JP4396711B2 - 電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＦＥＴやＩＧＢＴ等の電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路に関する。

図９に、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いた電圧形インバータの一般的な回路構成を示す。上下直列の３つのアームを構成するＩＧＢＴを交互にオン，オフさせることにより、直流電源Ｅから負荷のモータに交流電力を供給するものである。同図においてＬｓは主回路配線の浮遊インダクタンスであるが、近年インバータの実装技術が進歩し、従来１μＨ近くにあったＬｓを１５０ｎＨ以下に小さくすることが可能になってきている。その結果、浮遊インダクタンスＬｓに蓄積されるエネルギが小さくなるので、スイッチング時の跳ね上がり電圧を抑制するためのスナバ回路（例えば図１０）が不要となり、主回路のシンプル化が実現できるようになってきている。

しかしながら、主回路配線の遊遊インダクタンスＬｓはターンオン時のｄｉ／ｄｔの抑制，スナバ回路（例えば図１０）はターンオフ時のｄｖ／ｄｔの抑制の役割も果たしていたので、主回路のシンプル化によりＩＧＢＴのスイッチング時に高ｄｉ／ｄｔ，高ｄｖ／ｄｔが発生するという新たな問題が発生するようになってきている。

特開平１−１８３２１４号公報 特開平３−９３４５７号公報 特開平６−２９１６３１号公報 特開平８−３２２２４０号公報 特開平１０−１５０７６４号公報

インバータ回路のスイッチング動作の高ｄｉ／ｄｔ化，高ｄｖ／ｄｔ化は、周辺装置の誤動作の要因となるばかりでなく、負荷のモータにも悪影響を及ぼす。例えば、車両用のインバータでは負荷のモータがインバータから離れたところに設置される場合が多い。モータ配線の中にはインダクタンスＬｓ′のほか、図９に破線で示すように浮遊容量Ｃｓ′が含まれている。このためインバータのｄｖ／ｄｔが大きくなるにしたがって、負荷のモータのインピーダンスが大きく見えるようになるので、Ｌｓ′とＣｓ′による共振が発生する。このためモータにはインバータの出力電圧の２倍に近い電圧が印加されるようになり、モータの絶縁破壊等の故障原因となる場合がある。このようなことからＩＧＢＴのスイッチング時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの抑制が重要な課題となっている。

電圧駆動形スイッチング素子であるＩＧＢＴのターンオン，ターンオフのスイッチング速度はそのゲート駆動方法、例えばゲート抵抗を大きくして、ＩＧＢＴのゲート容量の充電時定数を長くすることにより抑制できることが知られている。しかしこの方法だけではスイッチング時間が長くなること、ＩＧＢＴでの損失が大きくなり過ぎること等からIGBTのスイッチングのタイミングに応じて、ゲート駆動回路のゲート抵抗を切換える改良が提案されている(特開平1−183214号公報，特開平3−93457号公報，特開平6−291631 号公報，特開平8−322240号公報，特開平10−150764 号公報等）。しかしながら、ゲート抵抗を切換える方法でｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの可変範囲を広くしようとすると、抵抗とそれを切換えるためのスイッチが沢山必要となり、その切換えの制御も複雑化してくる。

本発明の課題は、ＩＧＢＴ等の電圧駆動形スイッチング素子のスイッチング時間または損失の増加を抑えながら、スイッチング時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔを抑制することである。

本発明においては、電圧駆動形スイッチング素子のターンオン時においては、電圧駆動形スイッチング素子のスイッチング動作を制御する信号を増幅する駆動手段と、電圧駆動形スイッチング素子の動作状態（主電圧又は主電流又はゲート電圧）を検出する手段と、駆動手段のターンオン時の出力電力を時間経過に伴って徐々に降下させる電力下降手段と、出力電力を徐々に上昇させる電力上昇手段とを設け、電圧駆動形スイッチング素子の動作状態の検出値に応じて電力下降手段から電力上昇手段への切換えを行うことにより、電圧駆動形スイッチング素子のターンオン時のｄｉ／ｄｔの抑制量を可変できるようにしている。

