JP2014165939A - 半導体装置、電力変換装置及び駆動システム - Google Patents

Abstract

【課題】電磁波干渉を低減させて、最適な駆動制御を可能とする半導体素子、電力変換装置及び駆動システムを提供する。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を制御して、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を駆動させる半導体装置においてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を検出するゲート電圧検出手段と、ゲートに蓄積される電荷量を測定する電荷量測定手段と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のターンオフ又はターンオンのときに、電圧検出手段により検出されたゲート電圧と電荷量測定手段により測定された電荷量に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートインピーダンスを設定するゲートインピーダンス設定手段とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、半導体装置、電力変換装置及び駆動システムに関するものである。

ｎ型ベース層のｐ型エミッタ層、コレクタ電極とは反対側の表面にｐ型ベース層が形成され、ｐ型ベース層の表面にｎ型ソース層が形成されている。ｎ型ソース層とｐ型ベース層はエミッタ電極に接続され、ｎ型ソース層の表面からｐ型ベース層を貫通してｎ型ベース層の途中の深さまで第１トレンチ及び第２トレンチが形成され、第１トレンチ内にゲート絶縁膜を介してゲート電極が形成され、第２トレンチ内に絶縁膜を介して埋込電極が形成されている。そして、埋込電極とエミッタ電極とは電気的に接続されて実質的に同電位とするよう構成された半導体装置が開示されている（特許文献１）。

特開２００３−１８８３８２号公報

しかしながら、上記の半導体装置は、回路共振によるゲート電圧の振動又はコレクタ−エミッタ間の電圧の振動を抑制するよう、デバイス特有の印加電圧特性に合わせて構成されている。そのため、動作電圧、電流が変わるスイッチングデバイスに適用した場合には、デバイスの電磁波干渉に対して、最適な駆動制御ができない、という問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、電磁波干渉を低減させて、最適な駆動制御を可能とする半導体素子、電力変換装置及び駆動システムを提供することである。

本発明は、スイッチング素子のターンオフまたはターンオンのときに、スイッチング素子のゲート電圧を検出し、ゲートに蓄積される電荷量を測定し、検出されたゲート電圧と測定された電荷量に基づいて、スイッチング素子のゲートインピーダンスを設定することによって上記課題を解決する。

本発明において、スイッチング素子のゲート電荷量を測定しつつ、スイッチング素子の状態に応じたゲートインピーダンスを設定しているため、サージを抑えた最適な駆動制御をすることができ、その結果として、電磁波干渉を低減することができる。

本発明の実施形態に係る駆動システムのブロック図である。 図１のゲート制御回路、上アーム回路及びコントローラのブロック図である。 上アーム回路を構成するゲート制御回路図である。 図１のスイッチング素子における、ゲート電荷量に対するゲート電圧の特性とコレクタエミッタ電圧の変化を示すグラフである。 スイッチング素子の動作特性であり、ターンオフ時のコレクタ電流（Ｉｃ）、コレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）、ゲート電圧（Ｖｇ）、ゲート電流（Ｉｇ）、及び、ゲート電荷量（Ｑｇ）の特性を示すグラフであって、（ａ）は比較例の特性を、（ｂ）は本発明の特性を示す。 本発明の変形例に係る半導体装置において、上アーム回路を構成するゲート制御回路図である。 本発明の変形例に係る半導体装置において、ゲート制御回路、上アーム回路及びコントローラのブロック図である。 本発明の変形例に係る半導体装置において、ゲート制御回路、上下アーム回路及びコントローラのブロック図である。 本発明の変形例に係る半導体装置のスイッチング素子における、ゲート電荷量に対するゲート電圧の特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係る駆動システムにおいて、トルク始動時のトルク電流指令値（Ｉｑ^＊）、インバータ入力電圧（Ｖｄｃ）及びインバータ電流（Ｉｑ）の特性を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
図１は、本発明の実施形態に係る半導体装置を備えた３相モータの駆動システムのブロック図である。本例の駆動システムは、電力変換器に使用する半導体として、 スイッチング素子に、絶縁ゲートパイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を使用する例である。

本例の駆動システムは、バッテリ１と、インバータ２と、モータ３と、スイッチ４と、コントローラ５とを備えている。

バッテリ１は、リチウムイオン電池等の二次電池を複数、直接又は並列に接続することで構成される電池である。バッテリ１は、車両の動力源となる。

インバータ２は、コントローラの制御信号に基づき、バッテリ１から入力される直流電力を交流電力に変換してモータ３に出力する電力変換装置である。インバータ２は、上アーム回路を形成する上アーム素子２１、２３、２５と、下編む回路を形成する下アーム素子２２、２４、２６と、平滑コンデンサ２７と、駆動回路３０とを有している。

上アーム素子２１、２３、２５は、パワーデバイスとしてのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５とダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ５とをそれぞれ並列に接続した回路を主要な構成としている。スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子とダイオードＤ１のカソード端子が接続され、かつスイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子とダイオードＤ１のアノード端子が接続されている。下アーム素子２２、２４、２６は、同じくパワーデバイスとしてのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６とダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ６とをそれぞれ並列に接続した回路を主要な構成とする。スイッチング素子Ｑ２〜スイッチング素子Ｑ６とダイオードＤ２〜Ｄ５６の接続は、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１の接続と同様である。

本例では、２つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を直列に接続した３対の回路が、電源線Ｐと電源線Ｎの間に接続されることにより、バッテリ１に電気的に接続され、各対のスイッチング素子を接続する各接続点と、３相モータ３の三相の出力部とがそれぞれ電気的に接続されている。電源線Ｐはバッテリ１の正極側に接続され、電源線Ｎはバッテリ１の負極側に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子との接続点はＵ相の出力となり、スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子との接続点はＶ相の出力となり、スイッチング素子Ｑ５のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ６のコレクタ端子との接続点はＷ相の出力となり、モータ３の三相配線に接続されている。そして、上アーム素子２１、２３、２５及び下アーム素子２２、２４、２６により２レベルの３相インバータ回路２０が構成されている。

平滑コンデンサ２７は、インバータ回路２０と、バッテリ１との間に接続される、バッテリ１からの電力を平滑する素子である。平滑コンデンサ２７は、電源線Ｐ、Ｎ間に接続されている。

