検出器１２１４は、図４３（Ａ）のＦＩＲフィル
タ出力となる再生データの位相引込み用のプリアンブル
領域１２２２の先頭部分において、図４３（Ｂ）の初期
位相誤差算出１２２６により初期位相誤差（位相オフセ
ット）Δτ0を検出し、ループフィルタ１２１８に初期
位相誤差Δτ0をプリセットして図４３（Ｃ）の位相引
き込み１２２８を行う。
位相オフセット検出器１２１４が設けられる。位相オフ
セット検出器１２１４は、図４３（Ａ）のＦＩＲフィル
タ出力となる再生データの位相引込み用のプリアンブル
領域１２２２の先頭部分において、図４３（Ｂ）の初期
位相誤差算出１２２６により初期位相誤差（位相オフセ
ット）Δτ0を検出し、ループフィルタ１２１８に初期
位相誤差Δτ0をプリセットして図４３（Ｃ）の位相引
き込み１２２８を行う。
【００１３】この初期位相誤差の検出による位相引き込
みは所謂ゼロフェーズスタートを行うこととなり、その
後のプリアンブル１２２２を使用した周波数・位相引き
込み１２３０における引き込み時間の短縮を図ってい
る。
みは所謂ゼロフェーズスタートを行うこととなり、その
後のプリアンブル１２２２を使用した周波数・位相引き
込み１２３０における引き込み時間の短縮を図ってい
る。
【００１４】図４４は従来のデータ再生部の他の例であ
り、ディジタルＰＬＬの位相ループによりタイミングリ
カバリを行う。この場合、ＡＤコンバータ１２０４に対
してはクロック発振器１２２１から固定クロックを使用
してサンプリングを再生信号とは非同期に行う。
り、ディジタルＰＬＬの位相ループによりタイミングリ
カバリを行う。この場合、ＡＤコンバータ１２０４に対
してはクロック発振器１２２１から固定クロックを使用
してサンプリングを再生信号とは非同期に行う。
【００１５】ＦＩＲフィルタ１２０６に続いてはＦＩＲ
補間フィルタ１２４０が設けられ、ＦＩＲ補間フィルタ
１２４０はディジタルアキュームレータ１２２２との組
み合わせによりディジタルＶＣＯとして動作する。タイ
ミングリカバリ部１２１１の誤差検出器１２１６で求め
た位相誤差Δτをループフィルタ１２１８で積分し、更
にディジタルアキュームレータ１２２２で積分してＦＩ
Ｒ補間フィルタ１２４０のタップ係数を位相誤差Δτに
応じて調整することで、固定クロックによるサンプルレ
ートを本来のシンボルレートのタイミングに合わせる。
補間フィルタ１２４０が設けられ、ＦＩＲ補間フィルタ
１２４０はディジタルアキュームレータ１２２２との組
み合わせによりディジタルＶＣＯとして動作する。タイ
ミングリカバリ部１２１１の誤差検出器１２１６で求め
た位相誤差Δτをループフィルタ１２１８で積分し、更
にディジタルアキュームレータ１２２２で積分してＦＩ
Ｒ補間フィルタ１２４０のタップ係数を位相誤差Δτに
応じて調整することで、固定クロックによるサンプルレ
ートを本来のシンボルレートのタイミングに合わせる。
【００１６】またタイミングリカバリ部１２１１には位
相オフセット検出器１２１４が設けられ、プリアンブル
領域の先頭部分において位相の初期位相誤差（位相オフ
セット）Δτ0を検出してディジタルアキュームレータ
１２２２にプリセットすることにより、ゼロフェーズス
タートの位相引き込みを行う。
相オフセット検出器１２１４が設けられ、プリアンブル
領域の先頭部分において位相の初期位相誤差（位相オフ
セット）Δτ0を検出してディジタルアキュームレータ
１２２２にプリセットすることにより、ゼロフェーズス
タートの位相引き込みを行う。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】このように従来のタイ
ミングリカバリ部にあっては、プリアンブル領域の先頭
部分で初期位相誤差を検出して補償し、残りのプリアン
ブル領域で周波数引き込みを行っており、読出しデータ
の初期位相誤差に対する補償は可能であるが、周波数オ
フセットに対しては考慮されておらず、周波数引き込み
範囲を広く取ることが困難であった。
ミングリカバリ部にあっては、プリアンブル領域の先頭
部分で初期位相誤差を検出して補償し、残りのプリアン
ブル領域で周波数引き込みを行っており、読出しデータ
の初期位相誤差に対する補償は可能であるが、周波数オ
フセットに対しては考慮されておらず、周波数引き込み
範囲を広く取ることが困難であった。
【００１８】また、従来のタイミングリカバリ部は周波
数オフセット（初期周波数誤差）を持った状態からルー
プのフィードバック制御により引き込みを行うため、更
に周波数引き込み範囲を広げるには、ある程度長いプリ
アンブル領域が必要となり、磁気記録再生装置のフォー
マット効率を悪化させる問題があった。
数オフセット（初期周波数誤差）を持った状態からルー
プのフィードバック制御により引き込みを行うため、更
に周波数引き込み範囲を広げるには、ある程度長いプリ
アンブル領域が必要となり、磁気記録再生装置のフォー
マット効率を悪化させる問題があった。
【００１９】本発明は、プリアンブル長を短くすると共
に周波数引き込み範囲を広くして高密度記録と信頼性を
高める情報記録再生装置、信号復号回路及び方法を提供
することを目的とする。
に周波数引き込み範囲を広くして高密度記録と信頼性を
高める情報記録再生装置、信号復号回路及び方法を提供
することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】（情報記録再生装置その
１）図１は本発明の原理説明図である。本発明は、情報
を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置
であり、図１（Ａ）のように、再生データの先頭領域か
ら位相オフセット及び周波数オフセットを検出して初期
補正するタイミングリカバリ部１００を設けた特徴とす
る。
１）図１は本発明の原理説明図である。本発明は、情報
を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置
であり、図１（Ａ）のように、再生データの先頭領域か
ら位相オフセット及び周波数オフセットを検出して初期
補正するタイミングリカバリ部１００を設けた特徴とす
る。
【００２１】ここで、以下の説明における位相オフセッ
トとは、タイミングリカバリ部（タイミング再生ルー
プ）の動作を開始するときの初期位相誤差のことであ
る。また周波数オフセットとは、同じくタイミングリカ
バリ部（タイミング再生ループ）の動作を開始するとき
の初期周波数誤差のことである。
トとは、タイミングリカバリ部（タイミング再生ルー
プ）の動作を開始するときの初期位相誤差のことであ
る。また周波数オフセットとは、同じくタイミングリカ
バリ部（タイミング再生ループ）の動作を開始するとき
の初期周波数誤差のことである。
【００２２】またタイミングリカバリ部１００は、固定
クロックによりヘッド再生信号をサンプリングしたデー
タを記憶するバッファ６２と、バッファ６２へのデータ
書込みと並行してデータ先頭領域から位相オフセットを
検出する位相オフセット検出器７０と、バッファ６２へ
のデータ書込みと並行してデータ先頭領域から周波数オ
フセットを検出する周波数オフセット検出器７２と、検
出された位相オフセット及び周波数オフセットの補正状
態を初期設定した後に、バッファ６２からデータを読出
しながら先頭領域で周波数引き込み及び位相引き込みを
行うＰＬＬとを備える。
クロックによりヘッド再生信号をサンプリングしたデー
タを記憶するバッファ６２と、バッファ６２へのデータ
書込みと並行してデータ先頭領域から位相オフセットを
検出する位相オフセット検出器７０と、バッファ６２へ
のデータ書込みと並行してデータ先頭領域から周波数オ
フセットを検出する周波数オフセット検出器７２と、検
出された位相オフセット及び周波数オフセットの補正状
態を初期設定した後に、バッファ６２からデータを読出
しながら先頭領域で周波数引き込み及び位相引き込みを
行うＰＬＬとを備える。
【００２３】このため本発明によれば、プリアンブル領
域の先頭部分における誤差検出による補償を位相に対し
てのみではなく、周波数についても誤差を検出して補償
することで、位相引き込み及び周波数引き込みを短時間
で行ってプリアンブル領域を短くできると共に、周波数
の引き込み範囲を広くすることができる。
域の先頭部分における誤差検出による補償を位相に対し
てのみではなく、周波数についても誤差を検出して補償
することで、位相引き込み及び周波数引き込みを短時間
で行ってプリアンブル領域を短くできると共に、周波数
の引き込み範囲を広くすることができる。
【００２４】また再生データは、図１（Ｂ）のように、
プリアンブル、シンクマーク及びユーザデータで構成さ
れたセクタデータであり、タイミングリカバリ部１００
は、プリアンブルから位相誤差及び周波数誤差を検出し
て初期補正する。
プリアンブル、シンクマーク及びユーザデータで構成さ
れたセクタデータであり、タイミングリカバリ部１００
は、プリアンブルから位相誤差及び周波数誤差を検出し
て初期補正する。
【００２５】バッファ６２は、再生データの先頭領域の
書込み終了した時点で書込データの先頭からの読出しを
開始する。本発明では、バッファに一時記憶する分だけ
遅延が起きるが、プリアンブル領域が短くできることを
考慮すると、バッファ遅延は実質的に無視できる。
書込み終了した時点で書込データの先頭からの読出しを
開始する。本発明では、バッファに一時記憶する分だけ
遅延が起きるが、プリアンブル領域が短くできることを
考慮すると、バッファ遅延は実質的に無視できる。
【００２６】本発明の別の形態にあっては、周波数オフ
セットのみを検出して補償してもよい。即ち、情報を磁
気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於
いて、再生データの先頭領域から周波数誤差を検出して
初期補正するタイミングリカバリ部を設けた特徴とす
る。
セットのみを検出して補償してもよい。即ち、情報を磁
気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於
いて、再生データの先頭領域から周波数誤差を検出して
初期補正するタイミングリカバリ部を設けた特徴とす
る。
【００２７】（信号復号回路その１）本発明は、情報を
磁気記録媒体上に記録して再生する信号復号回路を提供
する。この信号復号回路は、再生データの先頭領域から
位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正するタイミ
ングリカバリ部を備えたことを特徴とする。尚、信号復
号回路の詳細は、情報記録再生装置と基本的に同じにな
る。
磁気記録媒体上に記録して再生する信号復号回路を提供
する。この信号復号回路は、再生データの先頭領域から
位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正するタイミ
ングリカバリ部を備えたことを特徴とする。尚、信号復
号回路の詳細は、情報記録再生装置と基本的に同じにな
る。
【００２８】（情報記録再生方法その１）本発明は、情
報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生方
法を提供する。この情報記録再生方法は、再生データの
先頭領域から位相誤差及び周波数誤差を検出し、検出し
た位相誤差及び周波数誤差をなくすように再生データを
初期補正することを特徴とする。
報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生方
法を提供する。この情報記録再生方法は、再生データの
先頭領域から位相誤差及び周波数誤差を検出し、検出し
た位相誤差及び周波数誤差をなくすように再生データを
初期補正することを特徴とする。
【００２９】情報記録再生方法の詳細としては、固定ク
ロックによりヘッド再生信号をヘッド再生信号を離散化
したデータをバッファに書込み、バッファへのデータ書
込みと並行してデータの先頭領域から位相誤差を検出
し、バッファへのデータ書込みと並行してデータ先頭領
域から周波数誤差を検出し、位相誤差及び周波数誤差の
補正状態を初期設定した後に、バッファからデータを読
出しながら先頭領域で位相引き込み及び周波数引き込み
を行う、ことを特徴とする。
ロックによりヘッド再生信号をヘッド再生信号を離散化
したデータをバッファに書込み、バッファへのデータ書
込みと並行してデータの先頭領域から位相誤差を検出
し、バッファへのデータ書込みと並行してデータ先頭領
域から周波数誤差を検出し、位相誤差及び周波数誤差の
補正状態を初期設定した後に、バッファからデータを読
出しながら先頭領域で位相引き込み及び周波数引き込み
を行う、ことを特徴とする。
【００３０】ここで再生データは、プリアンブル、シン
クマーク及びユーザデータで構成されたセクタデータで
あり、プリアンブルから位相誤差及び周波数誤差を検出
して初期補正する。バッファは、再生データの先頭領域
の書込み終了した時点で書込みデータの先頭からの読出
しを開始する。
クマーク及びユーザデータで構成されたセクタデータで
あり、プリアンブルから位相誤差及び周波数誤差を検出
して初期補正する。バッファは、再生データの先頭領域
の書込み終了した時点で書込みデータの先頭からの読出
しを開始する。
【００３１】本発明の別の形態にあっては、周波数オフ
セットのみを検出して補償してもよい。即ち、情報を磁
気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生方法に於
いて、再生データの先頭領域から周波数誤差を検出し、
検出された周波数誤差をなくすように再生データを初期
補正することを特徴とする。
セットのみを検出して補償してもよい。即ち、情報を磁
気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生方法に於
いて、再生データの先頭領域から周波数誤差を検出し、
検出された周波数誤差をなくすように再生データを初期
補正することを特徴とする。
【００３２】この方法の詳細としては、固定クロックに
よりヘッド再生信号を離散化したデータをバッファに書
込み、バッファへのデータ書込みと並行してデータ先頭
領域から周波数誤差を検出し、周波数誤差の補正状態を
初期設定した後に、バッファからデータを読出しながら
先頭領域で位相引き込み及び周波数引き込みを行う。
（情報記録再生装置その２）本発明は、ヘッドで読み出
されたアナログ波形から、ディジタルデータを復号する
際に最適な判定タイミングを再生するタイミングリカバ
リ部（ディジタルＰＬＬで構成されるタイミング再生ル
ープ）で、サンプリングされた信号から最適なタイミン
グとの位相誤差を検出して補正する。
よりヘッド再生信号を離散化したデータをバッファに書
込み、バッファへのデータ書込みと並行してデータ先頭
領域から周波数誤差を検出し、周波数誤差の補正状態を
初期設定した後に、バッファからデータを読出しながら
先頭領域で位相引き込み及び周波数引き込みを行う。
（情報記録再生装置その２）本発明は、ヘッドで読み出
されたアナログ波形から、ディジタルデータを復号する
際に最適な判定タイミングを再生するタイミングリカバ
リ部（ディジタルＰＬＬで構成されるタイミング再生ル
ープ）で、サンプリングされた信号から最適なタイミン
グとの位相誤差を検出して補正する。
【００３３】特に、ハードディスクにおいてデータをリ
ード／ライトする最小単位はセクタと呼ばれ、プリアン
ブル、シンクバイトに続きデータが記録される。プリア
ンブルは、周期的なデータパターンが書き込まれ、ヘッ
ドから読み出されたリード波形は正弦波となる。この周
期波形を読み出しながら、タイミング再生ループの同期
を確立する。
ード／ライトする最小単位はセクタと呼ばれ、プリアン
ブル、シンクバイトに続きデータが記録される。プリア
ンブルは、周期的なデータパターンが書き込まれ、ヘッ
ドから読み出されたリード波形は正弦波となる。この周
期波形を読み出しながら、タイミング再生ループの同期
を確立する。
【００３４】シンクバイトには、特定のパターンが書き
込まれている。リードチャネルＬＳＩは、このシンクバ
イトでデータの先頭位置を認識し、データのバイト単位
の同期を確立する。また、低S／Ｎのリード信号でも、
安定したタイミング再生ループの安定した動作を得るた
めに、プリアンブルで定常位相誤差を低減する必要があ
る。
込まれている。リードチャネルＬＳＩは、このシンクバ
イトでデータの先頭位置を認識し、データのバイト単位
の同期を確立する。また、低S／Ｎのリード信号でも、
安定したタイミング再生ループの安定した動作を得るた
めに、プリアンブルで定常位相誤差を低減する必要があ
る。
【００３５】このため、本発明は、情報を磁気記録媒体
上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、固定
クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間
してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィ
ルタを備えたタイミングリカバリ部（タイミング再生ル
ープ）と、セクタ内のプリアンブル区間におけるリード
波形を周期波形として扱い、周期的なリファレンス信号
とサンプル信号の相関から信号ポイントとサンプリング
ポイントとの位相誤差を検出し、検出した位相誤差によ
りタイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始さ
せる位相オフセット検出器とを備えたことを特徴とす
る。
上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、固定
クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間
してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィ
ルタを備えたタイミングリカバリ部（タイミング再生ル
ープ）と、セクタ内のプリアンブル区間におけるリード
波形を周期波形として扱い、周期的なリファレンス信号
とサンプル信号の相関から信号ポイントとサンプリング
ポイントとの位相誤差を検出し、検出した位相誤差によ
りタイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始さ
せる位相オフセット検出器とを備えたことを特徴とす
る。
【００３６】ここで、位相オフセット検出器は、相関と
して、リファレンスとなる正弦信号又は余弦信号とサン
プリング信号の積を、リファレンス正弦信号の周期の整
数倍長の区間で加算平均して求める。
して、リファレンスとなる正弦信号又は余弦信号とサン
プリング信号の積を、リファレンス正弦信号の周期の整
数倍長の区間で加算平均して求める。
【００３７】このような本発明の初期位相誤差（位相オ
フセット）の検出によれば、複数サンプルの加算平均で
相関を求めることで、位相誤差を検出する際にノイズ影
響を抑えることができる。また信号判定によるレベル比
較が不要なため、判定誤りによる位相誤差の変化が生じ
にくい。
フセット）の検出によれば、複数サンプルの加算平均で
相関を求めることで、位相誤差を検出する際にノイズ影
響を抑えることができる。また信号判定によるレベル比
較が不要なため、判定誤りによる位相誤差の変化が生じ
にくい。
【００３８】タイミング再生ループを構成するタイミン
グリカバリ部は、補間フィルタから出力されたシンボル
レートのサンプリング信号と判定器からのシンボル判定
信号との位相誤差を検出する誤差検出器と、誤差検出器
からの位相誤差を積分するループフィルタと、ループフ
ィルタの出力を積分して位相誤差をなくすように補間フ
ィルタの係数を制御するアキュームレータとを備え、位
相オフセット検出器で検出した位相誤差によりアキュー
ムレータを初期化してゼロ位相スタートを行わせる。
グリカバリ部は、補間フィルタから出力されたシンボル
レートのサンプリング信号と判定器からのシンボル判定
信号との位相誤差を検出する誤差検出器と、誤差検出器
からの位相誤差を積分するループフィルタと、ループフ
ィルタの出力を積分して位相誤差をなくすように補間フ
ィルタの係数を制御するアキュームレータとを備え、位
相オフセット検出器で検出した位相誤差によりアキュー
ムレータを初期化してゼロ位相スタートを行わせる。
【００３９】このように補間フィルタと同タイミングの
信号で初期位相誤差を算出するために、正確な初期位相
誤差をフィードバックすることができ、ループの引き込
みが早くなる。
信号で初期位相誤差を算出するために、正確な初期位相
誤差をフィードバックすることができ、ループの引き込
みが早くなる。
【００４０】本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録し
て再生する情報記録再生装置に於いて、固定クロックに
よりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボ
ルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備え
たタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区
間におけるリード波形を周期波形として扱い、周期波形
のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバーサ
ンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポイン
トとサンプリングポイントとの位相誤差を検出して補正
し、補正した位相誤差によりタイミングリカバリ部を補
正して動作を開始させる位相オフセット検出器とを備え
たことを特徴とする。
て再生する情報記録再生装置に於いて、固定クロックに
よりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボ
ルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備え
たタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区
間におけるリード波形を周期波形として扱い、周期波形
のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバーサ
ンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポイン
トとサンプリングポイントとの位相誤差を検出して補正
し、補正した位相誤差によりタイミングリカバリ部を補
正して動作を開始させる位相オフセット検出器とを備え
たことを特徴とする。
【００４１】このように本発明では、オーバーサンプリ
ングによる位相補正が加わるので、シンボルレートでの
判定時の誤差を最小にできる。勿論、正確な初期位相誤
差をフィードバックすることで、ループの引き込みが早
くなる。
ングによる位相補正が加わるので、シンボルレートでの
判定時の誤差を最小にできる。勿論、正確な初期位相誤
差をフィードバックすることで、ループの引き込みが早
くなる。
【００４２】ここで位相オフセット検出器は、リファレ
ンス信号を正弦信号とした場合、オーバーサンプリング
したサンプリング信号との相関から検出された位相誤差
に正弦信号の位相をシフトして補正する。
ンス信号を正弦信号とした場合、オーバーサンプリング
したサンプリング信号との相関から検出された位相誤差
に正弦信号の位相をシフトして補正する。
【００４３】また位相オフセット検出器は、リファレン
ス信号を余弦信号とした場合、オーバーサンプリングさ
れたサンプリング信号との相関から検出された位相誤差
に余弦信号の位相をシフトして補正しても良い。
ス信号を余弦信号とした場合、オーバーサンプリングさ
れたサンプリング信号との相関から検出された位相誤差
に余弦信号の位相をシフトして補正しても良い。
【００４４】更に、記録密度の向上により符号間干渉の
影響が大きくなり、ＰＲ方式のターゲット応答が複雑化
し、プリアンブルパターンでの応答が非対称になり、プ
リアンブルでも多値判定器が必要とされている。そこで
本発明の位相オフセット検出器は、非対称なプリアンブ
ル波形では、プリアンブルの応答が対称となるように入
力波形の位相をシフトして、連続する２サンプルのレベ
ル比較で位相誤差を算出できるようにする。
影響が大きくなり、ＰＲ方式のターゲット応答が複雑化
し、プリアンブルパターンでの応答が非対称になり、プ
リアンブルでも多値判定器が必要とされている。そこで
本発明の位相オフセット検出器は、非対称なプリアンブ
ル波形では、プリアンブルの応答が対称となるように入
力波形の位相をシフトして、連続する２サンプルのレベ
ル比較で位相誤差を算出できるようにする。
【００４５】この場合のタイミングリカバリ部は、補間
フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング
信号と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検
出する誤差検出器と、誤差検出器からの位相を積分する
ループフィルタと、ループフィルタの出力を積分して位
相誤差をなくすように補間フィルタの係数を制御するア
キュームレータとを備え、位相オフセット検出器で検出
した位相誤差によりアキュームレータを初期化してゼロ
位相スタートを行わせる。
フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング
信号と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検
出する誤差検出器と、誤差検出器からの位相を積分する
ループフィルタと、ループフィルタの出力を積分して位
相誤差をなくすように補間フィルタの係数を制御するア
キュームレータとを備え、位相オフセット検出器で検出
した位相誤差によりアキュームレータを初期化してゼロ
位相スタートを行わせる。
【００４６】また磁気記録再生におけるライト動作とリ
ード動作間のシンボルレートの周波数の差である周波数
オフセット（初期周波数誤差）は、高密度記録化に伴っ
て増加しつつあり、引き込み時間と定常位相誤差の増加
させる要因となっている。
ード動作間のシンボルレートの周波数の差である周波数
オフセット（初期周波数誤差）は、高密度記録化に伴っ
て増加しつつあり、引き込み時間と定常位相誤差の増加
させる要因となっている。
【００４７】そこで本発明の情報を磁気記録媒体上に記
録して再生する情報記録再生装置にあっては、固定クロ
ックによりオーバーサンプリングされた信号を補間して
シンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタ
を備えたタイミングリカバリ部と、プリアンブル区間を
正弦波で近似したリード波形の整数倍長で複数のブロッ
クに分割し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファ
レス波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る位
相誤差の変化率から初期周波数誤差（周波数オフセッ
ト）を検出し、検出した初期周波数誤差によりタイミン
グリカバリ部を補正してループ動作を開始させる周波数
オフセット検出器とを備えたことを特徴とする。
録して再生する情報記録再生装置にあっては、固定クロ
ックによりオーバーサンプリングされた信号を補間して
シンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタ
を備えたタイミングリカバリ部と、プリアンブル区間を
正弦波で近似したリード波形の整数倍長で複数のブロッ
クに分割し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファ
レス波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る位
相誤差の変化率から初期周波数誤差（周波数オフセッ
ト）を検出し、検出した初期周波数誤差によりタイミン
グリカバリ部を補正してループ動作を開始させる周波数
オフセット検出器とを備えたことを特徴とする。
【００４８】このように本発明は、プリアンブル区間
で、予め周波数オフセットを検出し、この値でループフ
ィルタを初期化することで、周波数オフセットの引き込
み量がゼロ状態でループを引き込むことができ、定常位
相誤差及び引き込み時間を改善できる。さらに、周波数
オフセットの引き込み可能レンジを広げることもでき
る。
で、予め周波数オフセットを検出し、この値でループフ
ィルタを初期化することで、周波数オフセットの引き込
み量がゼロ状態でループを引き込むことができ、定常位
相誤差及び引き込み時間を改善できる。さらに、周波数
オフセットの引き込み可能レンジを広げることもでき
る。
【００４９】この場合のタイミングリカバリ部は、補間
フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング
信号と判定器からの判定信号との位相誤差を検出する誤
差検出器と、誤差検出器からの位相誤差を積分するルー
プフィルタと、ループフィルタの出力を積分して位相誤
差をなくすように補間フィルタの係数を制御するアキュ
ームレータとを備え、周波数オフセット検出器で検出し
た周波数誤差によりループフィルタを初期化してループ
動作を開始させる。
フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング
信号と判定器からの判定信号との位相誤差を検出する誤
差検出器と、誤差検出器からの位相誤差を積分するルー
プフィルタと、ループフィルタの出力を積分して位相誤
差をなくすように補間フィルタの係数を制御するアキュ
ームレータとを備え、周波数オフセット検出器で検出し
た周波数誤差によりループフィルタを初期化してループ
動作を開始させる。
【００５０】信号補間型のタイミング再生ループを構成
するタイミングリカバリ部には、オーバーサンプリング
された信号を等化するオーバーサンプリング等化器が設
けられているが、等化器係数のトレーニングに必要な判
定誤差はシンボルレートの信号であり、判定誤差をトレ
ーニングのために直接フィードバックことができない。
するタイミングリカバリ部には、オーバーサンプリング
された信号を等化するオーバーサンプリング等化器が設
けられているが、等化器係数のトレーニングに必要な判
定誤差はシンボルレートの信号であり、判定誤差をトレ
ーニングのために直接フィードバックことができない。
【００５１】そこで、本発明の情報を磁気記録媒体上に
記録して再生する情報記録再生装置にあっては、シンボ
ルレートのリード信号を入力して非同期にオーバーサン
プリングしたサンプリング信号を出力するＡＤコンバー
タと、オーバーサンプリングされたサンプリング信号を
波形等化するオーバーサンプリング等化器と、等化信号
を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補
間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、補間フィ
ルタの出力信号と判定器の判定信号から求めたシンボル
レートの判定誤差をオーバーサンプリング等化器のトレ
ーニングにフィードバックする時に、判定誤差をサンプ
リングレートの信号に逆補間するトレーニング回路とを
設けたことを特徴とする。
記録して再生する情報記録再生装置にあっては、シンボ
ルレートのリード信号を入力して非同期にオーバーサン
プリングしたサンプリング信号を出力するＡＤコンバー
タと、オーバーサンプリングされたサンプリング信号を
波形等化するオーバーサンプリング等化器と、等化信号
を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補
間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、補間フィ
ルタの出力信号と判定器の判定信号から求めたシンボル
レートの判定誤差をオーバーサンプリング等化器のトレ
ーニングにフィードバックする時に、判定誤差をサンプ
リングレートの信号に逆補間するトレーニング回路とを
設けたことを特徴とする。
【００５２】このトレーニング回路は、判定誤差をシン
ボルレートからサンプリングレートを逆補間する信号処
理回路を備え、この信号処理回路に補間フィルタの係数
を設定する。
ボルレートからサンプリングレートを逆補間する信号処
理回路を備え、この信号処理回路に補間フィルタの係数
を設定する。
【００５３】このよう本発明では、シンボルレートでの
判定誤差を逆補間してサンプリングレートとすること
で、オーバーサンプリング等化器のトレーニングに従来
のＬＭＳ法を採用でき、判定誤差の自乗平均がゼロにな
るようにオーバーサンプリング等化器の係数をトレーニ
ングすることができる。
判定誤差を逆補間してサンプリングレートとすること
で、オーバーサンプリング等化器のトレーニングに従来
のＬＭＳ法を採用でき、判定誤差の自乗平均がゼロにな
るようにオーバーサンプリング等化器の係数をトレーニ
ングすることができる。
【００５４】また情報記録再生装置は、シンボルレート
の判定誤差の平均とオーバーサンプリングリング等化器
の係数の総和との積がゼロになるように、ＡＤコンバー
タの入力信号に加算する直流信号を制御して直流オフセ
ットをキャンセルする直流オフセットキャンセル制御ル
ープを設けたことを特徴とする。
の判定誤差の平均とオーバーサンプリングリング等化器
の係数の総和との積がゼロになるように、ＡＤコンバー
タの入力信号に加算する直流信号を制御して直流オフセ
ットをキャンセルする直流オフセットキャンセル制御ル
ープを設けたことを特徴とする。
【００５５】更に本発明の情報記録再生装置は、シンボ
ルレートの判定誤差の積の平均がゼロになるように、Ａ
Ｄコンバータの入力信号の振幅を制御する自動利得制御
ループを設けたことを特徴とする。
ルレートの判定誤差の積の平均がゼロになるように、Ａ
Ｄコンバータの入力信号の振幅を制御する自動利得制御
ループを設けたことを特徴とする。
【００５６】このためヘッドからのリード信号に重畳す
る直流オフセットのキャンセル及び信号振幅を一定にす
る自動利得制御のフィードバックループでも、シンボル
レートの判定誤差の自乗平均がゼロになるように制御す
ることが可能になる。（信号復号回路その２）本発明
は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生するリードチ
ャネルＬＳＩとしての信号復号回路を提供する。この信
号復号回路は、固定クロックによりオーバーサンプリン
グされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプ
リングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部
と、セクタ内のプリアンブル区間におけるリード信号を
周期的な信号の正弦波として近似的に扱い、この正弦波
のリファレンス信号とサンプル信号の相関からシンボル
レートとサンプリングタイミングとの位相誤差を検出
し、検出した位相誤差によりタイミングリカバリ部を補
正してループ動作を開始させる位相オフセット検出器と
を備えたことを特徴とする。
る直流オフセットのキャンセル及び信号振幅を一定にす
る自動利得制御のフィードバックループでも、シンボル
レートの判定誤差の自乗平均がゼロになるように制御す
ることが可能になる。（信号復号回路その２）本発明
は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生するリードチ
ャネルＬＳＩとしての信号復号回路を提供する。この信
号復号回路は、固定クロックによりオーバーサンプリン
グされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプ
リングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部
と、セクタ内のプリアンブル区間におけるリード信号を
周期的な信号の正弦波として近似的に扱い、この正弦波
のリファレンス信号とサンプル信号の相関からシンボル
レートとサンプリングタイミングとの位相誤差を検出
し、検出した位相誤差によりタイミングリカバリ部を補
正してループ動作を開始させる位相オフセット検出器と
を備えたことを特徴とする。
【００５７】また本発明の信号復号回路は、固定クロッ
クによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシ
ンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを
備えたタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブ
ル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、周期
波形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバ
ーサンプリングしたサンプリング信号の相関から、シン
ボルレートとサンプリングタイミングとの位相誤差を検
出し、検出した位相誤差によりタイミングリカバリ部を
補正して動作を開始させる位相オフセット検出器とを備
えたことを特徴とする。
クによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシ
ンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを
備えたタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブ
ル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、周期
波形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバ
ーサンプリングしたサンプリング信号の相関から、シン
ボルレートとサンプリングタイミングとの位相誤差を検
出し、検出した位相誤差によりタイミングリカバリ部を
補正して動作を開始させる位相オフセット検出器とを備
えたことを特徴とする。
【００５８】また本発明の信号復号回路は、固定クロッ
クによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシ
ンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを
備えたタイミングリカバリ部と、プリアンブル区間を正
弦波に近似したリード波形の整数倍長で複数のブロック
に分割し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレ
ンス波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る位
相誤差の変化率から周波数誤差を検出し、検出した周波
数誤差によりタイミングリカバリ部を補正してループ動
作を開始させる周波数オフセット検出器とを備えたこと
を特徴とする。
クによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシ
ンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを
備えたタイミングリカバリ部と、プリアンブル区間を正
弦波に近似したリード波形の整数倍長で複数のブロック
に分割し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレ
ンス波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る位
相誤差の変化率から周波数誤差を検出し、検出した周波
数誤差によりタイミングリカバリ部を補正してループ動
作を開始させる周波数オフセット検出器とを備えたこと
を特徴とする。
【００５９】また本発明の信号復号回路は、アナログの
リード信号を入力して非同期にオーバーサンプリングし
たサンプリング信号を出力するＡＤコンバータと、オー
バーサンプリングされたサンプリング信号を波形等化す
るオーバーサンプリング等化器と、等化信号を補間して
シンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタ
を備えたタイミングリカバリ部と、補間フィルタの出力
信号と判定器の判定信号から求めたシンボルレートの判
定誤差をオーバーサンプリング等化器のトレーニングに
フィードバックする時に、判定誤差をサンプリングレー
トの信号に逆補間するトレーニング回路とを備えたこと
を特徴とする。
リード信号を入力して非同期にオーバーサンプリングし
たサンプリング信号を出力するＡＤコンバータと、オー
バーサンプリングされたサンプリング信号を波形等化す
るオーバーサンプリング等化器と、等化信号を補間して
シンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタ
を備えたタイミングリカバリ部と、補間フィルタの出力
信号と判定器の判定信号から求めたシンボルレートの判
定誤差をオーバーサンプリング等化器のトレーニングに
フィードバックする時に、判定誤差をサンプリングレー
トの信号に逆補間するトレーニング回路とを備えたこと
を特徴とする。
【００６０】本発明の信号復号回路は、更に、シンボル
レートの判定誤差の平均とオーバーサンプリングリング
等化器の係数の総和との積がゼロになるように、前記Ａ
Ｄコンバータの入力信号に加算する直流信号を制御して
直流オフセットをキャンセルする直流オフセットキャン
セル制御ループを設けたことを特徴とする。
レートの判定誤差の平均とオーバーサンプリングリング
等化器の係数の総和との積がゼロになるように、前記Ａ
Ｄコンバータの入力信号に加算する直流信号を制御して
直流オフセットをキャンセルする直流オフセットキャン
セル制御ループを設けたことを特徴とする。
【００６１】本発明の信号復号回路は、更に、シンボル
レートの判定誤差の積の平均がゼロになるように、ＡＤ
コンバータの入力信号の振幅を制御する自動利得制御ル
ープを設けたことを特徴とする。尚、本発明の信号復号
回路における詳細は、情報記録再生装置の場合と同じに
なる。 （情報記録再生方法その２）本発明は、情報記録再生方
法を提供する。即ち、本発明は、情報を磁気記録媒体上
に記録して再生し、再生されたリード信号を固定クロッ
クによりオーバーサンプリングして等化した後に補間し
てシンボルレートにダウンサンプリングして判定するタ
イミングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於い
て、セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を
周期波形として扱い、周期波形のリファレンス波形とサ
ンプル波形の相関から信号ポイントとサンプリングポイ
ントとの位相誤差を検出し、検出した位相誤差によりタ
イミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させ
る、ことを特徴とする。
レートの判定誤差の積の平均がゼロになるように、ＡＤ
コンバータの入力信号の振幅を制御する自動利得制御ル
ープを設けたことを特徴とする。尚、本発明の信号復号
回路における詳細は、情報記録再生装置の場合と同じに
なる。 （情報記録再生方法その２）本発明は、情報記録再生方
法を提供する。即ち、本発明は、情報を磁気記録媒体上
に記録して再生し、再生されたリード信号を固定クロッ
クによりオーバーサンプリングして等化した後に補間し
てシンボルレートにダウンサンプリングして判定するタ
イミングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於い
て、セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を
周期波形として扱い、周期波形のリファレンス波形とサ
ンプル波形の相関から信号ポイントとサンプリングポイ
ントとの位相誤差を検出し、検出した位相誤差によりタ
イミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させ
る、ことを特徴とする。
【００６２】また本発明は、情報を磁気記録媒体上に記
録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックに
よりオーバーサンプリングして等化した後に補間してシ
ンボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミ
ングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、セ
クタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波
形として扱い、周期波形のリファレンス信号とシンボル
レートに対しオーバーサンプリングしたサンプリング信
号の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの
位相誤差を検出し、検出した位相誤差によりタイミング
リカバリ部を補正して動作を開始させる、ことを特徴と
する。
録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックに
よりオーバーサンプリングして等化した後に補間してシ
ンボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミ
ングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、セ
クタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波
形として扱い、周期波形のリファレンス信号とシンボル
レートに対しオーバーサンプリングしたサンプリング信
号の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの
位相誤差を検出し、検出した位相誤差によりタイミング
リカバリ部を補正して動作を開始させる、ことを特徴と
する。
【００６３】また本発明は、情報を磁気記録媒体上に記
録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックに
よりオーバーサンプリングして等化した後に補間してシ
ンボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミ
ングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、プ
リアンブル区間を正弦波に近似したリード波形の整数倍
長で複数のブロックに分割し、各ブロック毎にサンプリ
ング波形とリファレス波形との位相誤差を求め、所定ブ
ロック数に亘る位相誤差の変化率から周波数誤差を検出
し、検出した周波数誤差によりタイミングリカバリ部を
補正してループ動作を開始させる、ことを特徴とする。
尚、本発明の情報記録再生方法における詳細は、情報記
録再生装置の場合と同じになる。 （等化器トレーニング方法）本発明は、等化器トレーニ
ング方法を提供する。即ち本発明は、情報を磁気記録媒
体上に記録して再生し、再生されたリード信号を固定ク
ロックによりオーバーサンプリングして等化器で等化し
た後に補間フィルタで補間してシンボルレートにダウン
サンプリングして判定する情報記録再装置の等化器トレ
ーニング方法に於いて、補間された信号と判定信号から
求めたシンボルレートの判定誤差を等化器のトレーニン
グにフィードバックする時に、判定誤差をサンプリング
レートの信号に逆補間することを特徴とする。
録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックに
よりオーバーサンプリングして等化した後に補間してシ
ンボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミ
ングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、プ
リアンブル区間を正弦波に近似したリード波形の整数倍
長で複数のブロックに分割し、各ブロック毎にサンプリ
ング波形とリファレス波形との位相誤差を求め、所定ブ
ロック数に亘る位相誤差の変化率から周波数誤差を検出
し、検出した周波数誤差によりタイミングリカバリ部を
補正してループ動作を開始させる、ことを特徴とする。
尚、本発明の情報記録再生方法における詳細は、情報記
録再生装置の場合と同じになる。 （等化器トレーニング方法）本発明は、等化器トレーニ
ング方法を提供する。即ち本発明は、情報を磁気記録媒
体上に記録して再生し、再生されたリード信号を固定ク
ロックによりオーバーサンプリングして等化器で等化し
た後に補間フィルタで補間してシンボルレートにダウン
サンプリングして判定する情報記録再装置の等化器トレ
ーニング方法に於いて、補間された信号と判定信号から
求めたシンボルレートの判定誤差を等化器のトレーニン
グにフィードバックする時に、判定誤差をサンプリング
レートの信号に逆補間することを特徴とする。
【００６４】本発明の等化器トレーニング方法は、更
に、シンボルレートの判定誤差の平均とオーバーサンプ
リング等化器の係数の総和との積がゼロになるように、
オーバーサンプリング前の入力信号に加算する直流信号
を制御して直流オフセットをキャンセルすることを特徴
とする。
に、シンボルレートの判定誤差の平均とオーバーサンプ
リング等化器の係数の総和との積がゼロになるように、
オーバーサンプリング前の入力信号に加算する直流信号
を制御して直流オフセットをキャンセルすることを特徴
とする。
【００６５】本発明の等化器トレーニング方法は、更
に、シンボルレートの判定誤差の積の平均がゼロになる
ように、オーバーサンプリング前の入力信号の振幅を制
御することを特徴とする。尚、本発明の等化器トレーニ
ング方法における詳細は、情報記録再生装置の場合と同
じになる。
に、シンボルレートの判定誤差の積の平均がゼロになる
ように、オーバーサンプリング前の入力信号の振幅を制
御することを特徴とする。尚、本発明の等化器トレーニ
ング方法における詳細は、情報記録再生装置の場合と同
じになる。
【００６６】
【発明の実施の形態】＜目 次＞
（１．基本的な実施形態）
（２．位相オフセットによるゼロ位相スタートの詳細）
（３．周波数オフセット検出の詳細）
（４．オーバーサンプリング等化器のトレーニング）
（５．直流オフセットキャンセル制御と自動利得制御）
【００６７】（１．基本的な実施形態）図２は、本発明
が適用されるハードディスクドライブのブロック図であ
る。図２において、ハードディスクドライブは、ＳＣＳ
Ｉコントローラ１０、ドライブコントロール１２及びデ
ィスクエンクロージャ１４で構成される。勿論、ホスト
とのインタフェースはＳＣＳＩコントローラ１０に限定
されず、適宜のインタフェースコントローラが使用でき
る。
が適用されるハードディスクドライブのブロック図であ
る。図２において、ハードディスクドライブは、ＳＣＳ
Ｉコントローラ１０、ドライブコントロール１２及びデ
ィスクエンクロージャ１４で構成される。勿論、ホスト
とのインタフェースはＳＣＳＩコントローラ１０に限定
されず、適宜のインタフェースコントローラが使用でき
る。
【００６８】ＳＣＳＩコントローラ１０には、ＭＣＵ
（メインコントロールユニット）１６、制御記憶として
使用されるＤＲＡＭもしくはＳＲＡＭを用いたメモリ１
８、制御プログラムを格納するフラッシュメモリなどの
不揮発性メモリを使用したプログラムメモリ２０、ハー
ドディスクコントローラ（ＨＤＣ）２２及びデータバッ
ファ２４が設けられる。
（メインコントロールユニット）１６、制御記憶として
使用されるＤＲＡＭもしくはＳＲＡＭを用いたメモリ１
８、制御プログラムを格納するフラッシュメモリなどの
不揮発性メモリを使用したプログラムメモリ２０、ハー
ドディスクコントローラ（ＨＤＣ）２２及びデータバッ
ファ２４が設けられる。
【００６９】ドライブコントロール１２には、ドライブ
インタフェースロジック２６、ＤＳＰ２８、リードチャ
ネル（ＲＤＣ）３０及びサーボドライバ３２が設けられ
る。更にディスクエンクロージャ１４にはヘッドＩＣ３
４が設けられ、ヘッドＩＣ３４に対し記録ヘッドと再生
ヘッドを備えた復号ヘッド３６−１〜３６−６を接続し
ている。
インタフェースロジック２６、ＤＳＰ２８、リードチャ
ネル（ＲＤＣ）３０及びサーボドライバ３２が設けられ
る。更にディスクエンクロージャ１４にはヘッドＩＣ３
４が設けられ、ヘッドＩＣ３４に対し記録ヘッドと再生
ヘッドを備えた復号ヘッド３６−１〜３６−６を接続し
ている。
【００７０】復号ヘッド３６−１〜３６−６は磁気ディ
スク３８−１〜３８−３の各記録面に対し設けられ、Ｖ
ＣＭ４０によるロータリアクチュエータの駆動で磁気デ
ィスク３８−１〜３８−３の任意のトラック位置に移動
される。磁気ディスク３８−１〜３８−３はスピンドル
モータ４２により一定速度で回転される。ＳＣＳＩコン
トローラ１０のハードディスクコントローラ２２には、
フォーマッタやＥＣＣ処理部を設けられる。
スク３８−１〜３８−３の各記録面に対し設けられ、Ｖ
ＣＭ４０によるロータリアクチュエータの駆動で磁気デ
ィスク３８−１〜３８−３の任意のトラック位置に移動
される。磁気ディスク３８−１〜３８−３はスピンドル
モータ４２により一定速度で回転される。ＳＣＳＩコン
トローラ１０のハードディスクコントローラ２２には、
フォーマッタやＥＣＣ処理部を設けられる。
【００７１】リードチャネル３０には、データ記録部４
６とデータ再生部４８が設けられる。データ再生部４８
は、ハードディスクコントローラ２２からＣＲＣ符号と
ＥＣＣ符号が付加されたデータを入力し、ＰＬＬによる
クロック再生を安定化するためのＲＬＬ符号化を行った
後に、磁化反転が隣接する箇所で反転間隔を多少広げる
ための書込補償を行い、そしてドライバによりヘッドＩ
Ｃ３４を駆動して記録ヘッドへのガイド電流を発生し、
媒体上に記録する。
６とデータ再生部４８が設けられる。データ再生部４８
は、ハードディスクコントローラ２２からＣＲＣ符号と
ＥＣＣ符号が付加されたデータを入力し、ＰＬＬによる
クロック再生を安定化するためのＲＬＬ符号化を行った
後に、磁化反転が隣接する箇所で反転間隔を多少広げる
ための書込補償を行い、そしてドライバによりヘッドＩ
Ｃ３４を駆動して記録ヘッドへのガイド電流を発生し、
媒体上に記録する。
【００７２】データ再生部４８は、ヘッドＩＣ３４に内
蔵したプリアンプにより増幅された再生ヘッドからのア
ナログ電圧を入力してデータを復調する。復調したデー
タは、ハードディスクコントローラ２２に送られ、ＥＣ
Ｃ復号によるエラー訂正とＣＲＣ復号による検査処理を
経て復号データとして出力される。
蔵したプリアンプにより増幅された再生ヘッドからのア
ナログ電圧を入力してデータを復調する。復調したデー
タは、ハードディスクコントローラ２２に送られ、ＥＣ
Ｃ復号によるエラー訂正とＣＲＣ復号による検査処理を
経て復号データとして出力される。
【００７３】図３は、本発明のタイミングリカバリ部１
００を備えた図２のデータ再生部４８のブロック図であ
る。
００を備えた図２のデータ再生部４８のブロック図であ
る。
【００７４】図３において、へッドＩＣ３４から出力さ
れたヘッド再生信号は、可変利得アンプ（ＶＧＡ）５
０、ローパスフィルタとして機能するＣＴフィルタ５
２、ＡＤコンバータ５４を経由してディジタル信号に変
換された後、ＦＩＲフィルタ５６で波形等化を受け、等
化済み信号としてセクタ単位でバッファ６２に書き込ま
れる。
れたヘッド再生信号は、可変利得アンプ（ＶＧＡ）５
０、ローパスフィルタとして機能するＣＴフィルタ５
２、ＡＤコンバータ５４を経由してディジタル信号に変
換された後、ＦＩＲフィルタ５６で波形等化を受け、等
化済み信号としてセクタ単位でバッファ６２に書き込ま
れる。
【００７５】利得制御器５８は可変利得アンプ５０の利
得を制御し、ヘッド再生信号を一定振幅に補正する。ま
たＡＤコンバータ５４は、クロック発振器６０からのク
ロックによりヘッド再生信号をサンプリングして離散化
することにより、ディジタル信号に変換している。この
サンプリングのためのクロック発振器６０からのクロッ
クは、ヘッド再生信号と非同期の固定クロックとなる。
得を制御し、ヘッド再生信号を一定振幅に補正する。ま
たＡＤコンバータ５４は、クロック発振器６０からのク
ロックによりヘッド再生信号をサンプリングして離散化
することにより、ディジタル信号に変換している。この
サンプリングのためのクロック発振器６０からのクロッ
クは、ヘッド再生信号と非同期の固定クロックとなる。
【００７６】バッファ６２に格納されたセクタデータ
は、セクタデータ先頭のプリアンブル領域の書込みが終
了した時点で書込データの先頭からの読出しが開始さ
れ、等化済信号ｘとしてＦＩＲ補間フィルタ６４に入力
される。
は、セクタデータ先頭のプリアンブル領域の書込みが終
了した時点で書込データの先頭からの読出しが開始さ
れ、等化済信号ｘとしてＦＩＲ補間フィルタ６４に入力
される。
【００７７】ここでＦＩＲ補間フィルタ６４、ビタビ判
定器６６，誤差検出器７６、ループフィルタ７４及びデ
ィジタルアキュームレータ６５を含むループは、ディジ
タルＰＬＬを構成している。このディジタルＰＬＬは、
まず、電圧制御されないクロック発振器６０からのフリ
ー・ランニングのクロックによりＡＤコンバータ５４を
駆動し、非同期にサンプリングする。また誤差検出器７
６及びループフィルタ７４は従来と同じでよいが、ＶＣ
Ｏは、ディジタルアキュームレータ６５と補間フィルタ
６４で置き換える。ディジタルアキュームレータ６５
は、積分動作を行い、一方、ＦＩＲ補間フィルタ６４は
シンボルレートに同期したサンプルを行うリ・サンプラ
として動作する。
定器６６，誤差検出器７６、ループフィルタ７４及びデ
ィジタルアキュームレータ６５を含むループは、ディジ
タルＰＬＬを構成している。このディジタルＰＬＬは、
まず、電圧制御されないクロック発振器６０からのフリ
ー・ランニングのクロックによりＡＤコンバータ５４を
駆動し、非同期にサンプリングする。また誤差検出器７
６及びループフィルタ７４は従来と同じでよいが、ＶＣ
Ｏは、ディジタルアキュームレータ６５と補間フィルタ
６４で置き換える。ディジタルアキュームレータ６５
は、積分動作を行い、一方、ＦＩＲ補間フィルタ６４は
シンボルレートに同期したサンプルを行うリ・サンプラ
として動作する。
【００７８】このディジタルＶＣＯ６５とＦＩＲ補間フ
ィルタ６４の組み合わせによりディジタルＶＣＯ７５が
構成され、全体的な動作は従来のＰＬＬと同じになる。
ィルタ６４の組み合わせによりディジタルＶＣＯ７５が
構成され、全体的な動作は従来のＰＬＬと同じになる。
【００７９】ビタビ判定器６６は、等化済みの信号ｙに
ついてビタビアルゴリズムにより正しい信号ｙ∧を判定
し、ＲＬＬ復号器６８でＲＬＬ復号を行って、ハードデ
ィスクコントローラ側に出力する。
ついてビタビアルゴリズムにより正しい信号ｙ∧を判定
し、ＲＬＬ復号器６８でＲＬＬ復号を行って、ハードデ
ィスクコントローラ側に出力する。
【００８０】本発明のタイミングリカバリ部１００に
は、更に位相オフセット検出器７０と周波数オフセット
検出器７２が設けられている。
は、更に位相オフセット検出器７０と周波数オフセット
検出器７２が設けられている。
【００８１】位相オフセット検出器７０は、ＡＤコンバ
ータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブ
ル領域を入力して位相オフセット（初期位相誤差）Δτ
0を検出し、この検出した位相オフセットΔτ0をディジ
タルアキュームレータ６５にプリセットする。
ータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブ
ル領域を入力して位相オフセット（初期位相誤差）Δτ
0を検出し、この検出した位相オフセットΔτ0をディジ
タルアキュームレータ６５にプリセットする。
【００８２】また周波数オフセット検出器７２は、ＡＤ
コンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリ
アンブル領域を入力して周波数オフセット（初期周波数
誤差）Δｆ0を検出し、この検出した周波数オフセット
Δｆ0をループフィルタ７４にプリセットする。
コンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリ
アンブル領域を入力して周波数オフセット（初期周波数
誤差）Δｆ0を検出し、この検出した周波数オフセット
Δｆ0をループフィルタ７４にプリセットする。
【００８３】位相オフセット検出器７０の検出処理によ
りディジタルアキュームレータ６５に位相オフセットΔ
τ0がプリセットされ、また周波数オフセット検出器７
２の検出処理によりループフィルタ７４に周波数オフセ
ットΔｆ0がプリセットされると、バッファ６２はプリ
アンブル領域の書込み終了時点で、書込みの済んだデー
タの先頭からの読出しを開始する。
りディジタルアキュームレータ６５に位相オフセットΔ
τ0がプリセットされ、また周波数オフセット検出器７
２の検出処理によりループフィルタ７４に周波数オフセ
ットΔｆ0がプリセットされると、バッファ６２はプリ
アンブル領域の書込み終了時点で、書込みの済んだデー
タの先頭からの読出しを開始する。
【００８４】このバッファ６２からのデータ読出しに同
期して、誤差検出器７６、ループフィルタ７４、ディジ
タルＶＣＯ７５を構成するディジタルアキュームレータ
６５とＦＩＲ補間フィルタ６４によるディジタル的なＰ
ＬＬ動作により、プリアンブル領域のデータに対する位
相引き込み及び周波数引き込みを行った後、プリアンブ
ルデータに続くユーザデータに対し、サンプルレートの
サンプリング信号のタイミングを、シンボルレートとな
る正しいクロックのタイミングに追従させるためのタイ
ミングリカバリが行われる。
期して、誤差検出器７６、ループフィルタ７４、ディジ
タルＶＣＯ７５を構成するディジタルアキュームレータ
６５とＦＩＲ補間フィルタ６４によるディジタル的なＰ
ＬＬ動作により、プリアンブル領域のデータに対する位
相引き込み及び周波数引き込みを行った後、プリアンブ
ルデータに続くユーザデータに対し、サンプルレートの
サンプリング信号のタイミングを、シンボルレートとな
る正しいクロックのタイミングに追従させるためのタイ
ミングリカバリが行われる。
【００８５】図４は、図３のタイミングリカバリ部１０
０に設けている周波数オフセット検出器７２の実施形態
を、位相オフセット検出器７０と共に示している。
０に設けている周波数オフセット検出器７２の実施形態
を、位相オフセット検出器７０と共に示している。
【００８６】図４において、ＡＤコンバータ５４からの
データ出力について、レジスタ７８にn個のサンプルデ
ータａ（０）〜ａ（ｎ）が保持される。このレジスタ７
８に保持されたサンプルデータａ（０）〜ａ（ｎ）は位
相オフセット検出器７０に入力され、位相オフセットΔ
τ0が検出される。
データ出力について、レジスタ７８にn個のサンプルデ
ータａ（０）〜ａ（ｎ）が保持される。このレジスタ７
８に保持されたサンプルデータａ（０）〜ａ（ｎ）は位
相オフセット検出器７０に入力され、位相オフセットΔ
τ0が検出される。
【００８７】ここでプリアンブル領域の再生信号をサイ
ン波形とみなすと、位相オフセット検出器７０にあって
は、各サンプル点での位相誤差Δτ（ｉ）を次式を使用
して求めることができる。
ン波形とみなすと、位相オフセット検出器７０にあって
は、各サンプル点での位相誤差Δτ（ｉ）を次式を使用
して求めることができる。
【００８８】
【数１】
【００８９】この（１）式を用いて位相オフセット検出
器７０にあってはｎ個の位相誤差の平均値を求め、これ
を位相オフセットΔτ0としてループフィルタに出力す
る。
器７０にあってはｎ個の位相誤差の平均値を求め、これ
を位相オフセットΔτ0としてループフィルタに出力す
る。
【００９０】周波数オフセット検出器７２は、位相誤差
レジスタ８０、減算器８２−１〜８２−ｍ、及び平均演
算器８４で構成される。位相誤差レジスタ８０には、位
相オフセット検出器７０でｎ個のサンプル点ごとに算出
されたｍ個の位相オフセット平均値Δτ（０）〜Δτ
（ｍ）が保持される。ここでｉ番目の位相オフセット平
均値をΔτ（ｉ）とすると、このときの周波数オフセッ
トΔｆ（ｉ）は次式で求められる。
レジスタ８０、減算器８２−１〜８２−ｍ、及び平均演
算器８４で構成される。位相誤差レジスタ８０には、位
相オフセット検出器７０でｎ個のサンプル点ごとに算出
されたｍ個の位相オフセット平均値Δτ（０）〜Δτ
（ｍ）が保持される。ここでｉ番目の位相オフセット平
均値をΔτ（ｉ）とすると、このときの周波数オフセッ
トΔｆ（ｉ）は次式で求められる。
【００９１】
【数２】
【００９２】減算器８２−１〜８２−（ｍ−１）は
（２）式に従ってそれぞれの周波数オフセットΔｆ
（０）〜Δｆ（ｎ−１）を算出する。減算器８２−１〜
８２−（ｍ−１）の出力は平均演算器８４に入力され、
各周波数オフセットの平均値を算出し、これを周波数オ
フセットΔｆ0としてループフィルタ７４にプリセット
する。
（２）式に従ってそれぞれの周波数オフセットΔｆ
（０）〜Δｆ（ｎ−１）を算出する。減算器８２−１〜
８２−（ｍ−１）の出力は平均演算器８４に入力され、
各周波数オフセットの平均値を算出し、これを周波数オ
フセットΔｆ0としてループフィルタ７４にプリセット
する。
【００９３】なお周波数オフセットの検出方法は、図４
の実施形態以外に、位相オフセットをプリアンブル領域
全体について保持しておき、その後にこれを微分して算
出するなど、他の方法も適用できる。
の実施形態以外に、位相オフセットをプリアンブル領域
全体について保持しておき、その後にこれを微分して算
出するなど、他の方法も適用できる。
【００９４】図５は、図３のＦＩＲ補間フィルタ６４の
ブロック図であり、タイミングリカバリ部１００のルー
プフィルタ７４及びディジタルアキュームレータ６５と
共に示している。
ブロック図であり、タイミングリカバリ部１００のルー
プフィルタ７４及びディジタルアキュームレータ６５と
共に示している。
【００９５】図５において、ループフィルタ７４には、
図３の誤差検出器７６よりＦＩＲ補間フィルタ６４の出
力信号ｙとビタビ判定器６６で判定された正しい信号ｙ
∧から求めた位相誤差Δτが入力され、また図４に示し
た位相オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器
７２で検出された位相オフセットΔτ0ディジタルアキ
ュームレータ６５にプリセットされ、周波数オフセット
Δｆ0がループフィルタ７４にプリセットされる。
図３の誤差検出器７６よりＦＩＲ補間フィルタ６４の出
力信号ｙとビタビ判定器６６で判定された正しい信号ｙ
∧から求めた位相誤差Δτが入力され、また図４に示し
た位相オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器
７２で検出された位相オフセットΔτ0ディジタルアキ
ュームレータ６５にプリセットされ、周波数オフセット
Δｆ0がループフィルタ７４にプリセットされる。
【００９６】このため、バッファ６２からのセクタデー
タの読出しが開始されると、ループフィルタ７４及びデ
ィジタルアキュームレータ６５はプリセットされた位相
オフセットΔτ0によりゼロ位相スタートによる位相引
き込みを行い、またループフィルタ７４にプリセットさ
れた周波数オフセットΔｆ0により誤差を補正した周波
数引き込みを行い、素早くタイミングリカバリのための
安定したＰＬＬループ動作に入る。
タの読出しが開始されると、ループフィルタ７４及びデ
ィジタルアキュームレータ６５はプリセットされた位相
オフセットΔτ0によりゼロ位相スタートによる位相引
き込みを行い、またループフィルタ７４にプリセットさ
れた周波数オフセットΔｆ0により誤差を補正した周波
数引き込みを行い、素早くタイミングリカバリのための
安定したＰＬＬループ動作に入る。
【００９７】ＦＩＲ補間フィルタ６４はｋ段の遅延回路
８８−１〜８８−ｋを備え、乗算器９０−１〜９０−ｋ
により係数テーブル８６で与えられる位相誤差Δμに応
じたタップ係数Ｃ０〜Ｃｋを乗算した後、加算器９２−
２〜９２−ｋで総和をとって、シンボルレートの正しい
タイミングとした信号ｙを出力する。
８８−１〜８８−ｋを備え、乗算器９０−１〜９０−ｋ
により係数テーブル８６で与えられる位相誤差Δμに応
じたタップ係数Ｃ０〜Ｃｋを乗算した後、加算器９２−
２〜９２−ｋで総和をとって、シンボルレートの正しい
タイミングとした信号ｙを出力する。
【００９８】このような位相オフセットΔτ0による位
相引き込みに加え、周波数オフセットΔｆ0による周波
数引き込みが、バッファ６２から読み出されたセクタデ
ータのプリアンブルに対し行われるため、従来の位相オ
フセットのみのプリセットしたタイミングリカバリに比
べ、本来のクロックに対し、再生データに周波数オフセ
ットが起きていても、短時間で本来のクロックに同期し
たタイミング状態への位相及び周波数引き込みを早く行
うことができる。
相引き込みに加え、周波数オフセットΔｆ0による周波
数引き込みが、バッファ６２から読み出されたセクタデ
ータのプリアンブルに対し行われるため、従来の位相オ
フセットのみのプリセットしたタイミングリカバリに比