また本発明においては、電圧駆動形スイッチング素子のターンオフ時においては、電圧駆動形スイッチング素子のスイッチング動作を制御する信号を増幅する駆動手段と、電圧駆動形スイッチング素子の動作状態（主電圧又は主電流又はゲート電圧）を検出する手段と、駆動手段のターンオフ時の出力電力を時間経過に伴って徐々に上昇させる電力上昇手段と、出力電力を徐々に降下させる電力降下手段を設け、電圧駆動形スイッチング素子の動作状態の検出値に応じて電力下降手段から電力上昇手段への切換えを行うことにより、電圧駆動形スイッチング素子のターンオフ時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの抑制量を可変できるようにしている。

また本発明では、電圧駆動形スイッチング素子のスイッチング動作を制御する信号を増幅する駆動手段と、電圧駆動形スイッチング素子の動作状態（主電圧又は主電流又はゲート電圧）を検出する手段と、駆動手段のターンオン又はターンオフ時の出力電力を時間経過に伴って徐々に降下又は上昇させる手段と、電圧駆動形スイッチング素子の温度を検出する検出手段と、温度検出量を電圧に変換する手段とを設け、電圧駆動形スイッチング素子の動作状態（主電圧又は主電流又はゲート電圧）の検出値と電圧駆動形スイッチング素子の温度検出量に応じて、駆動手段の電力下降手段から電力上昇手段、又は電力上昇手段から電力降下手段への切換えのタイミングを変えることにより、電圧駆動形スイッチング素子のターンオン又はターンオフ時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの抑制量を可変できるようにしている。

さらに本発明では、電力上昇手段及び電力下降手段を、抵抗とコンデンサ及びスイッチング素子の並列又は直並列という簡単な構成で実現している。

以上の説明から分かるように、本発明は電圧駆動形スイッチングデバイスを用いたインバータの回路動作の高ｄｉ／ｄｔ化，高ｄｖ／ｄｔ化からくる、周辺装置の誤動作の要因ばかりでなく、負荷のモータの絶縁破壊等の問題を解消することができるという効果がある。

図１は本発明の実施例を示すＩＧＢＴのゲート駆動回路１０１の機能構成図である。ゲート駆動回路１０１が接続されているＩＧＢＴモジュール１０２は、例えば図９に示すような電力変換器を構成する１素子である。ＩＧＢＴのオン，オフを制御する信号を増幅する駆動手段１０７の出力がＩＧＢＴのゲートとエミッタ間に接続され、その出力電力を過渡的に可変する電力上昇手段１０５と電力下降手段１０６が駆動手段１０７と直列に接続されている。電力下降手段から電力上昇手段への切換えは、ＩＧＢＴの動作状態（コレクタ電圧又はコレクタ電流又はゲート電圧）によって行うが、この場合は基準電圧設定手段１０８によって設定されたゲート電圧の基準電圧を超えるところで行っている。以下、
ＩＧＢＴの動作波形を用いながら本ゲート駆動回路１０１の動作を具体的に説明する。図において１０３は比較回路、１０４はゲート電圧検出器である。

図２はＩＧＢＴのターンオン、図３はターンオフの動作波形例を示すものである。図２（Ａ），図３（Ａ）は本発明による電力上昇手段，電力下降手段を用いた場合、図２(Ｂ)，図３（Ｂ）が単にゲート抵抗を大きくしてｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔを抑制した従来例である。制御装置からの信号により、駆動手段の出力電圧が負から正、または正から負に転じることによりＩＧＢＴのスイッチング動作が行われるが、ここではターンオン動作の図２（Ａ）を中心に説明する。また、図中にはゲート駆動手段の出力能力という名称の波形を示しているが、これは以下の理由からである。