駆動回路３０は、コントローラ５から送信されるスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオン及びオフを切り替える機能を備えている。本実施例ではハイサイドゲート制御回路３１と、ローサイドゲート制御回路３２を使うことによって有している。ハイサイドゲート制御回路３１は、上アーム素子２１のスイッチング素子Ｑ１のゲートを制御することで、スイッチング素子Ｑ１のオン、オフを切り替える回路であり、スイッチング素子Q１のゲート駆動回路である。ローサイドゲート制御回路３２は、下アーム回路２２のスイッチング素子Ｑ２のゲートを制御することで、スイッチング素子Ｑ２のオン、オフを切り替える回路であり、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動回路である。

なお、図１では、Ｕ相のハイサイドゲート制御回路３１及びローサイドゲート制御回路３２のみを図示しているが、Ｖ相及びＷ相についても、駆動回路２は、同様のゲート制御回路を有している。

モータ３は、３相交流モータであり、回転子に２次巻き線が備わった誘導モータや、回転しに永久磁石を内蔵したブラシレスモータや永久磁石同期モータなどがあげられる。モータ３は、インバータ回路の各相で、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点及びスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の接続点にそれぞれ接続されている。

スイッチ４は、バッテリ１とインバータ２の平滑コンデンサ２７との間に接続されている。

コントローラ５は、駆動回路２を制御するためのコントローラである。コントローラ５は、外部から入力されるトルク指令値、モータ３の相電流、モータ３の回転速度に基づいて、トルク指令値の要求トルクをモータ３から出力させるための、インバータ２の電流指令値を演算する。なお、モータ３の相電流は、インバータ回路２０とモータ３との間に接続された電流センサ６により検出され、モータ３の回転速度は、モータ３に設けられたレゾルバ７の検出値から算出される。

そして、コントローラ５は、モータ３が必要とする電力を供給するためのスイッチング信号を生成し、駆動回路３０に出力する。そして、駆動回路３０は当該スイッチング信号に基づいて、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン、オフを切り替える。これにより、コントローラ５は、インバータ２をＰＷＭ制御している。

次に、図２を用いて、ゲート制御回路の詳細な構成を説明する。図２は、ハイサイドゲート制御回路３１、上アーム素子２１及びコントローラ５のブロック図である。なお、ハイサイドとローサイドは同様の構成で実施できるため、説明を省略する。また、他のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５とゲート制御回路の構成は、図２と同様であるため、説明を省略する。

図２に示すように、ハイサイドゲート制御回路３１は、ゲート駆動回路３１１と、ゲート電圧検出部３１２と、ゲート電荷量測定部３１３と、直流電圧推定部３１４と、ゲート抵抗設定回路３１５と、ゲート電流検出部３１６と、基準電圧設定部３１８を有している。図２において、Ｃはスイッチング素子Ｑ１であるトランジスタのコレクタ端子を、Ｇはゲート端子を、Ｅはエミッタ端子を、ＥＳは検出用エミッタ端子を示している。

ゲート駆動回路３１１は、スイッチング素子Ｑ１のオン及びオフを切り替えるための駆動回路である。ゲート駆動回路３１１は、ゲート端子Ｇに接続され、ゲート電圧を入力することで、ゲート−エミッタ間の入力容量にゲート電荷を蓄積し、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。また、ゲート駆動回路３１１は当該ゲート電荷を引き抜くことで、スイッチング素子をターンオフさせる。

ゲート電圧検出部３１２は、ゲート端子Ｇ及び検出用エミッタ端子ＥＳに接続されることで、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子側に接続され、これら端子間の電圧を検出することで、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧（Ｖｇ）を検出する。ゲート電圧検出部３１２は、検出されたゲート電圧を、電圧推定部３１４に出力する。

ゲート電荷量推定部３１３は、ゲート端子Ｇに接続されたゲート電流検出部３１６の電流値に基づいて、ゲートに蓄積される電荷量を測定する。ゲート電荷量推定部３１３は、ゲート電流検出部３１６で検出されるゲート電流の積算値を演算することで、ゲート電荷量を測定する。ゲート電荷量推定部３１３は、測定した電荷量を、電圧推定部３１４に出力する。

直流電圧推定部３１４は、ゲート電圧検出部３１２により検出されたゲート電圧と、ゲート電荷量測定部により測定された電荷量に基づいて、スイッチング素子のエミッタコレクタ間の直流電圧（Ｖｃｅ）を推定する。電圧推定部３１４は、推定した電圧（Ｖｃｅ）を基準電圧設定部３１８に出力する。

ゲート抵抗設定回路３１５は、電圧推定部３１５で推定されたコレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）に基づき、スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗を設定する。

基準電圧設定部３１８は、直流電圧推定部３１４で推定された直流電圧に基づき、スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗を変更するための基準電圧を設定する。

次に、図３を用いて、ゲート駆動回路３１１及びゲート抵抗設定回路３１２の具体的な構成を説明する。図３は、ハイサイドゲート制御回路３１の回路図を示す。

図３に示すように、ゲート駆動回路３１１は、パルス発信器３１１１と、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の並列回路とを有している。パルス発信器３１１１は、増幅回路等を含み、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベースに接続されている。パルス発信器３１１１は、コントローラ５から入力されるスイッチング信号で示される制御タイミングで、スイッチング素子Ｑ１のオン、オフを切り替えるよう、パルスをトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に発信する。

トランジスタＴｒ１は、ｎｐｎ型のトランジスタである。トランジスタＴｒ２はｐｎｐ型のトランジスタである。トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２は互いに直列に接続されている。そして、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベースの接続点が、パルス発信器３２１に接続され、トランジスタＴｒ１のエミッタとトランジスタＴｒ２のコレクタとの接続点が、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の並列回路の接続されている。

抵抗Ｒ１１とダイオードＤ１１が直列に、抵抗Ｒ１２とダイオードＤ１２が直列に接続されている。そして、ダイオードＤ１１とダイオードＤ１２とが逆方向になるように、抵抗Ｒ１１とダイオードＤ１１の直列回路と、抵抗Ｒ１２とダイオードＤ１２の直列回路が、並列に接続されている。また、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の並列回路は、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の接続点と、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子との間に接続されている。