べ、本来のクロックに対し、再生データに周波数オフセ
ットが起きていても、短時間で本来のクロックに同期し
たタイミング状態への位相及び周波数引き込みを早く行
うことができる。
【００９９】図６は、図３における本発明のタイミング
リカバリによる動作のタイムチャートである。図６
（Ａ）はＡＤコンバータ５４の出力であり、セクタデー
タの先頭部分を示しており、プリアンブル９４に続いて
シンクマーク９６が設けられ、その後ろにユーザデータ
９８が続いている。
リカバリによる動作のタイムチャートである。図６
（Ａ）はＡＤコンバータ５４の出力であり、セクタデー
タの先頭部分を示しており、プリアンブル９４に続いて
シンクマーク９６が設けられ、その後ろにユーザデータ
９８が続いている。
【０１００】このＡＤコンバータ５４からの出力データ
は、バッファ６２に書き込まれると同時に、位相オフセ
ット検出器７０及び周波数オフセット検出器７２に入力
され、図６（Ｃ）のプリアンブル９４の先頭部分で位相
オフセット算出１０１が行われ、これに並行して図６
（Ｄ）のようにプリアンブル９４の全領域を使用して周
波数オフセット算出１０２が行われる。
は、バッファ６２に書き込まれると同時に、位相オフセ
ット検出器７０及び周波数オフセット検出器７２に入力
され、図６（Ｃ）のプリアンブル９４の先頭部分で位相
オフセット算出１０１が行われ、これに並行して図６
（Ｄ）のようにプリアンブル９４の全領域を使用して周
波数オフセット算出１０２が行われる。
【０１０１】そしてバッファ６２にプリアンブル９４の
書込みが終了した時で、ディジタルアキュームレータ６
５には検出された位相オフセットΔτ0がプリセットさ
れ、またループフィルタ７４には検出された周波数オフ
セットΔｆ0がプリセットされ、それぞれのオフセット
の補正条件が初期設定される。
書込みが終了した時で、ディジタルアキュームレータ６
５には検出された位相オフセットΔτ0がプリセットさ
れ、またループフィルタ７４には検出された周波数オフ
セットΔｆ0がプリセットされ、それぞれのオフセット
の補正条件が初期設定される。
【０１０２】バッファ６２に対しＡＤコンバータ５４の
出力のプリアンブル９４の書込みが終了すると、その後
の書込みに並行して書込済みのセクタデータの先頭、即
ち図６（Ｂ）のようにプリアンブル９４−１からの読出
しによるバッファ出力が開始される。
出力のプリアンブル９４の書込みが終了すると、その後
の書込みに並行して書込済みのセクタデータの先頭、即
ち図６（Ｂ）のようにプリアンブル９４−１からの読出
しによるバッファ出力が開始される。
【０１０３】このバッファ出力に対し、本発明によるタ
イミングリカバリ部１００が動作し、位相オフセットΔ
τ0及び周波数オフセットΔｆ0のプリセットにより、位
相オフセット及び周波数オフセットの両方について、誤
差をなくしたゼロ状態とした位相引き込み１０４を開始
し、その後、プリアンブル９４−１のデータを使用して
周波数・位相引き込み１０６を行う。
イミングリカバリ部１００が動作し、位相オフセットΔ
τ0及び周波数オフセットΔｆ0のプリセットにより、位
相オフセット及び周波数オフセットの両方について、誤
差をなくしたゼロ状態とした位相引き込み１０４を開始
し、その後、プリアンブル９４−１のデータを使用して
周波数・位相引き込み１０６を行う。
【０１０４】このようなタイミングリカバリ動作の開始
時点の位相オフセット及び周波数オフセットの両方を補
正した状態でのゼロスタートによる引き込み動作によ
り、周波数及び位相を本来のクロックのタイミングに合
わせる引き込み動作を短時間で完了することができる。
時点の位相オフセット及び周波数オフセットの両方を補
正した状態でのゼロスタートによる引き込み動作によ
り、周波数及び位相を本来のクロックのタイミングに合
わせる引き込み動作を短時間で完了することができる。
【０１０５】このため図６のセクタデータに示すプリア
ンブル９４，９４−１の長さは、図４１（Ａ）に示した
従来のタイミングリカバリ部による位相オフセットのみ
の補正状態によるフェーズゼロスタートのプリアンブル
１２２２に対し、プリアンブルのデータ長が短いデータ
長のフォーマット構成となっている。
ンブル９４，９４−１の長さは、図４１（Ａ）に示した
従来のタイミングリカバリ部による位相オフセットのみ
の補正状態によるフェーズゼロスタートのプリアンブル
１２２２に対し、プリアンブルのデータ長が短いデータ
長のフォーマット構成となっている。
【０１０６】このように本発明のタイミングリカバリに
よると、セクタデータ先頭のプリアンブルを短くできる
ため、磁気ディスク全体としてのフォーマット効率を高
めることができるるプリアンブル９４−１のデータによ
る周波数・位相引き込み１０６が完了すると、これに続
くシンクマーク９６−１及びユーザデータ９８−１につ
いては、誤差検出器７６からの位相情報に基づくＦＩＲ
補間フィルタ６４の補間動作で、サンプリングデータの
サンプルタイミングを、シンボルレートとなる本来のク
ロックにおける周波数及び位相に追従させるＰＬＬ動作
がディジタル的に実行される。
よると、セクタデータ先頭のプリアンブルを短くできる
ため、磁気ディスク全体としてのフォーマット効率を高
めることができるるプリアンブル９４−１のデータによ
る周波数・位相引き込み１０６が完了すると、これに続
くシンクマーク９６−１及びユーザデータ９８−１につ
いては、誤差検出器７６からの位相情報に基づくＦＩＲ
補間フィルタ６４の補間動作で、サンプリングデータの
サンプルタイミングを、シンボルレートとなる本来のク
ロックにおける周波数及び位相に追従させるＰＬＬ動作
がディジタル的に実行される。
【０１０７】図７（Ａ）は、プリアンブル領域のヘッド
再生信号に位相オフセットが発生した場合の信号波形図
であり、左側にプリアンブル領域の先頭部分の波形を示
し、右側にプリアンブル領域の終端部分の波形を示し、
中間は省略している。
再生信号に位相オフセットが発生した場合の信号波形図
であり、左側にプリアンブル領域の先頭部分の波形を示
し、右側にプリアンブル領域の終端部分の波形を示し、
中間は省略している。
【０１０８】図７（Ａ）において、図３のクロック発振
器６０からの固定クロックによる正しいタイミングで得
られるヘッド再生信号１１０を破線で表わし、これに対
し位相オフセットを持ったヘッド再生信号１１２を実線
で表わしている。
器６０からの固定クロックによる正しいタイミングで得
られるヘッド再生信号１１０を破線で表わし、これに対
し位相オフセットを持ったヘッド再生信号１１２を実線
で表わしている。
【０１０９】図３のＡＤコンバータ５４は、固定クロッ
クにより時間軸に一定間隔で示した縦線のタイミングで
ヘッド再生信号をサンプリングしており、このため位相
オフセットのない正しいヘッド再生信号１１０の白丸の
サンプル点の値に対し、位相オフセットΔτを持った実
際のヘッド再生信号１１２は三角のサンプル点の値とな
ってしまう。
クにより時間軸に一定間隔で示した縦線のタイミングで
ヘッド再生信号をサンプリングしており、このため位相
オフセットのない正しいヘッド再生信号１１０の白丸の
サンプル点の値に対し、位相オフセットΔτを持った実
際のヘッド再生信号１１２は三角のサンプル点の値とな
ってしまう。
【０１１０】そこで図３の位相オフセット検出器７０
で、この位相オフセットΔτを検出してループフィルタ
７４にプリセットしてＦＩＲ補間フィルタ６４によって
補間処理を行わせることで、例えば図７（Ａ）の先頭の
位相オフセットを持つヘッド再生信号１１２のサンプル
点Ｓ１を、正しいクロックタイミングとしたときの白丸
のサンプル点Ｓ１'となるように補間処理を行ってい
る。
で、この位相オフセットΔτを検出してループフィルタ
７４にプリセットしてＦＩＲ補間フィルタ６４によって
補間処理を行わせることで、例えば図７（Ａ）の先頭の
位相オフセットを持つヘッド再生信号１１２のサンプル
点Ｓ１を、正しいクロックタイミングとしたときの白丸
のサンプル点Ｓ１'となるように補間処理を行ってい
る。
【０１１１】図７（Ｂ）は、プリアンブル領域のヘッド
再生信号について、周波数オフセットがあった場合の信
号波形図であり、左側にプリアンブル領域の先頭部分の
波形を示し、右側にプリアンブル領域の終端部分の波形
を示し、中間は省略している。
再生信号について、周波数オフセットがあった場合の信
号波形図であり、左側にプリアンブル領域の先頭部分の
波形を示し、右側にプリアンブル領域の終端部分の波形
を示し、中間は省略している。
【０１１２】ここで破線のヘッド再生信号１１０は周波
数オフセットがない場合の信号波形であり、これに対し
実際に得られた実線のヘッド再生信号１１４が例えばマ
イナスの周波数オフセットΔｆを持っていたとすると、
例えばプリアンブル領域の先頭で一致している波形がプ
リアンブル領域の終端に向かうに従って位相ずれが増加
する波形となる。
数オフセットがない場合の信号波形であり、これに対し
実際に得られた実線のヘッド再生信号１１４が例えばマ
イナスの周波数オフセットΔｆを持っていたとすると、
例えばプリアンブル領域の先頭で一致している波形がプ
リアンブル領域の終端に向かうに従って位相ずれが増加
する波形となる。
【０１１３】このような周波数オフセットΔｆを図３の
周波数オフセット検出器７２で検出してループフィルタ
７４にプリセットし、ＦＩＲ補間フィルタ６４で補間処
理を行わせることで、例えば図７（Ｂ）の先頭から５番
目の周波数数誤差のあるヘッド再生信号１１４の三角の
サンプル点Ｓ５を、周波数オフセットΔｆに応じた白丸
のサンプル点Ｓ５'となるように補間している。
周波数オフセット検出器７２で検出してループフィルタ
７４にプリセットし、ＦＩＲ補間フィルタ６４で補間処
理を行わせることで、例えば図７（Ｂ）の先頭から５番
目の周波数数誤差のあるヘッド再生信号１１４の三角の
サンプル点Ｓ５を、周波数オフセットΔｆに応じた白丸
のサンプル点Ｓ５'となるように補間している。
【０１１４】図８は、図２のデータ再生部４８の他の実
施形態のブロック図であり、バッファ６２をＦＩＲフィ
ルタ５６の前段に設け、波形等化前の信号を書き込むよ
うにしたことを特徴とする。これ以外の構成及び動作は
図３の実施形態と同じである。
施形態のブロック図であり、バッファ６２をＦＩＲフィ
ルタ５６の前段に設け、波形等化前の信号を書き込むよ
うにしたことを特徴とする。これ以外の構成及び動作は
図３の実施形態と同じである。
【０１１５】図９は、図１０の従来例と同じヘッド再生
信号に対しクロック同期となるデータ再生部４８に本発
明のタイミングリカバリ部を設けた他の実施形態のブロ
ック図でである。
信号に対しクロック同期となるデータ再生部４８に本発
明のタイミングリカバリ部を設けた他の実施形態のブロ
ック図でである。
【０１１６】図９において、再生ヘッドからのアナログ
電圧はヘッドＩＣのプリアンプによって増幅した後、可
変利得アンプ（ＶＧＡ）５０、ＣＴフィルタ５２、ＡＤ
コンバータ（ＡＤＣ）５４を経由してディジタル信号に
変換される。続いてＦＩＲフィルタ５６によって波形等
化を行った後、ビタビ判定器６６で復号を行い、更に復
号されたデータはＲＬＬ復号器６８で復号される。
電圧はヘッドＩＣのプリアンプによって増幅した後、可
変利得アンプ（ＶＧＡ）５０、ＣＴフィルタ５２、ＡＤ
コンバータ（ＡＤＣ）５４を経由してディジタル信号に
変換される。続いてＦＩＲフィルタ５６によって波形等
化を行った後、ビタビ判定器６６で復号を行い、更に復
号されたデータはＲＬＬ復号器６８で復号される。
【０１１７】タイミングリカバリ部１００は、誤差検出
器７６、ループフィルタ７４及びクロック発振器６０−
１によりＡＤコンバータ５４でヘッド再生信号をサンプ
リングするクロックのタイミングを制御するＰＬＬを構
成している。また可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０には利
得制御器５８−１２が設けられ、利得を制御して振幅を
補正する。
器７６、ループフィルタ７４及びクロック発振器６０−
１によりＡＤコンバータ５４でヘッド再生信号をサンプ
リングするクロックのタイミングを制御するＰＬＬを構
成している。また可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０には利
得制御器５８−１２が設けられ、利得を制御して振幅を
補正する。
【０１１８】即ち、クロック同期に対応したタイミング
リカバリ部６５は、ＦＩＲフィルタ５６の出力信号yと
ビタビ判定器６６からの判定値ｙ∧を用いて位相誤差Δ
τを求め、この位相誤差をなくすようにクロック発振器
６０−１の発振周波数を制御する。これによりＡＤコン
バータ５４のサンプリング位置が制御されるフィードバ
ックループが形成される。
リカバリ部６５は、ＦＩＲフィルタ５６の出力信号yと
ビタビ判定器６６からの判定値ｙ∧を用いて位相誤差Δ
τを求め、この位相誤差をなくすようにクロック発振器
６０−１の発振周波数を制御する。これによりＡＤコン
バータ５４のサンプリング位置が制御されるフィードバ
ックループが形成される。
【０１１９】またゲインエラーΔＧをＦＩＲフィルタ５
６の出力信号yとその判定値ｙ∧を用いて求め、ゲイン
エラーをなくすように利得制御器５８−１の制御電圧を
調整して可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０により振幅補正
を行う。
６の出力信号yとその判定値ｙ∧を用いて求め、ゲイン
エラーをなくすように利得制御器５８−１の制御電圧を
調整して可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０により振幅補正
を行う。
【０１２０】更に、タイミングリカバリ部６５には位相
オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器７２が
設けられる。位相オフセット検出器７０は、ＡＤコンバ
ータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブ
ル領域を入力して位相オフセットΔτ0を検出し、この
検出した位相オフセットΔτ0をループフィルタ７４に
プリセットする。
オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器７２が
設けられる。位相オフセット検出器７０は、ＡＤコンバ
ータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブ
ル領域を入力して位相オフセットΔτ0を検出し、この
検出した位相オフセットΔτ0をループフィルタ７４に
プリセットする。
【０１２１】また周波数オフセット検出器７２は、ＡＤ
コンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリ
アンブル領域を入力して周波数オフセットΔｆ0を検出
し、この検出した周波数オフセットΔｆ0をループフィ
ルタ７４にプリセットする。
コンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリ
アンブル領域を入力して周波数オフセットΔｆ0を検出
し、この検出した周波数オフセットΔｆ0をループフィ
ルタ７４にプリセットする。
【０１２２】位相オフセット検出器７０及び周波数オフ
セット検出器７２の検出処理によりループフィルタ７４
に位相オフセットΔτ0および周波数オフセットΔｆ0の
プリセットが済むと、誤差検出器７６及びループフィル
タ７４によるＰＬＬ動作により、電圧制御発振器６０−
１においてプリアンブル領域のデータに対する位相引き
込み及び周波数引き込みを行った後、プリアンブルデー
タに続くユーザデータに対し、ヘッド再生信号にクロッ
クの周波数及び位相に追従させるためのタイミングリカ
バリ動作が行われる。
セット検出器７２の検出処理によりループフィルタ７４
に位相オフセットΔτ0および周波数オフセットΔｆ0の
プリセットが済むと、誤差検出器７６及びループフィル
タ７４によるＰＬＬ動作により、電圧制御発振器６０−
１においてプリアンブル領域のデータに対する位相引き
込み及び周波数引き込みを行った後、プリアンブルデー
タに続くユーザデータに対し、ヘッド再生信号にクロッ
クの周波数及び位相に追従させるためのタイミングリカ
バリ動作が行われる。
【０１２３】この位相オフセット検出器７０と周波数オ
フセット検出器７２の構成及び動作は図３の実施形態と
基本的に同じになる。
フセット検出器７２の構成及び動作は図３の実施形態と
基本的に同じになる。
【０１２４】（２．位相オフセットによるゼロ位相スタ
ートの詳細）図１０は、本発明による信号補間型のタイ
ミング再生を行うタイミングリカバリ部を備えた他の実
施形態のブロック図である。
ートの詳細）図１０は、本発明による信号補間型のタイ
ミング再生を行うタイミングリカバリ部を備えた他の実
施形態のブロック図である。
【０１２５】図１０において、へッドＩＣから出力され
たリード信号は、可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０、ロー
パスフィルタとして機能するＣＴフィルタ（連続時間フ
ィルタ）５２を通過後、クロック発振器６０からの固定
クロックにより動作するＡＤコンバータ５４で非同期に
サンプリングされてディジタル信号に変換された後、セ
クタ単位でバッファ６２に書き込まれる。
たリード信号は、可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０、ロー
パスフィルタとして機能するＣＴフィルタ（連続時間フ
ィルタ）５２を通過後、クロック発振器６０からの固定
クロックにより動作するＡＤコンバータ５４で非同期に
サンプリングされてディジタル信号に変換された後、セ
クタ単位でバッファ６２に書き込まれる。
【０１２６】バッファ６２に格納されたセクタデータ
は、セクタデータ先頭のプリアンブル領域の所定位置ま
での書込みが終了した時点で書込データの先頭からの読
出しが並行して開始され、ＦＩＲフィルタ５６による等
化済み信号としてＦＩＲ補間フィルタ６４に入力され
る。
は、セクタデータ先頭のプリアンブル領域の所定位置ま
での書込みが終了した時点で書込データの先頭からの読
出しが並行して開始され、ＦＩＲフィルタ５６による等
化済み信号としてＦＩＲ補間フィルタ６４に入力され
る。
【０１２７】ここでＦＩＲ補間フィルタ６４、ビタビ判
定器６６、誤差検出器７６、ループフィルタ７４及びデ
ィジタルアキュームレータ６５を含むループは、ディジ
タルＰＬＬを構成している。これは図４２の従来のＰＬ
Ｌをディジタル化したもので、ＶＣＯを除き容易にディ
ジタル化できる。
定器６６、誤差検出器７６、ループフィルタ７４及びデ
ィジタルアキュームレータ６５を含むループは、ディジ
タルＰＬＬを構成している。これは図４２の従来のＰＬ
Ｌをディジタル化したもので、ＶＣＯを除き容易にディ
ジタル化できる。
【０１２８】このＰＬＬのディジタル化は、まず、電圧
制御されないクロック発振器６０からのフリー・ランニ
ングの固定クロックによりＡＤコンバータ５４を駆動
し、非同期にサンプリングする。
制御されないクロック発振器６０からのフリー・ランニ
ングの固定クロックによりＡＤコンバータ５４を駆動
し、非同期にサンプリングする。
【０１２９】また誤差検出器７６及びループフィルタ７
４は従来と同じでよいが、ＶＣＯは、ディジタルアキュ
ームレータ６５とＦＩＲ補間フィルタ６４で置き換え
る。ディジタルアキュームレータ６５は、従来のＶＣＯ
に設けている積分器と同じ動作を行い、一方、ＦＩＲ補
間フィルタ６４はシンボルレートに同期したサンプルを
行うリ・サンプラとしての役割を果たす。
４は従来と同じでよいが、ＶＣＯは、ディジタルアキュ
ームレータ６５とＦＩＲ補間フィルタ６４で置き換え
る。ディジタルアキュームレータ６５は、従来のＶＣＯ
に設けている積分器と同じ動作を行い、一方、ＦＩＲ補
間フィルタ６４はシンボルレートに同期したサンプルを
行うリ・サンプラとしての役割を果たす。
【０１３０】このディジタルアキュームレータ６５とＦ
ＩＲ補間フィルタ６４の組み合わせによりディジタルＶ
ＣＯ７５が構成され、従来のＶＣＯとＶＣＯにより制御
されるＡＤコンバータの組み合わせと同じになり、その
ため、ＰＬＬの全体的な動作は変わりない。
ＩＲ補間フィルタ６４の組み合わせによりディジタルＶ
ＣＯ７５が構成され、従来のＶＣＯとＶＣＯにより制御
されるＡＤコンバータの組み合わせと同じになり、その
ため、ＰＬＬの全体的な動作は変わりない。
【０１３１】またＡＤコンバータ５４は、記録チャネル
のシンボルレートに対し早いサンプリングレートとなる
オーバーサンプリングを行っている。このオーバーサン
プリングのため、クロック発振器６０は、シンボルレー
トの周波数に対し数パーセント程度高いクロック周波数
を発振している。
のシンボルレートに対し早いサンプリングレートとなる
オーバーサンプリングを行っている。このオーバーサン
プリングのため、クロック発振器６０は、シンボルレー
トの周波数に対し数パーセント程度高いクロック周波数
を発振している。
【０１３２】判定器として機能するビタビ判定器６６
は、タイミングリカバリ部１００によってタイミングリ
カバリされたシンボルレートのタイミングをもつ等化済
みの信号ｙについてビタビアルゴリズムにより正しい信
号ｙ∧を判定し、ＲＬＬ復号器６８でＲＬＬ復号を行っ
て、ハードディスクコントローラ側に出力する。
は、タイミングリカバリ部１００によってタイミングリ
カバリされたシンボルレートのタイミングをもつ等化済
みの信号ｙについてビタビアルゴリズムにより正しい信
号ｙ∧を判定し、ＲＬＬ復号器６８でＲＬＬ復号を行っ
て、ハードディスクコントローラ側に出力する。
【０１３３】更に本発明のタイミングリカバリ部１００
には、位相オフセット検出器７０と周波数オフセット検
出器７２が設けられている。
には、位相オフセット検出器７０と周波数オフセット検
出器７２が設けられている。
【０１３４】位相オフセット検出器７０は、ＡＤコンバ
ータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブ
ル領域を入力して位相オフセット（初期位相誤差）Δτ
を検出し、この検出した位相オフセットΔτをディジタ
ルアキュームレータ６５にプリセットして初期化するこ
とで、ディジタルＰＬＬループでのゼロ位相スタートに
よりループ引き込みを早くする。
ータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブ
ル領域を入力して位相オフセット（初期位相誤差）Δτ
を検出し、この検出した位相オフセットΔτをディジタ
ルアキュームレータ６５にプリセットして初期化するこ
とで、ディジタルＰＬＬループでのゼロ位相スタートに
よりループ引き込みを早くする。
【０１３５】また周波数オフセット検出器７２は、ＡＤ
コンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリ
アンブル領域を入力して周波数オフセットΔｆを検出
し、この検出した周波数オフセットΔｆをループフィル
タ７４にプリセットする。
コンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリ
アンブル領域を入力して周波数オフセットΔｆを検出
し、この検出した周波数オフセットΔｆをループフィル
タ７４にプリセットする。
【０１３６】位相オフセット検出器７０及び周波数オフ
セット検出器７２の検出処理によりディジタルアキュー
ムレータ６５に対する位相オフセットΔτのプリセット
及びループフィルタ７４に対する周波数オフセットΔｆ
のプリセットが済むと、バッファ６２はプリアンブルの
書込み終了時点で、書込みの済んだデータの先頭からの
読出しを開始する。
セット検出器７２の検出処理によりディジタルアキュー
ムレータ６５に対する位相オフセットΔτのプリセット
及びループフィルタ７４に対する周波数オフセットΔｆ
のプリセットが済むと、バッファ６２はプリアンブルの
書込み終了時点で、書込みの済んだデータの先頭からの
読出しを開始する。
【０１３７】このバッファ６２からのデータ読出しに同
期して、誤差検出器７６、ループフィルタ７４、ディジ
タルアキュームレータ６５及びＦＩＲ補間フィルタ６４
によるディジタル的なＰＬＬ動作により、プリアンブル
領域のデータに対する位相引き込み及び周波数引き込み
を行った後、プリアンブルデータに続くユーザデータに
対し、シンボルレートの正しいクロックの周波数及び位
相に追従させるためのタイミングリカバリが行われる。
期して、誤差検出器７６、ループフィルタ７４、ディジ
タルアキュームレータ６５及びＦＩＲ補間フィルタ６４
によるディジタル的なＰＬＬ動作により、プリアンブル
領域のデータに対する位相引き込み及び周波数引き込み
を行った後、プリアンブルデータに続くユーザデータに
対し、シンボルレートの正しいクロックの周波数及び位
相に追従させるためのタイミングリカバリが行われる。
【０１３８】また誤差検出器７６からの判定誤差をＦＩ
Ｒフィルタ５６にフィードバックしてトレーニングする
トレーニング回路１１６を設けている。トレーニング回
路１１６は、シンボルレートの判定誤差を等化器として
機能するＦＩＲフィルタ５６にトレーニングのためにフ
ィードバックする時に、この判定誤差をサンプリングレ
ートの判定誤差に逆補間する。またプリアンブル信号区
間については、その時の判定誤差がトレーニングに使用
されないように拘束条件を設定している。
Ｒフィルタ５６にフィードバックしてトレーニングする
トレーニング回路１１６を設けている。トレーニング回
路１１６は、シンボルレートの判定誤差を等化器として
機能するＦＩＲフィルタ５６にトレーニングのためにフ
ィードバックする時に、この判定誤差をサンプリングレ
ートの判定誤差に逆補間する。またプリアンブル信号区
間については、その時の判定誤差がトレーニングに使用
されないように拘束条件を設定している。
【０１３９】また直流オフセット除去ループフィルタ１
１８、ＤＡコンバータ１２０及びアナログ加算器１２２
によって、ＡＤコンバータ５４の入力信号に重畳される
直流オフセットをゼロとするように制御する直流オフセ
ットキャンセルの制御ループを設けている。この直流オ
フセットキャンセルのループ制御は、後の説明で明らか
にするように、判定誤差の平均とＦＩＲフィルタ５６の
タップ係数の総和との積がゼロとなるように制御する。
１８、ＤＡコンバータ１２０及びアナログ加算器１２２
によって、ＡＤコンバータ５４の入力信号に重畳される
直流オフセットをゼロとするように制御する直流オフセ
ットキャンセルの制御ループを設けている。この直流オ
フセットキャンセルのループ制御は、後の説明で明らか
にするように、判定誤差の平均とＦＩＲフィルタ５６の
タップ係数の総和との積がゼロとなるように制御する。
【０１４０】更に、ＡＧＣループフィルタ１２４および
ＤＡコンバータ１２６によって、ＡＤコンバータ５４に
対する入力信号の振幅を一定に保つように利得制御器５
８によって可変利得アンプ５０を制御するＡＧＣ制御ル
ープを設けている。このＡＧＣループ制御は、後の説明
で明らかにするように、ＦＩＲ補間フィルタ６４の出力
と判定誤差の積の平均がゼロとなるように制御する。
ＤＡコンバータ１２６によって、ＡＤコンバータ５４に
対する入力信号の振幅を一定に保つように利得制御器５
８によって可変利得アンプ５０を制御するＡＧＣ制御ル
ープを設けている。このＡＧＣループ制御は、後の説明
で明らかにするように、ＦＩＲ補間フィルタ６４の出力
と判定誤差の積の平均がゼロとなるように制御する。
【０１４１】図１１は、図１０の実施形態のタイミング
リカバリ部１００に対応したＡＤコンバータ５４、ＦＩ
Ｒフィルタ５６、ＦＩＲ補間フィルタ６４、誤差検出器
７６、ループフィルタ７４、ディジタルアキュームレー
タ６５、及び位相オフセット検出器７０の部分を取出し
ており、ＦＩＲ補間フィルタ６４については係数テーブ
ル８６を取出して示している。
リカバリ部１００に対応したＡＤコンバータ５４、ＦＩ
Ｒフィルタ５６、ＦＩＲ補間フィルタ６４、誤差検出器
７６、ループフィルタ７４、ディジタルアキュームレー
タ６５、及び位相オフセット検出器７０の部分を取出し
ており、ＦＩＲ補間フィルタ６４については係数テーブ
ル８６を取出して示している。
【０１４２】図１２は、図１１の位相オフセット検出器
７０及びＦＩＲ補間フィルタ６４の回路構成の実施形態
である。ＦＩＲ補間フィルタ６４は、カスケード接続さ
れた遅延回路１３０−１〜１３０−７、入力信号及び各
遅延出力とタップ係数Ｃ4〜Ｃ-3を乗算する乗算器１３
２−１〜１３２−８、及び加算器１３４で構成される。
７０及びＦＩＲ補間フィルタ６４の回路構成の実施形態
である。ＦＩＲ補間フィルタ６４は、カスケード接続さ
れた遅延回路１３０−１〜１３０−７、入力信号及び各
遅延出力とタップ係数Ｃ4〜Ｃ-3を乗算する乗算器１３
２−１〜１３２−８、及び加算器１３４で構成される。
【０１４３】位相オフセット検出器７０は、ＦＩＲフィ
ルタ５６を構成するカスケード接続された遅延回路１３
６−１〜１３６−７、加算器１３８，１４０，１４６、
乗算器１４２，１４８，セレクタ１５２、レジスタ１４
４，１５０、及び演算器１５４で構成され、プリアンブ
ル信号の先頭の８サンプル信号を入力した時点で位相誤
差Δτを検出して出力する。
ルタ５６を構成するカスケード接続された遅延回路１３
６−１〜１３６−７、加算器１３８，１４０，１４６、
乗算器１４２，１４８，セレクタ１５２、レジスタ１４
４，１５０、及び演算器１５４で構成され、プリアンブ
ル信号の先頭の８サンプル信号を入力した時点で位相誤
差Δτを検出して出力する。
【０１４４】この位相オフセット検出器７０における演
算手順は、サンプリングレートをＴｓとすると、次のよ
うになる。 （１）時刻ｋＴｓと次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおけるサ
ンプリング信号とリファレンス正弦信号との相関Ｓｋ及
びＳｋ＋１を求める。 （２）次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおけるサンプリング信
号とリファレンス余弦信号との相関Ｓｋ＋１を次式によ
り求める。
算手順は、サンプリングレートをＴｓとすると、次のよ
うになる。 （１）時刻ｋＴｓと次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおけるサ
ンプリング信号とリファレンス正弦信号との相関Ｓｋ及
びＳｋ＋１を求める。 （２）次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおけるサンプリング信
号とリファレンス余弦信号との相関Ｓｋ＋１を次式によ
り求める。
【０１４５】
【数３】
【０１４６】プリアンブル信号の位相誤差Δτを次式に
より求める。
より求める。
【０１４７】
【数４】
【０１４８】ここで図１２のＦＩＲ補間フィルタ６４を
詳細に説明する。まず図１１のＡＤコンバータ５４に対
する入力信号は
詳細に説明する。まず図１１のＡＤコンバータ５４に対
する入力信号は
【０１４９】
【数５】
【０１５０】となる。ここで、ｘkはバイナリ（＋−
１）データ系列、ｈ（ｔ）は記録チャネル応答、Ｔはシ
ンボル周期である。
１）データ系列、ｈ（ｔ）は記録チャネル応答、Ｔはシ
ンボル周期である。
【０１５１】シンボルレートに同期したタイミングリカ
バリのためには補間フィルタは、ｇ（ｍＴ）を出力する
必要である。しかし、ＡＤコンバータ５４はサンプリン
グ周期Ｔｓでサンプリングしており、また位相ループに
は位相誤差μ（Ｔｓで正規化）があり、それゆえＦＩＲ
補間フィルタ６４に対する入力は
バリのためには補間フィルタは、ｇ（ｍＴ）を出力する
必要である。しかし、ＡＤコンバータ５４はサンプリン
グ周期Ｔｓでサンプリングしており、また位相ループに
は位相誤差μ（Ｔｓで正規化）があり、それゆえＦＩＲ
補間フィルタ６４に対する入力は
【０１５２】
【数６】
【０１５３】となる。ここで、Ｎはノイズである。
【０１５４】ＦＩＲ補間フィルタ６４のタップ係数は、
位相誤差μの関数となる。いまｆμ（ｎ）とすると、ｎ
＝−Ｎ２，…，Ｎ１はＦＩＲ補間フィルタ６４のタップ
係数であり、ＦＩＲ補間フィルタ６４の理想的な出力
は、
位相誤差μの関数となる。いまｆμ（ｎ）とすると、ｎ
＝−Ｎ２，…，Ｎ１はＦＩＲ補間フィルタ６４のタップ
係数であり、ＦＩＲ補間フィルタ６４の理想的な出力
は、
【０１５５】
【数７】
【０１５６】となる。
【０１５７】図１３は、ＦＩＲ補間フィルタ６４による
サンプルタイミングの補間動作を示している。図１３
（Ａ）は入力信号として正弦波形のプリアンブル信号１
６０を示しており、オーバーサンプリングによるサンプ
ルレートＴｓのサンプル点をもっている。このプリアン
ブル信号１６０はシンボルレートＴのシンボル点をもつ
破線のプリアンブル信号１６２に対し位相誤差μをもっ
ている。
サンプルタイミングの補間動作を示している。図１３
（Ａ）は入力信号として正弦波形のプリアンブル信号１
６０を示しており、オーバーサンプリングによるサンプ
ルレートＴｓのサンプル点をもっている。このプリアン
ブル信号１６０はシンボルレートＴのシンボル点をもつ
破線のプリアンブル信号１６２に対し位相誤差μをもっ
ている。
【０１５８】この場合の図１３（Ｂ）の構成をもつＦＩ
Ｒ補間フィルタ６４の出力ｙ（ｍＴ）は次のようにな
る。
Ｒ補間フィルタ６４の出力ｙ（ｍＴ）は次のようにな
る。
【０１５９】
【数８】
【０１６０】ＦＩＲ補間フィルタ６４は、時刻ｔ＝０の
タイミングで、そのとき得られている時刻−３Ｔｓ〜４
Ｔｓのサンプル点と位相誤差μに対応した係数セットに
基づき、シンボルレートの正しいタイミングｍＴでのサ
ンプル点を出力し、これによってサンプルレートＴｓの
サンプル点はシンボルレートＴとなって同期が取られ
る。
タイミングで、そのとき得られている時刻−３Ｔｓ〜４
Ｔｓのサンプル点と位相誤差μに対応した係数セットに
基づき、シンボルレートの正しいタイミングｍＴでのサ
ンプル点を出力し、これによってサンプルレートＴｓの
サンプル点はシンボルレートＴとなって同期が取られ
る。
【０１６１】このようなＦＩＲ補間フィルタ６４による
シンボルレートでのリ・サンプリングに対し、図１２の
位相オフセット検出回路７０は、図１３（Ａ）における
シンボルレートのプリアンブル信号１６２に対するオー
バーサンプリングされたサンプルレートのプリアンブル
信号１６０の位相誤差を検出し、時刻ｔ＝０のシンボル
点をそのときの補間出力となるｔ＝ｍＴとなるシンボル
レートのサンプル点のタイミングに強制的にずらすこと
で、所謂ゼロ位相スタートによるディジタルＰＬＬ動作
を行って位相引きこみを早める。
シンボルレートでのリ・サンプリングに対し、図１２の
位相オフセット検出回路７０は、図１３（Ａ）における
シンボルレートのプリアンブル信号１６２に対するオー