図８（Ａ）〜(Ｄ)に、ＩＧＢＴのゲート駆動回路１０１と動作波形例を示す。Ｒ１はオン用のゲート電流の制限抵抗、Ｒ２はオフ用のゲート電流の制限抵抗である。ターンオン時はＱ１がオン，Ｑ２がオフ状態で、Ｅ１がＲ１，Ｑ１を介してＩＧＢＴのゲートとエミッタ間に印加される。ターンオフ時はＱ１がオフ，Ｑ２がオン状態で、Ｅ２がＲ２，Ｑ２を介してＩＧＢＴのゲートとエミッタ間に印加される。電圧形駆動素子のゲート駆動手段の負荷は、図８（Ａ）に破線で示すようにコレクタ帰還容量Ｃ_gc，ゲート容量Ｃ_geを有する容量負荷である。このため、ＩＧＢＴのゲートとエミッタを接続した状態で本発明のゲート駆動手段を説明すると、表現方法で混乱しやすいと思われるところがある。例えば、図８（Ｃ）はオン用のゲート抵抗Ｒ１が一定の場合、図８（Ｄ）はゲート抵抗Ｒ１を時間的に可変した場合である。両者のゲート電流Ｉｏｕｔとゲート電圧Ｖｏｕｔからは、ゲート駆動手段の条件がどのように変わっているかが分かりづらい。例えば、ゲート駆動手段の出力電力が一定のところであってもゲート電流Ｉｏｕｔが連続的に減少している期間がある。これは、ゲート駆動手段に容量負荷が接続されているためである。そこで、図８
（Ｂ）に示すように負荷抵抗Ｒを接続し、負荷抵抗Ｒに加わる電圧をゲート駆動手段の出力電力（出力能力）と表現することにする。この場合の負荷抵抗Ｒの電圧は、オン用の抵抗Ｒ１又はオフ用の抵抗Ｒ２との比率で決まる。従って負荷抵抗Ｒの値は限定されないが、Ｒ１又はＲ２と同等の値を選ぶことにより、ゲート駆動手段の能力変化がより分かりやすいものとなる。

図２(Ｂ)の従来例の場合は、正の一定電圧が出力されているのに対して、図２(Ａ)の本発明の場合は、一旦正の電圧が出力された後出力電圧が時間と共に徐々に降下し、再び上昇している点が異なっている。ＩＧＢＴのターンオン時のｄｉ／ｄｔは、ゲート電圧の上昇速度に依存することが知られており、図２(Ｂ)の場合はゲート抵抗を大きくしてゲート電圧の上昇速度を遅くした場合に相当している。この場合、コレクタ電流の上昇が抑えられる反面、ターンオン時間(Ｔ１)が長く、ターンオン後のＡの部分のコレクタ電圧の下がりが遅くなるため、ＩＧＢＴのスイッチング損失が大きくなるという欠点がある。本発明の図２（Ａ）の場合は、ターンオンの最初に正の大きな電圧を出力し、時間と共に徐々に電圧を降下させ、Ｔ２後再び時間と共に電圧を上昇させ、Ｔ３後に最初の電圧に戻している。最初の大きな出力電圧はＩＧＢＴのゲート電圧の上昇速度を速め、ターンオン時間
（Ｔ１）の短縮の役割を果たしている。ＩＧＢＴのゲート電圧がしきい値になる頃には、出力電圧が低下し、図２(Ｂ)の場合と同様にｄｉ／ｄｔが抑制される。さらに、ＩＧＢＴのゲート電圧がしきい値を超えた後、再び出力電圧を大きくすることによりゲート電圧の上昇を速め、図２（Ａ）のＡの部分のコレクタ電圧の下がりを速くして、スイッチング損失の低減を図っている。

以上のように本発明の第１の特徴は、ターンオンの最初は正の大きな電圧を出力して時間と共に徐々に電圧を低下させること、ＩＧＢＴの動作状態（この場合はゲート電圧）に応じて再び電圧を上昇させることにより、スイッチング時間の短縮とターンオン損失の低減をはかりながら、ＩＧＢＴのスイッチング速度のソフト化を実現している点にあるが、従来技術に対して次のような特徴を有している。

ＩＧＢＴのスイッチング速度をソフト化した場合のターンオン，ターンオフ時間の短縮，スイッチング損失の低減方法として、ゲート抵抗を切換える方法（特開平1−183214 号公報，特開平3−93457号公報，特開平6−291631 号公報等）が提案されている。ゲート抵抗を切換えた場合の駆動手段の出力電圧は図２（Ａ），図３（Ａ）に破線で示すようになり、本発明と一部同様な効果が得られるところもあるが、以下の理由により制御のしやすさや効果，構成に大きな差異が生じることになる。