ゲート抵抗設定回路３１５は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、トランジスタＳ１、Ｓ２、比較器３２１、３２２を有している。トランジスタＳ１は、Ｐ型のＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタＳ２はＮ型のＭＯＳＦＥＴである。

抵抗Ｒ１とトランジスタＳ１との並列回路は、ゲート電源３１７の正極とトランジスタＴｒ１のコレクタとの間に接続されている。比較器３２１の反転入力には、スイッチング素子Ｑ１のフィードバックされたゲート電圧（Ｖ_ＧＦＢ）が入力される。比較器３２１の非反転入力には、基準電圧設定部３１８から、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのときに、ゲート抵抗を変更するための基準電圧（ＲＥＦ＿ＯＮ）が入力される。比較器３２１の比較結果が、トランジスタＳ１の制御端子に入力される。

抵抗Ｒ２とトランジスタＳ２との並列回路は、ゲート電源３１７の負極とトランジスタＴｒ２のエミッタとの間に接続されている。比較器３２２の反転入力には、スイッチング素子Ｑ１のフィードバックされたゲート電圧（Ｖ_ＧＦＢ）が入力される。比較器３２２の非反転入力には、基準電圧設定部３１８から、スイッチング素子Ｑ１のターンオフのときに、ゲート抵抗を変更するための基準電圧（ＲＥＦ＿ＯＦＦ）が入力される。。比較器３２２の比較結果が、トランジスタＳ２の制御端子に入力される。

次に、図３の回路動作について、説明する。スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせるときには、トランジスタＴｒ１をオンに、トランジスタＴｒ２をオフにするパルス信号を、パルス生成器３１１１から出力し、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベースに入力させる。トランジスタＴｒ１がオンになることで、ゲート電源３１７から、ゲート電流が、抵抗Ｒ１又はトランジスタＳ１を介して、抵抗Ｒ１１、ダイオードＤ１１と通り、スイッチング素子Ｑ１のゲートに入力される。そして、電荷が、スイッチング素子Ｑ１のゲートエミッタ間の入力容量に蓄積されて、ゲート電圧が、スイッチング素子Ｑ１をオンにさせる電圧閾値を越えると、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。

一方、スイッチング素子Ｑ１をターンオフさせる際には、パルス発生器３１１１からのパルス信号により、トランジスタＴｒ１をオフに、トランジスタＴｒ２をオフにして、スイッチング素子Ｑ１のゲートから抵抗Ｒ１２及びダイオードＤ１２を通り、抵抗Ｒ２又はトランジスタＳ２の一方を導通させて、グランドまでの導通経路が形成される。そして、スイッチング素子Ｑ１のゲートエミッタ間の入力容量に蓄積されている電荷が引き抜かれることで、ゲート電圧が下がり、スイッチング素子Ｑ１がオフになる。

また、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる時に、トランジスタＳ１のオン、オフを切り替えることで、ゲート抵抗を設定する。スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせるときに、トランジスタＳ１をオフにすると、ゲート電流は、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ１１を流れて、スイッチング素子Ｑ１のゲートに入力される。そのため、ゲート抵抗は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１１との合成インピーダンスＺ１となる。

一方、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせるときに、トランジスタＳ１をオンにすると、抵抗Ｒ１の間がトランジスタＳ１で短絡されるため、ゲート電流は、トランジスタＳ１及び抵抗Ｒ１１を流れて、スイッチング素子Ｑ１のゲートに入力される。そのため、ゲート抵抗は、トランジスタＳ１の導通時の抵抗と、抵抗Ｒ１１の合成インピーダンスＺ２となる。抵抗Ｒ１のインピーダンスは、トランジスタＳ１導通時の抵抗に対して、十分大きい値を選定することで、下記の式（１）が成り立つ。

すなわち、合成インピーダンスＺ２は抵抗Ｒ１分だけ小さくすることが、できる。従って、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる際に、トランジスタＳ１をオンからオフにすることで、ゲートインピーダンスを、抵抗Ｒ１の分だけ、高めることができる。

また、スイッチング素子Ｑ１をターンオフさせるときに、トランジスタＳ２のオン、オフを切り替えることで、ゲート抵抗を設定する。スイッチング素子Ｑ１をターンオフさせるときに、トランジスタＳ２をオフにすると、ゲート電荷量から引き出される電流は、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ１２を流れて、エミッタ側端子VEEに流れる。そのため、ゲート抵抗は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１２とのインピーダンスとなる。

一方、スイッチング素子Ｑ１をターンオフさせるときに、トランジスタＳ２をオンにすると、抵抗Ｒ２の間がトランジスタＳ２で短絡されるため、ゲートからの電流は、トランジスタＳ２及び抵抗Ｒ１１を流れて、エミッタ側端子VEEに流れる。そのため、ゲート抵抗は、抵抗Ｒ１２のインピーダンスとなる。ターンオンのときと同様に、抵抗Ｒ２のインピーダンスはトランジスタＳ２の導通時抵抗に対して十分大きい値を設定することにより、スイッチング素子Ｑ１をターンオフさせる際に、トランジスタＳ１をオンからオフにすることで、ゲートインピーダンスを、抵抗Ｒ２の分だけ、高めることができる。

これにより、ゲート抵抗設定回路３１５は、スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗を所定のインピーダンスより高くする高インピーダンス回路と、当該ゲート抵抗を当該所定のインピーダンスより低くする低インピーダンス回路とを切り替える。そして、ゲート抵抗設定回路３１５は、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのとき、及び、ターンオフのときに、トランジスタＳ１、Ｓ２のオン、オフを切り替えることで、過渡的にゲートインピーダンスを変更する。なお、所定のインピーダンスは、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１１、Ｒ１２の抵抗値により設定される。

ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６で発生するサージ電圧について説明する。スイッチング素子Ｑ１のサージ電圧を抑制するためには、トランジスタの過渡状態における、スイッチング素子Ｑ１の電極間電圧の時間変化（ｄＶ／ｄｔ）を抑制する必要がある。スイッチング素子Ｑ１の電圧変化量（ｄＶ／ｄｔ）を抑制するには、例えば、スイッチング素子Ｑ１をターンオフするときに、ゲート抵抗設定回路３１５により、ゲート抵抗を高めることで、サージ電圧を抑制することができる。しかしながら、ゲート抵抗を高めた場合には、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失が高くなる。

