JP2000228868A - 電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ＩＧＢＴのスイッチング時間，損失の増加を抑
えながら、ＩＧＢＴのスイッチング時のｄｉ／ｄｔ，ｄ
ｖ／ｄｔを抑制する。 【解決手段】ＩＧＢＴを含む電圧駆動形スイッチングデ
バイスのスイッチング動作を制御する信号を増幅する駆
動手段と、前記ＩＧＢＴのゲート電圧を検出する手段
と、前記駆動手段のオン（オフ）時の出力電圧を時間経
過に伴って徐々に降下（上昇）させる電圧降下（上昇）
手段と、前記出力電圧を徐々に上昇させる電圧上昇（降
下）手段とを設け、前記ＩＧＢＴのゲート電圧の検出値
に応じて前記電圧下降(上昇）手段から前記電圧上昇
（降下）手段への切換えを行うことにより、IGBTのオン
（オフ）時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔを抑制する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＥＴやＩＧＢＴ
等の電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路に関
する。

【０００２】

【従来の技術】図９に、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipo
lar Transistor）を用いた電圧形インバータの一般的な
回路構成を示す。上下直列の３つのアームを構成するＩ
ＧＢＴを交互にオン，オフさせることにより、直流電源
Ｅから負荷のモータに交流電力を供給するものである。
同図においてＬｓは主回路配線の浮遊インダクタンスで
あるが、近年インバータの実装技術が進歩し、従来１μ
Ｈ近くにあったＬｓを１５０ｎＨ以下に小さくすること
が可能になってきている。その結果、浮遊インダクタン
スＬｓに蓄積されるエネルギが小さくなるので、スイッ
チング時の跳ね上がり電圧を抑制するためのスナバ回路
（例えば図１０）が不要となり、主回路のシンプル化が
実現できるようになってきている。

【０００３】しかしながら、主回路配線の遊遊インダク
タンスＬｓはターンオン時のｄｉ／ｄｔの抑制，スナバ
回路（例えば図１０）はターンオフ時のｄｖ／ｄｔの抑
制の役割も果たしていたので、主回路のシンプル化によ
りＩＧＢＴのスイッチング時に高ｄｉ／ｄｔ，高ｄｖ／
ｄｔが発生するという新たな問題が発生するようになっ
てきている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】インバータ回路のスイ
ッチング動作の高ｄｉ／ｄｔ化，高ｄｖ／ｄｔ化は、周
辺装置の誤動作の要因となるばかりでなく、負荷のモー
タにも悪影響を及ぼす。例えば、車両用のインバータで
は負荷のモータがインバータから離れたところに設置さ
れる場合が多い。モータ配線の中にはインダクタンスＬ
ｓ′のほか、図９に破線で示すように浮遊容量Ｃｓ′が
含まれている。このためインバータのｄｖ／ｄｔが大き
くなるにしたがって、負荷のモータのインピーダンスが
大きく見えるようになるので、Ｌｓ′とＣｓ′による共
振が発生する。このためモータにはインバータの出力電
圧の２倍に近い電圧が印加されるようになり、モータの
絶縁破壊等の故障原因となる場合がある。このようなこ
とからＩＧＢＴのスイッチング時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／
ｄｔの抑制が重要な課題となっている。

【０００５】電圧駆動形スイッチング素子であるＩＧＢ
Ｔのターンオン，ターンオフのスイッチング速度はその
ゲート駆動方法、例えばゲート抵抗を大きくして、ＩＧ
ＢＴのゲート容量の充電時定数を長くすることにより抑
制できることが知られている。しかしこの方法だけでは
スイッチング時間が長くなること、ＩＧＢＴでの損失が
大きくなり過ぎること等からＩＧＢＴのスイッチングの
タイミングに応じて、ゲート駆動回路のゲート抵抗を切
換える改良が提案されている(特開平1−183214号，特開
平3−93457号，特開平6−291631号，特開平8−322240
号，特開平10−150764号等）。しかしながら、ゲート抵
抗を切換える方法でｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの可変範囲
を広くしようとすると、抵抗とそれを切換えるためのス
イッチが沢山必要となり、その切換えの制御も複雑化し
てくる。