ＩＧＢＴのスイッチング速度のソフト化は、本質的にはスイッチング損失の増加を招くので、不要なスイッチング速度のソフト化はできるだけ避けたい。特開平6−291631 号公報，特開平8−322240号公報，特開平10−150764 号公報等に記載のように、ＩＧＢＴの
ｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの通電時の電源電圧や温度等によっても変わるが、ゲート抵抗を切換える方法で制御するｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔを変えようとすると、多くのゲート抵抗とその切換え装置が必要となる。また、ゲート抵抗を切換える方法では、ＩＧＢＴのｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔを抑制した後、本発明の電圧上昇期間Ｔ３（図２（Ａ），図３（Ａ）参照）の期間に小さなゲート抵抗に切換えることになるが、そのタイミングが早いとｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔが途中から急に大きくなり、タイミングが遅すぎるとスイッチング損失が大きくなるので、ゲート抵抗の切換えのタイミングの難しさがある。

本発明では、ターンオンの最初に正の大きな電圧を出力し、時間と共に変化する電力下降手段と電力上昇手段を設けている。電圧を徐々に下降させる電力下降手段は、ゲート抵抗を切換える方法に例えると、ゲート抵抗を連続的に大きな抵抗に切換えていることに相当している。また、電力下降手段の動作期間Ｔ２の後に再び時間とともに電圧を上昇させる電力上昇手段は、ゲート抵抗を連続的に小さな抵抗に切換えていることに相当している。すなわち、電力下降手段の動作期間Ｔ２を短く、電力上昇手段の動作期間Ｔ３を長くすることはゲート抵抗を小さくすることに相当し、動作期間Ｔ２を長く、電力上昇手段の動作期間Ｔ３を短くすることはゲート抵抗を大きくすることに相当する。このように等価的にゲート抵抗を連続的に可変する機能を持たせることにより、電力下降手段から電力上昇手段へ切換えるタイミングの制御により、急激なｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの変化を抑制できる。

例えば、今回我々が実験に用いた３.３ｋＶ−１２００Ａ のＩＧＢＴの場合は、主回路のインダクタンス約１００ｎＨで電源電圧２ｋＶからターンオンさせると、ゲート駆動手段の出力からＩＧＢＴの主電流が流れ始めるまでのターンオン遅れ時間Ｔｄが約１.５μs、主電流の立ち上がりｄｉ／ｄｔが約６０００Ａ／μｓであった。この場合、主電流1200Ａに立ち上がるまでの動作期間Ｔは
Ｔ＝定格電流（１２００Ａ)／抑制ｄｉ／ｄｔ(６０００Ａ／μｓ）
＝０.２μｓ
である（Ｔ１＝約１.７μｓ）。このような場合、電力上昇手段の上昇期間Ｔ３を０.２
μｓより大きくしておくと、電力下降手段の下降期間Ｔ２＝Ｔｄ＋Ｔ＝１.５μｓ＋０.２μｓから、Ｔ２＝Ｔｄ＋Ｔ−Ｔ３の範囲でｄｉ／ｄｔの抑制が可能であることが分かる。ただし、Ｔ３＝Ｔｄ＋ＴはＴ２＝０となり、電力下降手段が動作しないことになるので、除かれる。実際にはゲート駆動手段の出力からＩＧＢＴの主電流が流れ始めるまでのターンオン遅れ時間Ｔｄに対して主電流の立ち上がり時間Ｔが短いのでＴ２＞Ｔ３の関係で抑制するのが有効である。以上のように、本発明は連続的に下降する上記の電力下降手段と連続的に上昇する上記の電力上昇手段を組み合わせて下降から上昇への動作点Ｔ２を変えることによりｄｉ／ｄｔを変えることを可能としている。このことはまた、切り換え動作点Ｔ２のわずかなずれによってはｄｉ／ｄｔの抑制量が急激に変化しない効果も有することを意味している。