ゆえに、スイッチング損失を小さくしつつ、電圧変化量（ｄＶ／ｄｔ）を抑制するためには、ゲート抵抗設定回路３１５によるゲート抵抗の切り替えタイミングを、適切なタイミングに設定する必要がある。そして、ゲート抵抗の切り替えタイミングは、スイッチング素子Ｑ１の電極間電圧の変化から、適切なタイミングに設定することができる。

本例の直流電圧推定部３１４は、以下に説明する方法で、スイッチング素子Ｑ１のコレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）を推定することにより、スイッチング素子Ｑ１の電極間電圧の変化を検出している。

スイッチング素子Ｑ１のオン、オフの動作中、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子とエミッタ端子との電圧差は変化する。また、スイッチング素子Ｑ１のオン、オフの切り替えは、コレクタエミッタ間の入力容量の電荷量により決まる。そのため、コレクタ端子とエミッタ端子との電位差とゲートの電荷量との対応関係から、スイッチング素子Ｑ１の過渡状態を推定することができつつ、スイッチング素子Ｑ１の電極間電圧（Ｖｃｅ）を推定することができる。

すなわち、本例は、直流電圧推定部３１４により推定される直流電圧を用いることで、スイッチング素子Ｑ１の電極間電圧の変化をしているため、ゲート抵抗の切り替えタイミングを、適切なタイミングに設定することを可能としている。

図４を用いて、スイッチング素子Ｑ１における、ゲート電荷量（Ｑｇ）及びゲート電圧（Ｖｇ）に対するコレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の大きさとゲート電圧Vgとゲート電荷量Qgによる特性変化の例を説明する。図４は、ゲート電荷量に対するゲート電圧の特性を示すグラフである。例えば実線においてはＶｃｅが低電圧の１００Ｖである時の特性を示し、点線はＶｃｅが高電圧の３００Ｖである時の特性を示す。電圧（Ｖｔｈ）は、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧閾値である。

ゲート電圧（Ｖｇ）がゲート電圧閾値（Ｖｔｈ）より高い領域では、同じゲート電圧を印加したとしても、コレクタエミッタ間電圧に応じて、ゲート電荷量（Ｑｇ）が異なる。これは電圧効果トランジスタであるスイッチング素子Ｑ１の帰還容量（Ｃｒｅｓ）が、ターンオンまたはターンオフのスイッチ動作の途中に、充放電されるためである。当該帰還容量は、スイッチング素子の内部構造によるものである。そして、ゲート電荷量（Ｑｇ）、コレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）及び帰還容量（Ｃｒｅｓ）との間には、式（２）の関係が成立する。

そして、本例において、インバータ２のスイッチング素子Ｑ１に高電圧のパワーデバイスを用いることで、スイッチング時のコレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）は高くなり、あるいは、本例のスイッチング素子Ｑ１に、帰還容量（Ｃｒｅｓ）の大きいデバイスをスイッチング素子Ｑ１に用いることで、ゲート電荷量（Ｑｇ）の変化量は大きくなる。

そのため、直流電圧推定部３１４は、図４に示す関係から、コレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）を推定する。図４の関係は、スイッチング素子Ｑ１からＱ６のデバイスの特性から予め決まる特性である。電圧推定部３１４は、ゲート電圧（Ｖｇ）とゲート電荷量（Ｑｇ）に対するコレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の相関関係を、例えばマップ等により予め記録する。そして、直流電圧推定部３１４は、当該マップを参照して、ゲート電圧検出部３１２のゲート電圧、及び、ゲート電荷量測定部３１３の電荷量特性に対応する直流電圧を推定し、基準電圧設定部３１８に出力する。

基準電圧設定部３１８は、直流電圧推定部３１４で推定された直流電圧により、基準電圧を電圧（ＲＥＦ＿ＯＦＦ）又は電圧（ＲＥＦ＿ＯＮ）を設定する。これにより、直流電圧の大きさによって、ターンオンまたはターンオフ時の過渡的なゲートインピーダンス変更のタイミングを最適化することができる。

ゲート電圧検出部３１２及びゲート電荷量測定部３１３は、ゲート電圧の検出及びゲート電荷量の測定を、所定の周期で行い、直流電圧推定部３１４に出力し、コレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）が推定されている。なお、当該所定の周期は、コントローラ５によるスイッチング周期よりも短い周期である。

そして、本例は、以下に説明するように、電圧推定部３１４の出力をもとに、基準電圧設定部３１８にて基準電圧を設定することで、所定の周期で推定されるコレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）に対して、スイッチング素子Ｑ１を駆動するための最適な電圧変化量（ｄＶ／ｄｔ）を過渡的に制御することが可能である。

コントローラ５は、電源線Ｐと電源線Ｎ間との短絡を避けるために、例えばＵ相のスイッチング制御では、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ２のオン及びオフを交互に行っている。

そのため、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１をターンオフするときには、ローサイド側のスイッチング素子Ｑ２はオフ状態である。この時、スイッチング素子Ｑ１の正極側（高電位側）の端子と、負極側（低電位側）の端子との間の電圧（ＶＨｃｅ）は、スイッチング素子Ｑ１の正極と負極間との間の電極間電圧（Ｖｃｅ）と等しい。

そして、電極間電圧（Ｖｃｅ）は、上記のとおり電圧推定部３１４により推定されているため、スイッチング素子Ｑ１の過渡状態を推定することができ、スイッチング素子Ｑ１をターンオフさせるときに、スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗を過渡的に変更すればよい。

以下、ターンオフさせるときの、ゲート抵抗設定回路３１５におけるゲート抵抗の制御について説明する。スイッチング素子Ｑ１のターンオフの開始時点では、コレクタエミッタ電圧が低いため、ゲート抵抗設定回路３１５はゲート抵抗を高い状態にする。具体的には、ターンオフの開始時点で、ゲート電荷量は小さく、電圧推定部３１４で推定されるコレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）は低い。そのため、基準電圧設定部３１８は、フィードバックゲート電圧（Ｖ_ＧＦＢ）が比較器３２２に入力されても、トランジスタＳ２がオン状態を維持するように、比較器３２２の非反転端子に入力する基準電圧を設定することで、ゲート抵抗設定回路３１５を制御する。