【０００６】本発明の課題は、ＩＧＢＴ等の電圧駆動形
スイッチング素子のスイッチング時間または損失の増加
を抑えながら、スイッチング時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄ
ｔを抑制することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明においては、電圧
駆動形スイッチング素子のターンオン時においては、電
圧駆動形スイッチング素子のスイッチング動作を制御す
る信号を増幅する駆動手段と、電圧駆動形スイッチング
素子の動作状態（主電圧又は主電流又はゲート電圧）を
検出する手段と、駆動手段のターンオン時の出力電力を
時間経過に伴って徐々に降下させる電力下降手段と、出
力電力を徐々に上昇させる電力上昇手段とを設け、電圧
駆動形スイッチング素子の動作状態の検出値に応じて電
力下降手段から電力上昇手段への切換えを行うことによ
り、電圧駆動形スイッチング素子のターンオン時のｄｉ
／ｄｔの抑制量を可変できるようにしている。

【０００８】また本発明においては、電圧駆動形スイッ
チング素子のターンオフ時においては、電圧駆動形スイ
ッチング素子のスイッチング動作を制御する信号を増幅
する駆動手段と、電圧駆動形スイッチング素子の動作状
態（主電圧又は主電流又はゲート電圧）を検出する手段
と、駆動手段のターンオフ時の出力電力を時間経過に伴
って徐々に上昇させる電力上昇手段と、出力電力を徐々
に降下させる電力降下手段を設け、電圧駆動形スイッチ
ング素子の動作状態の検出値に応じて電力下降手段から
電力上昇手段への切換えを行うことにより、電圧駆動形
スイッチング素子のターンオフ時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／
ｄｔの抑制量を可変できるようにしている。

【０００９】また本発明では、電圧駆動形スイッチング
素子のスイッチング動作を制御する信号を増幅する駆動
手段と、電圧駆動形スイッチング素子の動作状態（主電
圧又は主電流又はゲート電圧）を検出する手段と、駆動
手段のターンオン又はターンオフ時の出力電力を時間経
過に伴って徐々に降下又は上昇させる手段と、電圧駆動
形スイッチング素子の温度を検出する検出手段と、温度
検出量を電圧に変換する手段とを設け、電圧駆動形スイ
ッチング素子の動作状態（主電圧又は主電流又はゲート
電圧）の検出値と電圧駆動形スイッチング素子の温度検
出量に応じて、駆動手段の電力下降手段から電力上昇手
段、又は電力上昇手段から電力降下手段への切換えのタ
イミングを変えることにより、電圧駆動形スイッチング
素子のターンオン又はターンオフ時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ
／ｄｔの抑制量を可変できるようにしている。

【００１０】さらに本発明では、電力上昇手段及び電力
下降手段を、抵抗とコンデンサ及びスイッチング素子の
並列又は直並列という簡単な構成で実現している。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施例を示すＩＧ
ＢＴのゲート駆動回路１０１の機能構成図である。ゲー
ト駆動回路１０１が接続されているＩＧＢＴモジュール
１０２は、例えば図９に示すような電力変換器を構成す
る１素子である。ＩＧＢＴのオン，オフを制御する信号
を増幅する駆動手段１０７の出力がＩＧＢＴのゲートと
エミッタ間に接続され、その出力電力を過渡的に可変す
る電力上昇手段１０５と電力下降手段１０６が駆動手段
１０７と直列に接続されている。電力下降手段から電力
上昇手段への切換えは、ＩＧＢＴの動作状態（コレクタ
電圧又はコレクタ電流又はゲート電圧）によって行う
が、この場合は基準電圧設定手段１０８によって設定さ
れたゲート電圧の基準電圧を超えるところで行ってい
る。以下、ＩＧＢＴの動作波形を用いながら本ゲート駆
動回路１０１の動作を具体的に説明する。図において１
０３は比較回路、１０４はゲート電圧検出器である。

【００１２】図２はＩＧＢＴのターンオン、図３はター
ンオフの動作波形例を示すものである。図２（Ａ），図
３（Ａ）は本発明による電力上昇手段，電力下降手段を
用いた場合、図２（Ｂ），図３（Ｂ）が単にゲート抵抗
を大きくしてｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔを抑制した従来例
である。制御装置からの信号により、駆動手段の出力電
圧が負から正、または正から負に転じることによりＩＧ
ＢＴのスイッチング動作が行われるが、ここではターン
オン動作の図２（Ａ）を中心に説明する。また、図中に
はゲート駆動手段の出力能力という名称の波形を示して
いるが、これは以下の理由からである。