バーサンプリングされたサンプルレートのプリアンブル
信号１６０の位相誤差を検出し、時刻ｔ＝０のシンボル
点をそのときの補間出力となるｔ＝ｍＴとなるシンボル
レートのサンプル点のタイミングに強制的にずらすこと
で、所謂ゼロ位相スタートによるディジタルＰＬＬ動作
を行って位相引きこみを早める。
【０１６２】次に図１２の位相オフセット検出器７０に
おける位相誤差の検出原理を詳細に説明する。図１４
は、位相比較法による位相誤差の検出方法を説明する。
図１４（Ａ）のプリアンブル波形１６４は位相誤差がゼ
ロであり、これに対し図１４（Ｂ）のプリアンブル波形
１６６は位相誤差Δθをもっている。
おける位相誤差の検出原理を詳細に説明する。図１４
は、位相比較法による位相誤差の検出方法を説明する。
図１４（Ａ）のプリアンブル波形１６４は位相誤差がゼ
ロであり、これに対し図１４（Ｂ）のプリアンブル波形
１６６は位相誤差Δθをもっている。
【０１６３】図１４（Ａ）のプリアンブル波形１６４は
シンボルレートをＴとすると、周期４Ｔであり、時刻
（ｋ−２）Ｔ〜（ｋ＋１）Ｔでサンプル点（ｒｅｆ２）
（ｒｅｆ１）（−ｒｅｆ２）（−ｒｅｆ１）をもってい
る。ここでプリアンプル波形１６２は正弦波形及び余弦
波形とみなせることから、 （ｒｅｆ１）＝ｓｉｎθ （ｒｅｆ２）＝ｃｏｓθ となる。
シンボルレートをＴとすると、周期４Ｔであり、時刻
（ｋ−２）Ｔ〜（ｋ＋１）Ｔでサンプル点（ｒｅｆ２）
（ｒｅｆ１）（−ｒｅｆ２）（−ｒｅｆ１）をもってい
る。ここでプリアンプル波形１６２は正弦波形及び余弦
波形とみなせることから、 （ｒｅｆ１）＝ｓｉｎθ （ｒｅｆ２）＝ｃｏｓθ となる。
【０１６４】そして、図１４（Ａ）のプリアンブル波形
１６４をリファレンス信号とし、これに対し図１４
（Ｂ）のプリアンブル波形１６６をサンプリング信号と
すると、サンプリング信号の位相誤差Δθは次式で与え
られる。
１６４をリファレンス信号とし、これに対し図１４
（Ｂ）のプリアンブル波形１６６をサンプリング信号と
すると、サンプリング信号の位相誤差Δθは次式で与え
られる。
【０１６５】
【数９】
【０１６６】本発明の初期位相誤差検出にあっては、セ
クタ内のプリアンブル区間のリーダ点を周期波形、具体
的には正弦波として扱い、その相関関数から信号ポイン
トとサンプリングポイントの位相誤差Δτを検出する。
この場合の相関関数はリファレンスとなる正弦信号とサ
ンプリング信号の積をリファレンスとなる正弦信号の周
期の整数倍長の区域で加算平均して求めている。
クタ内のプリアンブル区間のリーダ点を周期波形、具体
的には正弦波として扱い、その相関関数から信号ポイン
トとサンプリングポイントの位相誤差Δτを検出する。
この場合の相関関数はリファレンスとなる正弦信号とサ
ンプリング信号の積をリファレンスとなる正弦信号の周
期の整数倍長の区域で加算平均して求めている。
【０１６７】図１５は、リファレンスを正弦信号とした
時の相関Ｓｋの算出過程を示している。即ち図１５
（Ａ）は相関を求めるリファレンス正弦信号の周期の整
数倍長の区間の時刻（ｋ−３）Ｔｓ〜（ｋ＋４）Ｔｓで
あり、図１５（Ｂ）に相関Ｓｋを算出するための回路ブ
ロックとしてカスケード接続した遅延回路１３６−１〜
１３６−７と積和演算器１６８を示している。
時の相関Ｓｋの算出過程を示している。即ち図１５
（Ａ）は相関を求めるリファレンス正弦信号の周期の整
数倍長の区間の時刻（ｋ−３）Ｔｓ〜（ｋ＋４）Ｔｓで
あり、図１５（Ｂ）に相関Ｓｋを算出するための回路ブ
ロックとしてカスケード接続した遅延回路１３６−１〜
１３６−７と積和演算器１６８を示している。
【０１６８】この積和演算器１６８は、サンプリング信
号Ｚ（ｔ）の時刻（ｋ−３）Ｔｓ〜（ｋ＋４）Ｔｓの信
号ポイントを遅延回路１３６−１〜１３６−７のタップ
からＺ（ｋ−３）Ｔｓ〜Ｚ（ｋ＋４）Ｔｓとして入力
し、またリファレンス正弦信号としてｒ（−３Ｔ）〜ｒ
（−４Ｔ）＝１，０，−１，０，１，０，−１，０を入
力し、両者の積和の加算平均を求めている。
号Ｚ（ｔ）の時刻（ｋ−３）Ｔｓ〜（ｋ＋４）Ｔｓの信
号ポイントを遅延回路１３６−１〜１３６−７のタップ
からＺ（ｋ−３）Ｔｓ〜Ｚ（ｋ＋４）Ｔｓとして入力
し、またリファレンス正弦信号としてｒ（−３Ｔ）〜ｒ
（−４Ｔ）＝１，０，−１，０，１，０，−１，０を入
力し、両者の積和の加算平均を求めている。
【０１６９】即ちシンボルレートのリファレンス正弦信
号ｒ（ｔ）は図１４（Ａ）に示したように周期４Ｔのプ
リアンブル信号とみなすことができ、
号ｒ（ｔ）は図１４（Ａ）に示したように周期４Ｔのプ
リアンブル信号とみなすことができ、
【０１７０】
【数１０】
【０１７１】で表される。この場合、積和演算器１６８
から出力されるリファレンスを正弦信号とした時の相関
Ｓｋは次式で与えられる。
から出力されるリファレンスを正弦信号とした時の相関
Ｓｋは次式で与えられる。
【０１７２】
【数１１】
【０１７３】ここで、シンボルレートＴに対するサンプ
リングレートＴｓのオーバーサンプリング率ａは ａ＝Ｔ／Ｔｓ で与えられ、例えばオーバーサンプリングはシンボルレ
ートに対し、５％程度高い周波数で行われることから
（ａ−１）は極小さな値となる。
リングレートＴｓのオーバーサンプリング率ａは ａ＝Ｔ／Ｔｓ で与えられ、例えばオーバーサンプリングはシンボルレ
ートに対し、５％程度高い周波数で行われることから
（ａ−１）は極小さな値となる。
【０１７４】図１５（Ｂ）の積和演算器１６８に示すよ
うにサンプリング信号Ｚ（ｋＴｓ）とリファレンス信号
ｒ（ｉｔ）は正弦波であり、時刻ｋＴｓで値が０となる
奇関数となっている。また時刻ｋＴｓから離れるにした
がってサンプリング信号Ｚ（ｋＴｓ）とリファレンス信
号ｒ（ｉｔ）の位相誤差Δτは、（ｉ／２）ａずつ、時
刻ｋＴｓより前のタイミングでは進み、反対に時刻刻ｋ
Ｔｓより後ろのタイミングでは遅れることになる。
うにサンプリング信号Ｚ（ｋＴｓ）とリファレンス信号
ｒ（ｉｔ）は正弦波であり、時刻ｋＴｓで値が０となる
奇関数となっている。また時刻ｋＴｓから離れるにした
がってサンプリング信号Ｚ（ｋＴｓ）とリファレンス信
号ｒ（ｉｔ）の位相誤差Δτは、（ｉ／２）ａずつ、時
刻ｋＴｓより前のタイミングでは進み、反対に時刻刻ｋ
Ｔｓより後ろのタイミングでは遅れることになる。
【０１７５】このため時刻ｋＴｓから見るとオーバーサ
ンプリングによる位相ずれは相殺され、リファレンス信
号を正弦信号とした時の相関Ｓｋは次式で近似できる。
ンプリングによる位相ずれは相殺され、リファレンス信
号を正弦信号とした時の相関Ｓｋは次式で近似できる。
【０１７６】
【数１２】
【０１７７】図１６は、図１５（Ｂ）に対し、次の時刻
（ｋ＋１）Ｔｓにおける相関Ｓk+1の演算である。この
時刻（ｋ＋１）Ｔｓにあってはリファレンス正弦信号ｒ
（ｉＴ）をシンボルレートＴだけシフトすることで同様
にして相関Ｓk+1を次式で求めることができる。
（ｋ＋１）Ｔｓにおける相関Ｓk+1の演算である。この
時刻（ｋ＋１）Ｔｓにあってはリファレンス正弦信号ｒ
（ｉＴ）をシンボルレートＴだけシフトすることで同様
にして相関Ｓk+1を次式で求めることができる。
【０１７８】
【数１３】
【０１７９】図１７はリファレンスを余弦信号とした時
の相関を算出するための説明図である。図１７にあって
は、シンボルレートＴのリファレンス正弦信号１７０を
ｒsin（ｔ）で示し、また同じくシンボルレートＴのリ
ファレンス余弦信号１７２ｒcos（ｔ）で示しており、
更にサンプリングレートＴｓのサンプリング信号１７４
をＺ（ｔ）として示している。そしてリファレンス正弦
信号１７０とリファレンス余弦信号１７２はπ／２の位
相誤差があり、且つサンプリング信号１７４に対し（μ
Ｔｓ）の位相誤差を生じている。
の相関を算出するための説明図である。図１７にあって
は、シンボルレートＴのリファレンス正弦信号１７０を
ｒsin（ｔ）で示し、また同じくシンボルレートＴのリ
ファレンス余弦信号１７２ｒcos（ｔ）で示しており、
更にサンプリングレートＴｓのサンプリング信号１７４
をＺ（ｔ）として示している。そしてリファレンス正弦
信号１７０とリファレンス余弦信号１７２はπ／２の位
相誤差があり、且つサンプリング信号１７４に対し（μ
Ｔｓ）の位相誤差を生じている。
【０１８０】ここでリファレンス信号ｒ（ｔ）がｒ
（ｔ）＝ｒcos（ｔ）の余弦信号となる場合についての
相関Ｃｋは次式で与えられる。
（ｔ）＝ｒcos（ｔ）の余弦信号となる場合についての
相関Ｃｋは次式で与えられる。
【０１８１】
【数１４】
【０１８２】また、次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおけるリ
ファレンスを余弦信号とした場合の相関Ｃk+1は図１６
に示したリファレンスを正弦信号とした場合と同様に次
式で表される。
ファレンスを余弦信号とした場合の相関Ｃk+1は図１６
に示したリファレンスを正弦信号とした場合と同様に次
式で表される。
【０１８３】
【数１５】
【０１８４】次にプリアンブル波形の相関関数について
説明する。リファレンスとなるプリアンブル波形は ｒ（ｔ）＝Ａsinωｔ または ｒ（ｔ）＝Ａcosωｔ で表される。但し、ω＝２π／Ｔであり、Ｔはシンボル
レートである。
説明する。リファレンスとなるプリアンブル波形は ｒ（ｔ）＝Ａsinωｔ または ｒ（ｔ）＝Ａcosωｔ で表される。但し、ω＝２π／Ｔであり、Ｔはシンボル
レートである。
【０１８５】ヘッドからのリードされたプリアンブル信
号を ｘ（ｔ）＝Ａ0sin（ω0ｔ＋τ） または ｘ（ｔ）＝Ａ0cos（ω0ｔ＋τ） とする。このプリアンブル信号ｘ（ｔ）は位相誤差τを
除いてほぼリファレンス信号と等しい波形とみなすこと
ができる。
号を ｘ（ｔ）＝Ａ0sin（ω0ｔ＋τ） または ｘ（ｔ）＝Ａ0cos（ω0ｔ＋τ） とする。このプリアンブル信号ｘ（ｔ）は位相誤差τを
除いてほぼリファレンス信号と等しい波形とみなすこと
ができる。
【０１８６】
【数１６】
【０１８７】このためリファレンスのプリアンブル波形
信号ｒ（ｔ）とリードされたプリアンブル信号ｘ（ｔ）
を掛けた時間平均は、リファレンスのプリアンブル波形
ｒ（ｔ）の相関関数Ｃτとみなすことができ、次式で与
えられる。
信号ｒ（ｔ）とリードされたプリアンブル信号ｘ（ｔ）
を掛けた時間平均は、リファレンスのプリアンブル波形
ｒ（ｔ）の相関関数Ｃτとみなすことができ、次式で与
えられる。
【０１８８】
【数１７】
【０１８９】ここで相関関数ＣτをシンボルレートＴで
サンプリングしたリファレンスのプリアンブル波形ｒ
（ｉＴ）とリードされたプリアンブル信号ｘ（ｉＴ）で
表すと
サンプリングしたリファレンスのプリアンブル波形ｒ
（ｉＴ）とリードされたプリアンブル信号ｘ（ｉＴ）で
表すと
【０１９０】
【数１８】
【０１９１】となる。
【０１９２】図１８はシンボルレートＴとサンプリング
レートＴｓが等しい時の式（１）（１1）（１2）（１
3）（１5）で与えられる時刻ｋでの相関Ｓｋ，Ｃｋと次
の時刻ｋ＋１での相関Ｓｋ＋１，Ｃｋ＋１について正規
化された相関空間についてベクトルで表現したものであ
る。
レートＴｓが等しい時の式（１）（１1）（１2）（１
3）（１5）で与えられる時刻ｋでの相関Ｓｋ，Ｃｋと次
の時刻ｋ＋１での相関Ｓｋ＋１，Ｃｋ＋１について正規
化された相関空間についてベクトルで表現したものであ
る。
【０１９３】まずベクトル１７６は、時刻ｋＴにおける
相関（Ｓｋ，Ｃｋ）で与えられ、これに対しプリアンブ
ルパターンでは１Ｔ＝１Ｔｓの間に位相がπ／２（ｒａ
ｄ）に進んでベクトル１７８のように相関（Ｃｋ＋１，
Ｓｋ＋１）のベクトル１７８に回転する。
相関（Ｓｋ，Ｃｋ）で与えられ、これに対しプリアンブ
ルパターンでは１Ｔ＝１Ｔｓの間に位相がπ／２（ｒａ
ｄ）に進んでベクトル１７８のように相関（Ｃｋ＋１，
Ｓｋ＋１）のベクトル１７８に回転する。
【０１９４】図１９はシンボルレートＴに対し、シンボ
ルレートＴｓが小さいオーバーサンプリングにおける相
関（Ｃ，Ｓ）の相関空間の説明図である。このオーバー
サンプリングの場合には、相関（Ｃｋ，Ｓｋ）の一次元
に存在するベクトル１７６に対し、次の次元の相関（Ｃ
ｋ＋１，Ｓｋ＋１）のベクトル１８０はシンボルレート
ＴとサンプリングレートＴｓが等しい時のベクトル１７
およりオーバーサンプリングによってπ／２より少ない
位相の回転を持つ。
ルレートＴｓが小さいオーバーサンプリングにおける相
関（Ｃ，Ｓ）の相関空間の説明図である。このオーバー
サンプリングの場合には、相関（Ｃｋ，Ｓｋ）の一次元
に存在するベクトル１７６に対し、次の次元の相関（Ｃ
ｋ＋１，Ｓｋ＋１）のベクトル１８０はシンボルレート
ＴとサンプリングレートＴｓが等しい時のベクトル１７
およりオーバーサンプリングによってπ／２より少ない
位相の回転を持つ。
【０１９５】ここでオーバーサンプリング率をａ（但し
ａは１より大きい）とすると、サンプリングレートＴｓ
はシンボルレートＴとの間に次の関係を持つ。 Ｔｓ＝ａＴ この時、時刻ｋＴｓから次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓでの間
での位相変化量が （１／ａ）（π／２） ［ｒａｄ］ となる。
ａは１より大きい）とすると、サンプリングレートＴｓ
はシンボルレートＴとの間に次の関係を持つ。 Ｔｓ＝ａＴ この時、時刻ｋＴｓから次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓでの間
での位相変化量が （１／ａ）（π／２） ［ｒａｄ］ となる。
【０１９６】従って、図１９のベクトル１７６に対する
オーバーサンプリングの際のベクトル１８０の位相誤差
αは次のようになる。
オーバーサンプリングの際のベクトル１８０の位相誤差
αは次のようになる。
【０１９７】
【数１９】
【０１９８】即ち、シンボルレート１Ｔ［ｓｅｃ］では
図１８のように、時刻ｋＴｓから時刻（ｋ＋１）Ｔｓの
間に位相がπ／２［ｒａｄ］に変化するのに対し、オー
バーサンプリングでは図１９のように位相が（π／２−
α）［ｒａｄ］に変化する。このためオーバーサンプリ
ングにおけるベクトル１７６とベクトル１８０の関係は
次式で与えられる。
図１８のように、時刻ｋＴｓから時刻（ｋ＋１）Ｔｓの
間に位相がπ／２［ｒａｄ］に変化するのに対し、オー
バーサンプリングでは図１９のように位相が（π／２−
α）［ｒａｄ］に変化する。このためオーバーサンプリ
ングにおけるベクトル１７６とベクトル１８０の関係は
次式で与えられる。
【０１９９】
【数２０】
【０２００】この（２１式）を変形すると次のようにな
る。
る。
【０２０１】
【数２１】
【０２０２】この（２２式）において相関Ｃｋを消去す
ると相関Ｃｋ＋１は次のようになる。
ると相関Ｃｋ＋１は次のようになる。
【０２０３】
【数２２】
【０２０４】この（２３式）から明らかなように、時刻
ｋＴｓと時刻（ｋ＋１）Ｔｓでのリファレンスを正弦波
とした場合の相関Ｓｋ，Ｓｋ＋１からリファレンスを余
弦波とした場合の相関Ｃｋ＋１を導くことができる。
ｋＴｓと時刻（ｋ＋１）Ｔｓでのリファレンスを正弦波
とした場合の相関Ｓｋ，Ｓｋ＋１からリファレンスを余
弦波とした場合の相関Ｃｋ＋１を導くことができる。
【０２０５】図２０は、図１９の相関空間に、理想的な
シンボルレートのタイミングとなるベクトル１８２，１
８４，１８６，１８８を示し、このシンボルレートのベ
クトルに対するオーバーサンプリングによるベクトルの
関係を示している。ここで、ベクトル１８２，１８４，
１８６，１８８のそれぞれは、ターゲットとなるプリア
ンブルのレベルＲｅｆ−ｃ，Ｒｅｆ−ｓにより表され
る。
シンボルレートのタイミングとなるベクトル１８２，１
８４，１８６，１８８を示し、このシンボルレートのベ
クトルに対するオーバーサンプリングによるベクトルの
関係を示している。ここで、ベクトル１８２，１８４，
１８６，１８８のそれぞれは、ターゲットとなるプリア
ンブルのレベルＲｅｆ−ｃ，Ｒｅｆ−ｓにより表され
る。
【０２０６】オーバーサンプリングによるベクトル１８
０の相関（Ｃｋ＋１，Ｓｋ＋１）は次のように表され
る。
０の相関（Ｃｋ＋１，Ｓｋ＋１）は次のように表され
る。
【０２０７】
【数２３】
【０２０８】このため図２０において、相関（Ｃｋ＋
１，Ｓｋ＋１）のベクトル１８０とターゲットのプリア
ンブルレベルで与えられる（−Ｒｅｆ−ｓ，Ｒｅｆ−
ｃ）のベクトル１８４となす角度Δτが、理想的なシン
ボルレートのタイミングに対する位相誤差となり次式で
与えられる。
１，Ｓｋ＋１）のベクトル１８０とターゲットのプリア
ンブルレベルで与えられる（−Ｒｅｆ−ｓ，Ｒｅｆ−
ｃ）のベクトル１８４となす角度Δτが、理想的なシン
ボルレートのタイミングに対する位相誤差となり次式で
与えられる。
【０２０９】
【数２４】
【０２１０】図１２に示した位相オフセット検出器７０
は、（２５）式による演算を実行して位相誤差Δτを位
相オフセットとして検出し、ディジタルアキュームレー
タ６５に対するリセットでゼロ位相スタートによるディ
ジタルＰＬＬ動作を行わせる。
は、（２５）式による演算を実行して位相誤差Δτを位
相オフセットとして検出し、ディジタルアキュームレー
タ６５に対するリセットでゼロ位相スタートによるディ
ジタルＰＬＬ動作を行わせる。
【０２１１】図１２の位相オフセット検出器７０は、遅
延回路１３６−１，１３６−３，１３６−５，１３６−
７からの出力（−１，１，−１，１）を、リファレンス
正弦信号とサンプリング信号との積として加算器１３８
に入力してその和を求め、リファレンスを正弦波形とし
た時の相関Ｓｋを出力する。
延回路１３６−１，１３６−３，１３６−５，１３６−
７からの出力（−１，１，−１，１）を、リファレンス
正弦信号とサンプリング信号との積として加算器１３８
に入力してその和を求め、リファレンスを正弦波形とし
た時の相関Ｓｋを出力する。
【０２１２】加算器１４０は次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓで
得られる、リファレンス正弦信号とサンプリング信号の
積として加算器１４０に入力して加算し、相関Ｓｋ＋１
を出力する。
得られる、リファレンス正弦信号とサンプリング信号の
積として加算器１４０に入力して加算し、相関Ｓｋ＋１
を出力する。
【０２１３】加算器１３８に続いて設けられた乗算器１
４２，１４８、加算器１４６，１４４、レジスタ１５０
は、（２３）式の演算を実行して時刻（ｋ＋１）Ｔｓに
おけるリファレンスを余弦信号とした場合の相関Ｃｋ＋
１を求める。
４２，１４８、加算器１４６，１４４、レジスタ１５０
は、（２３）式の演算を実行して時刻（ｋ＋１）Ｔｓに
おけるリファレンスを余弦信号とした場合の相関Ｃｋ＋
１を求める。
【０２１４】演算器１５４はセレクタ１５２により時刻
（ｋ＋１）Ｔｓにおける相関Ｓｋ＋１と続いて算出され
た相関Ｃｋ＋１を逐次選択して入力し、前記（２５）式
の演算を実行して目標とするシンボルレートに対するオ
ーバーサンプリングされたサンプリング信号の位相誤差
Δτを算出して図１１のディジタルＶＣＯ７５に設けて
いるディジタルアキュームレータ６５にプリセットす
る。
（ｋ＋１）Ｔｓにおける相関Ｓｋ＋１と続いて算出され
た相関Ｃｋ＋１を逐次選択して入力し、前記（２５）式
の演算を実行して目標とするシンボルレートに対するオ
ーバーサンプリングされたサンプリング信号の位相誤差
Δτを算出して図１１のディジタルＶＣＯ７５に設けて
いるディジタルアキュームレータ６５にプリセットす
る。
【０２１５】このように本発明の位相オフセット検出器
７０にあっては、ＦＩＲ型の補間フィルタを構成してい
るカスケード接続した遅延回路１３６−１〜１３６−７
のタップから加算器１３８，１４０を使用して相関Ｓ
ｋ，Ｃｋを算出し、これに続く演算器１５４までの回路
により次のシンボルの位相誤差Δτを算出してディジタ
ルＶＣＯのディジタルアキュームレータ６５を初期化す
ることにより、ディジタルＰＬＬでの初期位相誤差を０
［ｒａｄ］に近づけ、プリアンブル信号を使用したタイ
ミングリカバリのための位相引き込みを早くすることが
できる。
７０にあっては、ＦＩＲ型の補間フィルタを構成してい
るカスケード接続した遅延回路１３６−１〜１３６−７
のタップから加算器１３８，１４０を使用して相関Ｓ
ｋ，Ｃｋを算出し、これに続く演算器１５４までの回路
により次のシンボルの位相誤差Δτを算出してディジタ
ルＶＣＯのディジタルアキュームレータ６５を初期化す
ることにより、ディジタルＰＬＬでの初期位相誤差を０
［ｒａｄ］に近づけ、プリアンブル信号を使用したタイ
ミングリカバリのための位相引き込みを早くすることが
できる。
【０２１６】また本発明にあっては複数サンプルの加算
平均によって相関Ｓｋ，Ｓｋ＋１を求めていることでノ
イズの影響を抑えることができる。またデータの判定結
果を必要としないため、位相誤差の検出に誤りが生じに
くい。
平均によって相関Ｓｋ，Ｓｋ＋１を求めていることでノ
イズの影響を抑えることができる。またデータの判定結
果を必要としないため、位相誤差の検出に誤りが生じに
くい。
【０２１７】またオーバーサンプリングを行っているデ
ィジタルＰＬＬループにあっては、オーバーサンプリン
グによる補正が加わるため、シンボルレートでの判定時
での誤差を最低にできる。
ィジタルＰＬＬループにあっては、オーバーサンプリン
グによる補正が加わるため、シンボルレートでの判定時
での誤差を最低にできる。
【０２１８】更に本発明の位相オフセット検出器７０は
ＦＩＲ補間フィルタ６４と同じタイミングの使用で位相
誤差Δτを算出するため、正確な位相誤差をフィールド
バックすることができ、これによってディジタルＰＬＬ
ループの引き込みを早めることができる。
ＦＩＲ補間フィルタ６４と同じタイミングの使用で位相
誤差Δτを算出するため、正確な位相誤差をフィールド
バックすることができ、これによってディジタルＰＬＬ
ループの引き込みを早めることができる。
【０２１９】一方、上記の実施形態にあってはプリアン
ブル波形が正弦波あるいは余弦波となる対象波形を扱っ
ているが、プリアンブル波形が非対称となる場合には、
上記（９）式の比較法により位相誤差Δθを算出する。
ブル波形が正弦波あるいは余弦波となる対象波形を扱っ
ているが、プリアンブル波形が非対称となる場合には、
上記（９）式の比較法により位相誤差Δθを算出する。
【０２２０】具体的には非対称がプリアンブル波形につ
いて、例えば図１４（Ａ）の正弦波における時刻ｋＴと
１つ前の時刻（ｋ−１）Ｔの２つのサンプル点のよう
に、リファレンスが対照となるようにベクトルの回転を
加え、即ち位相をシフトさせ、対称となった連続する２
つのサンプルについて、レベル比較法による前記（９）
式から位相誤差Δθを算出する。
いて、例えば図１４（Ａ）の正弦波における時刻ｋＴと
１つ前の時刻（ｋ−１）Ｔの２つのサンプル点のよう
に、リファレンスが対照となるようにベクトルの回転を
加え、即ち位相をシフトさせ、対称となった連続する２
つのサンプルについて、レベル比較法による前記（９）
式から位相誤差Δθを算出する。
【０２２１】（３．周波数オフセット検出の詳細）図２
１は、図１０の実施形態におけるタイミングリカバリの
際に周波数オフセットを検出して初期設定することによ
りループ引き込みを行うタイミングリカバリ（タイミン
グ再生ループ）の部分を取り出したブロック図である。
１は、図１０の実施形態におけるタイミングリカバリの
際に周波数オフセットを検出して初期設定することによ
りループ引き込みを行うタイミングリカバリ（タイミン
グ再生ループ）の部分を取り出したブロック図である。
【０２２２】図２１の部分は、ＡＤコンバータ５４、ク
ロック発振器６０、バッファ６２、ＦＩＲフィルタ５
６、ＦＩＲ補間フィルタ６４、誤差検出器７６、ループ
フィルタ７４、ディジタルアキュームレータ６５、更に
ＦＩＲ補間フィルタ６４から取り出した係数テーブル８
６を備えている。
ロック発振器６０、バッファ６２、ＦＩＲフィルタ５
６、ＦＩＲ補間フィルタ６４、誤差検出器７６、ループ
フィルタ７４、ディジタルアキュームレータ６５、更に
ＦＩＲ補間フィルタ６４から取り出した係数テーブル８
６を備えている。
【０２２３】この内、タイミングリカバリのためのディ
ジタルＰＬＬループは、ＦＩＲフィルタ５６以降の誤差
検出器７６、ループフィルタ７４、ディジタルアキュー
ムレータ６５、係数テーブル８６、及びＦＩＲ補間フィ
ルタ６４を備え、ディジタルＶＣＯ７５はディジタルア
キュームレータ６５、係数テーブル８６、及びＦＩＲ補
間フィルタ６４で構成されており、その構成及び動作は
図１１，図１２に示した位相誤差の検出とその初期設定
によるループ引き込みの実施形態と同じである。
ジタルＰＬＬループは、ＦＩＲフィルタ５６以降の誤差
検出器７６、ループフィルタ７４、ディジタルアキュー
ムレータ６５、係数テーブル８６、及びＦＩＲ補間フィ
ルタ６４を備え、ディジタルＶＣＯ７５はディジタルア
キュームレータ６５、係数テーブル８６、及びＦＩＲ補
間フィルタ６４で構成されており、その構成及び動作は
図１１，図１２に示した位相誤差の検出とその初期設定
によるループ引き込みの実施形態と同じである。
【０２２４】このようなディジタルＰＬＬループに対
し、周波数オフセットを検出して初期設定するため、周
波数オフセット検出器７２が設けられている。
し、周波数オフセットを検出して初期設定するため、周
波数オフセット検出器７２が設けられている。
【０２２５】周波数オフセット検出器７２は、セクタ内
のプリアンブル区間のリード波形を正弦波に近似した波
形として扱い、このリード波形の整数倍長でブロックに
分割し、各ブロックごとにリファレンス波形との位相誤
差Δωｋを求め、この位相誤差Δωｋの変化率から周波
数オフセットΔｆを検出し、検出した周波数オフセット
をループフィルタ７４にプリセットして、ＰＬＬ動作を
開始する際のループ引き込みを行う。
のプリアンブル区間のリード波形を正弦波に近似した波
形として扱い、このリード波形の整数倍長でブロックに
分割し、各ブロックごとにリファレンス波形との位相誤
差Δωｋを求め、この位相誤差Δωｋの変化率から周波
数オフセットΔｆを検出し、検出した周波数オフセット
をループフィルタ７４にプリセットして、ＰＬＬ動作を
開始する際のループ引き込みを行う。
【０２２６】図２２は、図２１のディジタルＰＬＬルー
プにおける周波数オフセットの検出に基づくループ引き
込みのタイムチャートである。図２４（Ａ）は磁気ディ
スク媒体上の記録フォーマットであり、ギャップ１９０
に続いて、１セクタにおけるフォーマット構造を示して
いる。即ち、ギャップ１９０に続いてプリアンブル１９
２が設けられ、続いてシンクバイト１９４が設けられ、
その後ろにデータ部１９６が設けられている。
プにおける周波数オフセットの検出に基づくループ引き
込みのタイムチャートである。図２４（Ａ）は磁気ディ
スク媒体上の記録フォーマットであり、ギャップ１９０
に続いて、１セクタにおけるフォーマット構造を示して
いる。即ち、ギャップ１９０に続いてプリアンブル１９
２が設けられ、続いてシンクバイト１９４が設けられ、
その後ろにデータ部１９６が設けられている。
【０２２７】このような媒体フォーマットに対し、図２
４（Ｂ）のようにリードゲート信号Ｅ１が時刻ｔ１でイ
ネーブルとなってリードが開始され、リード信号Ｅ１は
データ部１９６の後ろのギャップ１９０−１に入ってデ
ィスイネーブルとなる。リードゲート信号Ｅ１により磁
気ディスクから読み出されたリード信号は、図２１のＡ
Ｄコンバータ５４でクロック発振器６０からの固定クロ
ックによりオーバーサンプリングされて、バッファ６２
に格納される。
４（Ｂ）のようにリードゲート信号Ｅ１が時刻ｔ１でイ
ネーブルとなってリードが開始され、リード信号Ｅ１は
データ部１９６の後ろのギャップ１９０−１に入ってデ
ィスイネーブルとなる。リードゲート信号Ｅ１により磁
気ディスクから読み出されたリード信号は、図２１のＡ
Ｄコンバータ５４でクロック発振器６０からの固定クロ
ックによりオーバーサンプリングされて、バッファ６２
に格納される。
【０２２８】バッファ６２は後の説明で明らかにするよ
うに所定段数のシフトレジスタであり、周波数オフセッ
ト検出器７２において周波数オフセットΔｆの検出を行
うに必要な周波数検出時間Ｔｆだけリード信号を遅延し
て出力する。
うに所定段数のシフトレジスタであり、周波数オフセッ
ト検出器７２において周波数オフセットΔｆの検出を行
うに必要な周波数検出時間Ｔｆだけリード信号を遅延し
て出力する。
【０２２９】即ち図２２（Ｄ）のように、所定の周波数
検出時間Ｔｆだけ遅延したリードゲート信号Ｅ２が時刻
ｔ２でイネーブルとなり、この時点からバッファ６２に
より遅延されたリード信号のＦＩＲフィルタ５６に対す
る出力が行われ、ＦＩＲフィルタ５６は時刻ｔ２からプ
リアンブル１９２−１、シンクバイト１９４−１、デー
タ部１９６−１を順次入力するようになる。
検出時間Ｔｆだけ遅延したリードゲート信号Ｅ２が時刻
ｔ２でイネーブルとなり、この時点からバッファ６２に
より遅延されたリード信号のＦＩＲフィルタ５６に対す
る出力が行われ、ＦＩＲフィルタ５６は時刻ｔ２からプ
リアンブル１９２−１、シンクバイト１９４−１、デー
タ部１９６−１を順次入力するようになる。
【０２３０】また図２２（Ｄ）の遅延したリードゲート
信号Ｅ２の立ち上がりに同期して、図２２（Ｅ）のルー
プフィルタ初期化制御信号Ｅ３が図２１のループフィル
タ７４に対し出力され、このとき時刻ｔ１〜ｔ２の周波
数検出時間Ｔｆを通じて、周波数オフセット検出器７２
において周波数オフセットΔｆの検出が行われているこ
とから、この値を使ってループフィルタ７４で周波数オ
フセットのプリセットによるループ引き込みが行われる
ことになる。
信号Ｅ２の立ち上がりに同期して、図２２（Ｅ）のルー
プフィルタ初期化制御信号Ｅ３が図２１のループフィル
タ７４に対し出力され、このとき時刻ｔ１〜ｔ２の周波
数検出時間Ｔｆを通じて、周波数オフセット検出器７２
において周波数オフセットΔｆの検出が行われているこ
とから、この値を使ってループフィルタ７４で周波数オ
フセットのプリセットによるループ引き込みが行われる
ことになる。
【０２３１】図２３は、図２１の周波数オフセット検出
器７２及びループフィルタ７４の詳細を、他の回路ブロ
ックと共に示している。図２２において周波数オフセッ
ト検出器７２は、シフトレジスタ２００、相関計算器２
０２，２０６、正規化部２０４，２０８、シフトレジス
タ２１０、ベクトル回転部２１２、内積演算器２１４、
余弦変換器２１６及び増幅器２１８で構成されている。
器７２及びループフィルタ７４の詳細を、他の回路ブロ
ックと共に示している。図２２において周波数オフセッ
ト検出器７２は、シフトレジスタ２００、相関計算器２
０２，２０６、正規化部２０４，２０８、シフトレジス
タ２１０、ベクトル回転部２１２、内積演算器２１４、
余弦変換器２１６及び増幅器２１８で構成されている。
【０２３２】またループフィルタ７４は、ループフィル
タ・イネーブル信号Ｅ４で動作するセレクタ２２０、比
例器２２２、加算器２２４、積分器２２６、加算器２２
８、レジスタ２３０、初期化制御信号Ｅ３により動作す
るセレクタ２３２で構成されている。
タ・イネーブル信号Ｅ４で動作するセレクタ２２０、比
例器２２２、加算器２２４、積分器２２６、加算器２２
８、レジスタ２３０、初期化制御信号Ｅ３により動作す
るセレクタ２３２で構成されている。
【０２３３】図２４は、図２３のバッファ６２及び周波
数オフセット検出器７２の具体的な回路構成の実施形態
である。
数オフセット検出器７２の具体的な回路構成の実施形態
である。
【０２３４】図２３において、バッファ６２は、周波数
オフセット検出に使用するサンプル数をｎとすると、Ｎ
段の遅延回路２３６−１〜２３６−Ｎをカスケード接続
し、これによって所定の周波数検出時間Ｔｆだけリード
信号を遅延して、次段の等化器として機能するＦＩＲフ
ィルタ５６に出力する。
オフセット検出に使用するサンプル数をｎとすると、Ｎ
段の遅延回路２３６−１〜２３６−Ｎをカスケード接続
し、これによって所定の周波数検出時間Ｔｆだけリード
信号を遅延して、次段の等化器として機能するＦＩＲフ
ィルタ５６に出力する。
【０２３５】周波数オフセット検出器７２については、
図２３の周波数オフセット検出器７２に示しているシフ
トレジスタ２００とシフトレジスタ２１０の部分を具体
的を示している。即ちシフトレジスタ２００は、周波数
オフセット検出を行うサンプリング数ｎに対応してｎ段
の遅延回路２３８−１〜２３８−ｎをカスケード接続し
ている。
図２３の周波数オフセット検出器７２に示しているシフ
トレジスタ２００とシフトレジスタ２１０の部分を具体
的を示している。即ちシフトレジスタ２００は、周波数
オフセット検出を行うサンプリング数ｎに対応してｎ段
の遅延回路２３８−１〜２３８−ｎをカスケード接続し
ている。
【０２３６】またシフトレジスタ２１０にあっては、余
弦・正弦・相関計算部２４０より出力される余弦側の相
関及び正弦側の相関のそれぞれに対応して遅延回路２４
２，２４４を設け、これに続いて遅延回路２４２−１〜
２４２−ｎ及び２４４−１〜２４４−ｎをカスケード接
続している。
弦・正弦・相関計算部２４０より出力される余弦側の相
関及び正弦側の相関のそれぞれに対応して遅延回路２４
２，２４４を設け、これに続いて遅延回路２４２−１〜
２４２−ｎ及び２４４−１〜２４４−ｎをカスケード接
続している。
【０２３７】ここでシフトレジスタ２００，２１０以外
については、余弦・正弦・相関計算部２４０には図２３
の相関計算機２０２，２０６と正規化部２０４，２０８
が含まれ、またベクトル回転部２１２はシフトレジスタ
２１０の遅延回路２４２，２４４の出力で固定的に決め
られており、更に内積演算器２１４以降は、遅延回路２
４６を示すだけで、それ以降は省略している。
については、余弦・正弦・相関計算部２４０には図２３
の相関計算機２０２，２０６と正規化部２０４，２０８
が含まれ、またベクトル回転部２１２はシフトレジスタ
２１０の遅延回路２４２，２４４の出力で固定的に決め
られており、更に内積演算器２１４以降は、遅延回路２
４６を示すだけで、それ以降は省略している。
【０２３８】このような本発明における周波数オフセッ
ト検出法を説明すると次のようになる。
ト検出法を説明すると次のようになる。
【０２３９】まずＡＤコンバータ５４は、シンボルレー
トＴに対しオーバーサンプリング率ａによってａ倍のオ
ーバーサンプリングを行っており、このサンプリングレ
ートをＴｓとする。このため、サンプリングレートＴｓ
とシンボルレートＴの間には次式の関係がある。
トＴに対しオーバーサンプリング率ａによってａ倍のオ
ーバーサンプリングを行っており、このサンプリングレ
ートをＴｓとする。このため、サンプリングレートＴｓ
とシンボルレートＴの間には次式の関係がある。
【０２４０】Ｔｓ＝ａＴ
ここでオーバーサンプリング率ａがｍとｎの整数比で表
わされるとすると、次のようになる。
わされるとすると、次のようになる。
【０２４１】