次に、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ動作が継続されて、スイッチング素子Ｑ１の実際の電圧（Ｖｃｅ）が上昇する。電圧推定部３１４は、ゲート電荷量測定部３１３の電荷量と、ゲート電圧検出部３１２のゲート電圧から、コレクタエミッタ間電圧を推定することで、電圧（Ｖｃｅ）の上昇を推定する。

電圧推定部３１４は、直流電圧Ｖｄｃの大きさに応じて、サージ電圧によりコレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）がバッテリ１の直流電圧（Ｖｄｃ）を大きく越えるか否かを判定する機能を有している。例えば、ゲート電荷量とゲート電圧の特性（Ｖｇ、Ｑｇ特性）から推定されたコレクタエミッタ間電圧と、サージ電圧の上昇を判定するための電圧閾値とを比較してもよく、あるいは、推定されたコレクタエミッタ間電圧の変化量と、所定の判定閾値との比較により判定すればよい。

そして、サージ電圧が大きく、コレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）が直流電圧（Ｖｄｃ）を大きく越えると判定した場合には、基準電圧設定部３１８は、フィードバックゲート電圧（Ｖ_ＧＦＢ）の比較器３２２への入力に対して、トランジスタＳ２がオンに切り替えるよう、比較器３２２の非反転端子の基準電圧（ＲＥＦ＿ＯＦＦ）を設定する。

トランジスタＳ２をオンにさせる当該基準電圧（ＲＥＦ＿ＯＦＦ）の設定後、ターンオフの時間経過と供に、ゲート電圧は低くなり、フィードバック電圧（Ｖ_ＧＦＢ）が基準電圧（ＲＥＦ＿ＯＦＦ）に達すると、スイッチング素子がオフになり、ゲート抵抗が高くなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１のコレクタエミッタ間電圧のピーク値が抑制され、サージ電圧を抑制することができる。

また、ゲート電圧を切り替えるタイミングは、基準電圧設定部３１８で設定される、比較器３２２の基準電圧の大きさによって決まる。基準電圧設定部３１８による基準電圧（ＲＥＦ＿ＯＦＦ）が小さくなるほど、高いゲート抵抗への切り替えタイミングが遅くなる。ゲート抵抗の切り替えタイミングは、例えば、ターンオフ開始後の、コレクタエミッタ間電圧の変化率から設定すればよい。

次に、図５を用いて、スイッチング素子Ｑ１をターンオフ時のハイサイドゲート制御回路３１の制御について説明する。図５は、コレクタ電流（Ｉｃ）、コレクタエミッタ電圧（Ｖｃｅ）、ゲート電圧（Ｖｇ）、ゲート電流（Ｉｇ）、及び、ゲート電荷量（Ｑｇ）の特性を示し、（ａ）は比較例の特性を、（ｂ）は本発明の特性を示す。横軸は時間を示す。

時刻ｔ_１で、コントローラ５から、スイッチング素子Ｑ１をターンオフさせる制御指令が入力されると、ゲート駆動回路３１１は、トランジスタＴｒ１をオフに、トランジスタＴｒ２をオフにする。そして、ゲート電圧（Ｖｇ）の低下が始まる。

時刻ｔ_２でゲート電圧（Ｖｇ）がゲート電圧閾値（Ｖｔｈ）以下になると、スイッチング素子Ｑ１のターンオフが開始する。

時刻ｔ_２以降、比較例では、ゲート抵抗は低いインピーダンスを維持し、コレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）が大きく上昇する。そして、電圧（Ｖｃｅ）の変化率（ｄＶ／ｄｔ）が大きいため、サージ電圧（Ｖｓ）が大きくなる。そして、時刻ｔ_ａで、コレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）はピーク電圧（Ｖｄｃ＋Ｖｓ_１）となる。比較例のように、スイッチング素子Ｑ１の過渡状態で、ゲート抵抗を変更しない場合には、スイッチング素子のデバイス特性や、インバータ回路の規制インダクタンスなどのインバータ２の内部の回路定数により、電圧（Ｖｃｅ）が上昇する。

一方、本例では、時刻ｔ_２の時点から、ゲート電荷量測定部３１３は、ゲート電流検出部３１６の電流値の積算を開始し、電荷量（Ｑｇ）を測定する。また、電圧推定部３１４は、測定された電荷量と、ゲート電圧検出部３１２のゲート電圧から、コレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）を推定する。

そして、時刻ｔ_３の時点で、ハイサイドゲート制御回路３１は、推定されたコレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）が、ゲート抵抗を切り替えるための閾値電圧に達したことを検知し、ゲート抵抗設定回路３１５により、ゲート抵抗を低インピーダンスから高インピーダンス側に切り替える。

時刻ｔ_３以降、電圧（Ｖｃｅ）の上昇は、比較例よりも抑制される。そして、時刻（ｔ_ｂ）の時点で、直流電圧（Ｖｃｅ）はピーク電圧（Ｖｄｃ＋Ｖｓ_２）となる。本発明のサージ電圧（Ｖｓ_２）は比較例のサージ電圧（Ｖｓ_１）よりも低いため、コレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）のピーク電圧も比較例より低くなる。

ハイサイドゲート制御回路３１は、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる時にも、同様に、ゲート電圧の検出値と、ゲート電荷量の測定値から、Ｖｇ−Ｑｇの特性を使用して、コレクタエミッタ間の電圧を推定し、スイッチング素子Ｑ１の過渡状態で、推定された電圧（Ｖｃｅ）に応じて、ゲート抵抗を切り替えている。

なお、ゲート抵抗を高抵抗側に設定する時間は、ゲート電圧閾値（Ｖｔｈ）のばらつき、ゲート電流検出部の検出誤差、ゲート電流又はゲート電圧等の電圧電流の立ち下がり時間あるいは立ち上がり時間等に応じて設定してもよい。

ターンオン時の詳細な制御は、上記と同様であるため、説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時の制御では、制御しているスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と直列に接続された対アームのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６およびダイオードＤ１〜Ｄ６のリカバリ電圧を含んだ電圧上昇を制御することもできる。