以上のように本発明の最大の特徴は、前記電力下降手段と前記電力上昇手段で等価的にゲート抵抗を連続可変しているように機能させていることであるが、例えば電力下降手段の部分（Ｔ２）を従来のゲート抵抗を切換える方法にして、本発明の電力上昇手段(Ｔ３)を組み合わせた場合においても、両者間の切換えのタイミング（期間Ｔ２に対応）が僅かにずれてもｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔが急激に変化しないというメリットが得られる。また、電力上昇手段の動作点を変えることによりｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの制御が可能なので、通電条件（電源電圧，コレクタ電流，温度等）が変わった場合等のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの制御に活用できるという特徴がある。

以上、本発明の実施の形態をＩＧＢＴのターンオン動作に代表して説明してきたが、図３（Ａ）に示されるようにターンオフ動作についてもターンオン動作と同様に制御することができる。電圧駆動形素子の場合はそのゲートしきい値を境にしてオン，オフ動作が行われ、ゲート電圧が正の方向で制御されるが、負の方向で制御されるかの違いである。ターンオフ動作の詳細説明は省略するが、ターンオン動作で説明しなかった本発明のもう一つの特徴をターンオフ動作で説明する。

図３（Ａ）は本発明の実施例、図３（Ｂ）は従来のゲート抵抗を大きくしてｄｖ／ｄｔを抑制した時のＩＧＢＴの動作波形例である。両者のコレクタ電圧波形を比較してみると、図３（Ａ）の本発明の実施例では電圧が上昇する傾きがほぼ一定であるのに対して、図３（Ｂ）の場合は最初の傾きが緩やかで徐々に急峻になっていることが分かる。これは図８（Ａ）に破線で接続しているＩＧＢＴ内部の帰還容量Ｃ_gcの影響である。帰還容量Ｃ_gcを介する電流は、ターンオフ時はコレクタ電圧の上昇と共にゲートからエミッタ側に流れてゲート電流の一部を打ち消すのでターンオフ動作を遅らせるように働く。また、ターンオン時はコレクタ電圧の下降と共にゲート電流の一部をコレクタ側に流してターンオンを遅らせるように働く。帰還容量Ｃ_gcは、コレクタ電圧が低いときに大きく、高くなるに従って２桁以上も小さくなることが知られている。ＩＧＢＴを大きなゲート電流で動作させているときには帰還容量を介す電流の割合が小さいが、ｄｖ／ｄｔを抑制するためにゲート電流を小さくした場合には帰還容量を介する電流の割合が大きくなる。このため図３
（Ｂ）の場合はコレクタ電圧の低いところでの電圧上昇が緩やかになっている。

一方本発明の図３（Ａ）の場合は、これまで述べてきたように前記電力下降手段により駆動能力を連続的に可変しており、コレクタ電圧の低いところでは高いところより大きなゲート電流が供給されるので、コレクタ電圧の上昇がほぼ均等化される。

図４は、本発明の他の実施例の形態を示すＩＧＢＴのゲート駆動回路の機能構成図である。図１とは温度を検出するセンサ４０２が追加されている点、センサの出力を電圧変換手段４０１により電圧変換して基準電圧の制御に用いている点が異なっている。前述したようにＩＧＢＴモジュール１０２のＩＧＢＴのスイッチング時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔは通電時の電源電圧，電流及び温度等によって変わる。例えばＩＧＢＴの動作温度によっては、ターンオフ時のｄｖ／ｄｔが図１１のように変わる。温度に大きく依存しているので、温度の低いところでゲート条件を設定すると、温度の高いところではｄｖ／ｄｔが必要以上に抑制され、ターンオン損失の増加を招くことになる。

本実施例では、温度センサの出力で基準電圧を制御することにより、電力降下手段106の動作期間Ｔ５から電力上昇手段１０５の動作期間Ｔ６への切換えのタイミングを変えている。すなわち、温度が低いときは電力降下手段の動作期間Ｔ５を長くし、温度が高くなるにしたがってその動作期間Ｔ５を短くしている。動作温度が高くなった時のターンオフ損失の低減を、ターンオフ時のｄｖ／ｄｔを均等化することにより実現している。なお、ここではｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの温度依存性を利用した例の実施例を示したが、ｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔが依存する物理量（例えば電源電圧，コレクタ電流）であれば同様の手法で制御が可能である。