【数２５】
【０２４２】但し、ｍ＞ｎ
またプリアンブル区間のリード波形を周期４Ｔとし、こ
のときｎが４の倍数であったとすると、 ｍ＝４ｍ0 となり、（２６）式は次のようになる。
のときｎが４の倍数であったとすると、 ｍ＝４ｍ0 となり、（２６）式は次のようになる。
【０２４３】
【数２６】
【０２４４】このため、プリアンブル区間をｎ個サンプ
ルするごとに周期４Ｔの正弦波がｍ 0周期含まれて、同
じ位相を繰り返すことになる。
ルするごとに周期４Ｔの正弦波がｍ 0周期含まれて、同
じ位相を繰り返すことになる。
【０２４５】これを前提に本発明の周波数オフセット検
出にあっては、サンプリングされたプリアンブルを図２
５のようにｎサンプルごとのブロックＢｋに分割する。
もしリード波形の周波数オフセットΔｆがΔｆ＝０なら
ば、ブロックＢｋには同じ位相の正弦波が含まれる。
出にあっては、サンプリングされたプリアンブルを図２
５のようにｎサンプルごとのブロックＢｋに分割する。
もしリード波形の周波数オフセットΔｆがΔｆ＝０なら
ば、ブロックＢｋには同じ位相の正弦波が含まれる。
【０２４６】これに対しリード波形の周波数オフセット
ΔｆがΔｆ≠０ならば、ブロックＢｋに含まれる正弦波
の位相は周波数オフセットΔｆに比例して変化する。こ
の周波数オフセットによるシンボルレートＴの変化は、
シンボルレート周波数ｆsymで表わすと、周波数オフセ
ットがないときは
ΔｆがΔｆ≠０ならば、ブロックＢｋに含まれる正弦波
の位相は周波数オフセットΔｆに比例して変化する。こ
の周波数オフセットによるシンボルレートＴの変化は、
シンボルレート周波数ｆsymで表わすと、周波数オフセ
ットがないときは
【０２４７】
【数２７】
【０２４８】となる。
【０２４９】また周波数オフセットΔｆがある場合のシ
ンボルレートＴ'は
ンボルレートＴ'は
【０２５０】
【数２８】
【０２５１】となる。ここで（２８）（２９）式から、
周波数の変動率αは次のように求まる。
周波数の変動率αは次のように求まる。
【０２５２】
【数２９】
【０２５３】本発明の周波数オフセットの検出法にあっ
ては、図２５のように分割した各ブロックごとにリファ
レンス波形との位相誤差Δωを求め、図２６のようにｌ
ブロック離れた２つのブロックＢｋとブロックＢｋ＋ｌ
の位相誤差の変化率から周波数オフセットを検出する。
ては、図２５のように分割した各ブロックごとにリファ
レンス波形との位相誤差Δωを求め、図２６のようにｌ
ブロック離れた２つのブロックＢｋとブロックＢｋ＋ｌ
の位相誤差の変化率から周波数オフセットを検出する。
【０２５４】そこで図２６におけるｌブロック離れたポ
イント間の位相誤差Δωは次のようになる。
イント間の位相誤差Δωは次のようになる。
【０２５５】
【数３０】
【０２５６】このため、（３１）式で与えられる位相誤
差Δωは、図２７のようにブロック間の距離ｌに比例し
て大きくなる関係にある。
差Δωは、図２７のようにブロック間の距離ｌに比例し
て大きくなる関係にある。
【０２５７】次に図２６のように分割した各ブロックに
おける平均位相誤差の検出を説明する。図１１、図１２
に示した位相誤差を検出してディジタルアキュームレー
タ６５にプリセットして行うゼロ位相スタートと同様、
プリアンブルのリード波形が正弦波となることを利用
し、周波数オフセットの検出法においても、相関関数か
らブロック内の位相誤差平均を求める。
おける平均位相誤差の検出を説明する。図１１、図１２
に示した位相誤差を検出してディジタルアキュームレー
タ６５にプリセットして行うゼロ位相スタートと同様、
プリアンブルのリード波形が正弦波となることを利用
し、周波数オフセットの検出法においても、相関関数か
らブロック内の位相誤差平均を求める。
【０２５８】ブロック内ではＴ≒Ｔｓと見なし、周波数
オフセットΔｆによる位相の変化はないものとする。こ
こで図２８（Ａ）のようにｋ番目のブロックＢｋに含ま
れる信号を
オフセットΔｆによる位相の変化はないものとする。こ
こで図２８（Ａ）のようにｋ番目のブロックＢｋに含ま
れる信号を
【０２５９】
【数３１】
【０２６０】とおくと、
【０２６１】
【数３２】
【０２６２】となる。
【０２６３】そこで、このブロックに含まれる信号Ｂｋ
と正弦のリファレンス及び余弦のリファレンスとの相関
を求める。まず正弦のリファレンス信号Ｓrefと余弦の
リファレンス信号Ｃrefは次式で与えられる。
と正弦のリファレンス及び余弦のリファレンスとの相関
を求める。まず正弦のリファレンス信号Ｓrefと余弦の
リファレンス信号Ｃrefは次式で与えられる。
【０２６４】
【数３３】
【０２６５】この正弦のリファレンス信号Ｓrefは、図
２８（Ｂ）の波形となる。また余弦のリファレンス信号
Ｃrefは図２８（Ｃ）の波形となる。
２８（Ｂ）の波形となる。また余弦のリファレンス信号
Ｃrefは図２８（Ｃ）の波形となる。
【０２６６】更に、正弦のリファレンス信号Ｓrefとｋ
番目のブロックに含まれるプリアンブル信号ｘk の位相
誤差をΔωk とすると、正弦及び余弦のリファレンス信
号との相関Ｃsk，Ｃckは次のようになる。
番目のブロックに含まれるプリアンブル信号ｘk の位相
誤差をΔωk とすると、正弦及び余弦のリファレンス信
号との相関Ｃsk，Ｃckは次のようになる。
【０２６７】
【数３４】
【０２６８】ここで正弦リファレンス信号refとリード
信号ｘkの位相誤差をΔωkとすると、（３４）式は次の
ようになる。
信号ｘkの位相誤差をΔωkとすると、（３４）式は次の
ようになる。
【０２６９】
【数３５】
【０２７０】ここでｋ番目のブロックに含まれるプリア
ンブル信号ｘ（ｔ）は、図２８（Ｄ）の波形となる。し
たがって、位相誤差Δωｋは次式で与えられる。
ンブル信号ｘ（ｔ）は、図２８（Ｄ）の波形となる。し
たがって、位相誤差Δωｋは次式で与えられる。
【０２７１】
【数３６】
【０２７２】次に位相誤差Δωｋの変化率をｄωとする
と、これは次式で与えられる。
と、これは次式で与えられる。
【０２７３】
【数３７】
【０２７４】即ち、周波数オフセットΔｆはｋ番目のブ
ロックにおける位相誤差Δωｋの変化率ｄωに比例す
る。言い換えれば、一定区間離れたブロックの位相誤差
Δωｋの差から次式のようにして周波数オフセットΔｆ
を求めることができる。
ロックにおける位相誤差Δωｋの変化率ｄωに比例す
る。言い換えれば、一定区間離れたブロックの位相誤差
Δωｋの差から次式のようにして周波数オフセットΔｆ
を求めることができる。
【０２７５】
【数３８】
【０２７６】この（３８）式に（３６）式の位相誤差Δ
ωｋを代入すると次式のようになる。
ωｋを代入すると次式のようになる。
【０２７７】
【数３９】
【０２７８】このような関係を図２９の相関空間の基準
円のベクトルで表わすと次のようになる。まず図２９に
おけるベクトルＶｋ，Ｖ（ｋ＋ｌ）を次のように置く。
円のベクトルで表わすと次のようになる。まず図２９に
おけるベクトルＶｋ，Ｖ（ｋ＋ｌ）を次のように置く。
【０２７９】
【数４０】
【０２８０】ここでΔωｋの変化率ωｄを
【０２８１】
【数４１】
【０２８２】と置くと、変化率ｄωはベクトルＶｋとベ
クトルＶ（ｋ＋ｌ）の内積となる。即ち次式で与えられ
る。
クトルＶ（ｋ＋ｌ）の内積となる。即ち次式で与えられ
る。
【０２８３】
【数４２】
【０２８４】但し、Ｖk’＝（−Ｃck，Ｃsk）
そしてＶｋ，Ｖ（ｋ＋ｌ）の内角として与えられる変化
率ｄωは比較的小さいことから、次式で近似できる。
率ｄωは比較的小さいことから、次式で近似できる。
【０２８５】
【数４３】
【０２８６】したがって、周波数オフセットΔｆは次式
で与えられる。
で与えられる。
【０２８７】
【数４４】
【０２８８】図２３に示した周波数オフセット検出部７
２の回路は、（４６）式に従った演算を順次行って周波
数オフセットΔｆを出力する。
２の回路は、（４６）式に従った演算を順次行って周波
数オフセットΔｆを出力する。
【０２８９】ここでプリアンブル内の各ブロックの位相
誤差Δωkは、周波数オフセットΔｆに比例して増加又
は減少する。いま図３０のように、プリアンブル内にＮ
個のブロックが含まれているとすると、 ｛ Δωk ｝ 但し、０≦ｋ＜Ｎ から最小２乗法による図３１の回帰直線ｙ＝ａｘ＋ｂを
求めれば、傾きａが周波数オフセットΔｆに相当する。
誤差Δωkは、周波数オフセットΔｆに比例して増加又
は減少する。いま図３０のように、プリアンブル内にＮ
個のブロックが含まれているとすると、 ｛ Δωk ｝ 但し、０≦ｋ＜Ｎ から最小２乗法による図３１の回帰直線ｙ＝ａｘ＋ｂを
求めれば、傾きａが周波数オフセットΔｆに相当する。
【０２９０】図２１のディジタルＰＬＬを用いたタイミ
ングリカバリのループでシンボルレートの周波数ｆを制
御するのは、ループフィルタ７４の出力値Ｏep（ｔ）で
ある。このループフィルタ７４の出力値Ｏep（ｔ）とシ
ンボルレートの周波数ｆとの間には次の関係がある。
ングリカバリのループでシンボルレートの周波数ｆを制
御するのは、ループフィルタ７４の出力値Ｏep（ｔ）で
ある。このループフィルタ７４の出力値Ｏep（ｔ）とシ
ンボルレートの周波数ｆとの間には次の関係がある。
【０２９１】
【数４５】
【０２９２】したがって、ループフィルタ７４の初期値
が（Δｆ／Ｋｖ）であれば、ループ動作開始時の周波数
オフセットを補償することができる。具体的に、ループ
フィルタ７４は図２３に示したように、１次のローパス
フィルタで構成されていることから、ループフィルタ７
４の積分器２２６の出力がΔｆ／（Ｋｖ）となるように
初期化すればよい。
が（Δｆ／Ｋｖ）であれば、ループ動作開始時の周波数
オフセットを補償することができる。具体的に、ループ
フィルタ７４は図２３に示したように、１次のローパス
フィルタで構成されていることから、ループフィルタ７
４の積分器２２６の出力がΔｆ／（Ｋｖ）となるように
初期化すればよい。
【０２９３】即ち、周波数オフセット検出器７２で検出
された周波数オフセットΔｆを増幅器２１８で（１／Ｋ
ｖ）倍して、ループフィルタ７４のセレクタ２３２の一
方に（Δｆ／Ｋｖ）として入力し、図２２の（Ｅ）の時
刻ｔ２のタイミングで得られる初期化制御信号Ｅ３によ
るセレクタ２３２の動作で（Δｆ／Ｋｖ）を選択してレ
ジスタ２３０に読み込み、加算器２２８より出力される
積分器２２６の初期出力としてレジスタ２３０の（Δｆ
／Ｋｖ）を選択して加算器２２４に入力し、ループフィ
ルタ７４の初期出力として次段のディジタルアキューム
レータ６５に入力する。
された周波数オフセットΔｆを増幅器２１８で（１／Ｋ
ｖ）倍して、ループフィルタ７４のセレクタ２３２の一
方に（Δｆ／Ｋｖ）として入力し、図２２の（Ｅ）の時
刻ｔ２のタイミングで得られる初期化制御信号Ｅ３によ
るセレクタ２３２の動作で（Δｆ／Ｋｖ）を選択してレ
ジスタ２３０に読み込み、加算器２２８より出力される
積分器２２６の初期出力としてレジスタ２３０の（Δｆ
／Ｋｖ）を選択して加算器２２４に入力し、ループフィ
ルタ７４の初期出力として次段のディジタルアキューム
レータ６５に入力する。
【０２９４】なお、ループフィルタ７４のセレクタ２２
０は、ループフィルタ・イネーブル信号Ｅ４が得られて
いないときには固定値０を選択しており、ループフィル
タ・イネーブル信号Ｅ４が得られると誤差検出器７６の
出力を選択して入力するようになる。
０は、ループフィルタ・イネーブル信号Ｅ４が得られて
いないときには固定値０を選択しており、ループフィル
タ・イネーブル信号Ｅ４が得られると誤差検出器７６の
出力を選択して入力するようになる。
【０２９５】このように本発明はプリアンブル区間で予
め周波数オフセットが検出できるため、検出された周波
数オフセットによりループフィルタ７４を初期化するこ
とで、周波数オフセットをゼロとした状態でプリアンブ
ル信号を入力してディジタルＰＬＬによるループ引き込
みを行うことができ、これによって定常位相誤差及び引
き込み時間を改善できると共に、更に周波数オフセット
の引き込みレンジを広げることができる。
め周波数オフセットが検出できるため、検出された周波
数オフセットによりループフィルタ７４を初期化するこ
とで、周波数オフセットをゼロとした状態でプリアンブ
ル信号を入力してディジタルＰＬＬによるループ引き込
みを行うことができ、これによって定常位相誤差及び引
き込み時間を改善できると共に、更に周波数オフセット
の引き込みレンジを広げることができる。
【０２９６】（４．オーバーサンプリング等化器のトレ
ーニング）図３２は、図１０の実施形態におけるオーバ
ーサンプリング等化器のトレーニングに関連する回路部
を取り出している。この回路部は、ＡＤコンバータ５
４、クロック発振器６０、オーバーサンプリング等化器
として機能するＦＩＲフィルタ５６、ＦＩＲ補間フィル
タ６４、誤差検出器７６、係数テーブル８６、遅延回路
２４８、トレーニング回路１１６、更に係数更新回路２
５０で構成される。
ーニング）図３２は、図１０の実施形態におけるオーバ
ーサンプリング等化器のトレーニングに関連する回路部
を取り出している。この回路部は、ＡＤコンバータ５
４、クロック発振器６０、オーバーサンプリング等化器
として機能するＦＩＲフィルタ５６、ＦＩＲ補間フィル
タ６４、誤差検出器７６、係数テーブル８６、遅延回路
２４８、トレーニング回路１１６、更に係数更新回路２
５０で構成される。
【０２９７】ＦＩＲフィルタ５６はオーバーサンプリン
グ等化器として機能し、シンボルレートに対しＡＤコン
バータ５４でオーバーサンプリングしたサンプリング信
号について波形等化を行い、ＦＩＲ補間フィルタ６４に
よってシンボルレートにダウンサンプリングして、図１
０のビタビ判定器６６に出力している。
グ等化器として機能し、シンボルレートに対しＡＤコン
バータ５４でオーバーサンプリングしたサンプリング信
号について波形等化を行い、ＦＩＲ補間フィルタ６４に
よってシンボルレートにダウンサンプリングして、図１
０のビタビ判定器６６に出力している。
【０２９８】このＦＩＲフィルタ５６を用いたオーバー
サンプリング等化器の係数をトレーニングするため、ト
レーニング回路１１５が設けられている。トレーニング
回路１１６には、誤差検出器７６からＦＩＲ補間フィル
タ６４のシンボルレート出力と、図１０に示したビタビ
判定器６６からのシンボル判定出力との判定誤差ｅを入
力する。
サンプリング等化器の係数をトレーニングするため、ト
レーニング回路１１５が設けられている。トレーニング
回路１１６には、誤差検出器７６からＦＩＲ補間フィル
タ６４のシンボルレート出力と、図１０に示したビタビ
判定器６６からのシンボル判定出力との判定誤差ｅを入
力する。
【０２９９】トレーニング回路１１６は、誤差判定器７
６から入力したシンボルレートの判定誤差ｅをＦＩＲフ
ィルタ５６にフィードバックするときに、オーバーサン
プリング信号への逆補間を行う。この逆補間は、後の説
明で明らかにするように、トレーニング回路１１６に設
けているディジタル信号処理回路でシンボルレートから
サンプリングレートへの等化誤差の補間処理を行う。
６から入力したシンボルレートの判定誤差ｅをＦＩＲフ
ィルタ５６にフィードバックするときに、オーバーサン
プリング信号への逆補間を行う。この逆補間は、後の説
明で明らかにするように、トレーニング回路１１６に設
けているディジタル信号処理回路でシンボルレートから
サンプリングレートへの等化誤差の補間処理を行う。
【０３００】このシンボルレートからサンプリングレー
トへの等化誤差を補間処理する際に、従属型ＦＩＲフィ
ルタはタイミング再生ループで選択されたＦＩＲ補間フ
ィルタ６４からのタップ係数を、遅延回路２４８を介し
て入力して使用する。
トへの等化誤差を補間処理する際に、従属型ＦＩＲフィ
ルタはタイミング再生ループで選択されたＦＩＲ補間フ
ィルタ６４からのタップ係数を、遅延回路２４８を介し
て入力して使用する。
【０３０１】図３３は、図３２のＦＩＲ補間フィルタ６
４とトレーニング回路１１６の具体例を示した回路図で
ある。図３３において、ＦＩＲ補間フィルタ６４は基本
的に図１２のゼロ位相スタートについて説明したＦＩＲ
補間フィルタと同じであるが、図１２が８タップ構成で
あるのに対し、この実施形態にあっては１０タップ構成
としている。
４とトレーニング回路１１６の具体例を示した回路図で
ある。図３３において、ＦＩＲ補間フィルタ６４は基本
的に図１２のゼロ位相スタートについて説明したＦＩＲ
補間フィルタと同じであるが、図１２が８タップ構成で
あるのに対し、この実施形態にあっては１０タップ構成
としている。
【０３０２】即ちＦＩＲ補間フィルタ６４は、遅延回路
１３０−１〜１３０−９をカスケード接続し、それぞれ
のタップ側に乗算器１３２−１〜１３２−１０を設け、
図３２の係数テーブル８６からの位相誤差μに応じたタ
ップ係数を受けて各タップ出力と乗算し、最終的に加算
器１３４で加算し、遅延回路２５２を介して誤差検出器
７６にシンボルレートにダウンサンプリングした等化信
号ｙを出力している。
１３０−１〜１３０−９をカスケード接続し、それぞれ
のタップ側に乗算器１３２−１〜１３２−１０を設け、
図３２の係数テーブル８６からの位相誤差μに応じたタ
ップ係数を受けて各タップ出力と乗算し、最終的に加算
器１３４で加算し、遅延回路２５２を介して誤差検出器
７６にシンボルレートにダウンサンプリングした等化信
号ｙを出力している。
【０３０３】トレーニング回路１１６は従属型のＦＩＲ
フィルタで構成されている。この従属型のＦＩＲフィル
タは、誤差検出器７６からのシンボルレートの判定誤差
ｅを乗算器２５６−１〜２５６−１０に入力し、図３２
の係数テーブル８６よりＦＩＲ補間フィルタ６４に与え
られるタップ係数を、遅延回路２４８を介して入力して
乗算している。
フィルタで構成されている。この従属型のＦＩＲフィル
タは、誤差検出器７６からのシンボルレートの判定誤差
ｅを乗算器２５６−１〜２５６−１０に入力し、図３２
の係数テーブル８６よりＦＩＲ補間フィルタ６４に与え
られるタップ係数を、遅延回路２４８を介して入力して
乗算している。
【０３０４】乗算器２５６−１〜２５６−１０の出力
は、遅延回路２５４−１〜２５４−１０と加算器２５８
−１〜２５８−９を交互にカスケード接続した回路の各
加算器２５８−１〜２５８−９で加算され、これによっ
てシンボルレートの判定誤差ｅをサンプリングレートに
逆補間して、図３２の係数更新回路２５０に出力してい
る。
は、遅延回路２５４−１〜２５４−１０と加算器２５８
−１〜２５８−９を交互にカスケード接続した回路の各
加算器２５８−１〜２５８−９で加算され、これによっ
てシンボルレートの判定誤差ｅをサンプリングレートに
逆補間して、図３２の係数更新回路２５０に出力してい
る。
【０３０５】図３４は、図３２のオーバーサンプリング
等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６と、これに対
応して設けている係数更新回路２５０の一部の具体的な
回路構成であり、これに続く係数更新回路２５０の残り
部分は図３５に示している。
等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６と、これに対
応して設けている係数更新回路２５０の一部の具体的な
回路構成であり、これに続く係数更新回路２５０の残り
部分は図３５に示している。
【０３０６】図３４において、オーバーサンプリング等
化器として機能するＦＩＲフィルタ５６は、遅延回路２
６０−１〜２６０−１０をカスケード接続し、そのタッ
プ出力を乗算器２６２−１〜２６２−１０に入力して、
図３５の係数更新部２５０から与えられるタップ係数Ｃ
−５〜Ｃ４と乗算した後、加算器２６３で加算し、遅延
回路２６４を介してオーバーサンプリングしたサンプリ
ング信号の波形等化を行って、次段のＦＩＲ補間フィル
タ６４に出力する。
化器として機能するＦＩＲフィルタ５６は、遅延回路２
６０−１〜２６０−１０をカスケード接続し、そのタッ
プ出力を乗算器２６２−１〜２６２−１０に入力して、
図３５の係数更新部２５０から与えられるタップ係数Ｃ
−５〜Ｃ４と乗算した後、加算器２６３で加算し、遅延
回路２６４を介してオーバーサンプリングしたサンプリ
ング信号の波形等化を行って、次段のＦＩＲ補間フィル
タ６４に出力する。
【０３０７】このＦＩＲフィルタ５６に対し設けられて
いる係数更新回路２５０の部分は、プリアンブル区間に
おける係数の調整を行わないようにするプリアンブル拘
束条件を作り出している。プリアンブル拘束条件を設定
する回路部は、ＦＩＲフィルタ５６の１０個のタップ出
力を遅延する遅延回路２６６−１〜２６６−１０に続い
て、並列的に内積器２６８，２７０、遅延回路２７１，
２７２及びスカラ積演算部２７４，２７６を設け、スカ
ラ積演算部２７４，２７６の出力及びＦＩＲフィルタ５
６の順タップ出力をベクトル加算器２７８で加算し、ｅ
ビットの１０個の出力を出している。
いる係数更新回路２５０の部分は、プリアンブル区間に
おける係数の調整を行わないようにするプリアンブル拘
束条件を作り出している。プリアンブル拘束条件を設定
する回路部は、ＦＩＲフィルタ５６の１０個のタップ出
力を遅延する遅延回路２６６−１〜２６６−１０に続い
て、並列的に内積器２６８，２７０、遅延回路２７１，
２７２及びスカラ積演算部２７４，２７６を設け、スカ
ラ積演算部２７４，２７６の出力及びＦＩＲフィルタ５
６の順タップ出力をベクトル加算器２７８で加算し、ｅ
ビットの１０個の出力を出している。
【０３０８】内積器２６８及びスカラ積演算器２７４に
はレジスタ２９６から余弦のレファレンス信号Ｒｅｆ−
ｃが与えられている。また内積器２７０及びスカラ積演
算器２７６には、レジスタ２９７から正弦のレファレン
ス信号Ｒｅｆ−ｓが与えられている。
はレジスタ２９６から余弦のレファレンス信号Ｒｅｆ−
ｃが与えられている。また内積器２７０及びスカラ積演
算器２７６には、レジスタ２９７から正弦のレファレン
ス信号Ｒｅｆ−ｓが与えられている。
【０３０９】この図３４のベクトル加算器２７８に続い
て、図３５３のｂビットの１０出力分の遅延回路２８０
−１〜２８０−１０が設けられ、その出力を乗算器２８
４の一方に入力している。乗算器２８４の他方の入力に
は乗算器２８２の出力が与えられる。
て、図３５３のｂビットの１０出力分の遅延回路２８０
−１〜２８０−１０が設けられ、その出力を乗算器２８
４の一方に入力している。乗算器２８４の他方の入力に
は乗算器２８２の出力が与えられる。
【０３１０】乗算器２８２には、図３３のトレーニング
回路１１６に設けている従属型ＦＩＲフィルタの出力、
即ちシンボルレートからサンプリングレートにアップサ
ンプリングされた判定誤差ｅが入力し、位相誤差μをゲ
インとして乗算した信号を出力している。
回路１１６に設けている従属型ＦＩＲフィルタの出力、
即ちシンボルレートからサンプリングレートにアップサ
ンプリングされた判定誤差ｅが入力し、位相誤差μをゲ
インとして乗算した信号を出力している。
【０３１１】乗算器２８４に続いてはｂビットの１０出
力分の遅延回路２８６−１〜２８６−１０が設けられ、
ベクトル加算器２８８と遅延回路２９０−１〜２９０−
１０を備えたＬＭＳループ２９２に入力している。ＬＭ
Ｓループ２９２は、判定誤差が最小となるように、オー
バーサンプリング等化器として機能するＦＩＲフィルタ
５６に対するタップ係数Ｃ−５〜Ｃ４の調整を行い、遅
延回路２９４−１〜２９４−１０を介してＦＩＲフィル
タ５６側に出力する。
力分の遅延回路２８６−１〜２８６−１０が設けられ、
ベクトル加算器２８８と遅延回路２９０−１〜２９０−
１０を備えたＬＭＳループ２９２に入力している。ＬＭ
Ｓループ２９２は、判定誤差が最小となるように、オー
バーサンプリング等化器として機能するＦＩＲフィルタ
５６に対するタップ係数Ｃ−５〜Ｃ４の調整を行い、遅
延回路２９４−１〜２９４−１０を介してＦＩＲフィル
タ５６側に出力する。
【０３１２】図３６は、図３４のタップ係数更新回路部
２５０側に設けている内積器２６８の具体例であり、入
力側の遅延回路２６６−１〜２６６−１０を併せて示し
ている。この内積器２６８は従来の遅延回路２６６−１
〜２６６−１０の各タップ出力を遅延回路２９５で並列
的に遅延した後、レジスタ２９６により設定されている
余弦のリファレンスＲｅｆ−ｎの値であるＲｅｆ０〜Ｒ
ｅｆ９を乗算器２９８−１〜２９８−１０で乗算した
後、加算器３００で加算して内積を求めている。
２５０側に設けている内積器２６８の具体例であり、入
力側の遅延回路２６６−１〜２６６−１０を併せて示し
ている。この内積器２６８は従来の遅延回路２６６−１
〜２６６−１０の各タップ出力を遅延回路２９５で並列
的に遅延した後、レジスタ２９６により設定されている
余弦のリファレンスＲｅｆ−ｎの値であるＲｅｆ０〜Ｒ
ｅｆ９を乗算器２９８−１〜２９８−１０で乗算した
後、加算器３００で加算して内積を求めている。
【０３１３】この内積器２６８の構成は、並列的に設け
ている他の内積器２７０についても同様であり、内積器
２７０にあっては、レジスタ２９７により設定するリフ
ァレンスが正弦となる点で相違しているだけである。
ている他の内積器２７０についても同様であり、内積器
２７０にあっては、レジスタ２９７により設定するリフ
ァレンスが正弦となる点で相違しているだけである。
【０３１４】次に図３２〜図３６の構成を持つオーバー
サンプリング等化器のトレーニングの詳細を説明する。
サンプリング等化器のトレーニングの詳細を説明する。
【０３１５】図３２のようなオーバーサンプリング信号
補間型のタイミング再生ループでは、信号処理は全てサ
ンプルレートＴｓのサンプリング周期で行う。このサン
プルレートＴｓはシンボルレートＴより短い周期であ
る。一方、信号判定はシンボルレートＴで行う。
補間型のタイミング再生ループでは、信号処理は全てサ
ンプルレートＴｓのサンプリング周期で行う。このサン
プルレートＴｓはシンボルレートＴより短い周期であ
る。一方、信号判定はシンボルレートＴで行う。
【０３１６】誤差検出器７６からの判定誤差ｅ（ｔ）
は、ＦＩＲフィルタ５６による等化及びＦＩＲ補間フィ
ルタ６４による信号補間後の等化信号ｙ∧（ｔ）とター
ゲット応答の理想判定値の差である。そして、タイミン
グ再生ループ、ＡＧＣループ、及びオーバーサンプリン
グ等化器の適用等化は、判定誤差ｅ（ｔ）が最小となる
ように制御する。
は、ＦＩＲフィルタ５６による等化及びＦＩＲ補間フィ
ルタ６４による信号補間後の等化信号ｙ∧（ｔ）とター
ゲット応答の理想判定値の差である。そして、タイミン
グ再生ループ、ＡＧＣループ、及びオーバーサンプリン
グ等化器の適用等化は、判定誤差ｅ（ｔ）が最小となる
ように制御する。
【０３１７】ここで判定誤差ｅ（ｔ）は次式で与えられ
る。
る。
【０３１８】
【数４６】
【０３１９】判定誤差ｅ（ｔ）はシンボルレートでサン
プリングされた信号のため、オーバーサンプリングされ
た適応等化器に直接フィードバックして、ＬＭＳ法（最
小２乗法）での係数トレーニングは行うことができな
い。
プリングされた信号のため、オーバーサンプリングされ
た適応等化器に直接フィードバックして、ＬＭＳ法（最
小２乗法）での係数トレーニングは行うことができな
い。
【０３２０】図３７は、従来の一般的な適応等化器のト
レーニングループである。即ち、ＡＤコンバータ３０１
でサンプリングされた信号Ｉ（ｔ）は等化器３０２で波
形等化され、等化信号ｙ（ｔ）を判定器３０４に入力
し、信号を判定する。判定器３０４の判定値ｙ∧は、誤
差検出器３０６に与えられて、（４８）式で与えられる
判定誤差ｅ（ｔ）が求められ、この判定誤差ｅ（ｔ）が
最小となるように、ＬＭＳ係数トレーニング回路３０８
が等化器３０２の係数を制御する。このような従来のＬ
ＭＳ法の係数トレーニングにあっては、次式に従ったト
レーニングを行う。
レーニングループである。即ち、ＡＤコンバータ３０１
でサンプリングされた信号Ｉ（ｔ）は等化器３０２で波
形等化され、等化信号ｙ（ｔ）を判定器３０４に入力
し、信号を判定する。判定器３０４の判定値ｙ∧は、誤
差検出器３０６に与えられて、（４８）式で与えられる
判定誤差ｅ（ｔ）が求められ、この判定誤差ｅ（ｔ）が
最小となるように、ＬＭＳ係数トレーニング回路３０８
が等化器３０２の係数を制御する。このような従来のＬ
ＭＳ法の係数トレーニングにあっては、次式に従ったト
レーニングを行う。
【０３２１】
【数４７】
【０３２２】しかし、図３７のような従来のＬＭＳ法で
の係数トレーニングは、全てシンボルレートのサンプリ
ング周期を持つ信号の場合に実現できるが、本発明が対
象としているオーバーサンプリング信号補間型のタイミ
ング再生ループでは直接判定誤差ｅ（ｔ）を等化器３０
２にフィードバックするトレーニングはできない。
の係数トレーニングは、全てシンボルレートのサンプリ
ング周期を持つ信号の場合に実現できるが、本発明が対
象としているオーバーサンプリング信号補間型のタイミ
ング再生ループでは直接判定誤差ｅ（ｔ）を等化器３０
２にフィードバックするトレーニングはできない。
【０３２３】そこで本発明にあっては、図３２に示した
ようにトレーニング回路１１６で誤差判定器７６からの
判定誤差ｅ（ｔ）をシンボルレートからサンプリングレ
ートへ逆補間するようにしている。
ようにトレーニング回路１１６で誤差判定器７６からの
判定誤差ｅ（ｔ）をシンボルレートからサンプリングレ
ートへ逆補間するようにしている。
【０３２４】図３８は、オーバーサンプリング信号補間
型のタイミング再生ループを持つ磁気記録再生装置のチ
ャネル及びリード系を示している。即ちチャネル（伝送
路）３１０は、ライトヘッド３１２、媒体３１４、リー
ドヘッド３１６、アンプ３１８、可変利得アンプ５０、
ＣＴフィルタ５２、ＡＤコンバータ５４、適応等化器と
して機能するＦＩＲフィルタ５６、サンプリングレート
からシンボルレートにダウンサンプリングするＦＩＲ補
間フィルタ６４、ビタビ判定器６６及びタイミング再生
用ＰＬＬ３２０を備える。この内、適応等化器としての
ＦＩＲフィルタ５６からビタビ判定器６６までの部分が
リード信号処理系３２２となる。
型のタイミング再生ループを持つ磁気記録再生装置のチ
ャネル及びリード系を示している。即ちチャネル（伝送
路）３１０は、ライトヘッド３１２、媒体３１４、リー
ドヘッド３１６、アンプ３１８、可変利得アンプ５０、
ＣＴフィルタ５２、ＡＤコンバータ５４、適応等化器と
して機能するＦＩＲフィルタ５６、サンプリングレート
からシンボルレートにダウンサンプリングするＦＩＲ補
間フィルタ６４、ビタビ判定器６６及びタイミング再生
用ＰＬＬ３２０を備える。この内、適応等化器としての
ＦＩＲフィルタ５６からビタビ判定器６６までの部分が
リード信号処理系３２２となる。
【０３２５】図３９は、図３８のチャネル３１０に対す
るリードチャネル側を取り出して、各部の信号とそのレ
ートを示している。チャネル３１０にはシンボルレート
Ｔの信号ｘｋが入力し、リード信号ｘ（ｔ）として加算
器３２４でノイズＮが重畳され、アンプ３１８で増幅さ
れた後、加算器３２６で直流オフセットＩｏｆが加わ
り、その後にＡＤコンバータ５４でサンプリングされて
サンプリング信号Ｉとなる。
るリードチャネル側を取り出して、各部の信号とそのレ
ートを示している。チャネル３１０にはシンボルレート
Ｔの信号ｘｋが入力し、リード信号ｘ（ｔ）として加算
器３２４でノイズＮが重畳され、アンプ３１８で増幅さ
れた後、加算器３２６で直流オフセットＩｏｆが加わ
り、その後にＡＤコンバータ５４でサンプリングされて
サンプリング信号Ｉとなる。
【０３２６】続いて、オーバーサンプリング等化器とし
てのＦＩＲフィルタ５６で波形等化を受けて等化信号Ｚ
となり、続いてＦＩＲ補間フィルタ６４でサンプリング
レートＴｓからシンボルレートＴへのダウンサンプリン
グの補間を受けて等化信号ｙとなってビタビ判定器６６
に与えられ、ビタビ判定器６６より判定信号ｙ∧が得ら
れる。
てのＦＩＲフィルタ５６で波形等化を受けて等化信号Ｚ
となり、続いてＦＩＲ補間フィルタ６４でサンプリング
レートＴｓからシンボルレートＴへのダウンサンプリン
グの補間を受けて等化信号ｙとなってビタビ判定器６６
に与えられ、ビタビ判定器６６より判定信号ｙ∧が得ら
れる。
【０３２７】このようなオーバーサンプリング型の信号
補間のタイミング再生系において、ＡＤコンバータ５４
からＦＩＲ補間フィルタ６４までがオーバーサンプリン
グされたサンプリングレートＴｓの信号を扱っており、
それ以外の部分はシンボルレートＴの信号を扱ってい
る。
補間のタイミング再生系において、ＡＤコンバータ５４
からＦＩＲ補間フィルタ６４までがオーバーサンプリン
グされたサンプリングレートＴｓの信号を扱っており、
それ以外の部分はシンボルレートＴの信号を扱ってい
る。
【０３２８】そこで、図３９のようなオーバーサンプリ
ング型の信号補間のタイミング再生ループにおける各信
号を次のように定義する。まずチャネル３１０から得ら
れるリード信号ｘ（ｔ）は次のようになる。
ング型の信号補間のタイミング再生ループにおける各信
号を次のように定義する。まずチャネル３１０から得ら
れるリード信号ｘ（ｔ）は次のようになる。
【０３２９】
【数４８】
【０３３０】また、ＡＤコンバータ５４でオーバーサン
プリングされる信号即ちＡＤ変換後のサンプリング信号
Ｉは、次のようになる。
プリングされる信号即ちＡＤ変換後のサンプリング信号
Ｉは、次のようになる。
【０３３１】
【数４９】
【０３３２】続いて、オーバーサンプリング等化器とし
て機能するＦＩＲフィルタ５６の係数であるタップ長と
フィルタ係数を次のようにする。即ち、タップ長は
て機能するＦＩＲフィルタ５６の係数であるタップ長と
フィルタ係数を次のようにする。即ち、タップ長は
【０３３３】
【数５０】
【０３３４】であり、またフィルタ係数は
【０３３５】
【数５１】
【０３３６】となる。このため、ＦＩＲフィルタ５６の
等化器出力Ｚは次のようになる。
等化器出力Ｚは次のようになる。
【０３３７】
【数５２】
【０３３８】続いて、位相オフセット量μに応じたシフ
トを行うＦＩＲ補間フィルタ６４の係数として、タップ
長を
トを行うＦＩＲ補間フィルタ６４の係数として、タップ
長を
【０３３９】
【数５３】
【０３４０】とし、フィルタ係数を
【０３４１】
【数５４】
【０３４２】とする。
【０３４３】このため、ＦＩＲ補間フィルタ６４の出力
は次のようになる。
は次のようになる。
【０３４４】
【数５５】
【０３４５】次にオーバーサンプリング等化器として機
能するＦＩＲフィルタ５６の係数トレーニング法を説明
する。まず図４０に示すように、ＦＩＲフィルタ５６に
ついて等化の目標となるターゲット特性（ＰＲ方式の伝
達関数）をｇ（Ｔ）とする。この場合、図４０のＦＩＲ
フィルタ５６による理想等化信号は次のようになる。
能するＦＩＲフィルタ５６の係数トレーニング法を説明
する。まず図４０に示すように、ＦＩＲフィルタ５６に
ついて等化の目標となるターゲット特性（ＰＲ方式の伝
達関数）をｇ（Ｔ）とする。この場合、図４０のＦＩＲ
フィルタ５６による理想等化信号は次のようになる。
【０３４６】
【数５６】