上記のように、本例は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオン、または、ターンオフのときに、ゲート電圧検出部３１２で検出されたゲート電圧と、ゲート電荷量測定部３１３で測定された電荷量に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートインピーダンスを設定する。これにより、本例は、スイッチング素子のゲート電荷量を測定しつつ、スイッチング素子の状態に応じたゲートインピーダンスを設定しているため、サージを抑えた最適な駆動制御をすることができ、その結果として、電磁波干渉（ＥＭＩノイズ）を低減することができる。

また、本例は、ゲート電圧検出部３１２のゲート電圧と、ゲート電荷量測定部３１３のゲート電荷量に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の正極及び負極間の電極間電圧（Ｖｃｅ）を推定する。これにより、スイッチング動作時のゲート動作状態と、スイッチ動作時のゲート電荷量を測定し、ゲートの過渡状態を計測することができ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の過渡状態を検出することができるため、当該過渡状態の時に、ゲート抵抗を設定することで、サージ電圧を抑制することができる。

また本例は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧及びゲート電荷量に対する電極間電圧（Ｖｃｅ）の相関関係から、電極間電圧（Ｖｃｅ）を推定することができる。

また本例は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のターンオフのときに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が、サージ電圧の上昇を示す電圧閾値を越える場合に、ゲート抵抗設定回路３１５に含まれる低インピーダンス回路から高インピーダンス回路に切り替える。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の過渡状態を検出し、サージ電圧を抑制することができる。

また本例は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート端子に接続されたゲート電流検出部３１６の検出値から、ゲート電荷量を測定する。これにより、本例は、高電圧が印加されない、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート入力側の検出値を用いて、電荷量を測定することができ、サージ電圧を抑制することができる。

また本例は、スイッチング素子がターンオフの開始時点又はターンオンの開始時点からゲート電荷量の測定を開始している。これにより、ターンオフ又はターンオン制御中における、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の過渡状態を検出することができる。

また本例は、ハイサイドゲート制御回路３１及びローサイドゲート制御回路３２を備え、インバータ２の上アーム素子２１、２３、２５のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５及び下アーム回路２２、２４、２６のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をそれぞれ駆動させている。すなわち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のバラツキ又は検出誤差等により、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の過渡状態は異なるが、本例では、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対応するハイサイドゲート制御回路３１、ローサイドゲート制御回路３２で、過渡状態を検出し、ゲート抵抗を設定している。これにより、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の過渡状態に応じて、サージ電圧を抑制することができる。また、インバータ２で生じるＥＭＩノイズを抑制することができるため、システムの簡素化、電力変換装置の小型化を実現することができる。

また、インバータ２のスイッチング動作時に、サージ電圧が発生した場合には、当該インバータ２を備えた車両の駆動システム内で、ＥＭＩノイズが発生する。そして、このＥＭＩノイズは、車両に設けられたＦＭラジオやテレビ放送の電波に影響を及ぼし、車両内外の通信機器にも影響を及ぼす可能性がある。

本例の駆動システムは、上記のとおり、サージ電圧を抑制することができるため、駆動システムを車両に適用した場合には、ＥＭＩノイズの発生を防ぐことができる。また、本例は、インバータの変換効率を高めることもでき、制御応答性を高めることができ、システムの小型化を実現することができる。

また、本例の駆動システムは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を制御することで、インバータ２からの出力電圧波形を調整する機能を設けることできる。そして、本例の駆動システムを車両に搭載した場合には、誘導性負荷であるモータ３等の回転体の回転子に対して、車両が必要とするトルクを発生させる際に、サージ電圧を抑制したり、ＥＭＩノイズを低減したりすることができる。

なお、本例の変形例として、ゲート電荷量測定部３１３は、ゲート電流検出部３１６の代わりに、電圧検出部３１９の検出電圧に基づいて、ゲート電荷量を測定してもよい。図６に、本発明の変形例に係る半導体装置のハイサイドゲート制御回路３１の回路図を示す。

図６に示すように、変形例に係るハイサイドゲート制御回路３１は、電圧検出部３１９及び抵抗Ｒ３を有している。抵抗Ｒ３は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２及びダイオードＤ１１、Ｄ１２の並列回路と、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子との間に接続されている。そして、電圧検出部３１９は、抵抗Ｒ３の両端の電圧を検出し、ゲート電荷量測定部３１３に出力する。

ゲート電荷量測定部３１３は、電圧検出部３１９の検出電圧（Ｖ_＿Ｒ３）と、抵抗Ｒ３の抵抗値（Ｒ_３）から、式（３）を用いて、ゲート電流（Ｉｇ）を測定する。

そして、ゲート電荷量測定部３１３は、式（３）で演算された電流値を積算することで、ゲート電荷量を測定する。

また本例は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にＩＧＢＴを用いて、コレクターエミッタ間の電圧を推定するためにゲート電圧フィードバックＶ_ＧＦＢを用いたが、ＭＯＳＦＥＴのドレインーソース間の電圧を推定するためにゲート電圧フィードバックＶ_ＧＦＢを用いても同様の効果が得られることは明らかである。図７は、本発明の変形例に係る半導体装置における、制御回路３１、上アーム素子２１及びコントローラ５のブロック図である。図７において、Ｇはゲート端子を、ＳＳは検出用ソース端子を、Ｄはドレイン端子を、Ｓはソース端子を示している。

図７に示すように、ゲート駆動回路３１１は、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子Ｇ及び検出用ソース端子ＳＳに接続されている。ゲート電圧検出部３１２は、ゲート端子Ｇ及び検出用ソース端子ＳＳに接続されている。ゲート電荷量推定部３１３は、ゲート端子Ｇに接続されたゲート電流検出部３１６の電流値に基づいて、ゲートに蓄積される電荷量を測定する。

図２に示す、ゲート電圧（Ｖｇ）とゲート電荷量（Ｑｇ）の特性は、ＭＯＳＦＥＴでも同様の特性を示す。そのため、電圧推定部３１４は、ゲート電圧及びゲート電荷量に基づいて、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１の電極間電圧（ドレイン−ソース間電圧）を推定することができる。これにより、本例は、スイッチング素子Ｑ１にＭＯＳＦＥＴを用いても、ＩＧＢＴに係る本例の制御と同様に、スイッチング素子Ｑ１の過渡状態を検出し、ゲート抵抗を設定することで、サージ電圧を抑制することができる。