図５は、本発明の他の実施例を示すＩＧＢＴのゲート駆動回路１０１の実施例である。ＩＧＢＴを含む電圧駆動形スイッチング素子のスイッチング動作を制御する信号を増幅するコンプリメンタル接続されたＱ１，Ｑ２とゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２が直列に接続され、さらに２組の電圧上昇，下降手段５０１，５０２がそれに直列に接続されている。電力上昇，下降手段５０１，５０２はそれぞれコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）と抵抗（Ｒ３，Ｒ４）及びスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の並列接続で構成されている。スイッチ（Ｑ３，Ｑ４）のゲートはゲート電圧検出手段５０３の比較器１及び２の出力に接続されており、比較器１及び２の動作は、それぞれ基準電圧設定手段１０８−１，１０８−２からの基準電圧とゲート電圧の比較によって制御されるようになっている。ターンオン動作は次のように行われる。Ｑ１，Ｑ３がオフ状態，Ｑ２，Ｑ４がオン状態において、Ｑ１，Ｑ３がオフ状態，Ｑ１がオン状態に変わると、電源Ｅ１−（Ｃ１，Ｒ３）−Ｒ１−Ｑ１−ＩＧＢＴのゲート−エミッタの経路でゲート電流が流れる。このときゲート電流はＣ１とＲ３に並列に流れるが、最初はＩＧＢＴのゲート容量がほぼ電源Ｅ２に逆充電されているので、電源Ｅ１と電源Ｅ２及びＲ１で決まる大きなゲート電流がＣ１に流れる。やがてコンデンサＣ１の充電さが進み電源Ｅ１とＲ１，Ｒ３で決まる電流に絞られ、本発明の電力降下手段の役割を果たす。

次に、ゲート電圧が上昇し、比較器１の基準電圧を超えるとＱ３がオンする。Ｑ３がオンするとゲート電流の経路は、電源Ｅ１−Ｑ３−Ｒ１−Ｑ１−ＩＧＢＴのゲート−エミッタに変わるので、ゲート電流を増大してゲート電圧を急上昇させるように働く。しかし、Ｑ３がオンする直前のＣ１は図５に示す極性に充電されており、Ｑ３がオンした直後は
Ｃ１に蓄積されていた電荷の放電が行われる。この場合の放電はＣ１の容量とＱ３のオン抵抗の時定数によって行われ、コンデンサＣ１の放電にともなって本発明の電力上昇手段の役割を果たす。ターンオフ時はターンオン時と反対であり説明は省略するが、Ｑ４，
Ｒ４，Ｃ２がターンオフ時の電力下降及び上昇手段の役割を果たし、本発明を簡単な回路構成で実現している。

なお、コンデンサＣ１，Ｃ２はスイッチング時間（Ｔ１，Ｔ４）の短縮の目的もかねている。ターンオン前はＩＧＢＴのゲート容量Ｃ_geはマイナスＥ２に充電されているので、これをＩＧＢＴのゲートしきい値電圧Ｖｔｈまで充電する電荷は、
Ｑｏｎ＝Ｃ_ge×(Ｅ２＋Ｖｔｈ) …（１）
であり、ターンオフ時はＥ１からゲートしきい値電圧Ｖｔｈまでの放電電荷は
Ｑｏｆｆ＝Ｃ_ge×(Ｅ１−Ｖｔｈ) …（２）
である。オン時の電力下降期間(Ｔ２)，オフ時の電力下降期間(Ｔ５)にはＣ１，Ｃ２に蓄積される電荷がこのＱｏｎ，Ｑｏｆｆの電荷とほとんど同等になるようにすると、スイッチング時間は大幅に短縮される。しかし、ゲート電圧の下降又は上昇がゆるやかになり、ＩＧＢＴのスイッチング時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの抑制範囲が狭くなる。前述(１)，(２)式に示すように、Ｑｏｎ，Ｑｏｆｆ自体がゲート回路の電圧によって変わるが、我々が実験に用いたＩＧＢＴの標準的と思われるゲート回路条件（Ｅ１＝１５Ｖ，Ｅ２＝１０Ｖ）では、Ｃ１，Ｃ２の容量をＩＧＢＴのゲート容量Ｃ_geの１〜５倍程度にすると、スイッチング時間短縮とｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔ抑制の両者に大きな効果が得られている。