【００１３】図８（Ａ)〜(Ｄ）に、ＩＧＢＴのゲート駆
動回路１０１と動作波形例を示す。Ｒ１はオン用のゲー
ト電流の制限抵抗、Ｒ２はオフ用のゲート電流の制限抵
抗である。ターンオン時はＱ１がオン，Ｑ２がオフ状態
で、Ｅ１がＲ１，Ｑ１を介してＩＧＢＴのゲートとエミ
ッタ間に印加される。ターンオフ時はＱ１がオフ，Ｑ２
がオン状態で、Ｅ２がＲ２，Ｑ２を介してＩＧＢＴのゲ
ートとエミッタ間に印加される。電圧形駆動素子のゲー
ト駆動手段の負荷は、図８（Ａ）に破線で示すようにコ
レクタ帰還容量Ｃ_gc，ゲート容量Ｃ_geを有する容量負荷
である。このため、ＩＧＢＴのゲートとエミッタを接続
した状態で本発明のゲート駆動手段を説明すると、表現
方法で混乱しやすいと思われるところがある。例えば、
図８（Ｃ）はオン用のゲート抵抗Ｒ１が一定の場合、図
８（Ｄ）はゲート抵抗Ｒ１を時間的に可変した場合であ
る。両者のゲート電流Ｉｏｕｔとゲート電圧Ｖｏｕｔか
らは、ゲート駆動手段の条件がどのように変わっている
かが分かりづらい。例えば、ゲート駆動手段の出力電力
が一定のところであってもゲート電流Ｉｏｕｔが連続的
に減少している期間がある。これは、ゲート駆動手段に
容量負荷が接続されているためである。そこで、図８
（Ｂ）に示すように負荷抵抗Ｒを接続し、負荷抵抗Ｒに
加わる電圧をゲート駆動手段の出力電力（出力能力）と
表現することにする。この場合の負荷抵抗Ｒの電圧は、
オン用の抵抗Ｒ１又はオフ用の抵抗Ｒ２との比率で決ま
る。従って負荷抵抗Ｒの値は限定されないが、Ｒ１又は
Ｒ２と同等の値を選ぶことにより、ゲート駆動手段の能
力変化がより分かりやすいものとなる。

【００１４】図２(Ｂ)の従来例の場合は、正の一定電圧
が出力されているのに対して、図２(Ａ)の本発明の場合
は、一旦正の電圧が出力された後出力電圧が時間と共に
徐々に降下し、再び上昇している点が異なっている。Ｉ
ＧＢＴのターンオン時のｄｉ／ｄｔは、ゲート電圧の上
昇速度に依存することが知られており、図２(Ｂ)の場合
はゲート抵抗を大きくしてゲート電圧の上昇速度を遅く
した場合に相当している。この場合、コレクタ電流の上
昇が抑えられる反面、ターンオン時間(Ｔ１)が長く、タ
ーンオン後のＡの部分のコレクタ電圧の下がりが遅くな
るため、IGBTのスイッチング損失が大きくなるという欠
点がある。本発明の図２（Ａ）の場合は、ターンオンの
最初に正の大きな電圧を出力し、時間と共に徐々に電圧
を降下させ、Ｔ２後再び時間と共に電圧を上昇させ、Ｔ
３後に最初の電圧に戻している。最初の大きな出力電圧
はＩＧＢＴのゲート電圧の上昇速度を速め、ターンオン
時間（Ｔ１）の短縮の役割を果たしている。ＩＧＢＴの
ゲート電圧がしきい値になる頃には、出力電圧が低下
し、図２（Ｂ）の場合と同様にｄｉ／ｄｔが抑制され
る。さらに、ＩＧＢＴのゲート電圧がしきい値を超えた
後、再び出力電圧を大きくすることによりゲート電圧の
上昇を速め、図２（Ａ）のＡの部分のコレクタ電圧の下
がりを速くして、スイッチング損失の低減を図ってい
る。

【００１５】以上のように本発明の第１の特徴は、ター
ンオンの最初は正の大きな電圧を出力して時間と共に徐
々に電圧を低下させること、ＩＧＢＴの動作状態（この
場合はゲート電圧）に応じて再び電圧を上昇させること
により、スイッチング時間の短縮とターンオン損失の低
減をはかりながら、ＩＧＢＴのスイッチング速度のソフ
ト化を実現している点にあるが、従来技術に対して次の
ような特徴を有している。