図８は、本発明の変形例に係る半導体装置を備えた電力変換装置のブロック図である。また、図１に示すように、本例の半導体装置を、３相など複数の相の出力をもつインバータ回路に適用したが、図８に示す変形例の半導体装置のように、単相のインバータ回路に適用してもよい。。

また、本例の好適な例として、ゲート構造がトレンチ構造であるトランジスタを、本例の半導体装置のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に用いるとよい。

ここで、ゲート構造と、Ｖｇ−Ｑｇの特性との関係について説明する。インバータ用のパワートランジスタ（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６）として使われるデバイスは、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの酸化膜ゲートを有するトランジスタが挙げられる。そして、式（１）に示すように、ゲート電圧と電荷量特性（Ｖｇ−Ｑｇ特性）は、帰還容量（Ｃｒｅｓ）に対して依存性をもっている。そして、パワートランジスタとして縦型デバイスを用いた場合には、帰還容量（Ｃｒｅｓ）は、ゲート構造によって変化する。

図９に、ゲート構造の違いによるゲート電荷量（Ｑｇ）とゲート電圧（Ｖｇ）の特性を示す。図９は、スイッチング素子Ｑ１における、ゲート電荷量（Ｑｇ）及びゲート電圧（Ｖｇ）に対するコレクタエミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の関係を説明する。実線はプレーナ構造の特性を、点線はトレンチ構造の特性を示している。

トレンチ構造の帰還容量（Ｃｒｅｓ）は、一般的にプレーナ構造の帰還容量よりも大きい傾向がある。そのため、ゲート電圧が同一電圧であって、例えば、電極間電圧（Ｖｃｅ）が１００Ｖから３００Ｖに変化した場合に、トレンチ構造のゲート電荷の変化量（ΔＱｇ_１）は、プレーナ構造のゲート電荷の変化量（ΔＱｇ_２）より大きくなる。

そのため、本例では、ゲート構造がトレンチ構造であるトランジスタを、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に使用することで、ゲート電圧及びゲート電荷量に対して、電極間電圧（Ｖｃｅ）の変化量を大きくすることできるため、当該電極間電圧（Ｖｃｅ）の推定精度を高めることも可能である。

上記のゲート電圧検出部３１２が本発明の「ゲート電圧検出手段」に相当し、ゲート電荷量測定部３１３が「ゲート電荷量測定部」に、ゲート抵抗設定回路３１５が本発明の「ゲートインピーダンス設定手段」に、電圧推定部３１４が「電圧推定手段」に、ハイサイドゲート制御回路３１が「第１ゲート制御回路」に、ローサイドゲート制御回路３２が「第２ゲート制御回路」に、コントローラ５が「制御手段」相当する。

《第２実施形態》
本発明の他の実施形態に係る半導体装置を備えた電力変換装置について説明する。本例では、本例では上述した第１実施形態に対して、コントローラ５の制御の一部が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を適宜、援用する。

コントローラ５により一定の周期でＰＷＭ制御を行った場合に、ステップ上のトルク指令に基づいてインバータ２を制御すると、モータ３、平滑コンデンサ２７及びバッテリ１の回路定数等によって、電源線Ｐ、Ｎ間の電圧（インバータ入力電圧）が低下し、電流に脈動が生じる場合がある。

そのため本例では、ゲート電圧及びゲート電荷に基づく、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の電極間電圧の推定制御を用いた上で、インバータ入力電圧の低下及び電流の脈動を抑制している。以下、具体的な本例の制御について説明する。

ハイサイドゲート制御回路３１は、ゲート電圧検出部３１２、ゲート電荷用測定部３１３及び電圧推定部３１４を用いて、コントローラ５によるＰＷＭ制御の制御周期よりも短い周期で、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の電極間電圧を推定している。

そして、例えばＵ相について、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる場合には、スイッチング素子Ｑ２はオフ状態である。そのため、スイッチング素子Ｑ１の電極間電圧の変化と、インバータ２の入力電圧の変化には相関性がある。

コントローラ５は、トルク指令値等に基づき、スイッチング動作を行うための電流指令値を演算し、当該電流指令値に基づいてスイッチング信号を生成して、駆動回路３０に送信する。ハイサイドゲート制御回路３１は、当該スイッチング信号に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオン又はターンオフさせる。その際、ハイサイドゲート制御回路３１は、ゲート電圧及びゲート電荷量に基づいて、スイッチング素子Ｑ１の電極間電圧を推定する。そして、推定された電極間電圧の変化量が、所定の判定閾値より高い場合には、ハイサイドゲート制御回路３１は、電極間電圧を変化したこと示す信号を、コントローラ５に送信する。すなわち、駆動回路３０は、上位制御コントローラであるコントローラ５と、信号の送受信を行っている。

コントローラ５は、ハイサイドゲート制御回路３１から、電極間電圧が変化した旨の信号を受信すると、電圧の変化量に応じて、インバータ２の入力電圧の変化を抑制するよう、電流指令値を再演算する。そして、コントローラ５は、次のＰＷＭ制御周期では、変更後の電流指令値に基づいて、スイッチング信号を生成し、駆動回路３０に出力する。これにより、電圧推定部３１４で推定されて電極間電圧に基づいて、インバータ２の入力電圧の低下を抑制することができる。

次に、図１０を用いて、駆動回路３０及びコントローラ５の制御について説明する。図１０は、電流指令値（Ｉｑ^＊）、インバータ入力電圧（Ｖｄｃ）及びインバータ電流（Ｉｑ）の特性を示す。横軸は時間を示す。点線のグラフａは、変更前の電流指令値であり、実線のグラフｂは変更後の電流指令値を示す。また、点線のグラフｃ、ｅは、比較例のインバータ入力電圧及びインバータ電流をそれぞれ示し、実線のグラフｄ、ｆは、本発明のインバータ入力電圧及びインバータ電流をそれぞれ示す。なお、比較例では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の電極間電圧の推定及び推定された電圧に基づく電流指令値の制御を行っていない。