図６は、本発明の実施の形態を示すＩＧＢＴのゲート駆動回路の他の実施例である。図５の電力上昇，下降手段５０１，５０２と図６の電力上昇，下降手段５０１，５０２の違いは、スイッチ（Ｑ３，Ｑ４）と直列に抵抗（Ｒ５，Ｒ６）を設けている点である。スイッチ（Ｑ３，Ｑ４）のオン抵抗は、そのベース入力によって可変することも可能であるが、この場合は抵抗（Ｒ５，Ｒ６）を追加してＣ１の放電時定数を大きくして電力上昇期間（Ｔ３）を変えた例である。

図１３は、本発明の実施例の形態を示すＩＧＢＴのゲート回路の他の実施例である。図６との違いは、Ｒ３，Ｃ１に直列にＲ５１が、Ｒ４とＣ２に直列にＲ６１が設けられている点である。スイッチ（Ｑ３，Ｑ４）がオンした状態でのゲート抵抗は両者ともオン用がＲ１＋Ｒ５、オフ用がＲ２＋Ｒ６である。Ｒ５，Ｒ６を大きくする時はその分Ｒ１，Ｒ２を小さくするが、図６の場合はＲ１，Ｒ２を小さくすると、Ｒ３とＣ１及びＲ４とＣ２に流れる電流が連鎖的に変わるので回路設計が複雑となる。図１３の実施例では、Ｒ５及びＲ６と等価な抵抗（Ｒ５１，Ｒ６１）をＲ３，Ｃ１及びＲ４，Ｃ２に直列に接続して、
Ｒ３とＣ１及びＲ４とＣ２に流れる電流が変わらないようにしている。

図１２は、本発明の実施の形態を示すＩＧＢＴのゲート駆動回路の他の実施例である。図６の電力上昇手段及び電力下降手段との違いは、スイッチ（Ｑ３，Ｑ４）のベース電流の変化を利用している点である。スイッチＱ１がターンオンすると、電源電圧Ｅ１がＲ３−Ｒ１−ＩＧＢＴのゲートの経路で印加される。するとＲ３に印加される電圧により、
Ｑ３のエミッタからベース、さらにはＣ３−Ｒ５の経路でＱ３のベース電流ｉｂ１が流れＱ３がオンする。しかしＱ３がオンするとＱ３に印加されていた電圧が低下してベース電流ｉｂ１が流れなくなるので、結局はＣ３の充電電流とＱ３のｈｆｅで決まる電流が流れて、電力下降手段の役割を果たす。次にＲ７を介してベース電流が流れＱ３がオンすると、Ｃ３を電源としてｉｂ２が流れるので、その間はＲ１に流れる電流が低減し電力上昇手段の役割を果たす。この場合の電力下降期間Ｔ２及び電力上昇期間Ｔ３はＣ３，Ｒ５によって変えられることは明白である。また、図５で示したようにＱ３に並列にコンデンサ
Ｃ１を設けることを併用することも可能である。

図７は、本発明の実施例を示すＩＧＢＴのゲート駆動回路の他の実施例の機能構成図である。図１の実施例では電力上昇手段１０５及び電力下降手段１０６が駆動手段１０７と直列に接続されているが、この実施例では電力上昇，下降手段５０１，５０２が駆動手段１０７に並列に接続する。電力上昇，下降手段５０１，５０２で駆動手段からの出力をバイパスすることにより、出力電力の下降及び上昇を実現している。動作は図１の場合と同様であり、説明は省略する。