【０３４７】次にオーバーサンプリング等化器としての
ＦＩＲフィルタ５６の拘束条件を説明する。通常、等化
器の係数トレーニングは、入力信号｛ｘ，ｋ｝がランダ
ムパターンで互いの条項が無相関であることが前提とな
っている。このため、周期パターンのプリアンブル区間
でトレーニングを行うと係数が最適化されない。このた
めプリアンブル信号の区間については、トレーニングに
よって係数の値が変化しないようにする拘束条件を加え
なければならない。
ＦＩＲフィルタ５６の拘束条件を説明する。通常、等化
器の係数トレーニングは、入力信号｛ｘ，ｋ｝がランダ
ムパターンで互いの条項が無相関であることが前提とな
っている。このため、周期パターンのプリアンブル区間
でトレーニングを行うと係数が最適化されない。このた
めプリアンブル信号の区間については、トレーニングに
よって係数の値が変化しないようにする拘束条件を加え
なければならない。
【０３４８】まず、ＦＩＲフィルタ５６における等化器
出力をタップ長とフィルタ係数を用いて表わすと次のよ
うになる。
出力をタップ長とフィルタ係数を用いて表わすと次のよ
うになる。
【０３４９】
【数５７】
【０３５０】ここで等化器の周波数特性は
【０３５１】
【数５８】
【０３５２】で表わされる。プリアンブルパターンは
【０３５３】
【数５９】
【０３５４】の正弦波となるため、周波数特性は次のよ
うになる。
うになる。
【０３５５】
【数６０】
【０３５６】したがってＦＩＲフィルタ５６にあって
は、プリアンブル信号によるトレーニングによって係数
値が変化しない拘束条件として（５９）式及び（６１）
式の拘束条件を満たせばよい。ここで
は、プリアンブル信号によるトレーニングによって係数
値が変化しない拘束条件として（５９）式及び（６１）
式の拘束条件を満たせばよい。ここで
【０３５７】
【数６１】
【０３５８】とすると、拘束条件は次のようになる。
【０３５９】
【数６２】
【０３６０】等化器の係数は、等化器出力ｙ（ｔ）と理
想出力ｙ（ｔ）の２乗誤差平均が最小となるようにトレ
ーニングを行う。このための２乗誤差は次のようにな
る。
想出力ｙ（ｔ）の２乗誤差平均が最小となるようにトレ
ーニングを行う。このための２乗誤差は次のようにな
る。
【０３６１】
【数６３】
【０３６２】このような（６３）式の拘束条件及び（６
４）式の２乗誤差は、係数｛ｆｅｑ（ｉ）｝を変数とす
る多変数関数であり、次のようになる。但し、Ｃは定数
である。
４）式の２乗誤差は、係数｛ｆｅｑ（ｉ）｝を変数とす
る多変数関数であり、次のようになる。但し、Ｃは定数
である。
【０３６３】
【数６４】
【０３６４】この（６５）式におけるＺの最小値を求め
るため、ラグンラジェの未定数乗数法を用いる。即ち、
２乗誤差Ｚの極値をとる係数を
るため、ラグンラジェの未定数乗数法を用いる。即ち、
２乗誤差Ｚの極値をとる係数を
【０３６５】
【数６５】
【０３６６】とすると、拘束条件及び２乗誤差は次式を
満たす。
満たす。
【０３６７】
【数６６】
【０３６８】この（６７）式について、（６４）式の２
乗誤差ｍｓｅ及び（５４）式の等化器出力を用いて展開
すると、次のようになる。
乗誤差ｍｓｅ及び（５４）式の等化器出力を用いて展開
すると、次のようになる。
【０３６９】
【数６７】
【０３７０】（６８）式において、ｆμ（ｊ）はサンプ
リングレートＴｓのフィルタ係数であることから、第１
項の中の
リングレートＴｓのフィルタ係数であることから、第１
項の中の
【０３７１】
【数６８】
【０３７２】で変数変換を行う。
【０３７３】このときフィルタ係数ｆμ（ｊ）は時刻ｌ
Ｔｓ、そのときの周波数オフセットがμとなるＦＩＲ補
間フィルタ６４のｊ番目の係数である。このことを明示
するために
Ｔｓ、そのときの周波数オフセットがμとなるＦＩＲ補
間フィルタ６４のｊ番目の係数である。このことを明示
するために
【０３７４】
【数６９】
【０３７５】とおく。
【０３７６】また判定誤差は次式で近似できる。
【０３７７】
【数７０】
【０３７８】そこで（６８）式の変数変換の結果は次の
ようになる。
ようになる。
【０３７９】
【数７１】
【０３８０】この（７１）式において、右辺第１項は平
均値であることから、ｉとｊは無相関で互いに依存する
ことがなく、時間シフトが可能である。したがって（７
１）式を時間シフトすると次のようになる。
均値であることから、ｉとｊは無相関で互いに依存する
ことがなく、時間シフトが可能である。したがって（７
１）式を時間シフトすると次のようになる。
【０３８１】
【数７２】
【０３８２】ここで判定誤差は
【０３８３】
【数７３】
【０３８４】で与えられることから、（７２）式は次の
ようになる。
ようになる。
【０３８５】
【数７４】
【０３８６】この（７４）式の
【０３８７】
【数７５】
【０３８８】は、係数ｆｅｑ（ｉ）が拘束条件によって
【０３８９】
【数７６】
【０３９０】と平行な平面上に制限されることを意味し
ている。
ている。
【０３９１】図４１は、（７４）式による拘束条件を説
明している。今、ベクトルＩを
明している。今、ベクトルＩを
【０３９２】
【数７７】
【０３９３】とおき、ベクトルＩ'を平面Γに射影され
たベクトルとすると、次式で与えられる。
たベクトルとすると、次式で与えられる。
【０３９４】
【数７８】
【０３９５】このことは、
【０３９６】
【数７９】
【０３９７】となることであり、２乗誤差が０となる条
件であることを示している。したがって、プリアンブル
信号をトレーニング系にフィードバックしていても、プ
リアンブル（Ｒｅｆ−Ｃ，Ｒｅｆ−Ｓ）の拘束条件によ
り、プリアンブル信号では等化器の係数トレーニングは
行われない。従って、常時リード中はＬＭＳを適用する
ことができる。
件であることを示している。したがって、プリアンブル
信号をトレーニング系にフィードバックしていても、プ
リアンブル（Ｒｅｆ−Ｃ，Ｒｅｆ−Ｓ）の拘束条件によ
り、プリアンブル信号では等化器の係数トレーニングは
行われない。従って、常時リード中はＬＭＳを適用する
ことができる。
【０３９８】即ち、ＦＩＲフィルタ５６の係数を
【０３９９】
【数８０】
【０４００】とすると、ＬＭＳの漸化式が次のようにな
る。
る。
【０４０１】
【数８１】
【０４０２】図３２〜図３６に示したトレーニング回路
１１６及びＦＩＲフィルタ５６の係数更新回路２５０
は、この（８０）式に従ったＬＭＳ法により係数トレー
ニングを行うことになる。
１１６及びＦＩＲフィルタ５６の係数更新回路２５０
は、この（８０）式に従ったＬＭＳ法により係数トレー
ニングを行うことになる。
【０４０３】即ち、本発明のオーバーサンプリング等化
器として機能するＦＩＲフィルタ５６について、シンボ
ルレートでの判定誤差を補間してサンプリングレートと
し、またプリアンブル信号について拘束条件を設定する
ことで、プリアンブル信号によるトレーニングで係数値
が変化せず、オーバーサンプリング等化器のトレーニン
グに従来のＬＭＳ法を採用することができ、確実に判定
誤差の２乗平均が０となるようにオーバーサンプリング
等化器の係数をトレーニングすることができる。
器として機能するＦＩＲフィルタ５６について、シンボ
ルレートでの判定誤差を補間してサンプリングレートと
し、またプリアンブル信号について拘束条件を設定する
ことで、プリアンブル信号によるトレーニングで係数値
が変化せず、オーバーサンプリング等化器のトレーニン
グに従来のＬＭＳ法を採用することができ、確実に判定
誤差の２乗平均が０となるようにオーバーサンプリング
等化器の係数をトレーニングすることができる。
【０４０４】（５．直流オフセットキャンセル制御と自
動利得制御）図１０の実施形態にあっては、直流オフセ
ット除去ループフィルタ１１８、ＤＡコンバータ１２０
及び乗算器１２２によって、直流オフセットキャンセル
ループを構成している。またＡＧＣループフィルタ１２
４、ＤＡコンバータ１２６によって、自動利得制御ルー
プを構成している。
動利得制御）図１０の実施形態にあっては、直流オフセ
ット除去ループフィルタ１１８、ＤＡコンバータ１２０
及び乗算器１２２によって、直流オフセットキャンセル
ループを構成している。またＡＧＣループフィルタ１２
４、ＤＡコンバータ１２６によって、自動利得制御ルー
プを構成している。
【０４０５】このため、リード時のＡＤコンバータ５４
に対する自動利得制御による入力信号振幅及び直流オフ
セットキャンセルについても、ＦＩＲフィルタ５６を対
象とした等化器トレーニングと同様、２乗誤差を０とす
るように制御する。
に対する自動利得制御による入力信号振幅及び直流オフ
セットキャンセルについても、ＦＩＲフィルタ５６を対
象とした等化器トレーニングと同様、２乗誤差を０とす
るように制御する。
【０４０６】まず直流オフセットのキャンセルは、図１
０の直流オフセット除去ループフィルタ１１８により、
誤差検出器７６からの判定誤差ｅの平均とＦＩＲフィル
タの等化器係数の総和との積が０となるように制御す
る。即ち、前記（６４）式で与えられる２乗誤差Ｚが０
となる条件は、次式で与えられる。
０の直流オフセット除去ループフィルタ１１８により、
誤差検出器７６からの判定誤差ｅの平均とＦＩＲフィル
タの等化器係数の総和との積が０となるように制御す
る。即ち、前記（６４）式で与えられる２乗誤差Ｚが０
となる条件は、次式で与えられる。
【０４０７】
【数８２】
【０４０８】次に、図１０のＡＧＣループフィルタ１２
４によりＡＤコンバータ５４に対する入力信号振幅を自
動利得制御する際の２乗誤差を０とする制御は、ＦＩＲ
フィルタ５６の出力ｙと誤差検出器７６からの判定誤差
ｅの積の平均が０となるように制御することである。こ
の関係は次式で与えられる。
４によりＡＤコンバータ５４に対する入力信号振幅を自
動利得制御する際の２乗誤差を０とする制御は、ＦＩＲ
フィルタ５６の出力ｙと誤差検出器７６からの判定誤差
ｅの積の平均が０となるように制御することである。こ
の関係は次式で与えられる。
【０４０９】
【数８３】
【０４１０】なお上記の実施形態にあっては、セクタデ
ータ先頭のプリアンブル領域から位相オフセットと周波
数オフセットを検出して補正状態を初期設定した後にバ
ッファからデータを読み出しながらプリアンブル領域で
の位相引き込み及び周波数引き込みを行っているが、プ
リアンブル領域から周波数オフセットのみを検出して補
正状態を初期設定した後にバッファからデータを読み出
しながらプリアンブル領域での位相引き込み及び周波数
引き込みを行うようにしてもよい。
ータ先頭のプリアンブル領域から位相オフセットと周波
数オフセットを検出して補正状態を初期設定した後にバ
ッファからデータを読み出しながらプリアンブル領域で
の位相引き込み及び周波数引き込みを行っているが、プ
リアンブル領域から周波数オフセットのみを検出して補
正状態を初期設定した後にバッファからデータを読み出
しながらプリアンブル領域での位相引き込み及び周波数
引き込みを行うようにしてもよい。
【０４１１】また上記の実施形態はデータの復号として
ビタビ判定器を例にとるものであったが、本発明はこれ
に限定されず、ビタビ判定器に代わる新たな符号化復号
法として提案されている反復型符号、即ち低密度パリテ
ィ検査符号法やターボ符号化復号化法であってもよい。
ビタビ判定器を例にとるものであったが、本発明はこれ
に限定されず、ビタビ判定器に代わる新たな符号化復号
法として提案されている反復型符号、即ち低密度パリテ
ィ検査符号法やターボ符号化復号化法であってもよい。
【０４１２】また本発明は、その目的と利点を損なうこ
とのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示し
た数値による限定は受けない。
とのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示し
た数値による限定は受けない。
【０４１３】更にまた、上記の実施形態は、磁気ディス
クの記録再生を例にとるものであったが、これ以外のＭ
Ｏ、光ディスク、磁気テープなどの情報記録再生につい
ても同様に適用することができる。
クの記録再生を例にとるものであったが、これ以外のＭ
Ｏ、光ディスク、磁気テープなどの情報記録再生につい
ても同様に適用することができる。
【０４１４】（付記）
（付記１）情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情
報記録再生装置に於いて、再生データの先頭領域から位
相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正するタイミン
グリカバリ部を備えたことを特徴とする情報記録再生装
置。（１）
報記録再生装置に於いて、再生データの先頭領域から位
相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正するタイミン
グリカバリ部を備えたことを特徴とする情報記録再生装
置。（１）
【０４１５】（付記２）情報を磁気記録媒体上に記録し
て再生する情報記録再生装置に於いて、再生データの先
頭領域から周波数誤差を検出して初期補正するタイミン
グリカバリ部を備えたことを特徴とする情報記録再生装
置。（２）
て再生する情報記録再生装置に於いて、再生データの先
頭領域から周波数誤差を検出して初期補正するタイミン
グリカバリ部を備えたことを特徴とする情報記録再生装
置。（２）
【０４１６】（付記３）情報を磁気記録媒体上に記録し
て再生する信号復号回路に於いて、生データの先頭領域
から位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正するタ
イミングリカバリ部を備えたことを特徴とする信号復号
回路（３）。
て再生する信号復号回路に於いて、生データの先頭領域
から位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正するタ
イミングリカバリ部を備えたことを特徴とする信号復号
回路（３）。
【０４１７】（付記４）情報を磁気記録媒体上に記録し
て再生する信号復号回路に於いて、再生データの先頭領
域から周波数誤差を検出して初期補正するタイミングリ
カバリ部を備えたことを特徴とする信号復号回路。
（４）
て再生する信号復号回路に於いて、再生データの先頭領
域から周波数誤差を検出して初期補正するタイミングリ
カバリ部を備えたことを特徴とする信号復号回路。
（４）
【０４１８】（付記５）情報を磁気記録媒体上に記録し
て再生する情報記録再生方法に於いて、再生データの先
頭領域から位相誤差及び周波数誤差を検出し、検出した
前記位相誤差及び周波数誤差をなくすように再生データ
を初期補正することを特徴とする情報記録再生方法。
て再生する情報記録再生方法に於いて、再生データの先
頭領域から位相誤差及び周波数誤差を検出し、検出した
前記位相誤差及び周波数誤差をなくすように再生データ
を初期補正することを特徴とする情報記録再生方法。
【０４１９】（付記６）情報を磁気記録媒体上に記録し
て再生する情報記録再生方法に於いて、再生データの先
頭領域から周波数誤差を検出し、検出された前記周波数
誤差をなくすように再生データを初期補正することを特
徴とする情報記録再生方法。
て再生する情報記録再生方法に於いて、再生データの先
頭領域から周波数誤差を検出し、検出された前記周波数
誤差をなくすように再生データを初期補正することを特
徴とする情報記録再生方法。
【０４２０】（付記７）情報を磁気記録媒体上に記録し
て再生する情報記録再生装置に於いて、固定クロックに
よりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボ
ルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備え
たタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区
間におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期
波形のリファレンス波形とサンプル波形の相関から信号
ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出
し、検出した前記位相誤差により前記タイミングリカバ
リ部を補正してループ動作を開始させる位相オフセット
検出器と、を備えたことを特徴とする情報記録再生装
置。（５）
て再生する情報記録再生装置に於いて、固定クロックに
よりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボ
ルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備え
たタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区
間におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期
波形のリファレンス波形とサンプル波形の相関から信号
ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出
し、検出した前記位相誤差により前記タイミングリカバ
リ部を補正してループ動作を開始させる位相オフセット
検出器と、を備えたことを特徴とする情報記録再生装
置。（５）
【０４２１】（付記８）付記７記載の情報記録再生装置
に於いて、前記タイミングリカバリ部は、前記補間フィ
ルタから出力されたシンボルレートのサンプリング信号
と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検出す
る誤差検出器と、前記誤差検出器からの位相誤差を積分
するループフィルタと、前記ループフィルタの出力を積
分して位相誤差をなくすように前記補間フィルタの係数
を制御するアキュームレータと、を備え、前記位相オフ
セット検出器で検出した前記位相誤差により前記アキュ
ームレータを初期化してゼロ位相スタートを行わせるこ
とを特徴とする情報記録再生装置。（６）
に於いて、前記タイミングリカバリ部は、前記補間フィ
ルタから出力されたシンボルレートのサンプリング信号
と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検出す
る誤差検出器と、前記誤差検出器からの位相誤差を積分
するループフィルタと、前記ループフィルタの出力を積
分して位相誤差をなくすように前記補間フィルタの係数
を制御するアキュームレータと、を備え、前記位相オフ
セット検出器で検出した前記位相誤差により前記アキュ
ームレータを初期化してゼロ位相スタートを行わせるこ
とを特徴とする情報記録再生装置。（６）
【０４２２】（付記９）情報を磁気記録媒体上に記録し
て再生する情報記録再生装置に於いて、固定クロックに
よりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボ
ルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備え
たタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区
間におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期
波形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバ
ーサンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポ
イントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、
検出した位相誤差により前記タイミングリカバリ部を補
正して動作を開始させる位相オフセット検出器と、を備
えたことを特徴とする情報記録再生装置。（７）
て再生する情報記録再生装置に於いて、固定クロックに
よりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボ
ルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備え
たタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区
間におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期
波形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバ
ーサンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポ
イントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、
検出した位相誤差により前記タイミングリカバリ部を補
正して動作を開始させる位相オフセット検出器と、を備
えたことを特徴とする情報記録再生装置。（７）
【０４２３】（付記１０）情報を磁気記録媒体上に記録
して再生する情報記録再生装置に於いて、固定クロック
によりオーバーサンプリングされた信号を補間してシン
ボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備
えたタイミングリカバリ部と、プリアンブル区間を正弦
波に近似したリード波形の整数倍長で複数のブロックに
分割し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレス
波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る前記位
相誤差の変化率から周波数誤差を検出し、検出した周波
数誤差により前記タイミングリカバリ部を補正してルー
プ動作を開始させる周波数オフセット検出器と、を備え
たことを特徴とする情報記録再生装置（８）
して再生する情報記録再生装置に於いて、固定クロック
によりオーバーサンプリングされた信号を補間してシン
ボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備
えたタイミングリカバリ部と、プリアンブル区間を正弦
波に近似したリード波形の整数倍長で複数のブロックに
分割し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレス
波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る前記位
相誤差の変化率から周波数誤差を検出し、検出した周波
数誤差により前記タイミングリカバリ部を補正してルー
プ動作を開始させる周波数オフセット検出器と、を備え
たことを特徴とする情報記録再生装置（８）
【０４２４】（付記１１）付記１０記載の情報記録再生
装置に於いて、前記タイミングリカバリ部は、前記補間
フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング
信号と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検
出する誤差検出器と、前記誤差検出器からの位相誤差を
積分するループフィルタと、前記ループフィルタの出力
を積分して位相誤差をなくすように前記補間フィルタの
係数を制御するアキュームレータと、を備え、前記周波
数オフセット検出器で予測した前記周波数誤差により前
記ループフィルタを初期化してループ動作を開始させる
ことを特徴とする情報記録再生装置。（９）
装置に於いて、前記タイミングリカバリ部は、前記補間
フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング
信号と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検
出する誤差検出器と、前記誤差検出器からの位相誤差を
積分するループフィルタと、前記ループフィルタの出力
を積分して位相誤差をなくすように前記補間フィルタの
係数を制御するアキュームレータと、を備え、前記周波
数オフセット検出器で予測した前記周波数誤差により前
記ループフィルタを初期化してループ動作を開始させる
ことを特徴とする情報記録再生装置。（９）
【０４２５】（付記１２）情報を磁気記録媒体上に記録
して再生する情報記録再生装置に於いて、シンボルレー
トのリード信号を入力して非同期にオーバーサンプリン
グしたサンプリング信号を出力するＡＤコンバータと、
前記オーバーサンプリングされたサンプリング信号を波
形等化するオーバーサンプリング等化器と、前記等化信
号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする
補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、前記補
間フィルタの出力信号と判定器の判定信号から求めたシ
ンボルレートの判定誤差を前記オーバーサンプリング等
化器のトレーニングにフィードバックする時に、前記判
定誤差をサンプリングレートの信号に逆補間するトレー
ニング回路と、を備えたことを特徴とする情報記録再生
装置。（１０）
して再生する情報記録再生装置に於いて、シンボルレー
トのリード信号を入力して非同期にオーバーサンプリン
グしたサンプリング信号を出力するＡＤコンバータと、
前記オーバーサンプリングされたサンプリング信号を波
形等化するオーバーサンプリング等化器と、前記等化信
号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする
補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、前記補
間フィルタの出力信号と判定器の判定信号から求めたシ
ンボルレートの判定誤差を前記オーバーサンプリング等
化器のトレーニングにフィードバックする時に、前記判
定誤差をサンプリングレートの信号に逆補間するトレー
ニング回路と、を備えたことを特徴とする情報記録再生
装置。（１０）
【０４２６】（付記１３）情報を磁気記録媒体上に記録
して再生する信号復号回路に於いて、固定クロックによ
りオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボル
レートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えた
タイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区間
におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期波
形のリファレンス波形とサンプル波形の相関から信号ポ
イントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差により前記タイミングリカバリ部
を補正してループ動作を開始させる位相オフセット検出
器と、を備えたことを特徴とする信号復号回路。
して再生する信号復号回路に於いて、固定クロックによ
りオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボル
レートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えた
タイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区間
におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期波
形のリファレンス波形とサンプル波形の相関から信号ポ
イントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差により前記タイミングリカバリ部
を補正してループ動作を開始させる位相オフセット検出
器と、を備えたことを特徴とする信号復号回路。
【０４２７】（付記１４）情報を磁気記録媒体上に記録
して再生する信号復号回路に於いて、固定クロックによ
りオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボル
レートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えた
タイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区間
におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期波
形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバー
サンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポイ
ントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、検
出した位相誤差により前記タイミングリカバリ部を補正
して動作を開始させる位相オフセット検出器と、を備え
たことを特徴とする信号復号回路。
して再生する信号復号回路に於いて、固定クロックによ
りオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボル
レートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えた
タイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区間
におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期波
形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバー
サンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポイ
ントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、検
出した位相誤差により前記タイミングリカバリ部を補正
して動作を開始させる位相オフセット検出器と、を備え
たことを特徴とする信号復号回路。
【０４２８】（付記１５）情報を磁気記録媒体上に記録
して再生する信号復号回路に於いて、固定クロックによ
りオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボル
レートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えた
タイミングリカバリ部と、プリアンブル区間を正弦波に
近似したリード波形の整数倍長で複数のブロックに分割
し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレス波形
との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る前記位相誤
差の変化率から周波数誤差を検出し、検出した周波数誤
差により前記タイミングリカバリ部を補正してループ動
作を開始させる周波数オフセット検出器と、を備えたこ
とを特徴とする信号復号回路。
して再生する信号復号回路に於いて、固定クロックによ
りオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボル
レートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えた
タイミングリカバリ部と、プリアンブル区間を正弦波に
近似したリード波形の整数倍長で複数のブロックに分割
し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレス波形
との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る前記位相誤
差の変化率から周波数誤差を検出し、検出した周波数誤
差により前記タイミングリカバリ部を補正してループ動
作を開始させる周波数オフセット検出器と、を備えたこ
とを特徴とする信号復号回路。
【０４２９】（付記１６）情報を磁気記録媒体上に記録
して再生する信号復号回路に於いて、シンボルレートの
リード信号を入力して非同期にオーバーサンプリングし
たサンプリング信号を出力するＡＤコンバータと、前記
オーバーサンプリングされたサンプリング信号を波形等
化するオーバーサンプリング等化器と、前記等化信号を
補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間
フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、前記補間フ
ィルタの出力信号と判定器の判定信号から求めたシンボ
ルレートの判定誤差を前記オーバーサンプリング等化器
のトレーニングにフィードバックする時に、前記判定誤
差をサンプリングレートの信号に逆補間するトレーニン
グ回路と、を備えたことを特徴とする信号復号回路。
して再生する信号復号回路に於いて、シンボルレートの
リード信号を入力して非同期にオーバーサンプリングし
たサンプリング信号を出力するＡＤコンバータと、前記
オーバーサンプリングされたサンプリング信号を波形等
化するオーバーサンプリング等化器と、前記等化信号を
補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間
フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、前記補間フ
ィルタの出力信号と判定器の判定信号から求めたシンボ
ルレートの判定誤差を前記オーバーサンプリング等化器
のトレーニングにフィードバックする時に、前記判定誤
差をサンプリングレートの信号に逆補間するトレーニン
グ回路と、を備えたことを特徴とする信号復号回路。
【０４３０】（付記１７）情報を磁気記録媒体上に記録
して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによ
りオーバーサンプリングして等化した後に補間してシン
ボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミン
グリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、セク
タ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形
として扱い、前記周期波形のリファレンス波形とサンプ
ル波形の相関から信号ポイントとサンプリングポイント
との位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差によりタ
イミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる
ことを特徴とする情報記録再生方法。
して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによ
りオーバーサンプリングして等化した後に補間してシン
ボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミン
グリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、セク
タ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形
として扱い、前記周期波形のリファレンス波形とサンプ
ル波形の相関から信号ポイントとサンプリングポイント
との位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差によりタ
イミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる
ことを特徴とする情報記録再生方法。
【０４３１】（付記１８）情報を磁気記録媒体上に記録
して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによ
りオーバーサンプリングして等化した後に補間してシン
ボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミン
グリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、セク
タ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形
として扱い、前記周期波形のリファレンス信号とシンボ
ルレートに対しオーバーサンプリングしたサンプリング
信号の相関から信号ポイントとサンプリングポイントと
の位相誤差を検出し、検出した位相誤差により前記タイ
ミングリカバリ部を補正して動作を開始させることを特
徴とする情報記録再生方法。
して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによ
りオーバーサンプリングして等化した後に補間してシン
ボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミン
グリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、セク
タ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形
として扱い、前記周期波形のリファレンス信号とシンボ
ルレートに対しオーバーサンプリングしたサンプリング
信号の相関から信号ポイントとサンプリングポイントと
の位相誤差を検出し、検出した位相誤差により前記タイ
ミングリカバリ部を補正して動作を開始させることを特
徴とする情報記録再生方法。
【０４３２】（付記１９）情報を磁気記録媒体上に記録
して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによ
りオーバーサンプリングして等化した後に補間してシン
ボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミン
グリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、プリ
アンブル区間を正弦波に近似したリード波形の整数倍長
で複数のブロックに分割し、各ブロック毎にサンプリン
グ波形とリファレス波形との位相誤差を求め、所定ブロ
ック数に亘る前記位相誤差の変化率から周波数誤差量を
検出し、検出した前記周波数誤差により前記タイミング
リカバリ部を補正してループ動作を開始させることを特
徴とする情報記録再生方法。
して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによ
りオーバーサンプリングして等化した後に補間してシン
ボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミン
グリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、プリ
アンブル区間を正弦波に近似したリード波形の整数倍長
で複数のブロックに分割し、各ブロック毎にサンプリン
グ波形とリファレス波形との位相誤差を求め、所定ブロ
ック数に亘る前記位相誤差の変化率から周波数誤差量を
検出し、検出した前記周波数誤差により前記タイミング
リカバリ部を補正してループ動作を開始させることを特
徴とする情報記録再生方法。
【０４３３】（付記２０）情報を磁気記録媒体上に記録
して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによ
りオーバーサンプリングして等化器で等化した後に補間
フィルタで補間してシンボルレートにダウンサンプリン
グして判定する情報記録再装置の等化器トレーニング方
法に於いて、前記補間された信号と判定信号から求めた
シンボルレートの判定誤差を前記等化器のトレーニング
にフィードバックする時に、前記判定誤差をサンプリン
グレートの信号に逆補間することを特徴とする等化器ト
レーニング方法。
して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによ
りオーバーサンプリングして等化器で等化した後に補間
フィルタで補間してシンボルレートにダウンサンプリン
グして判定する情報記録再装置の等化器トレーニング方
法に於いて、前記補間された信号と判定信号から求めた
シンボルレートの判定誤差を前記等化器のトレーニング
にフィードバックする時に、前記判定誤差をサンプリン
グレートの信号に逆補間することを特徴とする等化器ト
レーニング方法。
【０４３４】
【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、再生データの先頭となるプリアンブル領域における
誤差検出による補償を、位相に対してのみではなく周波
数についても誤差を検出して補償することで、位相引き
込み及び周波数引き込みを短時間で行ってプリアンブル
領域を短くできると共に、引き込むことのできる周波数
の誤差範囲を広くすることができ、この結果、磁気記録
の高密度化と記録再生における信頼性を大幅に向上する
ことができる。
ば、再生データの先頭となるプリアンブル領域における
誤差検出による補償を、位相に対してのみではなく周波
数についても誤差を検出して補償することで、位相引き
込み及び周波数引き込みを短時間で行ってプリアンブル
領域を短くできると共に、引き込むことのできる周波数
の誤差範囲を広くすることができ、この結果、磁気記録
の高密度化と記録再生における信頼性を大幅に向上する
ことができる。
【０４３５】本発明の位相オフセットの検出によれば、
複数サンプルの加算平均で相関を求めることで、位相オ
フセットを検出する際にノイズ影響を抑えることができ
る。また判定結果が不要のため、位相誤差の誤りが生じ
にくい。
複数サンプルの加算平均で相関を求めることで、位相オ
フセットを検出する際にノイズ影響を抑えることができ
る。また判定結果が不要のため、位相誤差の誤りが生じ
にくい。
【０４３６】本発明の位相オフセットの検出によれば、
オーバーサンプリングされたサンプリングレートで動作
する補間フィルタと同タイミングの信号で位相誤差を算
出するため、正確な位相誤差をフィードバックすること
ができ、ループの引き込みが早くなる。
オーバーサンプリングされたサンプリングレートで動作
する補間フィルタと同タイミングの信号で位相誤差を算
出するため、正確な位相誤差をフィードバックすること
ができ、ループの引き込みが早くなる。
【０４３７】本発明は、プリアンブル区間で、予め周波
数オフセットを検出し、この値でループフィルタを初期
化することで、周波数オフセットの引き込み量がゼロ状
態でループを引き込むことができ、定常位相誤差及び引
き込み時間を改善できる。さらに、周波数オフセットの
引き込み可能レンジを広げることもできる。
数オフセットを検出し、この値でループフィルタを初期
化することで、周波数オフセットの引き込み量がゼロ状
態でループを引き込むことができ、定常位相誤差及び引
き込み時間を改善できる。さらに、周波数オフセットの
引き込み可能レンジを広げることもできる。
【０４３８】本発明は、シンボルレートでの判定誤差を
逆補間してサンプリングレートとすることで、オーバー
サンプリング等化器のトレーニングに従来のＬＭＳ法を
採用でき、判定誤差の自乗平均がゼロになるようにオー
バーサンプリング等化器の係数をトレーニングすること
ができる。
逆補間してサンプリングレートとすることで、オーバー
サンプリング等化器のトレーニングに従来のＬＭＳ法を
採用でき、判定誤差の自乗平均がゼロになるようにオー
バーサンプリング等化器の係数をトレーニングすること
ができる。
【図１】本発明の原理説明図
【図２】本発明が適用されるハードディスクドライブの
ブロック図
ブロック図
【図３】本発明のタイミングリカバリ部を備えたデータ
再生部のブロック図
再生部のブロック図
【図４】図３の位相オフセット検出器および周波数オフ
セット検出器のブロック図
セット検出器のブロック図
【図５】図３のＦＩＲ補間フィルタのブロック図
【図６】本発明によるタイミングリカバリ動作のタイム
チャート
チャート
【図７】位相オフセットと周波数オフセットをもつプリ
アンブル再生データの説明図
アンブル再生データの説明図
【図８】本発明のタイミングリカバリ部を備えたデータ
再生部の実施形態のブロック図
再生部の実施形態のブロック図
【図９】クロック同期となる本発明のタイミングリカバ
リ部を備えたデータ再生部の実施形態のブロック図
リ部を備えたデータ再生部の実施形態のブロック図
【図１０】本発明によるタイミングリカバリの他の実施
形態のブロック図
形態のブロック図
【図１１】図１０のゼロ位相スタートのディジタルＰＬ
Ｌループの部分を取出したブロック図
Ｌループの部分を取出したブロック図
【図１２】図１１のＦＩＲ補間フィルタと位相オフセッ
ト検出器の具体的な実施例の回路ブロック図
ト検出器の具体的な実施例の回路ブロック図
【図１３】ＦＩＲ補間フィルタによるリ・サンプリング
動作とゼロ位相スタートのための位相のずれを示した説
明図
動作とゼロ位相スタートのための位相のずれを示した説
明図
【図１４】プリアンブル区間の位相比較により位相オフ
セットを求める方法における位相誤差なしと位相誤差の
あるプリアンブル波形の説明図
セットを求める方法における位相誤差なしと位相誤差の
あるプリアンブル波形の説明図
【図１５】リファレンスを正弦信号とした場合の時刻ｋ
Ｔｓでの相関の算出方法の説明図
Ｔｓでの相関の算出方法の説明図
【図１６】次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓでのリファレンスを
正弦信号とした相関の算出方法の説明図
正弦信号とした相関の算出方法の説明図
【図１７】リファレンスとする余弦信号を正弦信号およ
びサンプリング信号と合わせて示した波形説明図
びサンプリング信号と合わせて示した波形説明図
【図１８】シンボルレートとサンプリングレートが等し
いときのＣ−Ｓ相関空間の基準円に対するプリアンブル
信号の相関ベクトルの説明図
いときのＣ−Ｓ相関空間の基準円に対するプリアンブル
信号の相関ベクトルの説明図
【図１９】シンボルレートに対しオーバーサンプリング
したときのＣ−Ｓ相関空間の基準円に対するプリアンブ
ル信号の相関ベクトルの説明図
したときのＣ−Ｓ相関空間の基準円に対するプリアンブ
ル信号の相関ベクトルの説明図
【図２０】図１９にターゲットとなる理想的なシンボル
レートの相関のベクトルに対するオーバーサンプリング
した場合の相関ベクトルの位相誤差を示した説明図
レートの相関のベクトルに対するオーバーサンプリング
した場合の相関ベクトルの位相誤差を示した説明図
【図２１】図１０の周波数オフセット検出によるループ
引き込みのディジタルＰＬＬループの部分を取出したブ
ロック図
引き込みのディジタルＰＬＬループの部分を取出したブ
ロック図
【図２２】周波数オフセット検出によるループ引き込み
のタイムチャート
のタイムチャート
【図２３】図２１における周波数オフセット検出器及び
ループフィルタの回路構成のブロック図
ループフィルタの回路構成のブロック図
【図２４】図２２におけるバッファ及び周波数オフセッ
ト検出器におけるレジスタ詳細を示した回路ブロック図
ト検出器におけるレジスタ詳細を示した回路ブロック図
【図２５】周波数オフセット検出で行うプリアンブル区
間のブロック分割の説明図
間のブロック分割の説明図
【図２６】離れたブロックのポイント間での位相差の説
明図
明図
【図２７】ブロック間距離に対する位相差の関係グラフ
図
図
【図２８】プリアンブル区間のブロックＢｋにおける正
弦波リファレンス、余弦波リファレンス及びリード波形
の説明図
弦波リファレンス、余弦波リファレンス及びリード波形
の説明図
【図２９】Ｃ−Ｓ相関空間の基準円上において離れたブ
ロックのベクトルの内角で表現される位相誤差の変化率
ｄωの説明図
ロックのベクトルの内角で表現される位相誤差の変化率
ｄωの説明図
【図３０】Ｎ個のブロックを含むプリアンブルの説明図
【図３１】最小２乗法による回帰直線の説明図
【図３２】図１０のオーバーサンプリングの信号補間型
ループの等化器トレーニング部分を取出したブロック図
ループの等化器トレーニング部分を取出したブロック図
【図３３】図３２のＦＩＲ補間フィルタとトレーニング
回路の具体的実施形態の回路図
回路の具体的実施形態の回路図
【図３４】図３２のＦＩＲフィルタと係数更新回路の具
体的実施形態の回路図
体的実施形態の回路図
【図３５】図３４に続く係数更新回路の回路図
【図３６】図３４の係数更新回路に設けた内積器の具体
的実施形態の回路図
的実施形態の回路図
【図３７】従来のＬＭＳ法によるトレーニングを行う再
生タイミングループのブロック図
生タイミングループのブロック図
【図３８】オーバーサンプル型の信号補間によるタイミ
ング再生ループを持つ本発明のトレーニング対象となる
リード系のブロック図
ング再生ループを持つ本発明のトレーニング対象となる
リード系のブロック図
【図３９】図３８のタイミング再生ループを取出して各
部の信号とレートを示した説明図
部の信号とレートを示した説明図
【図４０】本発明の係数トレーニングを行う等化器のタ
ーゲット特性の説明図
ーゲット特性の説明図
【図４１】プリアンブル信号に対する拘束条件となるベ
クトルの説明図
クトルの説明図
【図４２】クロック同期となる従来のタイミングリカバ
リ部を備えたデータ再生部のブロック図
リ部を備えたデータ再生部のブロック図
【図４３】図４２の従来例におけるタイミングリカバリ
動作のタイムチャート
動作のタイムチャート
【図４４】クロック非同期となる従来のタイミングリカ
バリ部を備えたデータ再生部のブロック図
バリ部を備えたデータ再生部のブロック図
１０：ＳＣＳＩコントローラ
１２：ドライブコントロール
１４：ディスクエンクロージャ
１６：メインコントロールユニット（ＭＣＵ）
１８：メモリ
２０：プログラムメモリ
２２：ハードディスクコントローラ（ＨＤＣ）
２４：データバッファ
２６：ドライブインタフェースロジック
２８：ＤＳＰ
３０：リードチャネル（ＲＤＣ）
３２：サーボドライバ
３４：ヘッドＩＣ
３６−１〜３６−６：復号ヘッド
３８−１〜３８−３：磁気ディスク
４０：ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）
４２：スピンドルモータ（ＳＰＭ）
４６：データ記録部
４８：データ再生部
５０：可変利得アンプ（ＶＧＡ）
５２：ＣＴフィルタ
５４：ＡＤコンバータ
５６：ＦＩＲフィルタ
５８：利得制御器
６０：クロック発振器
６２：バッファ
６４：ＦＩＲ補間フィルタ
６５：ディジタルアキュームレータ
６６：ビタビ判定器
６８：ＲＬＬ復号器
７０：位相オフセット検出器
７２：周波数オフセット検出器
７４：ループフィルタ
７５：ディジタルＶＣＯ
７６：誤差検出器
８０：位相誤差レジスタ
８２−１〜８２−ｍ：減算器
８４：平均演算器
８６：係数テーブル
８８−１〜８８−ｋ：遅延回路
９０−１〜９０−ｋ，１２２−１〜１２２−８，１４
２，１４８：乗算器 ９２−２〜９２−ｋ：加算器 １００：タイミングリカバリ部 １１６：トレーニング回路 １１８：直流オフセット除去ループフィルタ １２０，１２６：ＤＡコンバータ １２４：ＡＧＣループフィルタ １３２−１〜１３２−８，１３６−１〜１３６−７：遅
延回路 １３４，１３８，１４０，１４６：加算器 １５４：演算器 １６８：積和演算器 ２００，２１０：シフトレジスタ ２０２，２０６：相関計算器 ２０４，２０８：正規化部 ２１２：ベクトル回転部 ２１４：内積演算器 ２１６：余弦変換器 ２１８：増幅器 ２２０，２３２：セレクタ ２２２：比例器 ２２４，２２８：加算器 ２２６：積分器 ２３０：レジスタ ２４０：余弦・正弦・相関計算部 ２５０：係数更新回路
２，１４８：乗算器 ９２−２〜９２−ｋ：加算器 １００：タイミングリカバリ部 １１６：トレーニング回路 １１８：直流オフセット除去ループフィルタ １２０，１２６：ＤＡコンバータ １２４：ＡＧＣループフィルタ １３２−１〜１３２−８，１３６−１〜１３６−７：遅
延回路 １３４，１３８，１４０，１４６：加算器 １５４：演算器 １６８：積和演算器 ２００，２１０：シフトレジスタ ２０２，２０６：相関計算器 ２０４，２０８：正規化部 ２１２：ベクトル回転部 ２１４：内積演算器 ２１６：余弦変換器 ２１８：増幅器 ２２０，２３２：セレクタ ２２２：比例器 ２２４，２２８：加算器 ２２６：積分器 ２３０：レジスタ ２４０：余弦・正弦・相関計算部 ２５０：係数更新回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１４年１０月２１日（２００２．１０．
２１）
２１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００７】図４２において、再生ヘッドからのアナロ
グ電圧はヘッドＩＣのプリアンプによって増幅した後、
可変利得アンプ（ＶＧＡ）１２００、ローパスフィルタ
として機能するＣＴフィルタ１２０２、ＡＤコンバータ
（ＡＤＣ）１２０４を経由してディジタル信号に変換さ
れる。
グ電圧はヘッドＩＣのプリアンプによって増幅した後、
可変利得アンプ（ＶＧＡ）１２００、ローパスフィルタ
として機能するＣＴフィルタ１２０２、ＡＤコンバータ
（ＡＤＣ）１２０４を経由してディジタル信号に変換さ
れる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１２】更に、タイミングリカバリ部１２１１には
位相オフセット検出器１２１４が設けられる。位相オフ
セット検出器１２１４は、図４３（Ａ）のＡＤＣ出力と
なる再生データの位相引込み用のプリアンブル領域１２
２３の先頭部分において、図４３（Ｂ）の初期位相誤差
算出１２２６により初期位相誤差（位相オフセット）Δ
τ0を検出し、ループフィルタ１２１８に初期位相誤差
Δτ0をプリセットして図４３（Ｃ）の位相引き込み１
２２８を行う。
位相オフセット検出器１２１４が設けられる。位相オフ
セット検出器１２１４は、図４３（Ａ）のＡＤＣ出力と
なる再生データの位相引込み用のプリアンブル領域１２
２３の先頭部分において、図４３（Ｂ）の初期位相誤差
算出１２２６により初期位相誤差（位相オフセット）Δ
τ0を検出し、ループフィルタ１２１８に初期位相誤差
Δτ0をプリセットして図４３（Ｃ）の位相引き込み１
２２８を行う。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１３】この初期位相誤差の検出による位相引き込
みは所謂ゼロフェーズスタートを行うこととなり、その
後のプリアンブル１２２３を使用した周波数・位相引き
込み１２３０における引き込み時間の短縮を図ってい
る。
みは所謂ゼロフェーズスタートを行うこととなり、その
後のプリアンブル１２２３を使用した周波数・位相引き
込み１２３０における引き込み時間の短縮を図ってい
る。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２９】情報記録再生方法の詳細としては、固定ク
ロックによりヘッド再生信号を離散化したデータをバッ
ファに書込み、バッファへのデータ書込みと並行してデ
ータの先頭領域から位相誤差を検出し、バッファへのデ
ータ書込みと並行してデータ先頭領域から周波数誤差を
検出し、位相誤差及び周波数誤差の補正状態を初期設定
した後に、バッファからデータを読出しながら先頭領域
で位相引き込み及び周波数引き込みを行う、ことを特徴
とする。
ロックによりヘッド再生信号を離散化したデータをバッ
ファに書込み、バッファへのデータ書込みと並行してデ
ータの先頭領域から位相誤差を検出し、バッファへのデ
ータ書込みと並行してデータ先頭領域から周波数誤差を
検出し、位相誤差及び周波数誤差の補正状態を初期設定
した後に、バッファからデータを読出しながら先頭領域
で位相引き込み及び周波数引き込みを行う、ことを特徴
とする。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４５】この場合のタイミングリカバリ部は、補間
フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング
信号と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検
出する誤差検出器と、誤差検出器からの位相誤差を積分
するループフィルタと、ループフィルタの出力を積分し
て位相誤差をなくすように補間フィルタの係数を制御す
るアキュームレータとを備え、位相オフセット検出器で
検出した位相誤差によりアキュームレータを初期化して
ゼロ位相スタートを行わせる。
フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング
信号と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検
出する誤差検出器と、誤差検出器からの位相誤差を積分
するループフィルタと、ループフィルタの出力を積分し
て位相誤差をなくすように補間フィルタの係数を制御す
るアキュームレータとを備え、位相オフセット検出器で
検出した位相誤差によりアキュームレータを初期化して
ゼロ位相スタートを行わせる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４６】また磁気記録再生装置におけるライト動作
とリード動作間のシンボルレートの周波数の差である周
波数オフセット（初期周波数誤差）は、高密度記録化に
伴って増加しつつあり、引き込み時間と定常位相誤差の
増加させる要因となっている。
とリード動作間のシンボルレートの周波数の差である周
波数オフセット（初期周波数誤差）は、高密度記録化に
伴って増加しつつあり、引き込み時間と定常位相誤差の
増加させる要因となっている。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５０】信号補間型のタイミング再生ループを構成
するタイミングリカバリ部には、オーバーサンプリング
された信号を等化するオーバーサンプリング等化器が設
けられているが、等化器係数のトレーニングに必要な判
定誤差はシンボルレートの信号であり、判定誤差をトレ
ーニングのために直接フィードバックすることができな
い。
するタイミングリカバリ部には、オーバーサンプリング
された信号を等化するオーバーサンプリング等化器が設
けられているが、等化器係数のトレーニングに必要な判
定誤差はシンボルレートの信号であり、判定誤差をトレ
ーニングのために直接フィードバックすることができな
い。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００６９】ドライブコントロール１２には、ドライブ
インタフェースロジック２６、ＤＳＰ２８、リードチャ
ネル（ＲＤＣ）３０及びサーボドライバ３２が設けられ
る。更にディスクエンクロージャ１４にはヘッドＩＣ３
４が設けられ、ヘッドＩＣ３４に対し記録ヘッドと再生
ヘッドを備えた複号ヘッド３６−１〜３６−６を接続し
ている。
インタフェースロジック２６、ＤＳＰ２８、リードチャ
ネル（ＲＤＣ）３０及びサーボドライバ３２が設けられ
る。更にディスクエンクロージャ１４にはヘッドＩＣ３
４が設けられ、ヘッドＩＣ３４に対し記録ヘッドと再生
ヘッドを備えた複号ヘッド３６−１〜３６−６を接続し
ている。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００７０】複号ヘッド３６−１〜３６−６は磁気ディ
スク３８−１〜３８−３の各記録面に対し設けられ、Ｖ
ＣＭ４０によるロータリアクチュエータの駆動で磁気デ
ィスク３８−１〜３８−３の任意のトラック位置に移動
される。磁気ディスク３８−１〜３８−３はスピンドル
モータ４２により一定速度で回転される。ＳＣＳＩコン
トローラ１０のハードディスクコントローラ２２には、
フォーマッタやＥＣＣ処理部を設けられる。
スク３８−１〜３８−３の各記録面に対し設けられ、Ｖ
ＣＭ４０によるロータリアクチュエータの駆動で磁気デ
ィスク３８−１〜３８−３の任意のトラック位置に移動
される。磁気ディスク３８−１〜３８−３はスピンドル
モータ４２により一定速度で回転される。ＳＣＳＩコン
トローラ１０のハードディスクコントローラ２２には、
フォーマッタやＥＣＣ処理部を設けられる。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００７７】ここでＦＩＲ補間フィルタ６４、ビタビ判
定器６６，誤差検出器７６、ループフィルタ７４及びデ
ィジタルアキュームレータ６５を含むループは、ディジ
タルＰＬＬを構成している。このディジタルＰＬＬは、
まず、電圧制御されないクロック発振器６０からのフリ
ー・ランニングのクロックによりＡＤコンバータ５４を
駆動し、非同期にサンプリングする。また誤差検出器７
６及びループフィルタ７４は従来と同じでよいが、ＶＣ
Ｏは、ディジタルアキュームレータ６５とＦＩＲ補間フ
ィルタ６４で置き換える。ディジタルアキュームレータ
６５は、積分動作を行い、一方、ＦＩＲ補間フィルタ６
４はシンボルレートに同期したサンプルを行うリ・サン
プラとして動作する。
定器６６，誤差検出器７６、ループフィルタ７４及びデ
ィジタルアキュームレータ６５を含むループは、ディジ
タルＰＬＬを構成している。このディジタルＰＬＬは、
まず、電圧制御されないクロック発振器６０からのフリ
ー・ランニングのクロックによりＡＤコンバータ５４を
駆動し、非同期にサンプリングする。また誤差検出器７
６及びループフィルタ７４は従来と同じでよいが、ＶＣ
Ｏは、ディジタルアキュームレータ６５とＦＩＲ補間フ
ィルタ６４で置き換える。ディジタルアキュームレータ
６５は、積分動作を行い、一方、ＦＩＲ補間フィルタ６
４はシンボルレートに同期したサンプルを行うリ・サン
プラとして動作する。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００７８】このディジタルアキュームレータ６５とＦ
ＩＲ補間フィルタ６４の組み合わせによりディジタルＶ
ＣＯ７５が構成され、全体的な動作は従来のＰＬＬと同
じになる。
ＩＲ補間フィルタ６４の組み合わせによりディジタルＶ
ＣＯ７５が構成され、全体的な動作は従来のＰＬＬと同
じになる。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００９２】減算器８２−１〜８２−ｍは（２）式に従
ってそれぞれの周波数オフセットΔｆ（０）〜Δｆ（ｎ
−１）を算出する。減算器８２−１〜８２−ｍの出力は
平均演算器８４に入力され、各周波数オフセットの平均
値を算出し、これを周波数オフセットΔｆ0としてルー
プフィルタ７４にプリセットする。
ってそれぞれの周波数オフセットΔｆ（０）〜Δｆ（ｎ
−１）を算出する。減算器８２−１〜８２−ｍの出力は
平均演算器８４に入力され、各周波数オフセットの平均
値を算出し、これを周波数オフセットΔｆ0としてルー
プフィルタ７４にプリセットする。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１０５】このため図６のセクタデータに示すプリア
ンブル９４，９４−１の長さは、図４１（Ａ）に示した
従来のタイミングリカバリ部による位相オフセットのみ
の補正状態によるフェーズゼロスタートのプリアンブル
１２２３に対し、プリアンブルのデータ長が短いデータ
長のフォーマット構成となっている。
ンブル９４，９４−１の長さは、図４１（Ａ）に示した
従来のタイミングリカバリ部による位相オフセットのみ
の補正状態によるフェーズゼロスタートのプリアンブル
１２２３に対し、プリアンブルのデータ長が短いデータ
長のフォーマット構成となっている。
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１３】このような周波数オフセットΔｆを図３の
周波数オフセット検出器７２で検出してループフィルタ
７４にプリセットし、ＦＩＲ補間フィルタ６４で補間処
理を行わせることで、例えば図７（Ｂ）の先頭から５番
目の周波数誤差のあるヘッド再生信号１１４の三角サン
プル点Ｓ５を、周波数オフセットΔｆに応じた白丸のサ
ンプル点Ｓ５’となるように補間している。
周波数オフセット検出器７２で検出してループフィルタ
７４にプリセットし、ＦＩＲ補間フィルタ６４で補間処
理を行わせることで、例えば図７（Ｂ）の先頭から５番
目の周波数誤差のあるヘッド再生信号１１４の三角サン
プル点Ｓ５を、周波数オフセットΔｆに応じた白丸のサ
ンプル点Ｓ５’となるように補間している。
【手続補正１５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１７】タイミングリカバリ部１００は、誤差検出
器７６、ループフィルタ７４及びクロック発振器６０−
１によりＡＤコンバータ５４でヘッド再生信号をサンプ
リングするクロックのタイミングを制御するＰＬＬを構
成している。また可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０には利
得制御器５８−１が設けられ、利得を制御して振幅を補
正する。
器７６、ループフィルタ７４及びクロック発振器６０−
１によりＡＤコンバータ５４でヘッド再生信号をサンプ
リングするクロックのタイミングを制御するＰＬＬを構
成している。また可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０には利
得制御器５８−１が設けられ、利得を制御して振幅を補
正する。
【手続補正１６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１８】即ち、クロック同期に対応したタイミング
リカバリ部１００は、ＦＩＲフィルタ５６の出力信号y
とビタビ判定器６６からの判定値ｙ∧を用いて位相誤差
Δτを求め、この位相誤差をなくすようにクロック発振
器６０−１の発振周波数を制御する。これによりＡＤコ
ンバータ５４のサンプリング位置が制御されるフィード
バックループが形成される。
リカバリ部１００は、ＦＩＲフィルタ５６の出力信号y
とビタビ判定器６６からの判定値ｙ∧を用いて位相誤差
Δτを求め、この位相誤差をなくすようにクロック発振
器６０−１の発振周波数を制御する。これによりＡＤコ
ンバータ５４のサンプリング位置が制御されるフィード
バックループが形成される。
【手続補正１７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１２０
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１２０】更に、タイミングリカバリ部１００には位
相オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器７２
が設けられる。位相オフセット検出器７０は、ＡＤコン
バータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアン
ブル領域を入力して位相オフセットΔτ0を検出し、こ
の検出した位相オフセットΔτ0をループフィルタ７４
にプリセットする。
相オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器７２
が設けられる。位相オフセット検出器７０は、ＡＤコン
バータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアン
ブル領域を入力して位相オフセットΔτ0を検出し、こ
の検出した位相オフセットΔτ0をループフィルタ７４
にプリセットする。
【手続補正１８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１５１
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１５１】シンボルレートに同期したタイミングリカ
バリのためには補間フィルタは、ｇ（ｍＴ）を出力する
必要がある。しかし、ＡＤコンバータ５４はサンプリン
グ周期Ｔｓでサンプリングしており、また位相ループに
は位相誤差μ（Ｔｓで正規化）があり、それゆえＦＩＲ
補間フィルタ６４に対する入力は
バリのためには補間フィルタは、ｇ（ｍＴ）を出力する
必要がある。しかし、ＡＤコンバータ５４はサンプリン
グ周期Ｔｓでサンプリングしており、また位相ループに
は位相誤差μ（Ｔｓで正規化）があり、それゆえＦＩＲ
補間フィルタ６４に対する入力は
【手続補正１９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１６６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１６６】本発明の初期位相誤差検出にあっては、セ
クタ内のプリアンブル区間のリード波形を周期波形、具
体的には正弦波として扱い、その相関関数から信号ポイ
ントとサンプリングポイントの位相誤差Δτを検出す
る。この場合の相関関数はリファレンスとなる正弦信号
とサンプリング信号の積をリファレンスとなる正弦信号
の周期の整数倍長の区域で加算平均して求めている。
クタ内のプリアンブル区間のリード波形を周期波形、具
体的には正弦波として扱い、その相関関数から信号ポイ
ントとサンプリングポイントの位相誤差Δτを検出す
る。この場合の相関関数はリファレンスとなる正弦信号
とサンプリング信号の積をリファレンスとなる正弦信号
の周期の整数倍長の区域で加算平均して求めている。