時刻ｔ_１の時点で、コントローラ５は、ステップ状の電流指令値でインバータ２を制御し、駆動回路３０は、コントローラ５のゲート制御指令に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作を行う。

時刻ｔ_２の時点で、電圧推定部３１４は、ゲート電圧及びゲート電荷量に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の電極間電圧を推定する。そして、推定された電極間電圧の変化量、あるいは、バッテリ１の電圧に対する当該電極間電圧の電圧差が、インバータ入力電圧の低下を判定するための閾値より大きい場合には、駆動回路３０は、インバータ入力電圧の低下を示す信号をコントローラ５に送信する。なお、時刻ｔ_１と時刻ｔ_２との間の時間は、コントローラ５の制御周期より短い。

時刻ｔ_３の時点で、コントローラ５は駆動回路３０の信号に基づき、時刻ｔ_１で設定した電流指令値と、異なる電流指令値に変更する。そして、電流指令値の変更に伴い、時刻ｔ_３以降、インバータ入力電圧の低下は抑制され、また、インバータ電流の上昇も抑制される。なお、時刻ｔ_１と時刻ｔ_３との間の時間は、コントローラ５の制御周期に相当する。

一方、比較例では、時刻ｔ_２の時点で上記のような制御を行っていないため、電流指令値は変更されず、またインバータの入力電圧はさらに低下し、インバータ電流も脈動している。

上記のように、本例は、電圧推定部３１４で推定されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の電極間電圧に基づいて、電流指令値を異なる電流指令値に変更する。これにより、インバータ２の直流電圧の過渡的な変化を追うことができるため、インバータ入力電圧の変動を抑制することができる。

１…バッテリ
２…インバータ
２０…インバータ回路
２１、２３、２５…上アーム素子
２２、２４、２６…下アーム回路
２７…平滑コンデンサ
３０…駆動回路
３１…ハイサイドゲート制御回路
３２…ローサイドゲート制御回路
３１１…ゲート駆動回路
３１２…ゲート電圧検出部
３１３…ゲート電荷量測定部
３１４…電圧推定部
３１５…ゲート抵抗設定回路
３１６…ゲート電流検出部
３１７…ゲート電源
３１８ 基準電圧設定部
３１９…電圧検出部
４…スイッチ
５…コントローラ
６…電流センサ
７…レゾルバ

Claims (10)

1. スイッチング素子のゲート電圧を制御して、前記スイッチング素子を駆動させる半導体装置において
   前記スイッチング素子のゲート電圧を検出するゲート電圧検出手段と、
   前記ゲートに蓄積される電荷量を測定する電荷量測定手段と、
   前記スイッチング素子のターンオフ又はターンオンのときに、前記電圧検出手段により検出された前記ゲート電圧と前記電荷量測定手段により測定された前記電荷量に基づいて、前記スイッチング素子のゲートインピーダンスを設定するゲートインピーダンス設定手段を備える
   ことを特徴とする半導体装置。
2. 請求項１記載の半導体装置であって、
   前記電圧検出手段により検出されたゲート電圧と前記電荷量測定手段により測定された前記電荷量から、前記スイッチング素子の正極と負極との間の電極間電圧を推定する電圧推定手段を備え、
   前記ゲートインピーダンス設定手段は、
   前記電圧推定手段より推定された前記電極間電圧に基づいて、前記スイッチング素子のゲートインピーダンスを設定する
   ことを特徴とする請求項１記載の半導体装置。
3. 請求項２記載の半導体装置であって、
   前記電圧推定手段は、前記ゲート電圧と前記電荷量に対する前記電極間電圧の相関関係から、前記電極間電圧を推定する
   ことを特徴とする半導体装置。
4. 請求項１〜３のいずれか一項に記載の半導体装置であって、
   前記ゲートインピーダンス設定手段は、前記ゲートインピーダンスを所定のインピーダンスより高くする高インピーダンス回路と、前記ゲート抵抗を前記所定のインピーダンスより低くする低インピーダンス回路とを有し、
   前記スイッチング素子のターンオフ又はターンオンのときに、前記スイッチング素子の正極と負極との間の電極間電圧が所定の電圧を越える場合には、前記低インピーダンス回路から前記高インピーダンス回路に切り替える
   ことを特徴とする半導体装置。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の半導体装置であって、
   前記スイッチング素子のゲート構造はトレンチ構造を有する
   ことを特徴とする半導体装置。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載の半導体装置であって、
   前記電荷量測定手段は、前記スイッチング素子のゲート端子に接続されたセンサの検出値から、前記電荷量を測定する
   ことを特徴とする半導体装置。
7. 請求項１〜６のいずれか一項に記載の半導体装置であって、
   前記電荷量測定手段は、前記スイッチング素子がターンオフの開始時点又はターンオンの開始時点から前記電荷量の測定を開始する
   ことを特徴とする半導体装置。
8. 請求項１〜７のいずれか一項に記載の半導体装置を備えた電力変換装置であって、
   複数の前記スイッチング素子を直列に接続したインバータと、
   前記インバータのうち上アーム回路に含まれる前記スイッチング素子のゲートを制御する第１ゲート制御回路と、
   前記インバータのうち下アーム回路に含まれる前記スイッチング素子のゲートを制御する第２ゲート制御回路とを備え、
   前記第１ゲート制御回路及び前記第２ゲート制御回路は、
   前記ゲート電圧検出手段、前記電荷量測定手段及び前記ゲートインピーダンス設定手段をそれぞれ有している
   ことを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１〜７のいずれか一項に記載の半導体装置を備えた電力変換装置であって、
   複数の前記スイッチング素子を接続し、入力された電力を変換して出力するインバータと、
   外部から入力されるモータのトルク指令値に基づいて、前記インバータを制御する電流指令値を演算し、当該電流指令値から前記インバータのオン及びオフを切り替えるスイッチング信号を生成して、前記インバータを制御する制御手段とを備え、
   前記制御手段は、前記電極間電圧により推定された前記電極間電圧に基づいて、前記トルク指令値で演算された前記電流指令値を異なる電流指令値に変更する
   ことを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項１〜７のいずれか一項に記載の半導体装置を有したインバータと、
    前記インバータに接続された誘導性負荷とを備える
    ことを特徴とする車両の駆動システム。

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