【００１６】ＩＧＢＴのスイッチング速度をソフト化し
た場合のターンオン，ターンオフ時間の短縮，スイッチ
ング損失の低減方法として、ゲート抵抗を切換える方法
（特開平1−183214号，特開平3−93457号，特開平6−29
1631号等）が提案されている。ゲート抵抗を切換えた場
合の駆動手段の出力電圧は図２（Ａ），図３（Ａ）に破
線で示すようになり、本発明と一部同様な効果が得られ
るところもあるが、以下の理由により制御のしやすさや
効果，構成に大きな差異が生じることになる。ＩＧＢＴ
のスイッチング速度のソフト化は、本質的にはスイッチ
ング損失の増加を招くので、不要なスイッチング速度の
ソフト化はできるだけ避けたい。特開平6−291631号，
特開平8−322240号，特開平10−150764号等に記載のよ
うに、ＩＧＢＴのｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの通電時の電
源電圧や温度等によっても変わるが、ゲート抵抗を切換
える方法で制御するｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔを変えよう
とすると、多くのゲート抵抗とその切換え装置が必要と
なる。また、ゲート抵抗を切換える方法では、ＩＧＢＴ
のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔを抑制した後、本発明の電圧
上昇期間Ｔ３（図２（Ａ），図３（Ａ）参照）の期間に
小さなゲート抵抗に切換えることになるが、そのタイミ
ングが早いとｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔが途中から急に大
きくなり、タイミングが遅すぎるとスイッチング損失が
大きくなるので、ゲート抵抗の切換えのタイミングの難
しさがある。

【００１７】本発明では、ターンオンの最初に正の大き
な電圧を出力し、時間と共に変化する電力下降手段と電
力上昇手段を設けている。電圧を徐々に下降させる電力
下降手段は、ゲート抵抗を切換える方法に例えると、ゲ
ート抵抗を連続的に大きな抵抗に切換えていることに相
当している。また、電力下降手段の動作期間Ｔ２の後に
再び時間とともに電圧を上昇させる電力上昇手段は、ゲ
ート抵抗を連続的に小さな抵抗に切換えていることに相
当している。すなわち、電力下降手段の動作期間Ｔ２を
短く、電力上昇手段の動作期間Ｔ３を長くすることはゲ
ート抵抗を小さくすることに相当し、動作期間Ｔ２を長
く、電力上昇手段の動作期間Ｔ３を短くすることはゲー
ト抵抗を大きくすることに相当する。このように等価的
にゲート抵抗を連続的に可変する機能を持たせることに
より、電力下降手段から電力上昇手段へ切換えるタイミ
ングの制御により、急激なｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの変
化を抑制できる。

【００１８】例えば、今回我々が実験に用いた３.３ｋ
Ｖ−１２００Ａ のＩＧＢＴの場合は、主回路のインダ
クタンス約１００ｎＨで電源電圧２ｋＶからターンオン
させると、ゲート駆動手段の出力からＩＧＢＴの主電流
が流れ始めるまでのターンオン遅れ時間Ｔｄが約１.５
μｓ 、主電流の立ち上がりｄｉ／ｄｔが約６０００Ａ
／μｓであった。この場合、主電流１２００Ａに立ち上
がるまでの動作期間Ｔは Ｔ＝定格電流（１２００Ａ)／抑制ｄｉ／ｄｔ(６０００
Ａ／μｓ）＝０.２μｓ である（Ｔ１＝約１.７μｓ ）。このような場合、電力
上昇手段の上昇期間Ｔ３を０.２μｓ より大きくしてお
くと、電力下降手段の下降期間Ｔ２＝Ｔｄ＋Ｔ＝１.５
μｓ＋０.２μｓから、Ｔ２＝Ｔｄ＋Ｔ−Ｔ３の範囲で
ｄｉ／ｄｔの抑制が可能であることが分かる。ただし、
Ｔ３＝Ｔｄ＋ＴはＴ２＝０となり、電力下降手段が動作
しないことになるので、除かれる。実際にはゲート駆動
手段の出力からＩＧＢＴの主電流が流れ始めるまでのタ
ーンオン遅れ時間Ｔｄに対して主電流の立ち上がり時間
Ｔが短いのでＴ２＞Ｔ３の関係で抑制するのが有効であ
る。以上のように、本発明は連続的に下降する上記の電
力下降手段と連続的に上昇する上記の電力上昇手段を組
み合わせて下降から上昇への動作点Ｔ２を変えることに
よりｄｉ／ｄｔを変えることを可能としている。このこ
とはまた、切り換え動作点Ｔ２のわずかなずれによって
はｄｉ／ｄｔの抑制量が急激に変化しない効果も有する
ことを意味している。

【００１９】以上のように本発明の最大の特徴は、前記
電力下降手段と前記電力上昇手段で等価的にゲート抵抗
を連続可変しているように機能させていることである
が、例えば電力下降手段の部分（Ｔ２）を従来のゲート
抵抗を切換える方法にして、本発明の電力上昇手段（Ｔ
３）を組み合わせた場合においても、両者間の切換えの
タイミング（期間Ｔ２に対応）が僅かにずれてもｄｉ／
ｄｔ，ｄｖ／ｄｔが急激に変化しないというメリットが
得られる。また、電力上昇手段の動作点を変えることに
よりｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの制御が可能なので、通電
条件（電源電圧，コレクタ電流，温度等）が変わった場
合等のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの制御に活用できるとい
う特徴がある。