以上、本発明はＩＧＢＴやＦＥＴ等の電圧駆動形スイッチング素子のスイッチング時のｄｉ／ｄｔ，ｄｖ／ｄｔの抑制という観点から説明してきたが、本発明のゲート駆動回路は電力変換器の負荷短絡やアーム短絡などで発生する過電流からの保護にも有効である。すなわちセンサの出力で基準電圧を制御する機能を持たせており、温度センサと過電流センサを並列にして、基準電圧の増加減を制御することが容易にできるからである。例えば、ターンオン時に過電流を検知した場合は、比較器の基準電圧を上昇させ、ゲート電圧の下降手段から上昇手段への切換えをさせないようにして、電力変換器の負荷短絡やアーム短絡などで発生する過電流をそれ以上大きくさせないようにすることへの応用が可能である。

本発明の一実施例を示す電圧駆動素子のゲート駆動回路の機能構成図である。 本発明の実施例の動作を説明するためのターンオン動作波形である。 本発明の実施例の動作を説明するためのターンオフ動作波形である。 本発明の他の実施例を示す電圧駆動素子のゲート駆動回路の機能構成図である。 図１の実施例の具体的回路構成図である。 図５の具体的回路の変形例である。 本発明の他の実施例を示す電圧駆動素子のゲート駆動回路の機能構成図である。 電圧駆動素子のゲート駆動回路の出力能力を説明するための回路及び動作波形である。 本発明対象であるＩＧＢＴを用いた電圧形インバータの一般的な回路図である。 跳ね上がり電圧を抑制するスナバ回路例である。 ＩＧＢＴのｄｖ／ｄｔの温度依存。 図５の実施例の変形例である。 図６に示す具体的回路の変形例である。

符号の説明

１０１…ゲート駆動回路、１０２…ＩＧＢＴモジュール、１０３…比較回路、１０４…ゲート電圧検出、１０５…電力上昇手段、１０６…電力下降手段、１０７…駆動手段、
１０８…基準電圧設定手段。

Claims (7)

1. 電圧駆動形スイッチング素子のスイッチング動作を制御する信号を増幅する駆動手段と、
   前記電圧駆動形スイッチング素子のコレクタ電圧，コレクタ電流又はゲート電圧を検出する動作状態検出手段と、
   ターンオフ時の前記駆動手段の出力端子と接地との間に抵抗を接続した際の前記駆動手段の出力端子の電圧を時間経過に伴って連続的に上昇させる電力下降手段と、
   前記上昇させた電圧を時間経過に伴って連続的に下降させる電力上昇手段とを備え、
   ターンオフ時に前記駆動手段の出力端子は負の電圧を出力し、その後、時間と共に連続的に電圧を上昇させ、前記動作状態検出手段が検出する前記電圧駆動形スイッチング素子の電圧，コレクタ電流又はゲート電圧が所定の値に達したら、時間経過に伴って連続的に前記駆動手段の出力端子の電圧を低下させることを特徴とする電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路。
2. 請求項１において、
   前記電力下降手段の電圧上昇動作時間が前記電力上昇手段の電圧下降動作時間より長いことを特徴とする電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路。
3. 請求項１から請求項２のいずれか１項において、
   前記電圧駆動形スイッチング素子の温度を検出する手段と、前記検出量を電圧に変換する手段とを有し、前記電力下降手段から、前記電力上昇手段への切換えを、前記温度検出量に応じて行うことを特徴とする電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路。
4. 請求項１から請求項３のいずれか１項において、
   前記電力下降手段，前記電力上昇手段の何れか又は両者が、コンデンサとスイッチングデバイスの並列によって構成されていることを特徴とする電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１項において、
   前記電力下降手段，前記電力上昇手段の何れか又は両者が、抵抗とコンデンサ、及びスイッチングデバイスの並列又は直並列によって構成されていることを特徴とする電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路。
6. 請求項４又は請求項５において、
   前記電力下降手段又は前記電力上昇手段に用いるコンデンサ容量が、電圧駆動形スイッチング素子のゲート容量の１〜５倍であることを特徴とする電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路。
7. 請求項１に記載されるゲート駆動回路により駆動される電圧駆動形スイッチング素子を複数個用いて構成されることを特徴とするインバータ。
   
   
   

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