【手続補正２０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１７９
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１７９】図１７はリファレンスを余弦信号とした時
の相関を算出するための説明図である。図１７にあって
は、シンボルレートＴのリファレンス正弦信号１７０を
ｒsin（ｔ）で示し、また同じくシンボルレートＴのリ
ファレンス余弦信号１７２をｒcos（ｔ）で示してお
り、更にサンプリングレートＴｓのサンプリング信号１
７４をＺ（ｔ）として示している。そしてリファレンス
正弦信号１７０とリファレンス余弦信号１７２はπ／２
の位相誤差があり、且つサンプリング信号１７４に対し
（μＴｓ）の位相誤差を生じている。
の相関を算出するための説明図である。図１７にあって
は、シンボルレートＴのリファレンス正弦信号１７０を
ｒsin（ｔ）で示し、また同じくシンボルレートＴのリ
ファレンス余弦信号１７２をｒcos（ｔ）で示してお
り、更にサンプリングレートＴｓのサンプリング信号１
７４をＺ（ｔ）として示している。そしてリファレンス
正弦信号１７０とリファレンス余弦信号１７２はπ／２
の位相誤差があり、且つサンプリング信号１７４に対し
（μＴｓ）の位相誤差を生じている。
【手続補正２１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１９４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１９４】図１９はシンボルレートＴに対し、サンプ
ルレートＴｓが小さいオーバーサンプリングにおける相
関（Ｃ，Ｓ）の相関空間の説明図である。このオーバー
サンプリングの場合には、相関（Ｃｋ，Ｓｋ）の一次元
に存在するベクトル１７６に対し、次の次元の相関（Ｃ
ｋ＋１，Ｓｋ＋１）のベクトル１８０はシンボルレート
ＴとサンプリングレートＴｓが等しい時のベクトル１７
６よりオーバーサンプリングによってπ／２より少ない
位相の回転を持つ。
ルレートＴｓが小さいオーバーサンプリングにおける相
関（Ｃ，Ｓ）の相関空間の説明図である。このオーバー
サンプリングの場合には、相関（Ｃｋ，Ｓｋ）の一次元
に存在するベクトル１７６に対し、次の次元の相関（Ｃ
ｋ＋１，Ｓｋ＋１）のベクトル１８０はシンボルレート
ＴとサンプリングレートＴｓが等しい時のベクトル１７
６よりオーバーサンプリングによってπ／２より少ない
位相の回転を持つ。
【手続補正２２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【０２１２】位相オフセット検出器７０は次の時刻（ｋ
＋１）Ｔｓで得られるＦＩＲフィルタ５６と遅延回路１
３６−２，１３６−４，１３６−６からの出力（１，−
１，１，−１）を、リファレンス正弦信号とサンプリン
グ信号の積として加算器１４０に入力して加算し、相関
Ｓｋ＋１を出力する。
＋１）Ｔｓで得られるＦＩＲフィルタ５６と遅延回路１
３６−２，１３６−４，１３６−６からの出力（１，−
１，１，−１）を、リファレンス正弦信号とサンプリン
グ信号の積として加算器１４０に入力して加算し、相関
Ｓｋ＋１を出力する。
【手続補正２３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０２１３】加算器１３８，１４０に続いて設けられた
乗算器１４２，１４８、加算器１４６、レジスタ１４
４，１５０は、（２３）式の演算を実行して時刻（ｋ＋
１）Ｔｓにおけるリファレンスを余弦信号とした場合の
相関Ｃｋ＋１を求める。
乗算器１４２，１４８、加算器１４６、レジスタ１４
４，１５０は、（２３）式の演算を実行して時刻（ｋ＋
１）Ｔｓにおけるリファレンスを余弦信号とした場合の
相関Ｃｋ＋１を求める。
【手続補正２４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２２０
【補正方法】変更
【補正内容】
【０２２０】具体的には非対称なプリアンブル波形につ
いて、例えば図１４（Ａ）の正弦波における時刻ｋＴと
１つ前の時刻（ｋ−１）Ｔの２つのサンプル点のよう
に、リファレンスが対称となるようにベクトルの回転を
加え、即ち位相をシフトさせ、対称となった連続する２
つのサンプルについて、レベル比較法による前記（９）
式から位相誤差Δθを算出する。
いて、例えば図１４（Ａ）の正弦波における時刻ｋＴと
１つ前の時刻（ｋ−１）Ｔの２つのサンプル点のよう
に、リファレンスが対称となるようにベクトルの回転を
加え、即ち位相をシフトさせ、対称となった連続する２
つのサンプルについて、レベル比較法による前記（９）
式から位相誤差Δθを算出する。
【手続補正２５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２２７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０２２７】このような媒体フォーマットに対し、図２
４（Ｂ）のようにリードゲート信号Ｅ１が時刻ｔ１でイ
ネーブルとなってリードが開始され、リードゲート信号
Ｅ１はデータ部１９６の後ろのギャップ１９０−１に入
ってディスイネーブルとなる。リードゲート信号Ｅ１に
より磁気ディスクから読み出されたリード信号は、図２
１のＡＤコンバータ５４でクロック発振器６０からの固
定クロックによりオーバーサンプリングされて、バッフ
ァ６２に格納される。
４（Ｂ）のようにリードゲート信号Ｅ１が時刻ｔ１でイ
ネーブルとなってリードが開始され、リードゲート信号
Ｅ１はデータ部１９６の後ろのギャップ１９０−１に入
ってディスイネーブルとなる。リードゲート信号Ｅ１に
より磁気ディスクから読み出されたリード信号は、図２
１のＡＤコンバータ５４でクロック発振器６０からの固
定クロックによりオーバーサンプリングされて、バッフ
ァ６２に格納される。
【手続補正２６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２４６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０２４６】これに対しリード波形の周波数オフセット
ΔｆがΔｆ≠０ならば、ブロックＢｋに含まれる正弦波
の位相は周波数オフセットΔｆに比例して変化する。こ
の周波数オフセットによるシンボルレートＴの変化は、
シンボルレート周波数ｆsynで表わすと、周波数オフセ
ットがないときは
ΔｆがΔｆ≠０ならば、ブロックＢｋに含まれる正弦波
の位相は周波数オフセットΔｆに比例して変化する。こ
の周波数オフセットによるシンボルレートＴの変化は、
シンボルレート周波数ｆsynで表わすと、周波数オフセ
ットがないときは
【手続補正２７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２６８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０２６８】ここで正弦リファレンス信号Ｓrefとリー
ド信号ｘkの位相誤差をΔωkとすると、（３４）式は次
のようになる。
ド信号ｘkの位相誤差をΔωkとすると、（３４）式は次
のようになる。
【手続補正２８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２８４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０２８４】但し、Ｖk’＝（−Ｃck，Ｃsk）
そしてＶｋ，Ｖ（ｋ＋ｌ）の内積として与えられる変化
率ｄωは比較的小さいことから、次式で近似できる。
率ｄωは比較的小さいことから、次式で近似できる。
【手続補正２９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２８８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０２８８】図２３に示した周波数オフセット検出器７
２の回路は、（４６）式に従った演算を順次行って周波
数オフセットΔｆを出力する。
２の回路は、（４６）式に従った演算を順次行って周波
数オフセットΔｆを出力する。
【手続補正３０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２９８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０２９８】このＦＩＲフィルタ５６を用いたオーバー
サンプリング等化器の係数をトレーニングするため、ト
レーニング回路１１６が設けられている。トレーニング
回路１１６には、誤差検出器７６からＦＩＲ補間フィル
タ６４のシンボルレート出力と、図１０に示したビタビ
判定器６６からのシンボル判定出力との判定誤差ｅを入
力する。
サンプリング等化器の係数をトレーニングするため、ト
レーニング回路１１６が設けられている。トレーニング
回路１１６には、誤差検出器７６からＦＩＲ補間フィル
タ６４のシンボルレート出力と、図１０に示したビタビ
判定器６６からのシンボル判定出力との判定誤差ｅを入
力する。
【手続補正３１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３０６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３０６】図３４において、オーバーサンプリング等
化器として機能するＦＩＲフィルタ５６は、遅延回路２
６０−１〜２６０−１０をカスケード接続し、そのタッ
プ出力を乗算器２６２−１〜２６２−１０に入力して、
図３５の係数更新回路２５０から与えられるタップ係数
Ｃ−５〜Ｃ４と乗算した後、加算器２６３で加算し、遅
延回路２６４を介してオーバーサンプリングしたサンプ
リング信号の波形等化を行って、次段のＦＩＲ補間フィ
ルタ６４に出力する。
化器として機能するＦＩＲフィルタ５６は、遅延回路２
６０−１〜２６０−１０をカスケード接続し、そのタッ
プ出力を乗算器２６２−１〜２６２−１０に入力して、
図３５の係数更新回路２５０から与えられるタップ係数
Ｃ−５〜Ｃ４と乗算した後、加算器２６３で加算し、遅
延回路２６４を介してオーバーサンプリングしたサンプ
リング信号の波形等化を行って、次段のＦＩＲ補間フィ
ルタ６４に出力する。
【手続補正３２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３０９
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３０９】この図３４のベクトル加算器２７８に続い
て、図３５のｂビットの１０出力分の遅延回路２８０−
１〜２８０−１０が設けられ、その出力を乗算器２８４
の一方に入力している。乗算器２８４の他方の入力には
乗算器２８２の出力が与えられる。
て、図３５のｂビットの１０出力分の遅延回路２８０−
１〜２８０−１０が設けられ、その出力を乗算器２８４
の一方に入力している。乗算器２８４の他方の入力には
乗算器２８２の出力が与えられる。
【手続補正３３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３１２】図３６は、図３４のタップ係数更新回路２
５０側に設けている内積器２６８の具体例であり、入力
側の遅延回路２６６−１〜２６６−１０を併せて示して
いる。この内積器２６８は従来の遅延回路２６６−１〜
２６６−１０の各タップ出力を遅延回路２９５で並列的
に遅延した後、レジスタ２９６により設定されている余
弦のリファレンスＲｅｆ−ｎの値であるＲｅｆ０〜Ｒｅ
ｆ９を乗算器２９８−１〜２９８−１０で乗算した後、
加算器３００で加算して内積を求めている。
５０側に設けている内積器２６８の具体例であり、入力
側の遅延回路２６６−１〜２６６−１０を併せて示して
いる。この内積器２６８は従来の遅延回路２６６−１〜
２６６−１０の各タップ出力を遅延回路２９５で並列的
に遅延した後、レジスタ２９６により設定されている余
弦のリファレンスＲｅｆ−ｎの値であるＲｅｆ０〜Ｒｅ
ｆ９を乗算器２９８−１〜２９８−１０で乗算した後、
加算器３００で加算して内積を求めている。
【手続補正３４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３１６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３１６】誤差検出器７６からの判定誤差ｅ（ｔ）
は、ＦＩＲフィルタ５６による等化及びＦＩＲ補間フィ
ルタ６４による信号補間後の等化信号ｙ∧（ｔ）とター
ゲット応答の理想判定値の差である。そして、タイミン
グ再生ループ、ＡＧＣループ、及びオーバーサンプリン
グ等化器の適応等化は、判定誤差ｅ（ｔ）が最小となる
ように制御する。
は、ＦＩＲフィルタ５６による等化及びＦＩＲ補間フィ
ルタ６４による信号補間後の等化信号ｙ∧（ｔ）とター
ゲット応答の理想判定値の差である。そして、タイミン
グ再生ループ、ＡＧＣループ、及びオーバーサンプリン
グ等化器の適応等化は、判定誤差ｅ（ｔ）が最小となる
ように制御する。
【手続補正３５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３２３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３２３】そこで本発明にあっては、図３２に示した
ようにトレーニング回路１１６で誤差検出器７６からの
判定誤差ｅ（ｔ）をシンボルレートからサンプリングレ
ートへ逆補間するようにしている。
ようにトレーニング回路１１６で誤差検出器７６からの
判定誤差ｅ（ｔ）をシンボルレートからサンプリングレ
ートへ逆補間するようにしている。
【手続補正３６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３３３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３３３】
【数５０】
【手続補正３７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３４７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３４７】次にオーバーサンプリング等化器としての
ＦＩＲフィルタ５６の拘束条件を説明する。通常、等化
器の係数トレーニングは、入力信号｛ｘ，ｋ｝がランダ
ムパターンで互いの情報が無相関であることが前提とな
っている。このため、周期パターンのプリアンブル区間
でトレーニングを行うと係数が最適化されない。このた
めプリアンブル信号の区間については、トレーニングに
よって係数の値が変化しないようにする拘束条件を加え
なければならない。
ＦＩＲフィルタ５６の拘束条件を説明する。通常、等化
器の係数トレーニングは、入力信号｛ｘ，ｋ｝がランダ
ムパターンで互いの情報が無相関であることが前提とな
っている。このため、周期パターンのプリアンブル区間
でトレーニングを行うと係数が最適化されない。このた
めプリアンブル信号の区間については、トレーニングに
よって係数の値が変化しないようにする拘束条件を加え
なければならない。
【手続補正３８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３５９
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３５９】
【数６２】
【手続補正３９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３６４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３６４】この（６５）式におけるＺの最小値を求め
るため、ラグランジェの未定数乗数法を用いる。即ち、
２乗誤差Ｚの極値をとる係数を
るため、ラグランジェの未定数乗数法を用いる。即ち、
２乗誤差Ｚの極値をとる係数を
【手続補正４０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３６７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３６７】
【数６６】
【手続補正４１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０３９９
【補正方法】変更
【補正内容】
【０３９９】
【数８０】
【手続補正４２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０４０４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０４０４】（５．直流オフセットキャンセル制御と自
動利得制御）図１０の実施形態にあっては、直流オフセ
ット除去ループフィルタ１１８、ＤＡコンバータ１２０
及びアナログ加算器１２２によって、直流オフセットキ
ャンセル制御ループを構成している。またＡＧＣループ
フィルタ１２４、ＤＡコンバータ１２６によって、自動
利得制御ループを構成している。
動利得制御）図１０の実施形態にあっては、直流オフセ
ット除去ループフィルタ１１８、ＤＡコンバータ１２０
及びアナログ加算器１２２によって、直流オフセットキ
ャンセル制御ループを構成している。またＡＧＣループ
フィルタ１２４、ＤＡコンバータ１２６によって、自動
利得制御ループを構成している。
【手続補正４３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０４１６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０４１６】（付記３）情報を磁気記録媒体上に記録し
て再生する信号復号回路に於いて、再生データの先頭領
域から位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正する
タイミングリカバリ部を備えたことを特徴とする信号復
号回路（３）。
て再生する信号復号回路に於いて、再生データの先頭領
域から位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正する
タイミングリカバリ部を備えたことを特徴とする信号復
号回路（３）。
【手続補正４４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明図
【図２】本発明が適用されるハードディスクドライブの
ブロック図
ブロック図
【図３】本発明のタイミングリカバリ部を備えたデータ
再生部のブロック図
再生部のブロック図
【図４】図３の位相オフセット検出器および周波数オフ
セット検出器のブロック図
セット検出器のブロック図
【図５】図３のＦＩＲ補間フィルタのブロック図
【図６】本発明によるタイミングリカバリ動作のタイム
チャート
チャート
【図７】位相オフセットと周波数オフセットをもつプリ
アンブル再生データの説明図
アンブル再生データの説明図
【図８】本発明のタイミングリカバリ部を備えたデータ
再生部の実施形態のブロック図
再生部の実施形態のブロック図
【図９】クロック同期となる本発明のタイミングリカバ
リ部を備えたデータ再生部の実施形態のブロック図
リ部を備えたデータ再生部の実施形態のブロック図
【図１０】本発明によるタイミングリカバリの他の実施
形態のブロック図
形態のブロック図
【図１１】図１０のゼロ位相スタートのディジタルＰＬ
Ｌループの部分を取出したブロック図
Ｌループの部分を取出したブロック図
【図１２】図１１のＦＩＲ補間フィルタと位相オフセッ
ト検出器の具体的な実施例の回路ブロック図
ト検出器の具体的な実施例の回路ブロック図
【図１３】ＦＩＲ補間フィルタによるリ・サンプリング
動作とゼロ位相スタートのための位相のずれを示した説
明図
動作とゼロ位相スタートのための位相のずれを示した説
明図
【図１４】プリアンブル区間の位相比較により位相オフ
セットを求める方法における位相誤差なしと位相誤差の
あるプリアンブル波形の説明図
セットを求める方法における位相誤差なしと位相誤差の
あるプリアンブル波形の説明図
【図１５】リファレンスを正弦信号とした場合の時刻ｋ
Ｔｓでの相関の算出方法の説明図
Ｔｓでの相関の算出方法の説明図
【図１６】次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓでのリファレンスを
正弦信号とした相関の算出方法の説明図
正弦信号とした相関の算出方法の説明図
【図１７】リファレンスとする余弦信号を正弦信号およ
びサンプリング信号と合わせて示した波形説明図
びサンプリング信号と合わせて示した波形説明図
【図１８】シンボルレートとサンプリングレートが等し
いときのＣ−Ｓ相関空間の基準円に対するプリアンブル
信号の相関ベクトルの説明図
いときのＣ−Ｓ相関空間の基準円に対するプリアンブル
信号の相関ベクトルの説明図
【図１９】シンボルレートに対しオーバーサンプリング
したときのＣ−Ｓ相関空間の基準円に対するプリアンブ
ル信号の相関ベクトルの説明図
したときのＣ−Ｓ相関空間の基準円に対するプリアンブ
ル信号の相関ベクトルの説明図
【図２０】図１９についてターゲットとなる理想的なシ
ンボルレートの相関のベクトルに対するオーバーサンプ
リングした場合の相関ベクトルの位相誤差を示した説明
図
ンボルレートの相関のベクトルに対するオーバーサンプ
リングした場合の相関ベクトルの位相誤差を示した説明
図
【図２１】図１０の周波数オフセット検出によるループ
引き込みのディジタルＰＬＬループの部分を取出したブ
ロック図
引き込みのディジタルＰＬＬループの部分を取出したブ
ロック図
【図２２】周波数オフセット検出によるループ引き込み
のタイムチャート
のタイムチャート
【図２３】図２１における周波数オフセット検出器及び
ループフィルタの回路構成のブロック図
ループフィルタの回路構成のブロック図
【図２４】図２２におけるバッファ及び周波数オフセッ
ト検出器におけるレジスタ詳細を示した回路ブロック図
ト検出器におけるレジスタ詳細を示した回路ブロック図
【図２５】周波数オフセット検出で行うプリアンブル区
間のブロック分割の説明図
間のブロック分割の説明図
【図２６】離れたブロックのポイント間での位相差の説
明図
明図
【図２７】ブロック間距離に対する位相差の関係グラフ
図
図
【図２８】プリアンブル区間のブロックＢｋにおける正
弦波リファレンス、余弦波リファレンス及びリード波形
の説明図
弦波リファレンス、余弦波リファレンス及びリード波形
の説明図
【図２９】Ｃ−Ｓ相関空間の基準円上において離れたブ
ロックのベクトルの内角で表現される位相誤差の変化率
ｄωの説明図
ロックのベクトルの内角で表現される位相誤差の変化率
ｄωの説明図
【図３０】Ｎ個のブロックを含むプリアンブルの説明図
【図３１】最小２乗法による回帰直線の説明図
【図３２】図１０のオーバーサンプリングの信号補間型
ループの等化器トレーニング部分を取出したブロック図
ループの等化器トレーニング部分を取出したブロック図
【図３３】図３２のＦＩＲ補間フィルタとトレーニング
回路の具体的実施形態の回路図
回路の具体的実施形態の回路図
【図３４】図３２のＦＩＲフィルタと係数更新回路の具
体的実施形態の回路図
体的実施形態の回路図
【図３５】図３４に続く係数更新回路の回路図
【図３６】図３４の係数更新回路に設けた内積器の具体
的実施形態の回路図
的実施形態の回路図
【図３７】従来のＬＭＳ法によるトレーニングを行う再
生タイミングループのブロック図
生タイミングループのブロック図
【図３８】オーバーサンプル型の信号補間によるタイミ
ング再生ループを持つ本発明のトレーニング対象となる
リード系のブロック図
ング再生ループを持つ本発明のトレーニング対象となる
リード系のブロック図
【図３９】図３８のタイミング再生ループを取出して各
部の信号とレートを示した説明図
部の信号とレートを示した説明図
【図４０】本発明の係数トレーニングを行う等化器のタ
ーゲット特性の説明図
ーゲット特性の説明図
【図４１】プリアンブル信号に対する拘束条件となるベ
クトルの説明図
クトルの説明図
【図４２】クロック同期となる従来のタイミングリカバ
リ部を備えたデータ再生部のブロック図
リ部を備えたデータ再生部のブロック図
【図４３】図４２の従来例におけるタイミングリカバリ
動作のタイムチャート
動作のタイムチャート
【図４４】クロック非同期となる従来のタイミングリカ
バリ部を備えたデータ再生部のブロック図
バリ部を備えたデータ再生部のブロック図
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ▲高▼津 求
神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番
１号 富士通株式会社内
(72)発明者 澤田 勝
神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番
１号 富士通株式会社内
Ｆターム(参考） 5D044 BC01 BC04 CC04 DE34 FG01
FG05 GM12 GM15 GM18
5D090 AA01 BB02 BB03 BB04 CC04
DD03 EE17 GG26
5K046 EE06 EF02 EF54
Claims (10)
- 【請求項１】情報を磁気記録媒体上に記録して再生する
情報記録再生装置に於いて、 再生データの先頭領域から位相誤差と及び周波数誤差を
検出して初期補正するタイミングリカバリ部を備えたこ
とを特徴とする情報記録再生装置。 - 【請求項２】情報を磁気記録媒体上に記録して再生する
情報記録再生装置に於いて、 再生データの先頭領域から周波数誤差を検出して初期補
正するタイミングリカバリ部を備えたことを特徴とする
情報記録再生装置。 - 【請求項３】情報を磁気記録媒体上に記録して再生する
信号復号回路に於いて、 再生データの先頭領域から位相誤差及び周波数誤差を検
出して初期補正するタイミングリカバリ部を備えたこと
を特徴とする信号復号回路。 - 【請求項４】情報を磁気記録媒体上に記録して再生する
信号復号回路に於いて、 再生データの先頭領域から周波数誤差を検出して初期補
正するタイミングリカバリ部を備えたことを特徴とする
信号復号回路。 - 【請求項５】情報を磁気記録媒体上に記録して再生する
情報記録再生装置に於いて、 固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を
補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間
フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、 セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期
波形として近似的に扱い、前記周期波形のリファレンス
波形とサンプル波形の相関から信号ポイントとサンプリ
ングポイントとの位相誤差を検出し、検出した前記位相
誤差により前記タイミングリカバリ部を補正してループ
動作を開始させる位相オフセット検出器と、を備えたこ
とを特徴とする情報記録再生装置。 - 【請求項６】請求項５記載の情報記録再生装置に於い
て、前記タイミングリカバリ部は、前記補間フィルタか
ら出力されたシンボルレートのサンプリング信号と判定
器からのシンボル判定信号との位相誤差を検出する誤差
検出器と、前記誤差検出器からの位相誤差を積分するル
ープフィルタと、前記ループフィルタの出力を積分して
位相誤差をなくすように前記補間フィルタの係数を制御
するアキュームレータと、を備え、前記位相オフセット
検出器で検出した前記位相誤差により前記アキュームレ
ータを初期化してゼロ位相スタートを行わせることを特
徴とする情報記録再生装置。 - 【請求項７】情報を磁気記録媒体上に記録して再生する
情報記録再生装置に於いて、 固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を
補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間
フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、 セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期
波形として扱い、前記周期波形のリファレンス信号とシ
ンボルレートに対しオーバーサンプリングしたサンプリ
ング信号の相関から信号ポイントとサンプリングポイン
トとの位相誤差を検出して補正し、補正した位相誤差に
より前記タイミングリカバリ部を補正して動作を開始さ
せる位相オフセット検出器と、を備えたことを特徴とす
る情報記録再生装置。 - 【請求項８】情報を磁気記録媒体上に記録して再生する
情報記録再生装置に於いて、 固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を
補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間
フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、プリアンブ
ル区間のリード波形を正弦波に近似し、前記正弦波の周
期の整数倍長でプリアンブルを複数のブロックに分割
し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレス波形
との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る前記位相誤
差の変化率から周波数誤差を検出し、検出した周波数誤
差により前記タイミングリカバリ部を補正してループ動
作を開始させる周波数オフセット検出器と、を備えたこ
とを特徴とする情報記録再生装置。 - 【請求項９】請求項８記載の情報記録再生装置に於い
て、前記タイミングリカバリ部は、前記補間フィルタか
ら出力されたシンボルレートのサンプリング信号と判定
器からのシンボル判定信号との位相誤差を検出する誤差
検出器と、前記誤差検出器からの位相誤差を積分するル
ープフィルタと、前記ループフィルタの出力を積分して
位相誤差をなくすように前記補間フィルタの係数を制御
するアキュームレータと、を備え、前記周波数オフセッ
ト検出器で予測した前記周波数誤差により前記ループフ
ィルタを初期化してループ動作を開始させることを特徴
とする情報記録再生装置。 - 【請求項１０】情報を磁気記録媒体上に記録して再生す
る情報記録再生装置に於いて、シンボルレートのリード
信号を入力して非同期にオーバーサンプリングしたサン
プリング信号を出力するＡＤコンバータと、前記オーバ
ーサンプリングされたサンプリング信号を波形等化する
オーバーサンプリング等化器と、 前記等化信号を補間してシンボルレートにダウンサンプ
リングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部
と、 前記補間フィルタの出力信号と判定器の判定信号から求
めたシンボルレートの判定誤差を前記オーバーサンプリ
ング等化器のトレーニングにフィードバックする時に、
前記判定誤差をサンプリングレートの信号に逆補間する
トレーニング回路と、を備えたことを特徴とする情報記
録再生装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002095505A JP4109003B2 (ja) | 2002-01-21 | 2002-03-29 | 情報記録再生装置、信号復号回路及び方法 |
| US10/273,485 US7054088B2 (en) | 2002-01-21 | 2002-10-18 | Information recording and reproducing apparatus and method, and signal decoding circuit for performing timing recovery |
| US11/388,377 US7515369B2 (en) | 2002-01-21 | 2006-03-24 | Information recording and reproducing apparatus and method, and signal decoding circuit for performing timing recovery |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002011018 | 2002-01-21 | ||
| JP2002-11018 | 2002-01-21 | ||
| JP2002095505A JP4109003B2 (ja) | 2002-01-21 | 2002-03-29 | 情報記録再生装置、信号復号回路及び方法 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003281831A true JP2003281831A (ja) | 2003-10-03 |
| JP2003281831A5 JP2003281831A5 (ja) | 2005-09-08 |
| JP4109003B2 JP4109003B2 (ja) | 2008-06-25 |
Family
ID=26625571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002095505A Expired - Fee Related JP4109003B2 (ja) | 2002-01-21 | 2002-03-29 | 情報記録再生装置、信号復号回路及び方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| US (2) | US7054088B2 (ja) |
| JP (1) | JP4109003B2 (ja) |
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|---|---|
| US20060181797A1 (en) | 2006-08-17 |
| US7515369B2 (en) | 2009-04-07 |
| US7054088B2 (en) | 2006-05-30 |
| JP4109003B2 (ja) | 2008-06-25 |
| US20030137765A1 (en) | 2003-07-24 |
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Legal Events
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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