【００２０】以上、本発明の実施の形態をＩＧＢＴのタ
ーンオン動作に代表して説明してきたが、図３（Ａ）に
示されるようにターンオフ動作についてもターンオン動
作と同様に制御することができる。電圧駆動形素子の場
合はそのゲートしきい値を境にしてオン，オフ動作が行
われ、ゲート電圧が正の方向で制御されるが、負の方向
で制御されるかの違いである。ターンオフ動作の詳細説
明は省略するが、ターンオン動作で説明しなかった本発
明のもう一つの特徴をターンオフ動作で説明する。

【００２１】図３（Ａ）は本発明の実施例、図３（Ｂ）
は従来のゲート抵抗を大きくしてｄｖ／ｄｔを抑制した
時のＩＧＢＴの動作波形例である。両者のコレクタ電圧
波形を比較してみると、図３（Ａ）の本発明の実施例で
は電圧が上昇する傾きがほぼ一定であるのに対して、図
３（Ｂ）の場合は最初の傾きが緩やかで徐々に急峻にな
っていることが分かる。これは図８（Ａ）に破線で接続
しているＩＧＢＴ内部の帰還容量Ｃ_gcの影響である。帰
還容量Ｃ_gcを介する電流は、ターンオフ時はコレクタ電
圧の上昇と共にゲートからエミッタ側に流れてゲート電
流の一部を打ち消すのでターンオフ動作を遅らせるよう
に働く。また、ターンオン時はコレクタ電圧の下降と共
にゲート電流の一部をコレクタ側に流してターンオンを
遅らせるように働く。帰還容量Ｃ_gcは、コレクタ電圧が
低いときに大きく、高くなるに従って２桁以上も小さく
なることが知られている。ＩＧＢＴを大きなゲート電流
で動作させているときには帰還容量を介す電流の割合が
小さいが、ｄｖ／ｄｔを抑制するためにゲート電流を小
さくした場合には帰還容量を介する電流の割合が大きく
なる。このため図３（Ｂ）の場合はコレクタ電圧の低い
ところでの電圧上昇が緩やかになっている。

【００２２】一方本発明の図３（Ａ）の場合は、これま
で述べてきたように前記電力下降手段により駆動能力を
連続的に可変しており、コレクタ電圧の低いところでは
高いところより大きなゲート電流が供給されるので、コ
レクタ電圧の上昇がほぼ均等化される。

【００２３】図４は、本発明の他の実施例の形態を示す
ＩＧＢＴのゲート駆動回路の機能構成図である。図１と
は温度を検出するセンサ４０２が追加されている点、セ
ンサの出力を電圧変換手段４０１により電圧変換して基
準電圧の制御に用いている点が異なっている。前述した
ようにＩＧＢＴモジュール１０２のＩＧＢＴのスイッチ
ング時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔは通電時の電源電圧，
電流及び温度等によって変わる。例えばＩＧＢＴの動作
温度によっては、ターンオフ時のｄｖ／ｄｔが図１１の
ように変わる。温度に大きく依存しているので、温度の
低いところでゲート条件を設定すると、温度の高いとこ
ろではｄｖ／ｄｔが必要以上に抑制され、ターンオン損
失の増加を招くことになる。

【００２４】本実施例では、温度センサの出力で基準電
圧を制御することにより、電力降下手段１０６の動作期
間Ｔ５から電力上昇手段１０５の動作期間Ｔ６への切換
えのタイミングを変えている。すなわち、温度が低いと
きは電力降下手段の動作期間Ｔ５を長くし、温度が高く
なるにしたがってその動作期間Ｔ５を短くしている。動
作温度が高くなった時のターンオフ損失の低減を、ター
ンオフ時のｄｖ／ｄｔを均等化することにより実現して
いる。なお、ここではｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの温度依
存性を利用した例の実施例を示したが、ｄｉ／ｄｔ，ｄ
ｖ／ｄｔが依存する物理量（例えば電源電圧，コレクタ
電流）であれば同様の手法で制御が可能である。

【００２５】図５は、本発明の他の実施例を示すＩＧＢ
Ｔのゲート駆動回路１０１の実施例である。ＩＧＢＴを
含む電圧駆動形スイッチング素子のスイッチング動作を
制御する信号を増幅するコンプリメンタル接続されたＱ
１，Ｑ２とゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２が直列に接続され、さ
らに２組の電圧上昇，下降手段５０１，５０２がそれに
直列に接続されている。電力上昇，下降手段５０１，５
０２はそれぞれコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）と抵抗（Ｒ
３，Ｒ４）及びスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の並列接続で構
成されている。スイッチ（Ｑ３，Ｑ４）のゲートはゲー
ト電圧検出手段５０３の比較器１及び２の出力に接続さ
れており、比較器１及び２の動作は、それぞれ基準電圧
設定手段１０８−１，１０８−２からの基準電圧とゲー
ト電圧の比較によって制御されるようになっている。タ
ーンオン動作は次のように行われる。Ｑ１，Ｑ３がオフ
状態，Ｑ２，Ｑ４がオン状態において、Ｑ１，Ｑ３がオ
フ状態，Ｑ１がオン状態に変わると、電源Ｅ１−（Ｃ
１，Ｒ３）−Ｒ１−Ｑ１−ＩＧＢＴのゲート−エミッタ
の経路でゲート電流が流れる。このときゲート電流はＣ
１とＲ３に並列に流れるが、最初はＩＧＢＴのゲート容
量がほぼ電源Ｅ２に逆充電されているので、電源Ｅ１と
電源Ｅ２及びＲ１で決まる大きなゲート電流がＣ１に流
れる。やがてコンデンサＣ１の充電さが進み電源Ｅ１と
Ｒ１，Ｒ３で決まる電流に絞られ、本発明の電力降下手
段の役割を果たす。

【００２６】次に、ゲート電圧が上昇し、比較器１の基
準電圧を超えるとＱ３がオンする。Ｑ３がオンするとゲ
ート電流の経路は、電源Ｅ１−Ｑ３−Ｒ１−Ｑ１−ＩＧ
ＢＴのゲート−エミッタに変わるので、ゲート電流を増
大してゲート電圧を急上昇させるように働く。しかし、
Ｑ３がオンする直前のＣ１は図５に示す極性に充電され
ており、Ｑ３がオンした直後はＣ１に蓄積されていた電
荷の放電が行われる。この場合の放電はＣ１の容量とＱ
３のオン抵抗の時定数によって行われ、コンデンサＣ１
の放電にともなって本発明の電力上昇手段の役割を果た
す。ターンオフ時はターンオン時と反対であり説明は省
略するが、Ｑ４，Ｒ４，Ｃ２がターンオフ時の電力下降
及び上昇手段の役割を果たし、本発明を簡単な回路構成
で実現している。

【００２７】なお、コンデンサＣ１，Ｃ２はスイッチン
グ時間（Ｔ１，Ｔ４）の短縮の目的もかねている。ター
ンオン前はＩＧＢＴのゲート容量Ｃ_geはマイナスＥ２に
充電されているので、これをＩＧＢＴのゲートしきい値
電圧Ｖｔｈまで充電する電荷は、 Ｑｏｎ＝Ｃ_ge×(Ｅ２＋Ｖｔｈ) …（１） であり、ターンオフ時はＥ１からゲートしきい値電圧Ｖ
ｔｈまでの放電電荷は Ｑｏｆｆ＝Ｃ_ge×(Ｅ１−Ｖｔｈ) …（２） である。オン時の電力下降期間(Ｔ２），オフ時の電力
下降期間(Ｔ５）にはＣ１，Ｃ２に蓄積される電荷がこ
のＱｏｎ，Ｑｏｆｆの電荷とほとんど同等になるように
すると、スイッチング時間は大幅に短縮される。しか
し、ゲート電圧の下降又は上昇がゆるやかになり、ＩＧ
ＢＴのスイッチング時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの抑制
範囲が狭くなる。前述(１)，(２)式に示すように、Ｑｏ
ｎ，Ｑｏｆｆ自体がゲート回路の電圧によって変わる
が、我々が実験に用いたＩＧＢＴの標準的と思われるゲ
ート回路条件（Ｅ１＝１５Ｖ，Ｅ２＝１０Ｖ）では、Ｃ
１，Ｃ２の容量をＩＧＢＴのゲート容量Ｃ_geの１〜５倍
程度にすると、スイッチング時間短縮とｄｉ／ｄｔ，ｄ
ｖ／ｄｔ抑制の両者に大きな効果が得られている。

【００２８】図６は、本発明の実施の形態を示すＩＧＢ
Ｔのゲート駆動回路の他の実施例である。図５の電力上
昇，下降手段５０１，５０２と図６の電力上昇，下降手
段５０１，５０２の違いは、スイッチ（Ｑ３，Ｑ４）と
直列に抵抗（Ｒ５，Ｒ６）を設けている点である。スイ
ッチ（Ｑ３，Ｑ４）のオン抵抗は、そのベース入力によ
って可変することも可能であるが、この場合は抵抗（Ｒ
５，Ｒ６）を追加してＣ１の放電時定数を大きくして電
力上昇期間（Ｔ３）を変えた例である。

【００２９】図１３は、本発明の実施例の形態を示すＩ
ＧＢＴのゲート回路の他の実施例である。図６との違い
は、Ｒ３，Ｃ１に直列にＲ５１が、Ｒ４とＣ２に直列に
Ｒ61が設けられている点である。スイッチ（Ｑ３，Ｑ
４）がオンした状態でのゲート抵抗は両者ともオン用が
Ｒ１＋Ｒ５、オフ用がＲ２＋Ｒ６である。Ｒ５，Ｒ６を
大きくする時はその分Ｒ１，Ｒ２を小さくするが、図６
の場合はＲ１，Ｒ２を小さくすると、Ｒ３とＣ１及びＲ
４とＣ２に流れる電流が連鎖的に変わるので回路設計が
複雑となる。図１３の実施例では、Ｒ５及びＲ６と等価
な抵抗（Ｒ５１，Ｒ６１）をＲ３，Ｃ１及びＲ４，Ｃ２
に直列に接続して、Ｒ３とＣ１及びＲ４とＣ２に流れる
電流が変わらないようにしている。

【００３０】図１２は、本発明の実施の形態を示すＩＧ
ＢＴのゲート駆動回路の他の実施例である。図６の電力
上昇手段及び電力下降手段との違いは、スイッチ（Ｑ
３，Ｑ４）のベース電流の変化を利用している点であ
る。スイッチＱ１がターンオンすると、電源電圧Ｅ１が
Ｒ３−Ｒ１−ＩＧＢＴのゲートの経路で印加される。す
るとＲ３に印加される電圧により、Ｑ３のエミッタから
ベース、さらにはＣ３−Ｒ５の経路でＱ３のベース電流
ｉｂ１が流れＱ３がオンする。しかしＱ３がオンすると
Ｑ３に印加されていた電圧が低下してベース電流ｉｂ１
が流れなくなるので、結局はＣ３の充電電流とＱ３のｈ
ｆｅで決まる電流が流れて、電力下降手段の役割を果た
す。次にＲ７を介してベース電流が流れＱ３がオンする
と、Ｃ３を電源としてｉｂ２が流れるので、その間はＲ
１に流れる電流が低減し電力上昇手段の役割を果たす。
この場合の電力下降期間Ｔ２及び電力上昇期間Ｔ３はＣ
３，Ｒ５によって変えられることは明白である。また、
図５で示したようにＱ３に並列にコンデンサＣ１を設け
ることを併用することも可能である。

【００３１】図７は、本発明の実施例を示すＩＧＢＴの
ゲート駆動回路の他の実施例の機能構成図である。図１
の実施例では電力上昇手段１０５及び電力下降手段１０
６が駆動手段１０７と直列に接続されているが、この実
施例では電力上昇、下降手段５０１，５０２が駆動手段
１０７に並列に接続する。電力上昇、下降手段５０１，
５０２で駆動手段からの出力をバイパスすることによ
り、出力電力の下降及び上昇を実現している。動作は図
１の場合と同様であり、説明は省略する。

【００３２】以上、本発明はＩＧＢＴやＦＥＴ等の電圧
駆動形スイッチング素子のスイッチング時のｄｉ／ｄ
ｔ，ｄｖ／ｄｔの抑制という観点から説明してきたが、
本発明のゲート駆動回路は電力変換器の負荷短絡やアー
ム短絡などで発生する過電流からの保護にも有効であ
る。すなわちセンサの出力で基準電圧を制御する機能を
持たせており、温度センサと過電流センサを並列にし
て、基準電圧の増加減を制御することが容易にできるか
らである。例えば、ターンオン時に過電流を検知した場
合は、比較器の基準電圧を上昇させ、ゲート電圧の下降
手段から上昇手段への切換えをさせないようにして、電
力変換器の負荷短絡やアーム短絡などで発生する過電流
をそれ以上大きくさせないようにすることへの応用が可
能である。

【００３３】

【発明の効果】以上の説明から分かるように、本発明は
電圧駆動形スイッチングデバイスを用いたインバータの
回路動作の高ｄｉ／ｄｔ化，高ｄｖ／ｄｔ化からくる、
周辺装置の誤動作の要因ばかりでなく、負荷のモータの
絶縁破壊等の問題を解消することができるという効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す電圧駆動素子のゲート
駆動回路の機能構成図である。

【図２】本発明の実施例の動作を説明するためのターン
オン動作波形である。

【図３】本発明の実施例の動作を説明するためのターン
オフ動作波形である。

【図４】本発明の他の実施例を示す電圧駆動素子のゲー
ト駆動回路の機能構成図である。

【図５】図１の実施例の具体的回路構成図である。

【図６】図５の具体的回路の変形例である。

【図７】本発明の他の実施例を示す電圧駆動素子のゲー
ト駆動回路の機能構成図である。

【図８】電圧駆動素子のゲート駆動回路の出力能力を説
明するための回路及び動作波形である。

【図９】本発明対象であるＩＧＢＴを用いた電圧形イン
バータの一般的な回路図である。

【図１０】跳ね上がり電圧を抑制するスナバ回路例であ
る。

【図１１】ＩＧＢＴのｄｖ／ｄｔの温度依存。

【図１２】図５の実施例の変形例である。

【図１３】図６に示す具体的回路の変形例である。

【符号の説明】

１０１…ゲート駆動回路、１０２…ＩＧＢＴモジュー
ル、１０３…比較回路、１０４…ゲート電圧検出、１０
５…電力上昇手段、１０６…電力下降手段、107…駆動
手段、１０８…基準電圧設定手段。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 稲荷田 聡 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式会 社日立製作所水戸事業所内 (72)発明者 宮崎 英樹 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 鈴木 勝徳 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電圧駆動形スイッチング素子のスイッチン
   グ動作を制御する信号を増幅する駆動手段と、前記電圧
   駆動形スイッチング素子の動作状態を検出する手段と、
   前記駆動手段のターンオン及びターンオフ時の出力電力
   を時間経過に伴って徐々に降下させる電力下降手段と、
   前記出力電力を時間経過に伴って徐々に上昇させる電力
   上昇手段とを有することを特徴とする電圧駆動形スイッ
   チング素子のゲート駆動回路。
2. 【請求項２】電圧駆動形スイッチング素子のスイッチン
   グ動作を制御する信号を増幅する駆動手段と、前記電圧
   駆動形スイッチング素子の動作状態を検出する手段と、
   前記駆動手段のターンオン及びターンオフ時の出力電力
   を時間経過に伴って徐々に降下させる電力可変手段と、
   前記出力電力を時間経過に伴って徐々に上昇させる電圧
   上昇手段とを有することを特徴とする電圧駆動形スイッ
   チング素子のゲート駆動回路。
3. 【請求項３】請求項１又は請求項２において、前記電力
   下降手段の電力下降動作時間が前記電力上昇手段の電力
   上昇動作時間より大きいことを特徴とする電圧駆動形ス
   イッチング素子のゲート駆動回路。
4. 【請求項４】請求項１〜３のいずれか１項において、前
   記電圧駆動形スイッチング素子の温度を検出する手段
   と、前記検出量を電圧に変換する手段とを有し、前記駆
   動手段の出力電力を時間経過に伴って降下させる電力下
   降手段から、前記電力上昇手段切換えを、前記温度検出
   量に応じて行うことを特徴とする電圧駆動形スイッチン
   グ素子のゲート駆動回路。
5. 【請求項５】請求項１〜４のいずれか１項において、前
   記駆動手段の出力電力を時間経過に伴って降下，上昇さ
   せる電力下降手段，前記電力上昇手段の何れか又は両者
   が、コンデンサとスイッチングデバイスの並列によって
   構成されていることを特徴とする電圧駆動形スイッチン
   グ素子のゲート駆動回路。
6. 【請求項６】請求項１〜４のいずれか１項において、前
   記駆動手段の出力電力を時間経過に伴って降下，上昇さ
   せる電力下降手段、前記電力上昇手段の何れか又は両者
   が、抵抗とコンデンサ、及びスイッチングデバイスの並
   列又は直並列によって構成されていることを特徴とする
   電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路。
7. 【請求項７】請求項５又は請求項６において、前記電力
   下降手段又は前記電力上昇手段に用いるコンデンサ容量
   が、電圧駆動形スイッチング素子のゲート容量の１〜５
   倍であることを特徴とする電圧駆動形スイッチング素子
   のゲート駆動回路。
8. 【請求項８】請求項１または請求項２に記載されるゲー
   ト駆動回路により駆動される電圧駆動形スイッチング素
   子を複数個用いて構成されることを特徴とするインバー
   タ。